JPH02177607A - パルス幅変調増幅回路 - Google Patents

パルス幅変調増幅回路

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JPH02177607A
JPH02177607A JP63328811A JP32881188A JPH02177607A JP H02177607 A JPH02177607 A JP H02177607A JP 63328811 A JP63328811 A JP 63328811A JP 32881188 A JP32881188 A JP 32881188A JP H02177607 A JPH02177607 A JP H02177607A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルス幅変調増幅回路に関するものであり、特
に２つのパルス幅変調増幅器に加えるアナログ信号を逆
相とし、パルス幅変調増幅器の出力端間に負荷の両端を
接続するようにしたＢＴＬ（バランスド・トランスフォ
ーマ・レス）回路に関する。
〔従来の技術〕
パルス幅変調増幅器（ＰＷＭアンプ）として、例えば音
声信号等のアナログ信号で高周波の三角波キャリア信号
を変調してパルス幅信号に変換し、これを電力増幅して
スピーカ等の負荷に与える直前でキャリア信号をフィル
タで除去して復調するようにしたものがあり、電力増幅
時の効率が非常に良く、このため最近車載用のオーディ
オ機器等に用いられている。
第５図はＰＷＭアンプの一例を示したものであり、１は
アナログ信号の入力端であり、このアナログ信号はコン
パレータ２の反転入力端に印加される。一方このコンパ
レータ２の非反転入力端には高周波（例えば２００　Ｋ
Ｈｚ程度）の三角波キャリア発振器３から出力が印加さ
れており、従ってキャリア信号はアナログ信号により変
調されパルス幅信号に変換される。前記コンパレータ２
により得られたパルス幅信号はドライブアンプ４を経て
ＮチャンネルＭＯ３型パワーＦＥＴより成るパルス増幅
（電力増幅）器５により増幅され、チョークコイル６お
よびコンデンサ７より成るフィルタ回路によりキャリア
が除去され、出力端８に接続された例えばスピーカ９を
駆動する。
そしてこの様なＰＷＭアンプを２つ使用し、ＢＴＬ回路
としたものを第６図に示す。
すなわちこのＢＴＬ回路においては、−入力端ｌに加わ
るアナログ信号を先ず差動回路１０等によって互に１８
０度位相の異なる第１と第２のアナログ信号に変換させ
る。そして第１のアナログ信号は第１のコンパレータ２
によりパルス幅信号に変換され、ドライブアンプ４、パ
ルス増幅器５を経てチョークコイル６およびコンデンサ
７によりキャリアが除去され出力端８にもたらされる。
−力筒２のアナログ信号は同様に第２のコンパレータ２
′によりパルス幅信号に変換され、ドライブアンプ４′
、パルス増幅器５′を経てチョークコイル６′およびコ
ンデンサ７′によりキャリアが除去され出力端８′にも
たらされる。
前記出力端８および８′間には、例えばスピーカ等の負
荷９の両端が接続されており、従って負荷９には各々の
ＰＷＭアンプからの復調アナログ出力が逆相関係で印加
されることになり、その両端間電圧は１つのＰＷＭアン
プによって得られる出力電圧の２倍となり、理論上４倍
の電力を負荷９に対して出力させることができる。
〔従来技術の問題点〕
上記したＢＴＬ−ＰＷＭアンプにおいては、１つの発振
器３からの三角波キャリア信号ｄを２つのＰＷＭアンプ
の各コンパレータ２，２′に与えてそのコンパレータ２
と２′でアナログ信号のパルス幅変調が行なわれるよう
にしている。
このように、２つのＰＷＭアンプへの三角波キャリア信
号ｄを共通の発振器３からの出力によって与えるのは、
ビートの発生やコストの面がらの考慮に依るものであっ
た。
従って、２つのＰＷＭアンプへの入力アナログ信号ａ　
、　ａ’が零の場合には、パルス増幅器５゜５′の方形
波パルスの出力す、ｂ’が第３図イと口に示すように同
相となり、立上り及び立下りが同一時刻となる。一方、
アナログ信号ａ　、　ａ’が所定のレベルになると、パ
ルス増幅器５と５′のパルス出力が変調を受けて第３図
ハに示すようにアナログ信号によってそのデユーティが
変化する。
ところで、コンパレータ２，２′に入力される三角波キ
ャリア信号はそのリニアリティーが保たれていなければ
ならない。リニアリティーすなわち三角の辺の直線性が
損なわれると、電圧レベルからパルス幅への変換に誤差
が生じ、歪の原因になることは明らかである。一般に発
振器３はこの点を考慮して十分な性能を有するものが使
用されている。
しかし、パルス増幅器５，５′が入力パルスに応じて大
電力をスイッチングした場合、電源電流に急激な変化が
生じ、電源電圧にも影響を与える。
この電源電圧が受ける影響により発振器３の出力波形に
スパイクノイズが重畳する場合がある。このとき、発振
器３が発生する三角波キャリア信号のリニアリティが撰
われ、歪は悪化する。
第６図に示したＢＴＬ−ＰＷＭアンプにおいては第１と
第２のコンパレータ２，２′に加わるアナログ信号ａ　
、　ａ’の位相は１８０度であり、従ってコンパレータ
２，２′より出力する第１と第２のパルスの幅の周期も
逆相で変化する。
このため、一方のアナログ信号ａ又はａ′がコンパレー
タで比較され、パルス増幅器でスイッチングが行われて
スパイクノイズが発生する時刻に、他方のアナログ信号
ａ′又はａがコンパレータで比較が行われ、そのときコ
ンパレータに入力される三角波キャリア信号のリニアリ
ティが上記スパイクノイズで損われることになる。従っ
て、コンパレータにおける電圧−パルス幅変換に誤差が
生じ、歪が悪化してしまう。
〔本発明の目的〕
本発明は以上のようなりＴＬ−ＰＷＭアンプの特有の問
題点に鑑みて成されたものであり、一方のＰＷＮアンプ
のスイッチング時のスパイクノイズが、他方のＰＷＭア
ンプの三角波のリニアリティーを損なうことによって生
ずる歪の発生を防止させようとするものである。
〔発明の概要］ 上記の目的を達成するために、本発明においては、第１
と第２のコンパレータに供給する三角波キャリア信号に
略９０度の位相差を与えることで５０％変調までの小入
力レベルにおいてはスイッチングのタイミングが近づか
ないように構成し、互いの干渉による歪の発生が生じな
いようにした点に特徴を有する。
〔実施例〕
以下、本発明によるパルス幅変調増幅回路を第１〜２図
に基づいて説明する。
第１図はその全体構成を示したものであり、第６図に示
した従来のＢＴＬ−ＰＷＭアンプとの相異点はキャリア
発振器３と２つのコンパレータ２゜２′との間に三角波
キャリアの位相が略９０度になるよう制御する移相回路
１１を備えた点にある。
第２図はその移相回路１１の具体例を示したものである
。
すなわち発振器３からもたらされる三角波信号ｄが非反
転端子に加わるコンパレータ１２は、正相出力Ｃ又は逆
相出力Ｃ′を択一的に出力し、電源＋Ｖ　Ｃｅと−Ｖ　
ｃｃＯ間に接続された同一の定電流ｉを流す定電流源１
３と１４の共通接続点と接地間に接続されたコンデンサ
ＣＩに前記定電流ｉを充電させ、また放電させる。そし
て、そのコンデンサＣＩの信号ｄ′は抵抗Ｒとコンデン
サＣ２による積分回路によって、コンパレータ１２の反
転端子に負帰還されている。
コンデンサＣ１に充放電されることによって生ずる信号
ｄ′は、抵抗ＲとコンデンサＣ２の積分回路で９０度の
遅れを生じ、前記コンパレータ１２の反転入力端に印加
される。そしてコンパレータ１２は信号ｄと信号ｄ′の
９０度遅相信号との同期をとるよう動作して信号ｄとｄ
′とは第４図イ、二に示すように前記積分回路によって
決定される９０度関係に保持される。なお、キャリア信
号ｄ′のピークレベルは、定電流源１３と１４の定電流
ｉ、コンデンサＣ３の値を適宜設定することにより、発
振器３からのキャリア信号ｄに一致させることができる
。
そこで、以上のようにして得られたπ／２の位相差のキ
ャリア信号ｄ　、　ｄ’を第１図における第１と第２の
コンパレータ２，２′の非反転端子に各々加えれば、コ
ンパレータ２，２′におけるパルス幅変調によりパルス
増幅器５，５′に得られる方形波パルス信号は、第３図
ハと二に示す関係をもつようになり、そのデユーティが
変化しても５０％変調までは立上りと立下りは一致しな
くなり、従って歪の発生原因とはならない。又５０％変
調以上の入力で干渉による影響が生じても、この時点で
は信号レベルが干渉の影響による歪成分に比べ、十分に
大きくなっているため、問題とはならない。
なお、以上の実施例においては、キャリア信号ｄとｄ′
の移相差をπ／２としたが、正確にπ／２である必要は
なく、その前後であっても良い。
要は変調によるデユーティ変化時に第１と第２のコンパ
レータ２，２′から得られる方形波パルスの立上りや立
下りが好ましい範囲で一致しないようにすれば良い。
第３図のハ、二は中乃至小レベル領域におけるデユーテ
ィの変化の様子を示したものであり、デユーティ変化範
囲は完全に独立している。
従ってこの様な状態において生ずるスイッチングノイズ
は互に悪影響は与えず、歪は悪化しない。
〔効　果〕
以上の説明から明らかなように、本発明のバルス幅変調
増幅回路によると、ＢＴＬを構成する第１と第２のＰＷ
Ｍアンプにおける変調方形波パルス信号の立上りや立下
りが一致しなくなり、歪の発生を防止することができる
ようになるので、総合的な歪特性を改善することができ
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の実施例を示したブロック図、第２図は
本発明に用いられる移相回路の一例を示したブロック図
、 第３図はパルス幅変調作用を説明するための信号波形図
、 第４図は第２図における各部の信号波形図、第５図はパ
ルス幅変調増幅器の基本構成を説明するブロック図、 第６図は従来のＢＴＬ構成のパルス幅変調増幅回路を示
したブロック図である。 １・・・アナログ信号入力端、２，２′・・・コンパレ
ーク、３・・・三角波キャリア発振器、４，４′・・・
ドライブアンプ、５，５′・・・パルス増幅器、６，６
′・・・チョークコイル、７，７′・・・コンデンサ、
８゜８′・・・出力端、９・・・負荷、１０・・・差動
回路、１１・・・移相回路。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 アナログ信号を入力とし、位相が互に１８０度異なる第
    １と第２のアナログ信号を生成する手段と、前記第１と
    第２のアナログ信号をそれぞれ入力とする第１と第２の
    パルス幅変調増幅手段とを有し、 前記第１と第２のパルス幅変調増幅手段の出力端間に負
    荷の両端をそれぞれ接続させるようにしたものにおいて
    、 前記第１のパルス幅変調増幅手段には、前記第１のアナ
    ログ信号の振幅情報をパルス幅情報に変換するための第
    １の高周波信号と、前記第２のアナログ信号の振幅情報
    をパルス幅情報に変換するための第２の高周波信号とは
    互に略９０度の位相関係に成されていることを特徴とす
    るパルス幅変調増幅回路。
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