JPH01259782A - Vector controller - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To control a vector ideally without depending upon load, etc., by obtaining a second order time-constant compensating value from a speed variation section and an output from a signal generator and compensating the change of a second order time-constant. CONSTITUTION:A speed variation section ed computed by a speed variation section computing section 22 and an output signal insinomegaft from a signal generator 11 are arithmetically operated by a second order time-constant compensating arithmetic section 12. A second order time-constant tau2' used for a slip-frequency arithmetic section 5 is changed from an exciting current command i0' and an arithmetic output from the second order time-constant compensating arithmetic section 12. Angular frequency omega0 is acquired from the slip frequency obtained in this manner and the detecting speed omega of an induction motor IM2, and trigonometric functions sinomega0t, cosomega0t are generated by a trigonometric-function generating section 14. Current commands ia', ib', ic are acquired as an output from a two phase/three phase conversion section 4 from the added output ioo' of the trogonometric functions, a torque current command it', the exciting current command and the output signal from the signal generator. An inverter 8 is controlled by the current command, and the IM 2 is vector-controlled.

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 この発明は誘導電動機の二次時定数を補償するベクトル
制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION A. Field of Industrial Application This invention relates to a vector control device for compensating the quadratic time constant of an induction motor.

Ｂ６発明の概要 この発明は電流制御型インバータを用いて誘導電動機（
以下ＩＭと称す）をベクトル制御する装置において、 速度を関数演算して得られた速度変動分と信号発生器の
出力の乗算値から二次時定数補償演算出力を得、この補
償演算出力とトルク電流とからすべり周波数演算に用い
る二次時定数を変化させるようにしたことにより、 理想的なベクトル制御を可能としたものである。B6 Summary of the Invention This invention uses a current controlled inverter to generate an induction motor (
In a device that vector-controls a motor (hereinafter referred to as IM), a quadratic time constant compensation calculation output is obtained from the product of the speed fluctuation obtained by functional calculation of the speed and the signal generator output, and this compensation calculation output and torque By changing the second-order time constant used to calculate the slip frequency based on the current, ideal vector control is possible.

Ｃ３従来の技術 ＩＭのベクトル制御を行うにはＩＭの二次抵抗（二次時
定数）の値を知ることが重要な要素となる。ＩＭの二次
抵抗は二次導体の温度によって変化するため、外気温、
負荷の状態（二次電流）等により、通常、最初に設定し
た値から約１．５倍程度も変化するおそれがある。また
、二次抵抗変化の影響は電流制御型のベクトル制御方式
が電圧制御型ベクトル制御方式よりも大きいことが知ら
れている。いまＩＭをすべり周波数制御方式によるベク
トル制御によって電流制御型インバータで動作させてい
るとき、すべり周波数の演算に用いる二次時定数が前述
したように外気温や負荷等によって実際の値と異なって
いると、二次磁束は後述の（２）式、（３）式の上うに
なる。C3 Prior Art In order to perform vector control of the IM, it is important to know the value of the secondary resistance (secondary time constant) of the IM. The secondary resistance of IM changes depending on the temperature of the secondary conductor, so
Depending on the load condition (secondary current), etc., there is a possibility that the value may change by about 1.5 times from the initially set value. Further, it is known that the influence of secondary resistance change is greater in the current control type vector control method than in the voltage control type vector control method. When the IM is currently operated by a current-controlled inverter using vector control using the slip frequency control method, the secondary time constant used to calculate the slip frequency differs from the actual value depending on the outside temperature, load, etc., as described above. Then, the secondary magnetic flux becomes as shown in equations (2) and (3) below.

まず、すべり周波数ω１．の演算式を示すと（１）式の
ようになる。First, the slip frequency ω1. The arithmetic expression for is shown as equation (1).

ω、、＝　１　／τ、※・ｉ＋＋ｓ※／　ｌ　ｒａ※　
・・・（１）但し、（１）式は電源と同期した座標を用
いて表現したしのである。ω,, = 1 /τ, *・i++s*/ l ra*
...(1) However, equation (1) is expressed using coordinates synchronized with the power supply.

τ、；二次時定数、ｌｌａ：励磁電流、１０：トルク電
流、※は指令値または演算に用いる値を示す。τ, ; secondary time constant, lla: excitation current, 10: torque current, * indicates a command value or a value used for calculation.

次に二次磁束の式を示すと（２）式、（３）式のように
なる。Next, the equations of the secondary magnetic flux are shown as equations (2) and (3).

１ｔａ”Ｍ　ｔ　＋、＋＊（１−Ｋ）／　ｌ　＋（Ｋ　
Ｉ）”　”’　（２）Ａｔ、＝Ｍ−ｉ　Ｉａｎ　＋Ｋ　
Ｉ”／　ｌ　＋（Ｋ　Ｉ”）−（３）但し、λ１６．λ
□：二次磁束、Ａｘ−，１ｔβは定常状態を示す。Ｍ：
相互インダクタンス、Ｋ−τｔ／τ、※、Ｉ”ｊ＋、※
／ｉ５．※である。1ta”M t +, +*(1-K)/l +(K
I)” ”’ (2) At, = M-i Ian +K
I"/l + (K I") - (3) However, λ16. λ
□: Secondary magnetic flux, Ax-, 1tβ indicates a steady state. M:
Mutual inductance, K−τt/τ, *, I”j+, *
/i5. *It is.

上記（２）式から二次時定数τ、が実際の値と一致しな
いと（Ｋ≠１のとき）、二次磁束λ、１゜λ、のβ成分
が零とならない。つまり、ベクトル制御を理想的に行う
ことができない問題がある。From the above equation (2), if the secondary time constant τ does not match the actual value (when K≠1), the β component of the secondary magnetic flux λ, 1°λ, will not become zero. In other words, there is a problem that vector control cannot be performed ideally.

なお、上述の場合のｆＭのトルクＴｅは次式に示すよう
になる。Note that the torque Te of fM in the above case is expressed by the following equation.

Ｔｅ＝Ｋｙ（′ｒｔａ・ｉｔｎ　　ｉｔｎ・ｉｔｎ）−
（４）但し、ＫＴ：定数（Ｐ−Ｍ’／Ｌｔ）、Ｐ　：極
対数、Ｌ、：二次インダクタンスである。Te=Ky('rta・itn itn・itn)−
(4) However, KT: constant (P-M'/Lt), P: number of pole pairs, L: secondary inductance.

第４図は従来の技術の項で述べたベクトル制御の問題点
を解決するための二次時定数τ、の可変装置を示すブロ
ック図で、第４図において、ｌは速度指令ω、ｒと１Ｍ
２の速度ωとの偏差を検出する偏差検出器で、この偏差
検出器Ｉの偏差出力は比例積分演算（ＰＩ）部３に入力
される。ＰＩ部３の出力にはトルク電流Ｉｔ※を得て、
この電流ｉ、※を２相／３相変換器４に励磁電流指令ｉ
。※ととしに人力する。FIG. 4 is a block diagram showing a variable device for the second-order time constant τ to solve the problem of vector control described in the prior art section. In FIG. 4, l is the speed command ω, r and 1M
The deviation output of this deviation detector I is input to a proportional-integral calculation (PI) section 3. A torque current It* is obtained at the output of the PI section 3,
This current i,* is sent to the 2-phase/3-phase converter 4 as an excitation current command i
. *Manpower is used.

前記トルク電流ｉ、※はすべり周波数演算部５．１〜１
と等価なモデル６および乗算器７に与えられる。すべり
周波数演算部５はモデル６の出力により二次時定数τ、
を変化させて出力にずべり周波数ω、を得る。演算部５
の出力に得られたω１は１Ｍ２のωと加算されて２相／
３相変換器４に入力される。２相／３相変換器４はｉ、
※、　　ｌｏ※およびω、とωとの換算出力を用いて、
インバータ８を制御する出力を送出する。なお、９はω
とモデル６との偏差を得る検出器、１０は積分器である
。The torque current i, * is the slip frequency calculation section 5.1-1
is given to a model 6 and a multiplier 7 equivalent to . The slip frequency calculation unit 5 calculates the quadratic time constant τ, based on the output of the model 6.
By changing , the shift frequency ω is obtained in the output. Arithmetic unit 5
ω1 obtained at the output of is added to ω of 1M2 to form two phases/
It is input to the three-phase converter 4. The 2-phase/3-phase converter 4 is i,
*, lo* and using the conversion output between ω and ω,
Sends out an output that controls the inverter 8. In addition, 9 is ω
10 is an integrator for obtaining the deviation between model 6 and model 6.

上記のように構成された装置において、二次時定数τ、
を、１Ｍ２のωとモデル６との出力との偏差値からモデ
ル６を変えて演算する手段をとっていた。In the device configured as above, the quadratic time constant τ,
was calculated by changing the model 6 from the deviation value between ω of 1M2 and the output of the model 6.

上記第５図に示した手段でベクトル制御の問題を解決し
ようとする場合、慣性モーメント、モータ定数（二次時
定数以外）が不正確だと誤差を生じたり、また演算が複
雑になったりする問題点が発生する。When trying to solve the vector control problem using the means shown in Figure 5 above, if the moment of inertia and motor constants (other than the quadratic time constant) are inaccurate, errors may occur or calculations may become complicated. A problem occurs.

Ｄ３発明が解決しようとする課題 第５図に示す装置の問題点を解決するための手段として
、励磁電流指令１＋ａにランダムノイズ信号を加えて人
力した場合、ＩＭの実際の二次時定数（τ、）と制御上
用いる値（τ、※）が異なっていると、ランダムノイズ
信号１＋ｎと同一周波数成分の回転変動が生ずるため、
この回転変動（Δω）とランダムノイズ信号１＋ｎの相
関を演算して、相関が零（すなわちΔωか零）となるよ
うにτ、※を変化させていくことにより、実際値τ、と
制御値τ、※を一致させて、二次時定数τ、を補償する
方式が本出願人によって提案されている。また、上記手
段と原理は同一であるが、補償の精度向上と演算の簡単
化のため、ランダムノイズ信号１１１’１の代わりに正
弦波信号（ｉｎ　　ｓｉｎ　　ωｒｊ。D3 Problems to be Solved by the Invention As a means to solve the problems of the device shown in FIG. , ) and the value used for control (τ, *) are different, rotational fluctuations with the same frequency component as the random noise signal 1+n will occur.
By calculating the correlation between this rotational fluctuation (Δω) and the random noise signal 1+n, and changing τ, * so that the correlation becomes zero (that is, Δω or zero), the actual value τ and the control value τ , * have been proposed by the present applicant to compensate for the quadratic time constant τ. Further, although the principle is the same as the above-mentioned means, in order to improve the accuracy of compensation and simplify the calculation, a sine wave signal (in sin ωrj) is used instead of the random noise signal 111'1.

ｉｎ　　ｃｏｓ　　ωｒｔ）を用いて二次時定数で、の
補償を行っている方式も本出願人によって提案をみると
ころである。以上の方式は回転変動（Δω）を求める際
に速度指令ω８と速度成分ωの差（ｅ＋ｎ）を利用して
おり、速度制御運転（ＡＳＲ運転）を想定した方式であ
る。The present applicant is also considering a method of compensating for with a quadratic time constant using (in cos ωrt). The above method uses the difference (e+n) between the speed command ω8 and the speed component ω when determining the rotational fluctuation (Δω), and is a method assuming speed control operation (ASR operation).

ところで、プラント・ライン等の制御にはしばしばトル
ク制御運転が要求されるが、トルクの運転が難しいため
、直流機の場合は、電機子電流がトルクに比例するので
、電機子電流を指令とした電流制御運転（ＡＣＲ運転）
が代用される。ＩＭのベクトル制御の場合、トルク指令
電流１．※がトルクに比例するので、１１ｅ※を指令と
したＡＣＲ運転によりトルク制御が可能となる。By the way, torque control operation is often required to control plant lines, etc., but since torque operation is difficult, in the case of DC machines, the armature current is proportional to the torque, so the armature current is used as the command. Current control operation (ACR operation)
is substituted. In the case of IM vector control, torque command current 1. Since * is proportional to torque, torque control is possible by ACR operation using 11e* as a command.

しかしながら、ＩＭのベクトル制御の場合、前述のよう
に、温度等の影響により二次抵抗Ｒ２が変化し、制御上
のτ、※と実際値に差が生じて、理想的なベクトル制御
が出来なくなり、ｉ＋、※とトルクの比例関係を損なう
という問題点がある。However, in the case of IM vector control, as mentioned above, the secondary resistance R2 changes due to the influence of temperature, etc., and a difference occurs between the control τ,* and the actual value, making it impossible to perform ideal vector control. , i+,* and the problem of damaging the proportional relationship between torque.

このためＡＣＲ運転時においては、正確なトルク制御を
行うためにはＲ７あるいはτ、の変化に対する補償が必
要となる。Therefore, during ACR operation, compensation for changes in R7 or τ is required in order to perform accurate torque control.

この発明は上述の問題点に鑑みてなされたもので、その
目的とするところはＩＭの速度信号を関数演算して速度
変動分を得、この速度変動分と信号発生部からの出力と
を演算して二次時定数補償値を得ると共に、励磁電流指
令に加えたノイズ信号によって生ずる回転変動分を算出
することにより、電流制御運転時においてもベクトル制
御を可能とすることである。This invention was made in view of the above-mentioned problems, and its purpose is to obtain a speed variation by functionally calculating the speed signal of the IM, and then calculate the speed variation and the output from the signal generator. By calculating the rotational fluctuation amount caused by the noise signal added to the excitation current command to obtain a secondary time constant compensation value, vector control is made possible even during current control operation.

０５課題を解決するための手段 この発明は、上述の目的を達成するために、２相／３相
変換部の出力に得られる電流指令と電流制御型インバー
タの出力電流との偏差に応じて前記インバータを制御し
てＩＭをベクトル制御する装置において、 前記２相／３相変換部にトルク指令を出力するトルク電
流演算部と、 一定周波数の正弦波又は余弦波信号を補正用のノイズ信
号として発生する信号発生器と、この信号発生器の出力
と励磁電流指令とを加算し、その加算出力を前記２相／
３相変換部に供給する加算器と、 前記ＩＭの速度信号を関数計算して速度変動分を算出す
る速度変動分算出部と、 前記信号発生器の出力と前記速度変動分算出部によって
算出された速度変動分との乗算値が人力され、この乗算
値を演算し出力に二次時定数補償値を送出する二次時定
数補償演算部と、この二次時定数補償演算部の出力およ
び前記トルク電流と励磁電流指令あるいはトルク電流指
令と前記加算器出力とが供給され、両出力とからすべり
周波数演算に用いる二次時定数を変化させるすべり周波
数演算部と、 このすべり周波数演算部の演算出力とＩＭの速度とを加
算し、その加算出力から２相／３相変換部に供給する三
角関数を得る三角関数発生部とを備え、前記２相／３相
変換部は入力されるトルク電流指令、励磁電流指令と信
号発生器との加算出力および三角関数から出力に電流指
令を送出するようにしたことを特徴とするものである。05 Means for Solving the Problems In order to achieve the above-mentioned object, the present invention provides the above-mentioned method according to the deviation between the current command obtained at the output of the 2-phase/3-phase converter and the output current of the current control type inverter. A device that vector-controls an IM by controlling an inverter, comprising: a torque current calculating section that outputs a torque command to the two-phase/three-phase converting section; and generating a sine wave or cosine wave signal of a constant frequency as a noise signal for correction. Add the output of this signal generator and the excitation current command, and add the added output to the two-phase/
an adder for supplying the signal to the three-phase conversion section; a speed variation calculation section that calculates a speed variation by performing a function calculation on the speed signal of the IM; A second-order time constant compensation calculation section calculates this multiplication value and sends out a second-order time constant compensation value as an output, and the output of this second-order time constant compensation calculation section and the above-mentioned a slip frequency calculation section to which a torque current and an excitation current command or a torque current command and the output of the adder are supplied, and which changes a secondary time constant used for slip frequency calculation from both outputs; and a calculation output of this slip frequency calculation section. and a trigonometric function generating section that adds the speed of the IM and the speed of the IM and obtains a trigonometric function to be supplied to the two-phase/three-phase converting section from the added output, and the two-phase/three-phase converting section receives an input torque current command. The present invention is characterized in that the current command is sent to the output from the summation output of the excitation current command and the signal generator and the trigonometric function.

Ｆ９作用 速度変動分算出部によって算出された速度変動分と信号
発生器の出力信号を二次時定数補償演算部演算する。さ
らに、励磁電流指令及び二次時定数補償演算部の演算出
力からすべり周波数演算に用いる二次時定数を変化させ
て実際の二次時定数を得る。このように得られたすべり
周波数とＩＭの検出速度から、角周波数を得る。この角
周波数から三角関数を発生させ、この三角関数、トルク
電流指令および励磁電流指令と信号発生器との加算出力
から電流指令を２相／３相変換部の出力に得る。この電
流指令によりインバータを制御してＩＭをベクトル制御
する。A secondary time constant compensation calculation unit calculates the speed fluctuation calculated by the F9 action speed fluctuation calculation unit and the output signal of the signal generator. Furthermore, the actual second-order time constant is obtained by changing the second-order time constant used for the slip frequency calculation from the excitation current command and the calculation output of the second-order time constant compensation calculation section. The angular frequency is obtained from the slip frequency obtained in this manner and the IM detection speed. A trigonometric function is generated from this angular frequency, and a current command is obtained as the output of the two-phase/three-phase converter from the addition output of this trigonometric function, the torque current command, the excitation current command, and the signal generator. This current command controls the inverter to perform vector control on the IM.

Ｇ、実施例 以下図面を参照してこの発明の一実施例を説明するに第
５図と同一部分には同一符号を付して示す。G. Embodiment Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. The same parts as in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.

第１図において、偏差検出器ｌの出力に得られた速度設
定値ｅｎは２１部３により演算されてその出力にトルク
電流ｉ、※（ｉ２．※）を得る。トルク電流ｊｔ※は２
柑／３相変換器４に供給される。１１は予め計算によっ
て発生される信号１１．。In FIG. 1, the speed setting value en obtained at the output of the deviation detector l is calculated by the 21 section 3 to obtain the torque current i,*(i2.*) at its output. Torque current jt* is 2
It is supplied to the 3-phase converter 4. 11 is a signal 11. generated by calculation in advance. .

を送出する信号発生器で、この信号発生器１１から送出
された信号１１ｎは二次時定数補償演算部１２に供給さ
れる。この二次時定数補償演算部Ｉ２は乗算器１２ａ、
−次遅れ部（ｒ　ａ／　ｓ　ｔ　ｒ　ａ）　１２ｂ、ゲ
イン（Ｋ、）設定部１２ｃ及び二次時定数補償係数部（
１／τ、※）から構成される。２２はＩＭの速度検出信
号ωを入力とする速度変動分算出部であって、関数発生
器２２ａと偏差検出機２２ｂによって構成されている。A signal 11n sent from this signal generator 11 is supplied to a secondary time constant compensation calculation section 12. This secondary time constant compensation calculation unit I2 includes a multiplier 12a,
- order lag section (ra/s t ra) 12b, gain (K,) setting section 12c, and second-order time constant compensation coefficient section (
1/τ, *). Reference numeral 22 denotes a speed variation calculation unit which receives the speed detection signal ω of the IM as input, and is composed of a function generator 22a and a deviation detector 22b.

前記信号１１ｎは乗算器１２ａの第１入力に供給され、
その第２人力に供給される速度変動分算出部２２の速度
変動算出信号ｅｄと乗算されてその出力が一次遅れ部１
２ｂに供給される。−次遅れ部１２ｂの出力にはゲイン
（Ｋ６）〜設定部１２ｃのに、が乗算されてゲイン設定
部１２ｃの出力に相関係数ｅＸが得られる。この相関係
数ｅ８は二次時定数補償係数部（１／τ、※）１２ｄに
供給される。二次時定数補償演算部１２は」二記のよう
な各構成により二次時定数τ、※を演算してその出力を
すべり周波数演算部５に供給する。すべり周波数演算部
５は除算器５ａと二次時定数１／τ、※係数部５ｂから
構成される。除算器５ａにはトルク電流ｆｔ※と励磁電
流指令１０※（ｌ　ｌａ※）が供給されて、ｉｔ※／１
．※の除算を行ってその出力が二次時定数１／τ、※係
数部５ｂに供給される。この係数部５ｂには二次時定数
補償演算部１２から二次時定数補償係数出力が供給され
る。この係数により演算部５で二次磁束（Ａ　ｔｓ＝　
０　）が零となるように演算される。すべり周波数演算
部５の出力はＩＭ２の速度ωと加算器１３で加算される
。この加算出力が角周波数ω。となって三角関数発生部
１４に供給される。三角関数発生部１４からはｓｉｎω
、１とｃｏｓω。ｔが出力されて２相／３相変換器４に
供給される。２相／３相変換器４には信号発生器２の信
号１＋ｎと励磁電流指令ｉ。※との加算出力１０゜※が
加算器１５から供給される。The signal 11n is supplied to a first input of a multiplier 12a,
The output is multiplied by the speed fluctuation calculation signal ed of the speed fluctuation calculation section 22 supplied to the second human power, and the first-order delay section 1
2b. - The output of the next lag section 12b is multiplied by the gain (K6) to the setting section 12c, and the correlation coefficient eX is obtained as the output of the gain setting section 12c. This correlation coefficient e8 is supplied to a second-order time constant compensation coefficient section (1/τ, *) 12d. The second-order time constant compensation calculation section 12 calculates the second-order time constant τ,* using the configurations described in ``2'' and supplies the output to the slip frequency calculation section 5. The slip frequency calculation unit 5 includes a divider 5a, a quadratic time constant 1/τ, and a coefficient unit 5b. Torque current ft* and excitation current command 10*(l la*) are supplied to the divider 5a, and it*/1
．． The division of * is performed and the output thereof is supplied to the quadratic time constant 1/τ, *coefficient section 5b. A secondary time constant compensation coefficient output is supplied from the secondary time constant compensation calculation unit 12 to the coefficient unit 5b. Based on this coefficient, the calculation unit 5 calculates the secondary magnetic flux (A ts=
0) is calculated to be zero. The output of the slip frequency calculation unit 5 is added to the speed ω of the IM 2 by an adder 13. This added output is the angular frequency ω. and is supplied to the trigonometric function generating section 14. From the trigonometric function generator 14, sinω
, 1 and cosω. t is output and supplied to the 2-phase/3-phase converter 4. The 2-phase/3-phase converter 4 receives the signal 1+n from the signal generator 2 and the excitation current command i. *The summed output of 10°* is supplied from the adder 15.

２相／３相変換器４はトルク電流ｉ、※、三角関数出力
ｓｉｎωｏｔとｃｏｓωａｔ及び加算出力１ｏｏ※とか
ら、出力に３相電流指令ｉ、※、　　ｆｂ※。The two-phase/three-phase converter 4 outputs three-phase current commands i, *, fb* from the torque current i,*, the trigonometric function outputs sinωot and cosωat, and the addition output 1oo*.

ｌｃ※を送出する。この電流指令はインバータ８の出力
電流との偏差を偏差検出器１６ａ、１６ｂ。Send lc*. This current command is used to measure the deviation from the output current of the inverter 8 using deviation detectors 16a and 16b.

１６ｃにより得て、その出力がＰＩ部１７ａ。16c, and its output is sent to the PI section 17a.

１７ｂ、１７ｃを介してＰＷＭ発生部１８に供給される
。ＰＷＭ発生部１８の出力はゲート回路部１９を介して
インバータ８に供給され、インバータ８が制御される。The signal is supplied to the PWM generator 18 via 17b and 17c. The output of the PWM generator 18 is supplied to the inverter 8 via the gate circuit 19, and the inverter 8 is controlled.

２０は三角波発振器、２１ａ。20 is a triangular wave oscillator, 21a.

２１ｂ、２１ｃは変流器、２３はＩＭ２の速度ωを得る
レゾルバである。21b and 21c are current transformers, and 23 is a resolver for obtaining the speed ω of IM2.

上記のように構成された実施例の動作を述べる。The operation of the embodiment configured as described above will be described.

［Ｍ２がインバータ８により運転されているとき、前記
（２）式から二次時定数τ、が実際の値と一致しないと
（Ｋ≠１のとき）、二次磁束のβ成分が零とならなくな
り、ベクトル制御が理想的に行われなくなる。そこで信
号発生器１１から信号ｉ４を励磁電流指令１０※と加算
させて２相／３相変換器４に供給する。信号１＋ｎを励
磁電流指令Ｉ０※に加算すると前述のようにＫｆｌと、
λ。[When M2 is operated by the inverter 8, if the secondary time constant τ does not match the actual value from equation (2) (when K≠1), the β component of the secondary magnetic flux becomes zero. vector control is no longer performed ideally. Therefore, the signal i4 from the signal generator 11 is added to the excitation current command 10* and is supplied to the two-phase/three-phase converter 4. When the signal 1+n is added to the excitation current command I0*, as mentioned above, Kfl and
λ.

も零とならないので、（４）式に示すトルクＴｅにその
影響が現れてＩ　Ｍ　２の回転数（速度）ωが信号１１
ｎにより変動する。このことから信号１１ｎと回転数ω
の間の相関係数ｅｘを調べることにより二次磁束１２ａ
が零か否かが判る。is not zero, its influence appears on the torque Te shown in equation (4), and the rotational speed (speed) ω of I M 2 becomes the signal 11.
It varies depending on n. From this, the signal 11n and the rotational speed ω
By examining the correlation coefficient ex between the secondary magnetic flux 12a
It can be determined whether or not is zero.

速度変動分算出部２２の出力信号ｅａは次式で与えられ
ろ。The output signal ea of the speed variation calculation section 22 is given by the following equation.

ｅｄ＝ｃｔ＋＝ωｂ＋Ｋ　＃　ｓ　ｉ　ｎωｆ−ｔ　−
（５）信号発生器１１からノイズ信号として１１ｎＣＯ
ＳＯ２・ｔを入力すると、 ω＝ωｂ＋Δω Δω＝に一５ｉｎωｒ’ｔ となり、 二次時定数補償演算部１２における乗算部１２ａの出力
信号ｅｘ′は次式のようになる。ed=ct+=ωb+K #s i nωf-t −
(5) 11nCO as a noise signal from the signal generator 11
When SO2·t is input, ω=ωb+Δω Δω=−5inωr't, and the output signal ex′ of the multiplier 12a in the second-order time constant compensation calculation unit 12 becomes as shown in the following equation.

ｅｘ′＝ｅａＸ１　＋。５ｉｎ（ｃＬｒ’ｔ＝（ｃｌｂ
ｊｌｎ　ｓ　ｉｎ　ωｔ＠ｔ＋ｉ＋ｎ８Ｋ　ｓ　ｉｎ　
２ωｔφｉ・（６）ここで、λ□は二次磁束のβ軸成分
（τ、≠τ、※の場合に生ずる）、Ｊは慣性モーメント
（ＩＭ及び負荷）、Δωは速度の変動分（ノイズ信号に
よる）、ωゎは速度の定常分である。また、（６）式に
おいて、ωｂｌ＋ｎ５ｌｎ　　ω、・ｔは交流項、１Ｉ
ｎ−Ｋ　ｓｉｎ　２ω１・ｔは直流項（２ω、の脈動分
を持つ）である。ex′=eaX1+. 5in(cLr't=(clb
jln s in ωt@t+i+n8K s in
2ωtφi・(6) Here, λ□ is the β-axis component of the secondary magnetic flux (occurs when τ, ≠τ, *), J is the moment of inertia (IM and load), and Δω is the speed variation (noise signal ), ωゎ is the stationary component of the velocity. In addition, in equation (6), ωbl+n5ln ω,・t is an AC term, 1I
n-K sin 2ω1·t is a DC term (having a pulsating component of 2ω).

（６）式に示すように、ｅえ′は交流項と直流項で表さ
れ、ＩＭの二次時定数τ、と制御上のτ２※が異なる時
に生ずるλ□は直流項のみに関与する。As shown in equation (6), e' is expressed by an AC term and a DC term, and λ□, which occurs when the IM secondary time constant τ and the control τ2* are different, is involved only in the DC term.

により、λ１．に関係する直流分のみを信号６Ｘとして
取り出すことができる。According to λ1. Only the DC component related to can be extracted as the signal 6X.

（２）式で示すように、すべり周波数演算に用いる二次
時定数と実際の値との差及びトルク電流によって二次磁
束ｔｔ＋ｓが決定される。As shown in equation (2), the secondary magnetic flux tt+s is determined by the difference between the secondary time constant used for calculating the slip frequency and the actual value and the torque current.

従って、ｅ８とｉＩ、※により、二次時定数補償係数部
１２ｄの１／τ、※を増減することにより二次磁束丁２
．を零（ｅ、を零）とすることができる。Therefore, by increasing or decreasing 1/τ,* of the secondary time constant compensation coefficient part 12d, the secondary magnetic flux T2
．． can be set to zero (e, is zero).

上記のようにｒｎが零になったときのすべり周波数演算
部５のすべり出力と速度ωの加算出力で角周波数ω。を
得て三角関数を発生させる。このようにして２相／３相
変換器４の出力に得られる電流指令ｉ６※、　　ｆｂ※
、Ｉｃ※により１Ｍ２をベクトル制御すれば理想的なベ
クトル制御を行うことができる。As mentioned above, when rn becomes zero, the angular frequency ω is the summed output of the slip output of the slip frequency calculation unit 5 and the speed ω. Obtain and generate trigonometric functions. In this way, the current commands i6*, fb* obtained at the output of the 2-phase/3-phase converter 4
, Ic*, if 1M2 is vector-controlled, ideal vector control can be performed.

また、速度変動分算出部２２の関数発生器２２ａは、変
動分Δωの周波数成分ωｆより低次の成分をカットする
バイパスフィルタを用いることにより、Δωを取り出す
ものである。また、これに代えてω１の近傍のみを通す
バンドパスフィルタによる方式でもよい。例えば、第２
図のボンド線れる二次フィルタを通した場合、時定数Ｔ
ｎをのωｆ酸成分絶対値と位相がほとんど変化なく取り
出すことができ、速度の定常分ω５はほとんど零となる
。これにより、ｅｄとｅｘ′は次式で表わされる。Further, the function generator 22a of the speed variation calculation unit 22 extracts Δω by using a bypass filter that cuts components lower than the frequency component ωf of the variation Δω. Further, instead of this, a method using a bandpass filter that passes only the vicinity of ω1 may be used. For example, the second
When passing through a second-order filter using the bond line shown in the figure, the time constant T
The absolute value and phase of the ωf acid component of n can be extracted with almost no change, and the steady component ω5 of the speed becomes almost zero. As a result, ed and ex' are expressed by the following equations.

ｅａ＃Ｋ　　ｓ　ｉｎ　　ωｔ−ｔ　　　　　　　−（
７）ｅｘ’＝　１ｉｎ−Ｋ　　ｓ　ｔ　ｎ　　２ωｔ・
ｔ　　・”　（８）以下、前述と同様にτ、※−τ、と
なるように制御することができる。この場合、外来ノイ
ズ等による補正系の不安定現象は生じない。また変動分
Δωをｅｄとして取り出すことができるため、演算のデ
ータ幅を大きくする必要がないので演算が簡単になり、
速い処理速度を実現できる。ea #K s in ωt-t −(
7) ex'= 1in-K s t n 2ωt・
t・” (8) In the same way as described above, it is possible to control so that τ, *−τ. In this case, instability of the correction system due to external noise etc. does not occur. Also, the variation Δω Since it can be extracted as ed, there is no need to increase the data width for calculations, making calculations easier.
Achieves high processing speed.

第３図はこの発明の他の実施例を示すブロック図で、第
１図と異なる部分はノイズ信号発生部として正確な速度
検出が可能な周波数範囲の一定周波数の余弦波信号を発
生する二相発振器１１ａを用いると共に、速度変動分算
出部２２の関数発生器として微分関数発生器２２ｃを用
いたことである。FIG. 3 is a block diagram showing another embodiment of the present invention. The difference from FIG. 1 is that the noise signal generator is a two-phase noise signal generator that generates a cosine wave signal with a constant frequency within a frequency range that allows accurate speed detection. In addition to using the oscillator 11a, a differential function generator 22c is used as a function generator for the speed variation calculating section 22.

第３図の装置によれば、二相発振器１１ａから送出され
た信号ｉｎ　　ｃｏｓ　　ωｔ−ｔが二次時定数補償演
算部１２と加算器１５に供給される。ここで、ω＝ω５
＋Δω、Δω＝ＫＩＩｓｉｎ　ωｆ・ｔ。According to the device shown in FIG. 3, the signal in cos ωt-t sent out from the two-phase oscillator 11a is supplied to the second-order time constant compensation calculation section 12 and the adder 15. Here, ω=ω5
+Δω, Δω=KIIsin ωf・t.

ω。は一定となり、 ｅｘ′：ｅａＸｉｎ　　　ｃｏｓ　　ωｒ拳ｔ　：ｉｎ
　　ωｒ・Ｋ　　ＣＯ５”　　ωｒｔ　　−（１０）と
なる。ω. becomes constant, and ex':eaXin cos ωrkent :in
ωr·K CO5” ωrt −(10).

（１０）式は、２ω、で脈動する直流分であるが、−次
遅れ□を通すことにより、直流分Ｓ＋τ。Equation (10) is a DC component that pulsates at 2ω, but by passing it through a -order lag □, the DC component S + τ.

ｅＸを取り出すことができ、以下第１図の装置と同様に
してτ、※＝τ、となるように制御することができる。eX can be taken out, and it can be controlled so that τ,*=τ, in the same way as the apparatus shown in FIG.

第４図はこの発明の更に他の実施例のブロック図であっ
て、第４図の装置においては、二相発振器１１ａから二
次時定数補償演算部１２に信号ｉｎ　　ｓｉｎ　　ω、
・七を供給し、加算器！５にｉｎ　　ｃｏｓ　　ωｔ”
ｔを供給すると共に、関数発を用いる。さらに、運転切
換スイッチ（ＳＷ）２４を設けてＡＣＲ運転とＡＳＲ運
転の切り換えを可能としたものである。速度変動分算出
部２２の横力を引き算する形となっているが、この部分
の伝する場合は演算が簡単となる。FIG. 4 is a block diagram of still another embodiment of the present invention. In the device shown in FIG. 4, a signal in sin ω,
・An adder that supplies seven! 5 in cos ωt”
In addition to supplying t, a function generator is used. Furthermore, an operation changeover switch (SW) 24 is provided to enable switching between ACR operation and ASR operation. Although the lateral force of the speed variation calculation section 22 is subtracted, the calculation becomes simple when this portion is transmitted.

Ｈ、発明の効果 以上述べたようにこの発明によれば、速度信号を関数演
算して速度変動分を得、この速度変動分と信号発生器の
出力とから二次時定数補償値を得、この補償値とトルク
電流によりすべり周波数演算に用いる二次時定数の変化
を補償するようにしたので、二次時定数が負荷等に左右
されないで実際の値になるため理想的なベクトル制御が
できる。H. Effects of the Invention As described above, according to the present invention, a speed fluctuation is obtained by functionally calculating a speed signal, and a second-order time constant compensation value is obtained from this speed fluctuation and the output of a signal generator. Since this compensation value and the torque current are used to compensate for changes in the secondary time constant used for calculating the slip frequency, ideal vector control is possible because the secondary time constant becomes the actual value without being affected by load etc. .

また、この発明ではモデルを用いないので、慣性モーメ
ントの影響を受けない。さらにこの発明では、励磁電流
に加えたノイズ信号によって速度変動分を算出すること
によって二次時定数の変化を補償するので、ノイズによ
るトルクの変動を防止できると共に、電流制御運転時に
おいても正確なトルク制御が可能となる等の効果がある
。Furthermore, since this invention does not use a model, it is not affected by the moment of inertia. Furthermore, in this invention, changes in the secondary time constant are compensated for by calculating speed fluctuations using a noise signal added to the excitation current, so it is possible to prevent torque fluctuations due to noise, and to ensure accurate control even during current control operation. There are effects such as torque control being possible.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は特性図、第３図はこの発明の他の実施例を示すブロッ
ク図、第４図は更に他の実施例を示すブロック図、第５
図は従来例を示すブロック図である。 ｌ・・・偏差検出器、２・・・ＩＭ、３・・・比例積分
演算部、４・・・２相／３相変換部、５・・・すべり周
波数演算部、１１・・・信号発生部、１２・・・二次時
定数補償演算部、１４・・・三角関数発生部、２２・・
・速度変動分算出部。 第５図 ゝ１０Fig. 1 is a block diagram showing one embodiment of this invention, Fig. 2 is a characteristic diagram, Fig. 3 is a block diagram showing another embodiment of this invention, and Fig. 4 is a block diagram showing still another embodiment. Figure, 5th
The figure is a block diagram showing a conventional example. l... Deviation detector, 2... IM, 3... Proportional integral calculation section, 4... 2-phase/3-phase conversion section, 5... Slip frequency calculation section, 11... Signal generation Part, 12... Quadratic time constant compensation calculation part, 14... Trigonometric function generation part, 22...
・Speed variation calculation unit. Figure 5-10

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）２相／３相変換部の出力に得られる電流指令と電
流制御型インバータの出力電流との偏差に応じて前記イ
ンバータを制御してＩＭをベクトル制御する装置におい
て、 前記２相／３相変換部にトルク指令を出力するトルク電
流演算部と、 一定周波数の正弦波又は余弦波信号を補正用のノイズ信
号として発生する信号発生器と、 この信号発生器の出力と励磁電流指令とを加算し、その
加算出力を前記２相／３相変換部に供給する加算器と、 前記ＩＭの速度信号を関数計算して速度変動分を算出す
る速度変動分算出部と、 前記信号発生器の出力と前記速度変動分算出部によって
算出された速度変動分との乗算値が入力され、この乗算
値を演算し出力に二次時定数補償値を送出する二次時定
数補償演算部と、 この二次時定数補償演算部の出力および前記トルク電流
と励磁電流指令あるいはトルク電流指令と前記加算器出
力とが供給され、両出力とからすべり周波数演算に用い
る二次時定数を変化させるすべり周波数演算部と、 このすべり周波数演算部の演算出力とＩＭの速度とを加
算し、その加算出力から２相／３相変換部に供給する三
角関数を得る三角関数発生部とを備え、前記２相／３相
変換部は入力されるトルク電流指令、励磁電流指令と信
号発生器との加算出力および三角関数から出力に電流指
令を送出するようにしたことを特徴とするベクトル制御
装置。(1) In a device that vector-controls the IM by controlling the inverter according to the deviation between the current command obtained from the output of the 2-phase/3-phase converter and the output current of the current control type inverter, A torque current calculation section that outputs a torque command to the phase conversion section, a signal generator that generates a sine wave or cosine wave signal of a constant frequency as a noise signal for correction, and an output of this signal generator and an excitation current command. an adder that adds the sum and supplies the added output to the two-phase/three-phase conversion section; a speed fluctuation calculation section that performs a functional calculation on the speed signal of the IM to calculate a speed fluctuation; and the signal generator. a secondary time constant compensation calculation unit that receives a multiplication value of the output and the speed fluctuation calculated by the speed fluctuation calculation unit, calculates this multiplication value, and sends a secondary time constant compensation value to the output; The output of the secondary time constant compensation calculation unit and the torque current and excitation current command or the torque current command and the output of the adder are supplied, and the slip frequency calculation is performed to change the secondary time constant used for the slip frequency calculation from both outputs. and a trigonometric function generation unit which adds the calculation output of the slip frequency calculation unit and the speed of the IM and obtains a trigonometric function to be supplied to the two-phase/three-phase conversion unit from the added output. A vector control device characterized in that the three-phase conversion section sends a current command to an output from an input torque current command, an excitation current command, a summation output of a signal generator, and a trigonometric function.