JPH03226295A - Load drive circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。[Detailed description of the invention] The present invention will be explained in the following order.
A産業上の利用分野
B発明の概要
C従来の技術
り発明が解決しようとする問題点
E問題点を解決するための手段
1作用
G実施例
(Gl)第1実施例(第1図)
(G2)オフセット電圧回路及びコレクタ電源供給用増
幅回路の構成(第2図〜第6図及び第12図)
(G3)第2実施例(第7図)
(G4)第3実施例(第8図)
(G5)第4実施例(第9図)
(G6)第5実施例(第10図)
(G7)第6実施例(第11図)
(G8)他の実施例
H発明の効果
A産業上の利用分野
本発明は負荷駆動回路に関して、特に負荷を定電流駆動
する場合に適用して好適なものである。A. Industrial field of application B. Outline of the invention C. Conventional technology. Problems to be solved by the invention. E. Means for solving the problems. 1. Effects. G2) Configuration of offset voltage circuit and collector power supply amplifier circuit (Figs. 2 to 6 and 12) (G3) Second embodiment (Fig. 7) (G4) Third embodiment (Fig. 8) ) (G5) Fourth embodiment (Figure 9) (G6) Fifth embodiment (Figure 10) (G7) Sixth embodiment (Figure 11) (G8) Other examples H Effect of invention Industry A INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention relates to a load drive circuit, and is particularly suitable for application to a case where a load is driven at a constant current.
B発明の概要
本発明は、負荷駆動回路において、負荷の両端に生ずる
負荷電圧に対して所定のオフセット電圧を与えたと同様
な値を有する電源出力をドライブトランジスタに与える
ようにすることにより、ドライブトランジスタを過剰に
発熱させないようにし得、この分高効率の負荷駆動回路
を実現し得る。B. Summary of the Invention The present invention provides, in a load drive circuit, a drive transistor that provides a power output having a value similar to that of a load voltage generated across a load by applying a predetermined offset voltage to the drive transistor. Excessive heat generation can be prevented, and a highly efficient load drive circuit can be realized.
C従来の技術
例えばビデオテープレコーダにおいて巻取リールを駆動
するリールモータ駆動回路として負荷を定電流駆動する
ため負荷駆動回路が用いられている。C. Prior Art For example, in a video tape recorder, a load drive circuit is used as a reel motor drive circuit for driving a take-up reel to drive a load at a constant current.
リールモータ駆動回路においては、直流モータにおいて
発生できるトルク駆動電流に比例する特性を利用して、
リールによって巻き取られる磁気テープのテープテンシ
ョンを一定値に制御することにより、直流モータで構成
されたリールモータから発生するトルクを一定値に制御
するものが用いられる。The reel motor drive circuit utilizes the characteristic proportional to the torque drive current that can be generated in a DC motor.
The tape tension of the magnetic tape wound by the reel is controlled to a constant value, thereby controlling the torque generated from a reel motor constituted by a DC motor to a constant value.
D発明が解決しようとする問題点
このようなリールモータ駆動回路に適用する負荷駆動回
路は、実用上十分なトルクを発生し得るようにするため
に一般に出力電流値を比較的大きな値に選定する必要が
あると共に、リールモータの回転速度の変化範囲が広い
ので電源として実用上十分に高い電圧のものを用いる必
要がある。D Problems to be Solved by the Invention In a load drive circuit applied to such a reel motor drive circuit, the output current value is generally selected to be a relatively large value in order to generate a practically sufficient torque. In addition, since the rotational speed of the reel motor has a wide variation range, it is necessary to use a power source with a sufficiently high voltage for practical use.
因に直流モータでなるリールモータのトルクは、駆動電
流値に比例し、かつ回転速度は電圧に比例する。これに
対してリールモータは記録再生モード時リールを比較的
低速度で回転駆動する必要があるのに対して、磁気テー
プを高速移送する場合にはリールを高い速度で回転させ
る必要がある。Incidentally, the torque of a reel motor made of a DC motor is proportional to the drive current value, and the rotation speed is proportional to the voltage. On the other hand, the reel motor needs to rotate the reel at a relatively low speed in the recording/reproducing mode, whereas it is necessary to rotate the reel at a high speed when transferring the magnetic tape at high speed.
従ってリールモータ駆動回路の出力段を構成する負荷駆
動回路としては従来、電力損失が大きくなることが避は
得ないと考えられていた。Therefore, it has conventionally been thought that a load drive circuit constituting the output stage of a reel motor drive circuit inevitably suffers from large power loss.
本発明は以上の点を考慮してなされたもので負荷駆動回
路として電力損失を一段と低減し得るようにした負荷駆
動回路を提案しようとするものである。The present invention has been made in consideration of the above points, and it is an object of the present invention to propose a load drive circuit that can further reduce power loss as a load drive circuit.
E問題点を解決するための手段
かかる問題点を解決するため本発明においては、負荷2
に直列に接続されたドライブトランジスタQ1を有し、
電源出力■。1、VeCをドライブトランジスタQ1を
通じて負荷2に供給する負荷駆動回路において、 負荷
2の両端に住する負荷電圧V THLに対して所定のオ
フセット電圧■。2,7を与えた駆動電圧VC!(@1
1を有する電源出力をドライブトランジスタQ1に供給
する負荷駆動回路3を設けるようにする。E Means for solving the problem In order to solve the problem, in the present invention, the load 2
has a drive transistor Q1 connected in series with
Power output ■. 1. In a load drive circuit that supplies VeC to a load 2 through a drive transistor Q1, a predetermined offset voltage ■ with respect to the load voltage VTHL present across the load 2. The driving voltage VC that gave 2,7! (@1
A load drive circuit 3 is provided which supplies a power supply output having a value of 1 to the drive transistor Q1.
F作用 負荷電圧V THLに対して所定のオフセット電圧■。F action A predetermined offset voltage ■ with respect to the load voltage V THL.
2.iを与えて駆動電圧Vctt。、)をドライブトラ
ンジスタQ1のコレクタに供給することにより、たとえ
負荷電圧V THLに変化が生じても、ドライブトラン
ジスタQlの両端には常にオフセット電圧■。7,7に
相当する電圧だけが与えられることにより、負荷電圧が
低下したときドライブトランジスタQ1に過剰な発熱を
生じさせないようにでき、この分高効率の負荷駆動回路
を実現し得る。2. i and drive voltage Vctt. , ) to the collector of the drive transistor Q1, even if the load voltage VTHL changes, there is always an offset voltage V across the drive transistor Q1. By applying only the voltage corresponding to 7, 7, it is possible to prevent the drive transistor Q1 from generating excessive heat when the load voltage decreases, and it is possible to realize a highly efficient load drive circuit.
G実施例 以下図面について、本発明の一実施例を詳述する。G example An embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
(Gl)第1実施例
第1図において、1は全体として負荷駆動回路を示し、
駆動対象となる負荷を構成するリールモータ2の非アー
ス側端P1に例えばNPN )ランジスタでなるドライ
ブトランジスタQ1のエミッタが接続され、リールモー
タ2のアース(!1端P2に一端をアース接続してなる
駆動電流検出用抵抗R1が接続されている。(Gl) First embodiment In FIG. 1, 1 indicates the load driving circuit as a whole,
The emitter of a drive transistor Q1, which is an NPN transistor, for example, is connected to the non-ground end P1 of the reel motor 2, which constitutes the load to be driven, and one end is connected to the ground (!1 end P2) of the reel motor 2. A drive current detection resistor R1 is connected to the drive current detection resistor R1.
ドライブトランジスタQlのコレクタには、コレクタ電
源供給用増幅回路3が接続され、直流電源回路4(電圧
v6.でなる)から供給される電源出力をドライブトラ
ンジスタQ1のコレクタ及びエミッタを通じてリールモ
ータ2の非アース側端P1に供給することにより、 当
該り−ルモータ2及び駆動電流検出用抵抗R1を通じて
駆動電流Isvを流し、これによりリールモータ2を駆
動するようになされている。A collector power supply amplifier circuit 3 is connected to the collector of the drive transistor Ql, and the power output supplied from the DC power supply circuit 4 (consisting of voltage v6. By supplying it to the ground side end P1, a drive current Isv flows through the reel motor 2 and the drive current detection resistor R1, thereby driving the reel motor 2.
かかるリールモータ2の駆動状態において、駆動電流検
出用抵抗R1及びリールモータ2の接続中点に得られる
検出電圧Vll?は、比較回路5において駆動入力信号
etと比較され、比較回路5の出力端に得られる偏差電
圧がドライブトランジスタQ1のベースに駆動制御信号
VINとして供給され、これによりドライブトランジス
タQ1が駆動入力信号e、に相当する駆動電流111V
をリールモータ2に流すように定電流制御される。In this driving state of the reel motor 2, the detection voltage Vll? obtained at the midpoint of the connection between the drive current detection resistor R1 and the reel motor 2? is compared with the drive input signal et in the comparator circuit 5, and the deviation voltage obtained at the output terminal of the comparator circuit 5 is supplied to the base of the drive transistor Q1 as the drive control signal VIN. , a drive current of 111V corresponding to
A constant current is controlled so that the current flows through the reel motor 2.
以上の構成に加えてドライブトランジスタQ1のエミッ
タ及びリールモータ2の接続中点にはオフセット電圧回
路6が接続され、その両端に得られるオフセット電圧■
。2.Tをコレクタ電源供給用増幅回路3に基準電源電
圧■□rとして供給する。In addition to the above configuration, an offset voltage circuit 6 is connected to the emitter of the drive transistor Q1 and the connection midpoint of the reel motor 2, and an offset voltage obtained at both ends of the circuit 6 is connected.
. 2. T is supplied to the collector power supply amplifier circuit 3 as a reference power supply voltage ■□r.
ここでオフセット電圧回路6のオフセット電圧V OF
F?は次式
%式%
(1)
のように、ドライブトランジスタQ1のコレクターエミ
ッタ間飽和電圧V C!!ATより僅かに大きな電圧値
に選定され、これによりオフセット電圧回路6の出力端
に次式
%式%(2)
のように、リールモータ端子電圧(すなわちドライブト
ランジスタQ1及びリールモータ2間の接続中点の電圧
)■1、に対してオフセット電圧■。2,7だけ高い基
準入力電圧V□、を得、これをコレクタ電源供給用増幅
回路3に供給する。Here, the offset voltage V OF of the offset voltage circuit 6
F? The collector-emitter saturation voltage V C! of the drive transistor Q1 is expressed as the following formula (1): ! A voltage value slightly larger than AT is selected, and as a result, the reel motor terminal voltage (i.e., during the connection between the drive transistor Q1 and the reel motor 2) is applied to the output terminal of the offset voltage circuit 6 as shown in the following equation (2) Voltage at point) ■1, offset voltage ■. A reference input voltage V□, which is higher by 2.7, is obtained and is supplied to the collector power supply amplifier circuit 3.
コレクタ電源供給用増幅回路3はオフセット電圧回路6
の利得を含めて基準入力電圧■□、に対する総合利得c
anyが次式
%式%
(3)
のように数値1になるように回路定数が選定され、これ
によりコレクタ電源供給用増幅回路3の出力端に次式
%式%
(4)
のように、オフセット電圧■。1.アとほぼ等しいコレ
クタ及びエミッタ駆動電圧VB、□)を発生してこれを
ドライブトランジスタQlのコレクタに供給するように
なされている。The collector power supply amplifier circuit 3 is an offset voltage circuit 6
The total gain c for the reference input voltage, including the gain of
The circuit constants are selected so that any becomes a value 1 as shown in the following equation (3), and as a result, the output terminal of the collector power supply amplifier circuit 3 is connected to the output terminal of the collector power supply amplifier circuit 3 as shown in the following equation (4). Offset voltage■. 1. A collector and emitter drive voltage VB, □) approximately equal to A is generated and supplied to the collector of the drive transistor Ql.
以上の構成においてドライブトランジスタQ1はビデオ
テープレコーダの動作モード、すなわち記録モード及び
再生モード、又は早送りモードにおいてそれぞれ比較回
路5に供給される駆動入力信号e、に応動じて駆動電流
I□が所定の一定値になるような定電流動作をし、これ
によりリールモータ2は巻取リールに対して磁気テープ
のテープテンシコンが一定になるような巻取トルクで駆
動する。In the above configuration, the drive transistor Q1 is configured such that the drive current I A constant current operation is performed to maintain a constant value, and thereby the reel motor 2 is driven with a winding torque such that the tape tensicon of the magnetic tape is constant with respect to the take-up reel.
この駆動状態において、コレクタ電源供給用増幅回路3
の入力端には、リールモータ端子電圧V fMLよりオ
フセット電圧V。2!?だけ高い電圧値を有する基準入
力電圧VIEFが供給され、これを総合利得G、□−1
の増幅度で増幅してドライブトランジスタQ1のコレク
タに供給する。従ってドライブトランジスタQ1のコレ
クタには、エミッタに供給されるリールモータ端子電圧
VBIよリオフセット電圧■。1,7だけ高い駆動電圧
が与えられることにより、結局ドライブトランジスタQ
1のコレクタ及びエミッタ間には常にオフセット電圧■
。FITが与えられることになる。In this driving state, the collector power supply amplifier circuit 3
An offset voltage V is applied to the input terminal of the reel motor terminal voltage V fML. 2! ? A reference input voltage VIEF having a voltage value as high as
The signal is amplified with an amplification degree of , and is supplied to the collector of the drive transistor Q1. Therefore, the collector of the drive transistor Q1 has a offset voltage (2) from the reel motor terminal voltage VBI supplied to the emitter. By applying a drive voltage higher by 1.7, the drive transistor Q
There is always an offset voltage between the collector and emitter of 1.
. FIT will be given.
因にリールモータ2を定電流駆動している状態において
、 リールモータ2の端子電圧■□、はリールモータ2
の回転数、駆動電流及び回転方向により決まる値になり
、 従ってリールモータ2の駆動モードが記録モード、
再生モード、早送りモードになればこれに応じて変化す
る。 しかしドライブトランジスタQ1のコレクタ及び
エミッタに与えられるコレクタ及びエミッタ駆動電圧V
C1(。、)はどのモードにおいても常にオフセット電
圧voys’rになるように変動する。Incidentally, when the reel motor 2 is driven at a constant current, the terminal voltage of the reel motor 2,
The value is determined by the rotation speed, drive current, and rotation direction of the reel motor 2. Therefore, the drive mode of the reel motor 2 is the recording mode,
When in playback mode or fast forward mode, it changes accordingly. However, the collector and emitter drive voltage V applied to the collector and emitter of the drive transistor Q1
C1(.,) always changes to the offset voltage voys'r in any mode.
従って早送りモードにおいてリールモータ端子電圧V
TKLが高い電圧に上昇したとき、これに応じてドライ
ブトランジスタQ1のコレクタの電圧が変更されること
により、ドライブトランジスタQ1は安定にリールモー
タ2を定電流制御することができると同時に、リールモ
ータ2が記録モード、又は再生モードになることにより
回転速度が低下してリールモータ端子電圧v7□が低下
したときには、これに応じてドライブトランジスタQ1
のコレクタ電圧も低下することにより、ドライブトラン
ジスタQ1に過剰な駆動電圧を与えることがないことに
より、ドライブトランジスタQ1がオーバドライブされ
ることはなく、従ってドライブトランジスタQ1の発熱
量が過剰になるようなおそれなくリールモータ2を定電
流制御することができる。Therefore, in the fast-forward mode, the reel motor terminal voltage V
When TKL rises to a high voltage, the voltage at the collector of the drive transistor Q1 is changed accordingly, so that the drive transistor Q1 can stably control the reel motor 2 with a constant current, and at the same time When the reel motor terminal voltage v7□ decreases due to a decrease in rotational speed due to switching to recording mode or playback mode, drive transistor Q1
Since the collector voltage of the drive transistor Q1 also decreases, an excessive drive voltage is not applied to the drive transistor Q1, and the drive transistor Q1 is not overdriven. The reel motor 2 can be controlled with constant current without fear.
かくしてこの分ドライブトランジスタQ1を高い効率で
定電流駆動することができるような負荷駆動回路を実現
し得る。In this way, it is possible to realize a load drive circuit that can drive the drive transistor Q1 at a constant current with high efficiency.
(G2)オフセット電圧回路及びコレクタ電源供給用増
幅回路の構成
第1図の負荷駆動回路1として第2図に示す詳細構成の
ものを適用し得る。(G2) Configuration of Offset Voltage Circuit and Collector Power Supply Amplifier Circuit The detailed configuration shown in FIG. 2 can be applied as the load drive circuit 1 of FIG. 1.
比較回路5は差動増幅回路ICII、フィードバック用
入力抵抗R11及びフィードバック用コンデンサC1l
を有し、ドライブトランジスタQ1、リールモータ2、
駆動電流検出用抵抗R1と共に変換利得1 (A/V)
の定電流回路を構成している。The comparison circuit 5 includes a differential amplifier circuit ICII, a feedback input resistor R11, and a feedback capacitor C1l.
It has a drive transistor Q1, a reel motor 2,
Conversion gain 1 (A/V) with drive current detection resistor R1
This constitutes a constant current circuit.
またオフセット電圧回路6は電源回路4の電源出力電圧
V、。(=+5 (V) )をベースに受けるトランジ
スタQ13と、カレントミラー回路を構成するトランジ
スタQll及びG12とでなる定電流回路から得られる
定電流出力11をドライブトランジスタQ1及びリール
モータ2の接続中点に接続された分圧抵抗R12及びR
13に供給し、これにより主として定電流■1と分圧抵
抗R12及びR13の合成抵抗(抵抗R12−リールモ
ータ2−駆動電流検出用抵抗R1−アースのループにお
ける実効抵抗はほぼ抵抗R12になる)との積によって
決まるオフセット電圧v orstは分圧抵抗R12及
びR13の接続中点からコレクタ電流供給用増幅回路3
に基準電源電圧V□rとして供給される。Further, the offset voltage circuit 6 has the power supply output voltage V of the power supply circuit 4. (=+5 (V)) at the base, and the constant current output 11 obtained from the constant current circuit consisting of the transistors Qll and G12 forming the current mirror circuit, is applied to the connection midpoint between the drive transistor Q1 and the reel motor 2. voltage dividing resistors R12 and R connected to
13, and this mainly creates a composite resistance of constant current ■1 and voltage dividing resistors R12 and R13 (the effective resistance in the loop of resistor R12 - reel motor 2 - drive current detection resistor R1 - ground is approximately resistor R12) The offset voltage v orst determined by the product of
is supplied as a reference power supply voltage V□r.
この実施例の場合オフセット電圧回路6と、ドライブト
ランジスタQl及びリールモータ2の接続中点との間に
はコンデンサC12及び抵抗R14でなる進み補償回路
11が設けられ、この進み補償回路11によってコレク
タ電源供給用増幅口W13からドライブトランジスタQ
lのコレクタに供給される駆動電源出力がコレクタ電源
供給用増幅回路3において処理されている間に基準電源
電圧v ***から遅延するのを補償するようになされ
ている。In this embodiment, a lead compensation circuit 11 consisting of a capacitor C12 and a resistor R14 is provided between the offset voltage circuit 6 and the connection midpoint of the drive transistor Ql and the reel motor 2. Drive transistor Q from supply amplifier port W13
This is designed to compensate for the delay from the reference power supply voltage v*** while the drive power supply output supplied to the collector of 1 is being processed in the collector power supply amplifier circuit 3.
コレクタ電源供給用増幅回路3がオフセット電圧回路6
において発生される基準電源電圧vmxrは差動増幅回
路IC12の非反転入力端に与えられ、利得設定用抵抗
R21及びR22から得られる基準電圧との差分を差動
増幅回路構成のコンパレータICl3に入力する。Collector power supply amplifier circuit 3 is offset voltage circuit 6
The reference power supply voltage vmxr generated in is applied to the non-inverting input terminal of the differential amplifier circuit IC12, and the difference with the reference voltage obtained from the gain setting resistors R21 and R22 is input to the comparator ICl3 of the differential amplifier circuit configuration. .
コンパレータICl3には差動増幅回路ICI4を有す
る三角波発生回路において発生される三角波電圧より低
い電圧レベルになったとき逆動作トランジスタQ21及
びG22を介してスイッチング用トランジスタQ23を
オン動作させ、逆に高くなったときオフ動作させること
により、電源電圧VCCIを基準11tf1電圧v1,
2の電圧レベルに対応するパルス幅にパルス幅変調して
なるパルス幅変調出力S12をスイッチング用トランジ
スタQ23の出力端に得るようになされている。The comparator ICl3 turns on the switching transistor Q23 via the reverse operation transistors Q21 and G22 when the voltage level becomes lower than the triangular wave voltage generated in the triangular wave generation circuit having the differential amplifier circuit ICI4, By turning off the power supply voltage VCCI when the reference 11tf1 voltage v1,
A pulse width modulated output S12 obtained by performing pulse width modulation to a pulse width corresponding to the voltage level of 2 is obtained at the output terminal of the switching transistor Q23.
このパルス幅変調出力S12はショットキダイオードD
21、チョークコイルL21、コンデンサC16を含ん
でなる整流回路において整流され、その直流整流出力が
抵抗R21にフィードバックされると共に、直流駆動電
圧VC!(Ql+の直流駆動電流1.マとしてドライブ
トランジスタQ1のコレクタに供給される。This pulse width modulation output S12 is a Schottky diode D.
21, a choke coil L21, and a capacitor C16.The DC rectified output is fed back to the resistor R21, and the DC drive voltage VC! (The DC drive current 1. of Ql+ is supplied to the collector of the drive transistor Q1 as a motor.
以上の構成において、コレクタ電源供給用増幅回路3は
スイッチング用トランジスタQ23をスイッチング素子
とするパルス幅変調増幅回路を構成し、その電圧利得G
、は電圧利得設定用抵抗R21及びR22の抵抗比によ
って次式
によって決まる値になる。In the above configuration, the collector power supply amplifier circuit 3 constitutes a pulse width modulation amplifier circuit using the switching transistor Q23 as a switching element, and its voltage gain G
, is a value determined by the following equation depending on the resistance ratio of voltage gain setting resistors R21 and R22.
例えば抵抗R21及びR22の値を例えばR21−22
0(kΩ)、R22=33(kΩ〕のような値に選定す
れば、パルス幅変調増幅回路の電圧利得G、は、
−7,66=17.69 (dB) ・・・
・・・ (6)程度の値になる。For example, set the values of resistors R21 and R22 to R21-22.
0 (kΩ), R22 = 33 (kΩ), the voltage gain G of the pulse width modulation amplifier circuit is -7,66 = 17.69 (dB)...
... The value is approximately (6).
これに対してオフセット電圧回路6において発生するオ
フセット電圧■。1.ア、(はぼ抵抗R12の両端電圧
と等しい)は次式
%式%(7)
のように、定電流■1と、並列抵抗R12及びR13の
合成抵抗との積によって表されるので、定電流出力II
、抵抗R12、R13、R1の値を1 、 =0.04
47 (μA) 、R12=12 [kΩ〕、R13=
1.8(kΩ)、R1=1 (Ω〕のような値に選定す
れば、オフセット電圧V。F、7の値は、VOFST’
=、0.0100 (V ) −−−−
・−(8)のように0.0700 (V )程度の値に
なる。On the other hand, the offset voltage ■ generated in the offset voltage circuit 6. 1. A, (which is equal to the voltage across the resistor R12) is expressed by the product of the constant current (1) and the combined resistance of the parallel resistors R12 and R13, as shown in the following formula (7), so it is constant. Current output II
, the values of resistors R12, R13, and R1 are 1, =0.04
47 (μA), R12=12 [kΩ], R13=
1.8 (kΩ), R1 = 1 (Ω), the value of offset voltage V.F, 7 becomes VOFST'
=, 0.0100 (V) -----
・As shown in -(8), the value is about 0.0700 (V).
このようにして、オフセット電圧回路6においてリール
モータ端子電圧V TNLをオフセット電圧vorst
だけオフセットして基準電源電圧V IEFを得る際に
、抵抗R12及びR13によって電圧の減衰が生じるが
、その減衰量はコレクタ電流供給用増幅回路3のパルス
幅変調増幅回路における電圧利得G1とほぼ等しい値、
すなわち17.69 [dB]に選定することにより、
実質上オフセット電圧回路6及びコレクタ電源供給用増
幅回路3の総合利得Gmxrを
CAMF = 1 (=O(ds) )
・・・・・・(9)のように1 (=O(dB)
)にすることができる。In this way, in the offset voltage circuit 6, the reel motor terminal voltage V TNL is changed to the offset voltage vorst.
When obtaining the reference power supply voltage VIEF with an offset of value,
In other words, by selecting 17.69 [dB],
Substantially, the total gain Gmxr of the offset voltage circuit 6 and collector power supply amplifier circuit 3 is CAMF = 1 (=O(ds))
・・・・・・1 as in (9) (=O(dB)
) can be made.
かくして第2図の構成によれば、第1図について上述し
たように、リールモータ端子電圧■□。Thus, according to the configuration of FIG. 2, the reel motor terminal voltage ■□, as described above with respect to FIG.
の値が動作モードによって変化しても、それに応じてド
ライブトランジスタQ1のコレクタ駆動電圧VC!+。Even if the value of VC changes depending on the operating mode, the collector drive voltage VC! of the drive transistor Q1 changes accordingly. +.
l)をオフセット電圧■。15T分だけオフセットした
値に浮動させることができることにより、ドライブトラ
ンジスタQ1のコレクタ及びエミッタ間には常時オフセ
ット電圧V。、。と等しい駆動電圧を与えることができ
る。l) Offset voltage■. Since it can be floated to a value offset by 15T, an offset voltage V is always present between the collector and emitter of the drive transistor Q1. ,. A drive voltage equal to that can be given.
かくしてたとえ記録モード又は再生モードにおいてリー
ルモータ2の回転数が低下してリールモータ2の端子電
圧が低下したような場合においても、ドライブトランジ
スタQlのコレクタに過大な供給電圧を供給しないよう
にできることにより、ドライブトランジスタQ1を過剰
に発熱させるようなおそれを有効に回避し得、この分動
率が良い負荷駆動回路を実現し得る。In this way, even if the rotational speed of the reel motor 2 decreases and the terminal voltage of the reel motor 2 decreases in the recording mode or the reproduction mode, it is possible to prevent excessive supply voltage from being supplied to the collector of the drive transistor Ql. , it is possible to effectively avoid the risk of causing the drive transistor Q1 to generate excessive heat, and it is possible to realize a load drive circuit with a good division ratio.
因に従来の場合のように、ドライブトランジスタQ1の
コレクタに供給する電源電圧を、リールモータ2の端子
電圧が高くなったとき(リールモータ2を早送りモード
で高速回転させる場合に相当する)でもドライブトラン
ジスタQ1を実用上十分に直線性が良い範囲で動作させ
得るように十分高い一定な値に選定するようにした場合
には、リールモータ2の端子電圧が低くなったとき(リ
ールモータ2を記録モード又は再生モードで低速回転さ
せる場合に相当する)、当該リールモータ2の端子電圧
が低下した分の電圧が過剰にドライブトランジスタQ1
のコレクタに供給される。Incidentally, as in the conventional case, the power supply voltage supplied to the collector of the drive transistor Q1 cannot be driven even when the terminal voltage of the reel motor 2 becomes high (corresponding to when the reel motor 2 is rotated at high speed in fast-forward mode). If the transistor Q1 is selected to have a sufficiently high constant value so that it can be operated in a range with sufficiently good linearity for practical purposes, when the terminal voltage of the reel motor 2 becomes low (the reel motor 2 is recorded) mode or reproduction mode), the voltage corresponding to the drop in the terminal voltage of the reel motor 2 is excessively increased by the drive transistor Q1.
is supplied to the collector.
その結果リールモータ2を定電流駆動している状態でエ
ミッタ及びコレクタ間に過剰な駆動電圧が与えられた分
、ドライブトランジスタQ1の内部において発生する熱
量が大きくなり、この分負荷駆動回路1全体としての効
率が劣化するが、第1図及び第2図の構成によれば、か
かる効率の劣化を生じさせないようにできる。As a result, when the reel motor 2 is driven at a constant current, an excessive drive voltage is applied between the emitter and the collector, and the amount of heat generated inside the drive transistor Q1 increases, and the load drive circuit 1 as a whole However, according to the configurations shown in FIGS. 1 and 2, such efficiency can be prevented from occurring.
この効率の改善度を第2図の実施例について求めれば、
次のようになる。If we calculate the degree of improvement in efficiency for the embodiment shown in Figure 2, we get:
It will look like this:
例えば第1図との対応部分に同一符号を付して第12図
に示すような従来の構成において、電源回路4から供給
された電源電圧vceがVcc=12[■]、リールモ
ータ2の端子電圧7丁れが■丁れ−3[V]の動作モー
ドのとき、抵抗値R1−0゜2 〔Ω〕の駆動電流検出
用抵抗R1を通じて流れる定電流駆動電流I□が■□=
0.5 (A)であったとすれば、ドライブトランジ
スタQlにおいて発生する熱損失W、は、
W、 −(12(V) −3(V) −0,2(Ω〕
x0.5 (A) )x O,5(A)−4,45(W
) ・・・・・・(10)になる。For example, in a conventional configuration as shown in FIG. 12 with the same reference numerals assigned to parts corresponding to those in FIG. When the voltage is in the operation mode of -3 [V], the constant current drive current I□ flowing through the drive current detection resistor R1 with a resistance value R1 - 0°2 [Ω] is ■□=
0.5 (A), the heat loss W generated in the drive transistor Ql is W, −(12(V) −3(V) −0,2(Ω))
x0.5 (A) ) x O,5(A)-4,45(W
) ......(10).
これに対して第1図の構成において、オフセット電圧V
OFS?をVorsr−0,8(V) 、オフセット電
圧回路6及びコレクタ電源供給用増幅回路3の総合利得
G、□をGh、p −1に選定すれば、ドライブトラン
ジスタQ1のエミッタ及びコレクタ間電圧vC!がオフ
セット電圧■。1.アと等しい値、すなわちV、、=
0.8 (V)になるので、ドライブトランジスタQ1
において発生する熱損失W□は、W、 −0,5(A
) Xo、8 (V)=0.4(W)
・・・・・・ (11)
になる、これに加えて、ドライブトランジスタQlのコ
レクタ電圧VCは、抵抗R1の降下電圧=0.2〔Ω)
x o、s (A) 、リールモータ2の端子電圧=
3(VLオフセット電圧=0.8(V)の和の電圧、
v、 =0.2 (Ω) Xo、5 (A)+3
(V) +0.8 (V)
=3.9(V)
(12)
になるから、コレクタ電源供給用増幅回路3において発
生する出力W、は
W。On the other hand, in the configuration of FIG. 1, the offset voltage V
OFS? If Vorsr-0,8 (V), the total gain G of the offset voltage circuit 6 and the collector power supply amplifier circuit 3, and □ are selected as Gh and p-1, the voltage between the emitter and the collector of the drive transistor Q1 is vC! is the offset voltage ■. 1. A value equal to a, that is, V, , =
0.8 (V), so the drive transistor Q1
The heat loss W□ occurring at W, −0,5(A
) Xo, 8 (V) = 0.4 (W) (11) In addition to this, the collector voltage VC of the drive transistor Ql is the voltage drop across the resistor R1 = 0.2 [ Ω)
x o,s (A), terminal voltage of reel motor 2 =
3 (VL offset voltage = 0.8 (V) sum voltage, v, = 0.2 (Ω) Xo, 5 (A) + 3
(V) +0.8 (V) = 3.9 (V) (12) Therefore, the output W generated in the collector power supply amplifier circuit 3 is W.
=(12(V)
3.9 (V ) )xo、5 (A 〕=4.05
(W)
(13)
になるはずである。ところでコレクタ電源供給用増幅回
路3の効率を90〔%〕とすれば(パルス幅変調回路構
成のものを用いれば実用上この程度の値になる)、電源
回路4から供給される入力電力W4は
0
00
になるから、コレクタ電源供給用増幅回路3において発
生する損失W、は
W。= (12 (V) 3.9 (V)) xo, 5 (A) = 4.05
(W) (13) It should be. By the way, assuming that the efficiency of the collector power supply amplifier circuit 3 is 90% (this value is practical if a pulse width modulation circuit configuration is used), the input power W4 supplied from the power supply circuit 4 is 0 00, the loss W generated in the collector power supply amplifier circuit 3 is W.
=4.5 (W)
−4,05(W〕
=0.45 (W)
(15)
となり、結局ドライブトランジスタQl及びコレクタ電
源供給用増幅回路3において発生するトータル損失Wh
は、
W、=W□ +W。=4.5 (W) -4,05 (W) =0.45 (W) (15) As a result, the total loss Wh generated in the drive transistor Ql and collector power supply amplifier circuit 3 is as follows.
is W, = W□ +W.
=0.4(W) +0.45[W] −0,85[W) (16) になる。=0.4(W) +0.45 [W] -0,85[W] (16) become.
そこで第1図の構成において、当該トータル損失Wa
((16)式)を第12図の従来の構成において発生
する損失W、((10)式)と比較してほぼ115に低
減することができ、特にドライブトランジスタQ1にお
いて発生する熱損失Wz((11)式)に限ってみれば
、第12図の従来の構成と比較してほぼ1/10に低減
することができる。Therefore, in the configuration shown in FIG. 1, the total loss Wa
(Equation (16)) can be reduced to approximately 115 compared to the loss W generated in the conventional configuration shown in FIG. 12 (Equation (10)), and in particular, the heat loss Wz ( If we limit ourselves to equation (11), it can be reduced to approximately 1/10 compared to the conventional configuration shown in FIG.
かくして第1図の負荷駆動回路1を用いれば、リールモ
ータ駆動系の効率を、第12図の従来の場合と比較して
一段と高めることができる。Thus, by using the load drive circuit 1 shown in FIG. 1, the efficiency of the reel motor drive system can be further increased compared to the conventional case shown in FIG. 12.
これに加えて第2図の実施例の場合、コレクタ電源供給
用増幅回路3は第3図に示すように出力電流の変化に対
してほぼ90〔%〕の効率を得ることができると共に、
第4図に示すようにほぼ2〔kHz〕までの周波数領域
において出力のゲインがほぼ一定になる周波数特性を得
ることができる。In addition, in the case of the embodiment shown in FIG. 2, the collector power supply amplifier circuit 3 can obtain an efficiency of approximately 90% with respect to changes in output current as shown in FIG.
As shown in FIG. 4, it is possible to obtain a frequency characteristic in which the output gain is approximately constant in the frequency range up to approximately 2 [kHz].
また第2図の実施例の場合、オフセット電圧回路6にお
いて分圧抵抗R12及びR13によって端子電圧V ?
NLを分圧して定電流回路を構成するトランジスタQl
lに供給するようにすることにより、上述のようにコレ
クタ電源供給用増幅回路の電圧利得G、に相当する分減
衰させる効率に加えて、コレクタ電源供給用増幅回路3
の位相特性(第5図及び第6図)に対して広帯域に亘っ
てフラットな位相特性を実現できるような位相進み補償
をするようになされている。In the case of the embodiment shown in FIG. 2, in the offset voltage circuit 6, the terminal voltage V?
Transistor Ql that divides NL to form a constant current circuit
In addition to the efficiency of attenuation corresponding to the voltage gain G of the collector power supply amplifier circuit 3 as described above,
The phase lead compensation is performed so as to realize a flat phase characteristic over a wide band with respect to the phase characteristic (FIGS. 5 and 6).
因に、コレクタ電源供給用増幅回路3は、スイッチング
用トランジスタQ23の後段にチョークコイルL21及
びコンデンサC16を含むフィルタ回路が設けられてい
ることにより、その共振周波数re (第5図)にお
いて−12(dsloct)の減衰が生ずると共に、位
相が−180じ〕回転する。Incidentally, since the collector power supply amplifier circuit 3 is provided with a filter circuit including a choke coil L21 and a capacitor C16 after the switching transistor Q23, its resonance frequency re (FIG. 5) is -12( dsloct) and the phase is rotated by -180 degrees.
かかる減衰及び位相回転はオフセット電圧回路6の分圧
抵抗R12及びR13によって位相進み補償をすること
によりフラットにする。Such attenuation and phase rotation are flattened by compensating for the phase advance using voltage dividing resistors R12 and R13 of the offset voltage circuit 6.
さらに第2図の実施例の場合、分圧抵抗R12と並列に
接続された進み補償回路11は、ドライブトランジスタ
Q1にクリップ現象を起させないようにコレクタ電源供
給用増幅回路3に対する入力信号に位相進み補償を与え
る。Furthermore, in the case of the embodiment shown in FIG. 2, the lead compensation circuit 11 connected in parallel with the voltage dividing resistor R12 leads the input signal to the collector power supply amplifier circuit 3 in phase so as to prevent the clipping phenomenon from occurring in the drive transistor Q1. give compensation.
因にコレクタ電源供給用増幅回路3の動作帯域が不十分
な場合には、入力信号が高い周波数成分をもつ場合、位
相が遅れるためにコレクタ駆動電圧■c!(,1,とし
て十分な出力電圧を得ることができなくなる。Incidentally, if the operating band of the collector power supply amplifier circuit 3 is insufficient, if the input signal has high frequency components, the phase will be delayed and the collector drive voltage ■c! (, 1, it becomes impossible to obtain a sufficient output voltage.
ここで、ドライブトランジスタQ1のエミッタ及びコレ
クタ間電圧を所定の値に維持できなくなると、ドライブ
トランジスタQ1のh□が低下し、結局当該ドライブト
ランジスタQlはクリップ現象を起す結果になる。これ
に対して第2図の実施例の場合は、進み補償回路11を
設けたことにより、コレクタ電源供給用増幅回路3にお
いて生ずる位相遅れを補償でき、かくしてドライブトラ
ンジスタQ1にクリップ現象を生じさせないようにし得
る。Here, if the voltage between the emitter and the collector of the drive transistor Q1 cannot be maintained at a predetermined value, h□ of the drive transistor Q1 decreases, and eventually the drive transistor Q1 causes a clipping phenomenon. On the other hand, in the case of the embodiment shown in FIG. 2, by providing the lead compensation circuit 11, it is possible to compensate for the phase delay occurring in the collector power supply amplifier circuit 3, thereby preventing the clipping phenomenon from occurring in the drive transistor Q1. It can be done.
(G3)第2実施例
第7図は第2実施例を示すもので、 第1図との対応部
分に同一符号を付して示すように、第1図の駆動電流検
出用抵抗R1を省略すると共に、比較回路5の反転入力
端に与える検出電圧■。アとしてドライブトランジスタ
Ql及びリールモータ2の接続中点に得られるリールモ
ータ端子電圧V TWLを用いるようになされている。(G3) Second Embodiment FIG. 7 shows the second embodiment, and the drive current detection resistor R1 in FIG. 1 is omitted, as the corresponding parts to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. At the same time, the detection voltage ■ applied to the inverting input terminal of the comparator circuit 5. The reel motor terminal voltage V TWL obtained at the midpoint of the connection between the drive transistor Ql and the reel motor 2 is used as the first voltage.
第7図の構成によれば比較回路5は、リールモータ端子
電圧V TIILが一定値になるようにドライブトラン
ジスタQlを定電圧制御する。According to the configuration shown in FIG. 7, the comparator circuit 5 controls the drive transistor Ql at a constant voltage so that the reel motor terminal voltage V TIIL becomes a constant value.
このようにしても第1図について上述したと同様にして
、ドライブトランジスタQ1のエミッタ及びコレクタに
対してオフセット電圧回路6のオフセット電圧■。2.
?に相当する駆動電圧を供給することができることによ
り、ドライブトランジスタQ1のコレクタに常に適正な
コレクタ電圧を供給することができ、かくしてドライブ
トランジスタQ1を過剰な発熱状態にさせないように効
率良く駆動動作させることができる。Even in this case, the offset voltage (2) of the offset voltage circuit 6 is applied to the emitter and collector of the drive transistor Q1 in the same manner as described above with reference to FIG. 2.
? By being able to supply a drive voltage corresponding to , it is possible to always supply an appropriate collector voltage to the collector of the drive transistor Q1, and thus drive the drive transistor Q1 efficiently without causing excessive heat generation. I can do it.
(G4)第3実施例
第8図は第3実施例を示すもので、この場合負荷駆動回
路1はリールモータ2を順方向にだけ一方閏に駆動する
。(G4) Third Embodiment FIG. 8 shows a third embodiment, in which the load drive circuit 1 drives the reel motor 2 only in the forward direction.
すなわちドライブトランジスタQ1はNPNトランジス
タでなり、ドライブトランジスタQ1及びリールモータ
2の接続中点に得られるモータ端子電圧vT、Lを加算
回路21に供給すると共に、一端をアースしたオフセッ
ト電圧回路6の非アース側端に得られるオフセット電圧
V。FS?を加算回路21に第2の加算入力として供給
し、その加電出力を基準電圧■□1としてコレクタ電源
供給用増幅回路3に入力する。That is, the drive transistor Q1 is an NPN transistor, and supplies the motor terminal voltages vT and L obtained at the midpoint of the connection between the drive transistor Q1 and the reel motor 2 to the adder circuit 21, and also supplies the non-ground voltage of the offset voltage circuit 6 whose one end is grounded. Offset voltage V obtained at the side edges. FS? is supplied to the adder circuit 21 as a second addition input, and its applied output is input to the collector power supply amplifier circuit 3 as a reference voltage □1.
第8図の構成によれば、加算回路21はモータ端子電圧
V TWLに対してオフセット電圧VOW*Tだけ高い
基準電源電圧■117をコレクタ電源供給用増幅回路3
を介してドライブトランジスタQ1のコレクタに供給す
ることができ、かくしてリールモータ2を順方向に駆動
するにつき、ドライブトランジスタQ1のコレクタ及び
エミッタ間にオフセット電圧■。rstを供給すること
ができる。According to the configuration shown in FIG. 8, the adder circuit 21 applies the reference power supply voltage 117, which is higher than the motor terminal voltage VTWL by the offset voltage VOW*T, to the collector power supply amplifier circuit 3.
can be supplied to the collector of the drive transistor Q1 via the offset voltage 2 between the collector and emitter of the drive transistor Q1, thus driving the reel motor 2 in the forward direction. rst can be supplied.
かくして第8図の構成によれば、ドライブトランジスタ
Q1を過剰に発熱させることなく定電流駆動することが
できる。Thus, according to the configuration shown in FIG. 8, the drive transistor Q1 can be driven at a constant current without excessively generating heat.
(G5)第4実施例
これに対して第9図に示す第4実施例の場合には、負荷
駆動回路1はリールモータ2を逆方向にだけ一方向に駆
動する。(G5) Fourth Embodiment On the other hand, in the case of the fourth embodiment shown in FIG. 9, the load drive circuit 1 drives the reel motor 2 in one direction only in the opposite direction.
ドライブトランジスタQ1はPNPトランジスタでなり
、電源回路4の電源出力VCCを駆動電流検出用抵抗R
1を介してリールモータ2に供給することにより、リー
ルモータ2を逆方向に駆動電流を流すようになされてい
る。The drive transistor Q1 is a PNP transistor, and the power supply output VCC of the power supply circuit 4 is connected to the drive current detection resistor R.
By supplying the reel motor 2 through the reel motor 1, a driving current is caused to flow through the reel motor 2 in the opposite direction.
リールモータ2及びドライブトランジスタQ1のエミッ
タの接続中点に得られるモータ端子電圧V TT4Lは
減電回路22の加算入力端に与えられると共に、オフセ
ット電圧回路6のオフセット電圧■。1,1が減電回路
220減算入力端に与えられる。The motor terminal voltage VTT4L obtained at the midpoint of the connection between the reel motor 2 and the emitter of the drive transistor Q1 is applied to the addition input terminal of the current reduction circuit 22, and is also applied to the offset voltage circuit 6 as an offset voltage (2). 1,1 is applied to the subtraction input terminal of the current reduction circuit 220.
この結果減算回路22の出力端には、モータ端子電圧■
7□よりオフセット電圧■。WSTだけ低い基準電源電
圧■□、が得られ、これがコレクタ電源供給用増幅回路
3を介してドライブトランジスタQlのコレクタに与え
られる。As a result, the motor terminal voltage ■
Offset voltage■ from 7□. A reference power supply voltage □, which is lower by WST, is obtained and is applied to the collector of the drive transistor Ql via the collector power supply amplifier circuit 3.
かくしてドライブトランジスタQlのコレクタには、
エミッタに与えられるモータ端子電圧V工、と比較して
オフセット電圧■。2.アだけ低いコレクタ電圧を与え
ることができ、かくしてドライブトランジスタQ1を過
剰に発熱させることなく逆方向に定電流駆動することが
できる。Thus, at the collector of the drive transistor Ql,
Offset voltage ■ compared to the motor terminal voltage V applied to the emitter. 2. A lower collector voltage can be applied, and thus the drive transistor Q1 can be driven with a constant current in the reverse direction without excessively generating heat.
(G6)第5実施例
第10図は第5実施例を示すもので、第1図との対応部
分に同一符号を付して示すように、リールモータ2を定
電流制御しながら、リールモータ2を順方向又は逆方向
にほぼ同じトルクを発生させながら駆動させようとする
ものである。(G6) Fifth Embodiment FIG. 10 shows a fifth embodiment. As shown by assigning the same reference numerals to corresponding parts as in FIG. 2 in the forward or reverse direction while generating approximately the same torque.
この場合比較回路5の出力端に得られる駆動制御信号■
、は、NPN )ランジスタでなる順方向ドライブトラ
ンジスタQIF及びPNP )ランジスタでなる逆方向
ドライブトランジスタQIRのベースに与えられ、共通
に接続されたエミッタがリールモータ2及び駆動電流検
出用抵抗R1を遣じてアースされている。In this case, the drive control signal obtained at the output terminal of the comparison circuit 5
, is given to the bases of the forward drive transistor QIF consisting of an NPN) transistor and the reverse direction drive transistor QIR consisting of a PNP) transistor, and the commonly connected emitters are connected to the reel motor 2 and the drive current detection resistor R1. It is grounded.
リールモータ2のモータ端子電圧■T□は加算回路23
Fにおいてオフセット電圧回路6のオフセット電圧■。Motor terminal voltage ■T□ of reel motor 2 is addition circuit 23
At F, the offset voltage ■ of the offset voltage circuit 6.
7.アと加算されて順方向基準電圧V OFFとして順
方向コレクタ電源供給用増幅回路3Fを通じて順方向ド
ライブトランジスタQIFのコレクタに供給される。7. A is added to the forward reference voltage V OFF and supplied to the collector of the forward drive transistor QIF through the forward collector power supply amplifier circuit 3F.
同様にしてモータ端子電圧V TIIILが減電回路2
3Rに与えられてオフセット電圧回路6のオフセット電
圧■。FATを減算され、その出力端に得られる逆方向
基準電圧VIIFえが逆方向コレクタ電源供給用増幅回
路3Rを通じて逆方向ドライブトランジスタQIRのコ
レクタに供給される。Similarly, the motor terminal voltage V TIIIL is set to the voltage reducing circuit 2.
The offset voltage ■ of the offset voltage circuit 6 is applied to 3R. FAT is subtracted and the reverse reference voltage VIIF obtained at its output terminal is supplied to the collector of the reverse drive transistor QIR through the reverse collector power supply amplifier circuit 3R.
以上の構成において、 順方向コレクタ電源供給用増幅
回路3F及び逆方向コレクタ電源供給用増幅回路3Rは
、それぞれ電源として電源電圧子V((及び−VCCが
与えられることにより、リールモータ2を順方向(又は
逆方向)に駆動する場合、順方向コレクタ電源供給用増
幅回路3F(又は逆方向コレクタ電源供給用増幅回路3
R)を動作状態に制御する。これにより順方向ドライブ
トランジスタQIF(又は逆方向ドライブトランジスタ
QIR)が定電流駆動され、その結果リール駆動モータ
2に流れる電流を順方向(又は逆方向)に切り換えるこ
とにより当該リールモータを順方向(又は逆方向)に駆
動する。In the above configuration, the forward collector power supply amplifier circuit 3F and the reverse collector power supply amplifier circuit 3R each operate the reel motor 2 in the forward direction by being supplied with the power supply voltage V ((and -VCC) as a power supply. (or reverse direction), forward collector power supply amplifier circuit 3F (or reverse collector power supply amplifier circuit 3F)
R) into an operating state. As a result, the forward drive transistor QIF (or reverse drive transistor QIR) is driven with a constant current, and as a result, the current flowing through the reel drive motor 2 is switched to the forward (or reverse) direction, thereby driving the reel motor in the forward (or reverse) direction. drive in the opposite direction).
ここで順方向ドライブトランジスタQIF(又は逆方向
ドライブトランジスタQIR)を定電流駆動させるにつ
き、当該順方向ドライブトランジスタQIF(又は逆方
向ドライブトランジスタQIR)のコレクタ及びエミッ
タ間に、オフセット電圧■。FITに相当する駆動電圧
を供給することができることにより、リールモータ2に
ほぼ同程度の駆動電流を流すことができる、その結果順
方向及び逆方向についてほぼ同程度のトルクを発生させ
ることができる。Here, when driving the forward drive transistor QIF (or reverse drive transistor QIR) with a constant current, an offset voltage ■ is applied between the collector and emitter of the forward drive transistor QIF (or reverse drive transistor QIR). By being able to supply a drive voltage corresponding to FIT, it is possible to flow approximately the same drive current to the reel motor 2, and as a result, it is possible to generate approximately the same amount of torque in the forward and reverse directions.
か(するにつき、順方向及び逆方向のそれぞれについて
コレクタ電源供給用増幅回路3F及び3Rを設けるよう
にしたことにより、いづれの方向についても順方向及び
逆方向ドライブトランジスタQIF及びQIRを過剰に
発熱させないように駆動制御することができる。(However, by providing collector power supply amplifier circuits 3F and 3R for the forward and reverse directions, the forward and reverse drive transistors QIF and QIR do not generate excessive heat in either direction. The drive can be controlled as follows.
(G7)第6実施例
第11図は第6実施例を示すもので、この場合第10図
との対応部分に同一符号を付して示すように、リールモ
ータ2を逆方向に駆動するための回路構成を簡略化した
ものである。(G7) Sixth Embodiment FIG. 11 shows a sixth embodiment, in which the reel motor 2 is driven in the opposite direction, as shown by assigning the same reference numerals to corresponding parts as in FIG. 10. This is a simplified version of the circuit configuration.
すなわち第11図の場合には、第1O図において減算回
路23R及び逆方向コレクタを源供給用増幅回路3Rを
省略すると共に、逆方向電f14Rの電源出力VCCを
直接逆方向ドライブトランジスタQIRのコレクタに供
給するように構成されている。In other words, in the case of FIG. 11, the subtraction circuit 23R and the reverse collector in FIG. 1O are omitted from the source supply amplifier circuit 3R, and the power output VCC of the reverse current f14R is directly connected to the collector of the reverse drive transistor QIR. configured to supply.
第11図の構成によれば、駆動入力信号e、とじて正極
性の信号が与えられることにより順方向駆動モードが指
定されたとき、リールモータ2には比較的大きな駆動電
流が流されることによりリールモータ2は大きなトルク
を発生する。According to the configuration shown in FIG. 11, when the forward drive mode is specified by applying the drive input signal e and a signal of positive polarity, a relatively large drive current is caused to flow through the reel motor 2. The reel motor 2 generates large torque.
この状態において順方向ドライブトランジスタQIFの
コレクタ及びエミッタ間にはオフセット電圧v0ア、ア
が順方向コレクタ電源供給用増幅回路3Fを介して与え
られることにより、当該順方向ドライブトランジスタQ
IFは、モータ端子電圧Vア、の変動があってもエミッ
タ及びコレクタ間に供給される電圧が常にオフセット電
圧VOF3テに維持されることにより、過剰な発熱を生
じることなく駆動動作する。In this state, an offset voltage v0a, a is applied between the collector and emitter of the forward drive transistor QIF via the forward collector power supply amplifier circuit 3F.
The IF operates without generating excessive heat because the voltage supplied between the emitter and the collector is always maintained at the offset voltage VOF3 even if the motor terminal voltage Va fluctuates.
これに対して駆動入力信号eiの電圧が負極性に切り換
えられることにより逆方向ドライブトランジスタQIR
が動作する状態になると、当該逆方向ドライブトランジ
スタQIRのエミッタ及びコレクタ間には逆方向電源出
力−■oが直接与えられる。On the other hand, by switching the voltage of the drive input signal ei to negative polarity, the reverse direction drive transistor QIR
When the reverse drive transistor QIR is in an operating state, a reverse power supply output -■o is directly applied between the emitter and collector of the reverse drive transistor QIR.
従ってモータ端子電圧■4.が小さくなれば逆方向ドラ
イブトランジスタQIRのエミッタ及びコレクタ間に供
給される駆動電圧がその分大きくなるが、実際上リール
モータ2に流す逆方向駆動電流が小さく、従って発生さ
せるトルクが小さい場合には、逆方向ドライブトランジ
スタQIRが過剰な発熱をするような動作状態になるお
それがない。Therefore, motor terminal voltage ■4. If becomes smaller, the drive voltage supplied between the emitter and collector of the reverse drive transistor QIR will increase accordingly, but in reality, if the reverse drive current flowing to the reel motor 2 is small and the generated torque is small, then There is no possibility that the reverse direction drive transistor QIR will be in an operating state in which it generates excessive heat.
従って逆方向ドライブトランジスタQIRを駆動するに
つき、第10図の場合と比較して減算回路23Rおよび
逆方向コレクタ電源供給用増幅回路3Rを省略でき、こ
の分全体としての構成を一段と簡略化し得る。Therefore, when driving the reverse drive transistor QIR, the subtraction circuit 23R and the reverse collector power supply amplifier circuit 3R can be omitted compared to the case of FIG. 10, and the overall configuration can be further simplified.
因に通常のテープ記録再生装置におけるリールモータは
順方向にテープを巻き取る場合には大きなトルクを必要
とするのに対して、逆方向に巻き取る場合には小さなト
ルクを発生すれば良いように構成されており、このよう
な場合に第11図の構成を通用して好適である。Incidentally, the reel motor in a normal tape recording/playback device requires a large torque when winding the tape in the forward direction, but only needs to generate a small torque when winding the tape in the reverse direction. In such a case, the configuration shown in FIG. 11 can be used and is suitable.
(G8)他の実施例
(1)上述においては、本発明による負荷駆動回路をテ
ープ状記録媒体を有するテープ記録再生装置のり一ルモ
ータを駆動する場合に通用した実施例について述べたが
、本発明はこれに限らず、オーディオ出力段などのよう
に、負荷が変動したときドライブトランジスタに供給さ
れる電源電圧が過剰になるような状態になる場合に広く
適用し得る。(G8) Other Embodiments (1) In the above, an embodiment has been described in which the load drive circuit according to the present invention is used to drive a linear motor of a tape recording/reproducing apparatus having a tape-shaped recording medium. The present invention is not limited to this, but can be widely applied to cases where the power supply voltage supplied to the drive transistor becomes excessive when the load fluctuates, such as in an audio output stage.
(2)第4図の周波数特性において、パルス幅変調回路
部のスイッチング用トランジスタQ23(第2図)のス
イッチング周波数を高い値に変更した場合には、第4図
において破線で示すように、−定振幅の特性曲線部分が
当該スイッチング周波数が上がった分高い周波数の領域
に伸びるように広帯域特性をもたせるようにし得る。(2) In the frequency characteristics of FIG. 4, if the switching frequency of the switching transistor Q23 (FIG. 2) in the pulse width modulation circuit section is changed to a high value, - as shown by the broken line in FIG. It is possible to provide a broadband characteristic so that the constant amplitude characteristic curve portion extends to a high frequency region corresponding to the increase in the switching frequency.
(3)第7図の実施例においては、第1図の定電流駆動
回路に対応させてこれを定電圧駆動する場合の構成を述
べたが同様にして、第8図、第9図、第10図、第11
図の構成に対応させて負荷を定電圧駆動する場合には第
7図の場合と同様に、駆動電流検出用抵抗R1を省略し
てモータ端子電圧V TMLを検出電圧■。、として比
較回路5に供給するようにすれば、第7図について上述
したと同様の効果を得ることができるような定電圧駆動
形式の負荷駆動回路を実現できる。(3) In the embodiment shown in Fig. 7, the configuration was described in which the constant current drive circuit shown in Fig. 1 is driven at a constant voltage. Figures 10 and 11
When the load is driven at a constant voltage in accordance with the configuration shown in the figure, the drive current detection resistor R1 is omitted and the motor terminal voltage VTML is used as the detection voltage (2), as in the case of FIG. , to the comparator circuit 5, it is possible to realize a constant voltage drive type load drive circuit that can obtain the same effect as described above with reference to FIG.
(4) 上述の実施例においては、オフセット電圧回
路6及びコレクタ電源供給用増幅回路3の総合利得G、
□をG、□−1((9)式)にした場合について述べた
が、総合利得G1□の値はこれに限らす1以外の値にし
てもよい。(4) In the above embodiment, the overall gain G of the offset voltage circuit 6 and the collector power supply amplifier circuit 3,
Although the case where □ is set to G and □-1 (formula (9)) has been described, the value of the overall gain G1□ may be set to a value other than 1, which is limited to this.
因に総合利得G□Pを1に選定した場合、ドライブトラ
ンジスタQl、QIF、QIRを流れる電流が大きくな
るためリニアな制御をできなくなるおそれがあるような
場合には、総合利得G□2を1より小さい値に選定すれ
ばよい。Incidentally, if the total gain G□P is selected to be 1, the current flowing through the drive transistors Ql, QIF, and QIR will become large and there is a risk that linear control will not be possible. It is sufficient to select a smaller value.
(5)上述の実施例においては、コレクタ1tfl供給
用増幅回路3としてパルス幅変調回路構成のものを通用
した場合について述べたが、これに限らず要は、コレク
タ電圧を負荷電流の変動に応じて制御できるような回路
を用いれば良い。(5) In the above embodiment, a case was described in which a pulse width modulation circuit configuration was used as the collector 1tfl supply amplifier circuit 3, but the point is that the collector voltage is adjusted according to fluctuations in the load current. It is sufficient to use a circuit that can be controlled by
H発明の効果
上述のように本発明によれば、負荷を駆動するドライブ
トランジスタのエミッタ及びコレクタ間に与える電源電
圧を、負荷の動作モードが変化することによりその端子
電圧が変動した場合にも、所定のオフセット電圧に維持
できるようにしたことにより、ドライブトランジスタを
過剰に発熱させることを有効に回避し得、これシこより
電力損失が一段と小さい高能率の負荷駆動回路を実現し
得る。H Effects of the Invention As described above, according to the present invention, the power supply voltage applied between the emitter and collector of the drive transistor that drives the load can be controlled even when the terminal voltage fluctuates due to changes in the operation mode of the load. By being able to maintain a predetermined offset voltage, it is possible to effectively avoid generating excessive heat in the drive transistor, thereby realizing a highly efficient load drive circuit with much smaller power loss.
第1図は本発明による負荷駆動回路の第1実施例を示す
ブロック図、第2図はその詳細構成を示す接続図、第3
図及び第4図は第2図の動作特性を示す特性曲線図、第
5図及び第6図は第2図の位相補償動作の説明に供する
特性曲線図、第7図〜第11図は第2実施例〜第6実施
例を示すブロック図、第12図は従来の構成を示す接続
図である。
1・・・・・・負荷駆動回路、2・・・・・・リールモ
ータ、3・・・・・・コレクタ電源供給用増幅回路、4
・・・・・・電源回路、5・・・・・・比較回路、6・
・・・・・オフセット電圧回路。
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塾10邑FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the load driving circuit according to the present invention, FIG. 2 is a connection diagram showing its detailed configuration, and FIG.
4 and 4 are characteristic curve diagrams showing the operating characteristics of FIG. 2, FIGS. 5 and 6 are characteristic curve diagrams used to explain the phase compensation operation of FIG. 2, and FIGS. FIG. 12 is a block diagram showing the second to sixth embodiments, and a connection diagram showing the conventional configuration. 1... Load drive circuit, 2... Reel motor, 3... Collector power supply amplifier circuit, 4
...Power supply circuit, 5...Comparison circuit, 6.
...Offset voltage circuit. Negative sliding circulation straddle n @ a certain number of times 2nd example a example 7 Prisoner collection springs up'' ← cold circuit Increased II 1 day trace 3n Efficiency characteristic 3 hard [d8] Collector t9L Amplified riJ word 30 shoulder (1 (Bamboo I
dB] Kotokuta to source sheep warm polishing to Nakadake' Roa 10th round liquid commission (talented stem diagram L''l) lid power supply 7 castings 7 to 4 width times 110 phase hunting sister 3 examples, F: 5 #9 Figure IF g5 Kasumi Criminal Example School 10 Village
Claims (1)
電源出力を上記ドライブトランジスタを通じて上記負荷
に供給する負荷駆動回路において、上記負荷の両端に生
ずる負荷電圧に対して所定のオフセット電圧を与えた駆
動電圧を有する上記電源出力を上記ドライブトランジス
タに供給する電源供給回路 を具えることを特徴とする負荷駆動回路。[Claims] A drive transistor connected in series to a load,
In a load driving circuit that supplies a power output to the load through the drive transistor, a power supply that supplies the drive transistor with the power output having a drive voltage that is a predetermined offset voltage with respect to the load voltage generated across the load. A load driving circuit comprising a supply circuit.
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020918A JPH03226295A (en) | 1990-01-31 | 1990-01-31 | Load drive circuit |
KR1019910001593A KR100214033B1 (en) | 1990-01-31 | 1991-01-31 | Load driving circuit |
US07/887,556 US5291107A (en) | 1990-01-31 | 1992-05-18 | Circuit for driving reel motor of videotape recorder |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020918A JPH03226295A (en) | 1990-01-31 | 1990-01-31 | Load drive circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03226295A true JPH03226295A (en) | 1991-10-07 |
Family
ID=12040605
Family Applications (1)
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KR (1) | KR100214033B1 (en) |
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1990
- 1990-01-31 JP JP2020918A patent/JPH03226295A/en active Pending
-
1991
- 1991-01-31 KR KR1019910001593A patent/KR100214033B1/en not_active IP Right Cessation
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Publication number | Publication date |
---|---|
KR910015096A (en) | 1991-08-31 |
KR100214033B1 (en) | 1999-08-02 |
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