JP7046121B2 - Rotating machine control device - Google Patents
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Description
本願は、回転機の制御装置に関するものである。 The present application relates to a control device for a rotating machine.
特許文献１の技術では、内燃機関の始動時に、界磁電流を流す際に、界磁磁束と同方向の磁束を形成する電機子電流を流すことによって、界磁磁束の形成をアシストするとともに磁気飽和によるインダクタンスの低下を利用して界磁電流の応答を上げている。
In the technique of
特許文献２の技術では、内燃機関の始動時において、ｄ軸電流を予め正の方向に流した後、負の方向に変化させることにより、電機子巻線と界磁巻線と間の相互インダクタンスによって、界磁巻線に正の誘導起電力を生じさせ、界磁電流の応答を上げている。
In the technique of
しかしながら、特許文献１の技術は、内燃機関の始動時に行われる制御であるため、内燃機関の始動時以外には適用できない。
However, since the technique of
特許文献２の技術では、出力トルクの発生前に、予め、ｄ軸電流を正の値に変化させておく必要があり、内燃機関の始動時等、出力トルクが発生していない特殊な条件でしか実行できない。
In the technique of
出力トルクの変化に応じて、界磁電流は常時変化されるが、界磁電流の応答遅れにより、ロータ磁束の応答遅れが生じ、ロータ磁束の応答遅れにより出力トルクの応答遅れが生じる。 The field current is constantly changed according to the change in the output torque, but the response delay of the field current causes the response delay of the rotor magnetic flux, and the response delay of the rotor magnetic flux causes the response delay of the output torque.
そこで、本願は、内燃機関の始動時に限定されることなく、界磁電流の応答遅れにより生じるロータ磁束の応答遅れを低減することができる回転機の制御装置を提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present application is to provide a rotating machine control device capable of reducing the response delay of the rotor magnetic flux caused by the response delay of the field current without being limited to the start time of the internal combustion engine.
本願に係る回転機の制御装置は、界磁巻線を設けたロータと電機子巻線を設けたステータとを有する回転機を制御する回転機の制御装置であって、
前記電機子巻線の電流指令値である電機子電流指令値を算出し、前記電機子電流指令値に基づいて電機子電圧指令値を算出し、前記電機子電圧指令値に基づいて、インバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記電機子巻線に電圧を印加する電機子電流制御部と、
前記界磁巻線に流れる界磁電流を検出する界磁電流検出部と、
前記界磁巻線の電流指令値である界磁電流指令値を算出し、前記界磁電流指令値に基づいて界磁電圧指令値を算出し、前記界磁電圧指令値に基づいて、コンバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記界磁巻線に電圧を印加する界磁電流制御部と、を備え、
前記ロータの磁極の方向をｄ軸とし、前記ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向をｑ軸とし、
前記電機子電流制御部は、前記界磁電流指令値と界磁電流の検出値との偏差に応じて、前記電機子電流指令値のｄ軸成分を変化させ、
前記電機子電流制御部は、前記界磁電圧指令値が前記界磁巻線に印加できる最大電圧以上になる最大電圧飽和状態になった場合に、前記偏差に応じて前記電機子電流指令値のｄ軸成分を変化させるものである。
The rotary machine control device according to the present application is a rotary machine control device for controlling a rotary machine having a rotor provided with field windings and a stator provided with armature windings.
The armature current command value, which is the current command value of the armature winding, is calculated, the armature voltage command value is calculated based on the armature current command value, and the inverter is based on the armature voltage command value. An armature current control unit that applies a voltage to the armature winding by controlling the switching element to be turned on and off.
A field current detector that detects the field current flowing through the field winding,
The field current command value, which is the current command value of the field winding, is calculated, the field voltage command value is calculated based on the field current command value, and the converter is based on the field voltage command value. A field current control unit that applies a voltage to the field winding by controlling the switching element to be turned on and off is provided.
The direction of the magnetic poles of the rotor is defined as the d-axis, and the
The armature current control unit changes the d-axis component of the armature current command value according to the deviation between the field current command value and the field current detection value .
When the armature current control unit reaches the maximum voltage saturation state in which the field voltage command value becomes equal to or higher than the maximum voltage that can be applied to the field winding, the armature current control unit determines the armature current command value according to the deviation. It changes the d-axis component.
本願に係る回転機の制御装置によれば、界磁電流の応答遅れにより、ロータ磁束が、目標のロータ磁束から逸脱しても、界磁電流指令値と界磁電流の検出値との偏差に応じて、電機子電流指令値のｄ軸成分が変化されるので、電機子電流指令値のｄ軸成分の変化によりロータ磁束を変化させることができ、ロータ磁束を目標のロータ磁束に近づけることができる。よって、内燃機関の始動時に限定されることなく、界磁電流の応答遅れにより生じるロータ磁束の応答遅れを低減することができ、ロータ磁束の応答遅れにより生じる出力トルクの応答遅れを低減することができる。 According to the controller of the rotating machine according to the present application, even if the rotor current deviation deviates from the target rotor current due to the response delay of the field current, the deviation between the field current command value and the field current detection value is obtained. Since the d-axis component of the armature current command value is changed accordingly, the rotor magnetic flux can be changed by changing the d-axis component of the armature current command value, and the rotor magnetic flux can be brought closer to the target rotor magnetic flux. can. Therefore, the response delay of the rotor magnetic flux caused by the response delay of the field current can be reduced without being limited to the start time of the internal combustion engine, and the response delay of the output torque caused by the response delay of the rotor magnetic flux can be reduced. can.
１．実施の形態１
実施の形態１に係る回転機の制御装置１１（以下、単に、制御装置１１と称す）について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る回転機１及び制御装置１１の概略構成図である。
1. 1.
The control device 11 (hereinafter, simply referred to as the control device 11) of the rotary machine according to the first embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a
１－１．回転機１
回転機１は、ステータ１８と、ステータ１８の径方向内側に配置されたロータ１４と、を備えている。回転機１は、界磁巻線型の同期回転機とされている。ステータ１８の鉄心に、電機子巻線１２が巻装されている。ロータ１４の鉄心に界磁巻線４が巻装され、電磁石が設けられている。
1-1.
The
本実施の形態では、電機子巻線１２は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の３相の電機子巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗとされている。３相の電機子巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線とされてもよいし、デルタ結線とされてもよい。 In the present embodiment, the armature winding 12 is a three-phase armature winding Cu, Cv, Cw of U phase, V phase, and W phase. The three-phase armature windings Cu, Cv, and Cw may be star-connected or delta-connected.
ロータ１４には、ロータ１４の回転角度（回転角度）を検出する回転センサ１５が設けられている。回転センサ１５の出力信号は、制御装置１１に入力される。回転センサ１５には、ホール素子、レゾルバ、又はエンコーダ等の各種のセンサが用いられる。回転センサ１５が設けられず、後述する電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転角度（磁極位置）を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。
The
１－２．直流電源２
直流電源２は、インバータ５及びコンバータ９に直流電圧Ｖｄｃを出力する。直流電源２として、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する任意の機器が用いられる。直流電源２には、平滑コンデンサ３が並列接続されている。
1-2.
The
１－３．インバータ５
インバータ５は、複数のスイッチング素子を有し、直流電源２と電機子巻線１２との間で電力変換を行う。インバータ５は、直流電源２の正極側に接続される正極側のスイッチング素子ＳＰと、直流電源２の負極側に接続される負極側のスイッチング素子ＳＮと、が直列接続された直列回路を、３相各相の電機子巻線に対応して３組設けている。各直列回路における２つのスイッチング素子の接続点が、対応する相の電機子巻線に接続される。
1-3.
The
具体的には、Ｕ相の直列回路では、Ｕ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｕとＵ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｕとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＵ相の電機子巻線Ｃｕに接続されている。Ｖ相の直列回路では、Ｖ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｖとＶ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｖとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＶ相の電機子巻線Ｃｖに接続されている。Ｗ相の直列回路では、Ｗの正極側のスイッチング素子ＳＰｗとＷ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｗとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＷ相の電機子巻線Ｃｗに接続されている。 Specifically, in the U-phase series circuit, the switching element SPu on the positive electrode side of the U phase and the switching element SNu on the negative electrode side of the U phase are connected in series, and the connection point of the two switching elements is an armature of the U phase. It is connected to the winding Cu. In the V-phase series circuit, the switching element SPv on the positive electrode side of the V phase and the switching element SNv on the negative electrode side of the V phase are connected in series, and the connection point of the two switching elements is connected to the armature winding Cv of the V phase. Has been done. In the W-phase series circuit, the switching element SPw on the positive electrode side of W and the switching element SNw on the negative electrode side of W phase are connected in series, and the connection points of the two switching elements are connected to the armature winding Cw of W phase. ing.
インバータ５のスイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御装置１１に接続されている。よって、各スイッチング素子は、制御装置１１から出力されるスイッチング信号によりオン又はオフされる。
As the switching element of the
電機子電流センサ８は、各相の電機子巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに流れる電流を検出する電流検出回路である。本実施の形態では、電機子電流センサ８は、各相のスイッチング素子の直列回路と電機子巻線とをつなぐ電線上に備えられている。各相の電機子電流センサ８の出力信号は、制御装置１１に入力される。電機子電流センサ８は、ホール素子、シャント抵抗等の電流センサとされている。なお、電機子電流センサ８は、各相のスイッチング素子の直列回路に直列接続されてもよい。
The armature
１－４．コンバータ９
コンバータ９は、スイッチング素子を有し、直流電源２と界磁巻線４との間で電力変換を行う。本実施の形態では、コンバータ９は、直流電源２の正極側に接続される正極側のパワー半導体ＳＰと直流電源２の負極側に接続される負極側のパワー半導体ＳＮとが直列接続された直列回路を２組設けたＨブリッジ回路とされている。第１組の直列回路２８における正極側のパワー半導体ＳＰ１と負極側のパワー半導体ＳＮ１との接続点が、界磁巻線４の一端に接続され、第２組の直列回路２９における正極側のパワー半導体ＳＰ２と負極側のパワー半導体ＳＮ２との接続点が、界磁巻線４の他端に接続される。
1-4.
The
本実施の形態では、第１組及び第２組の正極側のパワー半導体ＳＰ及び負極側のパワー半導体ＳＮは、スイッチング素子とされている。コンバータ９のスイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御装置１１に接続されている。よって、各スイッチング素子は、制御装置１１から出力されるスイッチング信号によりオン又はオフされる。
In the present embodiment, the power semiconductor SP on the positive electrode side and the power semiconductor SN on the negative electrode side of the first set and the second set are switching elements. As the switching element of the
なお、第１組の直列回路２８の負極側のスイッチング素子ＳＮ１をダイオードに置き換えたり、第２組の直列回路２９の負極側のスイッチング素子ＳＮ２をダイオードに置き換えたりする等、コンバータ９を他の構成としてもよい。
The
界磁電流センサ６は、界磁巻線４を流れる電流である界磁電流Ｉｆを検出する電流検出回路である。本実施の形態では、界磁電流センサ６は、第１組の直列回路２８の接続点と界磁巻線４の一端とを接続する電線上に設けられている。界磁電流センサ６は、界磁電流Ｉｆを検出可能な他の個所に設けられてもよい。界磁電流センサ６の出力信号は、制御装置１１に入力される。界磁電流センサ６は、ホール素子、シャント抵抗等の電流センサとされている。
The field
１－５．制御装置１１
制御装置１１は、インバータ５及びコンバータ９を介して、回転機１を制御する。制御装置１１は、図２に示すように、回転検出部３１、電機子電流検出部３２、電機子電流制御部３３、界磁電流検出部３４、及び界磁電流制御部３５等の機能部を備えている。制御装置１１の各機能は、制御装置１１が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御装置１１は、図３に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３、及び外部装置とデータ通信を行う通信回路９４等を備えている。
1-5.
The
演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、及び演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、回転センサ１５、電機子電流センサ８、界磁電流センサ６等の各種のセンサ及びスイッチが接続され、これらセンサ及びスイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、インバータ５及びコンバータ９のスイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。通信回路９４は、外部装置と通信を行う。
The
そして、制御装置１１が備える各制御部３１～３５等の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御装置１１の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部３１～３５等が用いるテーブルデータ等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御装置１１の各機能について詳細に説明する。
Then, in each function of the
１－５－１．電機子電流の基本制御
回転検出部３１は、電気角でのロータの磁極位置θ（ロータの回転角度θ）及び回転角速度ωを検出する。本実施の形態では、回転検出部３１は、回転センサ１５の出力信号に基づいて、ロータの磁極位置θ（回転角度θ）及び回転角速度ωを検出する。磁極位置は、ロータに設けられた電磁石のＮ極の向きに設定される。なお、回転検出部３１は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度（磁極位置）を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。
1-5-1. Basic control of armature current The
電機子電流検出部３２は、電機子電流センサ８の出力信号に基づいて、３相の巻線に流れる電機子電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。ここで、Ｉｕｒが、Ｕ相の電機子電流Ｉｕの検出値であり、Ｉｖｒが、Ｖ相の電機子電流Ｉｖの検出値であり、Ｉｗｒが、Ｗ相の電機子電流Ｉｗの検出値である。なお、電機子電流センサ８が２相の電機子電流を検出するように構成され、残りの１相の電機子電流が、２相の電機子電流の検出値に基づいて算出されてもよい。例えば、電機子電流センサ８が、Ｖ相及びＷ相の電機子電流Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出し、Ｕ相の電機子電流Ｉｕｒが、Ｉｕｒ＝－Ｉｖｒ－Ｉｗｒにより算出されてもよい。
The armature
電機子電流制御部３３は、電機子巻線の電流指令値である電機子電流指令値を算出し、電機子電流指令値に基づいて電機子電圧指令値を算出し、電機子電圧指令値に基づいて、インバータ５が有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、電機子巻線に電圧を印加する。
The armature
本実施の形態では、図２に示すように、電機子電流制御部３３は、電流指令値算出部３３１、電圧指令値算出部３３２、及びスイッチング制御部３３３を備えている。
In the present embodiment, as shown in FIG. 2, the armature
電流指令値算出部３３１は、電機子電流指令値を算出する。本実施の形態では、電流指令値算出部３３１は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを算出する。ｄ軸は、ロータの磁極（Ｎ極、磁極位置θ）の方向に定められ、ｑ軸は、ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定められている。ｄｑ軸の回転座標系は、ロータの磁極位置θの回転に同期して回転する。
The current command
電流指令値算出部３３１は、最大トルク電流制御、弱め界磁制御、Ｉｄ＝０制御などの公知のベクトル制御方法に従って、ｄ軸及びｑ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂ、Ｉｑｏｂを演算する。本実施の形態では、最大トルク電流制御により、ｄ軸及びｑ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂ、Ｉｑｏｂが算出される場合を説明する。
The current command
最大トルク電流制御では、トルク指令値Ｔｏのトルクを出力させる電流が最小になるｄ軸及びｑ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂ、Ｉｑｏｂが算出される。 In the maximum torque current control, the basic current command values Idob and Iqob of the d-axis and the q-axis that minimize the current for outputting the torque of the torque command value To are calculated.
弱め界磁制御では、最大トルク電流制御により算出されるｄ軸及びｑ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂ、Ｉｑｏｂよりも、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂが負の方向に増加される。弱め磁束制御では、ｄｑ軸の回転座標系上で、電圧制限楕円（定誘起電圧楕円）と、トルク指令値Ｔｏの定トルク曲線との交点に、ｄｑ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂ、Ｉｑｏｂが算出される。 In the field weakening control, the basic current command value Idob of the d-axis is increased in the negative direction from the basic current command values Idob and Iqob of the d-axis and the q-axis calculated by the maximum torque current control. In the weak magnetic flux control, the basic current command values Idob and Iqob of the dq axis are calculated at the intersection of the voltage limiting ellipse (constant induced voltage ellipse) and the constant torque curve of the torque command value To on the rotating coordinate system of the dq axis. Will be done.
Ｉｄ＝０制御では、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂが０に設定され、トルク指令値Ｔｏに応じてｑ軸の基本電流指令値Ｉｑｏｂが増減される。 In the Id = 0 control, the basic current command value Idob on the d-axis is set to 0, and the basic current command value Iqob on the q-axis is increased or decreased according to the torque command value To.
トルク指令値Ｔｏは、制御装置１１の内部で演算されてもよいし、制御装置１１の外部から伝達されてもよい。
The torque command value To may be calculated inside the
本実施の形態では、次式に示すように、電流指令値算出部３３１は、後述するｄ軸電流の変化条件が成立していない場合は、ベクトル制御方法に従って設定されたｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂを、最終的なｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに設定する。電流指令値算出部３３１は、ｄ軸電流の変化条件が成立している場合は、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂに、後述するｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏを加算した値を、最終的なｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに設定する。本実施の形態では、ｄ軸電流の変化条件は、常時成立しているものとする。
１）ｄ軸電流の変化条件が成立していない場合、
Ｉｄｏ＝Ｉｄｏｂ ・・・（１）
２）ｄ軸電流の変化条件が成立している場合、
Ｉｄｏ＝Ｉｄｏｂ＋ΔＩｄｏ
In the present embodiment, as shown in the following equation, the current command
1) If the condition for changing the d-axis current is not satisfied,
Ido = Idob ... (1)
2) When the condition for changing the d-axis current is satisfied
Ido = Ido + ΔIdo
電流指令値算出部３３１は、次式に示すように、ｄ軸電流の変化条件の成立の有無にかかわらず、ベクトル制御方法に従って設定されたｑ軸の基本電流指令値Ｉｑｏｂを、最終的なｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに設定する。
Ｉｑｏ＝Ｉｑｏｂ ・・・（２）
As shown in the following equation, the current command
Iqo = Iqob ... (2)
電圧指令値算出部３３２は、電機子電流指令値に基づいて電機子電圧指令値を算出する。本実施の形態では、電圧指令値算出部３３２は、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏに基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを算出する。
The voltage command
電圧指令値算出部３３２は、３相の電機子電流の検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、磁極位置θに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行って、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに変換する。そして、電圧指令値算出部３３２は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒがｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに近づくように、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏとｄ軸の電流検出値Ｉｄｒとの偏差ΔＩｄに対して比例積分制御を行って、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏを算出し、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｒがｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに近づくように、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏとｑ軸の電流検出値Ｉｑｒとの偏差ΔＩｑに対して比例積分制御を行って、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出する。また、ｄ軸電流とｑ軸電流の非干渉化のための公知のフィードフォワード制御が行われてもよい。
The voltage command
或いは、電圧指令値算出部３３２は、電流検出値を用いず、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏに基づいて、回転機の諸元を用い、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを算出するフィードフォワード制御を実行してもよい。例えば、電圧指令値算出部３３２は、次式に示すように、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏに基づいて、回転機の諸元（巻線の抵抗値Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、ロータ磁束ψｆ）、及び回転角速度ωに基づいて、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出してもよい。この場合は、電機子電流センサ８及び電機子電流検出部３２が備えられなくてもよい。
Ｖｄｏ＝Ｒ×Ｉｄｏ－ω×Ｌｑ×Ｉｑｏ
Ｖｑｏ＝Ｒ×Ｉｑｏ＋ω×（Ｌｄ×Ｉｄｏ＋ψｆ） ・・・（３）
Alternatively, the voltage command
Vdo = R x Ido-ω x Lq x Iqo
Vqo = R × Iqo + ω × (Ld × Ido + ψf) ・ ・ ・ (3)
そして、電圧指令値算出部３３２は、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び２相３相変換を行って、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに変換する。なお、電圧指令値算出部３３２は、３相の電圧指令値に対して、２相変調、空間ベクトル変調等の線間電圧が変化しないような変調を加えてもよい。
Then, the voltage command
スイッチング制御部３３３は、電機子電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）により、インバータ５が有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、電機子巻線に電圧を印加する。本実施の形態では、図４に示すように、スイッチング制御部３３３は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのそれぞれと電機子搬送波の周期Ｔｓｓで振動する電機子搬送波Ｃｓとを比較することにより、複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。電機子搬送波Ｃｓは、電機子搬送波の周期Ｔｓｓで０を中心に直流電圧の半分値Ｖｄｃ／２の振幅で振動する三角波とされている。直流電圧Ｖｄｃは、電圧センサにより検出されてもよい。
The switching
スイッチング制御部３３３は、各相について、電機子搬送波Ｃｓが電圧指令値を下回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＱＰをオン（本例では、１）して、正極側のスイッチング素子をオンし、電機子搬送波Ｃｓが電圧指令値を上回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＱＰをオフ（本例では、０）して、正極側のスイッチング素子をオフする。一方、スイッチング制御部３３３は、各相について、電機子搬送波Ｃｓが電圧指令値を下回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＱＮをオフ（本例では、０）して、負極側のスイッチング素子をオフして、負極側のスイッチング素子をオフし、電機子搬送波Ｃｓが電圧指令値を上回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＱＮをオン（本例では、１）して、負極側のスイッチング素子をオンする。なお、各相について、正極側のスイッチング素子のオン期間と負極側のスイッチング素子のオン期間との間には、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間（デッドタイム）が設けられてもよい。
When the armature carrier Cs falls below the voltage command value for each phase, the switching
１－５－２．界磁電流の基本制御
界磁電流検出部３４は、界磁電流センサ６の出力信号に基づいて、界磁巻線４に流れる電流である界磁電流Ｉｆｒを検出する。ここで、Ｉｆｒは、界磁電流Ｉｆの検出値である。
1-5-2. Basic control of field current The field
界磁電流制御部３５は、界磁巻線の電流指令値である界磁電流指令値Ｉｆｏを算出し、界磁電流指令値Ｉｆｏに基づいて界磁電圧指令値Ｖｆｏを算出し、界磁電圧指令値Ｖｆｏに基づいて、コンバータ９が有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、界磁巻線４に電圧を印加する。
The field
本実施の形態では、図２に示すように、界磁電流制御部３５は、電流指令値算出部３５１、電圧指令値算出部３５２、及びスイッチング制御部３５３を備えている。
In the present embodiment, as shown in FIG. 2, the field
電流指令値算出部３５１は、界磁電流指令値Ｉｆｏを算出する。例えば、電流指令値算出部３５１は、トルク指令値Ｔｏ等に基づいて、界磁電流指令値Ｉｆｏを設定する。
The current command
電圧指令値算出部３５２は、界磁電流指令値Ｉｆｏに基づいて界磁電圧指令値Ｖｆｏを算出する。電圧指令値算出部３５２は、次式に示すように、界磁電流指令値Ｉｆｏと界磁電流検出値Ｉｆｒとの偏差ΔＩｆ（以下、界磁電流偏差ΔＩｆと称す）に対して比例積分制御を行って、界磁電圧指令値Ｖｆｏを算出する。
ここで、Ｋｐｆは、比例ゲインであり、Ｋｉｆは、積分ゲインであり、ｓは、ラプラス演算子であり、１／ｓは、積分を表す。比例ゲインＫｐｆ及び積分ゲインＫｉｆは、界磁電流検出値Ｉｆｒ及びｄ軸電流（指令値又は検出値）等に応じて変化されてもよい。なお、式（４）は、連続系で表しているが、実際には、式（４）を演算周期で離散化した演算式を用いて、演算周期毎に演算処理が実行される。本実施の形態では、演算周期は、後述する界磁搬送波の周期Ｔｓｆと同じに設定されている。 Here, Kpf is a proportional gain, Kif is an integral gain, s is a Laplace operator, and 1 / s represents an integral. The proportional gain Kpf and the integrated gain Kif may be changed according to the field current detection value Ifr, the d-axis current (command value or detection value), and the like. Although the equation (4) is represented by a continuous system, in reality, the arithmetic processing is executed for each arithmetic cycle using the arithmetic expression in which the equation (4) is discretized in the arithmetic cycle. In the present embodiment, the calculation period is set to be the same as the period Tsf of the field carrier wave described later.
或いは、電圧指令値算出部３５２は、電流検出値を用いず、界磁電流指令値Ｉｆｏに基づいて、回転機の諸元を用い、界磁電圧指令値Ｖｆｏを算出するフィードフォワード制御を実行してもよい。例えば、電圧指令値算出部３５２は、次式に示すように、界磁電流指令値Ｉｆｏに基づいて、回転機の諸元（界磁巻線４の抵抗値Ｒｆ）に基づいて、界磁電圧指令値Ｖｆｏを算出してもよい。この際、次式に示すように、一次進み処理が加えられてもよい。ここで、Ｔｆｏは、一次進み処理の定数であり、ｓは、ラプラス演算子である。一次進み処理の定数Ｔｆｏは、界磁電流検出値Ｉｆｒ等に応じて変化されてもよい。この場合は、界磁電流センサ６及び界磁電流検出部３４が備えられなくてもよい。
Ｖｆｏ＝（Ｔｆｏ×ｓ＋１）×Ｒｆ×Ｉｆｏ ・・・（５）
Alternatively, the voltage command
Vfo = (Tfo × s + 1) × Rf × Ifo ・ ・ ・ (5)
電圧指令値算出部３５２は、次式に示すように、界磁電圧指令値Ｖｆｏを上限電圧値Ｖｆｍａｘにより上限制限すると共に、界磁電圧指令値Ｖｆｏを下限電圧値Ｖｆｍｉｎにより下限制限する。ここで、ＭＩＮ（Ａ，Ｂ）は、Ａ、Ｂのいずれか小さい方を出力する関数である。ＭＡＸ（Ａ，Ｂ）は、Ａ、Ｂのいずれか大きい方を出力する関数である。
Ｖｆｏ＝ＭＡＸ（Ｖｆｍｉｎ，ＭＩＮ（Ｖｆｍａｘ，Ｖｆｏ）） ・・・（６）
As shown in the following equation, the voltage command
Vfo = MAX (Vfmin, MIN (Vfmax, Vfo)) ... (6)
上限電圧値Ｖｆｍａｘは、界磁巻線４に印加できる最大電圧に設定される。下限電圧値Ｖｆｍｉｎは、界磁巻線４に印加できる最小電圧に設定される。本実施の形態では、上限電圧値Ｖｆｍａｘは、直流電圧Ｖｄｃに設定される。下限電圧値Ｖｆｍｉｎは、－１×直流電圧Ｖｄｃに設定される。スイッチング直後のリンギングの影響、後述する短絡防止期間の設定等を考慮して、上限電圧値Ｖｆｍａｘは、直流電圧Ｖｄｃよりも小さい値に設定されてもよく、下限電圧値Ｖｆｍｉｎは、－１×直流電圧Ｖｄｃよりも大きい値に設定されてもよい。 The upper limit voltage value Vfmax is set to the maximum voltage that can be applied to the field winding 4. The lower limit voltage value Vfmin is set to the minimum voltage that can be applied to the field winding 4. In the present embodiment, the upper limit voltage value Vfmax is set to the DC voltage Vdc. The lower limit voltage value Vfmin is set to -1 × DC voltage Vdc. The upper limit voltage value Vfmax may be set to a value smaller than the DC voltage Vdc in consideration of the influence of ringing immediately after switching, the setting of the short circuit prevention period described later, and the lower limit voltage value Vfmin is -1 × DC. It may be set to a value larger than the voltage Vdc.
なお、電圧指令値算出部３５２は、界磁電圧指令値Ｖｆｏを上限電圧値Ｖｆｍａｘ及び下限電圧値Ｖｆｍｉｎにより上限制限及び下限制限しなくてもよい。このように、上限制限及び下限制限を行わなくても、後述するように、界磁電圧指令値Ｖｆｏは、最大電圧（Ｖｄｃ）と最小電圧（－Ｖｄｃ）との間を振動する界磁搬送波信号Ｃｆと比較されるので、コンバータ９のスイッチング素子のオンオフ制御結果は、上限制限及び下限制限の有無にかかわらず同様になる。
The voltage command
スイッチング制御部３５３は、界磁電圧指令値Ｖｆｏに基づいて、ＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）により、コンバータ９のスイッチング素子をオンオフ制御する。
The switching
例えば、図５に示すように、スイッチング制御部３５３は、界磁電圧指令値Ｖｆｏと、界磁搬送波の周期Ｔｓｆで振動する界磁搬送波信号Ｃｆとを比較することにより、複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。界磁搬送波信号Ｃｆは、界磁搬送波の周期Ｔｓｆで－１×直流電圧Ｖｄｃから直流電圧Ｖｄｃの間を振動する三角波とされている。直流電圧Ｖｄｃは、電圧センサにより検出されてもよい。
For example, as shown in FIG. 5, the switching
スイッチング制御部３５３は、界磁搬送波信号Ｃｆが界磁電圧指令値Ｖｆｏを下回った場合は、第１組の正極側のスイッチング素子ＳＰ１のスイッチング信号ＱＰ１をオン（本例では、１）し、第１組の負極側のスイッチング素子ＳＮ１のスイッチング信号ＱＮ１をオフ（本例では、０）し、第２組の正極側のスイッチング素子ＳＰ２のスイッチング信号ＱＰ２をオフ（０）し、第２組の負極側のスイッチング素子ＳＮ２のスイッチング信号ＱＮ２をオン（１）する。
When the field carrier signal Cf falls below the field voltage command value Vfo, the switching
一方、スイッチング制御部３５３は、界磁搬送波信号Ｃｆが界磁電圧指令値Ｖｆｏを上回った場合は、第１組の正極側のスイッチング信号ＱＰ１をオフ（０）し、第１組の負極側のスイッチング信号ＱＮ１をオン（１）し、第２組の正極側のスイッチング信号ＱＰ２をオン（１）し、第２組の負極側のスイッチング信号ＱＮ２をオフ（０）する。なお、各組について、正極側のスイッチング素子のオン期間と負極側のスイッチング素子のオン期間との間には、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間（デッドタイム）が設けられてもよい。
On the other hand, when the field carrier signal Cf exceeds the field voltage command value Vfo, the switching
１－５－３．界磁電流偏差ΔＩｆに応じたｄ軸電流の変化制御
＜比較例の制御挙動＞
図６及び図７に、トルク指令値Ｔｏがステップ的に増加した場合の比較例に係る制御挙動を示す。比較例では、後述する界磁電流偏差ΔＩｆに応じたｄ軸電流の変化制御が行われておらず、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂが、そのまま、最終的なｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに設定される。図６では、界磁電圧指令値Ｖｆｏの増加量が小さく、界磁電圧指令値Ｖｆｏが最大電圧（上限電圧値Ｖｆｍａｘ）に到達しておらず、最大電圧飽和状態になっていない。一方、図７では、界磁電圧指令値Ｖｆｏの増加量が大きく、界磁電圧指令値Ｖｆｏが最大電圧（上限電圧値Ｖｆｍａｘ）に到達しており、最大電圧飽和状態になっている。
1-5-3. Control of change in d-axis current according to field current deviation ΔIf <Control behavior of comparative example>
6 and 7 show the control behavior according to the comparative example when the torque command value To increases stepwise. In the comparative example, the change control of the d-axis current according to the field current deviation ΔIf described later is not performed, and the basic current command value Idob of the d-axis becomes the final current command value Ido of the d-axis as it is. Set. In FIG. 6, the increase amount of the field voltage command value Vfo is small, the field voltage command value Vfo does not reach the maximum voltage (upper limit voltage value Vfmax), and the maximum voltage saturation state is not reached. On the other hand, in FIG. 7, the increase amount of the field voltage command value Vfo is large, the field voltage command value Vfo reaches the maximum voltage (upper limit voltage value Vfmax), and the maximum voltage is saturated.
まず、図６について説明する。各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を１で表している。 First, FIG. 6 will be described. The vertical axis of each graph shows the physical quantity dimensionless. The field voltage represents the maximum voltage that can be applied by 1.
時刻ｔ０１で、トルク指令値Ｔｏが０からステップ的に増加している。そして、トルク指令値Ｔｏに応じて算出される界磁電流指令値Ｉｆｏが、０からステップ的に増加している。また、トルク指令値Ｔｏに応じて、最大トルク電流制御により算出されるｑ軸の電流指令値Ｉｑｏが、０からステップ的に増加し、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが、０からステップ的に減少している。 At time t01, the torque command value To increases stepwise from 0. Then, the field current command value Ifo calculated according to the torque command value To increases stepwise from 0. Further, according to the torque command value To, the q-axis current command value Iqo calculated by the maximum torque current control increases stepwise from 0, and the d-axis current command value Ido decreases stepwise from 0. is doing.
出力トルクＴｒは、ロータ磁束ψとｑ軸電流Ｉｑとの乗算値に比例する。ロータ磁束ψは、界磁電流Ｉｆに応じて変化する。界磁電流のフィードバック制御系の応答性は、ｄ軸及びｑ軸の電流のフィードバック制御系の応答性よりも遅い。そのため、界磁電流検出値Ｉｆｒは、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒよりも遅れて変化している。よって、主に、界磁電流Ｉｆの応答遅れによって、出力トルクＴｒの応答遅れが生じている。 The output torque Tr is proportional to the multiplication value of the rotor magnetic flux ψ and the q-axis current Iq. The rotor magnetic flux ψ changes according to the field current If. The responsiveness of the field current feedback control system is slower than the responsiveness of the d-axis and q-axis current feedback control systems. Therefore, the field current detection value Ifr changes later than the d-axis and q-axis current detection values Idr and Iqr. Therefore, the response delay of the output torque Tr is mainly caused by the response delay of the field current If.
時刻ｔ０１の直後において、界磁電流検出値Ｉｆｒの増加によるロータ磁束の増加量よりも、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒの減少によるロータ磁束の減少量が上回ったため、ロータ磁束が一時的に低下し、出力トルクＴｒが一時的に低下している。 Immediately after time t01, the decrease in the rotor magnetic flux due to the decrease in the current detection value Idr on the d-axis exceeded the increase in the rotor magnetic flux due to the increase in the field current detection value Ifr, so that the rotor magnetic flux temporarily decreased. , The output torque Tr is temporarily reduced.
時刻ｔ０１で、界磁電流指令値Ｉｆｏと界磁電流検出値Ｉｆｒとの界磁電流偏差ΔＩｆが増加し、ＰＩ制御（特に、比例項）により演算される界磁電圧指令値Ｖｆｏが増加している。しかし、界磁電圧指令値Ｖｆｏの増加量が小さく、界磁電圧指令値Ｖｆｏは、上限電圧値Ｖｆｍａｘにより上限制限されていない。そのため、界磁電流のフィードバック制御系の応答性は、損なわれておらず、界磁電流検出値Ｉｆｒは、界磁電流指令値Ｉｆｏにフィードバック制御系の応答性（時定数）で追従している。 At time t01, the field current deviation ΔIf between the field current command value Ifo and the field current detection value Ifr increases, and the field voltage command value Vfo calculated by PI control (particularly, the proportional term) increases. There is. However, the amount of increase in the field voltage command value Vfo is small, and the field voltage command value Vfo is not limited by the upper limit voltage value Vfmax. Therefore, the responsiveness of the field current feedback control system is not impaired, and the field current detection value Ifr follows the field current command value Ifo with the responsiveness (time constant) of the feedback control system. ..
次に、図７について説明する。図６と同様に、各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を１で表している。 Next, FIG. 7 will be described. Similar to FIG. 6, the vertical axis of each graph represents the physical quantity in a dimensionless manner. The field voltage represents the maximum voltage that can be applied by 1.
時刻ｔ１１で、図６と同様に、トルク指令値Ｔｏが０からステップ的に増加し、界磁電流指令値Ｉｆｏが、０からステップ的に増加し、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏが、０からステップ的に増加し、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが、０からステップ的に減少している。しかし、図６に比べて、トルク指令値Ｔｏの増加量が大きくなっているため、界磁電流指令値Ｉｆｏの増加量、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏの増加量、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏの減少量が大きくなっている。 At time t11, as in FIG. 6, the torque command value To increases stepwise from 0, the field current command value Ifo increases stepwise from 0, and the q-axis current command value Iqo increases from 0. It increases stepwise, and the current command value Ido on the d-axis decreases stepwise from 0. However, since the increase in the torque command value To is larger than that in FIG. 6, the increase in the field current command value Ifo, the increase in the current command value Iqo on the q-axis, and the current command value Ido on the d-axis are large. The amount of decrease is large.
そのため、図６に比べて、界磁電流偏差ΔＩｆが大きくなっており、ＰＩ制御（特に、比例項）により演算される界磁電圧指令値Ｖｆｏが大きくなっている。界磁電圧指令値Ｖｆｏは、上限電圧値Ｖｆｍａｘにより上限制限され、最大電圧飽和状態になっている（時刻ｔ１１から時刻ｔ１２まで）。そのため、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が、損なわれており、界磁電流検出値Ｉｆｒは、界磁電流指令値Ｉｆｏにフィードバック制御系の本来の応答性（時定数）よりも遅い応答性で追従している。よって、界磁電流検出値Ｉｆｒの応答遅れが大きくなっており、界磁電流検出値Ｉｆｒに応じて変化するロータ磁束ψ及び出力トルクＴｒの応答遅れが大きくなっている。 Therefore, the field current deviation ΔIf is larger than that in FIG. 6, and the field voltage command value Vfo calculated by PI control (particularly, the proportional term) is larger. The field voltage command value Vfo is limited by the upper limit voltage value Vfmax and is in the maximum voltage saturation state (from time t11 to time t12). Therefore, the responsiveness of the field current feedback control system is impaired, and the field current detection value Ifr responds to the field current command value Ifo slower than the original responsiveness (time constant) of the feedback control system. Follow by sex. Therefore, the response delay of the field current detection value Ifr is large, and the response delay of the rotor magnetic flux ψ and the output torque Tr that change according to the field current detection value Ifr is large.
このように、比較例では、界磁電流のフィードバック制御系の応答遅れによって、ロータ磁束ψ及び出力トルクＴｒの応答遅れが生じている。特に、界磁電圧指令値Ｖｆｏが最大電圧（上限電圧値Ｖｆｍａｘ）に到達する最大電圧飽和状態、又は界磁電圧指令値Ｖｆｏが最小電圧（下限電圧値Ｖｆｍｉｎ）に到達する最小電圧飽和状態になると、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化し、ロータ磁束ψ及び出力トルクＴｒの応答性が悪化する。 As described above, in the comparative example, the response delay of the rotor magnetic flux ψ and the output torque Tr is caused by the response delay of the feedback control system of the field current. In particular, when the field voltage command value Vfo reaches the maximum voltage (upper limit voltage value Vfmax) in the maximum voltage saturation state, or when the field voltage command value Vfo reaches the minimum voltage (lower limit voltage value Vfmin), the minimum voltage saturation state is reached. , The responsiveness of the field current feedback control system deteriorates, and the responsiveness of the rotor magnetic flux ψ and the output torque Tr deteriorates.
＜界磁巻線の応答性＞
界磁巻線の電圧方程式は、次式で表せられる。ここで、ψは、ロータの鉄心の磁束であり、Ｒｆは、界磁巻線の抵抗であり、Ｖｆは、界磁巻線の印加電圧である。
The voltage equation of the field winding can be expressed by the following equation. Here, ψ is the magnetic flux of the iron core of the rotor, Rf is the resistance of the field winding, and Vf is the applied voltage of the field winding.
式（７）を変形すると次式を得る。ここで、電流微分インダクタンスｄＬＩｆは、ロータ磁束ψを界磁電流Ｉｆについて微分したものである。電流微分インダクタンスｄＬＩｆは、界磁電流Ｉｆの各動作点における、界磁電流Ｉｆの変化に対するロータ磁束ψの変化の比とも表現できる。
式（８）をラプラス変換して変形すると、界磁巻線の伝達関数Ｇｐｆ（ｓ）は、次式のようになる。
式（９）に示すように、制御対象である界磁巻線の伝達関数Ｇｐｆ（ｓ）の応答性（時定数）は、電流微分インダクタンスｄＬＩｆに比例する。よって、電流微分インダクタンスｄＬＩｆを減少させることで、制御対象である界磁巻線の応答性を向上させることができる。 As shown in the equation (9), the responsiveness (time constant) of the transfer function Gpf (s) of the field winding to be controlled is proportional to the current differential inductance dLIf. Therefore, by reducing the current differential inductance dLIf, the responsiveness of the field winding to be controlled can be improved.
＜ｄ軸電流の変化による、ロータ磁束ψの応答性の向上＞
図８の上段に示すように、ｄ軸電流Ｉｄ＝０の条件では、界磁電流Ｉｆが動作点Ａよりも小さい領域では、ロータに磁気飽和が生じておらず、界磁電流Ｉｆに比例して、ロータ磁束ψが増加しており、電流微分インダクタンスｄＬＩｆは一定値になっている。一方、界磁電流Ｉｆが動作点Ａよりも大きくなると、ロータの鉄心に磁気飽和が生じ、界磁電流Ｉｆの増加に対するロータ磁束ψの増加の傾きが減少している。ここで、ロータ磁束ψは、ロータ磁束のｄ軸成分である。そのため、図８の下段に示すように、ロータ磁束ψを界磁電流Ｉｆについて微分した電流微分インダクタンスｄＬＩｆは、界磁電流Ｉｆが動作点Ａよりも増加するに従って減少している。
<Improvement of responsiveness of rotor magnetic flux ψ due to change in d-axis current>
As shown in the upper part of FIG. 8, under the condition of d-axis current Id = 0, in the region where the field current If is smaller than the operating point A, the rotor is not magnetically saturated and is proportional to the field current If. Therefore, the rotor magnetic flux ψ is increasing, and the current differential inductance dLIf is a constant value. On the other hand, when the field current If becomes larger than the operating point A, magnetic saturation occurs in the iron core of the rotor, and the slope of the increase in the rotor magnetic flux ψ with respect to the increase in the field current If decreases. Here, the rotor magnetic flux ψ is a d-axis component of the rotor magnetic flux. Therefore, as shown in the lower part of FIG. 8, the current differential inductance dLIf obtained by differentiating the rotor magnetic flux ψ with respect to the field current If decreases as the field current If increases from the operating point A.
＜理論上のロータ磁束ψ０と、磁気飽和による実際の磁束ψ＞
磁気飽和が生じない場合の理論上のロータ磁束ψ０は、次式に示すように、理論上の界磁巻線のインダクタンスＬｆ０に界磁電流Ｉｆを乗算した磁束と、理論上のｄ軸インダクタンスＬｄ０にｄ軸電流Ｉｄを乗算した磁束と、を合計した磁束になる。ここで、理論上の界磁巻線のインダクタンスＬｆ０は、界磁巻線の巻数（巻数の２乗）に応じたインダクタンスであり、理論上のｄ軸インダクタンスＬｄ０は、電機子巻線の巻数（巻数の２乗）に応じたインダクタンスである。
ψ０＝Ｌｆ０×Ｉｆ＋Ｌｄ０×Ｉｄ ・・・（１０）
<Theoretical rotor magnetic flux ψ0 and actual magnetic flux ψ due to magnetic saturation>
The theoretical rotor magnetic flux ψ0 when magnetic saturation does not occur is the magnetic flux obtained by multiplying the theoretical field winding inductance Lf0 by the field current If, and the theoretical d-axis inductance Ld0, as shown in the following equation. The magnetic flux obtained by multiplying the d-axis current Id by the d-axis current Id is the total magnetic flux. Here, the theoretical inductance Lf0 of the field winding is an inductance corresponding to the number of turns of the field winding (square of the number of turns), and the theoretical d-axis inductance Ld0 is the number of turns of the armature winding (the number of turns of the armature winding). It is the inductance according to the square of the number of turns).
ψ0 = Lf0 × If + Ld0 × Id ・ ・ ・ (10)
しかし、次式及び図９に示すように、磁気飽和が生じると、実際のロータ磁束ψは、磁気飽和が生じない場合の理論上の磁束ψ０から低下する。ｆψ（）は、ロータの鉄心の磁気飽和特性を表す関数である。
ψ＝ｆψ（ψ０） ・・・（１１）
However, as shown in the following equation and FIG. 9, when magnetic saturation occurs, the actual rotor magnetic flux ψ decreases from the theoretical magnetic flux ψ0 when magnetic saturation does not occur. fψ () is a function representing the magnetic saturation characteristic of the iron core of the rotor.
ψ = fψ (ψ0) ・ ・ ・ (11)
＜ｄ軸電流に応じた、磁束ψの平行移動＞
式（１０）を変形すると次式を得る。
ψ０＝Ｌｆ０×（Ｉｆ＋Ｋｓｒ×Ｉｄ）
Ｋｓｒ＝Ｌｄ０／Ｌｆ０ ・・・（１２）
ここで、Ｋｓｒは、ｄ軸電流Ｉｄを界磁電流相当値に変換する換算定数である。換算定数Ｋｓｒは、界磁巻線の巻数に応じた界磁巻線のインダクタンスＬｆ０に対する、電機子巻線の巻数に応じたｄ軸インダクタンスＬｄ０の比率になる。
<Translation of magnetic flux ψ according to d-axis current>
The following equation is obtained by modifying the equation (10).
ψ0 = Lf0 × (If + Ksr × Id)
Ksr = Ld0 / Lf0 ... (12)
Here, Ksr is a conversion constant that converts the d-axis current Id into a value equivalent to the field current. The conversion constant Ksr is the ratio of the d-axis inductance Ld0 according to the number of turns of the armature winding to the inductance Lf0 of the field winding corresponding to the number of turns of the field winding.
式（１２）に示すように、理論上の磁束ψ０が同じ値になる界磁電流Ｉｆは、ｄ軸電流Ｉｄに－Ｋｓｒを乗算した値に応じて変化する。式（１１）及び図９に示したように、同じ値の理論上の磁束ψ０に対応する実際の磁束ψは、同じ値になる。そのため、図８に示したように、実際のロータ磁束ψ及び電流微分インダクタンスｄＬＩｆの特性は、ｄ軸電流Ｉｄに－Ｋｓｒを乗算した値に応じて、界磁電流Ｉｆの方向（横方向）に平行移動する。 As shown in the equation (12), the field current If that the theoretical magnetic flux ψ0 has the same value changes according to the value obtained by multiplying the d-axis current Id by −Ksr. As shown in Equation (11) and FIG. 9, the actual magnetic flux ψ corresponding to the theoretical magnetic flux ψ0 of the same value has the same value. Therefore, as shown in FIG. 8, the characteristics of the actual rotor magnetic flux ψ and the current differential inductance dLIf are in the direction (horizontal direction) of the field current If according to the value obtained by multiplying the d-axis current Id by −Ksr. Move in parallel.
＜目標のロータ磁束ψｏを得るためのｄ軸電流の変化＞
目標のロータ磁束ψｏを得るためのｄ軸電流Ｉｄの設定を検討する。例えば、図８において、界磁電流指令値Ｉｆｏ及びｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂにおけるロータ磁束ψを、目標のロータ磁束ψｏとする。目標の電流微分インダクタンスｄＬＩｆｏを、目標のロータ磁束ψｏに対応させて設定する。式（１２）から、界磁電流Ｉｆが、界磁電流指令値Ｉｆｏであり、ｄ軸電流Ｉｄがｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂである場合の、理論上の目標のロータ磁束ψｏ０は、次式となる。
ψｏ０＝Ｌｆ０×（Ｉｆｏ＋Ｋｓｒ×Ｉｄｏｂ） ・・・（１３）
<Change in d-axis current to obtain the target rotor magnetic flux ψo>
Consider setting the d-axis current Id to obtain the target rotor magnetic flux ψo. For example, in FIG. 8, the rotor magnetic flux ψ at the field current command value Ifo and the basic current command value Idob of the d-axis is set as the target rotor magnetic flux ψo. The target current differential inductance dLIfo is set corresponding to the target rotor magnetic flux ψo. From the equation (12), when the field current If is the field current command value Ifo and the d-axis current Id is the basic current command value Idob of the d-axis, the theoretical target rotor magnetic flux ψo0 is as follows. It becomes an expression.
ψo0 = Lf0 × (Ifo + Ksr × Idob) ・ ・ ・ (13)
そして、現在の界磁電流検出値Ｉｆｒにおいて、理論上の目標のロータ磁束ψｏ０を得るための変化後のｄ軸の電流指令値をＩｄｏｃｈｇとすると、式（１２）から次式を得る。
ψｏ０＝Ｌｆ０×（Ｉｆｒ＋Ｋｓｒ×Ｉｄｏｃｈｇ） ・・・（１４）
Then, in the current field current detection value Ifr, assuming that the current command value of the d-axis after the change for obtaining the theoretical target rotor magnetic flux ψo0 is Idochg, the following equation is obtained from the equation (12).
ψo0 = Lf0 × (Ifr + Ksr × Idochg) ・ ・ ・ (14)
式（１４）を式（１３）に代入し、変化後のｄ軸の電流指令値Ｉｄｏｃｈｇについて整理すると次式を得る。ここで、ΔＩｄｏは、ｄ軸の電流指令値の変化量である。
Ｉｄｏｃｈｇ＝Ｉｄｏｂ＋ΔＩｄｏ
ΔＩｄｏ＝（Ｉｆｏ－Ｉｆｒ）／Ｋｓｒ ・・・（１５）
By substituting the equation (14) into the equation (13) and rearranging the current command value Idochg on the d-axis after the change, the following equation is obtained. Here, ΔIdo is the amount of change in the current command value on the d-axis.
Idochg = Idob + ΔIdo
ΔIdo = (Ifo-Ifr) / Ksr ... (15)
よって、界磁電流の応答遅れにより、ロータ磁束ψが、界磁電流指令値Ｉｆｏ及びｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂに対応する目標のロータ磁束ψｏから逸脱しても、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを、界磁電流偏差ΔＩｆ（＝Ｉｆｏ－Ｉｆｒ）に応じたｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏだけ変化させることにより、ロータ磁束ψを目標のロータ磁束ψｏに近づけることができる。 Therefore, even if the rotor magnetic flux ψ deviates from the target rotor magnetic flux ψo corresponding to the field current command value Ifo and the basic current command value Idob of the d-axis due to the response delay of the field current, the current command value of the d-axis By changing Ido by the amount of change ΔIdo of the current command value of the d-axis according to the field current deviation ΔIf (= Ifo-Ifr), the rotor magnetic flux ψ can be brought closer to the target rotor magnetic flux ψo.
そこで、電機子電流制御部３３は、界磁電流指令値Ｉｆｏと界磁電流検出値Ｉｆｒとの偏差（界磁電流偏差ΔＩｆ）に応じて、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを変化させる。
Therefore, the armature
本実施の形態では、電機子電流制御部３３は、式（１５）を用いて、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏを算出し、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏによりｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを変化させる。本実施の形態では、式（１）を用いて説明したように、電機子電流制御部３３は、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂに、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏを加算した値を、最終的なｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに設定する。本実施の形態では、ｄ軸電流の変化条件は、常時成立しているものとする。
In the present embodiment, the armature
界磁電流指令値Ｉｆｏに対する界磁電流検出値Ｉｆｒの応答遅れにより生じる、界磁電流指令値Ｉｆｏ及びｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂに対応する目標のロータ磁束ψｏに対するロータ磁束の応答遅れを、ｄ軸電流の変化により生じるロータ磁束の変化により低減することができる。よって、ロータ磁束の応答遅れにより生じる出力トルクの応答遅れを低減することができる。また、ロータ磁束と同様に、電流微分インダクタンスｄＬＩｆの応答遅れを低減することができ、界磁電流のフィードバック制御系の応答性の変動を低減することができる。特に、界磁電圧指令値Ｖｆｏが最大電圧（上限電圧値Ｖｆｍａｘ）に到達する最大電圧飽和状態になり、フィードバック制御系の応答性が悪化し、界磁電流偏差ΔＩｆが大きくなっても、界磁電流偏差ΔＩｆに応じたｄ軸電流の変化により、ロータ磁束の応答遅れ及びロータ磁束の応答遅れにより生じる出力トルクの応答遅れを低減することができる。また、電流微分インダクタンスｄＬＩｆの応答遅れを低減することができ、界磁電流のフィードバック制御系の応答性の悪化を抑制することができる。 The response delay of the rotor magnetic flux to the target rotor magnetic flux ψo corresponding to the field current command value Ifo and the basic current command value Idob of the d-axis caused by the response delay of the field current detection value Ifr with respect to the field current command value If. It can be reduced by the change of the rotor magnetic flux caused by the change of the d-axis current. Therefore, it is possible to reduce the response delay of the output torque caused by the response delay of the rotor magnetic flux. Further, similarly to the rotor magnetic flux, the response delay of the current differential inductance dLIf can be reduced, and the fluctuation of the responsiveness of the feedback control system of the field current can be reduced. In particular, even if the field voltage command value Vfo reaches the maximum voltage (upper limit voltage value Vfmax) in the maximum voltage saturation state, the responsiveness of the feedback control system deteriorates, and the field current deviation ΔIf becomes large, the field is magnetic. By changing the d-axis current according to the current deviation ΔIf, it is possible to reduce the response delay of the rotor magnetic flux and the response delay of the output torque caused by the response delay of the rotor magnetic flux. Further, the response delay of the current differential inductance dLIf can be reduced, and the deterioration of the responsiveness of the field current feedback control system can be suppressed.
＜制御挙動＞
図１０及び図１１に、比較例の図６及び図７と同様の条件で、ｄ軸の電流指令値の変化処理が行われる本実施の形態に係る制御挙動を示す。図６及び図７と同様に、各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を１で表している。
<Control behavior>
10 and 11 show the control behavior according to the present embodiment in which the change processing of the current command value of the d-axis is performed under the same conditions as those of FIGS. 6 and 7 of the comparative example. Similar to FIGS. 6 and 7, the vertical axis of each graph represents the physical quantity in a dimensionless manner. The field voltage represents the maximum voltage that can be applied by 1.
まず、図１０について説明する。時刻ｔ２１で、図６と同様に、トルク指令値Ｔｏが０からステップ的に増加し、界磁電流指令値Ｉｆｏが、０からステップ的に増加し、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏが、０からステップ的に増加し、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂが、０からステップ的に減少している。 First, FIG. 10 will be described. At time t21, the torque command value To increases stepwise from 0, the field current command value Ifo increases stepwise from 0, and the q-axis current command value Iqo increases from 0, as in FIG. It increases stepwise, and the basic current command value Idob on the d-axis decreases stepwise from 0.
時刻ｔ２１の後、界磁電流偏差ΔＩｆが増加したため、界磁電流偏差ΔＩｆに応じたｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏが増加し、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが、時刻ｔ２１でステップ的に低下したｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂよりも増加している。ｄ軸電流の増加により、ロータ磁束は、界磁電流指令値Ｉｆｏ及びｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂに対応する目標のロータ磁束に近づけられている。よって、図６のような出力トルクＴｒの低下は生じておらず、出力トルクＴｒの応答遅れを低減することができる。 Since the field current deviation ΔIf increased after the time t21, the amount of change ΔIdo of the current command value on the d-axis according to the field current deviation ΔIf increased, and the current command value Ido on the d-axis stepped at time t21. It is increased from the basic current command value Idob of the d-axis which has decreased to. Due to the increase in the d-axis current, the rotor magnetic flux is brought closer to the target rotor magnetic flux corresponding to the field current command value Ifo and the d-axis basic current command value Idob. Therefore, the output torque Tr does not decrease as shown in FIG. 6, and the response delay of the output torque Tr can be reduced.
次に、図１１について説明する。時刻ｔ３１で、図７と同様に、トルク指令値Ｔｏが０からステップ的に増加し、界磁電流指令値Ｉｆｏが、０からステップ的に増加し、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏが、０からステップ的に増加し、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂが、０からステップ的に減少している。 Next, FIG. 11 will be described. At time t31, as in FIG. 7, the torque command value To increases stepwise from 0, the field current command value Ifo increases stepwise from 0, and the current command value Iqo on the q-axis increases from 0. It increases stepwise, and the basic current command value Idob on the d-axis decreases stepwise from 0.
図７と同様に、トルク指令値Ｔｏの増加量が大きくなっているため、界磁電圧指令値Ｖｆｏは、上限電圧値Ｖｆｍａｘにより上限制限され、最大電圧飽和状態になっている（時刻ｔ３１から時刻ｔ３２まで）。 As in FIG. 7, since the amount of increase in the torque command value To is large, the field voltage command value Vfo is limited by the upper limit voltage value Vfmax and is in the maximum voltage saturation state (time from time t31). Up to t32).
時刻ｔ３１の後、界磁電流偏差ΔＩｆが増加したため、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏが増加し、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが、時刻ｔ３１でステップ的に低下したｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂよりも増加している。ｄ軸電流の増加により、ロータ磁束は、界磁電流指令値Ｉｆｏ及びｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂに対応する目標のロータ磁束に近づけられている。よって、図７よりも、出力トルクＴｒの立ち上がりの応答性がよくなっており、全体的に出力トルクＴｒの応答遅れが低減している。 After the time t31, since the field current deviation ΔIf increased, the amount of change ΔIdo of the current command value of the d-axis increased, and the current command value Ido of the d-axis decreased stepwise at the time t31, the basic current of the d-axis. It is more than the command value Idob. Due to the increase in the d-axis current, the rotor magnetic flux is brought closer to the target rotor magnetic flux corresponding to the field current command value Ifo and the d-axis basic current command value Idob. Therefore, the responsiveness at the rising edge of the output torque Tr is better than that in FIG. 7, and the response delay of the output torque Tr is reduced as a whole.
界磁巻線のインダクタンスは、電機子巻線のインダクタンスに比べて大きい。界磁電流指令値Ｉｆｏから界磁電流検出値Ｉｆｒまでの界磁電流のフィードバック制御系の応答周波数は、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びＩｑｏからｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒまでの電機子電流のフィードバック制御系の応答周波数に比べて低く設定されている。ここで、応答周波数は、閉ループ伝達関数のカットオフ周波数及び時定数の逆数に相当する。よって、ｄ軸電流の増加速度は、界磁電流の増加速度よりも早くなっている。ｄ軸の電流指令値の増加により、速やかにｄ軸電流を増加させ、ロータ磁束を増加させることができている。 The inductance of the field winding is larger than the inductance of the armature winding. The response frequency of the field current feedback control system from the field current command value Ifo to the field current detection value Ifr is the current command value Ido on the d-axis and q-axis and the current detection value Idr on the d-axis and q-axis from Iqo. , It is set lower than the response frequency of the feedback control system of the armature current up to Iqr. Here, the response frequency corresponds to the cutoff frequency of the closed loop transfer function and the reciprocal of the time constant. Therefore, the rate of increase of the d-axis current is faster than the rate of increase of the field current. By increasing the current command value of the d-axis, the d-axis current can be rapidly increased and the rotor magnetic flux can be increased.
また、ｄ軸電流の増加により、電流微分インダクタンスｄＬＩｆは、界磁電流指令値Ｉｆｏ及びｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂに対応する目標の電流微分インダクタンスに近づけられている。よって、最大電圧飽和状態による界磁電流のフィードバック制御系の応答性の悪化を低減することができ、図７よりも、界磁電流検出値Ｉｆｒの応答性を向上させることができている。そのため、図７よりも、界磁電流偏差ΔＩｆを応答性良く低減させることができ、早期に最大電圧飽和状態を解消でき、フィードバック制御系の応答性の悪化を解消できている。よって、最大電圧飽和状態が生じた場合でも、界磁電流検出値Ｉｆｒ及び出力トルクＴｒの応答遅れを低減することができる。なお、ΔＩｄｏが負になる場合には図８のようにロータ磁束を減少、インダクタンスを増加させる側になり回路による応答時定数が大きくなるため、ΔＩｄｏを０以上とすることでロータ磁束を増加、インダクタンスを低下させることができる。 Further, due to the increase in the d-axis current, the current differential inductance dLIf is brought closer to the target current differential inductance corresponding to the field current command value Ifo and the d-axis basic current command value Idob. Therefore, it is possible to reduce the deterioration of the responsiveness of the field current feedback control system due to the maximum voltage saturation state, and it is possible to improve the responsiveness of the field current detection value Ifr as compared with FIG. 7. Therefore, as compared with FIG. 7, the field current deviation ΔIf can be reduced with good responsiveness, the maximum voltage saturation state can be eliminated at an early stage, and the deterioration of the responsiveness of the feedback control system can be eliminated. Therefore, even when the maximum voltage saturation state occurs, the response delay of the field current detection value Ifr and the output torque Tr can be reduced. When ΔIdo becomes negative, the rotor magnetic flux is reduced and the inductance is increased as shown in FIG. 8, and the response time constant by the circuit becomes large. Therefore, the rotor magnetic flux is increased by setting ΔIdo to 0 or more. Inductance can be reduced.
＜ｑ軸の電流指令値の増加＞
一方、図１０及び図１１に示したように、ｄ軸電流の増加によりロータ磁束が、界磁電流指令値Ｉｆｏ及びｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂに対応する目標のロータ磁束に近づけられているが、トルク指令値Ｔｏに対して出力トルクＴｒが十分に増加していない。これは、ｄ軸電流を増加させることによりリラクタンストルクが低下することによる。
<Increase in q-axis current command value>
On the other hand, as shown in FIGS. 10 and 11, the rotor magnetic flux is brought closer to the target rotor magnetic flux corresponding to the field current command value Ifo and the d-axis basic current command value Idob due to the increase in the d-axis current. However, the output torque Tr is not sufficiently increased with respect to the torque command value To. This is because the reluctance torque decreases by increasing the d-axis current.
回転機の出力トルクＴｒは、次式のように、与えられる。ここで、Ｐｍは、極対数であり、ψは、上述したロータ磁束（ｄ軸成分）であり、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンスである。リラクタンストルクが生じる回転機では、多くの場合、Ｌｄ＜Ｌｑになり、（Ｌｄ―Ｌｑ）＜０になる。
Ｔｒ＝Ｐｍ×Ｉｑ×｛Ｌｆ×Ｉｆ＋（Ｌｄ－Ｌｑ）×Ｉｄ｝
＝Ｐｍ×Ｉｑ×｛ψ－Ｌｑ×Ｉｄ｝
＝Ｐｍ×Ｉｑ×｛ψ－Ｌｑ×（Ｉｄｏｂ＋ΔＩｄｏ）｝ ・・・（１６）
The output torque Tr of the rotating machine is given by the following equation. Here, Pm is the pole logarithm, ψ is the rotor magnetic flux (d-axis component) described above, and Lq is the q-axis inductance. In a rotating machine in which reluctance torque is generated, Ld <Lq and (Ld-Lq) <0 in many cases.
Tr = Pm × Iq × {Lf × If + (Ld-Lq) × Id}
= Pm × Iq × {ψ-Lq × Id}
= Pm × Iq × {ψ-Lq × (Idob + ΔIdo)} ・ ・ ・ (16)
式（１６）のｄ軸のロータ磁束ψは、ｄ軸電流の増加により、目標のロータ磁束になる。一方、ｑ軸のロータ磁束は、ｄ軸電流の増加により、Ｌｑ×ΔＩｄｏだけ減少し、出力トルクは、Ｐｍ×Ｉｑ×Ｌｑ×ΔＩｄｏだけ低下する。よって、次式に示すように、ｑ軸電流Ｉｑを、出力トルクの変化分Ｐｍ×Ｉｑ×Ｌｑ×ΔＩｄｏを補うように変化させれば、出力トルクの変化を抑制することができる。
よって、電機子電流制御部３３は、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏに応じて、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを変化させてもよい。例えば、電機子電流制御部３３は、ｄ軸電流の変化条件が成立している期間、演算周期毎に、式（１７）を用い、ｑ軸の電流指令値の変化量ΔＩｑｏを算出し、ｑ軸の基本電流指令値Ｉｑｏｂにｑ軸の電流指令値の変化量ΔＩｑｏを加算した値を、最終的なｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに設定する。
Therefore, the armature
＜車両の発電電動機として用いられる場合＞
本実施の形態の回転機の制御装置を、車両用の発電電動機に使用する場合、図１７のような構成となる。回転機１のロータの回転軸は、プーリ及びベルト機構１０１を介して、内燃機関１００のクランク軸に連結されている。回転機１の回転軸は、内燃機関１００及び変速装置１０２を介して車輪１０３に連結される。回転機１は、電動機として機能し、内燃機関１００の補機として、車輪１０３の駆動力源となると共に、発電機として機能し、内燃機関１００の回転を利用して発電を行う。
<When used as a generator motor for vehicles>
When the control device for the rotary machine of the present embodiment is used for a generator motor for a vehicle, the configuration is as shown in FIG. The rotary shaft of the rotor of the
近年は、アイドルストップ車が増加しており、回転機１の駆動トルクにより内燃機関を再始動させる際の、駆動トルクの立ち上がり時間の短縮が求められている。回転機の制御装置において、界磁電流の立ち上がり時間が遅れると、駆動トルクの立ち上がり時間および発電の立ち上がり時間が遅れる。上述したように、界磁電流偏差ΔＩｆに応じてｄ軸電流を変化させることで、界磁電流の応答遅れによるロータ磁束及び出力トルクの応答遅れを低減することができる。
In recent years, the number of idle-stop vehicles has increased, and there is a demand for shortening the rise time of the drive torque when the internal combustion engine is restarted by the drive torque of the
２．実施の形態２
次に、実施の形態２に係る回転機１及び制御装置１１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る回転機１及び制御装置１１の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、ｄ軸電流の変化条件の設定方法が、実施の形態１と異なる。
2. 2.
Next, the
本実施の形態では、電機子電流制御部３３は、界磁電圧指令値Ｖｆｏが界磁巻線に印加できる最大電圧（上限電圧値Ｖｆｍａｘ）以上になる最大電圧飽和状態になった場合に、ｄ軸電流の変化条件が成立したと判定し、界磁電流偏差ΔＩｆに応じてｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを変化させる。
In the present embodiment, the armature
図７及び図１１を用いて上述したように、最大電圧飽和状態になると、特に、界磁電流の応答遅れが大きくなり、ロータ磁束及び出力トルクの応答遅れが大きくなるので、界磁電流偏差ΔＩｆに応じてｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを変化させることにより、ロータ磁束、出力トルク、及び界磁電流の応答遅れを低減することができる。 As described above with reference to FIGS. 7 and 11, when the maximum voltage is saturated, the response delay of the field current becomes large, and the response delay of the rotor magnetic flux and the output torque becomes large. Therefore, the field current deviation ΔIf. By changing the current command value Ido of the d-axis according to the above, the response delay of the rotor magnetic flux, the output torque, and the field current can be reduced.
電機子電流制御部３３は、最大電圧飽和状態になりｄ軸電流の変化条件が成立した後、次式が満たされた場合に、ｄ軸電流の変化条件が成立しなくなったと判定し、ｄ軸の電流指令値の変化処理を終了する。
Ｉｆｒ＋Ｉｄｏｂ×Ｋｓｒ≧Ｉｆｓａｔ０ ・・・（１８）
The armature
Ifr + Idob × Ksr ≧ Ifsat 0 ・ ・ ・ (18)
ここで、Ｉｆｓａｔ０は、ｄ軸電流Ｉｄが０である場合にロータに目標の磁気飽和が生じる目標の界磁電流値であり、予め設定される。界磁電流検出値Ｉｆｒの増加により、式（１８）が満たされるようになると、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂに戻しても、ロータに目標の磁気飽和を生じさせることができ、界磁電流の応答性が悪化しないと判断できる。 Here, Ifsat0 is a target field current value at which a target magnetic saturation occurs in the rotor when the d-axis current Id is 0, and is set in advance. When the equation (18) is satisfied by increasing the field current detection value Ifr, even if the current command value Ido on the d-axis is returned to the basic current command value Idob on the d-axis, the rotor is subjected to the target magnetic saturation. It can be generated, and it can be judged that the responsiveness of the field current does not deteriorate.
或いは、電機子電流制御部３３は、最大電圧飽和状態になりｄ軸電流の変化条件が成立した後、界磁電流偏差ΔＩｆの絶対値が、解除判定値Ｔｈｃｎ以下になった場合に、界磁電流偏差ΔＩｆに応じたｄ軸の電流指令値Ｉｄｏの変化を終了してもよい。
Alternatively, the armature
界磁電流検出値Ｉｆｒが界磁電流指令値Ｉｆｏに近づき、界磁電流の応答遅れが解消している場合は、ｄ軸電流の変化処理を終了することができる。 When the field current detection value Ifr approaches the field current command value Ifo and the response delay of the field current is eliminated, the change processing of the d-axis current can be terminated.
式（１）を用いて上述したように、電流指令値算出部３３１は、ｄ軸電流の変化条件が成立していない場合は、ベクトル制御方法に従って設定されたｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂを、最終的なｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに設定し、ｄ軸電流の変化条件が成立している場合は、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂにｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏを加算した値を、最終的なｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに設定する。
As described above using the equation (1), the current command
＜制御挙動＞
図１２に、実施の形態１の図１１と同様の条件の制御挙動を示す。図１１と同様に、各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を１で表している。
<Control behavior>
FIG. 12 shows the control behavior under the same conditions as in FIG. 11 of the first embodiment. Similar to FIG. 11, the vertical axis of each graph represents the physical quantity in a dimensionless manner. The field voltage represents the maximum voltage that can be applied by 1.
時刻ｔ４１で、図１１と同様に、界磁電流指令値Ｉｆｏが、０からステップ的に増加し、界磁電圧指令値Ｖｆｏが、上限電圧値Ｖｆｍａｘにより上限制限され、最大電圧飽和状態になったので、ｄ軸電流の変化条件が成立している。 At time t41, the field current command value Ifo increased stepwise from 0, and the field voltage command value Vfo was limited by the upper limit voltage value Vfmax to reach the maximum voltage saturation state, as in FIG. Therefore, the condition for changing the d-axis current is satisfied.
時刻ｔ４１から時刻ｔ４２の間、ｄ軸電流の変化条件が成立しているので、界磁電流偏差ΔＩｆに応じてｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏが算出され、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂにｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏを加算した値が、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに設定されている。そのため、図１１で説明したように、最大電圧飽和状態が生じた場合に、界磁電流及び出力トルクＴｒの応答遅れを低減することができる。 Since the change condition of the d-axis current is satisfied between the time t41 and the time t42, the change amount ΔIdo of the current command value of the d-axis is calculated according to the field current deviation ΔIf, and the basic current command value of the d-axis is calculated. The value obtained by adding the change amount ΔIdo of the current command value of the d-axis to the Ido is set as the current command value Ido of the d-axis. Therefore, as described with reference to FIG. 11, when the maximum voltage saturation state occurs, the response delay of the field current and the output torque Tr can be reduced.
そして、時刻ｔ４２で、式（１８）が成立したので、電機子電流制御部３３は、ｄ軸電流の変化条件が成立しなくなったと判定し、ｄ軸の電流指令値の変化処理を終了し、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂをｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに設定している。式（１８）が満たされるようになると、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏをｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂに戻しても、界磁電流及び出力トルクＴｒの応答遅れは悪化していない。
Then, since the equation (18) was established at time t42, the armature
３．実施の形態３
次に、実施の形態３に係る回転機１及び制御装置１１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る回転機１及び制御装置１１の基本的な構成は実施の形態１と同様である。実施の形態１では、電機子巻線と界磁巻線と間の相互インダクタンスが微小である場合であったが、本実施の形態では、電機子巻線と界磁巻線と間の相互インダクタンスが無視できないほど大きい。
3. 3.
Next, the
そのため、界磁巻線の電圧方程式は、次式で表せられる。実施の形態１の式（８）に比べて、左辺の第２項に相互インダクタンスＭｆの項が追加されている。
＜界磁電流指令値Ｉｆｏの増加時の制御挙動＞
図１３に、相互インダクタンスＭｆを無視できない回転機１に対して、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂが、そのまま、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに設定される比較例の制御挙動を示す。各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を１で表している。
<Control behavior when the field current command value Ifo increases>
FIG. 13 shows the control behavior of a comparative example in which the basic current command value Idob on the d-axis is set to the current command value Ido on the d-axis as it is for the
時刻ｔ５１で、トルク指令値Ｔｏが０からステップ的に増加し、界磁電流指令値Ｉｆｏが、０からステップ的に増加し、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏが、０からステップ的に増加し、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが、０からステップ的に減少している。トルク指令値Ｔｏの増加量が大きくなっているため、界磁電流指令値Ｉｆｏの増加量が大きくなっている。 At time t51, the torque command value To increases stepwise from 0, the field current command value Ifo increases stepwise from 0, and the current command value Iqo on the q-axis increases stepwise from 0. The current command value Ido on the d-axis is gradually decreased from 0. Since the amount of increase in the torque command value To is large, the amount of increase in the field current command value Ifo is large.
界磁電圧指令値Ｖｆｏは、上限電圧値Ｖｆｍａｘにより上限制限され、最大電圧飽和状態になっている（時刻ｔ５１から時刻ｔ５２まで）。そのため、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化している。 The field voltage command value Vfo is limited by the upper limit voltage value Vfmax and is in the maximum voltage saturation state (from time t51 to time t52). Therefore, the responsiveness of the field current feedback control system is deteriorated.
時刻ｔ５１の直後に、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒが急峻に減少するため、式（１９）の左辺の第２項が正方向に大きくなり、式（１９）の右辺全体が昇圧されることで、界磁電流検出値Ｉｆｒが増加し、応答性が向上している。 Immediately after time t51, the current detection value Idr on the d-axis decreases sharply, so that the second term on the left side of equation (19) increases in the positive direction, and the entire right side of equation (19) is boosted. , The field current detection value Ifr is increased, and the responsiveness is improved.
しかし、その後は、最大電圧飽和状態であるため、界磁電流検出値Ｉｆｒの応答遅れが大きくなっており、界磁電流検出値Ｉｆｒに応じて変化するロータの磁束ψ及び出力トルクＴｒの応答遅れが大きくなっている。 However, after that, since the maximum voltage is saturated, the response delay of the field current detection value Ifr becomes large, and the response delay of the rotor magnetic flux ψ and the output torque Tr that change according to the field current detection value Ifr. Is getting bigger.
次に、図１４に、図１３と同様の条件で、界磁電流偏差ΔＩｆに応じたｄ軸の電流指令値の変化処理が行われる本実施の形態に係る制御挙動を示す。 Next, FIG. 14 shows the control behavior according to the present embodiment in which the change processing of the current command value of the d-axis according to the field current deviation ΔIf is performed under the same conditions as in FIG.
図１３と同様に、界磁電圧指令値Ｖｆｏは、上限電圧値Ｖｆｍａｘにより上限制限され、最大電圧飽和状態になっている（時刻ｔ６１から時刻ｔ６２まで）。時刻ｔ６１以降、界磁電流偏差ΔＩｆが大きくなっているので、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏが大きくなり、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが大きく増加される。 Similar to FIG. 13, the field voltage command value Vfo is limited by the upper limit voltage value Vfmax and is in the maximum voltage saturation state (from time t61 to time t62). Since the field current deviation ΔIf is large after the time t61, the amount of change ΔIdo of the current command value on the d-axis is large, and the current command value Ido on the d-axis is greatly increased.
時刻ｔ６１の直後に、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒが急峻に増加するため、式（１９）の左辺の第２項が負方向に大きくなり、式（１９）の右辺全体が降圧されることで、界磁電流検出値Ｉｆｒが低下し、負の値になっている。 Immediately after time t61, the current detection value Idr on the d-axis increases sharply, so that the second term on the left side of equation (19) increases in the negative direction, and the entire right side of equation (19) is stepped down. , The field current detection value Ifr is lowered and becomes a negative value.
時刻ｔ６１の直後において、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒの増加によるロータ磁束の増加量よりも、界磁電流検出値Ｉｆｒの減少によるロータ磁束の減少量が上回ったため、ロータ磁束が一時的に低下し、出力トルクＴｒが一時的に低下している。 Immediately after time t61, the decrease in the rotor magnetic flux due to the decrease in the field current detection value Ifr exceeded the increase in the rotor magnetic flux due to the increase in the current detection value Idr on the d-axis, so that the rotor magnetic flux temporarily decreased. , The output torque Tr is temporarily reduced.
ロータ磁束ψは、式（１０）及び式（１１）により表され、ｄ軸電流Ｉｄと界磁電流Ｉｆとのバランスにより定まるが、負になる可能性がある。そこで、ロータに、電磁石と同じ磁束方向を有する永久磁石が設けられてもよい。永久磁石を設けることで、ロータ磁束ψが負になることを抑制できる。 The rotor magnetic flux ψ is expressed by the equations (10) and (11), and is determined by the balance between the d-axis current Id and the field current If, but can be negative. Therefore, the rotor may be provided with a permanent magnet having the same magnetic flux direction as the electromagnet. By providing a permanent magnet, it is possible to suppress the rotor magnetic flux ψ from becoming negative.
よって、図１３と比べ、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒが増加している間は、界磁電流検出値Ｉｆｒの増加が遅れており、出力トルクＴｒの増加が遅れている。一方、ｄ軸電流の増加により、ロータが磁気飽和の状態になり、界磁電流検出値Ｉｆｒが応答性良く増加している。そして、界磁電流検出値Ｉｆｒの増加によって、式（１５）により算出されるｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏが次第に低下し、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒが次第に低下すると、式（１９）の左辺の第２項が正になり、界磁電流検出値Ｉｆｒを増加させる方向に作用する。よって、図１３と比べ、界磁電流検出値Ｉｆｒの増加が速くなり、出力トルクＴｒの増加が速くなっている。 Therefore, as compared with FIG. 13, while the current detection value Idr of the d-axis is increasing, the increase of the field current detection value Ifr is delayed, and the increase of the output torque Tr is delayed. On the other hand, due to the increase in the d-axis current, the rotor is in a magnetically saturated state, and the field current detection value Ifr is increased with good responsiveness. Then, as the field current detection value Ifr increases, the change amount ΔIdo of the d-axis current command value calculated by the equation (15) gradually decreases, and when the d-axis current detection value Idr gradually decreases, the equation (19) The second term on the left side of) becomes positive, and acts in the direction of increasing the field current detection value Ifr. Therefore, as compared with FIG. 13, the field current detection value Ifr increases faster, and the output torque Tr increases faster.
よって、相互インダクタンスＭｆが大きい回転機１では、界磁電流指令値Ｉｆｏが増加し、界磁電流偏差ΔＩｆが増加した直後は、界磁電流Ｉｆ及び出力トルクＴｒの増加が遅れるが、その後、界磁電流Ｉｆ及び出力トルクＴｒの増加が速くなる。よって、相互インダクタンスＭｆが小さい回転機１と同じように、ｄ軸電流の変化により、界磁電流Ｉｆ及び出力トルクＴｒの応答性を向上させることができる。
Therefore, in the
また、相互インダクタンスＭｆによる出力トルクＴｒの変動を低減するために、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏに、応答遅れ処理（例えば、一次遅れ処理）を行って、式（１９）の左辺の第２項の絶対値を小さくしたり、式（１７）を用いて説明したように、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏに応じてｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを変化させたりしてもよい。 Further, in order to reduce the fluctuation of the output torque Tr due to the mutual inductance Mf, the response delay processing (for example, the primary delay processing) is performed on the change amount ΔIdo of the current command value of the d-axis, and the left side of the equation (19). Even if the absolute value of the second term is reduced or the current command value Iqo of the q-axis is changed according to the change amount ΔIdo of the current command value of the d-axis as described using the equation (17). good.
＜界磁電流指令値Ｉｆｏの減少時の制御挙動＞
図１５に、相互インダクタンスＭｆを無視できない回転機１に対して、ｄ軸の基本電流指令値Ｉｄｏｂが、そのまま、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに設定される比較例の制御挙動を示す。各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最小電圧を－１で表している。
<Control behavior when the field current command value Ifo decreases>
FIG. 15 shows the control behavior of a comparative example in which the basic current command value Idob on the d-axis is set to the current command value Ido on the d-axis as it is for the
時刻ｔ７１で、トルク指令値Ｔｏがステップ的に減少し、界磁電流指令値Ｉｆｏが、ステップ的に減少し、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏが、ステップ的に減少し、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが、ステップ的に増加している。 At time t71, the torque command value To decreases stepwise, the field current command value Ifo decreases stepwise, the q-axis current command value Iqo decreases stepwise, and the d-axis current command value. Ido is increasing step by step.
時刻ｔ７１の直後に、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒが急峻に増加するため、式（１９）の左辺の第２項が負方向に大きくなり、式（１９）の右辺全体が降圧されることで、界磁電流検出値Ｉｆｒが低下し、応答性が向上している。しかし、その後は、界磁電流Ｉｆの応答遅れが大きくなっており、出力トルクＴｒの応答遅れが生じている。そして、時刻ｔ７２で、界磁電流検出値Ｉｆｒが界磁電流指令値Ｉｆｏに到達し、出力トルクＴｒがトルク指令値Ｔｏに到達している。 Immediately after time t71, the current detection value Idr on the d-axis increases sharply, so that the second term on the left side of equation (19) increases in the negative direction, and the entire right side of equation (19) is stepped down. , The field current detection value Ifr is lowered, and the responsiveness is improved. However, after that, the response delay of the field current If becomes large, and the response delay of the output torque Tr occurs. Then, at time t72, the field current detection value Ifr reaches the field current command value Ifo, and the output torque Tr reaches the torque command value To.
次に、図１６に、図１５と同様の条件で、界磁電流偏差ΔＩｆに応じたｄ軸の電流指令値の変化処理が行われる本実施の形態に係る制御挙動を示す。 Next, FIG. 16 shows the control behavior according to the present embodiment in which the change processing of the current command value of the d-axis according to the field current deviation ΔIf is performed under the same conditions as in FIG.
時刻ｔ８１で、界磁電流指令値Ｉｆｏが、ステップ的に減少し、界磁電流偏差ΔＩｆが負方向に大きくなっているので、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏが小さくなり、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏが大きく減少している。 At time t81, the field current command value Ifo decreases stepwise, and the field current deviation ΔIf increases in the negative direction. The current command value Ido is greatly reduced.
時刻ｔ８１の直後に、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒが急峻に減少するため、式（１９）の左辺の第２項が負方向に大きくなり、式（１９）の右辺全体が降圧されることで、界磁電流検出値Ｉｆｒが増加している。そのため、界磁電流偏差ΔＩｆが負方向に増加し、界磁電圧指令値Ｖｆｏは、下限電圧値Ｖｆｍｉｎにより下限制限され、最小電圧飽和状態になっている。 Immediately after time t81, the current detection value Idr on the d-axis decreases sharply, so that the second term on the left side of equation (19) increases in the negative direction, and the entire right side of equation (19) is stepped down. , The field current detection value Ifr is increasing. Therefore, the field current deviation ΔIf increases in the negative direction, the field voltage command value Vfo is limited to the lower limit by the lower limit voltage value Vfmin, and the minimum voltage is saturated.
時刻ｔ８１の直後において、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒの減少により、ロータ磁束が減少したが、界磁電流検出値Ｉｆｒの増加により、ロータ磁束が増加したため、ロータ磁束の低下が一時的に不十分になり、出力トルクＴｒの低下速度が一時的に遅くなっている。 Immediately after time t81, the rotor magnetic flux decreased due to the decrease in the current detection value Idr on the d-axis, but the decrease in the rotor magnetic flux was temporarily insufficient because the rotor magnetic flux increased due to the increase in the field current detection value Ifr. Therefore, the rate of decrease of the output torque Tr is temporarily slowed down.
その後、界磁電流偏差ΔＩｆの絶対値が次第に減少するに従って、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏが次第に増加する。ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒが次第に増加すると、式（１９）の左辺の第２項が負になり、界磁電流検出値Ｉｆｒを減少させる方向に作用する。時刻ｔ８２で、界磁電流検出値Ｉｆｒが界磁電流指令値Ｉｆｏに到達し、出力トルクＴｒがトルク指令値Ｔｏに到達している。よって、図１５の時刻ｔ７２に比べ、最終的な界磁電流検出値Ｉｆｒの減少が速くなり、出力トルクＴｒの減少が速くなっている。 After that, as the absolute value of the field current deviation ΔIf gradually decreases, the amount of change ΔIdo of the current command value on the d-axis gradually increases. When the current detection value Idr on the d-axis gradually increases, the second term on the left side of the equation (19) becomes negative and acts in the direction of decreasing the field current detection value Ifr. At time t82, the field current detection value Ifr reaches the field current command value Ifo, and the output torque Tr reaches the torque command value To. Therefore, compared to the time t72 in FIG. 15, the final field current detection value Ifr decreases faster, and the output torque Tr decreases faster.
よって、相互インダクタンスＭｆが大きい回転機１では、界磁電流指令値Ｉｆｏが減少し、界磁電流偏差ΔＩｆが負方向に増加した直後は、界磁電流Ｉｆ及び出力トルクＴｒの減少が遅れるが、その後、界磁電流Ｉｆ及び出力トルクＴｒの減少が速くなる。よって、相互インダクタンスＭｆが小さい回転機１と同じように、ｄ軸電流の変化により、界磁電流Ｉｆ及び出力トルクＴｒの応答性を向上させることができる。
Therefore, in the
また、相互インダクタンスＭｆによる出力トルクＴｒの変動を低減するために、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏに、応答遅れ処理（例えば、一次遅れ処理）を行って、式（１９）の左辺の第２項の絶対値を小さくしたり、式（１７）を用いて説明したように、ｄ軸の電流指令値の変化量ΔＩｄｏに応じてｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを変化させたりしてもよい。 Further, in order to reduce the fluctuation of the output torque Tr due to the mutual inductance Mf, the response delay processing (for example, the primary delay processing) is performed on the change amount ΔIdo of the current command value of the d-axis, and the left side of the equation (19). Even if the absolute value of the second term is reduced or the current command value Iqo of the q-axis is changed according to the change amount ΔIdo of the current command value of the d-axis as described using the equation (17). good.
＜転用例＞
上記の各実施の形態では、回転機１は、車両用の発電電動機である場合を例に説明した。しかし、回転機１は、電動機とされてもよく、発電機とされてもよく、車両以外の各種の装置に用いられてもよい。
<Example of diversion>
In each of the above embodiments, the case where the
上記の各実施の形態では、ステータに１組の３相の電機子巻線が設けられる場合を例に説明した。しかし、ステータに複数組（例えば２組）の電機子巻線が設けられ、各組の電機子巻線に対応してインバータ及び制御装置の電機子電流制御部が設けられてもよい。 In each of the above embodiments, a case where a set of three-phase armature windings is provided on the stator has been described as an example. However, a plurality of sets (for example, two sets) of armature windings may be provided on the stator, and armature current control units of an inverter and a control device may be provided corresponding to each set of armature windings.
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。 Although the present application describes various exemplary embodiments and examples, the various features, embodiments, and functions described in one or more embodiments are applications of a particular embodiment. It is not limited to, but can be applied to embodiments alone or in various combinations. Therefore, innumerable variations not illustrated are envisioned within the scope of the techniques disclosed herein. For example, it is assumed that at least one component is modified, added or omitted, and further, at least one component is extracted and combined with the components of other embodiments.
１ 回転機、４ 界磁巻線、５ インバータ、９ コンバータ、１１ 回転機の制御装置、１２ 電機子巻線、１４ ロータ、１８ ステータ、３２ 電機子電流検出部、３３ 電機子電流制御部、Ｉｄｏ ｄ軸の電流指令値、Ｉｄｏｂ ｄ軸の基本電流指令値、ΔＩｄｏ ｄ軸の電流指令値の変化量、Ｉｄｒ ｄ軸の電流検出値、Ｉｑｏ ｑ軸の電流指令値、Ｉｑｏｂ ｑ軸の基本電流指令値、ΔＩｑｏ ｑ軸の電流指令値の変化量、Ｉｑｒ ｑ軸の電流検出値、Ｉｆｏ 界磁電流指令値、Ｉｆｒ 界磁電流検出値、ΔＩｆ 界磁電流偏差、Ｉｆｓａｔ０ Ｉｄ＝０の目標飽和の界磁電流値、Ｋｓｒ 換算定数、Ｍｆ 相互インダクタンス、Ｔｈｃｎ 解除判定値、Ｔｏ トルク指令値、Ｔｒ 出力トルク、Ｖｄｃ 直流電圧、Ｖｄｏ ｄ軸の電圧指令値、Ｖｑｏ ｑ軸の電圧指令値、Ｖｆｍａｘ 界磁電圧指令値の上限電圧値、Ｖｆｍｉｎ 界磁電圧指令値の下限電圧値、Ｖｆｏ 界磁電圧指令値、ｄＬＩｆ 電流微分インダクタンス 1 Rotating machine, 4 field winding, 5 inverter, 9 converter, 11 rotating machine control device, 12 armature winding, 14 rotor, 18 stator, 32 armature current detector, 33 armature current control unit, Ido d-axis current command value, Ido d-axis basic current command value, ΔIdo d-axis current command value change amount, Idr d-axis current detection value, Iqo q-axis current command value, Iqob q-axis basic current command Value, change amount of current command value of ΔIqo q-axis, current detection value of Iqr q-axis, Ifo field current command value, Ifr field current detection value, ΔIf field current deviation, target saturation field of Ifsat0 Id = 0 Magnetic current value, Ksr conversion constant, Mf mutual inductance, Thcn release judgment value, To torque command value, Tr output torque, Vdc DC voltage, Vdo d-axis voltage command value, Vqo q-axis voltage command value, Vfmax field voltage Upper limit voltage value of command value, lower limit voltage value of Vfmin field voltage command value, Vfo field voltage command value, dLIf current differential inductance
Claims (10)
前記電機子巻線の電流指令値である電機子電流指令値を算出し、前記電機子電流指令値に基づいて電機子電圧指令値を算出し、前記電機子電圧指令値に基づいて、インバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記電機子巻線に電圧を印加する電機子電流制御部と、
前記界磁巻線に流れる界磁電流を検出する界磁電流検出部と、
前記界磁巻線の電流指令値である界磁電流指令値を算出し、前記界磁電流指令値に基づいて界磁電圧指令値を算出し、前記界磁電圧指令値に基づいて、コンバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記界磁巻線に電圧を印加する界磁電流制御部と、を備え、
前記ロータの磁極の方向をｄ軸とし、前記ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向をｑ軸とし、
前記電機子電流制御部は、前記界磁電流指令値と界磁電流の検出値との偏差に応じて、前記電機子電流指令値のｄ軸成分を変化させ、
前記電機子電流制御部は、前記界磁電圧指令値が前記界磁巻線に印加できる最大電圧以上になる最大電圧飽和状態になった場合に、前記偏差に応じて前記電機子電流指令値のｄ軸成分を変化させる回転機の制御装置。 A control device for a rotating machine that controls a rotating machine having a rotor provided with field windings and a stator provided with armature windings.
The armature current command value, which is the current command value of the armature winding, is calculated, the armature voltage command value is calculated based on the armature current command value, and the inverter is based on the armature voltage command value. An armature current control unit that applies a voltage to the armature winding by controlling the switching element to be turned on and off.
A field current detector that detects the field current flowing through the field winding,
The field current command value, which is the current command value of the field winding, is calculated, the field voltage command value is calculated based on the field current command value, and the converter is based on the field voltage command value. A field current control unit that applies a voltage to the field winding by controlling the switching element to be turned on and off is provided.
The direction of the magnetic poles of the rotor is defined as the d-axis, and the direction 90 ° ahead of the d-axis in terms of electrical angle is defined as the q-axis.
The armature current control unit changes the d-axis component of the armature current command value according to the deviation between the field current command value and the field current detection value .
When the armature current control unit reaches the maximum voltage saturation state in which the field voltage command value becomes equal to or higher than the maximum voltage that can be applied to the field winding, the armature current control unit determines the armature current command value according to the deviation. A controller for a rotating machine that changes the d-axis component .
前記最大電圧飽和状態になった後、
Ｉｆｒ＋Ｉｄｏｂ×Ｋｓｒ≧Ｉｆｓａｔ０
の式が満たされた場合に、前記偏差に応じた前記電機子電流指令値のｄ軸成分の変化を終了する請求項１に記載の回転機の制御装置。 In the armature current control unit, the detected value of the field current is Ifr, the conversion constant is Ksr, the d-axis component of the armature current command value before the change is Idob, and the d-axis component of the armature current is When it is 0, the target field current value at which the target magnetic saturation occurs in the rotor is set to Ifsat 0.
After reaching the maximum voltage saturation state,
Ifr + Idob x Ksr ≧ Ifsat0
The control device for a rotary machine according to claim 1 , wherein the change of the d-axis component of the armature current command value according to the deviation is terminated when the equation of the above is satisfied.
前記電機子巻線の電流指令値である電機子電流指令値を算出し、前記電機子電流指令値に基づいて電機子電圧指令値を算出し、前記電機子電圧指令値に基づいて、インバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記電機子巻線に電圧を印加する電機子電流制御部と、
前記界磁巻線に流れる界磁電流を検出する界磁電流検出部と、
前記界磁巻線の電流指令値である界磁電流指令値を算出し、前記界磁電流指令値に基づいて界磁電圧指令値を算出し、前記界磁電圧指令値に基づいて、コンバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記界磁巻線に電圧を印加する界磁電流制御部と、を備え、
前記ロータの磁極の方向をｄ軸とし、前記ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向をｑ軸とし、
前記電機子電流制御部は、前記界磁電流指令値と界磁電流の検出値との偏差に応じて、前記電機子電流指令値のｄ軸成分を変化させ、
前記界磁電流指令値をＩｆｏとし、前記界磁電流の検出値Ｉｆｒとし、換算定数をＫｓｒとし、前記電機子電流指令値のｄ軸成分の変化量をΔＩｄｏとし、
ΔＩｄｏ＝（Ｉｆｏ－Ｉｆｒ）／Ｋｓｒ
の式を用いて、前記変化量を算出し、前記変化量により前記電機子電流指令値のｄ軸成分を変化させ、
前記換算定数は、前記界磁巻線の巻数に応じた界磁巻線のインダクタンスに対する、前記電機子巻線の巻数に応じたｄ軸インダクタンスの比率に設定されている回転機の制御装置。 A control device for a rotating machine that controls a rotating machine having a rotor provided with field windings and a stator provided with armature windings.
The armature current command value, which is the current command value of the armature winding, is calculated, the armature voltage command value is calculated based on the armature current command value, and the inverter is based on the armature voltage command value. An armature current control unit that applies a voltage to the armature winding by controlling the switching element to be turned on and off.
A field current detector that detects the field current flowing through the field winding,
The field current command value, which is the current command value of the field winding, is calculated, the field voltage command value is calculated based on the field current command value, and the converter is based on the field voltage command value. A field current control unit that applies a voltage to the field winding by controlling the switching element to be turned on and off is provided.
The direction of the magnetic poles of the rotor is defined as the d-axis, and the direction 90 ° ahead of the d-axis in terms of electrical angle is defined as the q-axis.
The armature current control unit changes the d-axis component of the armature current command value according to the deviation between the field current command value and the field current detection value.
The field current command value is Ifo, the field current detection value Ifr is set, the conversion constant is Ksr, and the amount of change in the d-axis component of the armature current command value is ΔIdo.
ΔIdo = (Ifo-Ifr) / Ksr
The amount of change is calculated using the formula of, and the d-axis component of the armature current command value is changed according to the amount of change.
The conversion constant is a control device for a rotating machine in which the ratio of the d-axis inductance according to the number of turns of the armature winding to the inductance of the field winding corresponding to the number of turns of the field winding is set.
前記電機子巻線の電流指令値である電機子電流指令値を算出し、前記電機子電流指令値に基づいて電機子電圧指令値を算出し、前記電機子電圧指令値に基づいて、インバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記電機子巻線に電圧を印加する電機子電流制御部と、
前記界磁巻線に流れる界磁電流を検出する界磁電流検出部と、
前記界磁巻線の電流指令値である界磁電流指令値を算出し、前記界磁電流指令値に基づいて界磁電圧指令値を算出し、前記界磁電圧指令値に基づいて、コンバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記界磁巻線に電圧を印加する界磁電流制御部と、を備え、
前記ロータの磁極の方向をｄ軸とし、前記ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向をｑ軸とし、
前記電機子電流制御部は、前記界磁電流指令値と界磁電流の検出値との偏差に応じて、前記電機子電流指令値のｄ軸成分を変化させ、
前記電機子電流制御部は、前記電機子電流指令値のｄ軸成分の変化量に応じて、前記電機子電流指令値のｑ軸成分を変化させる回転機の制御装置。 A control device for a rotating machine that controls a rotating machine having a rotor provided with field windings and a stator provided with armature windings.
The armature current command value, which is the current command value of the armature winding, is calculated, the armature voltage command value is calculated based on the armature current command value, and the inverter is based on the armature voltage command value. An armature current control unit that applies a voltage to the armature winding by controlling the switching element to be turned on and off.
A field current detector that detects the field current flowing through the field winding,
The field current command value, which is the current command value of the field winding, is calculated, the field voltage command value is calculated based on the field current command value, and the converter is based on the field voltage command value. A field current control unit that applies a voltage to the field winding by controlling the switching element to be turned on and off is provided.
The direction of the magnetic poles of the rotor is defined as the d-axis, and the direction 90 ° ahead of the d-axis in terms of electrical angle is defined as the q-axis.
The armature current control unit changes the d-axis component of the armature current command value according to the deviation between the field current command value and the field current detection value.
The armature current control unit is a control device for a rotating machine that changes the q-axis component of the armature current command value according to the amount of change of the d-axis component of the armature current command value.
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