JP7497624B2 - Sensorless control device, electric oil pump device, and sensorless control method - Google Patents
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Description
本発明は、センサレス制御装置、電動オイルポンプ装置、及びセンサレス制御方法に関する。 The present invention relates to a sensorless control device, an electric oil pump device, and a sensorless control method.
ハイブリッド車両は、変速機に油圧を供給する油圧供給装置として、エンジンの駆動力によって駆動される機械式オイルポンプと、モータによって駆動される電動式オイルポンプとを備える。このようなハイブリッド車両では、機械式オイルポンプが動作不能となるエンジン停止時にモータを制御することにより、電動式オイルポンプによって変速機に必要な油圧を供給することができる。 Hybrid vehicles are equipped with a hydraulic supply device that supplies hydraulic pressure to the transmission, which is a mechanical oil pump driven by the driving force of the engine and an electric oil pump driven by a motor. In such hybrid vehicles, the motor is controlled when the engine is stopped and the mechanical oil pump is inoperable, allowing the electric oil pump to supply the hydraulic pressure required for the transmission.
モータの制御方式として、ホールセンサ等の位置センサを使わずにモータの逆起電圧を利用してモータの位相を検出し、その位相の検出結果に基づいてモータの通電制御を行うセンサレス制御が知られている。センサレス制御においてモータの位相を検出するためには、モータの中性点電圧と逆起電圧とが交差する点であるゼロクロス点を検出する必要があるが、モータの回転速度が所定の速度以上でなければ、ゼロクロス点を検出可能な逆起電圧は発生しない。そのため、センサレス制御でモータを起動する場合、モータの回転速度がゼロクロス点を検出可能な速度に達するまで、予め決められた起動シーケンスに従ってモータの通電制御を行うことが一般的である。 Sensorless control is a known motor control method that uses the motor's back electromotive force to detect the motor's phase without using a position sensor such as a Hall sensor, and controls the motor's current flow based on the phase detection result. To detect the motor's phase in sensorless control, it is necessary to detect the zero-cross point, which is the point where the motor's neutral point voltage and back electromotive force cross. However, unless the motor's rotation speed is equal to or higher than a certain speed, no back electromotive force is generated that can detect the zero-cross point. Therefore, when starting a motor using sensorless control, it is common to control the motor's current flow according to a predetermined start-up sequence until the motor's rotation speed reaches a speed at which the zero-cross point can be detected.
起動シーケンスの一例として、直流励磁を所定時間行うことによりモータの位相を特定の位相に固定した後、通電相に一定の駆動電圧を印加しながら一定の通電切替速度で強制的に通電相を切り替える強制転流制御を行う起動シーケンスが知られている。この起動シーケンスによってモータの回転速度がゼロクロス点を検出可能な速度に達すると強制転流制御は終了し、以降はゼロクロス点の検出によって得られるモータの位相検出結果に基づいてモータのセンサレス制御が行われる。 One example of a startup sequence is one in which the motor phase is fixed to a specific phase by performing DC excitation for a predetermined period of time, and then forced commutation control is performed to forcibly switch the current-carrying phase at a constant current switching speed while applying a constant drive voltage to the current-carrying phase. When the motor rotation speed reaches a speed at which the zero-crossing point can be detected by this startup sequence, the forced commutation control ends, and thereafter the motor is sensorlessly controlled based on the motor phase detection results obtained by detecting the zero-crossing point.
特許文献1には、強制転流制御時に捕捉したゼロクロス点の検出パターンが、予め記憶した規則的な変化パターンと合致する場合に、強制転流制御からセンサレス制御に移行するセンサレスモータの起動方法が記載されている。この起動方法では、強制転流制御時のパターン切換タイミング時間が所定時間より短いときに、遅れ角制御を行ってセンサレス制御に移行する。
ところで、モータを適切に回転させるためには、モータの仕様に依存するF-V特性に従ってモータに印加する駆動電圧Vを回転速度Fに応じた適切な値に制御する必要がある。回転速度Fと駆動電圧Vとは比例関係にあるので、F-V特性は正の傾きを有する一次関数で表される。回転速度Fと駆動電圧Vとの組み合わせがF-V特性から離れるほどモータの回転は不安定となり、適切にモータを制御することが困難となる。 In order to rotate a motor appropriately, it is necessary to control the drive voltage V applied to the motor to an appropriate value according to the rotation speed F in accordance with the F-V characteristic, which depends on the motor specifications. Since the rotation speed F and drive voltage V are proportional to each other, the F-V characteristic is expressed as a linear function with a positive slope. The further the combination of the rotation speed F and drive voltage V deviates from the F-V characteristic, the more unstable the motor rotation becomes, making it difficult to control the motor appropriately.
また、モータがオイルポンプ等の負荷に接続されると、モータを回転させるのに必要なエネルギーが増加するため、負荷に接続されたモータを負荷無しの場合と同一の回転速度で回転させるのに必要な駆動電圧は大きくなる。すなわち、同一のモータであっても、モータのF-V特性は負荷の大きさに依存して変化する。 In addition, when a motor is connected to a load such as an oil pump, the energy required to rotate the motor increases, and so the drive voltage required to rotate a motor connected to a load at the same rotational speed as when there is no load increases. In other words, even with the same motor, the F-V characteristics of the motor change depending on the size of the load.
上記のようにセンサレス制御でモータを起動する場合、予め決められた駆動電圧及び通電切替速度の組み合わせで強制転流制御が行われるが、モータの実際の回転速度は必ずしも通電切替速度と一致せず、駆動電圧の大きさと負荷の大きさとに依存する。そのため、様々な負荷条件下でのF-V特性を実験的に予め取得しておき、センサレス制御でモータを起動する際に実際の負荷の大きさに応じたF-V特性に適合する駆動電圧及び通電切替速度の組み合わせで強制転流制御を行うことが望ましいが、それを実施することは現実的に困難である。 When starting a motor with sensorless control as described above, forced commutation control is performed with a combination of a predetermined drive voltage and current switching speed, but the actual rotation speed of the motor does not necessarily match the current switching speed, but depends on the magnitude of the drive voltage and the size of the load. For this reason, it would be desirable to experimentally obtain the F-V characteristics under various load conditions in advance, and when starting the motor with sensorless control, to perform forced commutation control with a combination of drive voltage and current switching speed that matches the F-V characteristics according to the actual load size, but this is practically difficult to implement.
そこで、現実的な手法として、一つの特定の負荷条件下で得られたF-V特性に基づいて駆動電圧及び通電切替速度を調整しながら強制転流制御を行うことにより、ゼロクロス点を検出可能な速度までモータを回転させることの可能な駆動電圧及び通電切替速度の組み合わせを予め実験的に決定しておく手法が採用される場合が多い。この場合、モータの起動時には、上記の手法で決定された駆動電圧及び通電切替速度の組み合わせで強制転流制御が行われるが、実際の負荷条件が実験で使われた負荷条件から大きく逸脱する場合には、実際の負荷条件に適合しない駆動電圧及び通電切替速度の組み合わせで強制転流制御を行うことになる。その結果、モータの起動時にゼロクロス点を検出可能な速度までモータを回転させることができず、モータの起動に失敗する虞がある。 A practical approach is often to experimentally determine in advance the combination of drive voltage and current switching speed that can rotate the motor to a speed at which the zero crossing point can be detected by performing forced commutation control while adjusting the drive voltage and current switching speed based on the F-V characteristics obtained under one specific load condition. In this case, when the motor is started, forced commutation control is performed with the combination of drive voltage and current switching speed determined by the above method, but if the actual load conditions deviate significantly from the load conditions used in the experiment, forced commutation control will be performed with a combination of drive voltage and current switching speed that does not match the actual load conditions. As a result, the motor cannot be rotated to a speed at which the zero crossing point can be detected when the motor is started, and there is a risk that the motor will fail to start.
本発明は上記事情に鑑みて、センサレス制御でモータを起動するときに負荷の大きさに関係なくモータの起動を成功させることができるセンサレス制御装置、電動オイルポンプ装置、及びセンサレス制御方法を提供することを一つの目的とする。 In view of the above circumstances, one object of the present invention is to provide a sensorless control device, an electric oil pump device, and a sensorless control method that can successfully start a motor regardless of the magnitude of the load when starting the motor using sensorless control.
本発明のセンサレス制御装置における一つの態様は、モータを位置センサ無しで制御するセンサレス制御装置であって、複数相のスイッチング素子で構成され、前記モータの各相に電力を供給するモータ駆動回路と、前記モータの逆起電圧に基づいて前記モータの位相を検出し、前記位相の検出結果を示す位相検出信号を出力する位相検出部と、を備える。また、本発明の一態様におけるセンサレス制御装置は、前記モータの通電相に印加される駆動電圧の制御パターンを示す電圧制御パターンと、前記通電相が切り替わる速度である通電切替速度の制御パターンを示す速度制御パターンとを記憶する記憶部を備える。また、本発明の一態様におけるセンサレス制御装置は、上位制御装置から入力される制御指令信号と、前記位相検出信号と、前記電圧制御パターンとに基づいて制御電圧を出力する電圧制御部を備える。さらに、本発明の一態様におけるセンサレス制御装置は、前記制御電圧と、前記位相検出信号と、前記速度制御パターンとに基づいて前記モータ駆動回路の前記スイッチング素子を制御することにより前記駆動電圧及び前記通電切替速度を制御する通電制御部を備える。本発明の一態様におけるセンサレス制御装置では、前記モータの起動時において前記位相検出信号によって前記位相を認識できない場合、前記電圧制御部は、前記電圧制御パターンに基づいて前記制御電圧を時間とともに変化させ、前記通電制御部は、前記制御電圧及び前記速度制御パターンに基づいて前記スイッチング素子を制御することにより、前記制御電圧に同期して前記駆動電圧を時間とともに変化させながら、前記速度制御パターンに基づいて前記通電切替速度を時間とともに変化させる強制転流制御を行う。前記強制転流制御が行われる期間に、任意の時点における前記駆動電圧と前記通電切替速度との組み合わせが、前記駆動電圧及び前記通電切替速度を変数とし且つ負の傾きを有する一次関数を常に満たす。 One aspect of the sensorless control device of the present invention is a sensorless control device that controls a motor without a position sensor, and includes a motor drive circuit composed of switching elements of multiple phases and supplying power to each phase of the motor, and a phase detection unit that detects the phase of the motor based on the back electromotive force of the motor and outputs a phase detection signal indicating the detection result of the phase. The sensorless control device in one aspect of the present invention also includes a storage unit that stores a voltage control pattern indicating a control pattern of the drive voltage applied to the energized phase of the motor, and a speed control pattern indicating a control pattern of the energization switching speed, which is the speed at which the energized phase is switched. The sensorless control device in one aspect of the present invention also includes a voltage control unit that outputs a control voltage based on a control command signal input from a higher-level control device, the phase detection signal, and the voltage control pattern. Furthermore, the sensorless control device in one aspect of the present invention also includes an energization control unit that controls the driving voltage and the energization switching speed by controlling the switching elements of the motor drive circuit based on the control voltage, the phase detection signal, and the speed control pattern. In a sensorless control device according to one aspect of the present invention, when the phase cannot be recognized by the phase detection signal at the start of the motor, the voltage control unit changes the control voltage over time based on the voltage control pattern, and the energization control unit controls the switching element based on the control voltage and the speed control pattern, thereby performing forced commutation control in which the drive voltage is changed over time in synchronization with the control voltage while the energization switching speed is changed over time based on the speed control pattern. During the period in which the forced commutation control is performed, the combination of the drive voltage and the energization switching speed at any point in time always satisfies a linear function with a negative slope and with the drive voltage and the energization switching speed as variables.
本発明の電動オイルポンプ装置における一つの態様は、シャフトを有するモータと、前記シャフトの軸方向一方側に位置し、前記モータによって前記シャフトを介して駆動されてオイルを吐出するポンプと、前記モータを位置センサ無しで制御する上記態様のセンサレス制御装置と、を備える。 One embodiment of the electric oil pump device of the present invention includes a motor having a shaft, a pump located on one axial side of the shaft and driven by the motor via the shaft to discharge oil, and a sensorless control device of the above embodiment that controls the motor without a position sensor.
本発明のセンサレス制御方法における一つの態様は、モータを位置センサ無しで制御するセンサレス制御方法であって、前記モータの起動時に前記モータの位相を認識できない場合、予め決定された電圧制御パターンに基づいて前記モータの通電相に印加される駆動電圧を時間とともに変化させながら、予め決定された速度制御パターンに基づいて前記通電相の切替え速度である通電切替速度を時間とともに変化させる強制転流制御を行い、前記強制転流制御が行われる期間に、任意の時点における前記駆動電圧と前記通電切替速度との組み合わせが、前記駆動電圧及び前記通電切替速度を変数とし且つ負の傾きを有する一次関数を常に満たす。 One aspect of the sensorless control method of the present invention is a sensorless control method for controlling a motor without a position sensor, and when the phase of the motor cannot be recognized at the time of starting the motor, a forced commutation control is performed in which the drive voltage applied to the current-carrying phase of the motor is changed over time based on a predetermined voltage control pattern, while a current-carrying switching speed, which is the switching speed of the current-carrying phase, is changed over time based on a predetermined speed control pattern, and during the period in which the forced commutation control is performed, a combination of the drive voltage and the current-carrying switching speed at any point in time always satisfies a linear function with a negative slope and with the drive voltage and the current-carrying switching speed as variables.
本発明の上記態様によれば、センサレス制御でモータを起動するときに負荷の大きさに関係なくモータの起動を成功させることができるセンサレス制御装置、電動オイルポンプ装置、及びセンサレス制御方法を提供することができる。 According to the above aspects of the present invention, it is possible to provide a sensorless control device, an electric oil pump device, and a sensorless control method that can successfully start a motor regardless of the magnitude of the load when starting the motor using sensorless control.
以下、本発明の一実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
図1は、本実施形態におけるセンサレス制御装置10を備える電動オイルポンプ装置100を模式的に示す回路ブロック図である。図1に示すように、電動オイルポンプ装置100は、センサレス制御装置10と、電動オイルポンプ40とを備える。電動オイルポンプ40は、モータ20と、ポンプ30とを備える。電動オイルポンプ装置100は、例えばハイブリッド車両に搭載されるトランスミッションにオイルを供給する装置である。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
Fig. 1 is a circuit block diagram showing a schematic diagram of an electric
センサレス制御装置10は、電動オイルポンプ40のモータ20をホールセンサ等の位置センサ無しで制御する装置である。すなわち、センサレス制御装置10は、モータ20の逆起電圧を利用してモータ20の位相を検出し、その位相の検出結果に基づいてモータ20の通電制御を行う。センサレス制御装置10の詳細については後述する。
The
モータ20は、例えばインナーロータ型の三相ブラシレスDCモータであって、且つホールセンサ等の位置センサを有しないセンサレスモータである。モータ20は、シャフト21と、U相端子22uと、V相端子22vと、W相端子22wと、U相コイル23uと、V相コイル23vと、W相コイル23wと、を有する。
The
また、図1では図示を省略するが、モータ20は、モータハウジングと、モータハウジングに収容されたロータ及びステータとを有する。ロータは、モータハウジングの内部において、軸受け部品によって回転可能に支持される回転体である。ステータは、モータハウジングの内部において、ロータの外周面を囲った状態で固定され、ロータを回転させるのに必要な電磁力を発生させる。
Although not shown in FIG. 1, the
シャフト21は、ロータの径方向内側を軸方向に貫通した状態でロータと同軸接合される軸状体である。U相端子22u、V相端子22v及びW相端子22wは、それぞれモータハウジングの表面から露出する金属端子である。詳細は後述するが、U相端子22u、V相端子22v及びW相端子22wは、それぞれセンサレス制御装置10のモータ駆動回路11と電気的に接続される。U相コイル23u、V相コイル23v及びW相コイル23wは、それぞれステータに設けられた励磁コイルである。U相コイル23u、V相コイル23v及びW相コイル23wは、モータ20の内部でスター結線される。
The
U相コイル23uは、U相端子22uと中性点Nとの間に電気的に接続される。V相コイル23vは、V相端子22vと中性点Nとの間に電気的に接続される。W相コイル23wは、W相端子22wと中性点Nとの間に電気的に接続される。U相コイル23u、V相コイル23v及びW相コイル23wの通電状態がセンサレス制御装置10によって制御されることにより、ロータを回転させるのに必要な電磁力が発生する。ロータが回転することにより、シャフト21もロータに同期して回転する。
The
ポンプ30は、モータ20のシャフト21の軸方向一方側に位置し、モータ20によってシャフト21を介して駆動されオイル200を吐出する。ポンプ30は、オイル吸入口31及びオイル吐出口32を有する。オイル200は、オイル吸入口31からポンプ30の内部に吸入された後、オイル吐出口32から不図示のトランスミッションに吐出される。このように、ポンプ30とモータ20とがシャフト21の軸方向に隣り合って接続されることにより、電動オイルポンプ40が構成される。
The
センサレス制御装置10は、モータ駆動回路11と、位相検出部12と、記憶部13と、電圧制御部14と、通電制御部15と、を備える。センサレス制御装置10は、モータ20と、車載バッテリ300と、上位制御装置400とのそれぞれに電気的に接続される。なお、車載バッテリ300及び上位制御装置400は、センサレス制御装置10及び電動オイルポンプ装置100の構成要素ではない。
The
車載バッテリ300は、ハイブリッド車両に搭載される複数のバッテリの一つであり、例えば12V系の車載システムに対して12Vの電源電圧VMを供給する。上位制御装置400は、例えばハイブリッド車両に搭載される複数のECU(Electric Control Unit)の一つであり、電動オイルポンプ装置100によるトランスミッションへの油圧供給動作を制御する制御指令信号CSをセンサレス制御装置10に出力する。
The on-
モータ駆動回路11は、複数相のスイッチング素子で構成され、モータ20の各相に電力を供給する回路である。具体的には、モータ駆動回路11は、U相上側アームスイッチQUHと、V相上側アームスイッチQVHと、W相上側アームスイッチQWHと、U相下側アームスイッチQULと、V相下側アームスイッチQVLと、W相下側アームスイッチQWLと、を有する。本実施形態において各アームスイッチは、例えばNチャネル型MOS-FETである。
The
U相上側アームスイッチQUHのドレイン端子、V相上側アームスイッチQVHのドレイン端子、及びW相上側アームスイッチQWHのドレイン端子は、それぞれ車載バッテリ300の正極端子と電気的に接続される。U相下側アームスイッチQULのソース端子、V相下側アームスイッチQVLのソース端子、及びW相下側アームスイッチQWLのソース端子は、それぞれ車載バッテリ300の負極端子と電気的に接続される。なお、車載バッテリ300の負極端子は車内グランドと電気的に接続される。
The drain terminal of the U-phase upper arm switch QUH , the drain terminal of the V-phase upper arm switch QVH , and the drain terminal of the W-phase upper arm switch QWH are each electrically connected to the positive terminal of the
U相上側アームスイッチQUHのソース端子は、モータ20のU相端子22uと、U相下側アームスイッチQULのドレイン端子とのそれぞれに電気的に接続される。V相上側アームスイッチQVHのソース端子は、モータ20のV相端子22vと、V相下側アームスイッチQVLのドレイン端子とのそれぞれに電気的に接続される。W相上側アームスイッチQWHのソース端子は、モータ20のW相端子22wと、W相下側アームスイッチQWLのドレイン端子とのそれぞれに電気的に接続される。
A source terminal of the U-phase upper arm switch QUH is electrically connected to a U-phase terminal 22u of the
U相上側アームスイッチQUHのゲート端子、V相上側アームスイッチQVHのゲート端子、及びW相上側アームスイッチQWHのゲート端子は、それぞれ通電制御部15と電気的に接続される。また、U相下側アームスイッチQULのゲート端子、V相下側アームスイッチQVLのゲート端子、及びW相下側アームスイッチQWLのゲート端子も、それぞれ通電制御部15と電気的に接続される。
The gate terminal of the U-phase upper arm switch QUH , the gate terminal of the V-phase upper arm switch QVH , and the gate terminal of the W-phase upper arm switch QWH are each electrically connected to the
上記のように、モータ駆動回路11は、3つの上側アームスイッチと3つの下側アームスイッチとを有する3相フルブリッジ回路によって構成されたインバータである。このように構成されたモータ駆動回路11は、通電制御部15によって各アームスイッチがスイッチング制御されることにより、車載バッテリ300から供給される直流電力を三相電力に変換してモータ20に出力する。
As described above, the
本実施形態では、モータ20の通電方式としてセンサレス120°通電方式を用いる場合を例示する。以下では、説明の便宜上、センサレス120°通電方式の基本原理を説明した後に、位相検出部12、記憶部13、電圧制御部14、及び通電制御部15の構成について説明する。なお、以下で説明するセンサレス120°通電方式の基本原理は、あくまで一例であり、本発明はこれに限定されない。
In this embodiment, a case where a sensorless 120° energization method is used as the energization method for the
センサレス120°通電方式を用いる場合、各アームスイッチは、図2に示す通電パターンに基づいてスイッチング制御される。図2に示すように、120°通電方式の通電パターンは、6つの通電パターンPA1、PA2、PA3、PA4、PA5及びPA6を含む。図2において、「QUH」から「QWL」までの列に並ぶ「1」及び「0」のうち、「1」は該当するアームスイッチがオンに制御されることを意味し、「0」は該当するアームスイッチがオフに制御されることを意味する。 When the sensorless 120° energization method is used, the arm switches are switched based on the energization patterns shown in Fig. 2. As shown in Fig. 2, the energization patterns of the 120° energization method include six energization patterns PA1, PA2, PA3, PA4, PA5, and PA6. In Fig. 2, among the "1"s and "0"s arranged in the columns from "Q UH " to "Q WL ", "1" means that the corresponding arm switch is controlled to be on, and "0" means that the corresponding arm switch is controlled to be off.
図3において、時刻t10から時刻t11までの通電期間P1は、各アームスイッチが通電パターンPA1に基づいてスイッチング制御される期間を示す。この通電期間P1では、U相上側アームスイッチQUHとW相下側アームスイッチQWLとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。通電期間P1では、U相上側アームスイッチQUHのみ所定のスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。スイッチングデューティ比は、後述の電圧制御部14から出力される制御電圧VCによって制御される。通電期間P1では、U相端子22uからW相端子22wに向かってU相コイル23u及びW相コイル23wに駆動電流が流れる。すなわち、通電期間P1における通電相は、U相及びW相である。
In Fig. 3, a current conduction period P1 from time t10 to time t11 indicates a period during which each arm switch is switched based on a current conduction pattern PA1. During this current conduction period P1, the U-phase upper arm switch QUH and the W-phase lower arm switch QWL are turned on, and the remaining arm switches are turned off. During the current conduction period P1, only the U-phase upper arm switch QUH is switched at a predetermined switching duty ratio. The switching duty ratio is controlled by a control voltage VC output from a
図3において、時刻t11から時刻t12までの通電期間P2は、各アームスイッチが通電パターンPA2に基づいてスイッチング制御される期間を示す。この通電期間P2では、U相上側アームスイッチQUHとV相下側アームスイッチQVLとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。通電期間P2でも、U相上側アームスイッチQUHのみ所定のスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。通電期間P2では、U相端子22uからV相端子22vに向かってU相コイル23u及びV相コイル23vに駆動電流が流れる。すなわち、通電期間P2における通電相は、U相及びV相である。
In Fig. 3, a current conduction period P2 from time t11 to time t12 indicates a period during which each arm switch is switched based on a current conduction pattern PA2. During this current conduction period P2, the U-phase upper arm switch QUH and the V-phase lower arm switch QVL are turned on, and the remaining arm switches are turned off. During the current conduction period P2, only the U-phase upper arm switch QUH is switched at a predetermined switching duty ratio. During the current conduction period P2, a drive current flows from the U-phase terminal 22u to the V-
図3において、時刻t12から時刻t13までの通電期間P3は、各アームスイッチが通電パターンPA3に基づいてスイッチング制御される期間を示す。この通電期間P3では、W相上側アームスイッチQWHとV相下側アームスイッチQVLとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。通電期間P3では、W相上側アームスイッチQWHのみ所定のスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。通電期間P3では、W相端子22wからV相端子22vに向かってW相コイル23w及びV相コイル23vに駆動電流が流れる。すなわち、通電期間P3における通電相は、W相及びV相である。
3, a current conduction period P3 from time t12 to time t13 indicates a period during which each arm switch is switched based on a current conduction pattern PA3. During this current conduction period P3, the W-phase upper arm switch QWH and the V-phase lower arm switch QVL are turned on, and the remaining arm switches are turned off. During the current conduction period P3, only the W-phase upper arm switch QWH is switched at a predetermined switching duty ratio. During the current conduction period P3, a drive current flows from the W-
図3において、時刻t13から時刻t14までの通電期間P4は、各アームスイッチが通電パターンPA4に基づいてスイッチング制御される期間を示す。この通電期間P4では、W相上側アームスイッチQWHとU相下側アームスイッチQULとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。通電期間P4でも、W相上側アームスイッチQWHのみ所定のスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。通電期間P4では、W相端子22wからU相端子22uに向かってW相コイル23w及びU相コイル23uに駆動電流が流れる。すなわち、通電期間P4における通電相は、W相及びU相である。
In Fig. 3, a current conduction period P4 from time t13 to time t14 indicates a period during which each arm switch is switched based on a current conduction pattern PA4. During this current conduction period P4, the W-phase upper arm switch QWH and the U-phase lower arm switch QUL are turned on, and the remaining arm switches are turned off. During the current conduction period P4, only the W-phase upper arm switch QWH is switched at a predetermined switching duty ratio. During the current conduction period P4, a drive current flows from the W-
図3において、時刻t14から時刻t15までの通電期間P5は、各アームスイッチが通電パターンPA5に基づいてスイッチング制御される期間を示す。この通電期間P5では、V相上側アームスイッチQVHとU相下側アームスイッチQULとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。通電期間P5では、V相上側アームスイッチQVHのみ所定のスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。通電期間P5では、V相端子22vからU相端子22uに向かってV相コイル23v及びU相コイル23uに駆動電流が流れる。すなわち、通電期間P5における通電相は、V相及びU相である。
In Fig. 3, a current conduction period P5 from time t14 to time t15 indicates a period during which each arm switch is switched based on a current conduction pattern PA5. During this current conduction period P5, the V-phase upper arm switch QVH and the U-phase lower arm switch QUL are turned on, and the remaining arm switches are turned off. During the current conduction period P5, only the V-phase upper arm switch QVH is switched at a predetermined switching duty ratio. During the current conduction period P5, a drive current flows from the V-
図3において、時刻t15から時刻t16までの通電期間P6は、各アームスイッチが通電パターンPA6に基づいてスイッチング制御される期間を示す。この通電期間P6では、V相上側アームスイッチQVHとW相下側アームスイッチQWLとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。通電期間P6でも、V相上側アームスイッチQVHのみ所定のスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。通電期間P6では、V相端子22vからW相端子22wに向かってV相コイル23v及びW相コイル23wに駆動電流が流れる。すなわち、通電期間P6における通電相は、V相及びW相である。
In Fig. 3, a current conduction period P6 from time t15 to time t16 indicates a period during which each arm switch is switched based on a current conduction pattern PA6. During this current conduction period P6, the V-phase upper arm switch QVH and the W-phase lower arm switch QWL are turned on, and the remaining arm switches are turned off. During the current conduction period P6, only the V-phase upper arm switch QVH is switched at a predetermined switching duty ratio. During the current conduction period P6, a drive current flows from the V-
以上のような6つの通電パターンに従って各アームスイッチがスイッチング制御されることにより、モータ20のシャフト21を一定方向に360°回転させる回転磁界が発生する。その結果、時刻t10から時刻t16までの期間において、モータ20のシャフト21は一定方向に360°回転する。言い換えれば、通電期間P1から通電期間P6のそれぞれの期間において、モータ20のシャフト21は一定方向に60°回転する。
By controlling the switching of each arm switch according to the six current patterns described above, a rotating magnetic field is generated that rotates the
通電パターンが切り替わる速度、すなわち、通電相が切り替わる速度が通電切替速度Fである。通電切替速度Fの単位は「Hz」である。1つの通電パターンでスイッチング制御が行われる期間をP(秒)としたとき、通電切替速度Fsは、「Fs=1/P」で表される。通電切替速度Fは、転流周波数と呼ばれる場合もある。 The speed at which the current pattern is switched, i.e., the speed at which the current phase is switched, is the current switching speed F. The unit of the current switching speed F is "Hz." When the period during which switching control is performed with one current pattern is P (seconds), the current switching speed Fs is expressed as "Fs = 1/P." The current switching speed F is sometimes called the commutation frequency.
図3に、モータ20のU相端子22u、V相端子22v及びW相端子22wのそれぞれに現れる電圧の波形を示す。図3において、「Vu」は、U相端子22uに現れるU相端子電圧である。「Vv」は、V相端子22vに現れるV相端子電圧である。「Vw」は、W相端子22wに現れるW相端子電圧である。なお、実際のU相端子電圧Vu、V相端子電圧Vv、及びW相端子電圧Vwの波形は、スイッチングデューティ比と同じデューティ比を有する波形となるが、図3では便宜上、電圧波形の包絡線のみを示す。
Figure 3 shows the waveforms of the voltages appearing at the U-phase terminal 22u, V-
U相端子電圧Vuは、通電期間P1及びP2においてスイッチングデューティ比で決定される実効電圧値となり、通電期間P4及びP5においてグランドレベルの値、つまり0Vとなる。V相端子電圧Vvは、通電期間P5及びP6においてスイッチングデューティ比で決定される実効電圧値となり、通電期間P2及びP3において0Vとなる。W相端子電圧Vwは、通電期間P3及びP4においてスイッチングデューティ比で決定される実効電圧値となり、通電期間P1及びP6において0Vとなる。このように、センサレス120°通電方式では、モータ20の駆動に必要な駆動電圧が印加される相が120°ごとに切り替わる。
The U-phase terminal voltage Vu has an effective voltage value determined by the switching duty ratio during current conduction periods P1 and P2, and is at ground level, i.e., 0 V, during current conduction periods P4 and P5. The V-phase terminal voltage Vv has an effective voltage value determined by the switching duty ratio during current conduction periods P5 and P6, and is 0 V during current conduction periods P2 and P3. The W-phase terminal voltage Vw has an effective voltage value determined by the switching duty ratio during current conduction periods P3 and P4, and is 0 V during current conduction periods P1 and P6. Thus, in the sensorless 120° current conduction method, the phase to which the drive voltage required to drive the
通電期間P3においてU相コイル23uに駆動電流は流れないが、U相コイル23uに蓄積されたエネルギーによってU相下側アームスイッチQULのボディダイオードを介してU相コイル23uに一定時間だけ還流電流が流れる。その結果、期間P3の開始時点から一定時間だけU相端子電圧Vuが0Vになるリンギング現象が発生する。その後、U相端子電圧Vuは、U相コイル23uに発生する逆起電圧と一致する。通電期間P3において逆起電圧は、通電期間P3の中央、つまり通電期間P3の開始時点からモータ20が30°回転したタイミングで、中性点Nの電圧である中性点電圧VNに対して高圧側から低圧側へ向かって交差する。
During the conduction period P3, no drive current flows through the
同様に、通電期間P6においてU相コイル23uに駆動電流は流れないが、U相コイル23uに蓄積されたエネルギーによってU相上側アームスイッチQUHのボディダイオードを介してU相コイル23uに一定時間だけ還流電流が流れる。その結果、通電期間P6の開始時点から一定時間だけU相端子電圧Vuが電源電圧VMになるリンギング現象が発生する。その後、U相端子電圧Vuは、U相コイル23uに発生する逆起電圧と一致する。通電期間P6において逆起電圧は、通電期間P6の中央、つまり通電期間P6の開始時点からモータ20が30°回転したタイミングで中性点電圧VNに対して低圧側から高圧側へ向かって交差する。
Similarly, during the conduction period P6, no drive current flows through the
上記のように、モータ20が360°回転する間に、通電期間P3及びP6にのみU相端子22uに逆起電圧が露出する。同様の原理により、モータ20が360°回転する間に、通電期間P1及びP4にのみV相端子22vに逆起電圧が露出し、通電期間P2及びP5にのみW相端子22wに逆起電圧が露出する。センサレス120°通電方式では、モータ20の位相を検出するために、中性点電圧VNと逆起電圧とが交差する点であるゼロクロス点を検出する必要がある。
As described above, while the
図3において、「Zu」は、U相端子22uに露出する逆起電圧が中性点電圧VN以下になるタイミングでローレベルとなり、U相端子22uに露出する逆起電圧が中性点電圧VNより高くなるタイミングでハイレベルとなるU相ゼロクロス点検出信号である。「Zv」は、V相端子22vに露出する逆起電圧が中性点電圧VN以下になるタイミングでローレベルとなり、V相端子22vに露出する逆起電圧が中性点電圧VNより高くなるタイミングでハイレベルとなるV相ゼロクロス点検出信号である。「Zw」は、W相端子22wに露出する逆起電圧が中性点電圧VN以下になるタイミングでローレベルとなり、W相端子22wに露出する逆起電圧が中性点電圧VNより高くなるタイミングでハイレベルとなるW相ゼロクロス点検出信号である。
3, "Zu" is a U-phase zero-crossing point detection signal that goes low when the back electromotive voltage exposed at the U-phase terminal 22u becomes equal to or lower than the neutral point voltage VN and goes high when the back electromotive voltage exposed at the U-phase terminal 22u becomes higher than the neutral point voltage VN . "Zv" is a V-phase zero-crossing point detection signal that goes low when the back electromotive voltage exposed at the V-phase terminal 22v becomes equal to or lower than the neutral point voltage VN and goes high when the back electromotive voltage exposed at the V-
なお、例えばコンパレータにU相端子電圧Vuと中性点電圧VNとを入力するだけでは、図3に示すU相ゼロクロス点検出信号Zuは得られない。実際には、コンパレータの出力電圧に所定の波形処理を施すことにより、中性点電圧VNと逆起電圧とが交差するゼロクロス点でのみエッジが現れるU相ゼロクロス点検出信号Zuを生成する。V相ゼロクロス点検出信号Zv及びW相ゼロクロス点検出信号Zwについても同様の方法で生成する。 For example, the U-phase zero-crossing detection signal Zu shown in Fig. 3 cannot be obtained by simply inputting the U-phase terminal voltage Vu and the neutral point voltage VN to a comparator. In practice, a U-phase zero-crossing detection signal Zu whose edges appear only at the zero crossing points where the neutral point voltage VN and the back electromotive force cross is generated by performing a predetermined waveform processing on the output voltage of the comparator. The V-phase zero-crossing detection signal Zv and the W-phase zero-crossing detection signal Zw are also generated in a similar manner.
図3において、「Hu」は、U相ゼロクロス点検出信号Zuに対して30°の位相遅れを有するU相位相検出信号である。「Hv」は、V相ゼロクロス点検出信号Zvに対して30°の位相遅れを有するV相位相検出信号である。「Hw」は、W相ゼロクロス点検出信号Zwに対して30°の位相遅れを有するW相位相検出信号である。 In FIG. 3, "Hu" is a U-phase phase detection signal that has a phase delay of 30° with respect to the U-phase zero-cross point detection signal Zu. "Hv" is a V-phase phase detection signal that has a phase delay of 30° with respect to the V-phase zero-cross point detection signal Zv. "Hw" is a W-phase phase detection signal that has a phase delay of 30° with respect to the W-phase zero-cross point detection signal Zw.
なお、時間軸上で隣り合う2つのゼロクロス点の間の時間に、モータ20は60°回転する。そのため、時間軸上で隣り合う2つのゼロクロス点の間の時間を計測し、その計測結果の半分の時間だけU相ゼロクロス点検出信号Zuを遅らせることにより、U相ゼロクロス点検出信号Zuに対して30°の位相遅れを有するU相位相検出信号Huを生成することができる。V相位相検出信号Hv及びW相位相検出信号Hwについても同様の方法で生成する。
The
図3に示すように、U相位相検出信号Hu、V相位相検出信号Hv及びW相位相検出信号Hwの電圧レベルは、6つの通電パターンに依存して規則的に変化することがわかる。以下では、U相位相検出信号Hu、V相位相検出信号Hv及びW相位相検出信号Hwの電圧レベルが通電パターンに依存して変化するパターンを位相パターンと呼称する。図2に示すように、センサレス120°通電方式の位相パターンは、6つの位相パターンPB1、PB2、PB3、PB4、PB5及びPB6を含む。図2において、「HU」、「HV」及び「HW」の列に並ぶ「1」及び「0」のうち、「1」は該当する位相検出信号がハイレベルであることを意味し、「0」は該当する位相検出信号がローレベルであることを意味する。 As shown in Fig. 3, the voltage levels of the U-phase phase detection signal Hu, the V-phase phase detection signal Hv, and the W-phase phase detection signal Hw change regularly depending on six current patterns. Hereinafter, the patterns in which the voltage levels of the U-phase phase detection signal Hu, the V-phase phase detection signal Hv, and the W-phase phase detection signal Hw change depending on the current pattern are referred to as phase patterns. As shown in Fig. 2, the phase patterns of the sensorless 120° current method include six phase patterns PB1, PB2, PB3, PB4, PB5, and PB6. In Fig. 2, among the "1" and "0" arranged in the columns of "H U ", "H V ", and "H W ", "1" means that the corresponding phase detection signal is at a high level, and "0" means that the corresponding phase detection signal is at a low level.
センサレス120°通電方式では、3つの位相検出信号Hu、Hv及びHwに基づいて通電期間ごとに位相パターンを認識し、位相パターンの認識結果に基づいて次の通電期間で使用する通電パターンが決定される。そして、位相パターンが変化するタイミングで通電パターンが次の通電パターンに切り替えられる。 In the sensorless 120° energization method, the phase pattern is recognized for each energization period based on the three phase detection signals Hu, Hv, and Hw, and the energization pattern to be used in the next energization period is determined based on the phase pattern recognition result. Then, when the phase pattern changes, the energization pattern is switched to the next energization pattern.
図3に示すように、例えば通電期間P1において、位相検出信号Hu、Hv及びHwから通電期間P1の位相パターンは位相パターンPB1であることが認識される。通電期間P1の位相パターンが位相パターンPB1であるので、通電パターンPA2が次の通電期間P2で使用する通電パターンとして決定される。そして、位相パターンPB1が変化するタイミング、すなわちV相位相検出信号Hvに立下りエッジが発生するタイミングで、通電パターンが通電パターンPA1から通電パターンPA2に切り替えられる。 As shown in FIG. 3, for example, during current conduction period P1, the phase pattern of current conduction period P1 is recognized to be phase pattern PB1 from the phase detection signals Hu, Hv, and Hw. Because the phase pattern of current conduction period P1 is phase pattern PB1, current conduction pattern PA2 is determined to be the current conduction pattern to be used in the next current conduction period P2. Then, when the phase pattern PB1 changes, i.e., when a falling edge occurs in the V-phase phase detection signal Hv, the current conduction pattern is switched from current conduction pattern PA1 to current conduction pattern PA2.
センサレス120°通電方式では、上記のような位相パターンの認識、通電パターンの決定、及び通電パターンの切り替えを、モータ20に発生する逆起電圧を利用して生成された位相検出信号Hu、Hv及びHwに同期して行うことにより、ホールセンサ等の位置センサを使わずにモータ20の通電制御を行うことができる。以下では、モータ20に発生する逆起電圧を利用して生成された位相検出信号Hu、Hv及びHwに同期してモータ20の通電制御を行うことを、「センサレス同期制御」と呼称する。
In the sensorless 120° energization method, the recognition of the phase pattern, the determination of the energization pattern, and the switching of the energization pattern as described above are performed in synchronization with the phase detection signals Hu, Hv, and Hw generated using the back electromotive force generated in the
以上がセンサレス120°通電方式の基本原理である。センサレス120°通電方式において位相検出信号Hu、Hv及びHwを生成するためには、モータ20の中性点電圧VNと逆起電圧とが交差する点であるゼロクロス点を検出する必要があるが、モータ20の回転速度が所定の速度以上でなければ、ゼロクロス点を検出可能な逆起電圧は発生しない。そのため、センサレス120°通電方式でモータ20を起動する場合、モータ20の回転速度が、ゼロクロス点を検出可能な逆起電圧が発生する速度に達するまで、位相検出信号Hu、Hv及びHwによって位相パターンを認識できない、つまりモータ20の位相を認識できないため、センサレス同期制御を行うことができない。そのため、センサレス120°通電方式でモータ20を起動する場合、モータ20の回転速度が、ゼロクロス点を検出可能な逆起電圧が発生する速度に達するまで、予め決められた起動シーケンスに従ってモータ20の通電制御を行う必要がある。
The above is the basic principle of the sensorless 120° energization method. In order to generate the phase detection signals Hu, Hv, and Hw in the sensorless 120° energization method, it is necessary to detect the zero cross point, which is the point where the neutral point voltage VN of the
起動シーケンスの一例として、直流励磁を所定時間行うことによりモータの位相を特定の位相に固定した後、通電相に一定の駆動電圧を印加しながら一定の通電切替速度で強制的に通電相を切り替える強制転流制御を行う起動シーケンスが知られている。 One example of a startup sequence is one in which the motor phase is fixed to a specific phase by performing DC excitation for a predetermined period of time, and then forced commutation control is performed to forcibly switch the current-carrying phase at a constant current-carrying switching speed while applying a constant drive voltage to the current-carrying phase.
図4に示すように、モータ20を適切に回転させるためには、モータ20の仕様に依存するF-V特性に従ってモータ20に印加する駆動電圧Vを回転速度Fに応じた適切な値に制御する必要がある。回転速度Fと駆動電圧Vとは比例関係にあるので、F-V特性は正の傾きを有する一次関数で表される。回転速度Fと駆動電圧Vとの組み合わせがF-V特性から離れるほどモータ20の回転は不安定となり、適切にモータ20を制御することが困難となる。
As shown in Figure 4, in order to rotate
また、モータ20がポンプ30等の負荷に接続されると、モータ20を回転させるのに必要なエネルギーが増加するため、負荷に接続されたモータ20を負荷無しの場合と同一の回転速度で回転させるのに必要な駆動電圧は大きくなる。すなわち、モータ20のF-V特性は負荷の大きさに依存して変化する。図4において、正の傾きを有する一次関数LF0は、負荷T0のF-V特性を表す。図4において、正の傾きを有する一次関数LF1は、負荷T0よりも小さい負荷T1のF-V特性を表す。図4において、正の傾きを有する一次関数LF4は、負荷T0よりも大きい負荷T4のF-V特性を表す。図4に示すように、F-V特性を表す一次関数の傾きは負荷に依存せずに一定であるが、F-V特性を表す一次関数の切片は負荷に依存して変化する。すなわち、負荷が小さいほど、F-V特性を表す一次関数の切片は大きくなり、負荷が大きいほど、F-V特性を表す一次関数の切片は小さくなる。
When the
上記のように強制転流制御でモータ20を起動する場合、予め決められた駆動電圧及び通電切替速度の組み合わせで強制転流制御が行われるが、モータ20の実際の回転速度は必ずしも通電切替速度と一致せず、駆動電圧の大きさと負荷の大きさとに依存する。そのため、図4に示すように、様々な負荷条件下でのF-V特性を実験的に予め取得しておき、センサレス制御でモータ20を起動する際に実際の負荷の大きさに応じたF-V特性に合致する駆動電圧及び通電切替速度の組み合わせで強制転流制御を行うことが望ましいが、それを実施することは現実的に困難である。
When starting the
そこで、現実的な手法として、一つの特定の負荷条件下で得られたF-V特性に基づいて駆動電圧及び通電切替速度を調整しながら強制転流制御を行うことにより、ゼロクロス点を検出可能な速度までモータを回転させることの可能な駆動電圧及び通電切替速度の組み合わせを予め実験的に決定しておく手法が採用される場合が多い。この場合、モータの起動時には、上記の手法で決定された駆動電圧及び通電切替速度の組み合わせで強制転流制御が行われるが、実際の負荷条件が実験で使われた負荷条件から大きく逸脱する場合には、実際の負荷条件に適合しない駆動電圧及び通電切替速度の組み合わせで強制転流制御を行うことになる。その結果、モータの起動時にゼロクロス点を検出可能な速度までモータを回転させることができず、モータの起動に失敗する虞がある。 A practical approach is often to experimentally determine in advance the combination of drive voltage and current switching speed that can rotate the motor to a speed at which the zero crossing point can be detected by performing forced commutation control while adjusting the drive voltage and current switching speed based on the F-V characteristics obtained under one specific load condition. In this case, when the motor is started, forced commutation control is performed with the combination of drive voltage and current switching speed determined by the above method, but if the actual load conditions deviate significantly from the load conditions used in the experiment, forced commutation control will be performed with a combination of drive voltage and current switching speed that does not match the actual load conditions. As a result, the motor cannot be rotated to a speed at which the zero crossing point can be detected when the motor is started, and there is a risk that the motor will fail to start.
例えば、図4において、負荷T0のF-V特性に基づいて強制転流制御に用いられる駆動電圧V0及び通電切替速度F0が決定されたと仮定する。負荷T0より大きい負荷T4がモータ20に接続されると、負荷T0のF-V特性に基づいて決定された駆動電圧V0は、負荷T4のF-V特性から低圧側に大きく逸脱するとともに、負荷T0のF-V特性に基づいて決定された通電切替速度F0は、負荷T4のF-V特性から高速側に大きく逸脱する。その結果、負荷T4のF-V特性に適合する駆動電圧V4よりも非常に低い駆動電圧V0がモータ20に印加されるとともに、負荷T4のF-V特性に適合する通電切替速度F4よりも非常に高い通電切替速度F0で通電相(通電パターン)が切り替えられることにより、モータ20が負荷に拘束されて回転しない虞がある。
For example, in FIG. 4, assume that the drive voltage V0 and energization switching speed F0 used for forced commutation control are determined based on the F-V characteristics of the load T0. When a load T4 larger than the load T0 is connected to the
一方、負荷T0より小さい負荷T1がモータ20に接続されると、負荷T0のF-V特性に基づいて決定された駆動電圧V0は、負荷T1のF-V特性から高圧側に大きく逸脱するとともに、負荷T0のF-V特性に基づいて決定された通電切替速度F0は、負荷T1のF-V特性から低速側に大きく逸脱する。その結果、負荷T1のF-V特性に適合する駆動電圧V1よりも非常に高い駆動電圧V0がモータ20に印加されるとともに、負荷T1のF-V特性に適合する通電切替速度F1よりも非常に低い通電切替速度F0で通電相が切り替えられることにより、モータ20に大きな振動が発生して制御不能に陥る虞がある。
On the other hand, when a load T1 smaller than load T0 is connected to the
このような問題を解決するために、本実施形態では、モータ20の起動時にモータ20の位相を認識できない場合、予め決定された電圧制御パターンに基づいてモータ20の通電相に印加される駆動電圧を時間とともに変化させながら、予め決定された速度制御パターンに基づいて通電切替速度を時間とともに変化させる強制転流制御を行う。ただし、強制転流制御が行われる期間に駆動電圧及び通電切替速度を無制限に変化させるのではなく、「強制転流制御が行われる期間に、任意の時点における駆動電圧と通電切替速度との組み合わせが、駆動電圧及び通電切替速度を変数とし且つ負の傾きを有する一次関数を常に満たす」という条件を満足しながら、駆動電圧及び通電切替速度を変化させる。
In order to solve such problems, in this embodiment, when the phase of the
具体的には、本実施形態の強制転流制御では、例えば図4に示すように、負荷T1のF-V特性に適合する駆動電圧V1から負荷T4のF-V特性に適合する駆動電圧V4までの範囲で駆動電圧Vを時間とともに変化させながら、負荷T1のF-V特性に適合する通電切替速度F1から負荷T4のF-V特性に適合する通電切替速度F4までの範囲で通電切替速度Fを変化させる。強制転流制御が行われる期間に、任意の時点における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせが、駆動電圧V及び通電切替速度Fを変数とし且つ負の傾きを有する一次関数LFを常に満たす。言い換えれば、強制転流制御が行われる期間に、駆動電圧Vを横軸とし且つ通電切替速度Fを縦軸とする2軸座標平面において、任意の時点における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの交点が、一次関数LFで表される直線上に常に位置する。 Specifically, in the forced commutation control of this embodiment, as shown in FIG. 4, for example, the drive voltage V is changed over time in a range from the drive voltage V1 that matches the F-V characteristics of the load T1 to the drive voltage V4 that matches the F-V characteristics of the load T4, while the energization switching speed F is changed in a range from the energization switching speed F1 that matches the F-V characteristics of the load T1 to the energization switching speed F4 that matches the F-V characteristics of the load T4. During the period in which the forced commutation control is performed, the combination of the drive voltage V and the energization switching speed F at any time always satisfies a linear function LF with the drive voltage V and the energization switching speed F as variables and with a negative slope. In other words, during the period in which the forced commutation control is performed, in a two-axis coordinate plane with the drive voltage V on the horizontal axis and the energization switching speed F on the vertical axis, the intersection of the drive voltage V and the energization switching speed F at any time is always located on a straight line represented by the linear function LF.
上記のような強制転流制御をモータ20の起動時に行うことにより、駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせに適合するF-V特性が、負荷T1のF-V特性から負荷T4のF-V特性までの範囲で時間とともに変化する。つまり、安定的にモータ20を制御可能なF-V特性の範囲を拡大させることができ、その結果、モータ20の起動時に負荷の大きさに関係なくゼロクロス点を検出可能な逆起電圧が発生する回転速度までモータ20を安定的に回転させることができ、モータ20の起動を成功させることができる。
By performing the above-described forced commutation control when starting up the
なお、駆動電圧Vを横軸とし且つ通電切替速度Fを縦軸とする2軸座標平面において、負の傾きを有する一次関数LFは、例えば負荷T0のF-V特性を表す正の傾きを有する一次関数LF0に対して直角に交差することが好ましい。 In addition, in a two-axis coordinate plane with the drive voltage V on the horizontal axis and the current switching speed F on the vertical axis, it is preferable that the linear function LF with a negative slope intersects at a right angle with the linear function LF0 with a positive slope that represents the F-V characteristic of the load T0, for example.
以下、上記のセンサレス120°通電方式の基本原理の説明と、本実施形態でモータ20の起動時に実施する強制転流制御の説明とを基に、本実施形態のセンサレス制御装置10が備える位相検出部12、記憶部13、電圧制御部14、及び通電制御部15について説明する。
The following describes the
位相検出部12は、モータ20の逆起電圧に基づいてモータ20の位相を検出し、位相の検出結果を示す位相検出信号Hu、Hv及びHwを電圧制御部14及び通電制御部15に出力する。位相検出部12は、モータ20のU相端子22u、V相端子22v及びW相端子22wのそれぞれと電気的に接続される。また、位相検出部12は、W相上側アームスイッチQWHのドレイン端子との電気的に接続される。位相検出部12には、U相端子電圧Vuと、V相端子電圧Vvと、W相端子電圧Vwと、電源電圧VMとが入力される。
The
位相検出部12は、ゼロクロス点検出回路12aと、信号遅延回路12bとを有する。ゼロクロス点検出回路12aは、電源電圧VMから中性点電圧VN(=VM/2)を生成する。また、ゼロクロス点検出回路12aは、U相端子電圧Vu及び中性点電圧VNに基づいて、U相ゼロクロス点検出信号Zuを生成して信号遅延回路12bに出力する。U相ゼロクロス点検出信号Zuは、U相端子22uに露出する逆起電圧が中性点電圧VN以下になるタイミングでローレベルとなり、U相端子22uに露出する逆起電圧が中性点電圧VNより高くなるタイミングでハイレベルとなる。
The
上述したように、例えばコンパレータにU相端子電圧Vuと中性点電圧VNとを入力するだけでは、図3に示すU相ゼロクロス点検出信号Zuは得られない。そこで、ゼロクロス点検出回路12aは、U相端子電圧Vuと中性点電圧VNとが入力されるコンパレータの出力電圧に所定の波形処理を行うことにより、中性点電圧VNとU相端子22uに露出する逆起電圧とが交差するゼロクロス点でのみエッジが現れるU相ゼロクロス点検出信号Zuを生成する。
As described above, for example, simply inputting the U-phase terminal voltage Vu and the neutral point voltage VN to a comparator does not produce the U-phase zero-crossing detection signal Zu shown in Fig. 3. Therefore, the zero-crossing
また、ゼロクロス点検出回路12aは、V相端子電圧Vv及び中性点電圧VNに基づいて、V相ゼロクロス点検出信号Zvを生成して信号遅延回路12bに出力する。V相ゼロクロス点検出信号Zvは、V相端子22vに露出する逆起電圧が中性点電圧VN以下になるタイミングでローレベルとなり、V相端子22vに露出する逆起電圧が中性点電圧VNより高くなるタイミングでハイレベルとなる。ゼロクロス点検出回路12aは、V相端子電圧Vvと中性点電圧VNとが入力されるコンパレータの出力電圧に所定の波形処理を行うことにより、中性点電圧VNとV相端子22vに露出する逆起電圧とが交差するゼロクロス点でのみエッジが現れるV相ゼロクロス点検出信号Zvを生成する。
The zero-crossing
さらに、ゼロクロス点検出回路12aは、W相端子電圧Vw及び中性点電圧VNに基づいて、W相ゼロクロス点検出信号Zwを生成して信号遅延回路12bに出力する。W相ゼロクロス点検出信号Zwは、W相端子22wに露出する逆起電圧が中性点電圧VN以下になるタイミングでローレベルとなり、W相端子22wに露出する逆起電圧が中性点電圧VNより高くなるタイミングでハイレベルとなる。ゼロクロス点検出回路12aは、W相端子電圧Vwと中性点電圧VNとが入力されるコンパレータの出力電圧に所定の波形処理を行うことにより、中性点電圧VNとW相端子22wに露出する逆起電圧とが交差するゼロクロス点でのみエッジが現れるW相ゼロクロス点検出信号Zwを生成する。
Furthermore, the zero-crossing
信号遅延回路12bは、U相ゼロクロス点検出信号Zuに対して30°の位相遅れを有するU相位相検出信号Huを生成して電圧制御部14及び通電制御部15に出力する。また、信号遅延回路12bは、V相ゼロクロス点検出信号Zvに対して30°の位相遅れを有するV相位相検出信号Hvを生成して電圧制御部14及び通電制御部15に出力する。さらに、信号遅延回路12bは、W相ゼロクロス点検出信号Zwに対して30°の位相遅れを有するW相位相検出信号Hwを生成して電圧制御部14及び通電制御部15に出力する。このように、信号遅延回路12bは、3つの位相検出信号Hu、Hv及びHwを電圧制御部14及び通電制御部15に出力する。
The
上述したように、時間軸上で隣り合う2つのゼロクロス点の間の時間に、モータ20は60°回転する。信号遅延回路12bは、時間軸上で隣り合う2つのゼロクロス点の間の時間を計測し、その計測結果の半分の時間だけU相ゼロクロス点検出信号Zuを遅らせることにより、U相ゼロクロス点検出信号Zuに対して30°の位相遅れを有するU相位相検出信号Huを生成する。信号遅延回路12bは、V相位相検出信号Hv及びW相位相検出信号Hwについても同様の方法で生成する。
As described above, the
記憶部13は、センサレス120°通電方式によってモータ20を制御するのに必要な各種データを記憶する。記憶部13は、EEPROMなどの不揮発性メモリと、RAMなどの揮発性メモリとを含む。記憶部13は、図2に示す通電パターン及び位相パターンを予め記憶する。また、記憶部13は、モータ20の位相が特定の位相に固定される直流励磁条件を予め記憶する。さらに、記憶部13は、駆動電圧Vの制御パターンを示す電圧制御パターンと、通電切替速度Fの制御パターンを示す速度制御パターンとを予め記憶する。
The
例えば、図5に示すように、電圧制御パターンは、駆動電圧Vが駆動電圧V1から駆動電圧V4まで時間tとともに一定の勾配で増加するパターンである。駆動電圧V1は、負荷T1のF-V特性に適合する駆動電圧Vの値であり、駆動電圧V4は、負荷T4のF-V特性に適合する駆動電圧Vの値である。駆動電圧V1は、駆動電圧V4より低い。また、図5に示すように、速度制御パターンは、通電切替速度Fが通電切替速度F1から通電切替速度F4まで時間tとともに一定の勾配で減少するパターンである。通電切替速度F1は、負荷T1のF-V特性に適合する通電切替速度Fの値であり、通電切替速度F4は、負荷T4のF-V特性に適合する通電切替速度Fの値である。通電切替速度F1は、通電切替速度F4より高い。 For example, as shown in FIG. 5, the voltage control pattern is a pattern in which the drive voltage V increases at a constant gradient over time t from drive voltage V1 to drive voltage V4. Drive voltage V1 is a value of drive voltage V that matches the F-V characteristics of load T1, and drive voltage V4 is a value of drive voltage V that matches the F-V characteristics of load T4. Drive voltage V1 is lower than drive voltage V4. Also, as shown in FIG. 5, the speed control pattern is a pattern in which the current switching speed F decreases at a constant gradient over time t from current switching speed F1 to current switching speed F4. Current switching speed F1 is a value of current switching speed F that matches the F-V characteristics of load T1, and current switching speed F4 is a value of current switching speed F that matches the F-V characteristics of load T4. Current switching speed F1 is higher than current switching speed F4.
図5において、例えば時点t0における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせである「V1、F1」は、一次関数LFを満たす。また、時点t100における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせである「V0、F0」も、一次関数LFを満たす。さらに、時点t200における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせである「V4、F4」も、一次関数LFを満たす。このように、本実施形態において、電圧制御パターン及び速度制御パターンは、「任意の時点における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせが、駆動電圧V及び通電切替速度Fを変数とし且つ負の傾きを有する一次関数LFを常に満たす」という条件を満足する。 In FIG. 5, for example, "V1, F1", which is a combination of drive voltage V and current switching speed F at time t0, satisfies the linear function LF. Also, "V0, F0", which is a combination of drive voltage V and current switching speed F at time t100, also satisfies the linear function LF. Furthermore, "V4, F4", which is a combination of drive voltage V and current switching speed F at time t200, also satisfies the linear function LF. Thus, in this embodiment, the voltage control pattern and the speed control pattern satisfy the condition that "the combination of drive voltage V and current switching speed F at any time always satisfies a linear function LF with drive voltage V and current switching speed F as variables and with a negative slope."
また、図6に示すように、電圧制御パターンの別の例として、駆動電圧Vが駆動電圧V4から駆動電圧V1まで時間tとともに一定の勾配で減少する電圧制御パターンを記憶部13に記憶させてもよい。また、図6に示すように、速度制御パターンの別の例として、通電切替速度Fが通電切替速度F4から通電切替速度F1まで時間tとともに一定の勾配で増加する速度制御パターンを記憶部13に記憶させてもよい。図6に示す電圧制御パターン及び速度制御パターンも、「任意の時点における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせが、駆動電圧V及び通電切替速度Fを変数とし且つ負の傾きを有する一次関数LFを常に満たす」という条件を満足する。
As shown in FIG. 6, as another example of a voltage control pattern, a voltage control pattern in which the drive voltage V decreases at a constant gradient over time t from drive voltage V4 to drive voltage V1 may be stored in the
また、図7に示すように、電圧制御パターンの別の例として、駆動電圧Vが駆動電圧V1から駆動電圧V4まで時間tとともに段階的に増加する電圧制御パターンを記憶部13に記憶させてもよい。また、図7に示すように、速度制御パターンの別の例として、通電切替速度Fが通電切替速度F1から通電切替速度F4まで時間tとともに段階的に減少する速度制御パターンを記憶部13に記憶させてもよい。図7に示す電圧制御パターン及び速度制御パターンも、「任意の時点における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせが、駆動電圧V及び通電切替速度Fを変数とし且つ負の傾きを有する一次関数LFを常に満たす」という条件を満足する。
As shown in FIG. 7, as another example of a voltage control pattern, a voltage control pattern in which the drive voltage V increases stepwise over time t from drive voltage V1 to drive voltage V4 may be stored in the
さらに、図8に示すように、電圧制御パターンの別の例として、駆動電圧Vが駆動電圧V4から駆動電圧V1まで時間tとともに段階的に減少する電圧制御パターンを記憶部13に記憶させてもよい。また、図8に示すように、速度制御パターンの別の例として、通電切替速度Fが通電切替速度F4から通電切替速度F1まで時間tとともに段階的に増加する速度制御パターンを記憶部13に記憶させてもよい。図8に示す電圧制御パターン及び速度制御パターンも、「任意の時点における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせが、駆動電圧V及び通電切替速度Fを変数とし且つ負の傾きを有する一次関数LFを常に満たす」という条件を満足する。
Furthermore, as shown in FIG. 8, as another example of a voltage control pattern, a voltage control pattern in which the drive voltage V is gradually decreased from drive voltage V4 to drive voltage V1 over time t may be stored in the
電圧制御部14は、上位制御装置400から入力される制御指令信号CSと、位相検出部12から入力される位相検出信号Hu、Hv及びHwと、記憶部13に記憶された電圧制御パターンを含む各種データとに基づいて制御電圧VCを通電制御部15に出力する。制御電圧VCによってスイッチングデューティ比が決定され、スイッチングデューティ比によって通電相に印加される駆動電圧Vの値、つまり実効電圧値が決定される。
The
通電制御部15は、電圧制御部14から入力される制御電圧VCと、位相検出部12から入力される位相検出信号Hu、Hv及びHwと、記憶部13に記憶された速度制御パターンを含む各種データとに基づいてモータ駆動回路11の各アームスイッチを制御することにより、駆動電圧V及び通電切替速度Fを制御する。
The
モータ20の起動時において位相検出信号Hu、Hv及びHwによってモータ20の位相、つまり位相パターンを認識できない場合、電圧制御部14及び通電制御部15は、強制転流制御を行う強制転流モードとなる。強制転流モードにおいて、電圧制御部14は、記憶部13に記憶された電圧制御パターンに基づいて制御電圧VCを時間とともに変化させ、通電制御部15は、電圧制御部14から入力される制御電圧VC及び記憶部13に記憶された速度制御パターンに基づいて各アームスイッチを制御することにより、制御電圧VCに同期して駆動電圧Vを時間とともに変化させながら、速度制御パターンに基づいて通電切替速度Fを時間とともに変化させる強制転流制御を行う。強制転流制御が行われる期間に、任意の時点における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせが、駆動電圧V及び通電切替速度Fを変数とし且つ負の傾きを有する一次関数LFを常に満たす。
When the phase of the
モータ20の起動時において位相検出信号Hu、Hv及びHwによって位相パターンを認識できない場合、電圧制御部14及び通電制御部15は、強制転流モードになる前に直流励磁制御を行う直流励磁モードとなる。直流励磁モードにおいて、電圧制御部14は、電圧制御パターンに基づいて制御電圧VCを出力する前に、記憶部13に記憶された直流励磁条件に基づいて制御電圧VCを出力し、通電制御部15は、電圧制御部14から入力される制御電圧VCと直流励磁条件とに基づいて各アームスイッチを制御することにより、特定の通電相に直流駆動電圧を一定時間印加させる。
When the phase pattern cannot be recognized by the phase detection signals Hu, Hv, and Hw when the
強制転流モードでの動作中において、位相検出信号Hu、Hv及びHwによって位相パターンの認識に成功した場合、電圧制御部14及び通電制御部15は、センサレス同期制御を行うセンサレス同期制御モードとなる。センサレス同期制御モードにおいて、電圧制御部14は、上位制御装置400から入力される制御指令信号CSと、位相検出信号Hu、Hv及びHwとに基づいて制御電圧VCを出力し、通電制御部15は、電圧制御部14から入力される制御電圧VC及び位相検出信号Hu、Hv及びHwに基づいて各アームスイッチを制御することにより、制御指令信号CSに応じた駆動電圧Vを通電相に印加させながら、位相検出信号Hu、Hv及びHwによって決定される通電切替速度Fで通電相を切り替える。
During operation in the forced commutation mode, if the phase pattern is successfully recognized by the phase detection signals Hu, Hv, and Hw, the
以下では、上記のように構成されたセンサレス制御装置10の動作について図9に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
図9において、時刻t1に上位制御装置400から電圧制御部14に制御指令信号CSが入力される。例えば、制御指令信号CSは、目標回転速度を表す電圧値を有するアナログ電圧信号である。電圧制御部14は、時刻t1に制御指令信号CSが入力されると、記憶部13に記憶された6つの位相パターンのなかに、位相検出信号Hu、Hv及びHwの状態に合致する位相パターンがあるか否かを判定する。
The operation of the
9, at time t1, a control command signal CS is input from the
時刻t1においてモータ20は停止状態のため、逆起電圧は発生しない。その場合、ゼロクロス点検出回路12aはゼロクロス点を検出できないため、図9に示すように、ゼロクロス点検出回路12aから出力されるゼロクロス点検出信号Zu、Zv及びZwは全てローレベルとなる。その結果、信号遅延回路12bから出力される位相検出信号Hu、Hv及びHwも全てローレベルとなる。この場合、位相検出信号Hu、Hv及びHwによってモータ20の位相パターンを認識することはできない。従って、時刻t1において電圧制御部14は、位相検出信号Hu、Hv及びHwの状態に合致する位相パターンは無いと判断して直流励磁モードに移行する。
At time t1, the
電圧制御部14は、時刻t1に直流励磁モードに移行すると、記憶部13に記憶された直流励磁条件に基づいて例えば15%~25%のスイッチングデューティ比を表す電圧値を有する制御電圧VCを通電制御部15に出力する。また、電圧制御部14は、直流励磁モードに移行した時刻t1から計時動作を開始する。
When the
通電制御部15は、時刻t1に例えば15%~25%のスイッチングデューティ比を表す電圧値を有する制御電圧VCが入力されると、記憶部13に記憶された6つの位相パターンのなかに、位相検出信号Hu、Hv及びHwの状態に合致する位相パターンがあるか否かを判定する。上記のように、時刻t1において位相検出信号Hu、Hv及びHwは全てローレベルである。従って、時刻t1において通電制御部15は、位相検出信号Hu、Hv及びHwの状態に合致する位相パターンは無いと判断する。通電制御部15は、例えば15%~25%のスイッチングデューティ比を表す電圧値を有する制御電圧VCが入力されたときに、位相検出信号Hu、Hv及びHwの状態に合致する位相パターンが無い場合、直流励磁モードに移行する。
When a control voltage VC having a voltage value representing a switching duty ratio of, for example, 15% to 25% is input at time t1, the
通電制御部15は、時刻t1に直流励磁モードに移行すると、電圧制御部14から入力される制御電圧VCと、記憶部13に記憶された直流励磁条件に基づいて各アームスイッチのスイッチング制御を開始する。具体的には、例えば、図9に示すように、通電制御部15は、U相上側アームスイッチQUH、W相上側アームスイッチQWH、及びV相下側アームスイッチQVLをオンに制御し、残りのアームスイッチをオフに制御する。このとき、通電制御部15は、制御電圧VCによって決定されるスイッチングデューティ比、つまり例えば15%~25%のスイッチングデューティ比でU相上側アームスイッチQUH及びW相上側アームスイッチQWHを制御する。
When the
以上のような直流励磁モードにおける電圧制御部14及び通電制御部15の動作により、図9に示すように、時刻t1以降、U相端子電圧Vu及びW相端子電圧Vwは、例えば15%~25%のスイッチングデューティ比に対応する電圧値となり、V相端子電圧Vvは0Vになる。その結果、直流励磁モードにおいて、特定の通電相に直流駆動電圧が印加される。このような直流励磁制御により、モータ20のシャフト21は、特定の位相まで回転して停止する。つまり、直流励磁制御により、モータ20の位相は特定の位相で固定される。電圧制御部14は、時刻t1から開始した計時動作により、例えば時刻t2にモータ20のシャフト21が特定の位相で固定されるのに必要な時間が経過したことを検知すると、強制転流モードに移行する。
なお、実際のU相端子電圧Vu、V相端子電圧Vv、及びW相端子電圧Vwの波形は、スイッチングデューティ比と同じデューティ比を有する波形となるが、図10では便宜上、電圧波形の包絡線のみを示す。
As a result of the above-described operation of the
Note that the actual waveforms of the U-phase terminal voltage Vu, the V-phase terminal voltage Vv, and the W-phase terminal voltage Vw have the same duty ratio as the switching duty ratio, but for convenience, FIG. 10 shows only the envelopes of the voltage waveforms.
電圧制御部14は、時刻t2に強制転流モードに移行すると、記憶部13に記憶された電圧制御パターンに従って制御電圧VCを通電制御部15に出力する。例えば、図5に示すように、駆動電圧Vが時間tとともに一定の勾配で増加する電圧制御パターンが記憶部13に記憶されている場合、電圧制御部14は、時刻t2から時間tとともに一定の勾配で増加する制御電圧VCを出力する。
When the
別の例として、図6に示すように、駆動電圧Vが時間tとともに一定の勾配で減少する電圧制御パターンが記憶部13に記憶されている場合、電圧制御部14は、時刻t2から時間tとともに一定の勾配で減少する制御電圧VCを出力する。別の例として、図7に示すように、駆動電圧Vが時間tとともに段階的に増加する電圧制御パターンが記憶部13に記憶されている場合、電圧制御部14は、時刻t2から時間tとともに段階的に増加する制御電圧VCを出力する。別の例として、図8に示すように、駆動電圧Vが時間tとともに段階的に減少する電圧制御パターンが記憶部13に記憶されている場合、電圧制御部14は、時刻t2から時間tとともに段階的に減少する制御電圧VCを出力する。
As another example, as shown in FIG. 6, when a voltage control pattern in which the drive voltage V decreases with time t at a constant gradient is stored in the
通電制御部15は、時刻t2に電圧制御パターンに従う制御電圧VCが入力されたとき、位相検出信号Hu、Hv及びHwの状態に合致する位相パターンが無い場合、強制転流モードに移行する。通電制御部15は、時刻t2に強制転流モードに移行すると、電圧制御部14から入力される制御電圧VCと、記憶部13に記憶された速度制御パターン及び通電パターンに基づいて各アームスイッチのスイッチング制御を開始する。
When the control voltage VC according to the voltage control pattern is input at time t2, if there is no phase pattern that matches the state of the phase detection signals Hu, Hv, and Hw, the
具体的には、図9に示すように、通電制御部15は、時刻t2以降、速度制御パターンに従って決定される通電切替速度Fと同じ周波数を有するパルス信号である通電切替タイミング信号STを生成する。記憶部13に記憶された速度制御パターンが、例えば図5に示すように、通電切替速度Fが時間tとともに一定の勾配で減少するパターンである場合、通電切替タイミング信号STの周波数は、時刻t2から時間tとともに一定の勾配で減少する。
Specifically, as shown in FIG. 9, the
別の例として、図6に示すように、通電切替速度Fが時間tとともに一定の勾配で増加する速度制御パターンが記憶部13に記憶されている場合、通電切替タイミング信号STの周波数は、時刻t2から時間tとともに一定の勾配で増加する。別の例として、図7に示すように、通信切替速度Fが時間tとともに段階的に減少する速度制御パターンが記憶部13に記憶されている場合、通電切替タイミング信号STの周波数は、時刻t2から時間tとともに段階的に減少する。別の例として、図8に示すように、通電切替速度Fが時間tとともに段階的に増加する速度制御パターンが記憶部13に記憶されている場合、通電切替タイミング信号STの周波数は、時刻t2から時間tとともに段階的に増加する。
As another example, as shown in FIG. 6, when a speed control pattern in which the energization switching speed F increases with time t at a constant gradient is stored in the
通電制御部15は、通電切替タイミング信号STの立上がりエッジに同期して通電パターンを切り替える。例えば、図9に示すように、時刻t2に通電切替タイミング信号STに立上がりエッジが発生すると、通電制御部15は、まず、直流励磁制御によって固定されたモータ20の位相に対して適切な回転磁界が発生する通電パターンPA4に従って各アームスイッチのスイッチング制御を開始する。つまり、時刻t2から通電切替タイミング信号STに次の立上がりエッジが発生する時刻t3までの通電期間において、W相上側アームスイッチQWHとU相下側アームスイッチQULとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。この通電期間では、W相上側アームスイッチQWHが、電圧制御パターンに従って変化する制御電圧VCによって決定されるスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。従って、この通電期間に通電相に印加される駆動電圧V、つまりW相端子電圧Vwの実効電圧値は、電圧制御パターンに従って変化する。
The
図9に示すように、時刻t3に通電切替タイミング信号STに次の立上がりエッジが発生すると、通電制御部15は、通電パターンPA4を通電パターンPA5に切替え、通電パターンPA5に従って各アームスイッチのスイッチング制御を開始する。つまり、時刻t3から通電切替タイミング信号STに次の立上がりエッジが発生する時刻t4までの通電期間において、V相上側アームスイッチQVHとU相下側アームスイッチQULとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。この通電期間では、V相上側アームスイッチQVHが、電圧制御パターンに従って変化する制御電圧VCによって決定されるスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。従って、この通電期間に通電相に印加される駆動電圧V、つまりV相端子電圧Vvの実効電圧値は、電圧制御パターンに従って変化する。
As shown in Fig. 9, when the next rising edge occurs in the energization switching timing signal ST at time t3, the
図9に示すように、時刻t4に通電切替タイミング信号STに次の立上がりエッジが発生すると、通電制御部15は、通電パターンPA5を通電パターンPA6に切替え、通電パターンPA6に従って各アームスイッチのスイッチング制御を開始する。つまり、時刻t4から通電切替タイミング信号STに次の立上がりエッジが発生する時刻t5までの通電期間において、V相上側アームスイッチQVHとW相下側アームスイッチQWLとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。この通電期間では、V相上側アームスイッチQVHが、電圧制御パターンに従って変化する制御電圧VCによって決定されるスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。従って、この通電期間に通電相に印加される駆動電圧V、つまりV相端子電圧Vvの実効電圧値は、電圧制御パターンに従って変化する。
As shown in Fig. 9, when the next rising edge occurs in the energization switching timing signal ST at time t4, the
図9に示すように、時刻t5に通電切替タイミング信号STに次の立上がりエッジが発生すると、通電制御部15は、通電パターンPA6を通電パターンPA1に切替え、通電パターンPA1に従って各アームスイッチのスイッチング制御を開始する。つまり、時刻t5から通電切替タイミング信号STに次の立上がりエッジが発生する時刻t6までの通電期間において、U相上側アームスイッチQUHとW相下側アームスイッチQWLとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。この通電期間では、U相上側アームスイッチQUHが、電圧制御パターンに従って変化する制御電圧VCによって決定されるスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。従って、この通電期間に通電相に印加される駆動電圧V、つまりU相端子電圧Vuの実効電圧値は、電圧制御パターンに従って変化する。
As shown in Fig. 9, when the next rising edge occurs in the energization switching timing signal ST at time t5, the
図9に示すように、時刻t6に通電切替タイミング信号STに次の立上がりエッジが発生すると、通電制御部15は、通電パターンPA1を通電パターンPA2に切替え、通電パターンPA2に従って各アームスイッチのスイッチング制御を開始する。つまり、時刻t6から通電切替タイミング信号STに次の立上がりエッジが発生する時刻t7までの通電期間において、U相上側アームスイッチQUHとV相下側アームスイッチQVLとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。この通電期間では、U相上側アームスイッチQUHが、電圧制御パターンに従って変化する制御電圧VCによって決定されるスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。従って、この通電期間に通電相に印加される駆動電圧V、つまりU相端子電圧Vuの実効電圧値は、電圧制御パターンに従って変化する。
As shown in Fig. 9, when the next rising edge occurs in the energization switching timing signal ST at time t6, the
図9に示すように、時刻t7に通電切替タイミング信号STに次の立上がりエッジが発生すると、通電制御部15は、通電パターンPA2を通電パターンPA3に切替え、通電パターンPA3に従って各アームスイッチのスイッチング制御を開始する。つまり、時刻t7から通電切替タイミング信号STに次の立上がりエッジが発生する時刻t8までの通電期間において、W相上側アームスイッチQWHとV相下側アームスイッチQVLとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。この通電期間では、W相上側アームスイッチQWHが、電圧制御パターンに従って変化する制御電圧VCによって決定されるスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。従って、この通電期間に通電相に印加される駆動電圧V、つまりW相端子電圧Vwの実効電圧値は、電圧制御パターンに従って変化する。
As shown in Fig. 9, when the next rising edge occurs in the energization switching timing signal ST at time t7, the
以上のように、センサレス制御装置10は、強制転流モードで動作する場合に、予め決定された電圧制御パターンに基づいてモータ20の通電相に印加される駆動電圧Vを時間とともに変化させながら、予め決定された速度制御パターンに基づいて通電切替速度Fを変化させる強制転流制御を行う。強制転流制御が行われる期間に、任意の時点における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせは、駆動電圧V及び通電切替速度Fを変数とし且つ負の傾きを有する一次関数LFを常に満たす。
As described above, when the
例えば、図5に示すように、駆動電圧Vが時間tとともに一定の勾配で増加する電圧制御パターンと、通電切替速度Fが時間tとともに一定の勾配で減少する速度制御パターンとが記憶部13に記憶されている場合、強制転流制御が開始される時刻t2以降、モータ20の通電相に印加される駆動電圧Vは電圧制御パターンに従って時間tとともに一定の勾配で増加するとともに、通電切替タイミング信号STの周波数、つまり通電切替速度Fは速度制御パターンに従って時間tとともに一定の勾配で減少する。
For example, as shown in FIG. 5, if a voltage control pattern in which the drive voltage V increases with time t at a constant gradient and a speed control pattern in which the energization switching speed F decreases with time t at a constant gradient are stored in the
別の例として、図6に示すように、駆動電圧Vが時間tとともに一定の勾配で減少する電圧制御パターンと、通電切替速度Fが時間tとともに一定の勾配で増加する速度制御パターンとが記憶部13に記憶されている場合、強制転流制御が開始される時刻t2以降、モータ20の通電相に印加される駆動電圧Vは電圧制御パターンに従って時間tとともに一定の勾配で減少するとともに、通電切替タイミング信号STの周波数、つまり通電切替速度Fは速度制御パターンに従って時間tとともに一定の勾配で増加する。
As another example, as shown in FIG. 6, if a voltage control pattern in which the drive voltage V decreases with time t at a constant gradient and a speed control pattern in which the energization switching speed F increases with time t at a constant gradient are stored in the
別の例として、図7に示すように、駆動電圧Vが時間tとともに段階的に増加する電圧制御パターンと、通電切替速度Fが時間tとともに段階的に減少する速度制御パターンとが記憶部13に記憶されている場合、強制転流制御が開始される時刻t2以降、モータ20の通電相に印加される駆動電圧Vは電圧制御パターンに従って時間tとともに段階的に増加するとともに、通電切替タイミング信号STの周波数、つまり通電切替速度Fは速度制御パターンに従って時間tとともに段階的に減少する。
As another example, as shown in FIG. 7, if a voltage control pattern in which the drive voltage V increases stepwise with time t and a speed control pattern in which the energization switching speed F decreases stepwise with time t are stored in the
別の例として、図8に示すように、駆動電圧Vが時間tとともに段階的に減少する電圧制御パターンと、通電切替速度Fが時間tとともに段階的に増加する速度制御パターンとが記憶部13に記憶されている場合、強制転流制御が開始される時刻t2以降、モータ20の通電相に印加される駆動電圧Vは電圧制御パターンに従って時間tとともに段階的に減少するとともに、通電切替タイミング信号STの周波数、つまり通電切替速度Fは速度制御パターンに従って時間tとともに段階的に増加する。
なお、図5から図8のいずれの例においても、強制転流制御が開始される時刻t2以降、任意の時点における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせは、駆動電圧V及び通電切替速度Fを変数とし且つ負の傾きを有する一次関数LFを常に満たす。
As another example, as shown in FIG. 8 , if a voltage control pattern in which drive voltage V decreases stepwise over time t and a speed control pattern in which energization switching speed F increases stepwise over time t are stored in
In any of the examples in FIGS. 5 to 8 , after time t2 when the forced commutation control is started, the combination of the drive voltage V and the energization switching speed F at any point in time always satisfies a linear function LF with the drive voltage V and the energization switching speed F as variables and with a negative slope.
上記の強制転流制御をモータ20の起動時に行うことにより、駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせに適合するF-V特性が、負荷T1のF-V特性から負荷T4のF-V特性までの範囲で時間とともに変化する。つまり、安定的にモータ20を制御可能なF-V特性の範囲を拡大させることができ、その結果、モータ20の起動時に負荷の大きさに関係なくゼロクロス点を検出可能な逆起電圧が発生する回転速度までモータ20を安定的に回転させることができる。
By performing the above-mentioned forced commutation control when starting up the
図9に示すように、モータ20の回転速度が、ゼロクロス点を検出可能な逆起電圧が発生する速度に達するまでは、ゼロクロス点検出信号Zu、Zv及びZwは全てローレベルであり、位相検出信号Hu、Hv及びHwも全てローレベルである。ここで、時刻t12において、モータ20の回転速度が、ゼロクロス点を検出可能な逆起電圧が発生する速度に達すると仮定する。
As shown in FIG. 9, until the rotation speed of the
時刻t12において、モータ20の回転速度が、ゼロクロス点を検出可能な逆起電圧が発生する速度に達すると、時刻t12以降、各端子電圧Vu、Vv及びVwにゼロクロス点が発生するタイミングに同期して、ゼロクロス点検出信号Zu、Zv及びZwに立上がりエッジまたは立下りエッジが発生するようになる。その結果、時刻t12以降、ゼロクロス点検出信号Zu、Zv及びZwに対して30°の位相遅れをもって、位相検出信号Hu、Hv及びHwに立上がりエッジまたは立下りエッジが発生するようになる。
At time t12, when the rotation speed of the
図9に示すように、時刻t14から時刻t20までの期間において、位相検出信号Hu、Hv及びHwによって認識される位相パターンは、PB4、PB5、PB6、PB1、PB2、及びPB3の順で変化する。電圧制御部14及び通電制御部15は、強制転流モード中に位相検出信号Hu、Hv及びHwの状態を監視し、上記のように、位相検出信号Hu、Hv及びHwによって認識される位相パターンが、記憶部13に記憶された6つの位相パターンと同じ規則的な順序で現れたことを検知すると、位相検出信号Hu、Hv及びHwによって位相の認識に成功したと判断してセンサレス同期制御モードに移行する。電圧制御部14及び通電制御部15は、時刻t20に位相検出信号Huに発生する立下りエッジに同期してセンサレス同期制御モードに移行する。
As shown in FIG. 9, in the period from time t14 to time t20, the phase patterns recognized by the phase detection signals Hu, Hv, and Hw change in the order of PB4, PB5, PB6, PB1, PB2, and PB3. The
電圧制御部14は、時刻t20にセンサレス同期制御モードに移行すると、位相検出信号Hu、Hv及びHwに基づいてモータ20の回転速度を算出する。例えば、電圧制御部14は、時刻t20に位相検出信号Huに発生する立下りエッジと、時刻t19に位相検出信号Hwに発生した立上がりエッジとの間の時間、つまりモータ20が60°回転する時間を計測することにより、モータ20の回転速度を算出する。電圧制御部14は、回転速度の算出結果と制御指令信号CSによって示される目標回転速度との偏差がゼロになる制御電圧VCをPI演算によって決定し、決定した制御電圧VCを通電制御部15に出力する。
When the
通電制御部15は、時刻t20にセンサレス同期制御モードに移行すると、通電切替タイミング信号STの生成を停止し、位相検出信号Hu、Hv及びHwに発生するエッジに同期して通電パターンを切り替える。例えば、通電制御部15は、時刻t20に位相検出信号Huに発生する立下りエッジに同期して、通電パターンを通電パターンPA4に切り替え、通電パターンPA4に従って各アームスイッチのスイッチング制御を開始する。
When the
つまり、時刻t20から位相検出信号Hvに立上がりエッジが発生する時刻t21までの通電期間において、W相上側アームスイッチQWHとU相下側アームスイッチQULとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。この通電期間では、W相上側アームスイッチQWHが、制御電圧VCによって決定されるスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。従って、この通電期間に通電相に印加される駆動電圧Vは、回転速度の算出結果と目標回転速度との偏差をゼロにする電圧値となる。通電制御部15は、位相検出信号Hu、Hv及びHwの状態に基づいて、この通電期間における位相パターンが位相パターンPB4であることを認識する。通電制御部15は、認識した位相パターンPB4に基づいて通電パターンPA5を次の通電期間で使用する通電パターンとして決定する。
That is, during the energization period from time t20 to time t21 when a rising edge occurs in the phase detection signal Hv, the W-phase upper arm switch QWH and the U-phase lower arm switch QUL are turned on, and the remaining arm switches are turned off. During this energization period, the W-phase upper arm switch QWH is switched and controlled at a switching duty ratio determined by the control voltage VC. Therefore, the drive voltage V applied to the energized phase during this energization period is a voltage value that makes the deviation between the calculated rotation speed and the target rotation speed zero. The
図9に示すように、電圧制御部14は、時刻t21に位相検出信号Hvに立上がりエッジが発生すると、この立下りエッジと、時刻t20に位相検出信号Huに発生した立下がりエッジとの間の時間を計測することにより、モータ20の回転速度を算出する。電圧制御部14は、回転速度の算出結果と制御指令信号CSによって示される目標回転速度との偏差がゼロになる制御電圧VCをPI演算によって決定し、決定した制御電圧VCを通電制御部15に出力する。
As shown in FIG. 9, when a rising edge occurs in the phase detection signal Hv at time t21, the
通電制御部15は、時刻t21に位相検出信号Hvに立上がりエッジが発生すると、この立上がりエッジに同期して通電パターンを通電パターンPA5に切り替え、通電パターンPA5に従って各アームスイッチのスイッチング制御を開始する。つまり、時刻t21から位相検出信号Hwに立下りエッジが発生する時刻t22までの通電期間において、V相上側アームスイッチQVHとU相下側アームスイッチQULとがオンとなり、且つ残りのアームスイッチがオフとなる。この通電期間では、V相上側アームスイッチQVHが、制御電圧VCによって決定されるスイッチングデューティ比でスイッチング制御される。従って、この通電期間に通電相に印加される駆動電圧Vは、回転速度の算出結果と目標回転速度との偏差をゼロにする電圧値となる。通電制御部15は、位相検出信号Hu、Hv及びHwの状態に基づいて、この通電期間における位相パターンが位相パターンPB5であることを認識する。通電制御部15は、認識した位相パターンPB5に基づいて通電パターンPA6を次の通電期間で使用する通電パターンとして決定する。
When a rising edge occurs in the phase detection signal Hv at time t21, the
以上のように、センサレス制御装置10は、センサレス同期制御モードで動作する場合に、位相パターンの認識、通電パターンの決定、及び通電パターンの切り替えを、モータ20に発生する逆起電圧を利用して生成された位相検出信号Hu、Hv及びHwに同期して行うことにより、ホールセンサ等の位置センサを使わずにモータ20の通電制御を行う。このようなセンサレス同期制御が行われることにより、モータ20の回転速度は制御指令信号CSによって指示される目標回転速度に維持される。なお、センサレス同期制御における通電切替速度Fは、位相検出信号Hu、Hv及びHwにエッジが発生するタイミングによって自動的に制御される。
As described above, when the
以上説明したように、本実施形態では、モータ20の起動時にモータ20の位相を認識できない場合、予め決定された電圧制御パターンに基づいてモータ20の通電相に印加される駆動電圧Vを時間とともに変化させながら、予め決定された速度制御パターンに基づいて通電切替速度Fを変化させる強制転流制御を行う。強制転流制御が行われる期間に、任意の時点における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせは、駆動電圧V及び通電切替速度Fを変数とし且つ負の傾きを有する一次関数LFを常に満たす。
上記の強制転流制御をモータ20の起動時に行うことにより、安定的にモータ20を制御可能なF-V特性の範囲を拡大させることができ、その結果、モータ20の起動時に負荷の大きさに関係なくゼロクロス点を検出可能な逆起電圧が発生する回転速度までモータ20を安定的に回転させることができる。従って、本実施形態によれば、センサレス制御でモータ20を起動するときに負荷の大きさに関係なくモータ20の起動を成功させることができる。
As described above, in this embodiment, when the phase of the
By performing the above-described forced commutation control at the start of the
本実施形態では、上記の強制転流制御の一例として、予め決定された電圧制御パターンに基づいてモータ20の通電相に印加される駆動電圧Vを時間とともに一定の勾配で増加させながら、予め決定された速度制御パターンに基づいて通電切替速度Fを時間とともに一定の勾配で減少させる。
また、本実施形態では、上記の強制転流制御の別の例として、予め決定された電圧制御パターンに基づいてモータ20の通電相に印加される駆動電圧Vを時間とともに一定の勾配で減少させながら、予め決定された速度制御パターンに基づいて通電切替速度Fを時間とともに一定の勾配で増加させる。
これら2つの例に従って強制転流制御を行うことにより、安定的にモータ20を制御可能なF-V特性の範囲が線形的に変化する。その結果、実際にモータ20に接続された負荷のF-V特性に適合する駆動電圧V及び通電切替速度Fの組み合わせでモータ20が駆動される可能性が高まり、モータ20の起動時にゼロクロス点を検出可能な逆起電圧が発生する回転速度まで、よりモータ20を安定的に回転させることができる。
In this embodiment, as an example of the above-mentioned forced commutation control, the drive voltage V applied to the current-carrying phase of the
In addition, in this embodiment, as another example of the above-mentioned forced commutation control, the drive voltage V applied to the current-carrying phase of the
By performing forced commutation control according to these two examples, the range of the F-V characteristics in which the
本実施形態では、上記の強制転流制御の別の例として、予め決定された電圧制御パターンに基づいてモータ20の通電相に印加される駆動電圧Vを時間とともに段階的に増加させながら、予め決定された速度制御パターンに基づいて通電切替速度Fを時間とともに段階的に減少させる。
また、本実施形態では、上記の強制転流制御の別の例として、予め決定された電圧制御パターンに基づいてモータ20の通電相に印加される駆動電圧Vを時間とともに段階的に減少させながら、予め決定された速度制御パターンに基づいて通電切替速度Fを時間とともに段階的に増加させる。
これら2つの例に従って強制転流制御を行うことにより、安定的にモータ20を制御可能なF-V特性の範囲が段階的に変化する。その結果、F-V特性の範囲が線形的に変化する上記2つの例と比較して、実際にモータ20に接続された負荷のF-V特性に適合する駆動電圧V及び通電切替速度Fの組み合わせでモータ20が駆動される可能性は低くなるが、通電制御の処理負荷を軽減することができる。
In this embodiment, as another example of the above-mentioned forced commutation control, the drive voltage V applied to the current-carrying phase of the
In addition, in this embodiment, as another example of the above-mentioned forced commutation control, the drive voltage V applied to the current-carrying phase of the
By performing forced commutation control according to these two examples, the range of the F-V characteristic that can stably control the
また、本実施形態では、モータ20の起動時に、強制転流制御を行う前に直流励磁制御を行う。これにより、強制転流制御を行う前に、モータ20の位相が特定の位相に固定されるため、強制転流制御を開始したときにスムーズにモータ20を回転させ始めることができる。
In addition, in this embodiment, when starting the
また、本実施形態では、強制転流制御中にモータ20の回転速度がゼロクロス点を検出可能な逆起電圧が発生する速度に達した後に、センサレス同期制御を行う。これにより、ホールセンサ等の位置センサを使わずに、モータ20の回転速度を上位制御装置400から入力される制御指令信号CSによって指示される目標回転速度に制御することができる。
In addition, in this embodiment, sensorless synchronous control is performed after the rotation speed of the
〔変形例〕
本発明は上記実施形態に限定されず、本明細書において説明した各構成は、相互に矛盾しない範囲内において、適宜組み合わせることができる。
例えば、上記実施形態では、電圧制御パターンの例として、駆動電圧が時間とともに一定の勾配で増加するパターンと、駆動電圧が時間とともに一定の勾配で減少するパターンと、駆動電圧が時間とともに段階的に増加するパターンと、駆動電圧が時間とともに段階的に減少するパターンとを示した。また、上記実施形態では、速度制御パターンの例として、通電切替速度が時間とともに一定の勾配で増加するパターンと、通電切替速度が時間とともに一定の勾配で減少するパターンと、通電切替速度が時間とともに段階的に増加するパターンと、通電切替速度が時間とともに段階的に減少するパターンとを示した。本発明の電圧制御パターン及び速度制御パターンは、これらに限定されず、「任意の時点における駆動電圧Vと通電切替速度Fとの組み合わせが、駆動電圧V及び通電切替速度Fを変数とし且つ負の傾きを有する一次関数を常に満たす」という条件を満足するパターンであれば他のパターンを用いてもよい。
[Modifications]
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and the configurations described in this specification can be appropriately combined within a range not mutually contradictory.
For example, in the above embodiment, examples of the voltage control pattern include a pattern in which the drive voltage increases with time at a constant gradient, a pattern in which the drive voltage decreases with time at a constant gradient, a pattern in which the drive voltage increases stepwise with time, and a pattern in which the drive voltage decreases stepwise with time. Also, in the above embodiment, examples of the speed control pattern include a pattern in which the current switching speed increases with time at a constant gradient, a pattern in which the current switching speed decreases with time at a constant gradient, a pattern in which the current switching speed increases stepwise with time, and a pattern in which the current switching speed decreases stepwise with time. The voltage control pattern and the speed control pattern of the present invention are not limited to these, and other patterns may be used as long as they satisfy the condition that "the combination of the drive voltage V and the current switching speed F at any time always satisfies a linear function with the drive voltage V and the current switching speed F as variables and having a negative slope."
また、上記実施形態では、センサレス制御の方式として、センサレス120°通電方式を用いる場合を例示したが、本発明におけるセンサレス制御の方式はセンサレス120°通電方式に限定されない。位置センサを使わない制御方式であれば、180°通電方式などの別の方式を使用してもよい。
また、上記実施形態では、モータ20の起動時に、強制転流制御を行う前に直流励磁制御を行う場合を例示したが、必ずしも直流励磁制御を行う必要はない。
In the above embodiment, the sensorless control method is exemplified as a sensorless 120° energization method, but the sensorless control method in the present invention is not limited to the sensorless 120° energization method. As long as it is a control method that does not use a position sensor, another method such as a 180° energization method may be used.
In the above embodiment, the DC excitation control is performed before the forced commutation control is performed when the
10…センサレス制御装置、11…モータ駆動回路、12…位相検出部、12a…ゼロクロス点検出回路、12b…信号遅延回路、13…記憶部、14…電圧制御部、15…通電制御部、20…モータ、30…ポンプ、40…電動オイルポンプ、100…電動オイルポンプ装置、200…オイル、300…車載バッテリ、400…上位制御装置 10...sensorless control device, 11...motor drive circuit, 12...phase detection unit, 12a...zero cross point detection circuit, 12b...signal delay circuit, 13...storage unit, 14...voltage control unit, 15...current control unit, 20...motor, 30...pump, 40...electric oil pump, 100...electric oil pump device, 200...oil, 300...vehicle battery, 400...host control device
Claims (7)
複数相のスイッチング素子で構成され、前記モータの各相に電力を供給するモータ駆動回路と、
前記モータの逆起電圧に基づいて前記モータの位相を検出し、前記位相の検出結果を示す位相検出信号を出力する位相検出部と、
前記モータの通電相に印加される駆動電圧の制御パターンを示す電圧制御パターンと、
前記通電相が切り替わる速度である通電切替速度の制御パターンを示す速度制御パターンとを記憶する記憶部と、
上位制御装置から入力される制御指令信号と、前記位相検出信号と、前記電圧制御パターンとに基づいて制御電圧を出力する電圧制御部と、
前記制御電圧と、前記位相検出信号と、前記速度制御パターンとに基づいて前記モータ駆動回路の前記スイッチング素子を制御することにより前記駆動電圧及び前記通電切替速度を制御する通電制御部と、
を備え、
前記モータの起動時において前記位相検出信号によって前記位相を認識できない場合、
前記電圧制御部は、前記電圧制御パターンに基づいて前記制御電圧を時間とともに増加させ、
前記通電制御部は、前記制御電圧及び前記速度制御パターンに基づいて前記スイッチング素子を制御することにより、前記制御電圧に同期して前記駆動電圧を時間とともに増加させながら、前記速度制御パターンに基づいて前記通電切替速度を時間とともに減少させる強制転流制御を行い、
前記強制転流制御が行われる期間に、任意の時点における前記駆動電圧と前記通電切替速度との組み合わせが、前記駆動電圧及び前記通電切替速度を変数とし且つ負の傾きを有する一次関数を常に満たす
センサレス制御装置。 A sensorless control device that controls a motor without a position sensor,
a motor drive circuit configured with multiple phase switching elements and supplying power to each phase of the motor;
a phase detection unit that detects a phase of the motor based on a back electromotive voltage of the motor and outputs a phase detection signal indicative of a detection result of the phase;
A voltage control pattern indicating a control pattern of a drive voltage applied to a current-carrying phase of the motor;
A storage unit that stores a speed control pattern that indicates a control pattern of a current switching speed, which is a speed at which the current phase is switched;
a voltage control unit that outputs a control voltage based on a control command signal input from a host control device, the phase detection signal, and the voltage control pattern;
a current control unit that controls the driving voltage and the current switching speed by controlling the switching elements of the motor drive circuit based on the control voltage, the phase detection signal, and the speed control pattern;
Equipped with
When the phase cannot be recognized by the phase detection signal at the time of starting the motor,
the voltage control unit increases the control voltage over time based on the voltage control pattern;
the energization control unit controls the switching element based on the control voltage and the speed control pattern to perform forced commutation control in which the drive voltage is increased over time in synchronization with the control voltage while the energization switching speed is decreased over time based on the speed control pattern;
a combination of the drive voltage and the energization switching speed at any point in time during a period in which the forced commutation control is performed always satisfies a linear function having a negative slope and with the drive voltage and the energization switching speed as variables.
前記通電制御部は、前記制御電圧及び前記速度制御パターンに基づいて前記スイッチング素子を制御することにより、前記制御電圧に同期して前記駆動電圧を時間とともに一定の勾配で増加させながら、前記速度制御パターンに基づいて前記通電切替速度を時間とともに一定の勾配で減少させる強制転流制御を行う
請求項1に記載のセンサレス制御装置。 the voltage control unit increases the control voltage at a constant gradient over time based on the voltage control pattern;
2. The sensorless control device according to claim 1, wherein the energization control unit controls the switching element based on the control voltage and the speed control pattern to perform forced commutation control in which the drive voltage is increased at a constant gradient over time in synchronization with the control voltage while the energization switching speed is decreased at a constant gradient over time based on the speed control pattern.
前記通電制御部は、前記制御電圧及び前記速度制御パターンに基づいて前記スイッチング素子を制御することにより、前記制御電圧に同期して前記駆動電圧を時間とともに段階的に増加させながら、前記速度制御パターンに基づいて前記通電切替速度を時間とともに段階的に減少させる強制転流制御を行う
請求項1に記載のセンサレス制御装置。 the voltage control unit increases the control voltage stepwise over time based on the voltage control pattern;
2. The sensorless control device according to claim 1, wherein the energization control unit performs forced commutation control in which the energization switching speed is gradually decreased over time based on the speed control pattern while the drive voltage is gradually increased over time in synchronization with the control voltage by controlling the switching element based on the control voltage and the speed control pattern.
前記モータの起動時において前記位相検出信号によって前記位相を認識できない場合、
前記電圧制御部は、前記電圧制御パターンに基づいて前記制御電圧を出力する前に、前記直流励磁条件に基づいて前記制御電圧を出力し、
前記通電制御部は、前記制御電圧と前記直流励磁条件とに基づいて前記スイッチング素子を制御することにより、特定の通電相に直流駆動電圧を一定時間印加させる
請求項1から請求項3のいずれか一項に記載のセンサレス制御装置。 the storage unit stores in advance a DC excitation condition under which a phase of the motor is fixed to a specific phase;
When the phase cannot be recognized by the phase detection signal at the time of starting the motor,
the voltage control unit outputs the control voltage based on the DC excitation condition before outputting the control voltage based on the voltage control pattern;
4. The sensorless control device according to claim 1, wherein the energization control unit applies a DC drive voltage to a specific energized phase for a fixed period of time by controlling the switching elements based on the control voltage and the DC excitation condition.
前記電圧制御部は、前記制御指令信号と前記位相検出信号とに基づいて前記制御電圧を出力し、
前記通電制御部は、前記制御電圧及び前記位相検出信号に基づいて前記スイッチング素子を制御することにより、前記制御指令信号に応じた駆動電圧を前記通電相に印加させながら、前記位相検出信号によって決定される通電切替速度で前記通電相を切り替える
請求項1から請求項4のいずれか一項に記載のセンサレス制御装置。 If the phase is successfully recognized by the phase detection signal,
the voltage control unit outputs the control voltage based on the control command signal and the phase detection signal;
5. The sensorless control device according to claim 1, wherein the energization control unit controls the switching element based on the control voltage and the phase detection signal, thereby switching the energized phase at an energization switching speed determined by the phase detection signal while applying a drive voltage corresponding to the control command signal to the energized phase.
前記シャフトの軸方向一方側に位置し、前記モータによって前記シャフトを介して駆動されてオイルを吐出するポンプと、
前記モータを位置センサ無しで制御する請求項1から請求項5のいずれか一項に記載のセンサレス制御装置と、
を備える、電動オイルポンプ装置。 a motor having a shaft;
a pump that is located on one axial side of the shaft and is driven by the motor via the shaft to discharge oil;
The sensorless control device according to any one of claims 1 to 5 , which controls the motor without a position sensor;
An electric oil pump device comprising:
前記モータの起動時に前記モータの位相を認識できない場合、予め決定された電圧制御パターンに基づいて前記モータの通電相に印加される駆動電圧を時間とともに増加させながら、予め決定された速度制御パターンに基づいて前記通電相の切替え速度である通電切替速度を時間とともに減少させる強制転流制御を行い、
前記強制転流制御が行われる期間に、任意の時点における前記駆動電圧と前記通電切替速度との組み合わせが、前記駆動電圧及び前記通電切替速度を変数とし且つ負の傾きを有する一次関数を常に満たす
センサレス制御方法。 A sensorless control method for controlling a motor without a position sensor, comprising:
when the phase of the motor cannot be recognized at the time of starting the motor, a forced commutation control is performed in which a drive voltage applied to an energized phase of the motor is increased over time based on a predetermined voltage control pattern, while a current switching speed, which is a switching speed of the energized phase, is decreased over time based on a predetermined speed control pattern;
a combination of the drive voltage and the energization switching speed at any point during a period in which the forced commutation control is performed always satisfies a linear function having a negative slope with the drive voltage and the energization switching speed as variables.
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