JP7074613B2

JP7074613B2 - オープン巻線モータ駆動装置及び冷凍サイクル装置

Info

Publication number: JP7074613B2
Application number: JP2018154034A
Authority: JP
Inventors: 隆文牛山; 佐理前川; 麻梨子久保井; 正樹金森; 雅也野木; 圭一石田
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Carrier Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Carrier Corp
Priority date: 2018-08-20
Filing date: 2018-08-20
Publication date: 2022-05-24
Anticipated expiration: 2038-08-20
Also published as: JP2020031457A

Description

本発明の実施形態は、オープン巻線構造のモータを駆動する装置,及びその装置を備えてなる冷凍サイクル装置に関する。

オープン巻線構造のモータを駆動するシステムについて、効率を向上させる技術として、例えば特許文献１がある。この特許文献１では、前記モータを駆動する２台のインバータ間に流れる零相電流を抑制することで効率の向上を図っている。

特許第３３５２１８２号公報

オープン巻線構造のように高い誘起電圧を発生するモータは、同一のトルクをより少ない電流で発生できるため、消費電流を低減して効率を向上させることができる。その一方で、直流リンク共有形の前記モータでは、モータの３相を同方向に流れる零軸電流が発生するため、効率の低下や素子の発熱等が問題となる。

また、零相電流は、モータを駆動するために流すＵ，Ｖ，Ｗの各相電流に対して周波数が３倍となり、高回転領域では零相電流の検出遅れが大きくなる。したがって、零相電流を抑制するには、モータを制御する周期を短縮する必要があり、スイッチング周波数の上昇による素子の発熱が問題となったり、マイコン等の制御用演算装置が高コスト化する問題につながる。

そこで、モータ制御周期を短縮することなく、高回転領域においても零相電流を抑制できるオープン巻線モータ駆動装置，及びその装置を備えてなる冷凍サイクル装置を提供する。

実施形態のオープン巻線モータ駆動装置は、３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの巻線端子を備えるオープン巻線構造のモータにおいて、前記６つの巻線端子のうち３つの巻線端子に接続される１次側インバータと、
前記モータにおける残り３つの巻線端子に接続される２次側インバータと、
交流電源の電圧を直流に変換した直流電源を、前記１次側インバータ及び前記２次側インバータに供給するコンバータと、
前記モータに流れる各相電流を検出する相電流検出部と、
前記１次側及び２次側インバータの間に流れる零相電流を検出する零相電流検出部と、
前記相電流検出部により検出された各相電流と前記零相電流検出部により検出された零相電流とに基づいて、前記１次側及び２次側インバータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して、前記モータを駆動しつつ前記零相電流量を調整し、前記１次側インバータ及び２次側インバータへのスイッチングパターンを生成する制御部とを備え、
前記零相電流検出部による処理，前記制御部による処理を、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期中に複数回実行する。
具体的には、前記制御部は、前記各相電流の座標変換を行う第１処理と、前記モータの回転速度及び回転位置を推定する第２処理と、外部より入力される速度指令と、推定された回転速度とに基づいて前記モータの速度制御を行う第３処理と、前記速度制御の結果である電流指令を用いてｄｑ軸電流制御を行い、ｄｑ軸電圧指令を生成する第４処理とを行い、前記キャリア周期の前半に前記第１及び第２処理を実行し、後半に前記第３及び第４処理を実行し、前記キャリア周期の前半では、１周期前に実行された第４処理の結果に基づいて、前記スイッチングパターンにおけるデューティ指令を更新し、前記キャリア周期の後半では、当該周期に実行された第４処理の結果に基づいて、前記デューティ指令を更新する。

また、実施形態の冷凍サイクル装置は、３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの巻線端子を備えるオープン巻線構造のモータと、
実施形態のオープン巻線モータ駆動装置とを備える。

一実施形態であり、モータ駆動システムの回路構成を示す図制御装置の内部構成を示す機能ブロック図零相電流制御部の詳細構成を示す機能ブロック図従来構成のＰＷＭ制御にて、キャリア周期に同期した電流検出及び制御演算のタイミングを示すタイミングチャート図４の処理に対応した実際の零相電流と、制御にて検出された零相電流との位相関係を示す図図４の処理による、回転数５０ｒｐｓ，６０ｒｐｓの場合の零相電流抑制状態を示す図本実施形態のＰＷＭ制御にて、キャリア周期に同期した電流検出及び制御演算のタイミングを示すタイミングチャート本実施形態の処理による、回転数７０ｒｐｓの場合の零相電流抑制状態を示す図空気調和機の構成を概略的に示す図

以下、一実施形態について、図面を参照しながら説明する。図９において、ヒートポンプ式冷凍サイクル装置１を構成する圧縮機２は、圧縮機構部３とモータ４を同一の鉄製密閉容器５内に収容して構成され、モータ４のロータシャフトが圧縮機構部３に連結されている。この結果、モータ４の駆動により圧縮機構部３が駆動されて、圧縮運転が行われる。そして、圧縮機２、四方弁６、室内熱交換器７、減圧装置８、室外熱交換器９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。

圧縮機２は、例えばロータリ型の圧縮機であり、モータ４は、例えば３相ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータ，ブラシレスＤＣモータである。モータ４の回転数の変化に応じて圧縮機構部３の吐出冷媒量が変化することで圧縮機２の出力が変化し、冷凍サイクルの能力が可変できる。空気調和機Ｅは、上記のヒートポンプ式冷凍サイクル装置１を有している。

空気調和機Ｅの暖房運転時には、四方弁６は実線で示す状態にあり、圧縮機２の圧縮機構部３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室内熱交換器７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室外熱交換器９に流れ、ここで蒸発して圧縮機２へと戻る。一方、冷房運転時には、四方弁６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機２の圧縮部３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室外熱交換器９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室内熱交換器７に流れ、ここで蒸発して圧縮機２へと戻る。

室外熱交換器９は、暖房運転時には蒸発器（吸熱器）として、冷房運転時には凝縮器（放射器）として機能し、室内熱交換器７は、逆に、暖房運転時には凝縮器として、冷房運転時には蒸発器として機能するようになっている。そして、室内側、室外側の各熱交換器７，９には、それぞれファン１０，１１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器７，９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。

室外熱交換器９に送風を行うファン１１はプロペラファンであり、ファンモータ１２により駆動される。ファンモータ１２は、例えばモータ４と同様に効率の高いブラシレスＤＣモータである。室内熱交換器７に送風を行うファン１０は横流ファンであり、ファンモータ１３により駆動される。ファンモータ１３も、ブラシレスＤＣモータが用いられることが望ましい。

図１は、商用の３相交流電源２７に接続されるモータ駆動システムの回路構成を示す図である。圧縮機構部３を駆動するモータ４の３相巻線は、それぞれが互いに結線されず両端子がオープン状態となっているオープン巻線構造であり、モータ４は６つの巻線端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂを備えている。

１次側インバータ２１及び２次側インバータ２２（以下、それぞれをインバータ２１，２２と称する）はそれぞれ、スイッチング素子であるＩＧＢＴ２３を３相ブリッジ接続して構成されており、各ＩＧＢＴ２３には、フリーホイールダイオード２４が逆並列に接続されている。例えばインバータ２１,２２は、それぞれがＩＧＢＴ２３を６個とフリーホイールダイオード２４を６個全て同一パッケージに内蔵したモジュール品を用いることができる。さらに、各ＩＧＢＴ２３を、高効率なＳｉＣやＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体で構成しても良い。インバータ２１の各相出力端子はモータ４の巻線端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａにそれぞれ接続され、インバータ２２の各相出力端子はモータ４の巻線端子Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂにそれぞれ接続されている。

インバータ２１，２２は、コンバータ２５に並列に接続されている。コンバータ２５は、６個のダイオードをブリッジ接続した３相全波整流回路でなり、その３相交流入力端子は、ノイズフィルタ２６を介して３相交流電源２７に接続されている。コンバータ２５，インバータ２１間の正側電源線には、力率改善用の直流リアクトル２８が挿入されている。また、前記正側電源線と負側電源線との間には、直流を平滑化する平滑コンデンサ２９が接続されている。

電流センサ３０（Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、モータ４の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するセンサであり、インバータ２１の３相出力線とモータ４の巻線端子との間に設けられている。なお、電流センサ３０（Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、インバータ２２の３相出力線とモータ４の巻線端子との間に設けても良い。電圧センサ３１は、平滑コンデンサ２９の端子電圧である直流電源電圧Ｖ_DCを検出する。

制御装置３３には、モータを駆動するシステムにおける上位の制御装置，例えば空気調和機Ｅの空調制御部から、圧縮機構部３の目標回転数となる速度指令値ω_refが与えられ、速度指令値ω_refに検出したモータ速度ωが一致するように制御を行う。制御装置３３は、電流センサ３０が検出した各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、電圧センサ３１が検出した直流電圧Ｖ_DCと、温度センサ３２が検出したＩＧＢＴ２３の温度Ｔｓとに基づいて、インバータ２１及び２２を構成する各ＩＧＢＴ２３のゲートに与えるスイッチング信号を生成する。制御装置３３は制御部に相当する。

図２は、制御装置３３の内部構成を示す機能ブロック図である。３相／ｄｑ変換部３４は、電流センサ３０を介して検出した各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ電流を、ベクトル制御に用いるｄ，ｑ及び０の各軸座標の電流Ｉｄ,Ｉｑ,Ｉ０に変換する。零相電流Ｉ０については、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの和を取ることで算出される。すなわち、Ｉ０＝Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗとなる。３相／ｄｑ変換部３４が電流検出を行うタイミングは、例えばＰＷＭ制御におけるキャリア周期に同期するように設定されている。同様に、電流センサ３０及び３相／ｄｑ変換部３４は相電流検出部に相当する。また、３相／ｄｑ変換部３４は零相電流検出部に相当する。

速度・位置推定部３５は、モータ４の電圧・電流から速度ω，モータ電流周波数ωｅ及び回転位置θを推定する。回転位置θは、３相／ｄｑ変換部３４及びｄｑ／３相変換部３６に入力される。速度制御部３７は、入力された速度指令ω_refと推定された速度ωとから、例えば両者の差をＰＩ演算することでｑ軸電流指令Ｉ_qrefを生成して出力する。ｄ軸電流指令生成部３８は、直流電圧Ｖ_DCとｄｑ軸の電圧振幅Ｖ_dqとから、例えば同様に両者の差をＰＩ演算することでｄ軸電流指令値Ｉ_drefを生成して出力する。

電流制御部３９は、ｑ軸電流指令Ｉ_qrefとｑ軸電流Ｉｑとの差分に応じてｑ軸電圧指令Ｖｑを生成し、ｄ軸電流指令Ｉ_drefとｄ軸電流Ｉｄとの差分に応じてｄ軸電圧指令Ｖｄを生成する。零相電流制御部４０は、零相電流指令Ｉ_0refと３相／ｄｑ変換部３４より入力される零相電流Ｉ０，及び速度・位置推定部３５より入力される、モータ電流周波数ωｅから零相電圧指令Ｖ０を生成し、１／（√２）倍して出力する。以降、零相電圧指令Ｖ０については、係数１／（√２）を省略する。

ｄｑ／３相変換部３６は、各軸電圧指令Ｖｑ,Ｖｄ,Ｖ０を、２つのインバータ２１及び２２の３相電圧指令値Ｖｕ１,Ｖｖ１,Ｖｗ１,Ｖｕ２,Ｖｖ２,Ｖｗ２に（１）式により変換する。

変調部４２は、入力された電圧指令値よりインバータ１及び２を構成する各ＩＧＢＴ２３のゲートに与えるスイッチング信号，ＰＷＭ信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１，Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２を生成して出力する。変調部４２には、速度ωが入力されている。

図３は、零相電流制御部４０の詳細構成を示す機能ブロック図である。減算器４３は、零相電流指令Ｉ_0refと零相電流Ｉ０との差分をとり、増幅器４４及び４５に出力する。尚、本実施形態では、零相電流指令Ｉ_0refは常時ゼロに設定することで零相電流Ｉ０の抑制を図る。増幅器４４は、上記差分信号に比例制御ゲインＫｐを乗じた結果を加算器４６に出力し、増幅器４５は、同差分信号に共振制御ゲインＫｒを乗じた結果を減算器４７に出力する。減算器４７の出力信号は、積分器４８により積分されて加算器４６及び乗算器４９に出力される。

乗算器４９には、モータ電流周波数ωｅの３倍値が入力されており、周波数３ωｅに対して積分器４８の積分結果が乗じられる。モータ電流周波数の３次高調波成分は、零相電流Ｉ０に相当するものである。乗算器４９の乗算結果は、積分器５０を介して減算器４７に入力される。

減算器４７は、増幅器４５の出力信号より積分器５０の積分結果を減じて積分器４８に出力する。以上の構成において、増幅器４４及び加算器４６を除いた部分が、電流周波数の３次高調波に対する応答性を高めるように制御する共振制御部５１を構成している。加算器４６の加算結果が零相電圧Ｖ０となり、図示しない後段において１／（√２）倍されてから出力される。

次に、本実施形態の作用について図４から図８を参照して説明する。図４は、従来構成のＰＷＭ制御における、キャリア周期に同期した電流検出及び制御演算のタイミングを示すタイミングチャートである。キャリア周期の始点でＵ相，Ｖ相，Ｗ相，零相の各電流を検出し、検出した電流に基づいてモータ制御演算，続いて零相電流抑制制御演算が実行される。

モータ制御演算の具体的内容は、（１）３相／ｄｑ変換部３４による電流座標変換処理，（２）速度・位置推定部３５による速度・位置推定処理，（３）速度制御部３７による速度制御，（４）電流制御部３９による電流制御である。（４）の電流制御により生成された電圧指令Ｖｑ,Ｖｄと零相電流抑制制御演算で生成した零相電圧Ｖ０とに基づいてＰＷＭ制御におけるデューティが更新され、ＰＷＭ信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１，Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２が生成されて出力される。上記の（１）～（４）の処理は、第１～第４処理に相当する。

ここで、図５に示すように、零相電流の検出にはキャリア１周期分の遅れが生じるため、実際の零相電流と検出した零相電流とに位相差が生じる。零相電流の周波数はモータの回転数に比例するため、高回転領域では零相電流に対する検出遅れの割合が増えて位相差が増大する。これにより、零相電流を抑制する零相電圧指令Ｖ０と実際の零相電流との位相差が大きくなる。例えば、６極モータでキャリア周波数が５ｋＨｚの場合、図６に示すように、回転数５０ｒｐｓでは零相電流を抑制できているが、６０ｒｐｓでは零相電流が増大している。

そこで本実施形態では、キャリア周期に同期した電流検出及び制御演算を図７に示すように実行する。キャリア周期を前半，後半に２分割し、各相電流の検出を前半の始点と後半の始点とにそれぞれ行う。そして、キャリア周期の前半では（１）及び（２）の処理を行い、それらに続いて零相電流抑制制御演算及びデューティ更新処理を行う。また、キャリア周期の後半では（３）及び（４）の処理を行い、それらに続いて同様に、零相電流抑制制御演算及びデューティ更新処理を行う。

キャリア周期の前半では、当該周期で開始したモータ制御演算は完了しないので、１周期前に実行されたモータ制御演算で生成された電圧指令Ｖｑ,Ｖｄと、当該周期で生成されたた零相電圧Ｖ０とからデューティを決定して更新する。そして、キャリア周期の後半では、当該周期で開始したモータ制御演算で生成された電圧指令Ｖｑ,Ｖｄとキャリア周期後半で生成した零相電圧Ｖ０とからデューティを決定して更新する。

すなわち、モータ制御演算はキャリア周期毎に実行され、零相電流抑制制御はキャリアの半周期毎に実行される。これにより、キャリア周期及びモータ制御周期を変えることなく零相電流抑制制御が高速化され、演算負荷の増大が最低限に抑えられる。なお、キャリア１周期における零相電流抑制制御演算の実行回数は２回に限定されず、モータ制御演算の分割数の設定も任意である。

従来構成として例示した６極モータでキャリア周波数が５ｋＨｚの場合に本実施形態の制御を適用すると、図８に示すように、回転数７０ｒｐｓにおいても零相電流が抑制できている。これにより、零相電流抑制制御の効果が高回転領域まで拡張できていることが分かる。

以上のように本実施形態によれば、オープン巻線構造のモータ４が有する３つの巻線端子に１次側インバータ２１を接続し、残り３つの巻線端子に２次側インバータ２２を接続する。コンバータ２５は、交流電源２５の電圧を直流に変換した直流電源を、インバータ２１及び２２に供給する。電流センサ３０は、モータ４に流れる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、３相／ｄｑ変換部３４は、インバータ２１，２２の間に流れる零相電流Ｉ０を検出する。

制御装置３３は、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと零相電流Ｉ０とに基づいてＰＷＭ制御によりインバータ２１及び２２のスイッチングパターンを生成し、モータ４を駆動しつつ零相電流Ｉ０の電流量を調整する。そして、３相／ｄｑ変換部３４による処理，零相電流Ｉ０の調整処理，及びスイッチングパターンを生成する処理を、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期中に複数回実行する。

具体的には、制御装置３３は、各相電流の座標変換を行う第１処理と、モータ４の回転速度及び回転位置を推定する第２処理と、外部より入力される速度指令ω_refと、推定された回転速度ωとに基づいてモータ４の速度制御を行う第３処理と、記速度制御の結果である電流指令Ｉ_dref，Ｉ_qrefを用いてｄｑ軸電流制御を行い、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを生成する第４処理を行う。

そして、キャリア周の前半に第１及び第２処理を実行し、後半に第３及び第４処理を実行し、キャリア周期の前半では、１周期前に実行された第４処理の結果に基づいて、スイッチングパターンにおけるデューティ指令を更新する。また、キャリア周期の後半では、当該周期に実行された第４処理の結果に基づいて前記デューティ指令を更新する。

これにより、モータ制御演算はＰＷＭキャリアの１周期毎に、零相電流抑制制御はＰＷＭキャリアの半周期毎に実行される。したがって、キャリア周期及びモータ制御周期を変えることなく零相電流抑制制御を高速化することができ、演算負荷の増大を最低限に抑えることができる。
そして、モータ４により空気調和機Ｅを構成する圧縮機２を駆動するようにしたので、空気調和機Ｅを安価に構成できる。

（その他の実施形態）
ノイズフィルタ２６は、必要に応じて設ければ良い。
冷凍サイクル装置は、ヒートポンプ式温水器やチラー等の空気調和機以外に適用されるものでも良い。
冷凍サイクル装置以外のものに適用しても良い。

本発明の実施形態を説明したが、この実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１はヒートポンプ式冷凍サイクル装置、２は圧縮機、４はモータ、２１は１次側インバータ、２２は２次側インバータ、２３はＩＧＢＴ、２５はコンバータ、２７は３相交流電源、３０は電流センサ、３３は制御装置、３４は３相／ｄｑ変換部、４０は零相電流制御部、４２は変調部を示す。

Claims

３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの巻線端子を備えるオープン巻線構造のモータにおいて、前記６つの巻線端子のうち３つの巻線端子に接続される１次側インバータと、
前記モータにおける残り３つの巻線端子に接続される２次側インバータと、
交流電源の電圧を直流に変換した直流電源を、前記１次側インバータ及び前記２次側インバータに供給するコンバータと、
前記モータに流れる各相電流を検出する相電流検出部と、
前記１次側及び２次側インバータの間に流れる零相電流を検出する零相電流検出部と、
前記相電流検出部により検出された各相電流と前記零相電流検出部により検出された零相電流とに基づいて、前記１次側及び２次側インバータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して、前記モータを駆動しつつ前記零相電流量を調整し、前記１次側インバータ及び２次側インバータへのスイッチングパターンを生成する制御部とを備え、
前記零相電流検出部による処理，前記制御部による処理を、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期中に複数回実行するもので、
前記制御部は、前記各相電流の座標変換を行う第１処理と、
前記モータの回転速度及び回転位置を推定する第２処理と、
外部より入力される速度指令と、推定された回転速度とに基づいて前記モータの速度制御を行う第３処理と、
前記速度制御の結果である電流指令を用いてｄｑ軸電流制御を行い、ｄｑ軸電圧指令を生成する第４処理とを行い、
前記キャリア周期の前半に前記第１及び第２処理を実行し、後半に前記第３及び第４処理を実行し、
前記キャリア周期の前半では、１周期前に実行された第４処理の結果に基づいて、前記スイッチングパターンにおけるデューティ指令を更新し、
前記キャリア周期の後半では、当該周期に実行された第４処理の結果に基づいて、前記デューティ指令を更新するオープン巻線モータ駆動装置
３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの巻線端子を備えるオープン巻線構造のモータと、
請求項１記載のオープン巻線モータ駆動装置とを備える冷凍サイクル装置。