JP6815086B2 - 力率改善装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相交流を直流に変換する力率改善装置に関する。

従来、交流を直流に変換するコンバータにおいて、入力電圧を昇圧しかつ入力電流を入力電圧と同じ正弦波形とすることで力率改善を行う昇圧コンバータを用いた力率改善装置（ＰＦＣとも称される）が知られている。様々な方式が提示されているが、単相及び三相に限らず、概ね交流電圧を整流回路により整流した後に昇圧コンバータが配置されている（特許文献１〜７）。特許文献６、７には、風力発電の交流発電機の三相交流出力に対して昇圧と力率改善を行う装置が記載されている。

従来の昇圧コンバータ型の力率改善装置においては、スイッチ制御においてＰＷＭ処理等を用いた複雑な波形の制御信号が生成されており、複数のスイッチング素子に異なる制御信号を与えたり、各スイッチング素子のスイッチタイミングをずらしたりするなど、複雑な制御が行われている。

特開平７−３１１５０号公報 特開平８−３３１８６０号公報 特開２００２−１０６３２号公報 特開２００５−２１８２２４号公報 特開２００７−３７２９７号公報 特開２０１３−１２８３７９号公報 特開２０１４−２３２８６号公報

自然エネルギーを利用した風力発電等の交流発電機は出力変動が大きいこともあって、その力率改善装置における昇圧コンバータのスイッチ制御においては、最適な電力を取り出すために特に複雑な制御が行われている。例えば、入力電圧・電流及び出力電圧・電流を常時モニタリングすることにより出力電圧や出力電力を目標値に追随させる制御や、山登り法による最大電力点追従（ＭＰＰＴ）制御等がある。

しかしながら、出力変動の大きい交流発電機に対して複雑な制御を含む力率改善装置を適用することは、動作の安定性や信頼性が保証され難くなる。従って、特に自然エネルギー利用分野における交流発電機の力率改善装置においては、簡易な構成と制御が望ましいといえる。

以上の問題点に鑑み本発明は、三相交流が入力される力率改善装置において、簡易な構成と制御により確実な力率改善と安定した電力変換を行うことを目的とする。

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。なお、括弧内の符号は後述する図面中の符号であり、参考のために付するものである。

本発明の力率改善装置の態様は、三相交流が入力される第１、第２及び第３入力端（ａ，ｂ，ｃ）と、
負荷に接続される正極出力端（ｐ）及び負極出力端（ｎ）と、
前記第１、第２及び第３入力端にそれぞれ一端が接続された３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）と、
前記３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端の電圧が一端（Ｄ）に印加されるように前記リアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端に前記一端（Ｄ）がそれぞれ接続されるとともに前記負極出力端（ｎ）に他端（Ｓ）が接続されかつスイッチ制御のための制御端（Ｇ）を具備する３つのスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）と、
前記３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端の電圧が一端に印加されかつ前記スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）のオン期間に電流が流れずかつ前記スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）のオフ期間に前記正極出力端（ｐ）へ流れる電流をそれぞれ導通可能とする第１、第２及び第３整流手段（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）と、
前記正極出力端（ｐ）と前記負極出力端（ｎ）の間に接続された平滑コンデンサ（Ｃ）と、を有し、
前記３つのスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）の制御端が一定のデューティ比をもつ１つの制御信号により制御されることを特徴とする。

本発明の力率改善装置の別の態様は、三相交流が入力される第１、第２及び第３入力端（ａ，ｂ，ｃ）と、
負荷に接続される正極出力端（ｐ）及び負極出力端（ｎ）と、
前記第１、第２及び第３入力端にそれぞれ一端が接続された３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）と、
前記３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端の電圧が一端（Ｄ）に印加されるように、第７、第８及び第９の整流手段（Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３）の各々を介して前記リアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端に前記一端（Ｄ）が接続されるとともに前記負極出力端（ｎ）に他端（Ｓ）が接続されかつスイッチ制御のための制御端（Ｇ）を具備する１つのスイッチング素子（Ｑ１１）と、
前記３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端の電圧が一端に印加されかつ前記スイッチング素子（Ｑ１１）のオン期間に電流が流れずかつ前記スイッチング素子（Ｑ１１）のオフ期間に前記正極出力端（ｐ）へ流れる電流をそれぞれ導通可能とする第１、第２及び第３整流手段（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）と、
前記正極出力端（ｐ）と前記負極出力端（ｎ）の間に接続された平滑コンデンサ（Ｃ）と、を有し、
前記第７、第８及び第９の整流手段（Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３）は前記スイッチング素子（Ｑ１１）のオン期間に該スイッチング素子（Ｑ１１）へ流れる電流を導通可能とし、かつ、
前記１つのスイッチング素子（Ｑ１１）の制御端が一定のデューティ比をもつ１つの制御信号により制御されることを特徴とする。
上記態様において、前記負極出力端（ｎ）から前記３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々を介して前記第１、第２及び第３入力端（ａ，ｂ，ｃ）へ還流する電流をそれぞれ導通可能とする第４、第５及び第６整流手段（Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６）を有することができる。
上記態様において、前記負極出力端（ｎ）から前記第１、第２及び第３入力端（ａ，ｂ，ｃ）へ直接還流する電流をそれぞれ導通可能とする第４、第５及び第６整流手段（Ｄ１４、Ｄ１５、Ｄ１６）を有することができる。

本発明により、三相交流を入力され昇圧と力率改善を行う力率改善装置において、簡易な構成と制御を実現することができる。

図１は、本発明の力率改善装置の第１の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。 図２は、図１に示した回路構成の各所の電流又は電圧の時間変化である動作波形を模式的に示す図である。 図３は、図１に示した回路構成の各所の電流又は電圧の時間変化である動作波形を模式的に示す図である。 図４Ａは、図１に示した回路構成のａモードにおける電流の流れを示す図である。 図４Ｂは、図１に示した回路構成のｂモードにおける電流の流れを示す図である。 図４Ｃは、図１に示した回路構成のｃモードにおける電流の流れを示す図である。 図５は、本発明の力率改善装置の第２の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。 図６は、図５に示した回路構成のｂモードにおける電流の流れを示す図である。 図７は、本発明の率改善装置の第３の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。 図８は、図７に示した回路構成のｂモードにおける電流の流れを示す図である。 図９は、本発明の力率改善装置の第４の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。 図１０は、図９に示した回路構成のｂモードにおける電流の流れを示す図である。ａモード、ｃモードは図示しないが同様である。 図１１は、図１に示した回路構成における制御部の構成例を概略的に示した図である。 図１２は、力率改善装置の入力電圧と出力電圧の関係を、基本的な昇圧コンバータの特性を用いて模式的に示したグラフである。 図１１は、風力発電における風速と、交流発電機の出力電圧と出力電力の関係を示す公知のグラフである。

以下、図面を参照しつつ、本発明による力率改善装置の実施形態について説明する。本発明の力率改善装置は、三相交流入力のみでなく、単相交流入力及び直流入力に対しても動作するが、以下では、好適である三相交流入力を例として本発明の実施形態を説明する。各図において、同一又は類似の構成要素については同一又は類似の符号で示している。

例えば風力発電の交流発電機は、永久磁石であるロータとＹ結線された三相のステータコイルを備えている。交流発電機の軸は風車の軸と適宜のギアを介して連結されている。風車の回転数は風速に比例し、交流発電機の回転数は風車の回転数に比例する。風車が回転し交流発電機の軸が回転すると、三相のステータコイルから三相交流が出力される。交流発電機の出力電圧は、発電機回転数に比例する。

本発明の力率改善装置は、上記のような交流発電機の出力を入力とし、負荷に対して直流を出力するものである。力率改善装置は、三相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置でもある。力率改善装置は、入力電流の波形を入力電圧と同じ正弦波の波形としかつ位相を一致させて力率を１とすることを目的とする。力率改善装置は降圧コンバータでも可能であるが、本発明の力率改善装置は、昇圧コンバータ型の力率改善装置である。負荷は、各種機器、インバータ（系統連系インバータを含む）等である。

（１）第１の実施形態
＜第１の実施形態の構成＞
図１は、本発明の力率改善装置の第１の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。
入力側には三相交流が入力される３つの端子である第１入力端ａ、第２入力端ｂ、及び第３入力端ｃがある。三相交流の各相が各入力端からそれぞれ入力される。本明細書では、三相交流の各相をａ相、ｂ相、ｃ相と称することとする。各相の位相は２π／３（１２０°）ずつ異なっている。

出力側には直流が出力される２つの端子である正極出力端ｐと負極出力端ｎがある。正極出力端ｐと負極出力端ｎの間に接続された負荷に出力電圧Ｖｏが印加され、正極出力端ｐから負極出力端ｎへと負荷を通して出力電流Ｉｏが流れる。説明を簡単とするために抵抗負荷を想定するが、適用対象は抵抗負荷に限られない。

３つのリアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃがそれぞれ三相交流の各入力端に接続される。すなわち、第１入力端ａにはリアクトルＬａの一端が、第２入力端ｂにはリアクトルＬｂの一端が、第３入力端ｃにはリアクトルＬｃの一端が接続される。リアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃは、インダクタンスＬが等しいものを用いる。３つのリアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃは、三相リアクトルにより構成することが好適である。

３つのリアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃの各々の他端には、３つのスイッチング素子Ｑ１の各々の一端が接続されている。従って、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３の一端には各リアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃの他端の電位がそれぞれ印加される。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３の他端は、負極出力端ｎにそれぞれ接続されている。さらにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３は、オンオフを制御するための制御端をそれぞれ具備し、各制御端は共通する１つの制御信号ｃｓにより制御される。すなわち、３つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３に対しては、常に同時にオンオフするスイッチ制御が行われる。図示の例では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３がｎチャネル形ＭＯＳＦＥＴ（以下ＦＥＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３と称する）であり、一端がドレイン、他端がソース、制御端がゲートＧである。ＭＯＳＦＥＴはｐチャネル形でもよい。

さらに３つのリアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃの各々の他端に３つの整流手段Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の各々の一端が接続され、整流手段Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の他端は正極出力端ｐに接続されている。各整流手段Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の一端には各リアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃの他端の電位がそれぞれ印加される。各整流手段Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３は、各リアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃから正極出力端ｐへそれぞれ流れる電流を導通可能とする。整流手段Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、昇圧コンバータの出力ダイオードであり、一般的なダイオード（以下出力ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と称する）でよい。なお「整流手段」には、専ら整流作用を行う整流素子の他に、整流素子と同様に動作するように構成された他の半導体素子又は素子の一部も含むものとする。

さらに負極出力端ｎからリアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃの各々の他端へとそれぞれ流れる電流を導通可能とする整流手段Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６が接続されている。これらの整流手段Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は、負極出力端ｎからリアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃの各々を介して第１、第２及び第３入力端ａ、ｂ、ｃの各々へと電流を還流させるためのものである。

整流手段Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は、ＭＯＳＦＥＴであるＦＥＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３の各々の寄生ダイオードによっても同じ機能を果たすことができるので、この場合は外付けの整流手段が無くてもよい。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴであっても、順方向電圧の低い整流素子を外付けして優先的な電流路を設けてもよい。なお、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３がＭＯＳＦＥＴ以外である場合、例えばＩＧＢＴやバイポーラトランジスタの場合は、外付けの整流手段が必要である。外付けの整流手段は、スイッチング素子の主電流に対して逆並列に接続する。整流手段Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は一般的なダイオード（以下還流ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６と称する）でよい。

さらに、正極出力端ｐと負極出力端ｎの間に接続された平滑コンデンサＣを有する。

さらに、制御部１を有する。制御部１は、三相交流である入力電圧Ｖｉを検出する手段を少なくとも有し、必要に応じて直流である出力電圧Ｖｏを検出する手段を有する。さらに、検出されたそれらの電圧を基に対応する制御信号ｃｓを生成する手段を有する。本発明における制御信号ｃｓは、一定のデューティ比をもつ所定の周波数のパルス波である。

入力電圧Ｖｉを検出する手段は、一例として、第１、第２及び第３入力端ａ、ｂ、ｃの各々からダイオードＤ７、Ｄ８、Ｄ９をそれぞれ介して交流入力電流を整流した電流を取得し、それらを平均化する等の処理を行い、入力電圧Ｖｉとする。入力電圧Ｖｉは、三相交流入力の実効値、最大値、平均値（絶対値）のいずれでもよく、入力電圧の振幅を評価できるパラメータであればよい。

出力電圧Ｖｏを検出する手段は、正極出力端ｐと負極出力端ｎの間の電圧を取得する。

制御信号ｃｓを生成する手段は、検出された入力電圧Ｖｉに基づいて、又は、検出された入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに基づいて、制御信号ｃｓの１つのデューティ比を決定する。デューティ比を決定する具体的方法については、後述する制御例において説明する。さらに、決定された１つのデューティ比を基に実際の制御信号ｃｓを生成する。例えば決定されたデューティ比に対応する直流信号と搬送三角波信号を比較器に入力することにより一定のデューティ比をもつパルス状の制御信号ｃｓを出力する。本発明では、このような制御信号ｃｓを「一定のデューティ比をもつ」制御信号と称している。

＜第１の実施形態の動作＞
図２及び図３は、図１に示した回路構成の各所の電流又は電圧の時間変化である動作波形を模式的に示す図である。

図２（ａ）は三相交流の各相の入力電圧の時間変化を示す図である。各相の電圧をｖａ、ｖｂ、ｖｃで示す。各相の電圧は中性点（Ｙ字結線の中心）を基準電位としている。第１、第２、第３入力端ａ、ｂ、ｃの電位のうち最低電位の軌跡を図２（ａ）に太線で示す。このように１２０°毎に最低電位となる相が順に入れ替わっている。以下、最低電位となる相の名称をとって各モードを「ａモード」、「ｂモード」、「ｃモード」と称する。

図２（ｂ）は、入力電圧Ｖｉの一例を示したものである。例えば、三相交流を半端整流した電圧（点線）を平均化したものである。

図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、三相交流入力によりリアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃの一端にそれぞれ印加される電圧ｖ(Ｌａ)、ｖ(Ｌｂ)、ｖ(Ｌｃ)を示した図である。この場合の各電圧は、図２（ａ）に示した最低電位の軌跡ラインを基準電位として示している。従って、各モードにおいては、最低電位の相の電圧は零となり、他の２相にそれぞれ最低電位の相との間の線間電圧が印加されることになる。

図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）において、ａモードの区間では、リアクトルＬａの電圧ｖ(Ｌａ)は零であり、リアクトルＬｂの電圧ｖ(Ｌｂ)は第２入力端ｂと第１入力端ａの線間電圧ｖbaであり、リアクトルＬｃの電圧ｖ(Ｌｃ)は第３入力端ｃと第１入力端ａの線間電圧ｖcaである。

図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）において、ｂモードの区間では、リアクトルＬａの電圧ｖ(Ｌａ)は第１入力端ａと第２入力端ｂの線間電圧ｖabであり、リアクトルＬｂの電圧ｖ(Ｌｂ)は零であり、リアクトルＬｃの電圧ｖ(Ｌｃ)は第３入力端ｃと第２入力端ｂの線間電圧ｖcbである。

図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）において、ｃモードの区間では、リアクトルＬａの電圧ｖ(Ｌａ)は第１入力端ａと第３入力端ｃの線間電圧ｖacであり、リアクトルＬｂの電圧ｖ(Ｌｂ)は第２入力端ｂと第３入力端ｃの線間電圧ｖbcであり、リアクトルＬｃの電圧ｖ(Ｌｃ)は零である。

図２（ｆ）は、出力電圧Ｖｏの一例を示したものである。平滑コンデンサＣの作用によりほぼ直流となる（リップルは無視している）。

図３（ａ）は、制御部１から各ＦＥＴのゲートＧに送信される制御信号ｃｓを示している。制御信号ｃｓは、周波数が数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚであり、制御部１において一定のデューティ比が決定され、それを基に生成されたものである。なお、三相交流入力の周波数は、制御信号ｃｓに比べて十分に低く、例えば風力発電の交流発電機の場合、数Ｈｚ〜１００Ｈｚ程度である。

図３（ｂ）と（ｃ）、図３（ｄ）と（ｅ）、図３（ｆ）と（ｇ）は、それぞれ図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）に示した各リアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃの入力電圧波形と、各リアクトルに流れる入力電流波形を対比させて示したものである。各リアクトルに流れる入力電流波形は、昇圧コンバータの動作により入力電圧波形と位相が一致した正弦波となる。図示の例では、昇圧コンバータが連続モードで動作する場合を示しているが不連続モード又は臨海モードでもよい。これにより力率が１となり力率改善される。

図３（ｈ）は、負荷に流れる出力電流Ｉｏの一例を示したものである。平滑コンデンサＣの作用によりほぼ直流となる（リップルは無視している）。

以下、図４Ａ、図４Ｂ及び図４Ｃを参照して図１の回路構成における昇圧コンバータの動作について説明する。これらの図では、図１の回路構成の一部を省略して示している。電流の流れは、矢印を付けた点線で概略的に示す。

図４Ａは、図１に示した回路構成のａモードにおける電流の流れを示す図である。

図４Ａ（ａ）は制御信号ｃｓがオンのときを示す。ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２、ＦＥＴＱ３がいずれもオンとなりスイッチが閉じる。
リアクトルＬｂには線間電圧ｖbaにより入力電流ｉbaが流れ、その経路は次の通りである。
・リアクトルＬｂ→ＦＥＴＱ２→ＦＥＴＱ１(又は還流ダイオードＤ４)→リアクトルＬａ
またリアクトルＬｃには線間電圧ｖcaにより入力電流ｉcaが流れ、その経路は次の通りである。
・リアクトルＬｃ→ＦＥＴＱ３→ＦＥＴＱ１(又は還流ダイオードＤ４)→リアクトルＬａ

このオン期間にリアクトルＬｂ及びＬｃに磁気エネルギーが蓄積される。この間、負荷には平滑コンデンサＣから放電電流が流れる。なおこの時点では、平滑コンデンサＣは既に定常状態にあり、入力電圧Ｖｉより高い電圧Ｖｏで充電されているものとする。

図４Ａ（ｂ）は制御信号ｃｓがオフのときを示す。ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２、ＦＥＴＱ３がいずれもオフとなりスイッチが開く。
リアクトルＬｂの電流維持作用により出力ダイオードＤ２を通して入力電流ｉbaが流れ、その経路は次の通りである。
・リアクトルＬｂ→出力ダイオードＤ２→負荷→還流ダイオードＤ４→リアクトルＬａ
またリアクトルＬｃの電流維持作用により出力ダイオードＤ３を通して入力電流ｉcaが流れ、その経路は次の通りである。
・リアクトルＬｃ→出力ダイオードＤ３→負荷→還流ダイオードＤ４→リアクトルＬａ

オフ期間に入力電流が流れることにより、リアクトルＬｂ、Ｌｃに蓄積された磁気エネルギーは放出される。なお、オフ期間の入力電流の一部は平滑コンデンサＣに充電電流として流れる。

図４Ａ（ｃ）は、制御信号ｃｓの一周期の波形と入力電流ｉba及びｉcaの波形を模式的に示している。デューティ比αは、一周期の長さＴに対するオン時間の長さＴonの比で表される。よって０＜α＜１である。入力電流ｉbaは、オン時間の間は時間に比例して増加し続け、オフ時間になると減少していく。一周期における入力電流ｉbaの平均値をＩbaとし、線間電圧ｖbaの瞬時値（一周期の開始時の値）をＶbaとし、リアクトルＬｂのインダクタンスをＬとすると、
Ｉba＝Ｖba／Ｌω （ωは制御信号ｃｓの周波数）
となる。この式は、入力電流が入力電圧と同位相の正弦波となることを示している。よって、力率は１となり力率改善される。入力電流ｉcaについても同様である。

図４Ａに示したように、ａモードでの入力電流は、リアクトルＬｂとＬｃを流れる電流ｉbaと電流ｉcaの和であり、この電流が負荷を流れ、リアクトルＬａを通して三相交流電源に還流する。

ここで、リアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃは、三相リアクトルとすることが好適である。例えばａモードにおいて、リアクトルＬｂとＬｃを流れる入力電流と、リアクトルＬａを流れる還流電流とは互いにコアの磁束を強め合う方向に流れる。このことは、リアクトルのインダクタンスＬで決まる磁気エネルギーの蓄積可能範囲（磁気飽和しない範囲）を無駄なく広く利用できることを意味する。但し、その一方で磁束を強め合うことから、磁気飽和しやすい点に配慮が必要となる。

図４Ｂは、図１に示した回路構成のｂモードにおける電流の流れを示す図である。（ａ）は制御信号ｃｓがオンのときを示し、（ｂ）はオフのときを示す。
オン期間の電流の流れは次の通りである。
・リアクトルＬａ→ＦＥＴＱ１→ＦＥＴＱ２(又は還流ダイオードＤ５)→リアクトルＬｂ
・リアクトルＬｃ→ＦＥＴＱ３→ＦＥＴＱ２(又は還流ダイオードＤ５)→リアクトルＬｂ

オフ期間の電流の流れは次の通りである。
・リアクトルＬａ→出力ダイオードＤ１→負荷→還流ダイオードＤ５→リアクトルＬｂ
・リアクトルＬｃ→出力ダイオードＤ３→負荷→還流ダイオードＤ５→リアクトルＬｂ

図４Ｃは、図１に示した回路構成のｃモードにおける電流の流れを示す図である。
（ａ）は制御信号ｃｓがオンのときを示し、（ｂ）はオフのときを示す。
オン期間の電流の流れは次の通りである。
・リアクトルＬａ→ＦＥＴＱ１→ＦＥＴＱ３(又は還流ダイオードＤ６)→リアクトルＬｃ
・リアクトルＬｂ→ＦＥＴＱ２→ＦＥＴＱ３(又は還流ダイオードＤ６)→リアクトルＬｃ

オフ期間の電流の流れは次の通りである。
・リアクトルＬａ→出力ダイオードＤ１→負荷→還流ダイオードＤ６→リアクトルＬｃ
・リアクトルＬｂ→出力ダイオードＤ２→負荷→還流ダイオードＤ６→リアクトルＬｃ

（２）第２の実施形態
図５は、本発明の力率改善装置の第２の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。
上述した第１の実施形態と異なる構成についてのみ説明する。

第２の実施形態では、図１の第１の実施形態における還流ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６に替えて還流ダイオードＤ１４、Ｄ１５、Ｄ１６を有する。還流ダイオードＤ１４、Ｄ１５、Ｄ１６は、アノードが負極出力端ｎに接続され、各々のカソードがリアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃの各々の一端すなわち第１、第２、第３入力端ａ、ｂ、ｃに接続されている。

図６は、図５に示した回路構成のｂモードにおける電流の流れを示す図である。ａモード、ｃモードは図示しないが同様である。

図６（ａ）は制御信号のオン期間、（ｂ）は制御信号のオフ期間を示している。第２の実施形態では、負極出力端ｎからの還流電流は、リアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃを介さずに還流ダイオードＤ１４、Ｄ１５、Ｄ１６により直接、第１、第２、第３入力端ａ、ｂ、ｃにそれぞれ流れ、三相交流電源に戻される。これにより、第１の実施形態に比べてリアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃに流れる電流が減少するのでリアクトルが磁気飽和し難くなる。

（３）第３の実施形態
図７は、本発明の力率改善装置の第３の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。
上述した第１の実施形態と異なる構成についてのみ説明する。

第３の実施形態では、図１の第１の実施形態における３つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３が１つのスイッチング素子Ｑ１１にまとめられている。本発明では、三相交流入力の各相に対する昇圧コンバータのスイッチ制御が、共通する１つの制御信号により行われるので、スイッチング素子を１つにまとめることができる。これによりスイッチング素子のコストを低減できる。図示の例では、ｎチャネル形ＭＯＳＦＥＴを用いているが、ｐチャネル形でもよく、他のスイッチング素子でもよい。

リアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃの各々の他端に対して３つのダイオードＤ２１、Ｄ２２、Ｄ２３のアノードをそれぞれ接続し、カソードをＦＥＴＱ１１のドレインに接続している。ダイオードＤ２１、Ｄ２２、Ｄ２３は、オン期間の入力電流に対して順方向に接続されている。ＦＥＴＱ１１のソースは、負極出力端ｎに接続されている。還流ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６は、第１の実施形態と同様にアノードが負極出力端ｎに接続され、各々のカソードはリアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃの他端にそれぞれ接続されている。

図８は、図７に示した回路構成のｂモードにおける電流の流れを示す図である。ａモード、ｃモードは図示しないが同様である。
図８（ａ）は制御信号のオン期間、（ｂ）は制御信号のオフ期間を示している。第３の実施形態では、ＦＥＴＱ１１がＭＯＳＦＥＴであっても還流ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６が必要である。

（４）第４の実施形態
図９は、本発明の力率改善装置の第４の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。
第４の実施形態は、第３の実施形態に示した１つのスイッチング素子Ｑ１１により昇圧コンバータのスイッチ制御を行う構成において、第２の実施形態に示した還流ダイオードＤ１４、Ｄ１５、Ｄ１６を採用した形態である。

図１０は、図９に示した回路構成のｂモードにおける電流の流れを示す図である。ａモード、ｃモードは図示しないが同様である。

図１０（ａ）は制御信号のオン時、（ｂ）は制御信号のオフ時を示している。第４の実施形態では、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２、ＦＥＴＱ３のオン時及びオフ時において、負極出力端ｎからの還流電流は、リアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃを介さずに還流ダイオードＤ１４、Ｄ１５、Ｄ１６により直接、三相交流電源に戻される。これにより、第３の実施形態に比べてリアクトルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃに流れる電流が減少するのでリアクトルが磁気飽和し難くなる。

（６）力率改善装置における制御方法
本発明の力率改善装置における制御方法の特徴は、昇圧コンバータのスイッチ制御において、三相交流の各相の入力電圧に対し一定のデューティ比をもつ１つの制御信号のみを用いて制御することである。すなわち、全ての相に対し同じタイミングでオンオフを行い、オン時間とオフ時間が一定ということである。従って、制御部は、デューティ比のみを決定すればよい。

従来の三相交流に対する力率改善装置の昇圧コンバータにおいては、ＰＷＭ処理によりデューティ比が変化する制御信号を与えたり、各相に対して異なるタイミングでスイッチ制御を行ったりするものが多かった。本発明の制御方法は、これらに比べて極めて簡易である。

また、デューティ比を決定する方法は、１つに限られず目的に応じて多様な決定方法が可能である。また、デューティ比を決定するために検出するパラメータは、入力電圧Ｖｉのみでもよい。別の例では、入力電圧Ｖｉに加えて出力電圧Ｖｏを検出する。本発明の力率改善装置では、検出された１つ又は２つのパラメータを基に多様な制御を行うことができる。

図１１は、図１に示した回路構成における制御部１の構成例を概略的に示した図である。
図１１（ａ）は、入力電圧Ｖｉのみを検出して制御を行う場合の構成例を示す。この場合、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの特定の関係を示すＶｉ−Ｖｏ特性１１が予め設定されているものとする。Ｖｉ−Ｖｏ特性１１は、交流発電機及び負荷の特性を勘案し、目的に応じて設定する。あるいは、デューティ比を変化させて入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの関係を計測し、計測結果に基づいて設定してもよい。設定されたＶｉ−Ｖｏ特性１１のデータは、例えば記憶部に記憶されている。このような記憶部は、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等のプロセッサとともに設けることができる。

Ｖｏ決定部１２では、検出された入力電圧Ｖｉに基づいてＶｉ−Ｖｏ特性１１から対応する出力電圧Ｖｏを決定する。デューティ比決定部１３では、決定した出力電圧Ｖｏとなるようにデューティ比１３を決定する。制御信号発生部１４は、決定されたデューティ比を基に制御信号ｃｓを生成する。このような処理は、ＤＳＰ等のプロセッサを用いてプログラムによって行うことができ、また、プロセッサとアナログ回路の組合せによっても可能である（図１１（ｂ）も同様）。

図１１（ｂ）は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏを検出して制御を行う場合の構成例を示す。この場合もＶｉ−Ｖｏ特性１１が予め設定されているものとする。Ｖref決定部１５では、検出された入力電圧Ｖｉに基づいてＶｉ−Ｖｏ特性１１から対応する基準出力電圧Ｖrefを決定する。誤差検出器１６では、基準出力電圧Ｖrefと検出された出力電圧Ｖｏとを比較し誤差に対応する出力値を出力する。デューティ比決定部１３は、誤差検出器１６の出力に応じてデューティ比を決定する。制御信号発生部１４は、決定されたデューティ比を基に制御信号ｃｓを生成する。この場合、出力電圧Ｖｏはフィードバック制御されることになる。

図１２は、図１１に示したＶｉ−Ｖｏ特性と、デューティ比決定方法の原理を説明するための図である。縦軸と横軸の数値の単位は任意である。基本的に、昇圧コンバータの入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏは、スイッチ制御におけるデューティ比αと次の関係がある。
Ｖｏ＝Ｖｉ／（１−α） （０＜α＜１）
図１２のグラフでは、０と１の間の幾つかのデューティ比αの値について、αが一定のときの入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの関係を示す一次関数の直線を例示している。図１２のグラフ中の両矢印付きの太い直線Ｃ１〜Ｃ３及び曲線Ｃ４は、制御部において予め設定されるＶｉ−Ｖｏ特性の例を示している。

直線Ｃ１のＶｉ−Ｖｏ特性は、入力電圧Ｖｉが比較的小さい範囲でデューティ比αを０．１に固定することを示している。例えば、風力発電において交流発電機の出力電圧がカットイン電圧Ｖｉに到達した後から所定の値に達するまでの間、直線Ｃ１に沿って変化させる。風力発電の場合、発電開始後の発電電力が低い間は大きな電力を取り出さないように制御することが望ましいため、このような制御は有効である。

直線Ｃ２のＶｉ−Ｖｏ特性は、入力電圧Ｖｉが変化しても出力電圧Ｖｏを一定値に維持するようにデューティ比を０．９＞α＞０．３３の間で変化させることを示している。図１１（ｂ）に示したように、Ｖrefを一定値としてフィードバック制御を行ってもよい。

直線Ｃ３のＶｉ−Ｖｏ特性は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏが所定の傾きをもった一次関数で変化するように、入力電圧Ｖｉに応じてデューティ比を０．１＜α＜０．６の間で変化させることを示している。

曲線Ｃ４のＶｉ−Ｖｏ特性は、入力電圧Ｖｉに応じて出力電圧Ｖｏが所定の三乗曲線に沿って変化するように、デューティ比を０．１＜α＜０．６の間で変化させることを示している。曲線Ｃ４は、後述する図１３に示す風力発電の交流発電機の所定の三乗曲線に倣って変化してもよい。例えば最大電力点が得られる三乗曲線と同じ比例定数をもつ曲線とする。

図１３は、風力発電における風速と、交流発電機の出力電圧と出力電力Ｐｉの関係を示す公知のグラフである。本発明による力率改善装置は、特に風力発電の交流発電機の出力に対して好適に適用されるので、風力発電の交流発電機の特性について簡単に説明する。

交流発電機の出力電圧は本発明の力率改善装置の入力電圧Ｖｉに相当するので図１３では横軸をＶｉとしている。風速ｗが一定であるとき、電圧Ｖｉと電力Ｐｉは１つのピーク（最大電力点ＭＭＰ）をもつ曲線に沿って変化する。交流発電機が一定の制御特性を有するとき、電圧Ｖｉと電力Ｐｉには次の三乗曲線の関係があることが知られている。
Ｐｉ＝ｋＶｉ^３
ｋは交流発電機の一定の制御特性により決まる比例定数である。交流発電機の制御特性を変化させると比例定数ｋの異なる三乗曲線Ｐｉ_−１やＰｉ_−２となる。例えば最大電力点ＭＭＰの軌跡に沿った三乗曲線の比例定数をｋ_−ＭＭＰとすると、最大電力Ｐｉ_−ＭＭＰを得るときのＶｉとの関係式は次のようになる。
Ｐｉ_−ＭＭＰ＝ｋ_−ＭＭＰＶｉ^３

風力発電では、一定風速以上になると発電を開始するカットイン風速が設定されている。例えば、力率改善装置の制御部においてカットイン風速に対応する入力電圧Ｖｉ０を予め設定しておく。そして検出したＶｉがＶｉ０に到達するまでは、力率改善装置による制御を停止状態とするか負荷を切り離しておく。そして、検出した入力電圧Ｖｉが、カットイン電圧Ｖｉ０に達したときに力率改善装置による負荷に対する電力供給を開始する。

また、図１２の曲線Ｃ４のように、力率改善装置の制御部におけるＶｉ−Ｖｏ特性を、交流発電機の出力特性の曲線に合致するように設定してもよい。

ａ、ｂ、ｃ 入力端
ｐ 正極出力端
ｎ 負極出力端
Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃ リアクトル
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ１１ スイッチング素子（ＦＥＴ）
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３ 整流手段（出力ダイオード）
Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９ 整流手段
Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ１４、Ｄ１５、Ｄ１６ 整流手段（還流ダイオード）
Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３ 整流手段
Ｃ 平滑コンデンサ

Claims (4)

1. 三相交流が入力される第１、第２及び第３入力端（ａ，ｂ，ｃ）と、
   負荷に接続される正極出力端（ｐ）及び負極出力端（ｎ）と、
   前記第１、第２及び第３入力端にそれぞれ一端が接続された３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）と、
   前記３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端の電圧が一端（Ｄ）に印加されるように前記リアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端に前記一端（Ｄ）がそれぞれ接続されるとともに前記負極出力端（ｎ）に他端（Ｓ）が接続されかつスイッチ制御のための制御端（Ｇ）を具備する３つのスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）と、
   前記３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端の電圧が一端に印加されかつ前記スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）のオン期間に電流が流れずかつ前記スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）のオフ期間に前記正極出力端（ｐ）へ流れる電流をそれぞれ導通可能とする第１、第２及び第３整流手段（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）と、
   前記正極出力端（ｐ）と前記負極出力端（ｎ）の間に接続された平滑コンデンサ（Ｃ）と、を有し、
   前記３つのスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）の制御端が一定のデューティ比をもつ１つの制御信号により制御されることを特徴とする力率改善装置。
2. 三相交流が入力される第１、第２及び第３入力端（ａ，ｂ，ｃ）と、
   負荷に接続される正極出力端（ｐ）及び負極出力端（ｎ）と、
   前記第１、第２及び第３入力端にそれぞれ一端が接続された３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）と、
   前記３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端の電圧が一端（Ｄ）に印加されるように、第７、第８及び第９の整流手段（Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３）の各々を介して前記リアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端に前記一端（Ｄ）が接続されるとともに前記負極出力端（ｎ）に他端（Ｓ）が接続されかつスイッチ制御のための制御端（Ｇ）を具備する１つのスイッチング素子（Ｑ１１）と、
   前記３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々の他端の電圧が一端に印加されかつ前記スイッチング素子（Ｑ１１）のオン期間に電流が流れずかつ前記スイッチング素子（Ｑ１１）のオフ期間に前記正極出力端（ｐ）へ流れる電流をそれぞれ導通可能とする第１、第２及び第３整流手段（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）と、
   前記正極出力端（ｐ）と前記負極出力端（ｎ）の間に接続された平滑コンデンサ（Ｃ）と、を有し、
   前記第７、第８及び第９の整流手段（Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３）は前記スイッチング素子（Ｑ１１）のオン期間に該スイッチング素子（Ｑ１１）へ流れる電流を導通可能とし、かつ、
   前記１つのスイッチング素子（Ｑ１１）の制御端が一定のデューティ比をもつ１つの制御信号により制御されることを特徴とする力率改善装置。
3. 前記負極出力端（ｎ）から前記３つのリアクトル（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）の各々を介して前記第１、第２及び第３入力端（ａ，ｂ，ｃ）へ還流する電流をそれぞれ導通可能とする第４、第５及び第６整流手段（Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６）を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の力率改善装置。
4. 前記負極出力端（ｎ）から前記第１、第２及び第３入力端（ａ，ｂ，ｃ）へ直接還流する電流をそれぞれ導通可能とする第４、第５及び第６整流手段（Ｄ１４、Ｄ１５、Ｄ１６）を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の力率改善装置。

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