JPH06105581A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPH06105581A JPH06105581A JP4255149A JP25514992A JPH06105581A JP H06105581 A JPH06105581 A JP H06105581A JP 4255149 A JP4255149 A JP 4255149A JP 25514992 A JP25514992 A JP 25514992A JP H06105581 A JPH06105581 A JP H06105581A
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Abstract
御の応答性を高める。 【構成】 トルク電流指令ITと励磁電流指令IOからデ
ィジタル演算の電流制御系によってトルク軸電圧VQと
励磁軸電圧VDを得、この電圧からPWM制御によって
誘導電動機をベクトル制御するにおいて、電圧VQとVD
から一次電圧V1を求め、この電圧V1がPWM制御の
最大電圧(制御率1)Vmaxを越えたときの偏差
VDerr,VQerrで1/Zに格納されている前回値を補正
するリミッタ部11eを設け、一次電圧が過大になった
ときに積分項の積分値をVmaxに相当する電圧VD,VQ
に制限しておき、一次電圧が低くなったときの積分値の
戻りを早くする。
Description
制御装置に係り、特に電流制御系を有するベクトル制御
装置に関する。
す。誘導電動機1の速度制御部2の出力をトルク電流指
令ITとし、これに直交させる励磁電流指令IOから極座
標変換部3によって電流I1と位相角φを求める。ま
た、トルク電流指令ITと励磁電流指令IOと誘導電動機
1の二次時定数τ2からすべり周波数演算部4にすべり
周波数ωSを求める。
検出部5の検出速度ωnと加算されて一次角速度ω0に変
換し、この角速度ω0と位相角φから正弦波発生部6に
二相の正弦波を得る。
弦波から二相の電流指令ia,icを求め、この電流指令
と検出電流から比例積分演算を行う電流制御部8を経て
二相の電圧指令Va,Vcとして求め、二相からb相の電
圧指令Vbも求めてPWM変換部9に三相のPWM電圧
出力を得る。
置において、誘導電動機の速度ωnの上昇に従って該電
動機の誘起電圧も増大し、高速域で過大なトルク負荷が
加えられたときに一次電圧がPWM制御の最大電圧V
max(=直流電源電圧VDC/2)を越えてしまう。
ミッタ回路が設けられている。例えば、PWM変換部9
内では制御電圧Va,Vb,Vcと三角波(搬送波)のレ
ベル比較によってPWM波形を生成しており、一次電圧
Va,Vb,Vcが最大電圧Vmaxを越える制御率1以上に
なるときにも正確な正弦波PWM波形を得られるよう該
電圧Va,Vb,Vcをリミッタ回路を通して三角波のレ
ベルを越えないようにしている。
制限は、電圧制限中には電流制御部8による積分量が過
大な量まで上昇してしまう。このため、負荷トルクの軽
減後にも電流制御部8の積分量の戻りが遅れ、PWM変
換部9のリミッタ動作時間が長くなって、トルク制御の
応答性向上を阻害する。
小さくすることが考えられるが、電流制御系を不安定に
する。
保しながらトルク制御の応答性を高めるベクトル制御装
置を提供することにある。
決を図るため、誘導電動機のトルク電流指令ITと励磁
電流指令IOからディジタル演算の積分項を含む電流制
御系によって誘導電動機のトルク軸電圧VQと励磁軸電
圧VDを得、この電圧VQ,VDからPWM制御によって
誘導電動機をベクトル制御するベクトル制御装置におい
て、前記電流制御系は、前記トルク軸電圧VQと励磁軸
電圧VDから一次電圧V1を求め、この電圧V1がPWM
制御のための最大電圧Vmaxを越えたときの偏差をトル
ク軸成分及び励磁軸成分のエラー分VQerr及びVDerrと
して求め、このエラー分で前記積分項の前回値を補正す
るリミッタ部を備えたことを特徴とする。
流制御系の積分項の値を最大電圧Vmaxに相当するトル
ク軸電圧と励磁軸電圧に制限しておき、一次電圧V1が
最大電圧Vmaxより低くなったときに積分項のリミッタ
値からの戻り動作を早くする。
には前回値に今回の偏差分を加算するとき、前回値をエ
ラー分で補正しておくことで一次電圧V1が最大電圧V
maxを越えないように制限する。
あり、図4と同等のものは同じ符号で示す。本実施例は
制御演算をコンピュータで行うディジタル演算の場合で
示す。
び励磁電流指令IOに対して夫々のトルク電流検出値I
TFB及び励磁電流検出値IOFBとの偏差から比例積分演算
による演算を行い、回転座標のトルク軸電圧VQと励磁
軸電圧VDを得る。
値IOFBの検出は、誘導電動機1の二相電流Ia,Ibを
A/D変換部12で夫々ディジタル値に変換し、両者の
加算によってC相の電流Icも求め、各電流値Ia,
Ib,Icから三相/二相変換部13で固定座標の二相電
流に変換し、これを座標変換部14で回転座標のトルク
電流ITFBと励磁電流IOFBに変換する。
VQは座標変換部15によって回転座標から固定座標の
二相電圧V1D,V1Qに変換し、二相/三相変換部16に
よって三相の電圧信号Va,Vb,Vcに変換する。
角θ0は積分部17によって角速度ω0を積分演算するこ
とで得る。
にされる。同図中、11aはトルク電流の比例積分演算
手段になり、11bは第1の干渉項補償手段になり、1
1cは励磁電流の比例積分演算手段になり、11dは第
2の干渉項補償手段になる。
動機1のベクトル制御状態で電動機内で励磁電流とトル
ク電流に互いに速度ω0の情報を含んだ干渉項が発生
し、この干渉項によって低速域と高速域で電流制御系の
応答性が変化するのを補償する。
リミッタ制御を行う。このリミッタ制御は、電圧VD,
VQから一次電圧V1
大電圧Vmax(=VDC/2)の比較を行い、一次電圧V1
が最大電圧Vmaxを越えたときにD軸とQ軸のエラー分
VDerr,VQerrを次式から求める。
係を図3に示す。このエラー分は比例積分演算手段11
a,11cの積分項の前回値補正値とすることで一次電
圧V1が最大電圧Vmaxを越えないようにする。
行うことから、その1/Zは比例積分演算周期で前回演
算値を格納して積分演算を行う。例えば、トルク電流制
御には今回値VQQ(n)に対し、1/Zは前回値V
QQ(n−1)を格納しておいて今回値VQQ(n)との加
算によってトルク電流偏差の積分を行う。同様に、励磁
電流制御には、今回値VDD(n)に対し1/Zは前回値
VDD(n−1)を格納しておく。
動作は一次電圧V1がVmaxを越えたときにそのD軸とQ
軸のエラー分を求め、このエラー分で前回の積分値VQQ
(n−1),VDD(n−1)を補正することにより一次
電圧V1がVmaxを越えないようにする。このときの前回
値VDD(n−1),VQQ(n−1)は
一次電圧V1がPWM制御の最大電圧Vmaxを越えたとき
にも積分項の積分量は最大電圧Vmaxに保持されてお
り、V1>Vmaxの継続時間が長くなるときにも積分量が
過大になるのを無くし、負荷トルクの軽減時に直ちにリ
ミッタ動作から抜けた通常動作に戻り、トルク制御の応
答性を向上する。また、積分時定数は電流制御系を十分
に安定にする大きさにすることができる。
動機のトルク軸電圧と励磁軸電圧を得る電流制御系に、
一次電圧V1がPWM制御の最大電圧Vmaxを越えたとき
のエラー分をトルク軸成分と励磁軸成分として求め、こ
のエラー分で積分項の前回値を夫々補正するようにした
ため、誘導電動機の一次電圧が過大になったときにも電
流制御系の積分量を最大電圧に相当する値に制限し、リ
ミット値からの抜けを早くしてトルク制御の応答性を高
めることができる。
に十分な値とすることができる。
関係図。
Claims (1)
- 【請求項1】 誘導電動機のトルク電流指令ITと励磁
電流指令IOからディジタル演算の積分項を含む電流制
御系によって誘導電動機のトルク軸電圧VQと励磁軸電
圧VDを得、この電圧VQ,VDからPWM制御によって
誘導電動機をベクトル制御するベクトル制御装置におい
て、前記電流制御系は、前記トルク軸電圧VQと励磁軸
電圧VDから一次電圧V1を求め、この電圧V1がPWM
制御のための最大電圧Vmaxを越えたときの偏差をトル
ク軸成分及び励磁軸成分のエラー分VQerr及びVDerrと
して求め、このエラー分で前記積分項の前回値を補正す
るリミッタ部を備えたことを特徴とする誘導電動機のベ
クトル制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4255149A JP3057925B2 (ja) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4255149A JP3057925B2 (ja) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06105581A true JPH06105581A (ja) | 1994-04-15 |
JP3057925B2 JP3057925B2 (ja) | 2000-07-04 |
Family
ID=17274762
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4255149A Expired - Fee Related JP3057925B2 (ja) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3057925B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20160139103A (ko) * | 2015-05-26 | 2016-12-07 | 엘에스산전 주식회사 | 유도 전동기 제어 시스템 |
-
1992
- 1992-09-25 JP JP4255149A patent/JP3057925B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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KR20160139103A (ko) * | 2015-05-26 | 2016-12-07 | 엘에스산전 주식회사 | 유도 전동기 제어 시스템 |
CN106208861A (zh) * | 2015-05-26 | 2016-12-07 | Ls产电株式会社 | 控制感应电机的*** |
JP2016226268A (ja) * | 2015-05-26 | 2016-12-28 | エルエス産電株式会社Lsis Co., Ltd. | 誘導電動機制御システム |
US9806652B2 (en) | 2015-05-26 | 2017-10-31 | Lsis Co., Ltd. | System of controlling induction electric motor |
CN106208861B (zh) * | 2015-05-26 | 2019-07-19 | Ls 产电株式会社 | 控制感应电机的*** |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP3057925B2 (ja) | 2000-07-04 |
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