JPH02177607A - パルス幅変調増幅回路 - Google Patents
パルス幅変調増幅回路Info
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- JPH02177607A JPH02177607A JP63328811A JP32881188A JPH02177607A JP H02177607 A JPH02177607 A JP H02177607A JP 63328811 A JP63328811 A JP 63328811A JP 32881188 A JP32881188 A JP 32881188A JP H02177607 A JPH02177607 A JP H02177607A
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 title claims description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 11
- 238000007599 discharging Methods 0.000 abstract description 2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2173—Class D power amplifiers; Switching amplifiers of the bridge type
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はパルス幅変調増幅回路に関するものであり、特
に2つのパルス幅変調増幅器に加えるアナログ信号を逆
相とし、パルス幅変調増幅器の出力端間に負荷の両端を
接続するようにしたBTL(バランスド・トランスフォ
ーマ・レス)回路に関する。
に2つのパルス幅変調増幅器に加えるアナログ信号を逆
相とし、パルス幅変調増幅器の出力端間に負荷の両端を
接続するようにしたBTL(バランスド・トランスフォ
ーマ・レス)回路に関する。
パルス幅変調増幅器(PWMアンプ)として、例えば音
声信号等のアナログ信号で高周波の三角波キャリア信号
を変調してパルス幅信号に変換し、これを電力増幅して
スピーカ等の負荷に与える直前でキャリア信号をフィル
タで除去して復調するようにしたものがあり、電力増幅
時の効率が非常に良く、このため最近車載用のオーディ
オ機器等に用いられている。
声信号等のアナログ信号で高周波の三角波キャリア信号
を変調してパルス幅信号に変換し、これを電力増幅して
スピーカ等の負荷に与える直前でキャリア信号をフィル
タで除去して復調するようにしたものがあり、電力増幅
時の効率が非常に良く、このため最近車載用のオーディ
オ機器等に用いられている。
第5図はPWMアンプの一例を示したものであり、1は
アナログ信号の入力端であり、このアナログ信号はコン
パレータ2の反転入力端に印加される。一方このコンパ
レータ2の非反転入力端には高周波(例えば200 K
Hz程度)の三角波キャリア発振器3から出力が印加さ
れており、従ってキャリア信号はアナログ信号により変
調されパルス幅信号に変換される。前記コンパレータ2
により得られたパルス幅信号はドライブアンプ4を経て
NチャンネルMO3型パワーFETより成るパルス増幅
(電力増幅)器5により増幅され、チョークコイル6お
よびコンデンサ7より成るフィルタ回路によりキャリア
が除去され、出力端8に接続された例えばスピーカ9を
駆動する。
アナログ信号の入力端であり、このアナログ信号はコン
パレータ2の反転入力端に印加される。一方このコンパ
レータ2の非反転入力端には高周波(例えば200 K
Hz程度)の三角波キャリア発振器3から出力が印加さ
れており、従ってキャリア信号はアナログ信号により変
調されパルス幅信号に変換される。前記コンパレータ2
により得られたパルス幅信号はドライブアンプ4を経て
NチャンネルMO3型パワーFETより成るパルス増幅
(電力増幅)器5により増幅され、チョークコイル6お
よびコンデンサ7より成るフィルタ回路によりキャリア
が除去され、出力端8に接続された例えばスピーカ9を
駆動する。
そしてこの様なPWMアンプを2つ使用し、BTL回路
としたものを第6図に示す。
としたものを第6図に示す。
すなわちこのBTL回路においては、−入力端lに加わ
るアナログ信号を先ず差動回路10等によって互に18
0度位相の異なる第1と第2のアナログ信号に変換させ
る。そして第1のアナログ信号は第1のコンパレータ2
によりパルス幅信号に変換され、ドライブアンプ4、パ
ルス増幅器5を経てチョークコイル6およびコンデンサ
7によりキャリアが除去され出力端8にもたらされる。
るアナログ信号を先ず差動回路10等によって互に18
0度位相の異なる第1と第2のアナログ信号に変換させ
る。そして第1のアナログ信号は第1のコンパレータ2
によりパルス幅信号に変換され、ドライブアンプ4、パ
ルス増幅器5を経てチョークコイル6およびコンデンサ
7によりキャリアが除去され出力端8にもたらされる。
−力筒2のアナログ信号は同様に第2のコンパレータ2
′によりパルス幅信号に変換され、ドライブアンプ4′
、パルス増幅器5′を経てチョークコイル6′およびコ
ンデンサ7′によりキャリアが除去され出力端8′にも
たらされる。
′によりパルス幅信号に変換され、ドライブアンプ4′
、パルス増幅器5′を経てチョークコイル6′およびコ
ンデンサ7′によりキャリアが除去され出力端8′にも
たらされる。
前記出力端8および8′間には、例えばスピーカ等の負
荷9の両端が接続されており、従って負荷9には各々の
PWMアンプからの復調アナログ出力が逆相関係で印加
されることになり、その両端間電圧は1つのPWMアン
プによって得られる出力電圧の2倍となり、理論上4倍
の電力を負荷9に対して出力させることができる。
荷9の両端が接続されており、従って負荷9には各々の
PWMアンプからの復調アナログ出力が逆相関係で印加
されることになり、その両端間電圧は1つのPWMアン
プによって得られる出力電圧の2倍となり、理論上4倍
の電力を負荷9に対して出力させることができる。
上記したBTL−PWMアンプにおいては、1つの発振
器3からの三角波キャリア信号dを2つのPWMアンプ
の各コンパレータ2,2′に与えてそのコンパレータ2
と2′でアナログ信号のパルス幅変調が行なわれるよう
にしている。
器3からの三角波キャリア信号dを2つのPWMアンプ
の各コンパレータ2,2′に与えてそのコンパレータ2
と2′でアナログ信号のパルス幅変調が行なわれるよう
にしている。
このように、2つのPWMアンプへの三角波キャリア信
号dを共通の発振器3からの出力によって与えるのは、
ビートの発生やコストの面がらの考慮に依るものであっ
た。
号dを共通の発振器3からの出力によって与えるのは、
ビートの発生やコストの面がらの考慮に依るものであっ
た。
従って、2つのPWMアンプへの入力アナログ信号a
、 a’が零の場合には、パルス増幅器5゜5′の方形
波パルスの出力す、b’が第3図イと口に示すように同
相となり、立上り及び立下りが同一時刻となる。一方、
アナログ信号a 、 a’が所定のレベルになると、パ
ルス増幅器5と5′のパルス出力が変調を受けて第3図
ハに示すようにアナログ信号によってそのデユーティが
変化する。
、 a’が零の場合には、パルス増幅器5゜5′の方形
波パルスの出力す、b’が第3図イと口に示すように同
相となり、立上り及び立下りが同一時刻となる。一方、
アナログ信号a 、 a’が所定のレベルになると、パ
ルス増幅器5と5′のパルス出力が変調を受けて第3図
ハに示すようにアナログ信号によってそのデユーティが
変化する。
ところで、コンパレータ2,2′に入力される三角波キ
ャリア信号はそのリニアリティーが保たれていなければ
ならない。リニアリティーすなわち三角の辺の直線性が
損なわれると、電圧レベルからパルス幅への変換に誤差
が生じ、歪の原因になることは明らかである。一般に発
振器3はこの点を考慮して十分な性能を有するものが使
用されている。
ャリア信号はそのリニアリティーが保たれていなければ
ならない。リニアリティーすなわち三角の辺の直線性が
損なわれると、電圧レベルからパルス幅への変換に誤差
が生じ、歪の原因になることは明らかである。一般に発
振器3はこの点を考慮して十分な性能を有するものが使
用されている。
しかし、パルス増幅器5,5′が入力パルスに応じて大
電力をスイッチングした場合、電源電流に急激な変化が
生じ、電源電圧にも影響を与える。
電力をスイッチングした場合、電源電流に急激な変化が
生じ、電源電圧にも影響を与える。
この電源電圧が受ける影響により発振器3の出力波形に
スパイクノイズが重畳する場合がある。このとき、発振
器3が発生する三角波キャリア信号のリニアリティが撰
われ、歪は悪化する。
スパイクノイズが重畳する場合がある。このとき、発振
器3が発生する三角波キャリア信号のリニアリティが撰
われ、歪は悪化する。
第6図に示したBTL−PWMアンプにおいては第1と
第2のコンパレータ2,2′に加わるアナログ信号a
、 a’の位相は180度であり、従ってコンパレータ
2,2′より出力する第1と第2のパルスの幅の周期も
逆相で変化する。
第2のコンパレータ2,2′に加わるアナログ信号a
、 a’の位相は180度であり、従ってコンパレータ
2,2′より出力する第1と第2のパルスの幅の周期も
逆相で変化する。
このため、一方のアナログ信号a又はa′がコンパレー
タで比較され、パルス増幅器でスイッチングが行われて
スパイクノイズが発生する時刻に、他方のアナログ信号
a′又はaがコンパレータで比較が行われ、そのときコ
ンパレータに入力される三角波キャリア信号のリニアリ
ティが上記スパイクノイズで損われることになる。従っ
て、コンパレータにおける電圧−パルス幅変換に誤差が
生じ、歪が悪化してしまう。
タで比較され、パルス増幅器でスイッチングが行われて
スパイクノイズが発生する時刻に、他方のアナログ信号
a′又はaがコンパレータで比較が行われ、そのときコ
ンパレータに入力される三角波キャリア信号のリニアリ
ティが上記スパイクノイズで損われることになる。従っ
て、コンパレータにおける電圧−パルス幅変換に誤差が
生じ、歪が悪化してしまう。
本発明は以上のようなりTL−PWMアンプの特有の問
題点に鑑みて成されたものであり、一方のPWNアンプ
のスイッチング時のスパイクノイズが、他方のPWMア
ンプの三角波のリニアリティーを損なうことによって生
ずる歪の発生を防止させようとするものである。
題点に鑑みて成されたものであり、一方のPWNアンプ
のスイッチング時のスパイクノイズが、他方のPWMア
ンプの三角波のリニアリティーを損なうことによって生
ずる歪の発生を防止させようとするものである。
〔発明の概要]
上記の目的を達成するために、本発明においては、第1
と第2のコンパレータに供給する三角波キャリア信号に
略90度の位相差を与えることで50%変調までの小入
力レベルにおいてはスイッチングのタイミングが近づか
ないように構成し、互いの干渉による歪の発生が生じな
いようにした点に特徴を有する。
と第2のコンパレータに供給する三角波キャリア信号に
略90度の位相差を与えることで50%変調までの小入
力レベルにおいてはスイッチングのタイミングが近づか
ないように構成し、互いの干渉による歪の発生が生じな
いようにした点に特徴を有する。
以下、本発明によるパルス幅変調増幅回路を第1〜2図
に基づいて説明する。
に基づいて説明する。
第1図はその全体構成を示したものであり、第6図に示
した従来のBTL−PWMアンプとの相異点はキャリア
発振器3と2つのコンパレータ2゜2′との間に三角波
キャリアの位相が略90度になるよう制御する移相回路
11を備えた点にある。
した従来のBTL−PWMアンプとの相異点はキャリア
発振器3と2つのコンパレータ2゜2′との間に三角波
キャリアの位相が略90度になるよう制御する移相回路
11を備えた点にある。
第2図はその移相回路11の具体例を示したものである
。
。
すなわち発振器3からもたらされる三角波信号dが非反
転端子に加わるコンパレータ12は、正相出力C又は逆
相出力C′を択一的に出力し、電源+V Ceと−V
ccO間に接続された同一の定電流iを流す定電流源1
3と14の共通接続点と接地間に接続されたコンデンサ
CIに前記定電流iを充電させ、また放電させる。そし
て、そのコンデンサCIの信号d′は抵抗Rとコンデン
サC2による積分回路によって、コンパレータ12の反
転端子に負帰還されている。
転端子に加わるコンパレータ12は、正相出力C又は逆
相出力C′を択一的に出力し、電源+V Ceと−V
ccO間に接続された同一の定電流iを流す定電流源1
3と14の共通接続点と接地間に接続されたコンデンサ
CIに前記定電流iを充電させ、また放電させる。そし
て、そのコンデンサCIの信号d′は抵抗Rとコンデン
サC2による積分回路によって、コンパレータ12の反
転端子に負帰還されている。
コンデンサC1に充放電されることによって生ずる信号
d′は、抵抗RとコンデンサC2の積分回路で90度の
遅れを生じ、前記コンパレータ12の反転入力端に印加
される。そしてコンパレータ12は信号dと信号d′の
90度遅相信号との同期をとるよう動作して信号dとd
′とは第4図イ、二に示すように前記積分回路によって
決定される90度関係に保持される。なお、キャリア信
号d′のピークレベルは、定電流源13と14の定電流
i、コンデンサC3の値を適宜設定することにより、発
振器3からのキャリア信号dに一致させることができる
。
d′は、抵抗RとコンデンサC2の積分回路で90度の
遅れを生じ、前記コンパレータ12の反転入力端に印加
される。そしてコンパレータ12は信号dと信号d′の
90度遅相信号との同期をとるよう動作して信号dとd
′とは第4図イ、二に示すように前記積分回路によって
決定される90度関係に保持される。なお、キャリア信
号d′のピークレベルは、定電流源13と14の定電流
i、コンデンサC3の値を適宜設定することにより、発
振器3からのキャリア信号dに一致させることができる
。
そこで、以上のようにして得られたπ/2の位相差のキ
ャリア信号d 、 d’を第1図における第1と第2の
コンパレータ2,2′の非反転端子に各々加えれば、コ
ンパレータ2,2′におけるパルス幅変調によりパルス
増幅器5,5′に得られる方形波パルス信号は、第3図
ハと二に示す関係をもつようになり、そのデユーティが
変化しても50%変調までは立上りと立下りは一致しな
くなり、従って歪の発生原因とはならない。又50%変
調以上の入力で干渉による影響が生じても、この時点で
は信号レベルが干渉の影響による歪成分に比べ、十分に
大きくなっているため、問題とはならない。
ャリア信号d 、 d’を第1図における第1と第2の
コンパレータ2,2′の非反転端子に各々加えれば、コ
ンパレータ2,2′におけるパルス幅変調によりパルス
増幅器5,5′に得られる方形波パルス信号は、第3図
ハと二に示す関係をもつようになり、そのデユーティが
変化しても50%変調までは立上りと立下りは一致しな
くなり、従って歪の発生原因とはならない。又50%変
調以上の入力で干渉による影響が生じても、この時点で
は信号レベルが干渉の影響による歪成分に比べ、十分に
大きくなっているため、問題とはならない。
なお、以上の実施例においては、キャリア信号dとd′
の移相差をπ/2としたが、正確にπ/2である必要は
なく、その前後であっても良い。
の移相差をπ/2としたが、正確にπ/2である必要は
なく、その前後であっても良い。
要は変調によるデユーティ変化時に第1と第2のコンパ
レータ2,2′から得られる方形波パルスの立上りや立
下りが好ましい範囲で一致しないようにすれば良い。
レータ2,2′から得られる方形波パルスの立上りや立
下りが好ましい範囲で一致しないようにすれば良い。
第3図のハ、二は中乃至小レベル領域におけるデユーテ
ィの変化の様子を示したものであり、デユーティ変化範
囲は完全に独立している。
ィの変化の様子を示したものであり、デユーティ変化範
囲は完全に独立している。
従ってこの様な状態において生ずるスイッチングノイズ
は互に悪影響は与えず、歪は悪化しない。
は互に悪影響は与えず、歪は悪化しない。
以上の説明から明らかなように、本発明のバルス幅変調
増幅回路によると、BTLを構成する第1と第2のPW
Mアンプにおける変調方形波パルス信号の立上りや立下
りが一致しなくなり、歪の発生を防止することができる
ようになるので、総合的な歪特性を改善することができ
る。
増幅回路によると、BTLを構成する第1と第2のPW
Mアンプにおける変調方形波パルス信号の立上りや立下
りが一致しなくなり、歪の発生を防止することができる
ようになるので、総合的な歪特性を改善することができ
る。
第1図は本発明の実施例を示したブロック図、第2図は
本発明に用いられる移相回路の一例を示したブロック図
、 第3図はパルス幅変調作用を説明するための信号波形図
、 第4図は第2図における各部の信号波形図、第5図はパ
ルス幅変調増幅器の基本構成を説明するブロック図、 第6図は従来のBTL構成のパルス幅変調増幅回路を示
したブロック図である。 1・・・アナログ信号入力端、2,2′・・・コンパレ
ーク、3・・・三角波キャリア発振器、4,4′・・・
ドライブアンプ、5,5′・・・パルス増幅器、6,6
′・・・チョークコイル、7,7′・・・コンデンサ、
8゜8′・・・出力端、9・・・負荷、10・・・差動
回路、11・・・移相回路。
本発明に用いられる移相回路の一例を示したブロック図
、 第3図はパルス幅変調作用を説明するための信号波形図
、 第4図は第2図における各部の信号波形図、第5図はパ
ルス幅変調増幅器の基本構成を説明するブロック図、 第6図は従来のBTL構成のパルス幅変調増幅回路を示
したブロック図である。 1・・・アナログ信号入力端、2,2′・・・コンパレ
ーク、3・・・三角波キャリア発振器、4,4′・・・
ドライブアンプ、5,5′・・・パルス増幅器、6,6
′・・・チョークコイル、7,7′・・・コンデンサ、
8゜8′・・・出力端、9・・・負荷、10・・・差動
回路、11・・・移相回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 アナログ信号を入力とし、位相が互に180度異なる第
1と第2のアナログ信号を生成する手段と、前記第1と
第2のアナログ信号をそれぞれ入力とする第1と第2の
パルス幅変調増幅手段とを有し、 前記第1と第2のパルス幅変調増幅手段の出力端間に負
荷の両端をそれぞれ接続させるようにしたものにおいて
、 前記第1のパルス幅変調増幅手段には、前記第1のアナ
ログ信号の振幅情報をパルス幅情報に変換するための第
1の高周波信号と、前記第2のアナログ信号の振幅情報
をパルス幅情報に変換するための第2の高周波信号とは
互に略90度の位相関係に成されていることを特徴とす
るパルス幅変調増幅回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63328811A JPH0728181B2 (ja) | 1988-12-28 | 1988-12-28 | パルス幅変調増幅回路 |
US07/433,234 US4949048A (en) | 1988-12-28 | 1989-11-08 | Pulse width modulation amplifier circuit |
DE3939616A DE3939616A1 (de) | 1988-12-28 | 1989-11-30 | Verstaerkerschaltung fuer pulsbreiten-modulation |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63328811A JPH0728181B2 (ja) | 1988-12-28 | 1988-12-28 | パルス幅変調増幅回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02177607A true JPH02177607A (ja) | 1990-07-10 |
JPH0728181B2 JPH0728181B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=18214363
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63328811A Expired - Fee Related JPH0728181B2 (ja) | 1988-12-28 | 1988-12-28 | パルス幅変調増幅回路 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4949048A (ja) |
JP (1) | JPH0728181B2 (ja) |
DE (1) | DE3939616A1 (ja) |
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JP2011019285A (ja) * | 2003-11-26 | 2011-01-27 | Yamaha Corp | D級増幅器 |
Families Citing this family (41)
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