JPH02114790A - ビデオ色信号送受信方式及び送受信装置 - Google Patents
ビデオ色信号送受信方式及び送受信装置Info
- Publication number
- JPH02114790A JPH02114790A JP63269145A JP26914588A JPH02114790A JP H02114790 A JPH02114790 A JP H02114790A JP 63269145 A JP63269145 A JP 63269145A JP 26914588 A JP26914588 A JP 26914588A JP H02114790 A JPH02114790 A JP H02114790A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- subcarrier
- frequency
- color
- low
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 title claims description 5
- 238000000926 separation method Methods 0.000 claims abstract description 34
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 17
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 6
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 16
- 238000009826 distribution Methods 0.000 abstract description 3
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 abstract description 3
- 101000860173 Myxococcus xanthus C-factor Proteins 0.000 description 31
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 18
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 101100488882 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) YPL080C gene Proteins 0.000 description 1
- 244000245420 ail Species 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 235000004611 garlic Nutrition 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、ビデオ色信号の送受信方式及びその送受信装
置に関する。
置に関する。
背景技術
従来のNTSC方式の画像伝送方式では、画像の輝度信
号Yの伝送帯域は4.2 [Mt+z] 、色副搬送波
は3 、 58 CM)Iz]である。この副搬送波を
色情報を担うl信号とQ信号とによって平衡変調して色
信号を得る。伝送帯域の制約からQ信号の帯域は上側帯
域0.、 5 [MHz] 、下側帯域0. 5[MH
z]である。また、I軸信号の上側側波帯の帯域は0.
5[MHz] 、下側帯域は1 、 5 [MHz]
である。I、Q信号が共通に平衡変調される範囲は0
、 5 [MHz]である。
号Yの伝送帯域は4.2 [Mt+z] 、色副搬送波
は3 、 58 CM)Iz]である。この副搬送波を
色情報を担うl信号とQ信号とによって平衡変調して色
信号を得る。伝送帯域の制約からQ信号の帯域は上側帯
域0.、 5 [MHz] 、下側帯域0. 5[MH
z]である。また、I軸信号の上側側波帯の帯域は0.
5[MHz] 、下側帯域は1 、 5 [MHz]
である。I、Q信号が共通に平衡変調される範囲は0
、 5 [MHz]である。
また、コンポジットビデオ信号の伝送帯域を6[MIl
z]に拡大したビデオディスクを用いるいわゆる広帯域
レーザービジョン(以下、SLVと称する)においては
、既述I、Q信号は共に3.58[MIlz]の色副搬
送波のナイキスト周波数であるl 、 79 [MH
z]まで伝送されるようになった。
z]に拡大したビデオディスクを用いるいわゆる広帯域
レーザービジョン(以下、SLVと称する)においては
、既述I、Q信号は共に3.58[MIlz]の色副搬
送波のナイキスト周波数であるl 、 79 [MH
z]まで伝送されるようになった。
しかしながら、近時開発されている大画面テレビ等に、
より高い画質を実現するためには基本となるコンポジッ
トビデオ信号の色信号成分の狭帯域化をなるべく回避し
てより広い帯域の色信号を伝送することが望まれる。
より高い画質を実現するためには基本となるコンポジッ
トビデオ信号の色信号成分の狭帯域化をなるべく回避し
てより広い帯域の色信号を伝送することが望まれる。
発明の概要
よって、本発明の目的とするところはビデオ色信号の伝
送帯域幅を拡大することを可能とするビデオ色信号伝送
方式及びその装置を提供することである。
送帯域幅を拡大することを可能とするビデオ色信号伝送
方式及びその装置を提供することである。
上記目的を達成するために本発明のビデオ色信号送信方
式は、ライン毎及びフレーム毎に位相反転する原サブキ
ャリアをフィールド毎に位相反転させた反転サブキャリ
アを発生し、I、Q成分各々を低域と高域の2つの周波
数成分に分離し、上記原サブキャリアによって上記I、
Q成分の低域周波数成分を平衡変調して低域色信号を得
て、上記反転サブキャリアによって上記I、Q成分の高
域周波数成分を平衡変調して高域色信号を得て、上記高
域及び低域色信号各々を加算して色信号を得ることを特
徴とする。
式は、ライン毎及びフレーム毎に位相反転する原サブキ
ャリアをフィールド毎に位相反転させた反転サブキャリ
アを発生し、I、Q成分各々を低域と高域の2つの周波
数成分に分離し、上記原サブキャリアによって上記I、
Q成分の低域周波数成分を平衡変調して低域色信号を得
て、上記反転サブキャリアによって上記I、Q成分の高
域周波数成分を平衡変調して高域色信号を得て、上記高
域及び低域色信号各々を加算して色信号を得ることを特
徴とする。
また、本発明のビデオ色信号受信方式は、原サブキャリ
アに同期した復調サブキャリア信号と上記復調サブキャ
リア信号をフィールド毎に位相反転した反転サブキャリ
ア信号とを発生し、上記ビデオ信号から色信号と輝度信
号とを分離し、上記色信号から低域及び高域色信号を分
離し、上記低域色信号を上記復調サブキャリア信号によ
って同期検波してI及びQ低域信号を得て、上記高域色
信号を上記反転サブキャリア信号によって同期検波して
I及びQ高域信号を得て、上記I高域信号と上記I低域
信号とを加算してl信号を得て、上記Q高域信号と上記
Q低域信号とを加算してQ信号を得ることを特徴とする
。
アに同期した復調サブキャリア信号と上記復調サブキャ
リア信号をフィールド毎に位相反転した反転サブキャリ
ア信号とを発生し、上記ビデオ信号から色信号と輝度信
号とを分離し、上記色信号から低域及び高域色信号を分
離し、上記低域色信号を上記復調サブキャリア信号によ
って同期検波してI及びQ低域信号を得て、上記高域色
信号を上記反転サブキャリア信号によって同期検波して
I及びQ高域信号を得て、上記I高域信号と上記I低域
信号とを加算してl信号を得て、上記Q高域信号と上記
Q低域信号とを加算してQ信号を得ることを特徴とする
。
また、本発明のビデオ色信号送信装置は、ライン毎及び
フレーム毎に位相反転する原サブキャリアをフィールド
毎に位相反転させた反転サブキャリアを発生するフィー
ルド反転サブキャリア発生手段と、ISQ成分各々を低
域と高域の2つの周波数成分に分離する信号帯域分離手
段と、上記原サブキャリアによって上記I、Q成分の低
域周波数成分をを平衡変調(好ましくは直角2相搬送波
抑圧変調)して低域色信号を得る第1平衡変調手段と、
上記I、Q成分の高域周波数成分を平衡変調して高域色
信号を得る第2平衡変調手段と、上記高域及び低域色信
号各々を加算して色信号を得る加算手段とを備えること
を特徴とする。
フレーム毎に位相反転する原サブキャリアをフィールド
毎に位相反転させた反転サブキャリアを発生するフィー
ルド反転サブキャリア発生手段と、ISQ成分各々を低
域と高域の2つの周波数成分に分離する信号帯域分離手
段と、上記原サブキャリアによって上記I、Q成分の低
域周波数成分をを平衡変調(好ましくは直角2相搬送波
抑圧変調)して低域色信号を得る第1平衡変調手段と、
上記I、Q成分の高域周波数成分を平衡変調して高域色
信号を得る第2平衡変調手段と、上記高域及び低域色信
号各々を加算して色信号を得る加算手段とを備えること
を特徴とする。
また、本発明のビデオ色信号受信装置は、原サブキャリ
アに同期した復調サブキャリア信号と」二記復調ザブキ
ャリア信号をフィールド毎に位相反転した反転サブキャ
リア信号とを発生ずる信号発生手段と、上記ビデオ信号
から色信号と輝度信号とを分離する信号分離手段と、」
1記色信号から低域及び高域色信号を分離するフィール
ド間フィルタと、上記低域色信号を上記復調サブキャリ
ア信号によって同期検波して■及びQ低域信号を復調す
る第1同期検波回路と、上記高域色信号を上記反転サブ
キャリア信号によって同期検波してI及びQ高域信号を
復調する第2同期検波回路と、上記■高域信号と上記■
低域信号とを加算してI信号を得るI信号加算手段と、
上記Q高域信号と上記Q低域信号とを加算してQ信号を
得るQ信号加算手段とを備えることを特徴とする。
アに同期した復調サブキャリア信号と」二記復調ザブキ
ャリア信号をフィールド毎に位相反転した反転サブキャ
リア信号とを発生ずる信号発生手段と、上記ビデオ信号
から色信号と輝度信号とを分離する信号分離手段と、」
1記色信号から低域及び高域色信号を分離するフィール
ド間フィルタと、上記低域色信号を上記復調サブキャリ
ア信号によって同期検波して■及びQ低域信号を復調す
る第1同期検波回路と、上記高域色信号を上記反転サブ
キャリア信号によって同期検波してI及びQ高域信号を
復調する第2同期検波回路と、上記■高域信号と上記■
低域信号とを加算してI信号を得るI信号加算手段と、
上記Q高域信号と上記Q低域信号とを加算してQ信号を
得るQ信号加算手段とを備えることを特徴とする。
実施例
以下、本発明の実施例について第1図を参照しつつ説明
する。
する。
第1図は、例えば、既述SLV用の伝送帯域が6 [M
HzlのコンボジッI・ビデオ信号を得るニンニクの構
成を示しており、画像の輝度を表わすY信号は、6 [
MIIz]以下の信号成分を通過させるロパスフィルタ
(以下、LPFと称する)1及びY信号経路と色信号経
路との信号遅延時間差を相殺する遅延調整回路2を経て
加算器3の入力端に供給される。
HzlのコンボジッI・ビデオ信号を得るニンニクの構
成を示しており、画像の輝度を表わすY信号は、6 [
MIIz]以下の信号成分を通過させるロパスフィルタ
(以下、LPFと称する)1及びY信号経路と色信号経
路との信号遅延時間差を相殺する遅延調整回路2を経て
加算器3の入力端に供給される。
既述■及びQ信号は夫々3 、 5 [MIlz]以下
の信号成分を通過させるLPF4及び5を経て、信号分
離回路6及び7に供給される。信号分離回路6及び7に
は、図示しないサブキャリア発振器から1ライン毎及び
1フレーム毎に位相反転する周波数に選択された、例え
ば3 、 58 [MHzlのサブキャリア信号fsc
か供給される。
の信号成分を通過させるLPF4及び5を経て、信号分
離回路6及び7に供給される。信号分離回路6及び7に
は、図示しないサブキャリア発振器から1ライン毎及び
1フレーム毎に位相反転する周波数に選択された、例え
ば3 、 58 [MHzlのサブキャリア信号fsc
か供給される。
第2図は信号分離回路7の構成例を示しており、Q信号
は位相反転回路(アナログインバータ)7a、信号選択
スイッチ7bの一方入力端及び’J−、75tMIlz
]以下の信号成分を通過させるLPF7dに供給される
。スイッチ7bはサブキャリア信号に応じて上記Q信号
及び位相反転回路7aの出力である反転Q信号のいずれ
かを択一的に1 、 75 [MHzlのLPF7cに
中継する。LPF7cの出力はQ+−+信号として第2
平衡変調手段としての平衡変調器8に、LPF7dのQ
L倍信号第1平衡変調手段としての平衡変調器9に供給
される。信号分離回路6も同様に構成され、LPF4を
経たI信号からIH倍信号びIL倍信号得る。
は位相反転回路(アナログインバータ)7a、信号選択
スイッチ7bの一方入力端及び’J−、75tMIlz
]以下の信号成分を通過させるLPF7dに供給される
。スイッチ7bはサブキャリア信号に応じて上記Q信号
及び位相反転回路7aの出力である反転Q信号のいずれ
かを択一的に1 、 75 [MHzlのLPF7cに
中継する。LPF7cの出力はQ+−+信号として第2
平衡変調手段としての平衡変調器8に、LPF7dのQ
L倍信号第1平衡変調手段としての平衡変調器9に供給
される。信号分離回路6も同様に構成され、LPF4を
経たI信号からIH倍信号びIL倍信号得る。
サブキャリア信号は、平衡変調器8及び9のキャリアと
して供給される。平衡変調器8及び9は、キャリア信号
によって供給される2つの信号を平衡変調するが、好ま
しくはサブキャリアの位相を90度遅延する遅延回路、
互いに90度位相の異なる2つのサブキャリアが別個に
供給されて入力信号を夫々平衡変調する2つの平衡変調
回路及び各平衡変調回路の出力を加算して直角2相搬送
波抑圧変調信号を得る加算器によって構成される。
して供給される。平衡変調器8及び9は、キャリア信号
によって供給される2つの信号を平衡変調するが、好ま
しくはサブキャリアの位相を90度遅延する遅延回路、
互いに90度位相の異なる2つのサブキャリアが別個に
供給されて入力信号を夫々平衡変調する2つの平衡変調
回路及び各平衡変調回路の出力を加算して直角2相搬送
波抑圧変調信号を得る加算器によって構成される。
平衡変調器8に供給されるザブキャリア信号は、供給フ
ィールドの奇数または偶数を表わす奇数フィールド/偶
数フィールド信号に応じて動作するフィールド反転回路
10によってフィールド毎にサブキャリア信号の位相が
反転される。
ィールドの奇数または偶数を表わす奇数フィールド/偶
数フィールド信号に応じて動作するフィールド反転回路
10によってフィールド毎にサブキャリア信号の位相が
反転される。
フィールド毎に位相反転するサブキャリア信号によって
、IH倍信号びQH倍信号直角2相平衡変調して得られ
たCH倍信号加算器3に供給される。また、サブキャリ
ア信号によって1.信号及びQL倍信号直角2相平衡変
調して得られたCL倍信号加算器3に供給される。加算
器3はY信号に色信号成分であるCH倍信号びcL倍信
号重畳してカラービデオ信号を形成する。このビデオ信
号にコンポジット信号生成回路11によって水平及び垂
直同期信号等の同期信号や制御情報信号が付与されてコ
ンポジットビデオ信号が得られる。
、IH倍信号びQH倍信号直角2相平衡変調して得られ
たCH倍信号加算器3に供給される。また、サブキャリ
ア信号によって1.信号及びQL倍信号直角2相平衡変
調して得られたCL倍信号加算器3に供給される。加算
器3はY信号に色信号成分であるCH倍信号びcL倍信
号重畳してカラービデオ信号を形成する。このビデオ信
号にコンポジット信号生成回路11によって水平及び垂
直同期信号等の同期信号や制御情報信号が付与されてコ
ンポジットビデオ信号が得られる。
] 0
かかるコンポジットビデオ信号は、例えば電波として自
由空間を伝搬し、あるいはビデオディスク等の記録媒体
を介してエンコーダ側に伝送される。
由空間を伝搬し、あるいはビデオディスク等の記録媒体
を介してエンコーダ側に伝送される。
次に、既述回路の動作を第3図を参照しつつ説明する。
3 、 5 [MHz]以下の周波数成分を通過させる
LPF5によって帯域制限されたQ信号は第3図(A)
の如き周波数スペクトルとなる。
LPF5によって帯域制限されたQ信号は第3図(A)
の如き周波数スペクトルとなる。
かかる帯域制限されたQ信号からLPF7dによって第
3図(D)の如く高域成分H((fsc/2) 〜fs
c [MHzl )を除去して低域成分L(DC−fs
c /2[MHzl )を分離し、QL倍信号得る。ス
イッチ7bに供給されたLPF5の出力の正及び逆相信
号は周波数fSCのサブキャリア信号により断続されて
、第3図(B)の如き周波数fSCを中心とした両側波
帯の信号となる。
3図(D)の如く高域成分H((fsc/2) 〜fs
c [MHzl )を除去して低域成分L(DC−fs
c /2[MHzl )を分離し、QL倍信号得る。ス
イッチ7bに供給されたLPF5の出力の正及び逆相信
号は周波数fSCのサブキャリア信号により断続されて
、第3図(B)の如き周波数fSCを中心とした両側波
帯の信号となる。
この両側波帯の信号は既述高域成分Hと低域成分りとを
周波数fSCを中心として対称的に含んでいる。これよ
り、遮断周波数f s c / 2のLPF7Cによっ
て第3図(C)の如く低域に変換された高域成分Hを抽
出してQH倍信号得る。これは結果的にLPF5の出力
周波数成分子 s c / 2〜fSCをfsc/2〜
DCに折り返したものになる。
周波数fSCを中心として対称的に含んでいる。これよ
り、遮断周波数f s c / 2のLPF7Cによっ
て第3図(C)の如く低域に変換された高域成分Hを抽
出してQH倍信号得る。これは結果的にLPF5の出力
周波数成分子 s c / 2〜fSCをfsc/2〜
DCに折り返したものになる。
l信号についても回路4及び6により同様の信号処理が
なされて、IH倍信号び1.信号が得られる。
なされて、IH倍信号び1.信号が得られる。
IH倍信号びQH倍信号フィールド毎に位相反転するサ
ブキャリア信号の供給される平衡変調器8に変調信号と
して供給され、第3図(E)の如きサブキャリア信号成
分の抑圧されたCH倍信号得られる。
ブキャリア信号の供給される平衡変調器8に変調信号と
して供給され、第3図(E)の如きサブキャリア信号成
分の抑圧されたCH倍信号得られる。
また、IL倍信号びQL倍信号サブキャリア信号の供給
される平衡変調器8に変調信号として供給され、第3図
(F)の如きサブキャリア信号成分の抑圧されたCL倍
信号得られる。
される平衡変調器8に変調信号として供給され、第3図
(F)の如きサブキャリア信号成分の抑圧されたCL倍
信号得られる。
ところで、平衡変調器9に供給されるサブキャリア信号
はライン毎及びフレーム毎に位相反転され、更に、平衡
変調器8に供給されるサブキャリ子信号はフィールド毎
に位相反転するように変調される。
はライン毎及びフレーム毎に位相反転され、更に、平衡
変調器8に供給されるサブキャリ子信号はフィールド毎
に位相反転するように変調される。
こうしたことで、第4図に示される如き従来のNTSC
方式のコンポジットカラービデオ信号の色成分Cが垂直
周波数対時間周波数スペクトル特性において第2象限及
び第4象限にのみ存するのに対し、実施例では第5図の
如く第2象限及び第4象限に色成分CLが存在し、従来
窓いていた第1象限及び第3象限に色成分CHが存在す
る。
方式のコンポジットカラービデオ信号の色成分Cが垂直
周波数対時間周波数スペクトル特性において第2象限及
び第4象限にのみ存するのに対し、実施例では第5図の
如く第2象限及び第4象限に色成分CLが存在し、従来
窓いていた第1象限及び第3象限に色成分CHが存在す
る。
従って、色成分CLとCHとは同じ信号周波数帯域であ
っても時空間におけるスペクトル分布が重複せず、これ
を時空間的に分離復調することが可能である。また、時
空間のスペクトル分布が従来に比して2倍となり、有効
に活用されてより高精細な色情報の伝送が可能となって
いる。なお、第4図及び第5図において、縦軸は垂直周
波数νを、横軸は時空間周波数fを表わしている。
っても時空間におけるスペクトル分布が重複せず、これ
を時空間的に分離復調することが可能である。また、時
空間のスペクトル分布が従来に比して2倍となり、有効
に活用されてより高精細な色情報の伝送が可能となって
いる。なお、第4図及び第5図において、縦軸は垂直周
波数νを、横軸は時空間周波数fを表わしている。
こうして得られたCH倍信号びCL倍信号加算器3によ
って重畳されて色信号Cとなり、Y信号に重畳されてビ
デオ信号となる。更に同期信号等が付与されてコンポジ
ットビデオ信号となる。既述の如くこのコンポジット信
号は図示しない自由空間等の伝送媒体あるいはビデオデ
ィスク等の記録媒体を介してデコーダに向けて送信され
る。
って重畳されて色信号Cとなり、Y信号に重畳されてビ
デオ信号となる。更に同期信号等が付与されてコンポジ
ットビデオ信号となる。既述の如くこのコンポジット信
号は図示しない自由空間等の伝送媒体あるいはビデオデ
ィスク等の記録媒体を介してデコーダに向けて送信され
る。
第6図は、既述エンコーダをデジタル回路によって構成
した例を示しており、Y信号ば6 [MHzlのLPF
21によって帯域制限されてA/D変換器22に供給さ
れる。A/D変換器22は、サブキャリア信号に同期し
かつその4倍の周波数である4fscのタイミング信号
に応じてY信号をサンプリングする。該4fsc信号は
信号発生器50から供給される。A/D変換器22によ
るサンプルデータは例えばシフトレジスタ等によって構
成される遅延調整回路23を経てY信号処理系と色信号
処理系との処理時間差分の時間軸調整がなされた後、デ
ジタル加算器24の一入力端に供給される。
した例を示しており、Y信号ば6 [MHzlのLPF
21によって帯域制限されてA/D変換器22に供給さ
れる。A/D変換器22は、サブキャリア信号に同期し
かつその4倍の周波数である4fscのタイミング信号
に応じてY信号をサンプリングする。該4fsc信号は
信号発生器50から供給される。A/D変換器22によ
るサンプルデータは例えばシフトレジスタ等によって構
成される遅延調整回路23を経てY信号処理系と色信号
処理系との処理時間差分の時間軸調整がなされた後、デ
ジタル加算器24の一入力端に供給される。
l信号は、3 、 5 [MHzlのLPF25によっ
て帯域制限された後、サブキャリア信号に同期しかつそ
の2倍の周波数である2fscのC信号に応じて動作す
るA/D変換器26によりデジタル化される。このデジ
タルデータはデジタルフィルタ27に供給される。デジ
タルフィルタ27はC信号に同期して動作する遅延素子
、加減算器及び乗算器等から構成される。デジタルフィ
ルタ27は第7図に実線で示されるバンドパス出力及び
−点鎖線で示されるローパス出力を有する。上記ロパス
出力によって1倍号の低域成分を分離してIL′信号を
得、上記バンドパス出力によってI信号の高域成分を分
離してIH′信号を得る。
て帯域制限された後、サブキャリア信号に同期しかつそ
の2倍の周波数である2fscのC信号に応じて動作す
るA/D変換器26によりデジタル化される。このデジ
タルデータはデジタルフィルタ27に供給される。デジ
タルフィルタ27はC信号に同期して動作する遅延素子
、加減算器及び乗算器等から構成される。デジタルフィ
ルタ27は第7図に実線で示されるバンドパス出力及び
−点鎖線で示されるローパス出力を有する。上記ロパス
出力によって1倍号の低域成分を分離してIL′信号を
得、上記バンドパス出力によってI信号の高域成分を分
離してIH′信号を得る。
■H′信号及びI L ’ 信号は夫々乗算器28及び
29の一方入力端に供給される。
29の一方入力端に供給される。
Q信号は、3 、 5 [MHzコのLPF30によっ
て帯域制限された後、サブキャリア信号に同期しかつそ
の2倍の周波数である2fscのC信号に応じて動作す
るA/D変換器31によりデジタル化される。 A/D
変換器31が出力したデジタルデータはデジタルフィル
タ32に供給される。デジタルフィルタ32は上記C信
号に同期して動作する遅延素子、加減算器及び乗算器等
から構成される。デジタルフィルタ32もデジタルフィ
ルタ27と同じく第7図の如き2つの周波数特性を有し
、Q信号の低域成分を分離してQL’信号を得、Q信号
の高域成分を分離してQH′信号を得る。
て帯域制限された後、サブキャリア信号に同期しかつそ
の2倍の周波数である2fscのC信号に応じて動作す
るA/D変換器31によりデジタル化される。 A/D
変換器31が出力したデジタルデータはデジタルフィル
タ32に供給される。デジタルフィルタ32は上記C信
号に同期して動作する遅延素子、加減算器及び乗算器等
から構成される。デジタルフィルタ32もデジタルフィ
ルタ27と同じく第7図の如き2つの周波数特性を有し
、Q信号の低域成分を分離してQL’信号を得、Q信号
の高域成分を分離してQH′信号を得る。
QH’信号及びQL’信号は夫々乗算器33及び34の
一方入力端に供給される。ここで、デジタルフィルタ2
7及び32は夫々既述信号分離回路6及び7に対応する
。
一方入力端に供給される。ここで、デジタルフィルタ2
7及び32は夫々既述信号分離回路6及び7に対応する
。
信号発生器50は第8図の如きサブキャリア信号に同期
した既述タイミング信号a −dを発生する。
した既述タイミング信号a −dを発生する。
第8図において、tSCはサブキャリア信号の一周期を
示しており、C信号及びb信号はザブキャリア信号の]
/4周期毎に+トゼロ・−トゼロのレベル変化を繰り返
す。a及びb信号相互間は90度の位相差を有し、平衡
変調のキャリアとして用いられる。C信号及びC信号は
上記サブキャリア信号の1/2周期で+1及びゼロのレ
ベルを繰り返すタイミング信号であり、両信号は互いに
90度の位相差となっている。
示しており、C信号及びb信号はザブキャリア信号の]
/4周期毎に+トゼロ・−トゼロのレベル変化を繰り返
す。a及びb信号相互間は90度の位相差を有し、平衡
変調のキャリアとして用いられる。C信号及びC信号は
上記サブキャリア信号の1/2周期で+1及びゼロのレ
ベルを繰り返すタイミング信号であり、両信号は互いに
90度の位相差となっている。
]6
排他的オアゲート51の一方の入力端には図示しない奇
数ライン/偶数ライン判別回路からビデオ信号の1ライ
ン毎に反転して奇数あるいは偶数ラインを表わすライン
判別信号が供給される。また、排他的オアゲート51の
他方の入力端には、図示しないフィールド判別回路から
ビデオ信号の1フイールド毎に反転して奇数あるいは偶
数フィルドを表わすフィールド判別信号が供給される。
数ライン/偶数ライン判別回路からビデオ信号の1ライ
ン毎に反転して奇数あるいは偶数ラインを表わすライン
判別信号が供給される。また、排他的オアゲート51の
他方の入力端には、図示しないフィールド判別回路から
ビデオ信号の1フイールド毎に反転して奇数あるいは偶
数フィルドを表わすフィールド判別信号が供給される。
その結果、排他的オアゲート51はライン毎に反転しか
つフィールド毎に反転する論理出力を発生し、これを乗
算器52及び53に供給する。
つフィールド毎に反転する論理出力を発生し、これを乗
算器52及び53に供給する。
乗算器52は上記論理出力が1のときC信号を出力し、
0のときC信号を反転して出力する。この乗算出力を乗
算器28の他方入力端に供給する。
0のときC信号を反転して出力する。この乗算出力を乗
算器28の他方入力端に供給する。
乗算器53は上記論理出力が1のときC信号を出力し、
OのときC信号を反転して出力する。この乗算出力を乗
算器3Bの他方入力端に供給する。
OのときC信号を反転して出力する。この乗算出力を乗
算器3Bの他方入力端に供給する。
従って、C信号及びC信号は、夫々乗算器52及び53
によってライン毎、フィールド毎に位相反転された後、
乗算器28及び33に供給される。
によってライン毎、フィールド毎に位相反転された後、
乗算器28及び33に供給される。
乗算器28は、既述IH′信号と乗算器52の出力信号
との乗算をなし、この乗算結果を加算器24に供給する
。乗算器29は、既述■L′信号とC信号との乗算をな
し、この乗算結果を加算器24に供給する。乗算器33
は、既述QH’信号と乗算器53の出力信号との乗算を
なし、この乗算結果を加算器24に供給する。乗算器2
9は、既述QL’信号とb信号との乗算をなし、この乗
算結果を加算器24に供給する。加算器24は、遅延調
整回路23、乗算器28.29.33及び34の各出力
を加算してY信号、CH倍信号びCL信号成分からなる
データを得て、これをD/A変換器35に供給する。こ
こで、乗算器28.33及び加算器24は既述平衡変調
器8に対応する。
との乗算をなし、この乗算結果を加算器24に供給する
。乗算器29は、既述■L′信号とC信号との乗算をな
し、この乗算結果を加算器24に供給する。乗算器33
は、既述QH’信号と乗算器53の出力信号との乗算を
なし、この乗算結果を加算器24に供給する。乗算器2
9は、既述QL’信号とb信号との乗算をなし、この乗
算結果を加算器24に供給する。加算器24は、遅延調
整回路23、乗算器28.29.33及び34の各出力
を加算してY信号、CH倍信号びCL信号成分からなる
データを得て、これをD/A変換器35に供給する。こ
こで、乗算器28.33及び加算器24は既述平衡変調
器8に対応する。
乗算器29.34及び加算器24は既述平衡変調器9に
対応する。
対応する。
A/D変換器35は、信号発生器50からの4fSC信
号に応じて加算器24の加算出力をカラビデオ信号に変
換してコンポジット信号生成回路]1に供給する。コン
ポジット信号生成回路11は、上記カラービデオ信号に
水平同期信号H及び垂直同期信号V等の同期信号及び制
御情報信号等を付加してコンポジットビデオ信号を得る
。
号に応じて加算器24の加算出力をカラビデオ信号に変
換してコンポジット信号生成回路]1に供給する。コン
ポジット信号生成回路11は、上記カラービデオ信号に
水平同期信号H及び垂直同期信号V等の同期信号及び制
御情報信号等を付加してコンポジットビデオ信号を得る
。
次に、上記装置の動作について第9図を参照しつつ説明
する。
する。
第9図(A)は、3 、5 [Ml(z]のLPF25
及び30によって帯域制限された■信号及びQ信号の周
波数スペクトルを示している。このスペクトルの高域成
分を同図中にHと、低域成分をLと示している。上記1
倍号及びQ信号が夫々2fscでサンプリング動作する
A/D変換器26及び31に供給されると、それ等の出
カスベクトル特性はサブキャリア周波数fSCを中心と
するいわゆる折り返しが生じて第9図(B)の如きとな
る。
及び30によって帯域制限された■信号及びQ信号の周
波数スペクトルを示している。このスペクトルの高域成
分を同図中にHと、低域成分をLと示している。上記1
倍号及びQ信号が夫々2fscでサンプリング動作する
A/D変換器26及び31に供給されると、それ等の出
カスベクトル特性はサブキャリア周波数fSCを中心と
するいわゆる折り返しが生じて第9図(B)の如きとな
る。
上記A/D変換器の出力の高域及び低域成分はデジタル
フィルタの第7図の如きlH、QH’特性のバンドパス
特性部分により除去されて第9図(C)の如きfsc/
2〜3 f s c / 2周波数成分からなるIH′
信号及びQH’信号を得る。また、デジタルフィルタの
第7図の如きILQL’のローパス特性によってA/D
変換器出力周波数成分の中高域が除去されて第9図(D
)の如き0〜fsc/2成分のlL′信号及びQL倍信
号得る。点線で示される3 f s c / 2〜2f
SC成分はIL’、QL’出力側に追加される図示しな
いLPF等によって除去されている。
フィルタの第7図の如きlH、QH’特性のバンドパス
特性部分により除去されて第9図(C)の如きfsc/
2〜3 f s c / 2周波数成分からなるIH′
信号及びQH’信号を得る。また、デジタルフィルタの
第7図の如きILQL’のローパス特性によってA/D
変換器出力周波数成分の中高域が除去されて第9図(D
)の如き0〜fsc/2成分のlL′信号及びQL倍信
号得る。点線で示される3 f s c / 2〜2f
SC成分はIL’、QL’出力側に追加される図示しな
いLPF等によって除去されている。
lL′信号及びQL’信号を夫々サブキャリア周波数の
C信号及びb信号にて平衡変調することによって第9図
(E)に示される周波数スペクトルのCL倍信号加算器
24の出力に得られる。また、既述IH′信号及びQH
’信号を、ライン毎、フィールド毎に位相反転しかつ互
いに90度位相の異なる2fscのC信号及びC信号に
よって平衡変調して第9図(F)の如き下側側波帯周波
数スペクトルのCH倍信号加算器24の出力に得られる
。第9図に示されるCL倍信号びC+−+信号の周波数
スペクトルは第3図に示されるCL倍信号びCH倍信号
周波数スペクトルと対応している。加算器24には色信
号との信号遅延時間の調整されたY信号が供給されてお
り、加算器24の出力はカラービデオ信号に対応する。
C信号及びb信号にて平衡変調することによって第9図
(E)に示される周波数スペクトルのCL倍信号加算器
24の出力に得られる。また、既述IH′信号及びQH
’信号を、ライン毎、フィールド毎に位相反転しかつ互
いに90度位相の異なる2fscのC信号及びC信号に
よって平衡変調して第9図(F)の如き下側側波帯周波
数スペクトルのCH倍信号加算器24の出力に得られる
。第9図に示されるCL倍信号びC+−+信号の周波数
スペクトルは第3図に示されるCL倍信号びCH倍信号
周波数スペクトルと対応している。加算器24には色信
号との信号遅延時間の調整されたY信号が供給されてお
り、加算器24の出力はカラービデオ信号に対応する。
加算器24の出力はD/A変換器35によってアナログ
信号に変換された後同期信号やフレームデータ等が付加
されてコンポジットビデオ信号となる。なお、加算器2
4の出力に同期信号データ分等を加算した後にD/A変
換することとしても良い。
信号に変換された後同期信号やフレームデータ等が付加
されてコンポジットビデオ信号となる。なお、加算器2
4の出力に同期信号データ分等を加算した後にD/A変
換することとしても良い。
ところで、乗算器29及び34に夫々供給されるC信号
及びb伝号は、ライン毎に波形反転しかつフレーム毎に
も位相反転するサブキャリア周波数に選定されているの
で、第10図の如き時間垂直周波数領域では、CL倍信
号垂直周波数ν軸、時間周波数f軸上で(525/4.
−15)[H2]及び(−525/4.15)[Hz]
を中心とした成分を持つ。これは第4図に示された従来
の色信号の垂直−時間周波数スペクトルに対応する。
及びb伝号は、ライン毎に波形反転しかつフレーム毎に
も位相反転するサブキャリア周波数に選定されているの
で、第10図の如き時間垂直周波数領域では、CL倍信
号垂直周波数ν軸、時間周波数f軸上で(525/4.
−15)[H2]及び(−525/4.15)[Hz]
を中心とした成分を持つ。これは第4図に示された従来
の色信号の垂直−時間周波数スペクトルに対応する。
一方、C信号及びC信号は、ライン毎に反転しかつフィ
ールド毎に位相反転する信号であり、この信号によって
QH′信号及びIH′信号を平衡変調して得られたQ)
−1倍号の垂直−時間周波数ス2] ベクトルは、第10図のCHの如き(525/4゜15
)及び(−525/4.−15)を中心とした位置とな
る。従って、色信号成分の垂直−時間周波数スペクトル
は第5図に示される第1の実施例の垂直−時間周波数ス
ペクトルと同様に第1乃至第4象限に分布し、従来のN
TSC色信号に比して時間−垂直周波数領域が2倍とな
り、より効率的に使用されている。
ールド毎に位相反転する信号であり、この信号によって
QH′信号及びIH′信号を平衡変調して得られたQ)
−1倍号の垂直−時間周波数ス2] ベクトルは、第10図のCHの如き(525/4゜15
)及び(−525/4.−15)を中心とした位置とな
る。従って、色信号成分の垂直−時間周波数スペクトル
は第5図に示される第1の実施例の垂直−時間周波数ス
ペクトルと同様に第1乃至第4象限に分布し、従来のN
TSC色信号に比して時間−垂直周波数領域が2倍とな
り、より効率的に使用されている。
第11図は、第1及び第2実施例として示された既述エ
ンコーダによって生成されたコンポジットビデオ信号か
ら、既述Y信号、■信号及びQ信号を復調するデコーダ
の例を示している。
ンコーダによって生成されたコンポジットビデオ信号か
ら、既述Y信号、■信号及びQ信号を復調するデコーダ
の例を示している。
第11図において、図示しない伝送系や信号記録媒体か
ら復調されたコンポジットビデオ信号はA/D変換器7
0、信号発生器71及びライン・フィールド判別回路7
2に供給される。信号発生器71は、上記ビデオ信号か
らカラーバースト信号を分離し、例えばPLL回路によ
って該バースト信号に同期した4fsc信号、C信号、
b信号、C信号及びC信号を発生する。4fsc信号は
、カラーサブキャリアの4倍の周波数のタイミング信号
であり、A/D変換器70、Y/C分離回路80、D/
A変換器99〜101に供給される。
ら復調されたコンポジットビデオ信号はA/D変換器7
0、信号発生器71及びライン・フィールド判別回路7
2に供給される。信号発生器71は、上記ビデオ信号か
らカラーバースト信号を分離し、例えばPLL回路によ
って該バースト信号に同期した4fsc信号、C信号、
b信号、C信号及びC信号を発生する。4fsc信号は
、カラーサブキャリアの4倍の周波数のタイミング信号
であり、A/D変換器70、Y/C分離回路80、D/
A変換器99〜101に供給される。
C信号及びb信号は相互の位相差が90度であり、夫々
第8図(A)及び(B)の如きサブキャリア周波数fS
Cのタイミング信号である。また、C信号及びd信号は
相互の位相差が90度であり、夫々第8図(C)及び(
D)の如きサブキャリア信号に同期した周波数2fSC
のタイミング信号である。
第8図(A)及び(B)の如きサブキャリア周波数fS
Cのタイミング信号である。また、C信号及びd信号は
相互の位相差が90度であり、夫々第8図(C)及び(
D)の如きサブキャリア信号に同期した周波数2fSC
のタイミング信号である。
ライン・フィールド判別回路72は供給されるビデオ信
号の奇数もしくは偶数フィールドを表わすフィールド判
別信号り及び供給されるビデオ信号の奇数もしくは偶数
ラインを表わすライン判別信号1を発生する。上記フィ
ールド判別信号は排他的オアゲート73の一入力端及び
Y/C分離回路80に供給される。上記ライン判別信号
は排他的オアゲート73の他入力端に供給される。排他
的オアゲート73はライン及びフィールド毎に反転する
論理出力を乗算器95及び96各々の一人力端に供給す
る。乗算器95及び96は、上記論理出力が1のときは
、各々の他入力端に夫々供給される既述C信号及びd信
号をそのまま出力し、論理出力が0のときは既述C信号
及びd信号を反転して出力する。このように変調された
C信号及びd信号は夫々乗算器93及び94の一入力端
に供給される。
号の奇数もしくは偶数フィールドを表わすフィールド判
別信号り及び供給されるビデオ信号の奇数もしくは偶数
ラインを表わすライン判別信号1を発生する。上記フィ
ールド判別信号は排他的オアゲート73の一入力端及び
Y/C分離回路80に供給される。上記ライン判別信号
は排他的オアゲート73の他入力端に供給される。排他
的オアゲート73はライン及びフィールド毎に反転する
論理出力を乗算器95及び96各々の一人力端に供給す
る。乗算器95及び96は、上記論理出力が1のときは
、各々の他入力端に夫々供給される既述C信号及びd信
号をそのまま出力し、論理出力が0のときは既述C信号
及びd信号を反転して出力する。このように変調された
C信号及びd信号は夫々乗算器93及び94の一入力端
に供給される。
A/D変換器70は、コンポジットビデオ信号をサブキ
ャリアに同期した4fsc信号に応じてサンプリングし
、該サンプルデータをY/C分離回路80に供給する。
ャリアに同期した4fsc信号に応じてサンプリングし
、該サンプルデータをY/C分離回路80に供給する。
Y/C分離回路80は、例えば3次元デジタルフィルタ
によって構成される。
によって構成される。
第12図は、Y/C分離回路80の構成例を示しており
、ライン方向フィルタ81、垂直方向フィルタ82及び
フレーム間フィルタ83によってビデオ信号から色信号
Cを分離する。
、ライン方向フィルタ81、垂直方向フィルタ82及び
フレーム間フィルタ83によってビデオ信号から色信号
Cを分離する。
ライン方向フィルタ81は、サブキャリアの半周期t
s c / 2の遅延回路81a及び81b1(−1/
4)掛算器81−C及び81e、(1/2)掛算器81
d1加算器81fによって構成される。
s c / 2の遅延回路81a及び81b1(−1/
4)掛算器81−C及び81e、(1/2)掛算器81
d1加算器81fによって構成される。
遅延回路81. aは既述4fsc信号によって動作し
、供給される第13図(A)の如きYaC信号サブキャ
リアの半周期であるt s c / 2時間たけ遅延せ
しめた第13図(B)の如きYb信号を出力する。この
Yb信号は、遅延回路81aと同様に構成された遅延回
路81bによって更にtSC/2時間遅延せしめられて
第13図(C)の如きYcC信号なる。なお、第13図
において4fsC信号によるデータサンプル点か黒点に
より示されている。
、供給される第13図(A)の如きYaC信号サブキャ
リアの半周期であるt s c / 2時間たけ遅延せ
しめた第13図(B)の如きYb信号を出力する。この
Yb信号は、遅延回路81aと同様に構成された遅延回
路81bによって更にtSC/2時間遅延せしめられて
第13図(C)の如きYcC信号なる。なお、第13図
において4fsC信号によるデータサンプル点か黒点に
より示されている。
かかる構成において、ライン方向に互いにt S c
/ 2離れた2点間の色信号キャリア、例えばYaC信
号Yb信号あるいはYb信号とYcC信号色信号キャリ
アは互いに逆相となっている。
/ 2離れた2点間の色信号キャリア、例えばYaC信
号Yb信号あるいはYb信号とYcC信号色信号キャリ
アは互いに逆相となっている。
そこで、YaC信号=輝度成分Y十色成分C)の振幅を
(−1/4)倍したYd倍信号Yb信号(=y−c)の
振幅を(1/2)倍したYeC信号びYcC信号=y十
c)の振幅を(−1/4)倍したYr信号各々のレベル
を加算するとCとなり、ライン方向において分離された
色信号Cxが加算器81fの出力に得られる。この色信
号Cxは垂直方向フィルタ82に供給される。
(−1/4)倍したYd倍信号Yb信号(=y−c)の
振幅を(1/2)倍したYeC信号びYcC信号=y十
c)の振幅を(−1/4)倍したYr信号各々のレベル
を加算するとCとなり、ライン方向において分離された
色信号Cxが加算器81fの出力に得られる。この色信
号Cxは垂直方向フィルタ82に供給される。
垂直方向フィルタ82は、色信号キャリアが1ライン毎
に位相反転していることを利用しており、フィルタ81
の遅延回路81a及び81bをIH(]水平走査相当時
間)遅延せしめるIH遅延回路82a及び82bに置換
して構成される。この垂直方向フィルタ82によって高
域輝度信号成分によるクロスカラー成分か抑制された色
信号は色信号Cxyとなり、フレーム間フィルタ83に
供給される。
に位相反転していることを利用しており、フィルタ81
の遅延回路81a及び81bをIH(]水平走査相当時
間)遅延せしめるIH遅延回路82a及び82bに置換
して構成される。この垂直方向フィルタ82によって高
域輝度信号成分によるクロスカラー成分か抑制された色
信号は色信号Cxyとなり、フレーム間フィルタ83に
供給される。
フレーム間フィルタ83は、色信号キャリアが1フレー
ム毎に位相反転していることを利用しており、フィルタ
81の遅延回路81a及び81bを1フレーム相当時間
遅延せしめる1フレーム遅延回路83a及び83bに置
換して構成される。
ム毎に位相反転していることを利用しており、フィルタ
81の遅延回路81a及び81bを1フレーム相当時間
遅延せしめる1フレーム遅延回路83a及び83bに置
換して構成される。
このフレーム間フィルタ83によって、更に画像の斜め
成分によるクロスカラーか軽減されて色信号Cが得られ
る。フィルタ81〜83は、いわゆる3次元フィルタを
形成する。
成分によるクロスカラーか軽減されて色信号Cが得られ
る。フィルタ81〜83は、いわゆる3次元フィルタを
形成する。
こうして色信号Cが分離される。
色信号Cは、CH信号分離フィルタ84及びCL信号分
離フィルタ85の2つのフィールド間イルタに供給され
てCH倍信号びCL倍信号分離される。
離フィルタ85の2つのフィールド間イルタに供給され
てCH倍信号びCL倍信号分離される。
CH信号分離フィルタ84はフィルタ81の遅延回路8
1a及び81bを夫々263Hの遅延回路84a及び8
4bに置換して構成される。分離されたCH倍信号乗算
器91及び92各々の一入力端に供給される。
1a及び81bを夫々263Hの遅延回路84a及び8
4bに置換して構成される。分離されたCH倍信号乗算
器91及び92各々の一入力端に供給される。
同様に、CL信号分離フィルタ85はフィルタ81の遅
延回路81a及び81bを夫々262Hの遅延回路84
a及び84bに置換して構成される。CL信号分離フィ
ルタ85によって分離されたCL倍信号、分離フィルタ
85によるCL倍信号の時間差IH分を調整するIH遅
延回路90を経て乗算器93及び94各々の他入力端に
供給される。
延回路81a及び81bを夫々262Hの遅延回路84
a及び84bに置換して構成される。CL信号分離フィ
ルタ85によって分離されたCL倍信号、分離フィルタ
85によるCL倍信号の時間差IH分を調整するIH遅
延回路90を経て乗算器93及び94各々の他入力端に
供給される。
CH信号分離フィルタ84及びCL信号分離フィルタ8
5の動作について第14図(A)及び(B)を参照しつ
つ説明する。
5の動作について第14図(A)及び(B)を参照しつ
つ説明する。
第14図(A)は、縦軸方向に各ラインの画面垂直方向
の画素Pnを、横軸方向にフィールドの進行を表わして
いる。NTSC方式ではインタレースを行なっており、
例えば第1フイールドの画素P3におけるサブキャリア
の位相に対して、画素P3に隣接する第2フイールド(
262ライン後)の画素P264のサブキャリアの位相
は逆相、画素P264に隣接する第3フイールド(更に
262ライン後)の画素P262のサブキャリアの位相
は同相となっている。また、画素P3におけるサブキャ
リアの位相に対して、第2フイールドの画素P265
(263ライン後)及び第3フイールドの画素P4
(更に263ライン後)のサブキャリアの位相は同相と
なっている。なお、第14図(A)及び(B)において
、画素P3のサブキャリアの位相に対して同相となるサ
ブキャリアの画素を白点で、逆相となる画素を黒点で示
している。
の画素Pnを、横軸方向にフィールドの進行を表わして
いる。NTSC方式ではインタレースを行なっており、
例えば第1フイールドの画素P3におけるサブキャリア
の位相に対して、画素P3に隣接する第2フイールド(
262ライン後)の画素P264のサブキャリアの位相
は逆相、画素P264に隣接する第3フイールド(更に
262ライン後)の画素P262のサブキャリアの位相
は同相となっている。また、画素P3におけるサブキャ
リアの位相に対して、第2フイールドの画素P265
(263ライン後)及び第3フイールドの画素P4
(更に263ライン後)のサブキャリアの位相は同相と
なっている。なお、第14図(A)及び(B)において
、画素P3のサブキャリアの位相に対して同相となるサ
ブキャリアの画素を白点で、逆相となる画素を黒点で示
している。
ここで、画素P3、P264及び第3フイールドのP2
の色信号レベルを夫々十C,−C,+Cとすると、 (1/4) XPi +(1/ 2) ×P264(1
/4)XP3 =−(1/4)C−(1/2)C−(1
/4) C−−C・・・(1)式同様に、画素P 3
、P 265及び第3フイールドのP4の色信号レベル
を夫々+C,十C,+Cとすると、 (1/4) Xp3 +(1/2) XP265 +(
1/4)XPa −−(1/4)C+ (1/2)C−
(1/4) C−0・・・(2)式従って、第14図(
A)の如き通常のサブキャリアを用いた色信号CLは上
記(1)式に対応するCL信号分離フィルタ85を通過
し、上記(2)式に対応するCH信号分離フィルタ84
を通過しない。
の色信号レベルを夫々十C,−C,+Cとすると、 (1/4) XPi +(1/ 2) ×P264(1
/4)XP3 =−(1/4)C−(1/2)C−(1
/4) C−−C・・・(1)式同様に、画素P 3
、P 265及び第3フイールドのP4の色信号レベル
を夫々+C,十C,+Cとすると、 (1/4) Xp3 +(1/2) XP265 +(
1/4)XPa −−(1/4)C+ (1/2)C−
(1/4) C−0・・・(2)式従って、第14図(
A)の如き通常のサブキャリアを用いた色信号CLは上
記(1)式に対応するCL信号分離フィルタ85を通過
し、上記(2)式に対応するCH信号分離フィルタ84
を通過しない。
一方、第14図(B)の如くフィールド毎にサブキャリ
アが位相反転された場合には、既述各画素のサブキャリ
アの位相は逆になり、この位相反転されたサブキャリア
を用いた色信号CHは同様の理由により、CL信号分離
フィルタ85を通過せず、CH信号分離フィルタ84を
通過する。
アが位相反転された場合には、既述各画素のサブキャリ
アの位相は逆になり、この位相反転されたサブキャリア
を用いた色信号CHは同様の理由により、CL信号分離
フィルタ85を通過せず、CH信号分離フィルタ84を
通過する。
従って、NTSC方式と同様に変調された既述CL倍信
号CL信号分離フィルタ85の出力に得られ、フィール
ド毎にサブキャリアの位相が反転されたCH倍信号CH
信号分離フィルタ84の出力に得られる。
号CL信号分離フィルタ85の出力に得られ、フィール
ド毎にサブキャリアの位相が反転されたCH倍信号CH
信号分離フィルタ84の出力に得られる。
乗算器91及び92の他入力端には、夫々サブキャリア
に同期したC信号及びb信号が供給されており、乗算器
91及び92は第1同期検波回路として動作する結果、
乗算器91の出力にはIL倍信号、乗算器92の出力に
はQL倍信号得られる。
に同期したC信号及びb信号が供給されており、乗算器
91及び92は第1同期検波回路として動作する結果、
乗算器91の出力にはIL倍信号、乗算器92の出力に
はQL倍信号得られる。
乗算器93及び94には、夫々サブキャリアに同期しか
つライン毎及びフィールド毎に波形反転するC信号及び
C信号が供給されており、乗算器93及び94は第2同
期検波回路として動作する結果、乗算器93の出力には
IH倍信号、乗算器94の出力にはQH倍信号得られる
。
つライン毎及びフィールド毎に波形反転するC信号及び
C信号が供給されており、乗算器93及び94は第2同
期検波回路として動作する結果、乗算器93の出力には
IH倍信号、乗算器94の出力にはQH倍信号得られる
。
上記IL倍信号びIH倍信号加算器97によって加算さ
れ、■信号が復調される。また、上記QL倍信号びQH
倍信号加算器98によって加算され、Q信号が復調され
る。
れ、■信号が復調される。また、上記QL倍信号びQH
倍信号加算器98によって加算され、Q信号が復調され
る。
一方、3次元フィルタにおける信号遅延時間を補償する
遅延回路86を経たコンポジットビデオ信号から、レベ
ル反転器88及び加算器によって色信号Cを減じてY信
号が分離される。このY信号は、CH倍信号びCL信号
分離に要する処理時間を補償する遅延回路89を経てD
/A変換器99に供給される。
遅延回路86を経たコンポジットビデオ信号から、レベ
ル反転器88及び加算器によって色信号Cを減じてY信
号が分離される。このY信号は、CH倍信号びCL信号
分離に要する処理時間を補償する遅延回路89を経てD
/A変換器99に供給される。
D/A変換器は、既述4fsc信号に同期してY信号を
アナログ信号に変換し、通過周波数帯域2fscのLP
F102によって該アナログ信号の高域成分を抑制して
復調Y信号を得る。
アナログ信号に変換し、通過周波数帯域2fscのLP
F102によって該アナログ信号の高域成分を抑制して
復調Y信号を得る。
既述I信号は、4 fsc信号に同期して動作するD/
A変換器100によってアナログ信号に変換され、周波
数帯域fSCのLPF103によって高域成分が抑制さ
れて復調I信号となる。
A変換器100によってアナログ信号に変換され、周波
数帯域fSCのLPF103によって高域成分が抑制さ
れて復調I信号となる。
既述Q信号は、4 fsc信号に同期して動作するD/
A変換器100によってアナログ信号に変換され、周波
数帯域fSCのLPFloBによつて高域成分が抑制さ
れて復調Q信号となる。
A変換器100によってアナログ信号に変換され、周波
数帯域fSCのLPFloBによつて高域成分が抑制さ
れて復調Q信号となる。
こうして、例えば帯域幅6 [MHz]のY信号、帯域
幅3. 5 [MHz]の■信号及びQ信号が復調され
る。
幅3. 5 [MHz]の■信号及びQ信号が復調され
る。
なお、第1及び第2実施例では、第1及び第2平衡変調
手段は共に直角2相搬送波抑圧変調をなすが、少なくと
も第1平衡変調手段を標準NTSC方式と同様の直角2
相搬送波抑圧変調器とし、標準NTSC方式の受信機に
既述CL信号分離フィルタを設けることにより、本送受
信方式と標準NTSC方式との交信性を維持することが
可能である。
手段は共に直角2相搬送波抑圧変調をなすが、少なくと
も第1平衡変調手段を標準NTSC方式と同様の直角2
相搬送波抑圧変調器とし、標準NTSC方式の受信機に
既述CL信号分離フィルタを設けることにより、本送受
信方式と標準NTSC方式との交信性を維持することが
可能である。
また、第1及び第3象限に挿入された信号分は走査線毎
及びフレーム毎に相殺されるので従来の標準NTSC方
式の受信機で本方式による信号をそのまま受信した場合
でも、画質妨害は小さく、標準NTSC方式と交信性の
確保された高画質テレビ伝送方式を構成することが可能
である。
及びフレーム毎に相殺されるので従来の標準NTSC方
式の受信機で本方式による信号をそのまま受信した場合
でも、画質妨害は小さく、標準NTSC方式と交信性の
確保された高画質テレビ伝送方式を構成することが可能
である。
発明の詳細
な説明したように、本発明のビデオ色信号送受信方式に
おいては、ライン毎及びフレーム毎に位相反転する原サ
ブキャリアをフィールド毎に位相反転させた反転サブキ
ャリアを発生し、I、Q成分各々を低域と高域の2つの
周波数成分に分離し、上記原サブキャリアによって上記
I、Q成分の低域周波数成分を平衡変調して低域色信号
を得て、上記反転サブキャリアによって前記ISQ成分
の高域周波数成分を平衡変調して高域色信号を得て、上
記高域及び低域色信号各々を加算して色信号を得るよう
にしたので、色信号帯域に時空間的周波数スペクトル配
置の異なる2つの色信号を重畳して伝送することが可能
となり、標準NTSC方式に比較して■信号の伝送帯域
幅は2倍、また、Q信号の伝送帯域幅は2倍以上になっ
て、高画質が得られる。
おいては、ライン毎及びフレーム毎に位相反転する原サ
ブキャリアをフィールド毎に位相反転させた反転サブキ
ャリアを発生し、I、Q成分各々を低域と高域の2つの
周波数成分に分離し、上記原サブキャリアによって上記
I、Q成分の低域周波数成分を平衡変調して低域色信号
を得て、上記反転サブキャリアによって前記ISQ成分
の高域周波数成分を平衡変調して高域色信号を得て、上
記高域及び低域色信号各々を加算して色信号を得るよう
にしたので、色信号帯域に時空間的周波数スペクトル配
置の異なる2つの色信号を重畳して伝送することが可能
となり、標準NTSC方式に比較して■信号の伝送帯域
幅は2倍、また、Q信号の伝送帯域幅は2倍以上になっ
て、高画質が得られる。
また、広帯域ビデオディスクの如き6 [MHz]程度
の伝送路を使用すれば、デジタルテレビのスタジオ規格
(CCIR)であるいわゆる〔4. 2゜2〕コンポー
ネントソースによる画像と同等の画質を得ることが可能
となる利点がある。
の伝送路を使用すれば、デジタルテレビのスタジオ規格
(CCIR)であるいわゆる〔4. 2゜2〕コンポー
ネントソースによる画像と同等の画質を得ることが可能
となる利点がある。
第1図は、本発明の送信機の一実施例を示すブロック図
、第2図は、信号分離回路7の構成例を示すブロック図
、第3図は、第1図に示された送信機の動作を説明する
ための説明図、第4図は、従来の色信号の垂直−時間周
波数スペクトルを示す図、第5図は、第1図に示された
送信機の色信号の垂直−時間周波数スペクトルを示す図
、第6図は、本発明の他の実施例を示すブロック図、第
7図乃至第10図は、第6図に示された送信機の動作を
説明するための説明図、第11図は、本発明の受信機の
一例を示すブロック図、第12図は、Y/C分離回路の
構成例を示すブロック図、第13図は、色信号分離フィ
ルタ81の動作を説明するための説明図、第14図(A
)及び(B)は、C)−1倍号及びCL信号分離フィル
タの動作を説明するための説明図である。 主要部分の符号の説明 3.24.97.97・・・加算器 6.7・・・信号分離回路 8.9・・・平衡変調器 10・・・フィールド反転回路 27.32・・・デジタルフィルタ 28.29.33.34・・・乗算器 91〜94・・・乗算器
、第2図は、信号分離回路7の構成例を示すブロック図
、第3図は、第1図に示された送信機の動作を説明する
ための説明図、第4図は、従来の色信号の垂直−時間周
波数スペクトルを示す図、第5図は、第1図に示された
送信機の色信号の垂直−時間周波数スペクトルを示す図
、第6図は、本発明の他の実施例を示すブロック図、第
7図乃至第10図は、第6図に示された送信機の動作を
説明するための説明図、第11図は、本発明の受信機の
一例を示すブロック図、第12図は、Y/C分離回路の
構成例を示すブロック図、第13図は、色信号分離フィ
ルタ81の動作を説明するための説明図、第14図(A
)及び(B)は、C)−1倍号及びCL信号分離フィル
タの動作を説明するための説明図である。 主要部分の符号の説明 3.24.97.97・・・加算器 6.7・・・信号分離回路 8.9・・・平衡変調器 10・・・フィールド反転回路 27.32・・・デジタルフィルタ 28.29.33.34・・・乗算器 91〜94・・・乗算器
Claims (5)
- (1)ライン毎及びフレーム毎に位相反転する原サブキ
ャリアをフィールド毎に位相反転させた反転サブキャリ
アを発生し、I、Q成分各々を低域と高域の2つの周波
数成分に分離し、前記原サブキャリアによって前記I、
Q成分の低域周波数成分を平衡変調して低域色信号を得
て、前記反転サブキャリアによって前記I、Q成分の高
域周波数成分を平衡変調して高域色信号を得て、前記高
域及び低域色信号各々を加算して色信号を得ることを特
徴とするビデオ色信号送信方式。 - (2)原サブキャリアに同期した復調サブキャリア信号
と前記復調サブキャリア信号をフィールド毎に位相反転
した反転サブキャリア信号とを発生し、前記ビデオ信号
から色信号と輝度信号とを分離し、前記色信号から低域
及び高域色信号を分離し、前記低域色信号を前記復調サ
ブキャリア信号によって同期検波してI及びQ低域信号
を得て、前記高域色信号を前記反転サブキャリア信号に
よって同期検波してI及びQ高域信号を得て、前記I高
域信号と前記I低域信号とを加算してI信号を得て、前
記Q高域信号と前記Q低域信号とを加算してQ信号を得
ることを特徴とするビデオ色信号受信方式。 - (3)ライン毎及びフレーム毎に位相反転する原サブキ
ャリアをフィールド毎に位相反転させたフィールド反転
サブキャリアを発生するフィールド反転サブキャリア発
生手段と、I、Q成分各々を低域と高域の2つの周波数
成分に分離する信号帯域分離手段と、前記原サブキャリ
アによって前記I、Q成分の低域周波数成分を平衡変調
して低域色信号を得る第1平衡変調手段と、前記反転サ
ブキャリアによって前記I、Q成分の高域周波数成分を
平衡変調して高域色信号を得る第2平衡変調手段と、前
記高域及び低域色信号各々を加算して色信号を得る加算
手段とを備えることを特徴とするビデオ色信号送信装置
。 - (4)前記第1平衡変調手段は、直角2相搬送波抑圧変
調をなすことを特徴とする請求項3記載のビデオ色信号
送信装置。 - (5)原サブキャリアに同期した復調サブキャリア信号
と前記復調サブキャリア信号をフィールド毎に位相反転
した反転サブキャリア信号とを発生する信号発生手段と
、前記ビデオ信号から色信号と輝度信号とを分離する信
号分離手段と、前記色信号から低域及び高域色信号を分
離するフィールド間フィルタと、前記低域色信号から前
記復調サブキャリア信号によってI及びQ低域信号を同
期検波する第1同期検波回路と、前記高域色信号から前
記反転サブキャリア信号によってI及びQ高域信号を同
期検波する第2同期検波回路と、前記I高域信号と前記
I低域信号とを加算してI信号を得るI信号加算手段と
、前記Q高域信号と前記Q低域信号とを加算してQ信号
を得るQ信号加算手段とを備えることを特徴とするビデ
オ色信号受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63269145A JPH02114790A (ja) | 1988-10-25 | 1988-10-25 | ビデオ色信号送受信方式及び送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63269145A JPH02114790A (ja) | 1988-10-25 | 1988-10-25 | ビデオ色信号送受信方式及び送受信装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02114790A true JPH02114790A (ja) | 1990-04-26 |
Family
ID=17468311
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63269145A Pending JPH02114790A (ja) | 1988-10-25 | 1988-10-25 | ビデオ色信号送受信方式及び送受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02114790A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007016771A (ja) * | 2006-03-31 | 2007-01-25 | Sanyo Electric Co Ltd | ロータリコンプレッサ |
JP2007016772A (ja) * | 2006-03-31 | 2007-01-25 | Sanyo Electric Co Ltd | ロータリコンプレッサ |
-
1988
- 1988-10-25 JP JP63269145A patent/JPH02114790A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007016771A (ja) * | 2006-03-31 | 2007-01-25 | Sanyo Electric Co Ltd | ロータリコンプレッサ |
JP2007016772A (ja) * | 2006-03-31 | 2007-01-25 | Sanyo Electric Co Ltd | ロータリコンプレッサ |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2562234B2 (ja) | テレビジョン信号による補助情報の伝送 | |
JPS61501951A (ja) | 2つのケ−ブル・テレビ・チャンネルを介して伝送するセミ・コンパチブル高解像度テレビ信号を発生する技法 | |
JPS63242091A (ja) | 信号分離回路 | |
US5093723A (en) | Method of 90 degree phase-shift modulation and demodulation using phase locked loop and circuit thereof | |
EP0487186A2 (en) | Motion signal detecting circuit | |
JPH02114790A (ja) | ビデオ色信号送受信方式及び送受信装置 | |
US5929938A (en) | Motion adaptive luminance and chrominance signal separating circuit | |
US5357283A (en) | Reflected modulated television system | |
JPH02108390A (ja) | Palカラーテレビ信号の輝度信号・色信号分離回路 | |
JPH04502995A (ja) | コンパチブルな周波数多重テレビジョン方式 | |
JPS63105586A (ja) | テレビジヨン信号処理方法 | |
JPS62250779A (ja) | テレビジヨン信号多重方式 | |
JPH01194697A (ja) | 帯域圧縮伝送方式 | |
JPS63232587A (ja) | テレビジヨン信号の送像装置 | |
JPS6397084A (ja) | 高精細テレビジヨン信号伝送装置 | |
JPH0767085A (ja) | テレビジョン付加信号伝送及び受信装置 | |
JPH01168183A (ja) | テレビジョン信号合成装置 | |
JPS63276996A (ja) | 高精細度テレビジヨン信号送信機 | |
JPS6382189A (ja) | 高精細テレビジヨン信号伝送装置 | |
JPH01261979A (ja) | ビデオ信号の有意情報の重畳回路 | |
JPH04373293A (ja) | テレビジョン信号伝送方式 | |
JPS6390990A (ja) | 高精細輝度情報伝送方式 | |
JPH06350975A (ja) | テレビジョン信号の構成方法 | |
JPH03154594A (ja) | テレビジヨン信号の伝送方式および受像機 | |
JPS63100885A (ja) | テレビジヨン信号の伝送方式 |