JP6991282B1 - Rotating machine control device - Google Patents
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
【課題】内燃機関の始動時に限定されることなく、界磁電流の制御応答性が悪化する条件で、界磁電流の制御応答性を向上させることができる回転機の制御装置を提供する。
【解決手段】電機子巻線の電流指令値である電機子電流指令値を算出し、磁巻線の電流指令値である界磁電流指令値を算出し、界磁電圧指令値が界磁巻線に印加できる最大電圧以上になる最大電圧飽和状態になった場合、又は界磁電圧指令値が界磁巻線に印加できる最小電圧以下になる最小電圧飽和状態になった場合に、電機子電流指令値のd軸成分を正の値に増加させる交流回転機の制御装置。
【選択図】図1
PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control device for a rotating machine capable of improving the control responsiveness of a field current under the condition that the control responsiveness of the field current is deteriorated without being limited to the start of an internal combustion engine.
SOLUTION: An armature current command value which is a current command value of an armor winding is calculated, a field current command value which is a current command value of a magnetic winding is calculated, and a field voltage command value is a field winding. Armature current when the maximum voltage saturation state is reached, which is greater than or equal to the maximum voltage that can be applied to the wire, or when the minimum voltage saturation state is reached, where the field voltage command value is less than or equal to the minimum voltage that can be applied to the field winding. A control device for an AC rotating machine that increases the d-axis component of the command value to a positive value.
[Selection diagram] Fig. 1
Description
本願は、回転機の制御装置に関するものである。 The present application relates to a control device for a rotating machine.
特許文献1の技術では、内燃機関の始動時に、界磁電流を流す際に、界磁磁束と同方向の磁束を形成する電機子電流を流すことによって、界磁磁束の形成をアシストするとともに磁気飽和によるインダクタンスの低下を利用して界磁電流の応答を上げている。
In the technique of
特許文献2の技術では、内燃機関の始動時において、d軸電流を予め正の方向に流した後、負の方向に変化させることにより、電機子巻線と界磁巻線と間の相互インダクタンスによって、界磁巻線に正の誘導起電力を生じさせ、界磁電流の応答を上げている。
In the technique of
しかしながら、特許文献1の技術は、内燃機関の始動時に行われる制御であるため、内燃機関の始動時以外には適用できない。
However, since the technique of
特許文献2の技術では、出力トルクの発生前に、予め、d軸電流を正の値に変化させておく必要があり、内燃機関の始動時等、出力トルクが発生していない特殊な条件でしか実行できない。
In the technique of
そこで、本願は、内燃機関の始動時に限定されることなく、界磁電流の制御応答性が悪化する条件で、界磁電流の制御応答性を向上させることができる回転機の制御装置を提供することを目的とする。 Therefore, the present application provides a rotary machine control device capable of improving the control responsiveness of the field current under the condition that the control responsiveness of the field current deteriorates without being limited to the start of the internal combustion engine. The purpose is.
本願に係る回転機の制御装置は、界磁巻線を設けたロータと電機子巻線を設けたステータとを有する回転機を制御する回転機の制御装置であって、
前記電機子巻線の電流指令値である電機子電流指令値を算出し、前記電機子電流指令値に基づいて電機子電圧指令値を算出し、前記電機子電圧指令値に基づいて、インバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記電機子巻線に電圧を印加する電機子電流制御部と、
前記界磁巻線の電流指令値である界磁電流指令値を算出し、前記界磁電流指令値に基づいて界磁電圧指令値を算出し、前記界磁電圧指令値に基づいて、コンバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記界磁巻線に電圧を印加する界磁電流制御部と、を備え、
前記ロータの磁極の方向をd軸とし、前記d軸より電気角で90°進んだ方向をq軸とし、
前記電機子電流制御部は、前記界磁電圧指令値が前記界磁巻線に印加できる最大電圧以上になる最大電圧飽和状態になった場合、又は前記界磁電圧指令値が前記界磁巻線に印加できる最小電圧以下になる最小電圧飽和状態になった場合に、前記電機電流指令値のd軸成分を正の値に増加させるものである。
The rotary machine control device according to the present application is a rotary machine control device for controlling a rotary machine having a rotor provided with field windings and a stator provided with armature windings.
The armature current command value, which is the current command value of the armature winding, is calculated, the armature voltage command value is calculated based on the armature current command value, and the inverter is based on the armature voltage command value. An armature current control unit that applies a voltage to the armature winding by controlling the switching element to be turned on and off.
The field current command value, which is the current command value of the field winding, is calculated, the field voltage command value is calculated based on the field current command value, and the converter is based on the field voltage command value. A field current control unit that applies a voltage to the field winding by controlling the switching element to be turned on and off is provided.
The direction of the magnetic poles of the rotor is defined as the d-axis, and the
The armature current control unit is in a state of maximum voltage saturation where the field voltage command value is equal to or higher than the maximum voltage that can be applied to the field winding, or the field voltage command value is the field winding. The d-axis component of the armature current command value is increased to a positive value when the minimum voltage is saturated, which is equal to or less than the minimum voltage that can be applied to.
最大電圧飽和状態又は最小電圧飽和状態になると、界磁電圧指令値が制限され、界磁電流の制御系の応答性が悪化し、界磁電流の応答性が悪化する。本願に係る回転機の制御装置によれば、最大電圧飽和状態になった場合、又は最小電圧飽和状態になった場合に、d軸電流を増加させることにより、ロータ磁束を強め、磁気飽和の状態に近づけることができ、界磁巻線の応答性を向上させることができる。よって、最大電圧飽和状態又は最小電圧飽和状態になり、界磁電流の制御系の応答性が悪化する場合でも、制御対象である界磁巻線の応答性を向上させ、界磁電流の制御系の応答性が悪化することを抑制し、界磁電流を応答性良く界磁電流指令値に追従させることができる。従って、内燃機関の始動時に限定されることなく、界磁電流の制御応答性が悪化する最大電圧飽和状態又は最小電圧飽和状態になった場合に、界磁電流の制御応答性を向上させることができる。 When the maximum voltage saturation state or the minimum voltage saturation state is reached, the field voltage command value is limited, the responsiveness of the field current control system deteriorates, and the responsiveness of the field current deteriorates. According to the controller of the rotary machine according to the present application, when the maximum voltage is saturated or the minimum voltage is saturated, the rotor magnetic flux is strengthened by increasing the d-axis current, and the magnetic saturation state is reached. It can be brought close to, and the responsiveness of the field winding can be improved. Therefore, even when the maximum voltage saturation state or the minimum voltage saturation state is reached and the responsiveness of the field current control system deteriorates, the responsiveness of the field winding to be controlled is improved and the field current control system is controlled. It is possible to suppress the deterioration of the responsiveness of the field current and make the field current follow the field current command value with good responsiveness. Therefore, it is possible to improve the control responsiveness of the field current when the maximum voltage saturation state or the minimum voltage saturation state in which the control responsiveness of the field current deteriorates is reached, without being limited to the start time of the internal combustion engine. can.
1.実施の形態1
実施の形態1に係る回転機の制御装置11(以下、単に、制御装置11と称す)について図面を参照して説明する。図1は、本実施の形態に係る回転機1及び制御装置11の概略構成図である。
1. 1.
The control device 11 (hereinafter, simply referred to as the control device 11) of the rotary machine according to the first embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a
1-1.回転機1
回転機1は、ステータ18と、ステータ18の径方向内側に配置されたロータ14と、を備えている。回転機1は、界磁巻線型の同期回転機とされている。ステータ18の鉄心に、電機子巻線12が巻装されている。ロータ14の鉄心に界磁巻線4が巻装され、電磁石が設けられている。
1-1.
The
本実施の形態では、電機子巻線12は、U相、V相、及びW相の3相の電機子巻線Cu、Cv、Cwとされている。3相の電機子巻線Cu、Cv、Cwは、スター結線とされてもよいし、デルタ結線とされてもよい。 In the present embodiment, the armature winding 12 is a U-phase, V-phase, and W-phase three-phase armature winding Cu, Cv, and Cw. The three-phase armature windings Cu, Cv, and Cw may be star-connected or delta-connected.
ロータ14には、ロータ14の回転角度(回転角度)を検出する回転センサ15が設けられている。回転センサ15の出力信号は、制御装置11に入力される。回転センサ15には、ホール素子、レゾルバ、又はエンコーダ等の各種のセンサが用いられる。回転センサ15が設けられず、後述する電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転角度(磁極位置)を推定するように構成されてもよい(いわゆる、センサレス方式)。
The
1-2.直流電源2
直流電源2は、インバータ5及びコンバータ9に直流電圧Vdcを出力する。直流電源2として、バッテリー、DC-DCコンバータ、ダイオード整流器、PWM整流器等、直流電圧を出力する任意の機器が用いられる。直流電源2には、平滑コンデンサ3が並列接続されている。
1-2.
The
1-3.インバータ5
インバータ5は、複数のスイッチング素子を有し、直流電源2と電機子巻線12との間で電力変換を行う。インバータ5は、直流電源2の正極側に接続される正極側のスイッチング素子SPと、直流電源2の負極側に接続される負極側のスイッチング素子SNと、が直列接続された直列回路を、3相各相の電機子巻線に対応して3組設けている。各直列回路における2つのスイッチング素子の接続点が、対応する相の電機子巻線に接続される。
1-3.
The
具体的には、U相の直列回路では、U相の正極側のスイッチング素子SPuとU相の負極側のスイッチング素子SNuとが直列接続され、2つのスイッチング素子の接続点がU相の電機子巻線Cuに接続されている。V相の直列回路では、V相の正極側のスイッチング素子SPvとV相の負極側のスイッチング素子SNvとが直列接続され、2つのスイッチング素子の接続点がV相の電機子巻線Cvに接続されている。W相の直列回路では、Wの正極側のスイッチング素子SPwとW相の負極側のスイッチング素子SNwとが直列接続され、2つのスイッチング素子の接続点がW相の電機子巻線Cwに接続されている。 Specifically, in the U-phase series circuit, the switching element SPu on the positive electrode side of the U phase and the switching element SNu on the negative electrode side of the U phase are connected in series, and the connection point of the two switching elements is an armature of the U phase. It is connected to the winding Cu. In the V-phase series circuit, the switching element SPv on the positive electrode side of the V phase and the switching element SNv on the negative electrode side of the V phase are connected in series, and the connection point of the two switching elements is connected to the armature winding Cv of the V phase. Has been done. In the W-phase series circuit, the switching element SPw on the positive electrode side of W and the switching element SNw on the negative electrode side of W phase are connected in series, and the connection points of the two switching elements are connected to the armature winding Cw of W phase. ing.
インバータ5のスイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御装置11に接続されている。よって、各スイッチング素子は、制御装置11から出力されるスイッチング信号によりオン又はオフされる。
As the switching element of the
電機子電流センサ8は、各相の電機子巻線Cu、Cv、Cwに流れる電流を検出する電流検出回路である。本実施の形態では、電機子電流センサ8は、各相のスイッチング素子の直列回路と電機子巻線とをつなぐ電線上に備えられている。各相の電機子電流センサ8の出力信号は、制御装置11に入力される。電機子電流センサ8は、ホール素子、シャント抵抗等の電流センサとされている。なお、電機子電流センサ8は、各相のスイッチング素子の直列回路に直列接続されてもよい。
The armature
1-4.コンバータ9
コンバータ9は、スイッチング素子を有し、直流電源2と界磁巻線4との間で電力変換を行う。本実施の形態では、コンバータ9は、直流電源2の正極側に接続される正極側のパワー半導体SPと直流電源2の負極側に接続される負極側のパワー半導体SNとが直列接続された直列回路を2組設けたHブリッジ回路とされている。第1組の直列回路28における正極側のパワー半導体SP1と負極側のパワー半導体SN1との接続点が、界磁巻線4の一端に接続され、第2組の直列回路29における正極側のパワー半導体SP2と負極側のパワー半導体SN2との接続点が、界磁巻線4の他端に接続される。
1-4.
The
本実施の形態では、第1組及び第2組の正極側のパワー半導体SP及び負極側のパワー半導体SNは、スイッチング素子とされている。コンバータ9のスイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたIGBT、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ、MOSFET等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御装置11に接続されている。よって、各スイッチング素子は、制御装置11から出力されるスイッチング信号によりオン又はオフされる。
In the present embodiment, the power semiconductor SP on the positive electrode side and the power semiconductor SN on the negative electrode side of the first set and the second set are switching elements. As the switching element of the
なお、第1組の直列回路28の負極側のスイッチング素子SN1をダイオードに置き換えたり、第2組の直列回路29の負極側のスイッチング素子SN2をダイオードに置き換えたりする等、コンバータ9を他の構成としてもよい。
The
界磁電流センサ6は、界磁巻線4を流れる電流である界磁電流Ifを検出する電流検出回路である。本実施の形態では、界磁電流センサ6は、第1組の直列回路28の接続点と界磁巻線4の一端とを接続する電線上に設けられている。界磁電流センサ6は、界磁電流Ifを検出可能な他の個所に設けられてもよい。界磁電流センサ6の出力信号は、制御装置11に入力される。界磁電流センサ6は、ホール素子、シャント抵抗等の電流センサとされている。
The field
1-5.制御装置11
制御装置11は、インバータ5及びコンバータ9を介して、回転機1を制御する。制御装置11は、図2に示すように、回転検出部31、電機子電流検出部32、電機子電流制御部33、界磁電流検出部34、及び界磁電流制御部35等の機能部を備えている。制御装置11の各機能は、制御装置11が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御装置11は、図3に示すように、処理回路として、CPU(Central Processing Unit)等の演算処理装置90(コンピュータ)、演算処理装置90とデータのやり取りする記憶装置91、演算処理装置90に外部の信号を入力する入力回路92、演算処理装置90から外部に信号を出力する出力回路93、及び外部装置とデータ通信を行う通信回路94等を備えている。
1-5.
The
演算処理装置90として、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)、IC(Integrated Circuit)、DSP(Digital Signal Processor)、FPGA(Field Programmable Gate Array)、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置90として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置91として、演算処理装置90からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたRAM(Random Access Memory)、及び演算処理装置90からデータを読み出し可能に構成されたROM(Read Only Memory)等が備えられている。入力回路92は、回転センサ15、電機子電流センサ8、界磁電流センサ6等の各種のセンサ及びスイッチが接続され、これらセンサ及びスイッチの出力信号を演算処理装置90に入力するA/D変換器等を備えている。出力回路93は、インバータ5及びコンバータ9のスイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置90から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。通信回路94は、外部装置と通信を行う。
The
そして、制御装置11が備える各制御部31~35等の各機能は、演算処理装置90が、ROM等の記憶装置91に記憶されたソフトウェア(プログラム)を実行し、記憶装置91、入力回路92、及び出力回路93等の制御装置11の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部31~35等が用いるテーブルデータ等の設定データは、ソフトウェア(プログラム)の一部として、ROM等の記憶装置91に記憶されている。以下、制御装置11の各機能について詳細に説明する。
Then, in each function of the
1-5-1.電機子電流の基本制御
回転検出部31は、電気角でのロータの磁極位置θ(ロータの回転角度θ)及び回転角速度ωを検出する。本実施の形態では、回転検出部31は、回転センサ15の出力信号に基づいて、ロータの磁極位置θ(回転角度θ)及び回転角速度ωを検出する。磁極位置は、ロータに設けられた電磁石のN極の向きに設定される。なお、回転検出部31は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度(磁極位置)を推定するように構成されてもよい(いわゆる、センサレス方式)。
1-5-1. Basic control of armature current The
電機子電流検出部32は、電機子電流センサ8の出力信号に基づいて、3相の巻線に流れる電機子電流Iur、Ivr、Iwrを検出する。ここで、Iurが、U相の電機子電流Iuの検出値であり、Ivrが、V相の電機子電流Ivの検出値であり、Iwrが、W相の電機子電流Iwの検出値である。なお、電機子電流センサ8が2相の電機子電流を検出するように構成され、残りの1相の電機子電流が、2相の電機子電流の検出値に基づいて算出されてもよい。例えば、電機子電流センサ8が、V相及びW相の電機子電流Ivr、Iwrを検出し、U相の電機子電流Iurが、Iur=-Ivr-Iwrにより算出されてもよい。
The armature
電機子電流制御部33は、電機子巻線の電流指令値である電機子電流指令値を算出し、電機子電流指令値に基づいて電機子電圧指令値を算出し、電機子電圧指令値に基づいて、インバータ5が有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、電機子巻線に電圧を印加する。
The armature
本実施の形態では、図2に示すように、電機子電流制御部33は、電流指令値算出部331、電圧指令値算出部332、及びスイッチング制御部333を備えている。
In the present embodiment, as shown in FIG. 2, the armature
電流指令値算出部331は、電機子電流指令値を算出する。本実施の形態では、電流指令値算出部331は、d軸の電流指令値Ido及びq軸の電流指令値Iqoを算出する。d軸は、ロータの磁極(N極、磁極位置θ)の方向に定められ、q軸は、d軸より電気角で90°進んだ方向に定められている。dq軸の回転座標系は、ロータの磁極位置θの回転に同期して回転する。
The current command
電流指令値算出部331は、最大トルク電流制御、弱め界磁制御、Id=0制御などの公知のベクトル制御方法に従って、d軸及びq軸の基本電流指令値Idob、Iqobを演算する。本実施の形態では、最大トルク電流制御により、d軸及びq軸の基本電流指令値Idob、Iqobが算出される場合を説明する。
The current command
最大トルク電流制御では、トルク指令値Toのトルクを出力させる電流が最小になるd軸及びq軸の基本電流指令値Idob、Iqobが算出される。 In the maximum torque current control, the basic current command values Idob and Iqob of the d-axis and the q-axis that minimize the current for outputting the torque of the torque command value To are calculated.
弱め界磁制御では、最大トルク電流制御により算出されるd軸及びq軸の基本電流指令値Idob、Iqobよりも、d軸の基本電流指令値Idobが負の方向に増加される。弱め磁束制御では、dq軸の回転座標系上で、電圧制限楕円(定誘起電圧楕円)と、トルク指令値Toの定トルク曲線との交点に、dq軸の基本電流指令値Idob、Iqobが算出される。 In the field weakening control, the basic current command value Idob of the d-axis is increased in the negative direction from the basic current command values Idob and Iqob of the d-axis and the q-axis calculated by the maximum torque current control. In the weak magnetic flux control, the basic current command values Idob and Iqob of the dq axis are calculated at the intersection of the voltage limiting ellipse (constant induced voltage ellipse) and the constant torque curve of the torque command value To on the rotating coordinate system of the dq axis. Will be done.
Id=0制御では、d軸の基本電流指令値Idobが0に設定され、トルク指令値Toに応じてq軸の基本電流指令値Iqobが増減される。 In the Id = 0 control, the basic current command value Idob on the d-axis is set to 0, and the basic current command value Iqob on the q-axis is increased or decreased according to the torque command value To.
トルク指令値Toは、制御装置11の内部で演算されてもよいし、制御装置11の外部から伝達されてもよい。
The torque command value To may be calculated inside the
本実施の形態では、次式に示すように、電流指令値算出部331は、後述するd軸電流の増加条件が成立していない場合は、ベクトル制御方法に従って設定されたd軸の基本電流指令値Idobを、最終的なd軸の電流指令値Idoに設定する。電流指令値算出部331は、d軸電流の増加条件が成立している場合は、後述する増加時のd軸の電流指令値Idoincを、最終的なd軸の電流指令値Idoに設定する。
1)d軸電流の増加条件が成立していない場合、
Ido=Idob ・・・(1)
2)d軸電流の増加条件が成立している場合、
Ido=Idoinc
In the present embodiment, as shown in the following equation, the current command
1) If the condition for increasing the d-axis current is not satisfied,
Ido = Idob ... (1)
2) When the condition for increasing the d-axis current is satisfied,
Ido = Idoinc
電流指令値算出部331は、次式に示すように、d軸電流の増加条件の成立の有無にかかわらず、ベクトル制御方法に従って設定されたq軸の基本電流指令値Iqobを、最終的なq軸の電流指令値Iqoに設定する。
Iqo=Iqob ・・・(2)
As shown in the following equation, the current command
Iqo = Iqob ... (2)
電圧指令値算出部332は、電機子電流指令値に基づいて電機子電圧指令値を算出する。本実施の形態では、電圧指令値算出部332は、d軸及びq軸の電流指令値Ido、Iqoに基づいて、d軸及びq軸の電圧指令値Vdo、Vqoを算出する。
The voltage command
電圧指令値算出部332は、3相の電機子電流の検出値Iur、Ivr、Iwrを、磁極位置θに基づいて3相2相変換及び回転座標変換を行って、d軸の電流検出値Idr及びq軸の電流検出値Iqrに変換する。そして、電圧指令値算出部332は、d軸の電流検出値Idrがd軸の電流指令値Idoに近づくように、d軸の電流指令値Idoとd軸の電流検出値Idrとの偏差ΔIdに対して比例積分制御を行って、d軸の電圧指令値Vdoを算出し、q軸の電流検出値Iqrがq軸の電流指令値Iqoに近づくように、q軸の電流指令値Iqoとq軸の電流検出値Iqrとの偏差ΔIqに対して比例積分制御を行って、q軸の電圧指令値Vqoを算出する。また、d軸電流とq軸電流の非干渉化のための公知のフィードフォワード制御が行われてもよい。
The voltage command
或いは、電圧指令値算出部332は、電流検出値を用いず、d軸及びq軸の電流指令値Ido、Iqoに基づいて、回転機の諸元を用い、d軸及びq軸の電圧指令値Vdo、Vqoを算出するフィードフォワード制御を実行してもよい。例えば、電圧指令値算出部332は、次式に示すように、d軸及びq軸の電流指令値Ido、Iqoに基づいて、回転機の諸元(巻線の抵抗値R、d軸インダクタンスLd、q軸インダクタンスLq、ロータ磁束ψf)、及び回転角速度ωに基づいて、d軸の電圧指令値Vdo及びq軸の電圧指令値Vqoを算出してもよい。この場合は、電機子電流センサ8及び電機子電流検出部32が備えられなくてもよい。
Vdo=R×Ido-ω×Lq×Iqo
Vqo=R×Iqo+ω×(Ld×Ido+ψf) ・・・(3)
Alternatively, the voltage command
Vdo = R x Ido-ω x Lq x Iqo
Vqo = R × Iqo + ω × (Ld × Ido + ψf) ・ ・ ・ (3)
そして、電圧指令値算出部332は、d軸及びq軸の電圧指令値Vdo、Vqoを、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び2相3相変換を行って、3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoに変換する。なお、電圧指令値算出部332は、3相の電圧指令値に対して、2相変調、空間ベクトル変調等の線間電圧が変化しないような変調を加えてもよい。
Then, the voltage command
スイッチング制御部333は、電機子電圧指令値に基づいて、PWM制御(Pulse Width Modulation)により、インバータ5が有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、電機子巻線に電圧を印加する。本実施の形態では、図4に示すように、スイッチング制御部333は、3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoのそれぞれと電機子搬送波の周期Tssで振動する電機子搬送波Csとを比較することにより、複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。電機子搬送波Csは、電機子搬送波の周期Tssで0を中心に直流電圧の半分値Vdc/2の振幅で振動する三角波とされている。直流電圧Vdcは、電圧センサにより検出されてもよい。
The switching
スイッチング制御部333は、各相について、電機子搬送波Csが電圧指令値を下回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号QPをオン(本例では、1)して、正極側のスイッチング素子をオンし、電機子搬送波Csが電圧指令値を上回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号QPをオフ(本例では、0)して、正極側のスイッチング素子をオフする。一方、スイッチング制御部333は、各相について、電機子搬送波Csが電圧指令値を下回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号QNをオフ(本例では、0)して、負極側のスイッチング素子をオフして、負極側のスイッチング素子をオフし、電機子搬送波Csが電圧指令値を上回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号QNをオン(本例では、1)して、負極側のスイッチング素子をオンする。なお、各相について、正極側のスイッチング素子のオン期間と負極側のスイッチング素子のオン期間との間には、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間(デッドタイム)が設けられてもよい。
When the armature carrier Cs falls below the voltage command value for each phase, the switching
1-5-2.界磁電流の基本制御
界磁電流検出部34は、界磁電流センサ6の出力信号に基づいて、界磁巻線4に流れる電流である界磁電流Ifrを検出する。ここで、Ifrは、界磁電流Ifの検出値である。
1-5-2. Basic control of field current The field
界磁電流制御部35は、界磁巻線の電流指令値である界磁電流指令値Ifoを算出し、界磁電流指令値Ifoに基づいて界磁電圧指令値Vfoを算出し、界磁電圧指令値Vfoに基づいて、コンバータ9が有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、界磁巻線4に電圧を印加する。
The field
本実施の形態では、図2に示すように、界磁電流制御部35は、電流指令値算出部351、電圧指令値算出部352、及びスイッチング制御部353を備えている。
In the present embodiment, as shown in FIG. 2, the field
電流指令値算出部351は、界磁電流指令値Ifoを算出する。例えば、電流指令値算出部351は、トルク指令値To等に基づいて、界磁電流指令値Ifoを設定する。
The current command
電圧指令値算出部352は、界磁電流指令値Ifoに基づいて界磁電圧指令値Vfoを算出する。電圧指令値算出部352は、次式に示すように、界磁電流指令値Ifoと界磁電流検出値Ifrとの偏差ΔIf(以下、界磁電流偏差ΔIfと称す)に対して比例積分制御を行って、界磁電圧指令値Vfoを算出する。
ここで、Kpfは、比例ゲインであり、Kifは、積分ゲインであり、sは、ラプラス演算子であり、1/sは、積分を表す。比例ゲインKpf及び積分ゲインKifは、界磁電流検出値Ifr及びd軸電流(指令値又は検出値)等に応じて変化されてもよい。なお、式(4)は、連続系で表しているが、実際には、式(4)を演算周期で離散化した演算式を用いて、演算周期毎に演算処理が実行される。本実施の形態では、演算周期は、後述する界磁搬送波の周期Tsfと同じに設定されている。 Here, Kpf is a proportional gain, Kif is an integral gain, s is a Laplace operator, and 1 / s represents an integral. The proportional gain Kpf and the integrated gain Kif may be changed according to the field current detection value Ifr, the d-axis current (command value or detection value), and the like. Although the equation (4) is represented by a continuous system, in reality, the arithmetic processing is executed for each arithmetic cycle using the arithmetic expression in which the equation (4) is discretized in the arithmetic cycle. In the present embodiment, the calculation period is set to be the same as the period Tsf of the field carrier wave described later.
或いは、電圧指令値算出部352は、電流検出値を用いず、界磁電流指令値Ifoに基づいて、回転機の諸元を用い、界磁電圧指令値Vfoを算出するフィードフォワード制御を実行してもよい。例えば、電圧指令値算出部352は、次式に示すように、界磁電流指令値Ifoに基づいて、回転機の諸元(界磁巻線4の抵抗値Rf)に基づいて、界磁電圧指令値Vfoを算出してもよい。この際、次式に示すように、一次進み処理が加えられてもよい。ここで、Tfoは、一次進み処理の定数であり、sは、ラプラス演算子である。一次進み処理の定数Tfoは、界磁電流検出値Ifr及びd軸電流(指令値又は検出値)等に応じて変化されてもよい。この場合は、界磁電流センサ6及び界磁電流検出部34が備えられなくてもよい。
Vfo=(Tfo×s+1)×Rf×Ifo ・・・(5)
Alternatively, the voltage command
Vfo = (Tfo × s + 1) × Rf × Ifo ・ ・ ・ (5)
電圧指令値算出部352は、次式に示すように、界磁電圧指令値Vfoを上限電圧値Vfmaxにより上限制限すると共に、界磁電圧指令値Vfoを下限電圧値Vfminにより下限制限する。ここで、MIN(A,B)は、A、Bのいずれか小さい方を出力する関数である。MAX(A,B)は、A、Bのいずれか大きい方を出力する関数である。
Vfo=MAX(Vfmin,MIN(Vfmax,Vfo)) ・・・(6)
As shown in the following equation, the voltage command
Vfo = MAX (Vfmin, MIN (Vfmax, Vfo)) ... (6)
上限電圧値Vfmaxは、界磁巻線4に印加できる最大電圧に設定される。下限電圧値Vfminは、界磁巻線4に印加できる最小電圧に設定される。本実施の形態では、上限電圧値Vfmaxは、直流電圧Vdcに設定される。下限電圧値Vfminは、-1×直流電圧Vdcに設定される。スイッチング直後のリンギングの影響、後述する短絡防止期間の設定等を考慮して、上限電圧値Vfmaxは、直流電圧Vdcよりも小さい値に設定されてもよく、下限電圧値Vfminは、-1×直流電圧Vdcよりも大きい値に設定されてもよい。 The upper limit voltage value Vfmax is set to the maximum voltage that can be applied to the field winding 4. The lower limit voltage value Vfmin is set to the minimum voltage that can be applied to the field winding 4. In the present embodiment, the upper limit voltage value Vfmax is set to the DC voltage Vdc. The lower limit voltage value Vfmin is set to -1 × DC voltage Vdc. The upper limit voltage value Vfmax may be set to a value smaller than the DC voltage Vdc in consideration of the influence of ringing immediately after switching, the setting of the short circuit prevention period described later, and the lower limit voltage value Vfmin is -1 × DC. It may be set to a value larger than the voltage Vdc.
なお、電圧指令値算出部352は、界磁電圧指令値Vfoを上限電圧値Vfmax及び下限電圧値Vfminにより上限制限及び下限制限しなくてもよい。このように、上限制限及び下限制限を行わなくても、後述するように、界磁電圧指令値Vfoは、最大電圧(Vdc)と最小電圧(-Vdc)との間を振動する界磁搬送波信号Cfと比較されるので、コンバータ9のスイッチング素子のオンオフ制御結果は、上限制限及び下限制限の有無にかかわらず同様になる。
The voltage command
スイッチング制御部353は、界磁電圧指令値Vfoに基づいて、PWM制御(Pulse Width Modulation)により、コンバータ9のスイッチング素子をオンオフ制御する。
The switching
例えば、図5に示すように、スイッチング制御部353は、界磁電圧指令値Vfoと、界磁搬送波の周期Tsfで振動する界磁搬送波信号Cfとを比較することにより、複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。界磁搬送波信号Cfは、界磁搬送波の周期Tsfで-1×直流電圧Vdcから直流電圧Vdcの間を振動する三角波とされている。直流電圧Vdcは、電圧センサにより検出されてもよい。
For example, as shown in FIG. 5, the switching
スイッチング制御部353は、界磁搬送波信号Cfが界磁電圧指令値Vfoを下回った場合は、第1組の正極側のスイッチング素子SP1のスイッチング信号QP1をオン(本例では、1)し、第1組の負極側のスイッチング素子SN1のスイッチング信号QN1をオフ(本例では、0)し、第2組の正極側のスイッチング素子SP2のスイッチング信号QP2をオフ(0)し、第2組の負極側のスイッチング素子SN2のスイッチング信号QN2をオン(1)する。
When the field carrier signal Cf falls below the field voltage command value Vfo, the switching
一方、スイッチング制御部353は、界磁搬送波信号Cfが界磁電圧指令値Vfoを上回った場合は、第1組の正極側のスイッチング信号QP1をオフ(0)し、第1組の負極側のスイッチング信号QN1をオン(1)し、第2組の正極側のスイッチング信号QP2をオン(1)し、第2組の負極側のスイッチング信号QN2をオフ(0)する。なお、各組について、正極側のスイッチング素子のオン期間と負極側のスイッチング素子のオン期間との間には、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間(デッドタイム)が設けられてもよい。
On the other hand, when the field carrier signal Cf exceeds the field voltage command value Vfo, the switching
1-5-3.界磁電圧飽和時のd軸電流の増加制御
<比較例における界磁電圧飽和による影響>
図6及び図7に、トルク指令値Toがステップ的に増加した場合の比較例に係る制御挙動を示す。比較例では、後述する界磁電圧飽和時のd軸の電流指令値の増加処理が行われない。図6では、界磁電圧指令値Vfoの増加量が小さく、界磁電圧指令値Vfoが最大電圧(上限電圧値Vfmax)に到達しておらず、最大電圧飽和状態になっていない。一方、図7では、界磁電圧指令値Vfoの増加量が大きく、界磁電圧指令値Vfoが最大電圧(上限電圧値Vfmax)に到達しており、最大電圧飽和状態になっている。
1-5-3. Control of increase of d-axis current when field voltage is saturated <Effect of field voltage saturation in comparative example>
6 and 7 show the control behavior according to the comparative example when the torque command value To increases stepwise. In the comparative example, the process of increasing the current command value of the d-axis at the time of field voltage saturation, which will be described later, is not performed. In FIG. 6, the increase amount of the field voltage command value Vfo is small, the field voltage command value Vfo does not reach the maximum voltage (upper limit voltage value Vfmax), and the maximum voltage saturation state is not reached. On the other hand, in FIG. 7, the increase amount of the field voltage command value Vfo is large, the field voltage command value Vfo reaches the maximum voltage (upper limit voltage value Vfmax), and the maximum voltage is saturated.
まず、図6について説明する。各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を1で表している。 First, FIG. 6 will be described. The vertical axis of each graph shows the physical quantity dimensionless. The field voltage represents the maximum voltage that can be applied by 1.
時刻t01で、トルク指令値Toが0からステップ的に増加している。そして、トルク指令値Toに応じて算出される界磁電流指令値Ifoが、0からステップ的に増加している。また、トルク指令値Toに応じて、最大トルク電流制御により算出されるq軸の電流指令値Iqoが、0からステップ的に増加し、d軸の電流指令値Idoが、0からステップ的に減少している。 At time t01, the torque command value To increases stepwise from 0. Then, the field current command value Ifo calculated according to the torque command value To increases stepwise from 0. Further, according to the torque command value To, the q-axis current command value Iqo calculated by the maximum torque current control increases stepwise from 0, and the d-axis current command value Ido decreases stepwise from 0. is doing.
それにより、界磁電流指令値Ifoと界磁電流検出値Ifrとの界磁電流偏差ΔIfが増加し、PI制御(特に、比例項)により演算される界磁電圧指令値Vfoが増加している。しかし、界磁電流偏差ΔIfが比較的に小さいため、界磁電圧指令値Vfoの増加量が小さく、界磁電圧指令値Vfoは、上限電圧値Vfmaxにより上限制限されていない。すなわち、界磁電流のフィードバック制御系の操作量である界磁電圧指令値Vfoは、上限制限されていない。そのため、界磁電流のフィードバック制御系の応答性は、損なわれておらず、界磁電流検出値Ifrは、界磁電流指令値Ifoにフィードバック制御系の応答性(時定数)で追従している。 As a result, the field current deviation ΔIf between the field current command value Ifo and the field current detection value Ifr increases, and the field voltage command value Vfo calculated by PI control (particularly, the proportional term) increases. .. However, since the field current deviation ΔIf is relatively small, the amount of increase in the field voltage command value Vfo is small, and the field voltage command value Vfo is not limited by the upper limit voltage value Vfmax. That is, the field voltage command value Vfo, which is the operation amount of the field current feedback control system, is not limited to the upper limit. Therefore, the responsiveness of the field current feedback control system is not impaired, and the field current detection value Ifr follows the field current command value Ifo with the responsiveness (time constant) of the feedback control system. ..
出力トルクTrは、ロータ磁束ψとq軸電流Iqとの乗算値に比例する。ロータ磁束ψは、界磁電流Ifに応じて変化する。界磁電流のフィードバック制御系の応答性は、d軸及びq軸の電流のフィードバック制御系の応答性よりも遅いため、界磁電流検出値Ifrは、d軸及びq軸の電流検出値Idr、Iqrよりも遅れて変化している。よって、主に、界磁電流Ifの応答遅れによって、出力トルクTrの応答遅れが生じている。 The output torque Tr is proportional to the multiplication value of the rotor magnetic flux ψ and the q-axis current Iq. The rotor magnetic flux ψ changes according to the field current If. Since the responsiveness of the field current feedback control system is slower than the responsiveness of the d-axis and q-axis current feedback control systems, the field current detection value Ifr is the d-axis and q-axis current detection values Idr. It is changing later than Iqr. Therefore, the response delay of the output torque Tr is mainly caused by the response delay of the field current If.
時刻t01の直後において、界磁電流検出値Ifrの増加によるロータ磁束の増加量よりも、d軸の電流検出値Idrの減少によるロータ磁束の減少量が上回ったため、ロータ磁束が一時的に低下し、出力トルクTrが一時的に低下している。 Immediately after time t01, the decrease in the rotor magnetic flux due to the decrease in the current detection value Idr on the d-axis exceeded the increase in the rotor magnetic flux due to the increase in the field current detection value Ifr, so that the rotor magnetic flux temporarily decreased. , The output torque Tr is temporarily reduced.
次に、図7について説明する。図6と同様に、各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を1で表している。 Next, FIG. 7 will be described. Similar to FIG. 6, the vertical axis of each graph represents the physical quantity in a dimensionless manner. The field voltage represents the maximum voltage that can be applied by 1.
時刻t11で、図6と同様に、トルク指令値Toが0からステップ的に増加し、界磁電流指令値Ifoが、0からステップ的に増加し、q軸の電流指令値Iqoが、0からステップ的に増加し、d軸の電流指令値Idoが、0からステップ的に減少している。しかし、図6に比べて、トルク指令値Toの増加量が大きくなっているため、界磁電流指令値Ifoの増加量、q軸の電流指令値Iqoの増加量、d軸の電流指令値Idoの減少量が大きくなっている。 At time t11, the torque command value To increases stepwise from 0, the field current command value Ifo increases stepwise from 0, and the current command value Iqo on the q-axis increases from 0, as in FIG. It increases stepwise, and the current command value Ido on the d-axis decreases stepwise from 0. However, since the increase in the torque command value To is larger than that in FIG. 6, the increase in the field current command value Ifo, the increase in the current command value Iqo on the q-axis, and the current command value Ido on the d-axis are large. The amount of decrease is large.
そのため、図6に比べて、界磁電流偏差ΔIfが大きくなっており、PI制御(特に、比例項)により演算される界磁電圧指令値Vfoが大きくなっている。PI制御により算出される界磁電圧指令値Vfoの増加量が大きく、界磁電圧指令値Vfoは、上限電圧値Vfmaxにより上限制限され、最大電圧飽和状態になっている(時刻t11から時刻t12まで)。すなわち、界磁電流のフィードバック制御系の操作量である界磁電圧指令値Vfoは、上限制限されている。そのため、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が、損なわれており、界磁電流検出値Ifrは、界磁電流指令値Ifoにフィードバック制御系の本来の応答性(時定数)よりも遅い応答性で追従している。 Therefore, the field current deviation ΔIf is larger than that in FIG. 6, and the field voltage command value Vfo calculated by PI control (particularly, the proportional term) is larger. The amount of increase in the field voltage command value Vfo calculated by PI control is large, and the field voltage command value Vfo is limited by the upper limit voltage value Vfmax and is in the maximum voltage saturation state (from time t11 to time t12). ). That is, the field voltage command value Vfo, which is the operation amount of the field current feedback control system, is limited to the upper limit. Therefore, the responsiveness of the field current feedback control system is impaired, and the field current detection value Ifr responds to the field current command value Ifo slower than the original responsiveness (time constant) of the feedback control system. Follow by sex.
よって、界磁電流検出値Ifrの応答遅れが大きくなっており、界磁電流検出値Ifrに応じて変化するロータ磁束ψ及び出力トルクTrの応答遅れが大きくなっている。このように、比較例では、界磁電圧指令値Vfoが最大電圧(上限電圧値Vfmax)に到達する最大電圧飽和状態になると、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化し、界磁電流の応答性及びトルクの応答性が悪化する。 Therefore, the response delay of the field current detection value Ifr is large, and the response delay of the rotor magnetic flux ψ and the output torque Tr that change according to the field current detection value Ifr is large. As described above, in the comparative example, when the field voltage command value Vfo reaches the maximum voltage (upper limit voltage value Vfmax) and reaches the maximum voltage saturation state, the responsiveness of the field current feedback control system deteriorates and the field current The responsiveness of the responsiveness and the responsiveness of the torque are deteriorated.
<電流微分インダクタンスdLIfの低減による界磁巻線の応答性の向上>
界磁巻線の電圧方程式は、次式で表せられる。ここで、ψは、ロータの鉄心の磁束であり、Rfは、界磁巻線の抵抗であり、Vfは、界磁巻線の印加電圧である。
The voltage equation of the field winding can be expressed by the following equation. Here, ψ is the magnetic flux of the iron core of the rotor, Rf is the resistance of the field winding, and Vf is the applied voltage of the field winding.
式(7)を変形すると次式を得る。ここで、電流微分インダクタンスdLIfは、ロータ磁束ψを界磁電流Ifについて微分したものである。電流微分インダクタンスdLIfは、界磁電流Ifの各動作点における、界磁電流Ifの変化に対するロータ磁束ψの変化の比とも表現できる。
式(8)をラプラス変換して変形すると、界磁巻線の伝達関数Gpf(s)は、次式のようになる。
式(9)に示すように、制御対象である界磁巻線の伝達関数Gpf(s)の応答性(時定数)は、電流微分インダクタンスdLIfに比例する。よって、電流微分インダクタンスdLIfを減少させることで、制御対象である界磁巻線の応答性を向上させることができる。 As shown in the equation (9), the responsiveness (time constant) of the transfer function Gpf (s) of the field winding to be controlled is proportional to the current differential inductance dLIf. Therefore, by reducing the current differential inductance dLIf, the responsiveness of the field winding to be controlled can be improved.
従って、界磁電圧指令値Vfoが最大電圧(上限電圧値Vfmax)に上限制限されて、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化した場合に、電流微分インダクタンスdLIfを減少させて、制御対象である界磁巻線の応答性を向上させることにより、応答性の悪化を抑制することが考えられる。以下で、ロータの鉄心の磁気飽和により、電流微分インダクタンスdLIfを低下させることを検討する。 Therefore, when the field voltage command value Vfo is limited to the maximum voltage (upper limit voltage value Vfmax) and the responsiveness of the field current feedback control system deteriorates, the current differential inductance dLIf is reduced to control the target. By improving the responsiveness of the field winding, it is conceivable to suppress the deterioration of the responsiveness. In the following, it will be examined to reduce the current differential inductance dLIf by the magnetic saturation of the iron core of the rotor.
<ロータの磁気飽和を考慮した制御系設計>
図8の上段に示すように、d軸電流Id=0の条件では、界磁電流Ifが動作点Aよりも小さい領域では、ロータに磁気飽和が生じておらず、界磁電流Ifに比例して、ロータ磁束ψが増加しており、電流微分インダクタンスdLIfは一定値になっている。一方、界磁電流Ifが動作点Aよりも大きくなると、ロータの鉄心に磁気飽和が生じ、界磁電流Ifの増加に対するロータ磁束ψの増加の傾きが減少している。ここで、ロータ磁束ψは、ロータ磁束のd軸成分である。そのため、図8の下段に示すように、ロータ磁束ψを界磁電流Ifについて微分した電流微分インダクタンスdLIfは、界磁電流Ifが動作点Aよりも増加するに従って減少している。
<Control system design considering the magnetic saturation of the rotor>
As shown in the upper part of FIG. 8, under the condition of d-axis current Id = 0, in the region where the field current If is smaller than the operating point A, the rotor is not magnetically saturated and is proportional to the field current If. Therefore, the rotor magnetic flux ψ is increasing, and the current differential inductance dLIf is a constant value. On the other hand, when the field current If becomes larger than the operating point A, magnetic saturation occurs in the iron core of the rotor, and the slope of the increase in the rotor magnetic flux ψ with respect to the increase in the field current If decreases. Here, the rotor magnetic flux ψ is a d-axis component of the rotor magnetic flux. Therefore, as shown in the lower part of FIG. 8, the current differential inductance dLIf obtained by differentiating the rotor magnetic flux ψ with respect to the field current If decreases as the field current If increases from the operating point A.
<理論上のロータ磁束ψ0と、磁気飽和による実際の磁束ψ>
磁気飽和が生じない場合の理論上のロータ磁束ψ0は、次式に示すように、理論上の界磁巻線のインダクタンスLf0に界磁電流Ifを乗算した磁束と、理論上のd軸インダクタンスLd0にd軸電流Idを乗算した磁束と、を合計した磁束になる。ここで、理論上の界磁巻線のインダクタンスLf0は、界磁巻線の巻数(巻数の2乗)に応じたインダクタンスであり、理論上のd軸インダクタンスLd0は、電機子巻線の巻数(巻数の2乗)に応じたインダクタンスである。
ψ0=Lf0×If+Ld0×Id ・・・(10)
<Theoretical rotor magnetic flux ψ0 and actual magnetic flux ψ due to magnetic saturation>
The theoretical rotor magnetic flux ψ0 when magnetic saturation does not occur is the magnetic flux obtained by multiplying the theoretical field winding inductance Lf0 by the field current If, and the theoretical d-axis inductance Ld0, as shown in the following equation. The magnetic flux obtained by multiplying the d-axis current Id by the d-axis current Id is the total magnetic flux. Here, the theoretical inductance Lf0 of the field winding is an inductance corresponding to the number of turns of the field winding (square of the number of turns), and the theoretical d-axis inductance Ld0 is the number of turns of the armature winding (the number of turns of the armature winding). It is the inductance according to the square of the number of turns).
ψ0 = Lf0 × If + Ld0 × Id ・ ・ ・ (10)
しかし、次式及び図9に示すように、磁気飽和が生じると、実際のロータ磁束ψは、磁気飽和が生じない場合の理論上の磁束ψ0から低下する。fψ()は、ロータの鉄心の磁気飽和特性を表す関数である。
ψ=fψ(ψ0) ・・・(11)
However, as shown in the following equation and FIG. 9, when magnetic saturation occurs, the actual rotor magnetic flux ψ decreases from the theoretical magnetic flux ψ0 when magnetic saturation does not occur. fψ () is a function representing the magnetic saturation characteristic of the iron core of the rotor.
ψ = fψ (ψ0) ・ ・ ・ (11)
<d軸電流に応じた、磁束ψの平行移動>
式(10)を変形すると次式を得る。
ψ0=Lf0×(If+Ksr×Id)
Ksr=Ld0/Lf0 ・・・(12)
ここで、Ksrは、d軸電流Idを界磁電流相当値に変換する換算定数である。換算定数Ksrは、界磁巻線の巻数に応じた界磁巻線のインダクタンスLf0に対する、電機子巻線の巻数に応じたd軸インダクタンスLd0の比率になる。
<Translation of magnetic flux ψ according to d-axis current>
The following equation is obtained by modifying the equation (10).
ψ0 = Lf0 × (If + Ksr × Id)
Ksr = Ld0 / Lf0 ... (12)
Here, Ksr is a conversion constant that converts the d-axis current Id into a value equivalent to the field current. The conversion constant Ksr is the ratio of the d-axis inductance Ld0 according to the number of turns of the armature winding to the inductance Lf0 of the field winding corresponding to the number of turns of the field winding.
式(12)に示すように、理論上の磁束ψ0が同じ値になる界磁電流Ifは、d軸電流Idに-Ksrを乗算した値に応じて変化する。式(11)及び図9に示したように、同じ値の理論上の磁束ψ0に対応する実際の磁束ψは、同じ値になる。そのため、図8に示したように、実際のロータ磁束ψ及び電流微分インダクタンスdLIfの特性は、d軸電流Idに-Ksrを乗算した値に応じて、界磁電流Ifの方向(横方向)に平行移動する。 As shown in the equation (12), the field current If that the theoretical magnetic flux ψ0 has the same value changes according to the value obtained by multiplying the d-axis current Id by −Ksr. As shown in Equation (11) and FIG. 9, the actual magnetic flux ψ corresponding to the theoretical magnetic flux ψ0 of the same value has the same value. Therefore, as shown in FIG. 8, the characteristics of the actual rotor magnetic flux ψ and the current differential inductance dLIf are in the direction (horizontal direction) of the field current If according to the value obtained by multiplying the d-axis current Id by −Ksr. Move in parallel.
<所望の磁気飽和を得るためのd軸電流の増加>
所望の磁気飽和を得るためのd軸電流Idの設定を検討する。例えば、図8に示すように、目標のロータ磁束ψoを、磁気飽和が生じている状態のロータ磁束に設定し、目標の電流微分インダクタンスdLIfoを、目標のロータ磁束ψoに対応させて設定する。d軸電流Id=0である場合に目標のロータ磁束ψoが生じる目標の界磁電流値をIfsat0とする。式(12)から、界磁電流Ifが、目標飽和の界磁電流値Ifsat0であり、d軸電流Idが0である場合の、理論上の目標のロータ磁束ψo0は、次式となる。
ψo0=Lf0×Ifsat0 ・・・(13)
<Increase in d-axis current to obtain desired magnetic saturation>
Consider setting the d-axis current Id to obtain the desired magnetic saturation. For example, as shown in FIG. 8, the target rotor magnetic flux ψo is set to the rotor magnetic flux in a state where magnetic saturation occurs, and the target current differential inductance dLIfo is set to correspond to the target rotor magnetic flux ψo. When the d-axis current Id = 0, the target field current value at which the target rotor magnetic flux ψo is generated is defined as
ψo0 = Lf0 × Ifsat0 ・ ・ ・ (13)
そして、現在の界磁電流Ifsにおいて、理論上の目標のロータ磁束ψo0を得るためのd軸の電流指令値をIdoincとすると、式(12)から次式を得る。
ψo0=Lf0×(Ifs+Ksr×Idoinc) ・・・(14)
Then, in the current field current Ifs, assuming that the current command value of the d-axis for obtaining the theoretical target rotor magnetic flux ψo0 is Idoinc, the following equation is obtained from the equation (12).
ψo0 = Lf0 × (Ifs + Ksr × Idoinc) ・ ・ ・ (14)
式(15)を式(13)に代入し、d軸の電流指令値Idoincについて整理すると次式を得る。
Idoinc=(Ifsat0-Ifs)/Ksr ・・・(15)
By substituting the equation (15) into the equation (13) and rearranging the current command value Idoinc on the d-axis, the following equation is obtained.
Idoinc = (Ifsat0-Ifs) / Ksr ... (15)
よって、d軸の電流指令値Idoincを、次式を満たす正の値に、増加させれば、ロータに目標の磁気飽和を発生させることができ、電流微分インダクタンスdLIfを低下させ、界磁巻線の応答性を向上させることができる。
Idoinc≧(Ifsat0-Ifs)/Ksr ・・・(16)
Therefore, if the current command value Idoinc of the d-axis is increased to a positive value satisfying the following equation, the target magnetic saturation can be generated in the rotor, the current differential inductance dLIf is lowered, and the field winding. Responsiveness can be improved.
Idoinc ≧ (Ifsat0-Ifs) / Ksr ・ ・ ・ (16)
そこで、電機子電流制御部33は、界磁電圧指令値Vfoが界磁巻線に印加できる最大電圧(上限電圧値Vfmax)以上になる最大電圧飽和状態になった場合に、d軸電流の増加条件が成立したと判定し、d軸の電流指令値Idoを正の値に増加させる。
Therefore, the armature
本実施の形態では、電機子電流制御部33は、d軸電流の増加条件が成立した場合に、式(16)を満たす増加時のd軸の電流指令値Idoincを算出する。例えば、電機子電流制御部33は、式(15)を用いて、増加時のd軸の電流指令値Idoincを算出する。式(15)のId=0の目標飽和の界磁電流値Ifsat0は、Id=0において所望の磁気飽和が得られる界磁電流値に予め設定されている。一方、界磁電流指令値Ifoは、d軸電流Idがd軸の基本電流指令値Idobである場合に、ロータに目標の磁気飽和が生じる界磁電流に設定される。基本的にd軸の基本電流指令値Idobは負の値に設定されているので、d軸電流の増加条件が成立している場合には、界磁電流指令値Ifoは、Id=0の目標飽和の界磁電流値Ifsat0よりも大きくなっている。
In the present embodiment, the armature
現在の界磁電流Ifsは、d軸電流の増加条件が成立した時点の界磁電流検出値Ifrに設定される。換算定数Ksrは、式(12)に示したように、界磁巻線の巻数に応じた界磁巻線のインダクタンスLf0に対する、電機子巻線の巻数に応じたd軸インダクタンスLd0の比率に予め設定されている。或いは、式(15)に従って算出された増加時のd軸の電流指令値Idoincに対して、1より大きい値が乗算されてもよい。 The current field current Ifs is set to the field current detection value Ifr at the time when the condition for increasing the d-axis current is satisfied. As shown in the equation (12), the conversion constant Ksr is previously set to the ratio of the d-axis inductance Ld0 according to the number of turns of the armature winding to the inductance Lf0 of the field winding according to the number of turns of the field winding. It is set. Alternatively, a value larger than 1 may be multiplied by the current command value Idoinc on the d-axis at the time of increase calculated according to the equation (15).
d軸電流の増加により、ロータ磁束ψが強められ、磁気飽和の状態になる。その結果、電流微分インダクタンスdLIfが低下し、界磁巻線の応答性が向上する。よって、界磁電圧指令値Vfoが最大電圧(上限電圧値Vfmax)により上限制限され、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化する場合でも、制御対象である界磁巻線の応答性を向上させ、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化することを抑制し、界磁電流検出値Ifrを応答性良く界磁電流指令値Ifoに追従させることができる。 As the d-axis current increases, the rotor magnetic flux ψ is strengthened, resulting in a state of magnetic saturation. As a result, the current differential inductance dLIf is reduced, and the responsiveness of the field winding is improved. Therefore, even when the field voltage command value Vfo is limited by the maximum voltage (upper limit voltage value Vfmax) and the responsiveness of the field current feedback control system deteriorates, the responsiveness of the field winding to be controlled can be improved. It can be improved, the deterioration of the responsiveness of the field current feedback control system can be suppressed, and the field current detection value Ifr can be made to follow the field current command value Ifo with good responsiveness.
また、本実施の形態では、電機子電流制御部33は、最大電圧飽和状態になりd軸電流の増加条件が成立した後、界磁電流指令値Ifoと界磁電流検出値Ifrとの偏差ΔIfの絶対値が、解除判定値Thcn以下になったときに、d軸電流の増加条件が成立しなくなったと判定し、d軸の電流指令値の増加処理を終了する。
Further, in the present embodiment, after the armature
解除判定値Thcnは、固定値に設定されてもよいし、界磁電流指令値Ifoに応じて変化されてもよい。 The release determination value Thcn may be set to a fixed value or may be changed according to the field current command value Ifo.
式(1)を用いて上述したように、電流指令値算出部331は、d軸電流の増加条件が成立していない場合は、ベクトル制御方法に従って設定されたd軸の基本電流指令値Idobを、最終的なd軸の電流指令値Idoに設定し、d軸電流の増加条件が成立している場合は、増加時のd軸の電流指令値Idoincを、最終的なd軸の電流指令値Idoに設定する。
As described above using the equation (1), the current command
<制御挙動>
図10に、比較例の図7と同様の条件で、d軸の電流指令値の増加処理が行われる本実施の形態に係る制御挙動を示す。図7と同様に、各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を1で表している。
<Control behavior>
FIG. 10 shows the control behavior according to the present embodiment in which the process of increasing the current command value of the d-axis is performed under the same conditions as in FIG. 7 of the comparative example. Similar to FIG. 7, the vertical axis of each graph represents the physical quantity in a dimensionless manner. The field voltage represents the maximum voltage that can be applied by 1.
時刻t21で、図7と同様に、トルク指令値Toが0からステップ的に増加し、界磁電流指令値Ifoが、0からステップ的に増加し、q軸の電流指令値Iqoが、0からステップ的に増加し、d軸の基本電流指令値Idobが、0からステップ的に減少している。トルク指令値Toの増加量が大きくなっているため、界磁電流指令値Ifoの増加量が大きくなっている。 At time t21, as in FIG. 7, the torque command value To increases stepwise from 0, the field current command value Ifo increases stepwise from 0, and the current command value Iqo on the q-axis increases from 0. It increases stepwise, and the basic current command value Idob on the d-axis decreases stepwise from 0. Since the amount of increase in the torque command value To is large, the amount of increase in the field current command value Ifo is large.
そのため、界磁電流偏差ΔIfが大きくなっており、PI制御(特に、比例項)により演算される界磁電圧指令値Vfoが大きくなっている。PI制御により算出される界磁電圧指令値Vfoの増加量が大きく、界磁電圧指令値Vfoは、上限電圧値Vfmaxにより上限制限され、最大電圧飽和状態になっている(時刻t21から時刻t22まで)。すなわち、界磁電流のフィードバック制御系の操作量である界磁電圧指令値Vfoは、上限制限されている。そのため、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化する。 Therefore, the field current deviation ΔIf is large, and the field voltage command value Vfo calculated by PI control (particularly, the proportional term) is large. The amount of increase in the field voltage command value Vfo calculated by PI control is large, and the field voltage command value Vfo is limited by the upper limit voltage value Vfmax and is in the maximum voltage saturation state (from time t21 to time t22). ). That is, the field voltage command value Vfo, which is the operation amount of the field current feedback control system, is limited to the upper limit. Therefore, the responsiveness of the field current feedback control system deteriorates.
電機子電流制御部33は、時刻t21で、最大電圧飽和状態になり、d軸電流の増加条件が成立したので、式(16)又は式(15)を用い、時刻t21の時点の界磁電流検出値Ifrに基づいて、増加時のd軸の電流指令値Idoincを算出し、増加時のd軸の電流指令値Idoincをd軸の電流指令値Idoに設定している。その結果、d軸の電流指令値Idoは、正の値に増加している。
The armature
d軸電流の増加により、ロータ磁束ψが強められ、磁気飽和の状態になっている。その結果、電流微分インダクタンスdLIfが低下し、界磁巻線の応答性が向上している。よって、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化することを抑制し、界磁電流検出値Ifrを応答性良く界磁電流指令値Ifoに追従させることができている。また、d軸電流を正の値に増加させることでロータ磁束の低下を回避することができるため、図6および図7のような出力トルクTrの一時的な落ち込みを生じない。 Due to the increase in the d-axis current, the rotor magnetic flux ψ is strengthened, and the state of magnetic saturation is reached. As a result, the current differential inductance dLIf is reduced, and the responsiveness of the field winding is improved. Therefore, it is possible to suppress the deterioration of the responsiveness of the field current feedback control system and make the field current detection value Ifr follow the field current command value Ifo with good responsiveness. Further, since it is possible to avoid a decrease in the rotor magnetic flux by increasing the d-axis current to a positive value, the output torque Tr does not temporarily drop as shown in FIGS. 6 and 7.
界磁巻線のインダクタンスは、電機子巻線のインダクタンスに比べて大きい。界磁電流指令値Ifoから界磁電流検出値Ifrまでの界磁電流のフィードバック制御系の応答周波数は、d軸及びq軸の電流指令値Ido及びIqoからd軸及びq軸の電流検出値Idr、Iqrまでの電機子電流のフィードバック制御系の応答周波数に比べて低く設定されている。ここで、応答周波数は、閉ループ伝達関数のカットオフ周波数及び時定数の逆数に相当する。よって、d軸電流の増加速度は、界磁電流の増加速度よりも大きくなっている。d軸の電流指令値の増加により、速やかにd軸電流を増加させ、磁気飽和を生じさせることができている。 The inductance of the field winding is larger than the inductance of the armature winding. The response frequency of the field current feedback control system from the field current command value Ifo to the field current detection value Ifr is the current command value Ido on the d-axis and q-axis and the current detection value Idr on the d-axis and q-axis from Iqo. , It is set lower than the response frequency of the feedback control system of the armature current up to Iqr. Here, the response frequency corresponds to the cutoff frequency of the closed loop transfer function and the reciprocal of the time constant. Therefore, the rate of increase of the d-axis current is larger than the rate of increase of the field current. By increasing the current command value of the d-axis, the d-axis current can be rapidly increased to cause magnetic saturation.
そして、時刻t23で、電機子電流制御部33は界磁電流指令値Ifoと界磁電流検出値Ifrとの偏差ΔIfの絶対値が、解除判定値Thcn以下になったとので、d軸電流の増加条件が成立しなくなったと判定し、d軸の電流指令値の増加処理を終了し、d軸の基本電流指令値Idobを、最終的なd軸の電流指令値Idoに設定している。
Then, at time t23, the armature
<q軸の電流指令値の増加>
一方、d軸電流が増加されている時刻t21から時刻t23まで、トルク指令値Toに対して出力トルクTrが十分に増加していない。これは、d軸電流を正の値に増加させることによりリラクタンストルクが低下することによる。
<Increase in q-axis current command value>
On the other hand, from the time t21 to the time t23 when the d-axis current is increased, the output torque Tr does not sufficiently increase with respect to the torque command value To. This is because the reluctance torque decreases by increasing the d-axis current to a positive value.
回転機の出力トルクTrは、次式のように、与えられる。ここで、Pmは、極対数であり、ψは、上述したロータ磁束(d軸成分)であり、Lqは、q軸インダクタンスである。リラクタンストルクが生じる回転機では、多くの場合Ld<Lqになり、(Ld―Lq)<0になる。
Tr=Pm×Iq×{Lf×If+(Ld-Lq)×Id}
=Pm×Iq×{ψ-Lq×Id}
=Pm×Iq×{ψ-Lq×(Idob+ΔId)}
ΔId=Idoinc-Idob ・・・(17)
The output torque Tr of the rotating machine is given by the following equation. Here, Pm is the pole logarithm, ψ is the rotor magnetic flux (d-axis component) described above, and Lq is the q-axis inductance. In a rotating machine in which reluctance torque is generated, Ld <Lq and (Ld-Lq) <0 in many cases.
Tr = Pm × Iq × {Lf × If + (Ld-Lq) × Id}
= Pm × Iq × {ψ-Lq × Id}
= Pm × Iq × {ψ-Lq × (Idob + ΔId)}
ΔId = Idoinc-Idob ... (17)
式(19)のd軸のロータ磁束ψは、d軸電流の増加により、目標のロータ磁束になる。一方、q軸のロータ磁束は、d軸電流の増加により、Lq×ΔIdだけ減少し、出力トルクは、Pm×Iq×Lq×ΔIdだけ低下する。よって、次式に示すように、q軸電流Iqを、出力トルクの減少分Pm×Iq×Lq×ΔIdを補うように増加させれば、出力トルクの低下を抑制することができる。
よって、電機子電流制御部33は、d軸電流の増加条件が成立した場合に、d軸の電流指令値の増加量(Idoinc-Idob)に応じて、q軸の電流指令値Iqoを増加させてもよい。例えば、電機子電流制御部33は、d軸電流の増加条件が成立している期間、演算周期毎に、式(18)を用い、増加時のq軸の電流指令値Iqoincを算出し、増加時のq軸の電流指令値Iqoincを、最終的なq軸の電流指令値Iqoに設定し、d軸電流の増加条件が成立していない場合に、q軸の基本電流指令値Iqobを、最終的なq軸の電流指令値Iqoに設定する。
Therefore, when the condition for increasing the d-axis current is satisfied, the armature
なお、解除判定値Thcnを図10の場合よりも大きい値に設定し、d軸電流の増加を早めに終了することにより、出力トルクを早めに増加させることもできる。 It is also possible to increase the output torque earlier by setting the release determination value Thcn to a value larger than that in the case of FIG. 10 and ending the increase of the d-axis current earlier.
<車両の発電電動機として用いられる場合>
本実施の形態の回転機の制御装置を、車両用の発電電動機に使用する場合、図11のような構成となる。回転機1のロータの回転軸は、プーリ及びベルト機構101を介して、内燃機関100のクランク軸に連結されている。回転機1の回転軸は、内燃機関100及び変速装置102を介して車輪103に連結される。回転機1は、電動機として機能し、内燃機関100の補機として、車輪103の駆動力源となると共に、発電機として機能し、内燃機関100の回転を利用して発電を行う。
<When used as a generator motor for vehicles>
When the control device for the rotary machine of the present embodiment is used for a generator motor for a vehicle, the configuration is as shown in FIG. The rotary shaft of the rotor of the
近年は、アイドルストップ車が増加しており、回転機1の駆動トルクにより内燃機関を再始動させる際の、駆動トルクの立ち上がり時間の短縮が求められている。回転機の制御装置において、界磁電流の立ち上がり時間は駆動トルクの立ち上がり時間および発電の立ち上がり時間に大きく影響するため、界磁電流の制御応答性を高くしたい。上述したように、最大電圧飽和状態において、d軸電流を増加させることで、界磁電流の制御応答性を高くすることができる。
In recent years, the number of idle-stop vehicles has increased, and there is a demand for shortening the rise time of the drive torque when the internal combustion engine is restarted by the drive torque of the
2.実施の形態2
次に、実施の形態2に係る回転機1及び制御装置11について説明する。上記の実施の形態1と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る回転機1及び制御装置11の基本的な構成は実施の形態1と同様であるが、増加時のd軸の電流指令値Idoincの設定方法が、実施の形態1と異なる。
2. 2.
Next, the
本実施の形態では、電機子電流制御部33は、最大電圧飽和状態になり、d軸電流の増加条件が成立した場合に、d軸の電流指令値Idoを増加させた後、d軸の電流指令値Idoの増加量を次第に減少させる。
In the present embodiment, the armature
この構成によれば、d軸の電流指令値Idoの増加により、磁気飽和が生じると、界磁巻線の応答性が向上し、界磁電流Ifが応答性よく増加する。界磁電流Ifが増加すると、ロータの磁気飽和を生じさせるために必要なd軸の電流指令値Idoの増加量が減少する。よって、d軸の電流指令値Idoの増加後、d軸の電流指令値Idoの増加量を次第に減少させても、ロータの磁気飽和を生じさせ、界磁電流の応答性を向上させることができる。また、d軸の電流指令値Idoの増加量を次第に減少させることにより、d軸電流Idの増加による出力トルクの低下を減少させることができ、出力トルクを応答性よく増加させることができる。 According to this configuration, when magnetic saturation occurs due to an increase in the current command value Ido of the d-axis, the responsiveness of the field winding is improved and the field current If is responsively increased. As the field current If increases, the amount of increase in the current command value Ido on the d-axis required to cause magnetic saturation of the rotor decreases. Therefore, even if the increase in the current command value Ido on the d-axis is gradually reduced after the increase in the current command value Ido on the d-axis, magnetic saturation of the rotor can be caused and the responsiveness of the field current can be improved. .. Further, by gradually reducing the increase amount of the current command value Ido of the d-axis, the decrease of the output torque due to the increase of the d-axis current Id can be reduced, and the output torque can be increased with good responsiveness.
例えば、電機子電流制御部33は、最大電圧飽和状態になり、d軸電流の増加条件が成立した場合に、実施の形態1と同様に、増加時のd軸の電流指令値Idoincを、d軸の電流指令値Idoに設定した後、d軸の電流指令値Idoを、増加時のd軸の電流指令値Idoincからd軸の基本電流指令値Idobに次第に近づける。
For example, when the armature
或いは、電機子電流制御部33は、d軸電流の増加条件が成立した後、式(15)を用いて、増加時のd軸の電流指令値Idoincを算出し、増加時のd軸の電流指令値Idoincを、d軸の電流指令値Idoに設定する。
Alternatively, after the condition for increasing the d-axis current is satisfied, the armature
式(15)を用いた算出は、d軸電流の増加条件が成立している期間、演算周期毎に行われる。上述したように、式(15)のId=0の目標飽和の界磁電流値Ifsat0は、Id=0において所望の磁気飽和が得られる界磁電流値に予め設定されている。界磁電流指令値Ifoは、d軸電流Idがd軸の基本電流指令値Idobである場合に、ロータに目標の磁気飽和が生じる界磁電流に設定されており、Id=0の目標飽和の界磁電流値Ifsat0よりも大きくなる。式(15)の現在の界磁電流Ifsは、演算周期の時点の界磁電流検出値Ifrに設定される。式(15)を用いて算出される増加時のd軸の電流指令値Idoincは、界磁電流検出値Ifrが増加するに従って、減少していく。
The calculation using the equation (15) is performed for each calculation cycle during the period in which the condition for increasing the d-axis current is satisfied. As described above, the field current value Ifsat0 of the target saturation of Id = 0 in the equation (15) is preset to the field current value at which the desired magnetic saturation can be obtained at Id = 0. The field current command value Ifo is set to the field current at which the target magnetic saturation occurs in the rotor when the d-axis current Id is the d-axis basic current command value Idob, and the target saturation of Id = 0. It becomes larger than the field
この構成によれば、界磁電流Ifの増加に応じて、式(15)によりロータの磁気飽和を生じさせるために必要な増加時のd軸の電流指令値Idoincを精度よく算出することができる。よって、界磁電流Ifが増加するに従って、精度よく、界磁電流の応答性を向上させつつ、d軸の電流指令値Idoの増加量を次第に減少させることができる。 According to this configuration, it is possible to accurately calculate the current command value Idoinc of the d-axis at the time of increase required for causing magnetic saturation of the rotor according to the increase of the field current If. .. Therefore, as the field current If increases, the increase in the current command value Ido on the d-axis can be gradually reduced while improving the responsiveness of the field current with high accuracy.
そして、界磁電流検出値Ifrが、Id=0の目標飽和の界磁電流値Ifsat0に到達すると、増加時のd軸の電流指令値Idoincは0になる。界磁電流検出値Ifrが、Id=0の目標飽和の界磁電流値Ifsat0を上回り、Id=Idobである場合の界磁電流指令値Ifoに近づいていくと、増加時のd軸の電流指令値Idoincは、d軸の基本電流指令値Idobに近づいていく。そこで、界磁電流の増加により、増加前のd軸の電流指令値であっても磁気飽和した状態となる場合は、d軸の電流指令値の増加処理を終了してもよい。例えば、電機子電流制御部33は、式(18-1)が満たされた場合に、d軸の電流指令値の増加処理を終了してもよい。
Ksr×Idob+Ifr≧Ifsat0 ・・・(18-1)
よって、界磁電流検出値Ifrが、界磁電流指令値Ifoに近づくに従って、目標のロータ磁束を維持しつつ、増加時のd軸の電流指令値Idoincをd軸の基本電流指令値Idobに次第に近づけ、出力トルクTrをトルク指令値Toに次第に近づけることができる。なお、電機子電流制御部33は、式(15)の代わりに、式(18-2)を用いて、増加時のd軸の電流指令値Idoincを算出してもよい。
Idoinc=Idob+(Ifo-Ifr)/Ksr ・・・(18-2)
Then, when the field current detection value Ifr reaches the field
Ksr × Idob + Ifr ≧ Ifsat0 ・ ・ ・ (18-1)
Therefore, as the field current detection value Ifr approaches the field current command value Ifo, the current command value Idoinc on the d-axis at the time of increase is gradually changed to the basic current command value Idob on the d-axis while maintaining the target rotor magnetic flux. The output torque Tr can be gradually brought closer to the torque command value To. The armature
Idoinc = Idob + (Ifo-Ifr) / Ksr ... (18-2)
<制御挙動>
図12に、実施の形態1の図10と同様の条件で、式(15)を用いて演算周期毎に増加時のd軸の電流指令値Idoincが算出される制御挙動を示す。図10と同様に、各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を1で表している。
<Control behavior>
FIG. 12 shows a control behavior in which the current command value Idoinc of the d-axis at the time of increase is calculated for each calculation cycle using the equation (15) under the same conditions as in FIG. 10 of the first embodiment. Similar to FIG. 10, the vertical axis of each graph represents the physical quantity in a dimensionless manner. The field voltage represents the maximum voltage that can be applied by 1.
時刻t31で、図10と同様に、トルク指令値Toが0からステップ的に増加し、界磁電流指令値Ifoが、0からステップ的に増加し、q軸の電流指令値Iqoが、0からステップ的に増加し、d軸の基本電流指令値Idobが、0からステップ的に減少している。トルク指令値Toの増加量が大きくなっているため、界磁電流指令値Ifoの増加量が大きくなっている。 At time t31, the torque command value To increases stepwise from 0, the field current command value Ifo increases stepwise from 0, and the current command value Iqo on the q-axis increases from 0, as in FIG. It increases stepwise, and the basic current command value Idob on the d-axis decreases stepwise from 0. Since the amount of increase in the torque command value To is large, the amount of increase in the field current command value Ifo is large.
図10と同様に、界磁電圧指令値Vfoは、上限電圧値Vfmaxにより上限制限され、最大電圧飽和状態になっている(時刻t31から時刻t32まで)。すなわち、界磁電流のフィードバック制御系の操作量である界磁電圧指令値Vfoは、上限制限されている。そのため、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化する。 Similar to FIG. 10, the field voltage command value Vfo is limited by the upper limit voltage value Vfmax and is in the maximum voltage saturation state (from time t31 to time t32). That is, the field voltage command value Vfo, which is the operation amount of the field current feedback control system, is limited to the upper limit. Therefore, the responsiveness of the field current feedback control system deteriorates.
電機子電流制御部33は、時刻t31から時刻t34までのd軸電流の増加条件が成立している期間中、演算周期毎に、式(15)を用い、各時点の界磁電流検出値Ifrに基づいて、増加時のd軸の電流指令値Idoincを算出し、d軸の電流指令値Idoに設定している。
The armature
よって、界磁電流検出値Ifrが増加するに従って、増加時のd軸の電流指令値Idoinc及びd軸の電流指令値Idoが次第に減少している。時刻t33で、界磁電流検出値Ifrが、Id=0の目標飽和の界磁電流値Ifsat0に到達しており、増加時のd軸の電流指令値Idoincは0になっている。時刻t33以降、界磁電流検出値Ifrが、Id=0の目標飽和の界磁電流値Ifsat0を上回り、Id=Idobである場合の界磁電流指令値Ifoに近づいていくと、増加時のd軸の電流指令値Idoincは、d軸の基本電流指令値Idobに近づいていく。よって、界磁電流検出値Ifrが、界磁電流指令値Ifoに近づくに従って、目標のロータ磁束を維持しつつ、増加時のd軸の電流指令値Idoincをd軸の基本電流指令値Idobに次第に近づけ、出力トルクTrをトルク指令値Toに次第に近づけることができている。 Therefore, as the field current detection value Ifr increases, the d-axis current command value Idoinc and the d-axis current command value Ido at the time of increase gradually decrease. At time t33, the field current detection value Ifr has reached the field current value Ifsat0 of the target saturation of Id = 0, and the current command value Idoinc of the d-axis at the time of increase has become 0. After time t33, when the field current detection value Ifr exceeds the field current value Ifsat0 of the target saturation of Id = 0 and approaches the field current command value Ifo when Id = Idob, d at the time of increase. The current command value Idoinc of the shaft approaches the basic current command value Idob of the d-axis. Therefore, as the field current detection value Ifr approaches the field current command value Ifo, the current command value Idoinc on the d-axis at the time of increase is gradually changed to the basic current command value Idob on the d-axis while maintaining the target rotor magnetic flux. The output torque Tr can be gradually brought closer to the torque command value To.
そして、時刻t34で、電機子電流制御部33は界磁電流指令値Ifoと界磁電流検出値Ifrとの偏差ΔIfの絶対値が、解除判定値Thcn以下になったとので、d軸電流の増加条件が成立しなくなったと判定し、d軸の電流指令値の増加処理を終了し、d軸の基本電流指令値Idobを、最終的なd軸の電流指令値Idoに設定している。
Then, at time t34, the armature
3.実施の形態3
次に、実施の形態3に係る回転機1及び制御装置11について説明する。上記の実施の形態1及び2と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る回転機1及び制御装置11の基本的な構成は実施の形態1及び2と同様である。実施の形態1及び2では、電機子巻線と界磁巻線と間の相互インダクタンスが微小である場合であったが、本実施の形態では、電機子巻線と界磁巻線と間の相互インダクタンスが無視できないほど大きい。
3. 3.
Next, the
そのため、界磁巻線の電圧方程式は、次式で表せられる。実施の形態1の式(8)に比べて、左辺の第2項に相互インダクタンスMfの項が追加されている。
図13に、相互インダクタンスMfを無視できない回転機1に対して、実施の形態2と同様の制御を行った場合の制御挙動を示す。図12と同様に、各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を1で表している。
FIG. 13 shows the control behavior when the same control as in the second embodiment is performed on the
時刻t41で、図12と同様に、トルク指令値Toが0からステップ的に増加し、界磁電流指令値Ifoが、0からステップ的に増加し、q軸の電流指令値Iqoが、0からステップ的に増加し、d軸の基本電流指令値Idobが、0からステップ的に減少している。トルク指令値Toの増加量が大きくなっているため、界磁電流指令値Ifoの増加量が大きくなっている。 At time t41, the torque command value To increases stepwise from 0, the field current command value Ifo increases stepwise from 0, and the current command value Iqo on the q-axis increases from 0, as in FIG. It increases stepwise, and the basic current command value Idob on the d-axis decreases stepwise from 0. Since the amount of increase in the torque command value To is large, the amount of increase in the field current command value Ifo is large.
図12と同様に、界磁電圧指令値Vfoは、上限電圧値Vfmaxにより上限制限され、最大電圧飽和状態になっている(時刻t41から時刻t42まで)。すなわち、界磁電流のフィードバック制御系の操作量である界磁電圧指令値Vfoは、上限制限されている。そのため、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化する。 Similar to FIG. 12, the field voltage command value Vfo is limited by the upper limit voltage value Vfmax and is in the maximum voltage saturation state (from time t41 to time t42). That is, the field voltage command value Vfo, which is the operation amount of the field current feedback control system, is limited to the upper limit. Therefore, the responsiveness of the field current feedback control system deteriorates.
電機子電流制御部33は、時刻t41から時刻t44までのd軸電流の増加条件が成立している期間中、演算周期毎に、式(15)を用い、各時点の界磁電流検出値Ifrに基づいて、増加時のd軸の電流指令値Idoincを算出し、d軸の電流指令値Idoに設定している。
The armature
時刻t41の直後に、d軸の電流検出値Idrが急峻に増加されるため、式(19)の左辺の第2項が負方向に大きくなり、式(19)の右辺全体が降圧されることで、界磁電流検出値Ifrが低下し、負の値になっている。 Immediately after the time t41, the current detection value Idr on the d-axis is sharply increased, so that the second term on the left side of the equation (19) increases in the negative direction, and the entire right side of the equation (19) is stepped down. Therefore, the field current detection value Ifr decreases and becomes a negative value.
ロータ磁束ψは、式(10)及び式(11)により表され、d軸電流Idと界磁電流Ifとのバランスにより定まるが、負になる可能性がある。そこで、ロータに、電磁石と同じ磁束方向を有する永久磁石が設けられてもよい。永久磁石を設けることで、ロータ磁束ψが負になることを抑制できる。 The rotor magnetic flux ψ is expressed by the equations (10) and (11), and is determined by the balance between the d-axis current Id and the field current If, but can be negative. Therefore, the rotor may be provided with a permanent magnet having the same magnetic flux direction as the electromagnet. By providing a permanent magnet, it is possible to suppress the rotor magnetic flux ψ from becoming negative.
よって、図12と比べ、d軸の電流検出値Idrが増加している間は、界磁電流検出値Ifrの増加が遅れており、出力トルクTrの増加が遅れている。一方、d軸電流の増加により、ロータが磁気飽和の状態になり、界磁電流検出値Ifrが応答性良く増加している。そして、界磁電流検出値Ifrの増加によって、式(15)により算出される増加時のd軸の電流指令値Idoincが次第に低下し、d軸の電流検出値Idrが次第に低下すると、式(19)の左辺の第2項が正になり、界磁電流検出値Ifrを増加させる方向に作用する。よって、図12と比べ、界磁電流検出値Ifrの増加が速くなり、出力トルクTrの増加が速くなっている。 Therefore, as compared with FIG. 12, while the current detection value Idr on the d-axis is increasing, the increase in the field current detection value Ifr is delayed, and the increase in the output torque Tr is delayed. On the other hand, due to the increase in the d-axis current, the rotor is in a magnetically saturated state, and the field current detection value Ifr is increased with good responsiveness. Then, as the field current detection value Ifr increases, the d-axis current command value Idoinc calculated by the equation (15) gradually decreases, and when the d-axis current detection value Idr gradually decreases, the equation (19) The second term on the left side of) becomes positive, and acts in the direction of increasing the field current detection value Ifr. Therefore, as compared with FIG. 12, the field current detection value Ifr increases faster, and the output torque Tr increases faster.
よって、相互インダクタンスMfが大きい回転機1では、d軸電流の増加開始直後は、界磁電流If及び出力トルクTrの増加が遅れるが、その後、界磁電流If及び出力トルクTrの増加が速くなる。よって、相互インダクタンスMfが小さい回転機1と同じように、d軸電流の増加により、界磁電流If及び出力トルクTrの応答性を向上させることができる。
Therefore, in the
そして、時刻t44で、電機子電流制御部33は界磁電流指令値Ifoと界磁電流検出値Ifrとの偏差ΔIfの絶対値が、解除判定値Thcn以下になったとので、d軸電流の増加条件が成立しなくなったと判定し、d軸の電流指令値の増加処理を終了し、d軸の基本電流指令値Idobを、最終的なd軸の電流指令値Idoに設定している。
Then, at time t44, the armature
4.実施の形態4
次に、実施の形態4に係る回転機1及び制御装置11について説明する。上記の実施の形態1と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る回転機1及び制御装置11の基本的な構成は実施の形態1と同様であるが、コンバータ9の構成、コンバータ9の制御方法、及びd軸電流指令値の増加処理が、実施の形態1と異なる。図14は、本実施の形態に係る回転機1及び制御装置11の概略構成図である。
4.
Next, the
コンバータ9は、直流電源2の正極側に接続される正極側のパワー半導体SPと直流電源2の負極側に接続される負極側のパワー半導体SNとが直列接続された直列回路を2組設けたHブリッジ回路とされている。第1組の直列回路28における正極側のパワー半導体SP1と負極側のパワー半導体SN1との接続点が、界磁巻線4の一端に接続され、第2組の直列回路29における正極側のパワー半導体SP2と負極側のパワー半導体SN2との接続点が、界磁巻線4の他端に接続される。
The
本実施の形態では、第1組の負極側のパワー半導体SN1及び第2組の正極側のパワー半導体SP2は、ダイオードとされている。第1組の正極側のパワー半導体SP1及び第2組の負極側のパワー半導体SN2は、スイッチング素子とされている。本実施の形態では、界磁巻線4に印加できる電圧は、0Vから直流電圧Vdcとなっている。なお、第1組の負極側のパワー半導体SN1は、スイッチング素子とされてもよい。 In the present embodiment, the power semiconductor SN1 on the negative electrode side of the first set and the power semiconductor SP2 on the positive electrode side of the second set are diodes. The power semiconductor SP1 on the positive electrode side of the first set and the power semiconductor SN2 on the negative electrode side of the second set are switching elements. In the present embodiment, the voltage that can be applied to the field winding 4 is from 0 V to the DC voltage Vdc. The power semiconductor SN1 on the negative electrode side of the first set may be a switching element.
実施の形態1と同様に、電圧指令値算出部352は、界磁電圧指令値Vfoを上限電圧値Vfmaxにより上限制限すると共に、界磁電圧指令値Vfoを下限電圧値Vfminにより下限制限する。
Similar to the first embodiment, the voltage command
上限電圧値Vfmaxは、界磁巻線4に印加できる最大電圧に設定される。下限電圧値Vfminは、界磁巻線4に印加できる最小電圧に設定される。本実施の形態では、上限電圧値Vfmaxは、直流電圧Vdcに設定される。下限電圧値Vfminは、0Vに設定される。スイッチング直後のリンギングの影響、後述する短絡防止期間の設定等を考慮して、上限電圧値Vfmaxは、直流電圧Vdcよりも小さい値に設定されてもよく、下限電圧値Vfminは、0Vよりも大きい値に設定されてもよい。 The upper limit voltage value Vfmax is set to the maximum voltage that can be applied to the field winding 4. The lower limit voltage value Vfmin is set to the minimum voltage that can be applied to the field winding 4. In the present embodiment, the upper limit voltage value Vfmax is set to the DC voltage Vdc. The lower limit voltage value Vfmin is set to 0V. The upper limit voltage value Vfmax may be set to a value smaller than the DC voltage Vdc, and the lower limit voltage value Vfmin is larger than 0V in consideration of the influence of ringing immediately after switching, the setting of the short circuit prevention period described later, and the like. It may be set to a value.
なお、電圧指令値算出部352は、界磁電圧指令値Vfoを上限電圧値Vfmax及び下限電圧値Vfminにより上限制限及び下限制限しなくてもよい。このように、上限制限及び下限制限を行わなくても、後述するように、界磁電圧指令値Vfoは、最大電圧(Vdc)と最小電圧(0V)との間を振動する界磁搬送波信号Cfと比較されるので、コンバータ9のスイッチング素子のオンオフ制御結果は、上限制限及び下限制限の有無にかかわらず同様になる。
The voltage command
スイッチング制御部353は、界磁電圧指令値Vfoと、界磁搬送波の周期Tsfで振動する界磁搬送波信号Cfとを比較することにより、複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。本実施の形態では、界磁搬送波信号Cfは、界磁搬送波の周期Tsfで0Vから直流電圧Vdcの間を振動する三角波とされている。直流電圧Vdcは、電圧センサにより検出されてもよい。
The switching
スイッチング制御部353は、界磁搬送波信号Cfが界磁電圧指令値Vfoを下回った場合は、第1組の正極側のスイッチング素子SP1のスイッチング信号QP1をオン(本例では、1)し、第2組の負極側のスイッチング素子SN2のスイッチング信号QN2をオン(1)する。一方、スイッチング制御部353は、界磁搬送波信号Cfが界磁電圧指令値Vfoを上回った場合は、第1組の正極側のスイッチング信号QP1をオフ(0)し、第2組の負極側のスイッチング信号QN2をオフ(0)する。
When the field carrier signal Cf falls below the field voltage command value Vfo, the switching
<比較例における界磁電圧飽和による影響>
図15に、トルク指令値Toがステップ的に減少した場合の比較例に係る制御挙動を示す。比較例では、界磁電圧飽和時のd軸の電流指令値の増加処理が行われない。図15の各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を1で表し、0Vを0で表している。
<Effect of field voltage saturation in comparative example>
FIG. 15 shows the control behavior according to the comparative example when the torque command value To decreases stepwise. In the comparative example, the process of increasing the current command value of the d-axis when the field voltage is saturated is not performed. The vertical axis of each graph in FIG. 15 represents a dimensionless physical quantity. For the field voltage, the maximum voltage that can be applied is represented by 1, and 0V is represented by 0.
時刻t51で、トルク指令値Toがステップ的に0に減少し、界磁電流指令値Ifoが、ステップ的に0Aに減少し、q軸の電流指令値Iqoが、ステップ的に0Aに減少し、d軸の電流指令値Idoが、ステップ的に0に増加している。 At time t51, the torque command value To decreases stepwise to 0, the field current command value Ifo decreases stepwise to 0A, and the q-axis current command value Iqo decreases stepwise to 0A. The current command value Ido on the d-axis is gradually increased to 0.
界磁電流偏差ΔIfが大きくなっており、PI制御(特に、比例項)により演算される界磁電圧指令値Vfoが0よりも小さくなっているが、界磁電圧指令値Vfoは、下限電圧値Vfmin(本例では0V)により下限制限され、最小電圧飽和状態になっている(時刻t51以降)。すなわち、界磁電流のフィードバック制御系の操作量である界磁電圧指令値Vfoは、下限制限されている。そのため、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が、損なわれており、界磁電流検出値Ifrは、界磁電流指令値Ifoにフィードバック制御系の本来の応答性(時定数)よりも遅い応答性で追従している。なお、界磁電流指令値Ifoが0Aに設定されている場合は、界磁電流偏差ΔIfが0Aになり定常状態になった場合も、界磁電圧指令値Vfoは、下限電圧値Vfmin(0V)になり、最小電圧飽和状態になる。 The field current deviation ΔIf is large, and the field voltage command value Vfo calculated by PI control (particularly, the proportional term) is smaller than 0, but the field voltage command value Vfo is the lower limit voltage value. The lower limit is limited by Vfmin (0V in this example), and the minimum voltage is saturated (after time t51). That is, the field voltage command value Vfo, which is the operation amount of the field current feedback control system, is limited to the lower limit. Therefore, the responsiveness of the field current feedback control system is impaired, and the field current detection value Ifr responds to the field current command value Ifo slower than the original responsiveness (time constant) of the feedback control system. Follow by sex. When the field current command value Ifo is set to 0A, the field voltage command value Vfo is the lower limit voltage value Vfmin (0V) even when the field current deviation ΔIf becomes 0A and the steady state is reached. , And the minimum voltage is saturated.
よって、界磁電流検出値Ifrの応答遅れが大きくなっており、界磁電流検出値Ifrに応じて変化するロータ磁束ψの応答遅れが大きくなっている。特に、界磁電流検出値Ifrが減少するに従って、電流微分インダクタンスdLIfが増加し、界磁巻線の応答性が悪化するため、界磁電流検出値Ifrの低下速度が減少し、界磁電流検出値Ifrは界磁電流指令値Ifoになかなか追従しない。 Therefore, the response delay of the field current detection value Ifr is large, and the response delay of the rotor magnetic flux ψ that changes according to the field current detection value Ifr is large. In particular, as the field current detection value Ifr decreases, the current differential inductance dLIf increases and the responsiveness of the field winding deteriorates, so that the rate of decrease of the field current detection value Ifr decreases and the field current is detected. The value Ifr does not easily follow the field current command value Ifo.
一方、q軸電流Iqは、応答性良く0Aに減少しているので、出力トルクTrは応答性良く0に減少している。このように、比較例では、界磁電圧指令値Vfoが最小電圧(下限電圧値Vfmin)に到達する最小電圧飽和状態になると、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化し、界磁電流の応答性が悪化する。 On the other hand, since the q-axis current Iq is responsively reduced to 0A, the output torque Tr is responsively reduced to 0. As described above, in the comparative example, when the field voltage command value Vfo reaches the minimum voltage (lower limit voltage value Vfmin) in the minimum voltage saturation state, the responsiveness of the field current feedback control system deteriorates, and the field current Responsiveness deteriorates.
<d軸の電流指令値の増加>
そこで、電機子電流制御部33は、界磁電圧指令値Vfoが界磁巻線に印加できる最小電圧(下限電圧値Vfmin)以下になる最小電圧飽和状態になった場合に、d軸電流の増加条件が成立したと判定し、d軸の電流指令値Idoを正の値に増加させる。
<Increase in d-axis current command value>
Therefore, the armature
本実施の形態では、電機子電流制御部33は、d軸電流の増加条件が成立した場合に、式(16)を満たす増加時のd軸の電流指令値Idoincを算出する。例えば、電機子電流制御部33は、式(15)を用い、増加時のd軸の電流指令値Idoincを算出する。式(15)のId=0の目標飽和の界磁電流値Ifsat0は、Id=0において所望の磁気飽和が得られる界磁電流値に予め設定されている。最小電圧飽和状態になりd軸電流の増加条件が成立している場合は、界磁電流指令値Ifoは、Id=0の目標飽和の界磁電流値Ifsat0よりも小さくなっている。
In the present embodiment, the armature
現在の界磁電流Ifsは、d軸電流の増加条件が成立した時点の界磁電流指令値Ifoに設定される。換算定数Ksrは、式(12)に示したように、界磁巻線の巻数に応じた界磁巻線のインダクタンスLf0に対する、電機子巻線の巻数に応じたd軸インダクタンスLd0の比率に予め設定されている。或いは、式(15)に従って算出された増加時のd軸の電流指令値Idoincに対して、1より大きい値が乗算されてもよい。 The current field current Ifs is set to the field current command value Ifo at the time when the condition for increasing the d-axis current is satisfied. As shown in the equation (12), the conversion constant Ksr is previously set to the ratio of the d-axis inductance Ld0 according to the number of turns of the armature winding to the inductance Lf0 of the field winding according to the number of turns of the field winding. It is set. Alternatively, a value larger than 1 may be multiplied by the current command value Idoinc on the d-axis at the time of increase calculated according to the equation (15).
d軸電流の増加により、ロータ磁束ψが強められ、磁気飽和の状態になる。その結果、電流微分インダクタンスdLIfが低下し、界磁巻線の応答性が向上する。よって、界磁電圧指令値Vfoが最小電圧(下限電圧値Vfmin)により下限制限され、最小電圧飽和状態になり、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化する場合でも、制御対象である界磁巻線の応答性を向上させ、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化することを抑制し、界磁電流検出値Ifrを応答性良く界磁電流指令値Ifoに追従させることができる。 As the d-axis current increases, the rotor magnetic flux ψ is strengthened, resulting in a state of magnetic saturation. As a result, the current differential inductance dLIf is reduced, and the responsiveness of the field winding is improved. Therefore, even if the field voltage command value Vfo is limited to the lower limit by the minimum voltage (lower limit voltage value Vfmin), the minimum voltage is saturated, and the responsiveness of the field current feedback control system deteriorates, the field to be controlled is controlled. It is possible to improve the responsiveness of the magnetic winding, suppress the deterioration of the responsiveness of the field current feedback control system, and make the field current detection value Ifr follow the field current command value Ifo with good responsiveness. ..
トルク指令値Toが0でない状態で、d軸の電圧指令値の増加を行うと、d軸電流の増加により出力トルクの絶対値が減少するが、界磁電流の応答性を向上させることができる。また、出力トルクの絶対値の減少に対して、実施の形態1の式(19)に示したように、電機子電流制御部33は、d軸電流の増加条件が成立した場合に、d軸の電流指令値の増加量(Idoinc-Idob)に応じて、q軸の電流指令値Iqoを増加させてもよい。
If the voltage command value of the d-axis is increased while the torque command value To is not 0, the absolute value of the output torque decreases due to the increase of the d-axis current, but the responsiveness of the field current can be improved. .. Further, with respect to the decrease in the absolute value of the output torque, as shown in the equation (19) of the first embodiment, the armature
一方、トルク指令値Toが0である状態で、d軸の電圧指令値の増加を行っても、出力トルクは0から変化しない。よって、電機子電流制御部33は、d軸の電流指令値の増加量(Idoinc-Idob)に応じて、q軸の電流指令値Iqoを増加させなくてもよい。なお、トルク指令値Toが0である場合は、q軸の基本電流指令値Iqobは0Aになるので、式(19)により算出される増加時のq軸の電流指令値Iqoincは、q軸の基本電流指令値Iqobになる。よって、トルク指令値Toの値に関わらず、q軸の電流指令値の増加処理が行われても、悪影響はない。
On the other hand, even if the voltage command value of the d-axis is increased while the torque command value To is 0, the output torque does not change from 0. Therefore, the armature
出力トルクへの影響がないようにするため、最小電圧飽和状態は、界磁電流指令値Ifoが0Aである状態(又はトルク指令値Toが0である状態、q軸の基本電流指令値Iqobが0Aである状態)で、界磁電圧指令値が最小電圧(下限電圧値Vfmin)以下になった状態とされてもよい。 In order to prevent the output torque from being affected, the minimum voltage saturation state is the state where the field current command value Ifo is 0A (or the state where the torque command value To is 0, and the basic current command value Iqob on the q-axis is 0. In the state of 0A), the field voltage command value may be set to the minimum voltage (lower limit voltage value Vfmin) or less.
また、実施の形態1と同様に、電機子電流制御部33は、最小電圧飽和状態になりd軸電流の増加条件が成立した後、界磁電流指令値Ifoと界磁電流検出値Ifrとの偏差ΔIfの絶対値が、解除判定値Thcn以下になったときに、d軸電流の増加条件が成立しなくなったと判定し、d軸の電流指令値の増加処理を終了する。
Further, as in the first embodiment, the armature
<制御挙動>
図16に、比較例の図15と同様の条件で、d軸の電流指令値の増加処理が行われる本実施の形態に係る制御挙動を示す。図15と同様に、各グラフの縦軸は、物理量を無次元化して表している。界磁電圧は、印加可能な最大電圧を1で表し、0Vを0で表している。
<Control behavior>
FIG. 16 shows the control behavior according to the present embodiment in which the process of increasing the current command value of the d-axis is performed under the same conditions as in FIG. 15 of the comparative example. Similar to FIG. 15, the vertical axis of each graph represents the physical quantity in a dimensionless manner. For the field voltage, the maximum voltage that can be applied is represented by 1, and 0V is represented by 0.
時刻t61で、図15と同様に、トルク指令値Toがステップ的に0に減少し、界磁電流指令値Ifoが、ステップ的に0に減少し、q軸の電流指令値Iqoが、ステップ的に0に減少し、d軸の基本電流指令値Idobが、ステップ的に0に増加している。 At time t61, the torque command value To decreases stepwise to 0, the field current command value Ifo decreases stepwise to 0, and the q-axis current command value Iqo changes stepwise, as in FIG. It decreases to 0, and the basic current command value Idob on the d-axis increases to 0 step by step.
界磁電流偏差ΔIfが大きくなっており、PI制御(特に、比例項)により演算される界磁電圧指令値Vfoが0よりも小さくなっているが、界磁電圧指令値Vfoは、下限電圧値Vfmin(本例では0V)により下限制限され、また、界磁電流指令値Ifoは0Aであり、最小電圧飽和状態になっている(時刻t61以降)。界磁電流のフィードバック制御系の操作量である界磁電圧指令値Vfoは、下限制限されているので、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化している。 The field current deviation ΔIf is large, and the field voltage command value Vfo calculated by PI control (particularly, the proportional term) is smaller than 0, but the field voltage command value Vfo is the lower limit voltage value. The lower limit is limited by Vfmin (0V in this example), the field current command value Ifo is 0A, and the minimum voltage is saturated (after time t61). Since the field voltage command value Vfo, which is the operation amount of the field current feedback control system, is limited to the lower limit, the responsiveness of the field current feedback control system is deteriorated.
電機子電流制御部33は、時刻t61で、最小電圧飽和状態になり、d軸電流の増加条件が成立したので、式(16)又は式(15)を用い、時刻t61の時点の界磁電流指令値Ifo(0A)に基づいて、増加時のd軸の電流指令値Idoincを算出し、増加時のd軸の電流指令値Idoincをd軸の電流指令値Idoに設定している。その結果、d軸の電流指令値Idoは、正の値に増加している。
The armature
d軸電流の増加により、ロータ磁束ψが強められ、界磁電流検出値Ifrが減少しても、磁気飽和の状態になる。その結果、界磁電流検出値Ifrが減少しても、電流微分インダクタンスdLIfが低下した状態を維持でき、界磁巻線の応答性が向上している。よって、界磁電流のフィードバック制御系の応答性が悪化することを抑制し、界磁電流検出値Ifrを応答性良く界磁電流指令値Ifoに追従させることができている。 By increasing the d-axis current, the rotor magnetic flux ψ is strengthened, and even if the field current detection value Ifr decreases, the magnetic saturation state is reached. As a result, even if the field current detection value Ifr decreases, the state in which the current differential inductance dLIf has decreased can be maintained, and the responsiveness of the field winding is improved. Therefore, it is possible to suppress the deterioration of the responsiveness of the field current feedback control system and make the field current detection value Ifr follow the field current command value Ifo with good responsiveness.
そして、時刻t62で、電機子電流制御部33は界磁電流指令値Ifoと界磁電流検出値Ifrとの偏差ΔIfの絶対値が、解除判定値Thcn以下になったとので、d軸電流の増加条件が成立しなくなったと判定し、d軸の電流指令値の増加処理を終了し、d軸の基本電流指令値Idob(本例では、0A)を、最終的なd軸の電流指令値Idoに設定している。
Then, at time t62, the armature
図16の例では、d軸電流の増加条件が成立した時刻t61で、q軸の電流指令値Iqoが0Aに減少されていた。しかし、図17に示すように、d軸電流の増加条件が成立した時刻t71で、q軸の電流指令値Iqoは0Aに減少されずに、d軸電流の増加条件が成立する前の値に維持されてもよい。この場合であっても、d軸電流を増加させることにより、界磁電流の応答性を向上させ、界磁電流を応答性よく低下させることができる。界磁電流の低下によりロータ磁束を低下させ、出力トルクを低下させることができる。 In the example of FIG. 16, at the time t61 when the condition for increasing the d-axis current was satisfied, the current command value Iqo on the q-axis was decreased to 0A. However, as shown in FIG. 17, at the time t71 when the condition for increasing the d-axis current is satisfied, the current command value Iqo for the q-axis is not reduced to 0A, but becomes the value before the condition for increasing the d-axis current is satisfied. May be maintained. Even in this case, by increasing the d-axis current, the responsiveness of the field current can be improved and the responsiveness of the field current can be lowered. By reducing the field current, the rotor magnetic flux can be reduced and the output torque can be reduced.
なお、コンバータ9が実施の形態1と同様に構成され、最小電圧(下限電圧値Vfmin)が-Vdcである場合においても、電機子電流制御部33は、界磁電圧指令値Vfoが界磁巻線に印加できる最小電圧(下限電圧値Vfmin)以下になる最小電圧飽和状態になった場合に、d軸電流の増加条件が成立したと判定し、d軸の電流指令値Idoを正の値に増加させてもよい。
Even when the
<転用例>
上記の各実施の形態では、回転機1は、車両用の発電電動機である場合を例に説明した。しかし、回転機1は、電動機とされてもよく、発電機とされてもよく、車両以外の各種の装置に用いられてもよい。
<Example of diversion>
In each of the above embodiments, the case where the
上記の各実施の形態では、ステータに1組の3相の電機子巻線が設けられる場合を例に説明した。しかし、ステータに複数組(例えば2組)の電機子巻線が設けられ、各組の電機子巻線に対応してインバータ及び制御装置の電機子電流制御部が設けられてもよい。 In each of the above embodiments, a case where a set of three-phase armature windings is provided on the stator has been described as an example. However, a plurality of sets (for example, two sets) of armature windings may be provided on the stator, and armature current control units of an inverter and a control device may be provided corresponding to each set of armature windings.
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、1つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも1つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも1つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。 Although the present application describes various exemplary embodiments and examples, the various features, embodiments, and functions described in one or more embodiments are applications of a particular embodiment. It is not limited to, but can be applied to embodiments alone or in various combinations. Therefore, innumerable variations not illustrated are envisioned within the scope of the techniques disclosed herein. For example, it is assumed that at least one component is modified, added or omitted, and further, at least one component is extracted and combined with the components of other embodiments.
1 回転機、4 界磁巻線、5 インバータ、9 コンバータ、11 回転機の制御装置、12 電機子巻線、14 ロータ、18 ステータ、32 電機子電流検出部、33 電機子電流制御部、Ido d軸の電流指令値、Idob d軸の基本電流指令値、Idoinc 増加時のd軸の電流指令値、Idr d軸の電流検出値、Iqo q軸の電流指令値、Iqob q軸の基本電流指令値、Iqoinc 増加時のq軸の電流指令値、Iqr q軸の電流検出値、Ifo 界磁電流指令値、Ifr 界磁電流検出値、Ifs 現在の界磁電流、Ifsat0 Id=0の目標飽和の界磁電流値、Ksr 換算定数、Mf 相互インダクタンス、Thcn 解除判定値、To トルク指令値、Tr 出力トルク、Vdc 直流電圧、Vdo d軸の電圧指令値、Vqo q軸の電圧指令値、Vfmax 界磁電圧指令値の上限電圧値、Vfmin 界磁電圧指令値の下限電圧値、Vfo 界磁電圧指令値、dLIf 電流微分インダクタンス 1 Rotating machine, 4 field winding, 5 inverter, 9 converter, 11 rotating machine control device, 12 armature winding, 14 rotor, 18 stator, 32 armature current detector, 33 armature current control unit, Ido d-axis current command value, Idob d-axis basic current command value, d-axis current command value when Idoinc increases, Idr d-axis current detection value, Iqo q-axis current command value, Iqob q-axis basic current command Value, q-axis current command value when Iqoinc increases, Iqr q-axis current detection value, Ifo field current command value, Ifr field current detection value, Ifs current field current, Ifsat0 Id = 0 target saturation Field current value, Ksr conversion constant, Mf mutual inductance, Thcn release judgment value, To torque command value, Tr output torque, Vdc DC voltage, Vdo d-axis voltage command value, Vqo q-axis voltage command value, Vfmax field Upper limit voltage value of voltage command value, lower limit voltage value of Vfmin field voltage command value, Vfo field voltage command value, dLIf current differential inductance
Claims (13)
前記電機子巻線の電流指令値である電機子電流指令値を算出し、前記電機子電流指令値に基づいて電機子電圧指令値を算出し、前記電機子電圧指令値に基づいて、インバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記電機子巻線に電圧を印加する電機子電流制御部と、
前記界磁巻線の電流指令値である界磁電流指令値を算出し、前記界磁電流指令値に基づいて界磁電圧指令値を算出し、前記界磁電圧指令値に基づいて、コンバータが有するスイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記界磁巻線に電圧を印加する界磁電流制御部と、を備え、
前記ロータの磁極の方向をd軸とし、前記d軸より電気角で90°進んだ方向をq軸とし、
前記電機子電流制御部は、前記界磁電圧指令値が前記界磁巻線に印加できる最大電圧以上になる最大電圧飽和状態になった場合、又は前記界磁電圧指令値が前記界磁巻線に印加できる最小電圧以下になる最小電圧飽和状態になった場合に、前記電機子電流指令値のd軸成分を正の値に増加させる回転機の制御装置。 A control device for a rotating machine that controls a rotating machine having a rotor provided with field windings and a stator provided with armature windings.
The armature current command value, which is the current command value of the armature winding, is calculated, the armature voltage command value is calculated based on the armature current command value, and the inverter is based on the armature voltage command value. An armature current control unit that applies a voltage to the armature winding by controlling the switching element to be turned on and off.
The field current command value, which is the current command value of the field winding, is calculated, the field voltage command value is calculated based on the field current command value, and the converter is based on the field voltage command value. A field current control unit that applies a voltage to the field winding by controlling the switching element to be turned on and off is provided.
The direction of the magnetic poles of the rotor is defined as the d-axis, and the direction 90 ° ahead of the d-axis in terms of electrical angle is defined as the q-axis.
The armature current control unit is in a state of maximum voltage saturation where the field voltage command value is equal to or higher than the maximum voltage that can be applied to the field winding, or the field voltage command value is the field winding. A controller for a rotating machine that increases the d-axis component of the armature current command value to a positive value when the minimum voltage is saturated below the minimum voltage that can be applied to the armature.
前記最大電圧飽和状態になった場合は、前記設定界磁電流は、界磁電流の検出値に設定され、前記最小電圧飽和状態になった場合は、前記設定界磁電流は、前記界磁電流指令値に設定され、
前記最大電圧飽和状態になった場合又は前記最小電圧飽和状態になった場合に、
Idoinc≧(Ifsat0-Ifs)/Ksr
の式を満たす前記増加時の電機子電流指令値のd軸成分を、前記電機子電流指令値のd軸成分に設定する請求項1に記載の回転機の制御装置。 In the armature current control unit, when the d-axis component of the armature current is 0, the target field current value at which the target magnetic saturation occurs in the rotor is set to Ifsat 0, the set field current is set to Ifs, and the conversion constant. Is Ksr, and the d-axis component of the armature current command value at the time of increase is Idoinc.
When the maximum voltage saturation state is reached, the set field current is set to the detected value of the field current , and when the minimum voltage saturation state is reached, the set field current is the field current. Set to the command value,
When the maximum voltage saturation state is reached or when the minimum voltage saturation state is reached,
Idoinc ≧ (Ifsat0-Ifs) / Ksr
The control device for a rotary machine according to claim 1, wherein the d-axis component of the armature current command value at the time of increasing satisfying the above equation is set as the d-axis component of the armature current command value.
前記最大電圧飽和状態になった場合は、前記設定界磁電流は、界磁電流の検出値に設定され、
前記最大電圧飽和状態になった後、
Idoinc=(Ifsat0-Ifs)/Ksr
の式を用いて、前記増加時の電機子電流指令値のd軸成分を算出し、前記増加時の電機子電流指令値のd軸成分を、前記電機子電流指令値のd軸成分に設定する請求項1に記載の回転機の制御装置。 The armature current control unit sets the target field current value at which magnetic saturation occurs in the rotor when the d-axis component of the armature current is 0 is Ifsat0, the set field current is Ifs, and the conversion constant is Ksr. The d-axis component of the armature current command value at the time of increase is set to Idoinc.
When the maximum voltage is saturated, the set field current is set to the detected value of the field current .
After reaching the maximum voltage saturation state,
Idoinc = (Ifsat0-Ifs) / Ksr
The d-axis component of the armature current command value at the time of increase is calculated using the formula of, and the d-axis component of the armature current command value at the time of increase is set as the d-axis component of the armature current command value at the time of increase. The control device for the rotating machine according to claim 1.
前記最大電圧飽和状態になった後又は前記最小電圧飽和状態になった後、
Ksr×Idob+Ifr≧Ifsat0
が成立したときに、前記電機子電流指令値のd軸成分の増加を終了する請求項1に記載の回転機の制御装置。 The armature current control unit sets the target field current value at which magnetic saturation occurs in the rotor when the d-axis component of the armature current is 0 to Ifsat 0, the field current detection value to Ifr, and a conversion constant. Is Ksr, and the d-axis component of the armature current command value before the increase is Ido.
After the maximum voltage saturation state or after the minimum voltage saturation state is reached.
Ksr × Idob + Ifr ≧ Ifsat0
The control device for a rotating machine according to claim 1 , wherein when the above is satisfied, the increase of the d-axis component of the armature current command value is terminated.
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