JPH05191178A - 電力増幅装置 - Google Patents
電力増幅装置Info
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- JPH05191178A JPH05191178A JP4005416A JP541692A JPH05191178A JP H05191178 A JPH05191178 A JP H05191178A JP 4005416 A JP4005416 A JP 4005416A JP 541692 A JP541692 A JP 541692A JP H05191178 A JPH05191178 A JP H05191178A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
- H03F1/3229—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/602—Combinations of several amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F2201/3218—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion the main amplifier or error amplifier being a feedforward amplifier
Landscapes
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- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電力増幅装置の小型化、低消費電力化を図
る。 【構成】 入力端子１に導かれた高周波信号を二分配器
３で同相、等振幅の信号に分配して夫々フィードフォワ
ード方式歪補償回路（ＦＦ回路）５ａ、５ｂに入力す
る。これらＦＦ回路５ａ、５ｂの出力は、二合成回路４
で同相で合成され、出力端子２に導かれる。 【効果】 出力端子２で得られる信号成分のレベルが二
倍に増大するのに対し、常時不規則に変動する各歪成分
の振幅及び位相が互いに作用しあってそのレベルが増大
しないので、信号成分対歪成分の割合が単一のＦＦ回路
に比べて３［ｄＢ］程度増加する。
る。 【構成】 入力端子１に導かれた高周波信号を二分配器
３で同相、等振幅の信号に分配して夫々フィードフォワ
ード方式歪補償回路（ＦＦ回路）５ａ、５ｂに入力す
る。これらＦＦ回路５ａ、５ｂの出力は、二合成回路４
で同相で合成され、出力端子２に導かれる。 【効果】 出力端子２で得られる信号成分のレベルが二
倍に増大するのに対し、常時不規則に変動する各歪成分
の振幅及び位相が互いに作用しあってそのレベルが増大
しないので、信号成分対歪成分の割合が単一のＦＦ回路
に比べて３［ｄＢ］程度増加する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高周波信号の電力増幅
装置に係り、特に、フィードフォワード方式歪補償回路
（以下、ＦＦ回路と略称する）で構成される電力増幅装
置に関する。
装置に係り、特に、フィードフォワード方式歪補償回路
（以下、ＦＦ回路と略称する）で構成される電力増幅装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、移動体通信の基地局等のように、
多数のキャリアを同時に送信する無線通信装置では、キ
ャリア数と同数の増幅回路を備え、各増幅回路の出力を
アンテナ共用装置で合成していた。この方式による問題
点は、キャリア数が増えるにつれ、無線通信装置が大型
化することと、送信周波数が共用装置により限定されて
いるために、その変更が容易に行えないことである。
多数のキャリアを同時に送信する無線通信装置では、キ
ャリア数と同数の増幅回路を備え、各増幅回路の出力を
アンテナ共用装置で合成していた。この方式による問題
点は、キャリア数が増えるにつれ、無線通信装置が大型
化することと、送信周波数が共用装置により限定されて
いるために、その変更が容易に行えないことである。
【０００３】多数のキャリアを一括して同時に増幅（共
通増幅）する電力増幅装置があれば、これらの欠点を一
挙に解決するとともに、特に移動体通信では共用装置に
よる周波数限定がなくなり、周波数の有効利用が図れる
のであるが、通常の電力増幅装置で共通増幅を行うと、
その非線形性により必ず相互変調歪を生じ、移動体通信
において他の通信に妨害を与える。
通増幅）する電力増幅装置があれば、これらの欠点を一
挙に解決するとともに、特に移動体通信では共用装置に
よる周波数限定がなくなり、周波数の有効利用が図れる
のであるが、通常の電力増幅装置で共通増幅を行うと、
その非線形性により必ず相互変調歪を生じ、移動体通信
において他の通信に妨害を与える。
【０００４】これを防止するには飽和出力レベルの非常
に大きな電力増幅装置にしなければならない。例えば、
一キャリア当りの出力レベルを１［Ｗ］、キャリア数を
１０、相互変調歪によるスプリアス強度を−６０［ｄ
Ｂ］以下とし、これらキャリアを共通増幅するために
は、飽和出力が１［ｋＷ］以上の大型の電力増幅装置が
必要となる。従って、このままでは回路構成、消費電力
の両面で非常に不経済であり、現実には実現不可能とな
る。
に大きな電力増幅装置にしなければならない。例えば、
一キャリア当りの出力レベルを１［Ｗ］、キャリア数を
１０、相互変調歪によるスプリアス強度を−６０［ｄ
Ｂ］以下とし、これらキャリアを共通増幅するために
は、飽和出力が１［ｋＷ］以上の大型の電力増幅装置が
必要となる。従って、このままでは回路構成、消費電力
の両面で非常に不経済であり、現実には実現不可能とな
る。
【０００５】そこで電力増幅装置に歪補償回路を設け、
共通増幅に必要な飽和出力レベルを下げることにより上
記経済性に関する問題を改善している。
共通増幅に必要な飽和出力レベルを下げることにより上
記経済性に関する問題を改善している。
【０００６】歪補償回路を設けた電力増幅装置には種々
のものがあるが、歪補償の広帯域性、安定度、歪補償効
果の改善量の大きさ等の面で、ＦＦ回路から成るものが
最も優れている。
のものがあるが、歪補償の広帯域性、安定度、歪補償効
果の改善量の大きさ等の面で、ＦＦ回路から成るものが
最も優れている。
【０００７】図４は単一のＦＦ回路から成る従来の電力
増幅装置の構成例を示した図で、主増幅回路１５と、そ
の増幅素子で発生する非線形歪成分のみを抽出する第一
のループ１０と、抽出された歪成分を補助増幅回路２２
で増幅し、主増幅回路１５の出力側に逆相加算して歪を
打ち消す第二のループ２０とを少なくとも有して構成さ
れている。これら二つのループ１０、２０をまとめてＦ
Ｆループと略称する。
増幅装置の構成例を示した図で、主増幅回路１５と、そ
の増幅素子で発生する非線形歪成分のみを抽出する第一
のループ１０と、抽出された歪成分を補助増幅回路２２
で増幅し、主増幅回路１５の出力側に逆相加算して歪を
打ち消す第二のループ２０とを少なくとも有して構成さ
れている。これら二つのループ１０、２０をまとめてＦ
Ｆループと略称する。
【０００８】図５（ａ）〜（ｄ）は上記ＦＦループによ
る歪補償の説明図で、ｆ1 、ｆ2 の周波数の二つの信号
を増幅する過程について示している。以下図４と図５と
を参照して従来の電力増幅装置の動作を具体的に説明す
る。
る歪補償の説明図で、ｆ1 、ｆ2 の周波数の二つの信号
を増幅する過程について示している。以下図４と図５と
を参照して従来の電力増幅装置の動作を具体的に説明す
る。
【０００９】まず、図５（ａ）のスペクトルの二つの信
号を入力端子１から図４のａ点、即ち分配器１１に入力
する。これら信号は、主増幅回路１５で増幅され、図５
（ｂ）に示すように、二つの信号以外に２ｆ1 −ｆ2 及
び２ｆ2 −ｆ1 の三次相互変調歪が発生する。なお、実
際には五次以上の歪も発生するが、ここでは説明の便宜
上、三次の歪成分のみを示している。
号を入力端子１から図４のａ点、即ち分配器１１に入力
する。これら信号は、主増幅回路１５で増幅され、図５
（ｂ）に示すように、二つの信号以外に２ｆ1 −ｆ2 及
び２ｆ2 −ｆ1 の三次相互変調歪が発生する。なお、実
際には五次以上の歪も発生するが、ここでは説明の便宜
上、三次の歪成分のみを示している。
【００１０】第一のループ１０では、図５（ａ）に示す
主増幅回路１５の入力信号と図５（ｂ）に示す出力信号
とを比較して、図５（ｃ）に示す歪成分のみを抽出す
る。
主増幅回路１５の入力信号と図５（ｂ）に示す出力信号
とを比較して、図５（ｃ）に示す歪成分のみを抽出す
る。
【００１１】また、第二のループ２０では、第一のルー
プ１０で抽出した図５（ｃ）の歪成分を図５（ｂ）の主
増幅回路１５の出力信号と逆相加算し、図５（ｄ）に示
すように歪の打ち消しを行う。なお、前述の五次以上の
歪成分も三次の歪成分と同様に打ち消される。
プ１０で抽出した図５（ｃ）の歪成分を図５（ｂ）の主
増幅回路１５の出力信号と逆相加算し、図５（ｄ）に示
すように歪の打ち消しを行う。なお、前述の五次以上の
歪成分も三次の歪成分と同様に打ち消される。
【００１２】なお、上記電力増幅装置の最適動作条件
は、第一のループ１０において、ａ−ｂ−ｄ−ｇの経路
とａ−ｃ−ｅ−ｇの経路の電気長が等しく、方向性結合
器２１の端子ｇにおいて、二つの経路を伝送した信号成
分が互いに逆相かつ等振幅になっていること、及び、第
二のループ２０においてｄ−ｆ−ｈ−ｊの経路とｄ−ｇ
−ｉ−ｊの経路の電気長が等しく、方向性結合器３０の
端子ｊにおいて二つの経路を伝送した信号成分が互いに
逆相かつ等振幅になっていることである。
は、第一のループ１０において、ａ−ｂ−ｄ−ｇの経路
とａ−ｃ−ｅ−ｇの経路の電気長が等しく、方向性結合
器２１の端子ｇにおいて、二つの経路を伝送した信号成
分が互いに逆相かつ等振幅になっていること、及び、第
二のループ２０においてｄ−ｆ−ｈ−ｊの経路とｄ−ｇ
−ｉ−ｊの経路の電気長が等しく、方向性結合器３０の
端子ｊにおいて二つの経路を伝送した信号成分が互いに
逆相かつ等振幅になっていることである。
【００１３】実際の電力増幅装置では、この最適動作条
件を満足させるため、ｆ−ｈの経路とｇ−ｉの経路のど
ちらかに利得及び位相の調整回路（図示省略）を設け、
この調整回路の調整を自動化した自己調整形の装置とし
て用いられている場合が多い。
件を満足させるため、ｆ−ｈの経路とｇ−ｉの経路のど
ちらかに利得及び位相の調整回路（図示省略）を設け、
この調整回路の調整を自動化した自己調整形の装置とし
て用いられている場合が多い。
【００１４】ところで、ＦＦ回路には以下のような理由
により、その歪補償能力には限界がある。
により、その歪補償能力には限界がある。
【００１５】(1) 第二のループ２０の不平衡による限界 即ち、理論上では歪成分に対して振幅が完全に等しく、
位相が正確に反転している信号同士を加算すれば歪成分
が完全に打ち消されることになるが、現実には利得と位
相をいかに最良点に設定しても、利得、位相が僅かでは
あるが不規則に揺らぐため、ループの平衡を完全にとる
ことができず、主増幅回路１５の歪成分が完全には打ち
消されない。
位相が正確に反転している信号同士を加算すれば歪成分
が完全に打ち消されることになるが、現実には利得と位
相をいかに最良点に設定しても、利得、位相が僅かでは
あるが不規則に揺らぐため、ループの平衡を完全にとる
ことができず、主増幅回路１５の歪成分が完全には打ち
消されない。
【００１６】(2) 自動制御の場合の制御誤差による限界 前述の自己調整形の装置による自動制御によりＦＦルー
プの利得及び位相が最適条件を満足するように自動調整
されるが、現実には常に制御誤差が存在するため、歪成
分が残留する。
プの利得及び位相が最適条件を満足するように自動調整
されるが、現実には常に制御誤差が存在するため、歪成
分が残留する。
【００１７】 (3) 補助増幅回路２２の非線形性による限界 理論上は補助増幅回路２２には非線形歪が存在しないこ
とになっているが、現実には非線形歪が存在するため、
この歪成分が出力に現れる。
とになっているが、現実には非線形歪が存在するため、
この歪成分が出力に現れる。
【００１８】また、トランジスタ等の電力増幅素子一個
当りが扱える電力には限界があるため、出力の大きい電
力増幅装置を構成する場合には、例えば、図６に示すよ
うに、ｎ（２以上の整数、以下同じ）分配回路１４とｎ
合成回路１６とを設けるとともにｎ個の主増幅回路１５
を並列動作させることが行われている。
当りが扱える電力には限界があるため、出力の大きい電
力増幅装置を構成する場合には、例えば、図６に示すよ
うに、ｎ（２以上の整数、以下同じ）分配回路１４とｎ
合成回路１６とを設けるとともにｎ個の主増幅回路１５
を並列動作させることが行われている。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＦＦ回路を利用した電力増幅装置では、前述のように、
ＦＦ回路による歪補償の限界から出力信号に歪成分が残
留する問題があった。従来の電力増幅装置では、この残
留する歪成分を規定の値以下におさえる必要があるた
め、主増幅回路１５の並列数を増やして残留する歪成分
を改善していたが、装置コストの増加、消費電力の増加
などの問題があり、強く改善が求められていた。
ＦＦ回路を利用した電力増幅装置では、前述のように、
ＦＦ回路による歪補償の限界から出力信号に歪成分が残
留する問題があった。従来の電力増幅装置では、この残
留する歪成分を規定の値以下におさえる必要があるた
め、主増幅回路１５の並列数を増やして残留する歪成分
を改善していたが、装置コストの増加、消費電力の増加
などの問題があり、強く改善が求められていた。
【００２０】また、補助増幅回路２２の非線形歪による
歪補償効果の低下を改善する方法として図７に示すよう
に、ＦＦループを二重化する方法もあるが、そうすると
回路構成が複雑になるとともに、主増幅回路１５と出力
端子２との間の方向性結合器２１、３０、３１、３３に
よる損失が大きくなり、現実的ではない。特に、出力の
大きな電力増幅装置では、主増幅回路１５から出力端子
２までの間の損失は極めて重大な問題となる。
歪補償効果の低下を改善する方法として図７に示すよう
に、ＦＦループを二重化する方法もあるが、そうすると
回路構成が複雑になるとともに、主増幅回路１５と出力
端子２との間の方向性結合器２１、３０、３１、３３に
よる損失が大きくなり、現実的ではない。特に、出力の
大きな電力増幅装置では、主増幅回路１５から出力端子
２までの間の損失は極めて重大な問題となる。
【００２１】更に、図６に示す構成の電力増幅装置にお
いては、主増幅回路１５の並列化が必ずしも信頼性の向
上にはならない。即ち、複数の主増幅回路１５の一つが
動作停止するとｎ分配回路１４とｎ合成回路１６との間
の利得が低下するため、第一のループ１０の平衡が崩れ
て正常な歪補償ができなくなり、出力信号の歪成分が急
増する問題があった。
いては、主増幅回路１５の並列化が必ずしも信頼性の向
上にはならない。即ち、複数の主増幅回路１５の一つが
動作停止するとｎ分配回路１４とｎ合成回路１６との間
の利得が低下するため、第一のループ１０の平衡が崩れ
て正常な歪補償ができなくなり、出力信号の歪成分が急
増する問題があった。
【００２２】本発明はかかる問題点を解決することので
きる電力増幅装置を提供することを目的とする。
きる電力増幅装置を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】上記目的を解決するた
め、本発明では、入力端子に導かれる異なる周波数の複
数の高周波信号をＦＦ回路で増幅して出力端子に導く電
力増幅装置において、前記高周波信号を夫々同相で等振
幅のｎ（２以上の整数、以下同じ）個の高周波信号に分
配するｎ分配器と、これらｎ個の高周波信号を夫々増幅
する同一利得及び同一位相特性のｎ個のＦＦ回路と、各
ＦＦ回路から出力される信号成分を夫々同相で合成して
前記出力端子に導くｎ合成回路とを設けた。
め、本発明では、入力端子に導かれる異なる周波数の複
数の高周波信号をＦＦ回路で増幅して出力端子に導く電
力増幅装置において、前記高周波信号を夫々同相で等振
幅のｎ（２以上の整数、以下同じ）個の高周波信号に分
配するｎ分配器と、これらｎ個の高周波信号を夫々増幅
する同一利得及び同一位相特性のｎ個のＦＦ回路と、各
ＦＦ回路から出力される信号成分を夫々同相で合成して
前記出力端子に導くｎ合成回路とを設けた。
【００２４】上記目的を達成するための他の構成は、前
記高周波信号をｎ分配器で所定の位相差で等振幅に分配
するとともに、ｎ合成器で各ＦＦ回路から出力される信
号成分を前記所定の位相差と逆位相をもって合成するよ
うにした。
記高周波信号をｎ分配器で所定の位相差で等振幅に分配
するとともに、ｎ合成器で各ＦＦ回路から出力される信
号成分を前記所定の位相差と逆位相をもって合成するよ
うにした。
【００２５】
【作用】本発明は、ｎ個のＦＦ回路から出力される信号
成分を同相で合成すれば、出力端子で得られる信号成分
のレベルがｎ倍に増大するのに対し、常時不規則に変動
する各歪成分の振幅及び位相が互いに作用しあってその
レベルが増大しない点に着目したもので、信号成分対歪
成分の割合、即ち相互歪減衰量が単一のＦＦ回路に比べ
て１０log ｎ［ｄＢ］程度増加する。
成分を同相で合成すれば、出力端子で得られる信号成分
のレベルがｎ倍に増大するのに対し、常時不規則に変動
する各歪成分の振幅及び位相が互いに作用しあってその
レベルが増大しない点に着目したもので、信号成分対歪
成分の割合、即ち相互歪減衰量が単一のＦＦ回路に比べ
て１０log ｎ［ｄＢ］程度増加する。
【００２６】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。
する。
【００２７】図１は本発明の一実施例に係る電力増幅装
置の構成図であり、入力端子１から入力される信号を同
相で振幅の等しい二つの信号に分配する二分配回路３
と、この二分配回路３で分配された各信号に基づいて夫
々ＦＦループを形成する同一構成の二つのＦＦ回路５
ａ、５ｂと、各ＦＦ回路５ａ、５ｂの出力を同相で合成
して出力端子２に出力する二合成回路４とを有してい
る。
置の構成図であり、入力端子１から入力される信号を同
相で振幅の等しい二つの信号に分配する二分配回路３
と、この二分配回路３で分配された各信号に基づいて夫
々ＦＦループを形成する同一構成の二つのＦＦ回路５
ａ、５ｂと、各ＦＦ回路５ａ、５ｂの出力を同相で合成
して出力端子２に出力する二合成回路４とを有してい
る。
【００２８】各ＦＦ回路５ａ、５ｂは、同一構成の回路
で、その入力から出力までの利得及び位相特性は等しく
揃えられている。従って、二合成回路４では、主信号成
分の成分の振幅が各々等しく、位相が各々同相で合成さ
れるため、出力端子２における主信号成分の振幅は、Ｆ
Ｆ回路５ａ、５ｂが一つのみの場合に比べて単純計算で
２倍、即ち３［ｄＢ］アップとなる。
で、その入力から出力までの利得及び位相特性は等しく
揃えられている。従って、二合成回路４では、主信号成
分の成分の振幅が各々等しく、位相が各々同相で合成さ
れるため、出力端子２における主信号成分の振幅は、Ｆ
Ｆ回路５ａ、５ｂが一つのみの場合に比べて単純計算で
２倍、即ち３［ｄＢ］アップとなる。
【００２９】一方、各ＦＦ回路５ａ、５ｂには、前述の
ように、歪補償能力の限界から僅かではあるが歪成分が
あり、その振幅及び位相が常時ランダムに変動してい
る。従って二つのＦＦ回路５ａ、５ｂを設けても完全に
これらを打ち消すことはできないが、反面、従来のよう
に急増することもない。その理由を図２を参照して説明
する。
ように、歪補償能力の限界から僅かではあるが歪成分が
あり、その振幅及び位相が常時ランダムに変動してい
る。従って二つのＦＦ回路５ａ、５ｂを設けても完全に
これらを打ち消すことはできないが、反面、従来のよう
に急増することもない。その理由を図２を参照して説明
する。
【００３０】図２は二つのＦＦ回路５ａ、５ｂの各歪成
分Ｂ１，Ｂ２及び残留歪成分Ｂ３の各ベクトル状態説明
図で、理想的な位相及び振幅状態（逆位相、等振幅）か
らの夫々の誤差をθ及びａで示している。図中、（ａ）
はθ及びａが共にマイナス誤差の場合、同（ｂ）はこれ
らが共にプラス誤差の場合、同（ｃ）はθがマイナス誤
差でａがプラス誤差の場合、同（ｄ）はθがプラス誤差
でａがマイナス誤差の場合を示している。
分Ｂ１，Ｂ２及び残留歪成分Ｂ３の各ベクトル状態説明
図で、理想的な位相及び振幅状態（逆位相、等振幅）か
らの夫々の誤差をθ及びａで示している。図中、（ａ）
はθ及びａが共にマイナス誤差の場合、同（ｂ）はこれ
らが共にプラス誤差の場合、同（ｃ）はθがマイナス誤
差でａがプラス誤差の場合、同（ｄ）はθがプラス誤差
でａがマイナス誤差の場合を示している。
【００３１】図２（ａ）〜（ｄ）を参照すると、残留す
る歪成分Ｂ３の振幅と位相は、振幅の誤差ａ及び位相の
誤差θにより決まることがわかる。これら誤差ａ、θは
絶えず不規則に変動するので、これに伴い、残留歪成分
Ｂ３の振幅と位相も不規則に変動する。
る歪成分Ｂ３の振幅と位相は、振幅の誤差ａ及び位相の
誤差θにより決まることがわかる。これら誤差ａ、θは
絶えず不規則に変動するので、これに伴い、残留歪成分
Ｂ３の振幅と位相も不規則に変動する。
【００３２】従って、各ＦＦ回路５ａ、５ｂの各歪成分
の振幅及び位相が夫々瞬間的に等しくなるときもあれば
（このときは残留歪成分Ｂ３が２倍となる）、相互に打
ち消し合うこともある（このときは残留歪成分Ｂ３が０
になる）。しかしこれらのケースは希で、通常は個々の
ＦＦ回路の歪成分（Ｂ１またはＢ２）のレベルとほぼ同
等になることが実証されている。
の振幅及び位相が夫々瞬間的に等しくなるときもあれば
（このときは残留歪成分Ｂ３が２倍となる）、相互に打
ち消し合うこともある（このときは残留歪成分Ｂ３が０
になる）。しかしこれらのケースは希で、通常は個々の
ＦＦ回路の歪成分（Ｂ１またはＢ２）のレベルとほぼ同
等になることが実証されている。
【００３３】このことは、出力端子２における主信号成
分対歪成分の割合、即ち相互歪減衰量が単一のＦＦ回路
に比べて３［ｄＢ］改善されることを意味する。また、
図２に示した歪補償回路において主増幅回路１５の並列
接続数ｎを２とした場合に比べてもその相互歪減衰量が
３［ｄＢ］改善される。
分対歪成分の割合、即ち相互歪減衰量が単一のＦＦ回路
に比べて３［ｄＢ］改善されることを意味する。また、
図２に示した歪補償回路において主増幅回路１５の並列
接続数ｎを２とした場合に比べてもその相互歪減衰量が
３［ｄＢ］改善される。
【００３４】図３は本発明の他の実施例に係る電力増幅
装置の構成図であり、入力端子１から入力される信号を
同相で振幅の等しい四つの信号に分配する四分配回路６
と、この四分配回路６で分配された各信号に基づいて夫
々ＦＦループを形成する同一構成の四つのＦＦ回路８ａ
〜８ｄと、各ＦＦ回路８ａ〜８ｄの出力を同相で合成し
て出力端子２に出力する四合成回路７とを有している。
装置の構成図であり、入力端子１から入力される信号を
同相で振幅の等しい四つの信号に分配する四分配回路６
と、この四分配回路６で分配された各信号に基づいて夫
々ＦＦループを形成する同一構成の四つのＦＦ回路８ａ
〜８ｄと、各ＦＦ回路８ａ〜８ｄの出力を同相で合成し
て出力端子２に出力する四合成回路７とを有している。
【００３５】このような構成の電力増幅装置では、上記
と同様の理由により、単一のＦＦ回路あるいは４つの主
増幅回路１５を並列接続してなる従来のものに比べてそ
の相互歪減衰量が６［ｄＢ］改善される。
と同様の理由により、単一のＦＦ回路あるいは４つの主
増幅回路１５を並列接続してなる従来のものに比べてそ
の相互歪減衰量が６［ｄＢ］改善される。
【００３６】ＦＦ回路を三つあるいは五つ以上並列動作
させる場合も同様であり、並列動作するＦＦ回路の数を
ｎ（任意の整数）とすると、相互歪減衰量は１０log ｎ
［ｄＢ］改善されることになる。
させる場合も同様であり、並列動作するＦＦ回路の数を
ｎ（任意の整数）とすると、相互歪減衰量は１０log ｎ
［ｄＢ］改善されることになる。
【００３７】次に本実施例の電力増幅装置の効果を、単
一のＦＦ回路を有する従来の電力増幅装置との比較にお
いて説明する。
一のＦＦ回路を有する従来の電力増幅装置との比較にお
いて説明する。
【００３８】本実施例では、前述のように、ＦＦ回路を
ｎ並列動作させることにより、単一のＦＦ回路に比べて
相互歪減衰量を１０log ｎ［ｄＢ］改善できるので、同
一の増幅素子を同数使用し、且つ、残留歪成分のレベル
を同一にした場合は、本実施例の電力増幅装置の方が従
来のものに比べて大きな出力電力が得られる。
ｎ並列動作させることにより、単一のＦＦ回路に比べて
相互歪減衰量を１０log ｎ［ｄＢ］改善できるので、同
一の増幅素子を同数使用し、且つ、残留歪成分のレベル
を同一にした場合は、本実施例の電力増幅装置の方が従
来のものに比べて大きな出力電力が得られる。
【００３９】換言すれば、同一の出力電力を得る場合に
は、本実施例の電力増幅装置を用いることで、従来に比
べてその増幅素子の数、消費電力を低減することがで
き、その小型化、低消費電力化が図れる。
は、本実施例の電力増幅装置を用いることで、従来に比
べてその増幅素子の数、消費電力を低減することがで
き、その小型化、低消費電力化が図れる。
【００４０】具体例として、図３の構成の電力増幅装置
の場合について説明すると、この場合の相互歪減衰量の
改善効果は、前述のように６［ｄＢ］となる。一方、出
力信号レベルを１［ｄＢ］上げると相互歪減衰量が２
［ｄＢ］劣化することが実証されている。従って、出力
信号の相互歪減衰量が同一となる出力電力で比較する
と、図３の構成の電力増幅装置では、従来の電力増幅装
置よりもその出力電力を２倍（３［ｄＢ］アップ）に上
げることができる。また、出力電力と相互歪減衰量が双
方同じであれば、従来のものに比べて電力増幅装置の大
きさ、消費電力が半分となる。
の場合について説明すると、この場合の相互歪減衰量の
改善効果は、前述のように６［ｄＢ］となる。一方、出
力信号レベルを１［ｄＢ］上げると相互歪減衰量が２
［ｄＢ］劣化することが実証されている。従って、出力
信号の相互歪減衰量が同一となる出力電力で比較する
と、図３の構成の電力増幅装置では、従来の電力増幅装
置よりもその出力電力を２倍（３［ｄＢ］アップ）に上
げることができる。また、出力電力と相互歪減衰量が双
方同じであれば、従来のものに比べて電力増幅装置の大
きさ、消費電力が半分となる。
【００４１】同様に、この電力増幅装置を移動体通信の
共通増幅装置として使用すると、各キャリア当りの出力
電力が従来のものと同じであれば、同等の大きさの設備
と消費電力で同時に増幅できるキャリアの数が２倍とな
り、キャリア数が同じであれば、各キャリア当りの出力
電力が２倍となる。また、キャリア数と各キャリアの出
力電力が同じであれば、設備の大きさ及び消費電力が従
来の約半分となる。
共通増幅装置として使用すると、各キャリア当りの出力
電力が従来のものと同じであれば、同等の大きさの設備
と消費電力で同時に増幅できるキャリアの数が２倍とな
り、キャリア数が同じであれば、各キャリア当りの出力
電力が２倍となる。また、キャリア数と各キャリアの出
力電力が同じであれば、設備の大きさ及び消費電力が従
来の約半分となる。
【００４２】なお、本実施例は、二分配回路３と二合成
回路４、及び、四分配回路６と四合成回路７を、いずれ
も同相で分配、合成されるものを例に説明したが、合成
回路出力がｎ個のＦＦ回路の信号成分を同相で加算すれ
ば本実施例と同様の効果を得られるので、３ｄＢカプラ
のように、所定の位相差を有する分配回路と、この位相
差を逆位相をもって合成する合成回路を用いても良い。
回路４、及び、四分配回路６と四合成回路７を、いずれ
も同相で分配、合成されるものを例に説明したが、合成
回路出力がｎ個のＦＦ回路の信号成分を同相で加算すれ
ば本実施例と同様の効果を得られるので、３ｄＢカプラ
のように、所定の位相差を有する分配回路と、この位相
差を逆位相をもって合成する合成回路を用いても良い。
【００４３】
【発明の効果】以上説明してきたように、本発明の電力
増幅装置では、ｎ個のＦＦ回路を並列動作させ、それら
の出力を同相で加算して出力するようにしたので、信号
成分対歪成分の割合、即ち相互歪減衰量が単一のＦＦ回
路に比べて１０log ｎ［ｄＢ］改善され、その小型化、
低消費電力化が可能になる効果がある。
増幅装置では、ｎ個のＦＦ回路を並列動作させ、それら
の出力を同相で加算して出力するようにしたので、信号
成分対歪成分の割合、即ち相互歪減衰量が単一のＦＦ回
路に比べて１０log ｎ［ｄＢ］改善され、その小型化、
低消費電力化が可能になる効果がある。
【００４４】電力増幅装置の小型化は、電力増幅素子で
あるパワートランジスタ等の高価な部品の使用数量を削
減することにつながり、製造コストの低減になる。また
その低消費電力化は、運用コストの低減になり、経済効
率の改善効果は多大なものがある。
あるパワートランジスタ等の高価な部品の使用数量を削
減することにつながり、製造コストの低減になる。また
その低消費電力化は、運用コストの低減になり、経済効
率の改善効果は多大なものがある。
【００４５】また、ＦＦ回路には電力増幅素子で発生す
る熱雑音を改善する効果もあるが、本発明のように並列
動作させることで、この改善効果がより大きくなるとい
う副次的効果がある。
る熱雑音を改善する効果もあるが、本発明のように並列
動作させることで、この改善効果がより大きくなるとい
う副次的効果がある。
【００４６】更に、ｎ並列動作するＦＦ回路の一つが停
止しても、各ＦＦ回路毎に歪補償が行われているため、
出力電力は多少低下するが、歪補償動作は正常に行われ
る。即ち、ＦＦ回路の数を増やすことによる電力増幅装
置全体の信頼性向上が図れる効果もある。
止しても、各ＦＦ回路毎に歪補償が行われているため、
出力電力は多少低下するが、歪補償動作は正常に行われ
る。即ち、ＦＦ回路の数を増やすことによる電力増幅装
置全体の信頼性向上が図れる効果もある。
【００４７】これら効果は、ＦＦ回路を複数並列動作さ
せることによる主増幅回路以外の部品点数の増大という
欠点を補っても、なお余りあるものである。
せることによる主増幅回路以外の部品点数の増大という
欠点を補っても、なお余りあるものである。
【図１】本発明の一実施例に係る電力増幅装置の構成図
である。
である。
【図２】本実施例の電力増幅装置における残留歪の説明
図であり、（ａ）は理想的な加算信号の位相差及び振幅
に対する誤差θ及びａが共にマイナス誤差の場合、同
（ｂ）はこれらが共にプラス誤差の場合、同（ｃ）はθ
がマイナス誤差でａがプラス誤差の場合、同（ｄ）はθ
がプラス誤差でａがマイナス誤差の場合を示す図であ
る。
図であり、（ａ）は理想的な加算信号の位相差及び振幅
に対する誤差θ及びａが共にマイナス誤差の場合、同
（ｂ）はこれらが共にプラス誤差の場合、同（ｃ）はθ
がマイナス誤差でａがプラス誤差の場合、同（ｄ）はθ
がプラス誤差でａがマイナス誤差の場合を示す図であ
る。
【図３】本発明の他の実施例に係る電力増幅装置の構成
図である。
図である。
【図４】単一のＦＦ回路からなる従来の電力増幅装置の
構成図である。
構成図である。
【図５】図４の構成の電力増幅装置による歪補償の説明
図である。
図である。
【図６】主増幅回路のみを並列動作させた従来の電力増
幅装置の構成図である。
幅装置の構成図である。
【図７】ＦＦループを二重化した従来の電力増幅装置の
構成図である。
構成図である。
１ 入力端子 ２ 出力端子 ３ 二分配回路 ４ 二合成回路 ５ａ、５ｂ、８ａ〜８ｄ フィードフォワード方式歪補
償回路（ＦＦ回路） ６ 四分配回路 ７ 四合成回路
償回路（ＦＦ回路） ６ 四分配回路 ７ 四合成回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 章 東京都三鷹市下連雀５丁目１番１号 日本 無線株式会社内
Claims (2)
- 【請求項１】 入力端子に導かれる異なる周波数の複数
の高周波信号をフィードフォワード方式歪補償回路で増
幅して出力端子に導く電力増幅装置において、前記高周
波信号を夫々同相で等振幅のｎ（２以上の整数、以下同
じ）個の高周波信号に分配するｎ分配器と、これらｎ個
の高周波信号を夫々増幅する同一利得及び同一位相特性
のｎ個のフィードフォワード方式歪補償回路と、各フィ
ードフォワード方式歪補償回路から出力される信号成分
を夫々同相で合成して前記出力端子に導くｎ合成回路と
を設けたことを特徴とする電力増幅装置。 - 【請求項２】 入力端子に導かれる異なる周波数の複数
の高周波信号をフィードフォワード方式歪補償回路で増
幅して出力端子に導く電力増幅装置において、前記高周
波信号を夫々所定の位相差を持つ等振幅のｎ（２以上の
整数、以下同じ）個の高周波信号に分配するｎ分配器
と、これらｎ個の高周波信号を夫々増幅する同一利得及
び同一位相特性のｎ個のフィードフォワード方式歪補償
回路と、各フィードフォワード方式歪補償回路から出力
される信号成分を夫々前記所定の位相差と逆位相をもっ
て合成して前記出力端子に導くｎ合成回路とを設けたこ
とを特徴とする電力増幅装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4005416A JPH05191178A (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | 電力増幅装置 |
| US08/004,466 US5412342A (en) | 1992-01-16 | 1993-01-14 | Power amplifier device comprising a plurality of feedforward distortion compensating circuits in parallel |
| CA002087361A CA2087361C (en) | 1992-01-16 | 1993-01-15 | Power amplifier device comprising a plurality of feedforward distortion compensating circuits in parallel |
| EP93300273A EP0552059B1 (en) | 1992-01-16 | 1993-01-15 | Power amplifier device |
| DE69332320T DE69332320T2 (de) | 1992-01-16 | 1993-01-15 | Leistungsverstärkervorrichtung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4005416A JPH05191178A (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | 電力増幅装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05191178A true JPH05191178A (ja) | 1993-07-30 |
Family
ID=11610547
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4005416A Pending JPH05191178A (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | 電力増幅装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5412342A (ja) |
| EP (1) | EP0552059B1 (ja) |
| JP (1) | JPH05191178A (ja) |
| CA (1) | CA2087361C (ja) |
| DE (1) | DE69332320T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0766634A (ja) * | 1993-08-20 | 1995-03-10 | Nec Corp | 線形増幅器 |
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|---|---|---|---|---|
| JPH0746648A (ja) * | 1993-08-02 | 1995-02-14 | Fujitsu Ltd | 移動体通信システム |
| US5694395A (en) * | 1994-09-30 | 1997-12-02 | Lucent Technologies, Inc. | Method and apparatus for processing multicarrier signals |
| US5619168A (en) * | 1995-08-07 | 1997-04-08 | Lucent Technologies Inc. | Distortion creation and reduction circuit |
| US5751250A (en) * | 1995-10-13 | 1998-05-12 | Lucent Technologies, Inc. | Low distortion power sharing amplifier network |
| US5959500A (en) * | 1998-01-26 | 1999-09-28 | Glenayre Electronics, Inc. | Model-based adaptive feedforward amplifier linearizer |
| JPH11234051A (ja) * | 1998-02-09 | 1999-08-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フィードフォワード増幅器 |
| EP1030441A3 (en) * | 1999-02-16 | 2004-03-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Feedforward amplifier |
| JP2000244252A (ja) * | 1999-02-24 | 2000-09-08 | Kokusai Electric Co Ltd | 歪み補償装置 |
| EP1152523B1 (en) | 1999-09-17 | 2013-03-27 | NTT DoCoMo, Inc. | Feedforward multi-terminal power-synthesizing power amplifier |
| DE60140165D1 (de) * | 2000-10-23 | 2009-11-26 | Panasonic Corp | Leistungsverstärker |
| US6420929B1 (en) | 2001-08-23 | 2002-07-16 | Thomas Ha | N way cancellation coupler for power amplifier |
| US6809588B2 (en) * | 2001-09-27 | 2004-10-26 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Distortion compensation circuit |
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| US7058369B1 (en) | 2001-11-21 | 2006-06-06 | Pmc-Sierra Inc. | Constant gain digital predistortion controller for linearization of non-linear amplifiers |
| US20030228854A1 (en) * | 2002-06-10 | 2003-12-11 | Nokia Corporation | Method and system for increasing the output power of a wireless signal |
| CN100576767C (zh) * | 2005-06-03 | 2009-12-30 | 株式会社Ntt都科摩 | 多频带用前馈放大器 |
| CN102906996A (zh) * | 2010-03-12 | 2013-01-30 | 中兴通讯股份有限公司 | 用于改善效率和线性度的分解发射***及方法 |
| CN103199808B (zh) * | 2013-02-07 | 2016-05-04 | 武汉凡谷电子技术股份有限公司 | 一种用于无源器件的互调抵消装置 |
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| JPS63190411A (ja) * | 1987-02-02 | 1988-08-08 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電力増幅装置 |
| JPH0495409A (ja) * | 1990-08-13 | 1992-03-27 | Fujitsu Ltd | 増幅器 |
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| JPS6018007A (ja) * | 1983-07-12 | 1985-01-30 | Fujitsu Ltd | マイクロ波電力増幅装置 |
| US4926136A (en) * | 1988-12-29 | 1990-05-15 | Westinghouse Electric Corp. | Power amplifier combiner for improving linearity of an output |
| CA2046413C (en) * | 1990-07-11 | 1994-01-04 | Shoichi Narahashi | Feed-forward amplifier |
-
1992
- 1992-01-16 JP JP4005416A patent/JPH05191178A/ja active Pending
-
1993
- 1993-01-14 US US08/004,466 patent/US5412342A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-01-15 CA CA002087361A patent/CA2087361C/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-01-15 EP EP93300273A patent/EP0552059B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-01-15 DE DE69332320T patent/DE69332320T2/de not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0552059B1 (en) | 2002-09-25 |
| EP0552059A1 (en) | 1993-07-21 |
| DE69332320D1 (de) | 2002-10-31 |
| CA2087361A1 (en) | 1993-07-17 |
| DE69332320T2 (de) | 2003-06-05 |
| US5412342A (en) | 1995-05-02 |
| CA2087361C (en) | 1996-08-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19980624 |