JPH04119707A - 高効率増幅器 - Google Patents
高効率増幅器Info
- Publication number
- JPH04119707A JPH04119707A JP2239683A JP23968390A JPH04119707A JP H04119707 A JPH04119707 A JP H04119707A JP 2239683 A JP2239683 A JP 2239683A JP 23968390 A JP23968390 A JP 23968390A JP H04119707 A JPH04119707 A JP H04119707A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- voltage
- envelope
- amplifier
- peak
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は衛星搭載通信機器、移動通信用無線装置、多
重無線装置などの高周波電力増幅器に通用され、エンベ
ロープが変化する入力信号でも効率よく増幅する高効率
増幅器に関する。
重無線装置などの高周波電力増幅器に通用され、エンベ
ロープが変化する入力信号でも効率よく増幅する高効率
増幅器に関する。
「従来の技術」
A級にバイアスされた増幅器の効率は(平均出力電力/
飽和出力電力)×飽和時効率であり、B級にバイアスさ
れた増幅器の効率は(平均出力電力/飽和出力電力)l
/l×飽和時効率である。飽和出力電力、飽和時効率は
それぞれ増幅器で一定であるから平均出力電力に応じて
増幅器の効率が変化する。従って帯域制限された位相変
調波やマルチキャリア信号(複数の搬送波の合成信号)
などのようにエンベロープが変動する信号、つまり平均
電力が変動する信号を増幅する場合は、そのエンベロー
プのレベル(平均電力)が下った状態では増幅器の効率
が顕著に低下し、全体として増幅器を効率よく使用でき
なかった。
飽和出力電力)×飽和時効率であり、B級にバイアスさ
れた増幅器の効率は(平均出力電力/飽和出力電力)l
/l×飽和時効率である。飽和出力電力、飽和時効率は
それぞれ増幅器で一定であるから平均出力電力に応じて
増幅器の効率が変化する。従って帯域制限された位相変
調波やマルチキャリア信号(複数の搬送波の合成信号)
などのようにエンベロープが変動する信号、つまり平均
電力が変動する信号を増幅する場合は、そのエンベロー
プのレベル(平均電力)が下った状態では増幅器の効率
が顕著に低下し、全体として増幅器を効率よく使用でき
なかった。
この問題を解決するため従来においては第8図に示す増
幅が提案されている。すなわち入力端子11からの入力
信号が高周波電力増幅器12で増幅されて出力端子13
へ出力される際に高周波電力増幅器12の入力側に方向
性結合器14が挿入され、方向性結合器14で分岐され
た入力信号のエンベロープが高周波検波器15で検出さ
れ、その検出出力により電圧可変形スイッチング電源(
パルス幅制御形安定化電源)16が制御され、スイッチ
ング電源16から前記検出出力に応した電圧、例えば比
例した電圧が出力され、この電圧が高周波電力増幅器1
2へその能動素子の動作電圧、例えばFETのドレイン
電圧として供給される。例えば検出した入力信号のエン
ベロープがしきい値以上では電力増幅器12の能動素子
動作電圧を第1の電圧とし、エンベロープがしきい値以
下では能動素子動作電圧を、第1の電圧より低い第2の
電圧とする。このようにして入力信号のエンベロープ(
平均電力)が下ると、電力増幅器12の直流入力電力が
自動的に減少されて効率の低下が防止される。
幅が提案されている。すなわち入力端子11からの入力
信号が高周波電力増幅器12で増幅されて出力端子13
へ出力される際に高周波電力増幅器12の入力側に方向
性結合器14が挿入され、方向性結合器14で分岐され
た入力信号のエンベロープが高周波検波器15で検出さ
れ、その検出出力により電圧可変形スイッチング電源(
パルス幅制御形安定化電源)16が制御され、スイッチ
ング電源16から前記検出出力に応した電圧、例えば比
例した電圧が出力され、この電圧が高周波電力増幅器1
2へその能動素子の動作電圧、例えばFETのドレイン
電圧として供給される。例えば検出した入力信号のエン
ベロープがしきい値以上では電力増幅器12の能動素子
動作電圧を第1の電圧とし、エンベロープがしきい値以
下では能動素子動作電圧を、第1の電圧より低い第2の
電圧とする。このようにして入力信号のエンベロープ(
平均電力)が下ると、電力増幅器12の直流入力電力が
自動的に減少されて効率の低下が防止される。
「発明が解決しようとする課題」
電圧可変形スイッチング電源16はそのスイッチング周
波数のほぼ十分の一程度以下のエンベロープの変動にし
か出力電圧を追随させることができない、従って現在で
は最高のスイッチング周波数のスイッチング周波数16
を用いたとしてもエンベロープの変動周波数が100k
H2程度のものまでしか、エンベロープに応した能動素
子動作電圧の制御を行うことができず、例えば数十門H
zの振幅変調成分(エンベロープ)をもつ信号が入力さ
れると、スイッチング電源16の出力電圧がそのエンベ
ロープの変動に追随できないため、増幅器12の効率が
悪く、かつ歪発生量が多くなる。
波数のほぼ十分の一程度以下のエンベロープの変動にし
か出力電圧を追随させることができない、従って現在で
は最高のスイッチング周波数のスイッチング周波数16
を用いたとしてもエンベロープの変動周波数が100k
H2程度のものまでしか、エンベロープに応した能動素
子動作電圧の制御を行うことができず、例えば数十門H
zの振幅変調成分(エンベロープ)をもつ信号が入力さ
れると、スイッチング電源16の出力電圧がそのエンベ
ロープの変動に追随できないため、増幅器12の効率が
悪く、かつ歪発生量が多くなる。
「課題を解決するための手段」
請求項1の発明によれば入力信号のエンベロープが第1
高周波検波器で検出され、その検出出力はピーク検波器
でピーク検波され、そのピーク検波出力に応じて電圧可
変形スイッチング電源が制御され、そのスイッチング電
源の出力電圧がトランジスタなどの可変抵抗素子の一端
へ印加され、その可変抵抗素子の抵抗値は第1高周波検
波器の出力で制御され、可変抵抗素子の他端の電圧が、
高周波電力増幅器の能動素子の動作電圧として供給され
る。このようにして高い周波数のエンベロープ変動でも
、これに応じて可変抵抗素子の抵抗値が制御され、高周
波電力増幅器の電源電圧が制御され、増幅器の効率が高
いものとなる。この時、可変抵抗素子の消費電力が増加
し全体としての効率の変化はないが増幅器の消費電力は
小さくなっており、能動素子の温度上昇が小さくなり、
高周波増幅の性能が良くなる。さらに増幅器の歪は改善
される。一方低い周波数のエンベロープ変動はエンベロ
ープのピークの変動に応じて可変抵抗素子に対する印加
電圧が制御され、可変抵抗素子での電力消費が小とされ
る。
高周波検波器で検出され、その検出出力はピーク検波器
でピーク検波され、そのピーク検波出力に応じて電圧可
変形スイッチング電源が制御され、そのスイッチング電
源の出力電圧がトランジスタなどの可変抵抗素子の一端
へ印加され、その可変抵抗素子の抵抗値は第1高周波検
波器の出力で制御され、可変抵抗素子の他端の電圧が、
高周波電力増幅器の能動素子の動作電圧として供給され
る。このようにして高い周波数のエンベロープ変動でも
、これに応じて可変抵抗素子の抵抗値が制御され、高周
波電力増幅器の電源電圧が制御され、増幅器の効率が高
いものとなる。この時、可変抵抗素子の消費電力が増加
し全体としての効率の変化はないが増幅器の消費電力は
小さくなっており、能動素子の温度上昇が小さくなり、
高周波増幅の性能が良くなる。さらに増幅器の歪は改善
される。一方低い周波数のエンベロープ変動はエンベロ
ープのピークの変動に応じて可変抵抗素子に対する印加
電圧が制御され、可変抵抗素子での電力消費が小とされ
る。
請求項2の発明によれば増幅器の出力信号のエンベロー
プが第2高周波検波器で検出され、第2高周波検波器の
出力と第1高周波検波器の出力との差が第1差動増幅器
でとられ、この第1差動増幅器の出力が、第1高周波検
波器の出力のかわりにピーク検波器へ供給され、また第
1差動増幅器の出力で第1高周波検波器の出力のかわり
に可変抵抗素子が制御される。このようにして高周波電
力増幅器の入出力特性の非直線性にかかわらず、出力信
号のエンベロープに応じて能動素子の動作電圧を下げて
全体としての入出力特性が直線性となる。
プが第2高周波検波器で検出され、第2高周波検波器の
出力と第1高周波検波器の出力との差が第1差動増幅器
でとられ、この第1差動増幅器の出力が、第1高周波検
波器の出力のかわりにピーク検波器へ供給され、また第
1差動増幅器の出力で第1高周波検波器の出力のかわり
に可変抵抗素子が制御される。このようにして高周波電
力増幅器の入出力特性の非直線性にかかわらず、出力信
号のエンベロープに応じて能動素子の動作電圧を下げて
全体としての入出力特性が直線性となる。
請求項3の発明によれば第1差動増幅器の出力が分岐さ
れて第2差動増幅器へ供給され、第2差動増幅器により
極性が反転され、その出力により高周波電力増幅器の能
動素子のバイアス電圧が制御され、高出力時はB級増幅
として動作し、低出力時はA級増幅に近づき、高出力で
も低出力でも全体としての入出力特性が直線的なものが
得られる。
れて第2差動増幅器へ供給され、第2差動増幅器により
極性が反転され、その出力により高周波電力増幅器の能
動素子のバイアス電圧が制御され、高出力時はB級増幅
として動作し、低出力時はA級増幅に近づき、高出力で
も低出力でも全体としての入出力特性が直線的なものが
得られる。
「実施例」
第1図に請求項1の発明の実施例を示し、第8図と対応
する部分に同一符号を付けである。この実施例において
は高周波検波器15の検出エンベロープはピーク検波器
17へ供給されてピーク検波され、そのピーク検波出力
が電圧可変形スイッチング’H116へ制m電圧として
供給される。このスイッチング電源16の出力電圧は可
変抵抗素子としてのトランジスタ18のコレクタへ印加
され、トランジスタ18のベースに高周波検波器15の
出力が供給されて、トランジスタ18のコレクタ、エミ
ッタ間の抵抗値が制御され、トランジスタ18のエミッ
タが高周波電力増幅器12の能動素子の動作電圧端子、
例えばFETのドレイン電圧端子19へ供給される。
する部分に同一符号を付けである。この実施例において
は高周波検波器15の検出エンベロープはピーク検波器
17へ供給されてピーク検波され、そのピーク検波出力
が電圧可変形スイッチング’H116へ制m電圧として
供給される。このスイッチング電源16の出力電圧は可
変抵抗素子としてのトランジスタ18のコレクタへ印加
され、トランジスタ18のベースに高周波検波器15の
出力が供給されて、トランジスタ18のコレクタ、エミ
ッタ間の抵抗値が制御され、トランジスタ18のエミッ
タが高周波電力増幅器12の能動素子の動作電圧端子、
例えばFETのドレイン電圧端子19へ供給される。
この構成によれば入力信号のエンベロープに比例してト
ランジスタ18のエミッタ電圧、つまり動作電圧端子1
9の電圧が制御され、例えば第2図の曲線21のように
変化する。またこのエンベロープのピークに追随してス
イッチング電源16の出力電圧が変化し、この電圧は理
想的には第2図の曲線22のように曲線21のピークの
ゆっくりした包絡、例えば変動周波数がエンベロープの
変動の十分の一以下となるようにされる。
ランジスタ18のエミッタ電圧、つまり動作電圧端子1
9の電圧が制御され、例えば第2図の曲線21のように
変化する。またこのエンベロープのピークに追随してス
イッチング電源16の出力電圧が変化し、この電圧は理
想的には第2図の曲線22のように曲線21のピークの
ゆっくりした包絡、例えば変動周波数がエンベロープの
変動の十分の一以下となるようにされる。
トランジスタ18として例えば富士通株式会社製のシリ
コントランジスタ25C3701を使用すれば、これは
860MHzで利得6cjB、コレクタ電112A、コ
レクタ、エミッタ電圧35V、最大コレクタ損失90W
であり、エンベロープの変化周波数10〜30MHzの
30〜80倍の周波数成分まで増幅することができ、入
力端子11の入力信号のエンベロープの変化周波数が高
くてもこれに追随して比例的に電力増幅器12の能動素
子の動作電圧が変化し、電力増幅器12は常に飽和に近
い状態で動作し、つまり高い効率で動作する。この能動
素子の動作電圧制御は、トランジスタ18のコクレタ、
エミンタ間抵抗値が制御されて行われるが、トランジス
タ1日のコレクタ電圧が、スイッチングii源16の出
力電圧で制御され、第2図に示すように、動作電圧端子
19の電圧が全体的に低い場合はトランジスタ18のコ
レクタ電圧が低くなり、トランジスタ18のコレクタ、
エミッタ間の抵抗値が著しく大きくされることがなく、
つまりトランジスタ18での電力消費が大きくなること
がなく、かつ動作電圧端子19の電圧がエンベロープの
ピークに応じて変化できるように、スイッチング1ii
ff16の出力電圧がエンベロープのピーク検波で制御
されるため、全体として効率が高いものとなる。
コントランジスタ25C3701を使用すれば、これは
860MHzで利得6cjB、コレクタ電112A、コ
レクタ、エミッタ電圧35V、最大コレクタ損失90W
であり、エンベロープの変化周波数10〜30MHzの
30〜80倍の周波数成分まで増幅することができ、入
力端子11の入力信号のエンベロープの変化周波数が高
くてもこれに追随して比例的に電力増幅器12の能動素
子の動作電圧が変化し、電力増幅器12は常に飽和に近
い状態で動作し、つまり高い効率で動作する。この能動
素子の動作電圧制御は、トランジスタ18のコクレタ、
エミンタ間抵抗値が制御されて行われるが、トランジス
タ1日のコレクタ電圧が、スイッチングii源16の出
力電圧で制御され、第2図に示すように、動作電圧端子
19の電圧が全体的に低い場合はトランジスタ18のコ
レクタ電圧が低くなり、トランジスタ18のコレクタ、
エミッタ間の抵抗値が著しく大きくされることがなく、
つまりトランジスタ18での電力消費が大きくなること
がなく、かつ動作電圧端子19の電圧がエンベロープの
ピークに応じて変化できるように、スイッチング1ii
ff16の出力電圧がエンベロープのピーク検波で制御
されるため、全体として効率が高いものとなる。
このように第1図に示した増幅器によればエンベロープ
が高速に変動する場合でも高い効率が得られる。しかし
、一般に半導体デバイスを用いた電力増幅器は供給電圧
に、増幅器の利得が依存し、入出力特性の直線性がよく
ない。つまり高周波電力増幅器12の入力電力に対する
出力電力特性は例えば電力増幅器12の能動素子がFE
Tの場合は第3図に示すようになり、例えば入力P 7
4で出力A1の状態で、入力がPi3に下ると、供給電
圧がVD=10Vのままでは出力はA2となる。出力が
直線的に低下するにはv、=Bvとする必要があるが、
入力信号のエンベロープのみでこの値に制御することは
難しい。従って第1図に示した増幅器では歪の改善量に
は限界がある。
が高速に変動する場合でも高い効率が得られる。しかし
、一般に半導体デバイスを用いた電力増幅器は供給電圧
に、増幅器の利得が依存し、入出力特性の直線性がよく
ない。つまり高周波電力増幅器12の入力電力に対する
出力電力特性は例えば電力増幅器12の能動素子がFE
Tの場合は第3図に示すようになり、例えば入力P 7
4で出力A1の状態で、入力がPi3に下ると、供給電
圧がVD=10Vのままでは出力はA2となる。出力が
直線的に低下するにはv、=Bvとする必要があるが、
入力信号のエンベロープのみでこの値に制御することは
難しい。従って第1図に示した増幅器では歪の改善量に
は限界がある。
なお入出力特性が非直線の増幅器の場合は、例えば帯域
制限された位相変調信号を増幅する時に、レベルが下る
と、波形がクリップされ、波形が滑らかでなくなり、制
限された帯域よりも占有周波数帯域が広がり、隣接チャ
ネルに干渉することになり、また複数搬送波が入力され
るマルチキャリヤ信号の場合は、増幅器の非直線性で相
互変調歪が発生する。
制限された位相変調信号を増幅する時に、レベルが下る
と、波形がクリップされ、波形が滑らかでなくなり、制
限された帯域よりも占有周波数帯域が広がり、隣接チャ
ネルに干渉することになり、また複数搬送波が入力され
るマルチキャリヤ信号の場合は、増幅器の非直線性で相
互変調歪が発生する。
そこで効率がよく、しかも入出力特性がさらに線形であ
るようにしたのが請求項2の発明であり、その実施例を
第4図に第1図と対応する部分に同−符号を付けて示す
。この例では高周波電力増幅器12の出力側に方向性結
合器23が挿入され、方向性結合器23により出力信号
が分岐され、その出力信号が高周波検波器24へ供給さ
れて、エンベロープが検出される。この場合方向性結合
器23の結合度を高周波増幅器12の利得分だけ方向性
結合器14の結合度より小さくしておく。高層検波器1
5の出力を差動増幅器25の非反転入力側へ供給し、高
周波検波器24の出力を差動増幅器25の反転入力側へ
供給する。差動増幅器25の出力をピーク検波器17及
びトランジスタ18のベースへ供給する。
るようにしたのが請求項2の発明であり、その実施例を
第4図に第1図と対応する部分に同−符号を付けて示す
。この例では高周波電力増幅器12の出力側に方向性結
合器23が挿入され、方向性結合器23により出力信号
が分岐され、その出力信号が高周波検波器24へ供給さ
れて、エンベロープが検出される。この場合方向性結合
器23の結合度を高周波増幅器12の利得分だけ方向性
結合器14の結合度より小さくしておく。高層検波器1
5の出力を差動増幅器25の非反転入力側へ供給し、高
周波検波器24の出力を差動増幅器25の反転入力側へ
供給する。差動増幅器25の出力をピーク検波器17及
びトランジスタ18のベースへ供給する。
この構成によれば第1図の増幅器と同様に動作するが、
出力信号のエンベロープが検出されて入力信号のエンベ
ロープを基準として動作電圧に負帰還制御されているた
め、例えば第3図において人力P ilで出力A、の状
態から入力がPiffに下ると、入出力特性が直線性の
線26に対するずれΔVだけ入力に対し、出力が大とな
り、これが差動増$MH25で検出され、しかもその極
性が負であって、動作電圧端子】9の電圧を下げるよう
に作用し、出力がA、となり、入出力特性が直線性の線
26となる。
出力信号のエンベロープが検出されて入力信号のエンベ
ロープを基準として動作電圧に負帰還制御されているた
め、例えば第3図において人力P ilで出力A、の状
態から入力がPiffに下ると、入出力特性が直線性の
線26に対するずれΔVだけ入力に対し、出力が大とな
り、これが差動増$MH25で検出され、しかもその極
性が負であって、動作電圧端子】9の電圧を下げるよう
に作用し、出力がA、となり、入出力特性が直線性の線
26となる。
A級バイアスの増幅器では第4図に示した構成で十分直
線性とすることができるが、電力増幅器12が8級バイ
アスで使用される場合は、その人出力特性は、例えば電
力増幅器12の能動素子がFETの場合第5図に示すよ
うになり、入出力が直線性の線26に対し、例えば■。
線性とすることができるが、電力増幅器12が8級バイ
アスで使用される場合は、その人出力特性は、例えば電
力増幅器12の能動素子がFETの場合第5図に示すよ
うになり、入出力が直線性の線26に対し、例えば■。
=8Vの特性曲線は2度交差しており、入力が小さい部
分では能動素子の動作電圧だけを制御しても入出力特性
を直線性とすることはできない。そこで請求項3の発明
では第6図に第4図と対応する部分に同一符号を付けて
示すように、差動増幅器25の出力を分岐して差動増幅
器27の反転入力側へ供給し、差動増幅器27の非反転
入力側には端子28より基準電圧を与え、差動増幅器2
7により極性反転され、かつ基準電圧だけ差し引かれた
差動増幅器25の出力で高周波電力増幅器12の能動素
子のバイアス電圧、能動素子がFETの場合ゲート電圧
を、バイアス端子29より制御する。つまり例えば第7
図に示すように出力レベルが下るに従ってバイアスが小
さくなり、A級(−1,5V)に近づくように制御され
る。このようにして全体としての入出力特性は直線性(
線26)となる。
分では能動素子の動作電圧だけを制御しても入出力特性
を直線性とすることはできない。そこで請求項3の発明
では第6図に第4図と対応する部分に同一符号を付けて
示すように、差動増幅器25の出力を分岐して差動増幅
器27の反転入力側へ供給し、差動増幅器27の非反転
入力側には端子28より基準電圧を与え、差動増幅器2
7により極性反転され、かつ基準電圧だけ差し引かれた
差動増幅器25の出力で高周波電力増幅器12の能動素
子のバイアス電圧、能動素子がFETの場合ゲート電圧
を、バイアス端子29より制御する。つまり例えば第7
図に示すように出力レベルが下るに従ってバイアスが小
さくなり、A級(−1,5V)に近づくように制御され
る。このようにして全体としての入出力特性は直線性(
線26)となる。
上述においてトランジスタ18としてはバイポーラトラ
ンジスタのみならず、FETでもよく、他の可変抵抗素
子でもよい。
ンジスタのみならず、FETでもよく、他の可変抵抗素
子でもよい。
「発明の効果」
以上述べたように請求項1の発明によれば入力信号のエ
ンベロープが高速に変動してもこれに追随して増幅器の
能動素子の動作電圧を変化することができ、増幅器の効
率が高く、直線性も改善される。請求項2の発明によれ
ば、効率が高い上に入出力特性が直線的となり、低歪の
増幅が可能となる。請求項3の発明によればB級バイア
ス増幅の場合も高効率でかつ入出力が直線性のものとす
ることができる。
ンベロープが高速に変動してもこれに追随して増幅器の
能動素子の動作電圧を変化することができ、増幅器の効
率が高く、直線性も改善される。請求項2の発明によれ
ば、効率が高い上に入出力特性が直線的となり、低歪の
増幅が可能となる。請求項3の発明によればB級バイア
ス増幅の場合も高効率でかつ入出力が直線性のものとす
ることができる。
第1図は請求項1の発明の実施例を示すブロック図、第
2図はこの能動素子動作電圧変化とスイッチング電源の
出力電圧の例を示すタイムチャート、第3図は入出力特
性図、第4図は請求項2の発明の実施例を示すブロック
図、第5図はB級増幅の入出力特性を示す図、第6図は
請求項3の発明の実施例を示すブロック図、第7図は第
6図の実施例における入出力特性の例を示す図、第8図
は従来の高効率電力増幅器を示すブロック図である。
2図はこの能動素子動作電圧変化とスイッチング電源の
出力電圧の例を示すタイムチャート、第3図は入出力特
性図、第4図は請求項2の発明の実施例を示すブロック
図、第5図はB級増幅の入出力特性を示す図、第6図は
請求項3の発明の実施例を示すブロック図、第7図は第
6図の実施例における入出力特性の例を示す図、第8図
は従来の高効率電力増幅器を示すブロック図である。
Claims (3)
- (1)高周波電力増幅器と、 その高周波電力増幅器の入力信号のエンベロープを検出
する第1高周波検波器と、 その第1高周波検波器の出力をピーク検波するピーク検
波器と、 そのピーク検波器の出力に応じて出力電圧のレベルが制
御される電圧可変形スイッチング電源と、そのスイッチ
ング電源の出力電圧が一端に供給され、上記第1高周波
検波器の出力により抵抗値が制御され、他端より上記高
周波電力増幅器へその能動素子動作電圧を供給する可変
抵抗素子と、を有する高効率増幅器。 - (2)上記高周波電力増幅器の出力信号のエンベロープ
を検出する第2高周波検波器と、 その第2高周波検波器の出力と上記第1高周波検波器の
出力との差を出力し、その差出力を、上記第1高周波検
波器の出力にかえて上記ピーク検波器へ供給すると共に
上記第1高周波検波器の出力にかえて上記差出力で上記
可変抵抗素子を制御する第1差動増幅器とを含むことを
特徴とする請求項1記載の高効率増幅器。 - (3)上記第1差動増幅器の出力が供給され、極性を反
転して出力し、上記高周波電力増幅器へその能動素子に
対するバイアス電圧を供給する第2差動増幅器を含むこ
とを特徴とする請求項2記載の高効率増幅器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2239683A JPH04119707A (ja) | 1990-09-10 | 1990-09-10 | 高効率増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2239683A JPH04119707A (ja) | 1990-09-10 | 1990-09-10 | 高効率増幅器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04119707A true JPH04119707A (ja) | 1992-04-21 |
Family
ID=17048360
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2239683A Pending JPH04119707A (ja) | 1990-09-10 | 1990-09-10 | 高効率増幅器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04119707A (ja) |
Cited By (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06177681A (ja) * | 1992-12-01 | 1994-06-24 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 高周波増幅装置 |
EP0926815A1 (en) * | 1997-12-24 | 1999-06-30 | Alcatel | High-efficiency low-distortion linear power amplifier circuit for signals having a high peak power to mean power ratio and method for driving it |
WO2000008774A1 (en) * | 1998-08-04 | 2000-02-17 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Orthogonal signal transmitter |
JP2001068941A (ja) * | 1999-07-22 | 2001-03-16 | Motorola Inc | 隣接および次隣接チャネル電力制御を行う電力増幅回路 |
JP2003533116A (ja) * | 2000-05-05 | 2003-11-05 | テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン(パブル) | 広帯域包絡線信号を効率的に増幅する装置と方法 |
JP2005244950A (ja) * | 2004-01-26 | 2005-09-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信回路 |
JP2006514472A (ja) * | 2003-02-19 | 2006-04-27 | ヌジラ リミテッド | 高効率増幅 |
WO2008044276A1 (fr) * | 2006-10-06 | 2008-04-17 | Panasonic Corporation | Appareil d'amplification d'alimentation électrique |
JP2009016999A (ja) * | 2007-07-02 | 2009-01-22 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Dcdcコンバータユニット、電力増幅器、及び基地局装置 |
WO2011148582A1 (ja) * | 2010-05-27 | 2011-12-01 | パナソニック株式会社 | 送信回路、通信機器、及び、送信方法 |
US9106184B2 (en) | 2010-11-17 | 2015-08-11 | Hitachi, Ltd. | High-frequency amplifier, and high-frequency module and wireless transceiver using same |
JP2015534411A (ja) * | 2012-10-24 | 2015-11-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッドQualcomm Incorporated | エンベロープトラッキング用ブーストコンバータ制御 |
JP2016504892A (ja) * | 2013-01-28 | 2016-02-12 | クゥアルコム・インコーポレイテッドQualcomm Incorporated | エンベロープトラッキングのための動的ヘッドルーム |
-
1990
- 1990-09-10 JP JP2239683A patent/JPH04119707A/ja active Pending
Cited By (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06177681A (ja) * | 1992-12-01 | 1994-06-24 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 高周波増幅装置 |
EP0926815A1 (en) * | 1997-12-24 | 1999-06-30 | Alcatel | High-efficiency low-distortion linear power amplifier circuit for signals having a high peak power to mean power ratio and method for driving it |
WO2000008774A1 (en) * | 1998-08-04 | 2000-02-17 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Orthogonal signal transmitter |
JP2001068941A (ja) * | 1999-07-22 | 2001-03-16 | Motorola Inc | 隣接および次隣接チャネル電力制御を行う電力増幅回路 |
JP2003533116A (ja) * | 2000-05-05 | 2003-11-05 | テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン(パブル) | 広帯域包絡線信号を効率的に増幅する装置と方法 |
JP2011061844A (ja) * | 2000-05-05 | 2011-03-24 | Telefon Ab L M Ericsson | 広帯域包絡線信号を効率的に増幅する装置と方法 |
US8749308B2 (en) | 2003-02-19 | 2014-06-10 | Nujira Limited | High efficiency amplification |
JP2006514472A (ja) * | 2003-02-19 | 2006-04-27 | ヌジラ リミテッド | 高効率増幅 |
US9641132B2 (en) | 2003-02-19 | 2017-05-02 | Snaptrack, Inc. | High efficiency amplification |
US9190958B2 (en) | 2003-02-19 | 2015-11-17 | Snaptrack, Inc. | High efficiency amplification |
US9118278B2 (en) | 2003-02-19 | 2015-08-25 | Snaptrack, Inc. | High efficiency amplification |
US8169261B2 (en) | 2003-02-19 | 2012-05-01 | Nujira Limited | High efficiency amplification |
JP2005244950A (ja) * | 2004-01-26 | 2005-09-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信回路 |
WO2008044276A1 (fr) * | 2006-10-06 | 2008-04-17 | Panasonic Corporation | Appareil d'amplification d'alimentation électrique |
JP2009016999A (ja) * | 2007-07-02 | 2009-01-22 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Dcdcコンバータユニット、電力増幅器、及び基地局装置 |
US8653902B2 (en) | 2010-05-27 | 2014-02-18 | Panasonic Corporation | Transmission circuit, communication apparatus, and transmission method |
WO2011148582A1 (ja) * | 2010-05-27 | 2011-12-01 | パナソニック株式会社 | 送信回路、通信機器、及び、送信方法 |
US9106184B2 (en) | 2010-11-17 | 2015-08-11 | Hitachi, Ltd. | High-frequency amplifier, and high-frequency module and wireless transceiver using same |
JP2015534411A (ja) * | 2012-10-24 | 2015-11-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッドQualcomm Incorporated | エンベロープトラッキング用ブーストコンバータ制御 |
JP2016504892A (ja) * | 2013-01-28 | 2016-02-12 | クゥアルコム・インコーポレイテッドQualcomm Incorporated | エンベロープトラッキングのための動的ヘッドルーム |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7444125B2 (en) | Communications signal amplifiers having independent power control and amplitude modulation | |
US7755422B2 (en) | Power control and modulation of switched-mode power amplifiers with one or more stages | |
US6639466B2 (en) | Amplifier bias adjustment circuit to maintain high-output third-order intermodulation distortion performance | |
US8228122B1 (en) | Regulator and temperature compensation bias circuit for linearized power amplifier | |
US6583664B2 (en) | Apparatus and method for efficiently amplifying wideband envelope signals | |
US5404585A (en) | Power detector that employs a feedback circuit to enable class B operation of a detector transistor | |
US6566944B1 (en) | Current modulator with dynamic amplifier impedance compensation | |
JPH04119707A (ja) | 高効率増幅器 | |
US6323731B1 (en) | Variable bias control for switch mode RF amplifier | |
US5422598A (en) | High-frequency power amplifier device with drain-control linearizer circuitry | |
US4462004A (en) | Dynamic class-4 FET amplifier | |
US7710197B2 (en) | Low offset envelope detector and method of use | |
KR102117470B1 (ko) | 전력 증폭기 | |
US6859098B2 (en) | Apparatus, methods and articles of manufacture for control in an electromagnetic processor | |
US6424212B1 (en) | Power amplifiers | |
CN100514848C (zh) | 宽带高频线性放大器及集成电路芯片 | |
US6600344B1 (en) | Predistortion circuit for RF detector | |
US6545541B2 (en) | Power amplifier embedded cell bias detection, methods of detecting bias in power amplifiers and systems utilizing embedded cell bias detection | |
JP3403195B2 (ja) | 特にマイクロ波信号増幅用の衛星搭載mesfet電力増幅器およびその電源ユニット | |
JP3549182B2 (ja) | 送信増幅器 | |
US7554395B1 (en) | Automatic low battery compensation scaling across multiple power amplifier stages | |
KR200263998Y1 (ko) | 휴대폰에서전력증폭기의효율개선회로 | |
US6400229B1 (en) | Low noise, low distortion RF amplifier topology | |
JP4108416B2 (ja) | 信号整流回路装置 | |
KR20010036311A (ko) | 고정 효율을 갖는 전력 증폭기 |