JP6716039B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、四象限動作が可能な電力変換装置に関し、より特定的には、電流不連続モードにおける電力変換装置の制御に関する。

四象限動作が可能な電力変換装置として、たとえばインバータが知られている。四象限動作が可能なインバータは、負荷に連続的に電流が流れる電流連続モードで動作するのが一般的である。電流連続モードにおいては、負荷に流れる電流の向き（極性）が反転するタイミング（電流ゼロクロス）において電流リプルが発生することが知られている。

たとえば特開昭６０−１５６２８０号公報（特許文献１）に開示されているインバータのように、負荷に電流がほとんど流れない時間帯が存在する電流不連続モードでインバータを動作させることにより、電流リプルによる損失を低減することができる。

特開昭６０−１５６２８０号公報

特開昭６０−１５６２８０号公報（特許文献１）においては、電流不連続モードと電流連続モードとにおける制御モデルの違いについて考慮されていない。電流連続モードの電流制御をそのまま電流不連続モードに適用すると、電流制御が不安定になり得る。その結果、電力変換装置による安定的な電力の供給が困難になり得る。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電流不連続モードにおける電力変換装置の電力供給を安定化することである。

本発明に係る電力変換装置は、電流不連続モードにおいて、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換する。電力変換装置は、第１〜第４端子と、フルブリッジ回路と、リアクトルと、電流制御器と、非線形補償器と、ＰＷＭ制御器とを備える。第１および第２端子は、直流電源の正極および負極にそれぞれ接続されている。第３および第４端子は、交流電圧を出力する。フルブリッジ回路は、第１端子と第２端子との間に並列に接続された第１および第２レグを含む。リアクトルは、第１レグの上アームと下アームとの第１接続点と、第３端子との間に接続されている。電流制御器は、リアクトルを流れる電流値が目標電流値となるようにリアクトルの両端間の目標電圧値を算出する。非線形補償器は、目標電圧値、および第３端子と第４端子との間に出力された出力電圧値を受けて、目標通流率を算出する。ＰＷＭ制御器は、非線形補償器から目標通流率を受けてフルブリッジ回路にＰＷＭ信号を出力して、フルブリッジ回路を第１または第２スイッチングモードで動作させる。第４端子は、第２レグの上アームと下アームとの第２接続点に接続されている。電流不連続モードにおいては、リアクトルに電流が流れない時間帯が存在する。第１スイッチングモードにおいては、第１レグの上アームと第２レグの下アームとが同期してスイッチングされるとともに、第１レグの下アームと第２レグの上アームとが非導通とされる。第２スイッチングモードにおいては、第１レグの下アームと第２レグの上アームとが同期してスイッチングされるとともに、第１レグの上アームと第２レグの下アームとが非導通とされる。非線形補償器は、電流不連続モードにおいて、目標電圧値、１サンプリング時間前の目標通流率、１サンプリング時間前の出力電圧値を用いて、今回のサンプリング時間の目標通流率を算出する。

本発明に係る電力変換装置によれば、非線形補償器が目標電圧値、１サンプリング時間前の目標通流率、１サンプリング時間前の出力電圧値を用いて、今回のサンプリング時間の目標通流率を算出することにより、電流不連続モードにおいて電流制御を安定させることができる。その結果、電流不連続モードにおいて安定的に電力を供給することができる。

実施の形態１に係る電力変換装置の機能構成を示す機能ブロック図である。 第１スイッチングモードにおいてリアクトル電流のタイムチャートである。 リアクトル電流が増加する時間帯におけるフルブリッジ回路の導通状態を示す図である。 リアクトル電流が減少する時間帯におけるフルブリッジ回路の導通状態を示す図である。 リアクトルＬに電流が流れていない時間帯におけるフルブリッジ回路の導通状態を示す図である。 第１スイッチングモードで動作する場合の電力変換装置の回路モデルに対応するブロック線図である。 第１スイッチングモードで動作する場合の電力変換装置の微小変化モデルに対応するブロック線図である。 図７に示される微小変化モデルに対応した制御ブロック図である。 第２スイッチングモードにおいてリアクトル電流のタイムチャートである。 リアクトル電流が減少する時間帯におけるフルブリッジ回路の導通状態を示す図である。 リアクトル電流が増加する時間帯におけるフルブリッジ回路の導通状態を示す図である。 リアクトルＬに電流が流れていない時間帯におけるフルブリッジ回路の導通状態を示す図である。 第２スイッチングモードで動作する場合の電力変換装置の回路モデルに対応するブロック線図である。 第２スイッチングモードで動作する場合の電力変換装置の微小変化モデルに対応するブロック線図である。 図１４に示される微小変化モデルに対応した制御ブロック図である。 非線形補償器の機能構成を示す機能ブロック図である。 通流率指令、基準三角波、極性判定信号、ＰＷＭ信号それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。 通流率指令、リアクトル電流、ローパスフィルタを通過したリアクトル電流の電流値、電流指令、インバータの出力電圧、および系統電流それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の非線形補償器の機能ブロック図である。 通流率選択器の機能構成を示す機能ブロック図である。 通流率指令、および極性判定信号それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。 通流率指令、基準三角波、極性判定信号、ＰＷＭ信号それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。 通流率指令、リアクトル電流、ローパスフィルタを通過したリアクトル電流の電流値、電流指令、インバータの出力電圧、および系統電流それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。 実施の形態３に係る電力変換装置の機能構成を示す機能ブロック図である。 非線形補償器の機能構成を示す機能ブロック図である。 通流率選択器の機能構成を示す機能ブロック図である。 電流不連続モードにおける通流率指令のタイムチャートである。 通流率指令、基準三角波、自動切換え信号、およびＰＷＭ信号それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。 通流率指令、リアクトル電流、ローパスフィルタを通過したリアクトル電流の電流値、電流指令、インバータの出力電圧、および系統電流それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。 電流不連続モードと電流連続モードとが選択的に切換えられる場合の通流率指令のタイムチャートである。 通流率指令、基準三角波、自動切換え信号、およびＰＷＭ信号それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。 通流率指令、リアクトル電流、ローパスフィルタを通過したリアクトル電流の電流値、電流指令、インバータの出力電圧、および系統電流それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰り返さない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の機能構成を示す機能ブロック図である。図１に示されるように、電力変換装置１００は、第１端子Ｐ１と、第２端子Ｐ２と、第３端子Ｐ３と、第４端子Ｐ４と、インバータ１と、ＬＣフィルタ２と、ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２と、スイッチングモード切替器５と、電流制御器６と、非線形補償器７０１と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御器８０１とを備える。

電力変換装置１００は、電流不連続モードにおいて、直流電源３からの直流電圧を交流電圧に変換して交流電源４に出力する。電流不連続モードとは、インバータ１からの電流出力が停止する時間帯が存在する動作モードである。

第１端子Ｐ１および第２端子Ｐ２は、直流電源３の正極および負極にそれぞれ接続されている。直流電源３の電圧は、電圧Ｖｄｃである。直流電源３は、たとえば電池などの定電圧源、あるいは直流出力可能な電力変換器の制御電圧源である。なお、電力変換装置１００の構成は、インバータ１が制御電圧源として振舞い、直流電源が成立するような構成としてもよい。

インバータ１は、フルブリッジ回路ＦＢと、電流センサ５１とを含む。フルブリッジ回路ＦＢは、第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間に並列に接続された第１レグＬＧ１と第２レグＬＧ２とを含む。

第１レグＬＧ１は、上アームＱ１と、下アームＱ２と、フリーホイールダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。上アームＱ１と下アームＱ２とは、第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間で直列に接続されている。フリーホイールダイオードＤ１は、上アームＱ１と逆並列に接続されている。フリーホイールダイオードＤ２は、下アームＱ２と逆並列に接続されている。

第２レグＬＧ２は、上アームＱ３と、下アームＱ４と、フリーホイールダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。上アームＱ３と下アームＱ４とは、第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間で直列に接続されている。フリーホイールダイオードＤ３は、上アームＱ３と逆並列に接続されている。フリーホイールダイオードＤ４は、下アームＱ４と逆並列に接続されている。

フルブリッジ回路ＦＢは、第１スイッチングモードあるいは第２スイッチングモードで動作する。第１スイッチングモードにおいては、上アームＱ１と下アームＱ４とが同期してスイッチングするとともに、下アームＱ２と上アームＱ３とが非導通とされる。第２スイッチングモードにおいては、下アームＱ２と上アームＱ３とが同期してスイッチングするとともに、上アームＱ１と下アームＱ４とが非導通とされる。

上アームＱ１，Ｑ３および下アームＱ２，Ｑ４としては、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、あるいはＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effective Transistor）などに代表される自己消弧形の半導体スイッチング素子を挙げることができる。上アームＱ１，Ｑ３および下アームＱ２，Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴが使用される場合は、フリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ４に替えて、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用してもよい。

電流センサ５１は、上アームＱ１と下アームＱ２との第１接続点Ｎ１から、ＬＣフィルタ２へ流れるリアクトル電流Ｉｉｎｖを計測してローパスフィルタＬＰＦ１に出力する。

ローパスフィルタＬＰＦ１は、リアクトル電流Ｉｉｎｖの値を受けて、電流値ＦＩｉｎｖを電流制御器６へ出力する。電流値ＦＩｉｎｖは、リアクトル電流Ｉｉｎｖの高周波成分が抑制された電流値である。なお、ローパスフィルタＬＰＦ１は、電流不連続モードにおいて、サンプリング値と電流の不連続性が含まれる平均電流との差分を補間することができる情報を取得することが可能な場合には、省略可能である。また、ＬＣフィルタ２のコンデンサＣの電流が十分小さく、かつ、リアクトル電流Ｉｉｎｖと交流電源４に流れる系統電流Ｉｇｒｉｄとの基本波の位相差が小さい場合には、ローパスフィルタＬＰＦ１の受ける電流を、リアクトル電流Ｉｉｎｖから系統電流Ｉｇｒｉｄに変更可能である。電流不連続モードにおいては、リアクトル電流Ｉｉｎｖが０となる時間帯が存在する。

ＬＣフィルタ２は、リアクトルＬと、コンデンサＣと、電圧センサ５２とを含む。リアクトルＬは、第１接続点Ｎ１と第３端子Ｐ３との間に接続されている。コンデンサＣは、第３端子Ｐ３と第４端子Ｐ４との間に接続されている。第４端子は、上アームＱ３と下アームＱ４との第２接続点Ｎ２に接続されている。ＬＣフィルタ２は、インバータ１の出力電圧Ｖｉｎｖと電圧Ｖｃ（Ｃ電圧）との電位差によって発生するリアクトル電流Ｉｉｎｖを平滑化し、交流電源４に出力する。リアクトルＬを流れるＬ電流であるリアクトル電流Ｉｉｎｖは、電流センサ５１によって計測される。電圧センサ５２は、コンデンサＣの電圧Ｖｃを計測してローパスフィルタＬＰＦ２に出力する。電圧Ｖｉｎｖは、インバータ１からＬＣフィルタ２に出力される電圧であり、第１接続点Ｎ１と第２接続点Ｎ２との間の電圧である。

ローパスフィルタＬＰＦ２は、電圧Ｖｃの値を受けて、電圧値ＦＶｃを非線形補償器７０１に出力する。電圧値ＦＶｃは、ローパスフィルタＬＰＦ２によって、フルブリッジ回路ＦＢのスイッチングノイズによる電圧Ｖｃのサンプリング誤差が低減された電圧値である。フルブリッジ回路ＦＢのスイッチングノイズの影響が小さい場合には、ローパスフィルタＬＰＦ２を省略してもよい。

第３端子Ｐ３と第４端子Ｐ４との間には、交流電源４が接続されている。交流電源４は、たとえば単相交流系統である。交流電源４は、系統インピーダンスＬｏを含む。交流電源４の代わりに、負荷が接続される自立運転中に、インバータ１がＬＣフィルタ２の電圧Ｖｃをリアクトル電流Ｉｉｎｖの制御器を介して制御する構成を用いてもよい。当該負荷としては、たとえば抵抗負荷、誘導性負荷、整流器負荷、あるいは家電負荷を挙げることができる。

スイッチングモード切替器５は、電流指令Ｉｉｎｖ＊（目標電流値）を受けて、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊を非線形補償器７０１およびＰＷＭ制御器８０１に出力する。電流指令Ｉｉｎｖ＊が正極性である場合、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は１となる。電流指令Ｉｉｎｖ＊が負極性である場合、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は０となる。フルブリッジ回路ＦＢは、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊が１である場合、第１スイッチングモードで動作し、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊が０である場合、第２スイッチングモードで動作する。なお、電流指令Ｉｉｎｖ＊の極性変化が電流制御の処理を経てリアクトル電流Ｉｉｎｖの極性に反映されるまでには、ある程度の遅延が存在するのが通常である。このような遅延を解消し、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊とリアクトル電流Ｉｉｎｖの極性変化のタイミングとを一致させるため、スイッチングモード切替器５が補正項を備えてもいてもよい。

電流制御器６は、ローパスフィルタＬＰＦ１からの電流値ＦＩｉｎｖと、電流指令Ｉｉｎｖ＊との比較結果に基づいて、電流値ＦＩｉｎｖが電流指令Ｉｉｎｖ＊となるように、リアクトルＬの両端間の電圧指令（目標電圧値）ＶＬ＊を算出し、リアクトル電圧指令ＶＬ＊を非線形補償器７０１に出力する。電流制御器６は、ＰＷＭ制御器８０１がＰＷＭ信号の生成に用いる基準三角波の周期Ｔｓｗにおける、リアクトル電流Ｉｉｎｖの平均値と電流指令Ｉｉｎｖ＊との比較結果に基づいて、電圧指令ＶＬ＊を算出してもよい。

非線形補償器７０１は、電流不連続モードにおいて、リアクトル電圧指令ＶＬ＊、１サンプリング時間前の通流率指令Ｄ＊、１サンプリング時間前の電圧値ＦＶｃを用いて、今回のサンプリング時間の通流率指令Ｄ＊を算出し、ＰＷＭ制御器８０１へ出力する。

ＰＷＭ制御器８０１は、通流率指令Ｄ＊と、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒと、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊とを用いて、ＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂを生成する。基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒの周期は、キャリア周期Ｔｓｗである。ＰＷＭ信号Ｓａの通流率は、Ｄ＊である。ＰＷＭ信号Ｓａは、上アームＱ１および下アームＱ４へ出力される。ＰＷＭ信号Ｓｂの通流率は（１−Ｄ＊）である。ＰＷＭ信号Ｓｂは、下アームＱ２および上アームＱ３へ出力される。極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊が１（電流指令Ｉｉｎｖ＊が正極性）の場合、ＰＷＭ信号Ｓｂは０となり、フルブリッジ回路ＦＢは、第１スイッチングモードで動作する。極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊が０（電流指令Ｉｉｎｖ＊が負極性）の場合、ＰＷＭ信号Ｓａは０となり、フルブリッジ回路ＦＢは、第２スイッチングモードで動作する。

次に、電力変換装置１００において行なわれる電流制御を、第１スイッチングモードと第２スイッチングモードとに分けてそれぞれ説明する。まず、第１スイッチングモードにおける電流制御を、図２〜図８を用いて説明する。第２スイッチングモードにおける電流制御を、図９〜図１５を用いて説明する。

図２は、第１スイッチングモードにおいてリアクトル電流Ｉｉｎｖのタイムチャートである。図２には、キャリア周期Ｔｓｗの範囲におけるリアクトル電流Ｉｉｎｖの変化が示されている。図２に示されている時間帯に対応する通流率指令をＤ＊とするとともに、非通流率をＤｎとする。図２に示されるように、時刻ｔｍ１において０であるリアクトル電流Ｉｉｎｖは、時刻ｔｍ２まで増加し、時刻ｔｍ２において電流ｉｐｅａｋ（＞０）となる。その後、リアクトル電流Ｉｉｎｖは時刻ｔｍ３まで減少して、時刻ｔｍ３において０となる。その後、リアクトル電流Ｉｉｎｖは、時刻ｔｍ４まで０である。時間間隔ｔｍ１〜ｔｍ２は、Ｄ＊・Ｔｓｗと表される。時間間隔ｔｍ２〜ｔｍ３は、（１−Ｄ＊−Ｄｎ）・Ｔｓｗと表される。時間間隔ｔｍ３〜ｔｍ４は、Ｄｎ・Ｔｓｗと表される。

図３は、リアクトル電流Ｉｉｎｖが増加する時間帯（図２の時間帯ｔｍ１〜ｔｍ２）におけるフルブリッジ回路ＦＢの導通状態を示す図である。図３に示されるように、時間帯ｔｍ１〜ｔｍ２においては上アームＱ１および下アームＱ４が導通する。第１スイッチングモードにおいては、下アームＱ２および上アームＱ３は非導通である。インバータ１から出力される電圧Ｖｉｎｖは、直流電源３の電圧Ｖｄｃとなる。電流は、直流電源３の正極から上アームＱ１およびリアクトルＬを経由して第３端子Ｐ３へ流れるとともに、第４端子Ｐ４から下アームＱ４を経由して直流電源３の負極へ流れる。その結果、リアクトル電流Ｉｉｎｖの値は、０からｉｐｅａｋまで増加する。

図４は、リアクトル電流Ｉｉｎｖが減少する時間帯（図２の時間帯ｔｍ２〜ｔｍ３）におけるフルブリッジ回路ＦＢの導通状態を示す図である。図４に示されるように、時間帯ｔｍ３〜ｔｍ４においては上アームＱ１、下アームＱ２、上アームＱ３、および下アームＱ４は全て非導通となる。電圧Ｖｉｎｖは、直流電源３の逆電圧（−Ｖｄｃ）となる。リアクトルＬからの電流は、第３端子Ｐ３、第４端子Ｐ４、およびフリーホイールダイオードＤ３を経由して、直流電源３の正極に還流される。その結果、リアクトル電流Ｉｉｎｖの値は、ｉｐｅａｋから０まで減少する。

図５は、リアクトルＬに電流が流れていない時間帯（図２の時間帯ｔｍ３〜ｔｍ４）におけるフルブリッジ回路ＦＢの導通状態を示す図である。図５に示されるように、時間帯ｔｍ３〜ｔｍ４においては上アームＱ１、下アームＱ２、上アームＱ３、および下アームＱ４は全て非導通である。インバータ１から出力されるリアクトル電流Ｉｉｎｖは０であるから、電圧Ｖｉｎｖは電圧Ｖｃとなる。

時間帯ｔｍ１〜ｔｍ２（Ｄ＊・Ｔｓｗ）における電圧Ｖｉｎｖは、Ｖｄｃである。時間帯ｔｍ２〜ｔｍ３（（１−Ｄ＊−Ｄｎ）・Ｔｓｗ）における電圧Ｖｉｎｖは、−Ｖｄｃである。時間帯ｔｍ３〜ｔｍ４（Ｄｎ・Ｔｓｗ）おける電圧Ｖｉｎｖは、Ｖｃである。したがって、１キャリア周期Ｔｓｗにおける電圧Ｖｉｎｖは、各時間帯の電圧値の平均値として以下の式（１）で表すことができる。

図６は、第１スイッチングモードで動作する場合の電力変換装置１００の回路モデルにおいて、電圧Ｖｉｎｖから電圧Ｖｃまでの伝達を表すブロック線図である。図６に示されるように、リアクトル電圧ＶＬは、式（１）によって求められた電圧Ｖｉｎｖと電圧Ｖｃとの差分から求められる。リアクトル電流Ｉｉｎｖは、リアクトル電圧ＶＬと、リアクトルＬのインピーダンスとから求められる。系統電流Ｉｇｒｉｄは、電圧Ｖｃと、交流電源４の電圧Ｖｇｒｉｄと、系統インピーダンスＬｏとから求められる。電圧Ｖｃは、リアクトル電流Ｉｉｎｖと系統電流Ｉｇｒｉｄとの差分値と、コンデンサＣのインピーダンスより求められる。

式（２）は、図６に示された通流率指令Ｄ＊と電圧Ｖｃとから求められるリアクトル電圧ＶＬ（＝Ｖｉｎｖ−Ｖｃ）を表す。

非通流率Ｄｎは、図２のキャリア周期Ｔｓｗにおける電流平均値ｉａｖｅ、および時刻ｔｍ１〜ｔｍ２における電流変化幅ｉｐｅａｋを用いて式（３）のように表すことができる。

電流変化幅ｉｐｅａｋは、式（４）のように表すことができる。

式（３）に式（４）を代入することにより、非通流率Ｄｎは、式（５）のように表される。

式（２）に式（５）を代入することにより、リアクトル電圧ＶＬは、式（６）のように表される。

電流不連続モードにおいて、リアクトル電圧ＶＬの初期値は０である。式（６）のリアクトル電圧ＶＬに０を代入することにより、電流平均値ｉａｖｅの初期値は、式（７）のように表される。

リアクトル電圧ＶＬのキャリア周期Ｔｓｗにおける電圧変化幅ｓＬ・ｉａｖｅは式（８）のように近似することができる。

式（６）に式（８）を代入することにより、式（９）が導出される。

通流率指令Ｄ＊の初期値をＤ０、通流率指令Ｄ＊の微小変化量をΔＤ、電圧Ｖｃの初期値をＶｃ０、電圧Ｖｃの微小変化量をΔＶｃ、電流平均値ｉａｖｅの初期値をｉａｖｅ０、および電流平均値ｉａｖｅの微小変化量をΔｉａｖｅとすると、式（９）は、式（１０）のように表される。式（１０）は、式（９）の通流率指令Ｄ＊、電圧Ｖｃ、電流平均値ｉａｖｅの微小特性を表す。

式（１０）の定数（微小変化量ΔＤ、ΔＶｃ、およびΔｉａｖｅを除く）に対する微分項と、微小変化量ΔＤ、ΔＶｃ、およびΔｉａｖｅの二乗項を０に近似すると、式（１０）は、式（１１）のように表される。

式（１１）式に電流平均値ｉａｖｅの初期値を表す式（７）を代入すると、式（１２）のように変形することができる。なお、式（１２）においては、式（７）におけるＤ＊、ｉａｖｅ、およびＶｃを、初期値関数であるＤ０、ｉａｖｅ０、およびＶｃ０にそれぞれ入れ替えている。

電流平均値ｉａｖｅを基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒの周波数以上で制御することは困難である。式（１２）の分子および分母の時定数はキャリア周期Ｔｓｗ以上であるため、式（１２）におけるｓ関数の１次項は、電流平均値ｉａｖｅの制御に関してほとんど無視することができる。そのため、電流平均値ｉａｖｅは、式（１２）におけるｓ関数のゼロ次項のみを残した式（１３）に基づいて制御することができる。

ここで、式（８）に示したリアクトル電圧ＶＬのキャリア周期Ｔｓｗあたりの電圧変化幅ｓＬ・ｉａｖｅは、式（１４）に置き換えることができる。

式（１３）に式（１４）を代入すると、式（１５）が導かれる。

式（１５）より、図６に示されるブロック線図は、図７に示されるブロック線図に置き換えることができる。図７に示されるブロック線図には、微小変化モデルが反映されている。図７に示されるように、リアクトル電圧ＶＬには、微小変化量ΔＶｃの非線形外乱変化８１１と、微小変化量ΔＤの非線形ゲイン変化８１２とが含まれる。これらを考慮してない制御モデルにおいて算出された通流率指令Ｄ＊によっては、所望のリアクトル電圧ＶＬを実現することが困難である。所望のリアクトル電圧ＶＬを実現するためには、以下の式（１６）に従って、非線形外乱変化８１１と非線形ゲイン変化８１２とがキャンセルされるように微小変化量ΔＤを算出して通流率指令Ｄ＊を決定する必要がある。なお、式（１６−１）は、第１補正値ＣＶ１１を示し、式（１６−２）は、第２補正値ＣＶ１２を示す。

図８は、図７に示される微小変化モデルに対応した制御ブロック図である。式（１６）は、図８の第１非線形補償モード７１に示されている。第１非線形補償モード７１は、第１補正項７１１と、第２補正項７１２を含む。第１補正項７１１は、微小変化量ΔＶｃの非線形外乱変化８１１をキャンセルするために、第１補正項７１１が１サンプリング時間前の微小変化量ΔＶｃに乗ぜられ、第１補正値ＣＶ１１が算出される。第１補正値ＣＶ１１がリアクトル電圧指令ＶＬ＊に加算され、第２補正値ＣＶ１２が算出される。微小変化量ΔＤの非線形ゲイン変化８１２をキャンセルするため、第２補正項７１２が第２補正値ＣＶ１２に乗ぜられ、微小変化量ΔＤが算出される。なお、図８の第１非線形補償モード７１においては、式（１５）の初期値Ｖｃ０および微小変化量ΔＶｃを、電圧Ｖｃの検出値の初期値ＦＶｃ０および微小変化量ΔＦＶｃにそれぞれ置き換えられている。電流制御器６から出力されるリアクトル電圧指令ＶＬ＊は、第１非線形補償モード７１によって、リアクトル電圧ＶＬとほぼ一致するように制御される。

次に、第２スイッチングモードにおける電流制御を図９〜図１５を用いて説明する。
図９は、第２スイッチングモードにおいてリアクトル電流Ｉｉｎｖのタイムチャートである。図９には、キャリア周期Ｔｓｗの範囲におけるリアクトル電流Ｉｉｎｖの変化が示されている。図９に示されている時間帯に対応する通流率を通流率指令Ｄ＊とするとともに、非通流率をＤｎとする。図９に示されるように、時刻ｔｍ５において０であるリアクトル電流Ｉｉｎｖは、時刻ｔｍ６まで減少し、時刻ｔｍ６においてｉｐｅａｋ（＜０）となる。リアクトル電流Ｉｉｎｖは時刻ｔｍ７まで増加して、時刻ｔｍ７において０となる。リアクトル電流Ｉｉｎｖは、時刻ｔｍ８まで０である。時間間隔ｔｍ５〜ｔｍ６は、（１−Ｄ＊）・Ｔｓｗと表される。時間間隔ｔｍ６〜ｔｍ７は、（Ｄ＊−Ｄｎ）・Ｔｓｗと表される。時間間隔ｔｍ７〜ｔｍ８は、Ｄｎ・Ｔｓｗと表される。

図１０は、リアクトル電流Ｉｉｎｖが減少する時間帯（図９の時間帯ｔｍ５〜ｔｍ６）におけるフルブリッジ回路ＦＢの導通状態を示す図である。図１０に示されるように、時間帯ｔｍ５〜ｔｍ６においては下アームＱ２および上アームＱ３が導通する。第２スイッチングモードにおいては、上アームＱ１および下アームＱ４は非導通である。インバータ１から出力される電圧Ｖｉｎｖは、直流電源３の逆電圧（−Ｖｄｃ）となる。電流は、直流電源３の正極から上アームＱ３を経由して第４端子Ｐ４へ流れるとともに、第３端子Ｐ３からリアクトルＬおよび下アームＱ２を経由して直流電源３の負極へ流れる。その結果、リアクトル電流Ｉｉｎｖの値は、０からｉｐｅａｋまで減少する。

図１１は、リアクトル電流Ｉｉｎｖが増加する時間帯（図９の時間帯ｔｍ６〜ｔｍ７）におけるフルブリッジ回路ＦＢの導通状態を示す図である。図１１に示されるように、時間帯ｔｍ６〜ｔｍ７においては上アームＱ１、下アームＱ２、上アームＱ３、および下アームＱ４は全て非導通となる。電圧Ｖｉｎｖは、直流電源３の電圧Ｖｄｃとなる。リアクトルＬからの電流は、フリーホイールダイオードＤ１を経由して、直流電源３の正極に還流される。その結果、リアクトル電流Ｉｉｎｖの値は、ｉｐｅａｋから０まで増加する。

図１２は、リアクトルＬに電流が流れていない時間帯（図９の時間帯ｔｍ７〜ｔｍ８）におけるフルブリッジ回路ＦＢの導通状態を示す図である。図１２に示されるように、時間帯ｔｍ７〜ｔｍ８においては上アームＱ１、下アームＱ２、上アームＱ３、および下アームＱ４は全て非導通である。インバータ１から出力されるリアクトル電流Ｉｉｎｖは０であるから、電圧Ｖｉｎｖは電圧Ｖｃとなる。

時間帯ｔｍ５〜ｔｍ６（（１−Ｄ＊）・Ｔｓｗ）における電圧Ｖｉｎｖは、−Ｖｄｃである。時間帯ｔｍ６〜ｔｍ７（（Ｄ＊−Ｄｎ）・Ｔｓｗ）における電圧Ｖｉｎｖは、Ｖｄｃである。時間帯ｔｍ７〜ｔｍ８（Ｄｎ・Ｔｓｗ）おける電圧Ｖｉｎｖは、Ｖｃである。したがって、第２スイッチングモードにおいて、１キャリア周期Ｔｓｗにおける電圧Ｖｉｎｖは、各時間帯の電圧値の平均値として以下の式（１７）で表すことができる。

図１３は、第２スイッチングモードで動作する場合の電力変換装置１００の回路モデルにおいて、電圧Ｖｉｎｖから電圧Ｖｃまでの伝達を表すブロック線図である。図１３に示されるように、リアクトル電圧ＶＬは、式（１７）によって求められた電圧Ｖｉｎｖと電圧Ｖｃとの差分から求められる。リアクトル電流Ｉｉｎｖは、リアクトル電圧ＶＬと、リアクトルＬのインピーダンスとから求められる。系統電流Ｉｇｒｉｄは、電圧Ｖｃと、交流電源４の電圧Ｖｇｒｉｄと、系統インピーダンスＬｏとから求められる。電圧Ｖｃは、リアクトル電流Ｉｉｎｖと系統電流Ｉｇｒｉｄとの差分値と、コンデンサＣのインピーダンスより求められる。

式（１８）は、図１３に示された通流率指令Ｄ＊と電圧Ｖｃとから求められるリアクトル電圧ＶＬ（＝Ｖｉｎｖ−Ｖｃ）を表す。

非通流率Ｄｎは、図９のキャリア周期Ｔｓｗにおける電流平均値ｉａｖｅ、および時刻ｔｍ５〜ｔｍ６における電流変化幅ｉｐｅａｋを用いると、第１スイッチングモードと同様に式（３）のように表すことができる。第２スイッチングモードにおける電流変化幅ｉｐｅａｋは式（１９）のように表される。

式（３）に式（１９）を代入すると、式（２０）が導かれる。

式（１８）に式（２０）を代入すると、式（２１）が導かれる。

電流不連続モードにおいて、リアクトル電圧ＶＬの初期値は０である。式（２１）のリアクトル電圧ＶＬに０を代入することにより、電流平均値ｉａｖｅの初期値は、式（２２）のように表される。

式（２２）にリアクトル電圧ＶＬのキャリア周期Ｔｓｗあたりの電圧変化幅を意味する式（８）を代入すると、式（２３）が導かれる。

通流率指令Ｄ＊の初期値をＤ０、通流率指令Ｄ＊の微小変化量をΔＤ、電圧Ｖｃの初期値をＶｃ０、電圧Ｖｃの微小変化量をΔＶｃ、電流平均値ｉａｖｅの初期値をｉａｖｅ０、および電流平均値ｉａｖｅの微小変化量をΔｉａｖｅとすると、式（２３）は、式（２４）のように表される。式（２４）は、式（２３）の通流率指令Ｄ＊、電圧Ｖｃ、電流平均値ｉａｖｅの微小特性を表す。

式（２４）の定数（微小変化量ΔＤ、ΔＶｃ、およびΔｉａｖｅを除く）に対する微分項と、微小変化量ΔＤ、ΔＶｃ、およびΔｉａｖｅの二乗項を０に近似すると、式（２４）は、式（２５）のように表される。

式（２５）に電流平均値ｉａｖｅの初期値を表す式（２２）を代入すると、式（２６）が導かれる。なお、式（２６）においては、式（２２）のＤ＊、ｉａｖｅ、およびＶｃを、初期値関数であるＤ０、ｉａｖｅ０、およびＶｃ０に入れ替えている。

電流平均値ｉａｖｅを基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒの周波数以上で制御することは困難である。式（２６）の分子および分母の時定数はキャリア周期Ｔｓｗ以上であるため、式（２６）におけるｓ関数の１次項は、電流平均値ｉａｖｅの制御に関してほとんど無視することができる。そのため、電流平均値ｉａｖｅは、式（２６）におけるｓ関数のゼロ次項のみを残した式（２７）に基づいて制御することができる。

式（２７）にリアクトル電圧ＶＬのキャリア周期Ｔｓｗあたりの電圧変化幅を意味する式（１４）を代入すると、式（２８）が導かれる。

式（２８）より、図１３に示されるブロック線図は、図１４に示されるブロック線図に置き換えることができる。図１４に示されるブロック線図は、微小変化モデルが反映されている。図１４に示されるように、リアクトル電圧ＶＬには、微小変化量（出力電圧変化量）ΔＶｃの非線形外乱変化８２１と、微小変化量（通流率変化量）ΔＤの非線形ゲイン変化８２２とが含まれる。これらを考慮してない制御モデルにおいて算出された通流率指令Ｄ＊によっては、所望のリアクトル電圧ＶＬを実現することが困難である。所望のリアクトル電圧ＶＬを実現するためには、以下の式（２９）に従って、非線形外乱変化８２１と非線形ゲイン変化８２２とがキャンセルされるように微小変化量ΔＤを算出して通流率指令Ｄ＊を決定する必要がある。なお、式（２９−１）は、第１補正値ＣＶ２１を示し、式（２９−２）は、第２補正値ＣＶ２２を示す。

図１５は、図１４に示される微小変化モデルに対応した制御ブロック図である。式（２９）は、図１５の第２非線形補償モード７２に示されている。第２非線形補償モード７２は、第１補正項７２１と、第２補正項７２２とを含む。非線形外乱変化８２１をキャンセルするために、第１補正項７２１が１サンプリング時間前の微小変化量ΔＶｃに乗ぜられ、第１補正値ＣＶ２１が算出される。第１補正値ＣＶ２１がリアクトル電圧指令ＶＬ＊に加算され、第２補正値ＣＶ２２が算出される。微小変化量ΔＤの非線形ゲイン変化８２２をキャンセルするため、第２補正項７２２が第２補正値ＣＶ２２に乗ぜられ、微小変化量ΔＤが算出される。なお、第２非線形補償モード７２においては、式（２９）の初期値Ｖｃ０、および微小変化量ΔＶｃが、電圧Ｖｃの検出値の初期値ＦＶｃ０、および微小変化量ΔＦＶｃにそれぞれ置き換えられている。電流制御器６から出力されるリアクトル電圧指令ＶＬ＊は、第２非線形補償モード７２によって、リアクトル電圧ＶＬとほぼ一致するように制御される。

図８に示される第１スイッチングモードの第１補正項７１１および第２補正項７１２と、図１５に示される第２スイッチングモードの第１補正項７２１および第２補正項７２２とはそれぞれ異なる。そのため、第１スイッチングモードと第２スイッチングモードとで、非線形補償器７０１が行なう処理を切り替える必要がある。

図２に示されるように第１スイッチングモードにおいては、リアクトル電流Ｉｉｎｖは正極性である。一方、図９に示されるように、第２スイッチングモードにおいては、リアクトル電流Ｉｉｎｖは負極性である。そこで、電力変換装置１００においては、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊に基づいて第１スイッチングモードと第２スイッチングモードとを切り替える。なお、電流ゼロクロスにてスイッチングモードが第１スイッチングモードから第２スイッチングモードに切り替わる場合、通流率指令Ｄ＊の基準（初期値）を０から１に切り替える必要がある。逆に電流ゼロクロスにて第２スイッチングモードから第１スイッチングモードに切り替わる場合、通流率指令Ｄ＊の基準を１から０に切り替える必要がある。

図１６は、非線形補償器７０１の機能構成を示す機能ブロック図である。図１６に示されるように、非線形補償器７０１は、第１非線形補償モード７１と，第２非線形補償モード７２とを含む。極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊が１の場合、第１非線形補償モード７１が選択され、通流率指令Ｄ＊の初期値Ｄ０が０に設定される。また、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊が０の場合、第２非線形補償モード７２が選択され、初期値Ｄ０が１に設定される。

図１７は、通流率指令Ｄ＊、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊、ＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂそれぞれのタイムチャートを併せて示す図である。図１７においては、時刻ｔｍ９〜ｔｍ１２におけるタイムチャートが示されている。図１７において基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒは、図の見易さのため簡略的に描かれている。基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒは、０と１との間をキャリア周期Ｔｓｗで変化している。

図１７に示されるように、時刻ｔｍ９〜ｔｍ１０および時刻ｔｍ１１〜ｔｍ１２においてＰＷＭ信号ＳａがＯｎとＯｆｆとの間を変化しているとともに、ＰＷＭ信号ＳｂがＯｆｆとなっている。時刻ｔｍ９〜ｔｍ１０および時刻ｔｍ１１〜ｔｍ１２において、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は、１である。時刻ｔｍ９〜ｔｍ１０および時刻ｔｍ１１〜ｔｍ１２において、フルブリッジ回路ＦＢが第１スイッチングモードで動作している。

時刻ｔｍ１０〜ｔｍ１１においてＰＷＭ信号ＳｂがＯｎとＯｆｆとの間を変化しているとともに、ＰＷＭ信号ＳａがＯｆｆとなっている。時刻ｔｍ１０〜ｔｍ１１において、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は、０である。時刻ｔｍ１０〜ｔｍ１１において、フルブリッジ回路ＦＢが第２スイッチングモードで動作している。

フルブリッジ回路ＦＢのスイッチングモードは、時刻ｔｍ１０において第１スイッチングモードから第２スイッチングモードに変化しており、時刻ｔｍ１１において第２スイッチングモードから第１スイッチングモードに変化している。通流率指令Ｄ＊は、時刻ｔｍ１０において、第２スイッチングモードの初期値である１に設定される。通流率指令Ｄ＊は、時刻ｔｍ１１において第１スイッチングモードの初期値である０に設定される。

図１８は、通流率指令Ｄ＊、リアクトル電流Ｉｉｎｖ、電流値ＦＩｉｎｖ、電流指令Ｉｉｎｖ＊、電圧Ｖｃ、および系統電流Ｉｇｒｉｄそれぞれのタイムチャートを併せて示す図である。図１８においても、図１７と同様に時刻ｔｍ９〜ｔｍ１２におけるタイムチャートが示されている。図１８の通流率指令Ｄ＊のタイムチャートは、図１７の通流率指令Ｄ＊のタイムチャートと同様である。図１８において、リアクトル電流Ｉｉｎｖは、図の見易さのため包絡線のみを表示している。

図１８に示されるように、電流指令Ｉｉｎｖ＊と電流値ＦＩｉｎｖとはほぼ一致しているため、電流不連続モードにおいて、電流制御が安定的に行なわれている。なお、図１８の系統電流Ｉｇｒｉｄの波形が、時刻ｔｍ１０および時刻ｔｍ１１において歪んでいるのは、図１７の極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊の値が切替わるタイミングとリアクトル電流Ｉｉｎｖのゼロクロスタイミングとのずれが原因である。リアクトル電流Ｉｉｎｖのゼロクロスタイミングを調整して系統電流Ｉｇｒｉｄの波形歪みを改善するために、スイッチングモード切替器５の入力として、電流指令Ｉｉｎｖ＊に加えて、リアクトル電流Ｉｉｎｖの波形ひずみ、および交流波形一周期あたりの電力の少なくとも一方を追加して、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊を調整してもよい。

以上、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、電流不連続モードにおいて電流制御を安定させることができる。その結果、電流不連続モードにおいて安定的に電力を供給することができる。

実施の形態２．
実施の形態１においては、電力変換装置が電流不連続モードで動作する場合について説明した。実施の形態２においては、電力変換装置が電流不連続モードおよび電流連続モードを選択的に切換えて動作可能である場合について説明する。実施の形態１と実施の形態２との違いは、非線形補償器である。非線形補償器以外の構成は同様であるため、説明を繰り返さない。

図１９は、実施の形態２に係る電力変換装置の非線形補償器７０２の機能ブロック図である。非線形補償器７０２の構成は、図１６の非線形補償器７０１の構成に、電流連続モードに対応する通常モード７３、および通流率選択器７４が加えられた構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。

通常モード７３は、リアクトル電圧指令ＶＬ＊および電圧値ＦＶｃを受けて、通流率指令Ｄｃｃｍ＊を出力する。通流率選択器７４は、通流率指令Ｄｃｃｍ＊と、第１非線形補償モード７１または第２非線形補償モード７２が出力する通流率指令Ｄｄｃｍ＊と、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊とを受けて、通流率指令Ｄ＊を出力する。

図２０は、通流率選択器７４の機能構成を示す機能ブロック図である。通流率選択器７４は、コンパレータ７４１と、排他的論理和（ＸＯＲ）回路７４２とを含む。通流率指令Ｄｃｃｍ＊およびＤｄｃｍ＊は、コンパレータ７４１の非反転入力端子および反転入力端子に入力される。コンパレータ７４１から出力される信号ＣｏｍｐＤおよび極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は、ＸＯＲ回路７４２に入力される。信号ＳｌｃｔＤが１である場合、通流率指令Ｄｃｃｍ＊が通流率指令Ｄ＊として出力される。信号ＳｌｃｔＤが０である場合、通流率指令Ｄｄｃｍ＊が通流率指令Ｄ＊として出力される。

図２１は、通流率指令Ｄｃｃｍ＊、Ｄｄｃｍ＊、Ｄ＊、および極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。図２１においては、時刻ｔｍ２０〜ｔｍ２７のタイムチャートが示されている。

図２１に示されるように、時刻ｔｍ２０〜ｔｍ２１、ｔｍ２２〜ｔｍ２３、ｔｍ２４〜ｔｍ２５、およびｔｍ２６〜ｔｍ２７においては、通流率指令Ｄｃｃｍ＊がＤｄｃｍ＊よりも大きいため、信号ＣｏｍｐＤは１である。

時刻ｔｍ２０〜ｔｍ２１、ｔｍ２２〜ｔｍ２３、およびｔｍ２６〜ｔｍ２７においては、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は１であるため、ＸＯＲ回路７４２の入力は信号ＣｏｍｐＤ＝１および極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊＝１となり、信号ＳｌｃｔＤは０となる。時刻ｔｍ２０〜ｔｍ２１、ｔｍ２２〜ｔｍ２３、およびｔｍ２６〜ｔｍ２７においては、通流率指令Ｄｄｃｍ＊が、通流率指令Ｄ＊として選択される。

時刻ｔｍ２４〜ｔｍ２５においては、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は０であるため、ＸＯＲ回路７４２の入力は信号ＣｏｍｐＤ＝１および極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊＝０となり、信号ＳｌｃｔＤは１となる。時刻ｔｍ２４〜ｔｍ２５においては、通流率指令Ｄｃｃｍ＊が、通流率指令Ｄ＊として選択される。

時刻ｔｍ２１〜ｔｍ２２、ｔｍ２３〜ｔｍ２４、およびｔｍ２５〜ｔｍ２６においては、通流率指令Ｄｄｃｍ＊がＤｃｃｍ＊よりも大きいため、信号ＣｏｍｐＤは０である。

時刻ｔｍ２１〜ｔｍ２２においては、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は１であるため、ＸＯＲ回路７４２の入力は信号ＣｏｍｐＤ＝０および極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊＝１となり、信号ＳｌｃｔＤは１となる。時刻ｔｍ２１〜ｔｍ２２においては、通流率指令Ｄｃｃｍ＊が、通流率指令Ｄ＊として選択される。

時刻ｔｍ２３〜ｔｍ２４およびｔｍ２５〜ｔｍ２６においては、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は０であるため、ＸＯＲ回路７４２の入力は信号ＣｏｍｐＤ＝０および極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊＝０となり、信号ＳｌｃｔＤは０となる。時刻ｔｍ２３〜ｔｍ２４およびｔｍ２５〜ｔｍ２６においては、通流率指令Ｄｄｃｍ＊が通流率指令Ｄ＊として選択される。

図２２は、通流率指令Ｄ＊、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊、ＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂそれぞれのタイムチャートを併せて示す図である。図２２においても、図２１と同様に時刻ｔｍ２０〜ｔｍ２７におけるタイムチャートが示されている。図２２においても基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒは、図の見易さのため簡略的に描かれている。基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒは、０と１との間をキャリア周期Ｔｓｗで変化している。

図２２に示されるように、時刻ｔｍ２０〜ｔｍ２３およびｔｍ２６〜ｔｍ２７においてＰＷＭ信号ＳａがＯｎとＯｆｆとの間を変化しているとともに、ＰＷＭ信号ＳｂがＯｆｆとなっている。時刻ｔｍ２０〜ｔｍ２３およびｔｍ２６〜ｔｍ２７において、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は、１である。時刻ｔｍ２０〜ｔｍ２３およびｔｍ２６〜ｔｍ２７において、フルブリッジ回路ＦＢが第１スイッチングモードで動作している。

時刻ｔｍ２３〜ｔｍ２６においてＰＷＭ信号ＳｂがＯｎとＯｆｆとの間を変化しているとともに、ＰＷＭ信号ＳａがＯｆｆとなっている。時刻ｔｍ２３〜ｔｍ２６において、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は、０である。時刻ｔｍ２３〜ｔｍ２６において、フルブリッジ回路ＦＢが第２スイッチングモードで動作している。

フルブリッジ回路ＦＢのスイッチングモードは、時刻ｔｍ２３において第１スイッチングモードから第２スイッチングモードに変化しており、時刻ｔｍ２６において第２スイッチングモードから第１スイッチングモードに変化している。通流率指令Ｄ＊は、時刻ｔｍ２３において、第２スイッチングモードの初期値である１に設定される。通流率指令Ｄ＊は、時刻ｔｍ２６において第１スイッチングモードの初期値である０に設定される。

図２３は、通流率指令Ｄ＊、リアクトル電流Ｉｉｎｖ、電流値ＦＩｉｎｖ、電流指令Ｉｉｎｖ＊、電圧Ｖｃ、および系統電流Ｉｇｒｉｄそれぞれのタイムチャートを併せて示す図である。図２３においても、図２２と同様に時刻ｔｍ２０〜ｔｍ２７におけるタイムチャートが示されている。図２２においても図１８と同様に、リアクトル電流Ｉｉｎｖは、図の見易さのため包絡線のみを表示している。

図２３に示されるように、時刻ｔｍ２０〜ｔｍ２１、ｔｍ２２〜ｔｍ２４、およびｔｍ２５〜ｔｍ２７においては、リアクトル電流Ｉｉｎｖが０となる時間帯が存在するため、電力変換装置は電流不連続モードで動作している。時刻ｔｍ２１〜ｔｍ２２およびｔｍ２４〜ｔｍ２５においては、リアクトル電流Ｉｉｎｖが０となる時間帯がないため、電力変換装置は電流連続モードで動作している。時刻ｔｍ２１およびｔｍ２４において、電力変換装置の動作モードが電流不連続モードから電流連続モードに切り替わる。時刻ｔｍ２２およびｔｍ２５において、電力変換装置の動作モードが電流連続モードから電流不連続モードに切り替わる。

電流指令Ｉｉｎｖ＊と電流値ＦＩｉｎｖとはほぼ一致しているため、動作モードが電流不連続モードと電流連続モードとの間で選択的に切換えられる状況においても、電流制御が安定的に行なわれている。電力変換装置の動作モードが電流不連続モードから電流連続モードに切り替わる時刻ｔｍ２１およびｔｍ２４においては、系統電流Ｉｇｒｉｄの波形にほとんど歪みが生じていない。電力変換装置の動作モードが電流連続モードから電流不連続モードに切り替わる時刻ｔｍ２２およびｔｍ２５における系統電流Ｉｇｒｉｄの波形の歪みは、スイッチングモードが切替わる時刻ｔｍ２３およびｔｍ２６における系統電流Ｉｇｒｉｄの波形の歪みよりも抑制されている。

なお、図２３の系統電流Ｉｇｒｉｄの波形が、時刻ｔｍ２３および時刻ｔｍ２６において歪んでいるのは、実施の形態１の図１８において系統電流Ｉｇｒｉｄの波形が歪んでいるのと同様の理由である。実施の形態１と同様に、リアクトル電流Ｉｉｎｖのゼロクロスタイミングを調整して系統電流Ｉｇｒｉｄの波形歪みを改善するために、スイッチングモード切替器５の入力として、電流指令Ｉｉｎｖ＊に加えて、リアクトル電流Ｉｉｎｖの波形ひずみ、および交流波形一周期あたりの電力の少なくとも一方を追加して、極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊を調整してもよい。

以上、実施の形態２に係る電力変換装置によれば、動作モードが電流不連続モードと電流連続モードとの間で選択的に切り替えられる状況においても電流制御を安定させることができる。その結果、電力変換装置の動作モードによらず安定的に電力を供給することができる。

実施の形態３．
実施の形態１および２においては、通流率指令Ｄ＊が０〜１の範囲で変化する場合について説明した。実施の形態３では、通流率指令Ｄ＊が−１〜１の範囲で変化する場合について説明する。

図２４は、実施の形態３に係る電力変換装置３００の機能構成を示す機能ブロック図である。電力変換装置３００の構成は、図１の非線形補償器７０１およびＰＷＭ制御器８０１が非線形補償器７０３およびＰＷＭ制御器８０１に置き換えられているとともに、スイッチングモード切替器５が除かれた構成である。それ以外の構成は同様であるため、説明を繰り返さない。

図２４に示されるように、非線形補償器７０３は、電圧値ＦＶｃと、リアクトル電圧指令ＶＬ＊とを受けて、通流率指令Ｄ＊を算出し、通流率指令Ｄ＊をＰＷＭ制御器８０３へ出力する。通流率指令Ｄ＊は、第１スイッチングモードにおいて０〜１であり、第２スイッチングモードにおいて−１〜０である。電力変換装置３００においてはスイッチングモードの違いが通流率指令Ｄ＊の極性として現われるため、実施の形態１において用いられたスイッチングモード切替器５および極性判定信号Ｉｐｏｌｅ＊は不要である。

ＰＷＭ制御器８０３は、コンパレータ８３１，８３２を含む。コンパレータ８３１の非反転入力端子には、通流率指令Ｄ＊が入力される。コンパレータ８３１の反転入力端子には、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ１（０〜１）が入力される。コンパレータ８３１は、ＰＷＭ信号Ｓａを上アームＱ１および下アームＱ４に出力する。第２スイッチングモードにおいては、通流率指令Ｄ＊が０より小さいため、通流率指令Ｄ＊は基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ１より小さくなる。その結果、コンパレータ８３１の出力であるＰＷＭ信号Ｓａは、第２スイッチングモードにおいて０となる。

コンパレータ８３２の非反転入力端子には、通流率指令Ｄ＊の極性を反転させた値が入力される。コンパレータ８３２の反転入力端子には、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ２（０〜１）が入力される。コンパレータ８３２は、ＰＷＭ信号Ｓｂを下アームＱ２および上アームＱ３に出力する。第１スイッチングモードにおいては、通流率指令Ｄ＊は０より大きいため、通流率指令Ｄ＊の極性を反転させた値は、０より小さい。第１スイッチングモードにおいては、通流率指令Ｄ＊の極性を反転させた値は、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ２より小さくなる。その結果、コンパレータ８３２の出力であるＰＷＭ信号Ｓｂは、第１スイッチングモードにおいて０となる。

なお、通流率指令Ｄ＊の極性を反転させた値を用いる代わりにＰＷＭ信号Ｓｂの生成に用いる基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ２を−１〜０の範囲で変化させてもよい。また、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ１，Ｃａｒｒｉｅｒ２の位相が互いに共通である必要はない。

図２５は、非線形補償器７０３の機能構成を示す機能ブロック図である。図２５に示されるように、非線形補償器７０３は、第１非線形補償モード７１０と，第２非線形補償モード７２０と、通常モード７３０と、通流率選択器７４０とを含む。

図２５に示されるように、自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊が１の場合、第１非線形補償モード７１０が選択され、第１非線形補償モード７１０よって算出された通流率指令Ｄｄｃｍ＊が通流率選択器７４０に出力される。自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊が０の場合、第２非線形補償モード７２０が選択され、第２非線形補償モード７２０よって算出された通流率指令Ｄｄｃｍ＊が通流率選択器７４０に出力される。

第１非線形補償モード７１０および第２非線形補償モード７２０においては、図１６に示される第１非線形補償モード７１および第２非線形補償モード７２と異なり、スイッチングモードが切替わっても、通流率指令Ｄ＊の基準を変更する必要がない。第１非線形補償モード７１０と第１非線形補償モード７１との違いは、通流率指令Ｄ＊の基準を変更しないという点である。第２非線形補償モード７２０と第２非線形補償モード７２と違いは、通流率指令Ｄ＊の基準を変更しないという点に加えて、式（１７）〜（２９）における「１−Ｄ＊」が「−Ｄ＊」に置き換えられるとともに、図１４および図１５に示されたブロック線図の「１−Ｄ０」が「−Ｄ０」に置き換えられる。

自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊は、通流率指令Ｄｄｃｍ＊が０より大きい（正極性）場合は１であり、通流率指令Ｄｄｃｍ＊が０より小さい（負極性）場合は０である。

通常モード７３０は、リアクトル電圧指令ＶＬ＊、電圧値ＦＶｃ、および自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊を受けて、通流率指令Ｄｃｃｍ＊を出力する。自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊が１（通流率指令Ｄｄｃｍ＊が正極性）の場合、通常モード７３０は、図１９の通常モード７３と同様の通流率指令Ｄｄｃｍ＊を出力する。自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊が０（通流率指令Ｄｄｃｍ＊が負極性）の場合、通常モード７３０は、通流率指令Ｄｃｃｍ＊から１を引いてから通流率指令Ｄｃｃｍ＊を出力する。

通流率選択器７４０は、通流率指令Ｄｃｃｍ＊と、第１非線形補償モード７１０または第２非線形補償モード７２０が出力する通流率指令Ｄｄｃｍ＊と、自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊とを受けて、通流率指令Ｄ＊を出力する。

図２６は、通流率選択器７４０の機能構成を示す機能ブロック図である。通流率選択器７４０は、コンパレータ７５１を含む。通流率指令Ｄｄｃｍ＊の絶対値ＡＢＳ１およびＤｃｃｍ＊の絶対値ＡＢＳ２は、コンパレータ７５１の非反転入力端子および反転入力端子に入力される。絶対値ＡＢＳ１がＡＢＳ２より大きい場合、コンパレータ７５１から１が出力され、通流率指令Ｄｃｃｍ＊が通流率指令Ｄ＊として出力される。絶対値ＡＢＳ２がＡＢＳ１より大きい場合、通流率指令Ｄｄｃｍ＊が通流率指令Ｄ＊として出力される。すなわち、通流率選択器７４０は、通流率指令Ｄｃｃｍ＊およびＤｄｃｍ＊のうち、絶対値が小さい方を通流率指令Ｄ＊として選択する。

図２７は、電流不連続モードにおける通流率指令Ｄｃｃｍ＊、Ｄｄｃｍ＊、およびＤ＊それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。図２７においては、時刻ｔｍ３０〜ｔｍ３３のタイムチャートが示されている。

図２７に示されるように、時刻ｔｍ３０〜ｔｍ３３において、通流率指令Ｄｄｃｍ＊の絶対値が通流率指令Ｄｃｃｍ＊の絶対値よりも小さいため、通流率指令Ｄｄｃｍ＊が通流率指令Ｄ＊として選択される。通流率指令Ｄ＊は、時刻ｔｍ３０〜ｔｍ３１およびｔｍ３２〜ｔｍ３３においては０〜１の範囲で変化し、正極性である。通流率指令Ｄ＊は、時刻ｔｍ３１〜ｔｍ３２においては−１〜０の範囲で変化し、負極性である。

図２８は、通流率指令Ｄ＊、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ１，Ｃａｒｒｉｅｒ２、自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊、およびＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂそれぞれのタイムチャートを併せて示す図である。図２８においても図２７と同様に、時刻ｔｍ３０〜ｔｍ３３におけるタイムチャートが示されている。図２８においても基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ１，Ｃａｒｒｉｅｒ２は、図の見易さのため簡略的に描かれている。基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ１，Ｃａｒｒｉｅｒ２の各々は、０と１との間をキャリア周期Ｔｓｗで変化している。

図２８に示されるように、時刻ｔｍ３０〜ｔｍ３１およびｔｍ３２〜ｔｍ３３においてＰＷＭ信号ＳａがＯｎとＯｆｆとの間を変化しているとともに、ＰＷＭ信号ＳｂがＯｆｆとなっている。時刻ｔｍ３０〜ｔｍ３１およびｔｍ３２〜ｔｍ３３において、自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊は、１である。時刻ｔｍ３０〜ｔｍ３１およびｔｍ３２〜ｔｍ３３において、通流率指令Ｄ＊は正極性であり、フルブリッジ回路ＦＢが第１スイッチングモードで動作している。

時刻ｔｍ３１〜ｔｍ３２においてＰＷＭ信号ＳｂがＯｎとＯｆｆとの間を変化しているとともに、ＰＷＭ信号ＳａがＯｆｆとなっている。時刻ｔｍ３１〜ｔｍ３２において、自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊は、０である。時刻ｔｍ３１〜ｔｍ３２において、通流率指令Ｄ＊は負極性であり、フルブリッジ回路ＦＢが第２スイッチングモードで動作している。

図２９は、通流率指令Ｄ＊、リアクトル電流Ｉｉｎｖ、電流値ＦＩｉｎｖ、電流指令Ｉｉｎｖ＊、電圧Ｖｃ、および系統電流Ｉｇｒｉｄそれぞれのタイムチャートを併せて示す図である。図２９においても、図２８と同様に時刻ｔｍ３０〜ｔｍ３３におけるタイムチャートが示されている。図２９においても図１８と同様に、リアクトル電流Ｉｉｎｖは、図の見易さのため包絡線のみを表示している。

図２９に示されるように、電流指令Ｉｉｎｖ＊と電流値ＦＩｉｎｖとはほぼ一致しているため、電流不連続モードにおいて、電流制御が安定的に行なわれている。スイッチングモードが切替わる時刻ｔｍ３１およびｔｍ３２における系統電流Ｉｇｒｉｄの波形の歪みは、図１８の時刻ｔｍ１０およびｔｍ１１における系統電流Ｉｇｒｉｄの波形の歪みよりも抑制されている。

図３０は、電流不連続モードと電流連続モードとが選択的に切換えられる場合の通流率指令Ｄｃｃｍ＊、Ｄｄｃｍ＊、およびＤ＊それぞれのタイムチャートを併せて示す図である。図３０においては、時刻ｔｍ４０〜ｔｍ４７のタイムチャートが示されている。

図３０に示されるように、時刻ｔｍ４０〜ｔｍ４１、ｔｍ４２〜ｔｍ４４、ｔｍ４５〜ｔｍ４７においては、通流率指令Ｄｄｃｍ＊の絶対値の方が、通流率指令Ｄｃｃｍ＊の絶対値よりも小さいため、通流率指令Ｄｄｃｍ＊が通流率指令Ｄ＊として選択される。時刻ｔｍ４１〜ｔｍ４２およびｔｍ４４〜ｔｍ４５においては、通流率指令Ｄｃｃｍ＊の絶対値の方が、通流率指令Ｄｄｃｍ＊の絶対値よりも小さいため、通流率指令Ｄｃｃｍ＊が通流率指令Ｄ＊として選択される。

図３１は、通流率指令Ｄ＊、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ１，Ｃａｒｒｉｅｒ２、自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊、およびＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂそれぞれのタイムチャートを併せて示す図である。図３１においても図３０と同様に、時刻ｔｍ４０〜ｔｍ４７におけるタイムチャートが示されている。図３１においても基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ１，Ｃａｒｒｉｅｒ２は、図の見易さのため簡略的に描かれている。基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒ１，Ｃａｒｒｉｅｒ２の各々は、０と１との間をキャリア周期Ｔｓｗで変化している。

図３１に示されるように、時刻ｔｍ４０〜ｔｍ４３およびｔｍ４６〜ｔｍ４７においてＰＷＭ信号ＳａがＯｎとＯｆｆとの間を変化しているとともに、ＰＷＭ信号ＳｂがＯｆｆとなっている。時刻ｔｍ４０〜ｔｍ４３およびｔｍ４６〜ｔｍ４７において、自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊は、１である。時刻ｔｍ４０〜ｔｍ４３およびｔｍ４６〜ｔｍ４７において、通流率指令Ｄ＊は正極性であり、フルブリッジ回路ＦＢが第１スイッチングモードで動作している。

時刻ｔｍ４３〜ｔｍ４６においてＰＷＭ信号ＳｂがＯｎとＯｆｆとの間を変化しているとともに、ＰＷＭ信号ＳａがＯｆｆとなっている。時刻ｔｍ４３〜ｔｍ４６において、自動切換え信号Ｄｐｏｌｅ＊は、０である。時刻ｔｍ４３〜ｔｍ４６において、通流率指令Ｄ＊は負極性であり、フルブリッジ回路ＦＢが第２スイッチングモードで動作している。

図３２は、通流率指令Ｄ＊、リアクトル電流Ｉｉｎｖ、電流値ＦＩｉｎｖ、電流指令Ｉｉｎｖ＊、電圧Ｖｃ、および系統電流Ｉｇｒｉｄそれぞれのタイムチャートを併せて示す図である。図３２においても、図３１と同様に時刻ｔｍ４０〜ｔｍ４７におけるタイムチャートが示されている。図３２においても、リアクトル電流Ｉｉｎｖは、図の見易さのため包絡線のみを表示している。

図３２に示されるように、時刻ｔｍ４０〜ｔｍ４１、ｔｍ４２〜ｔｍ４４、およびｔｍ４５〜ｔｍ４７においては、リアクトル電流Ｉｉｎｖが０となる時間帯が存在するため、電力変換装置３００は電流不連続モードで動作している。時刻ｔｍ４１〜ｔｍ４２およびｔｍ４４〜ｔｍ４５においては、リアクトル電流Ｉｉｎｖが０となる時間帯がないため、電力変換装置３００は電流連続モードで動作している。時刻ｔｍ４１およびｔｍ４４において、電力変換装置３００の動作モードが電流不連続モードから電流連続モードに切り替わる。時刻ｔｍ４２およびｔｍ４５において、電力変換装置３００の動作モードが電流連続モードから電流不連続モードに切り替わる。

電流指令Ｉｉｎｖ＊と電流値ＦＩｉｎｖとはほぼ一致しているため、動作モードが電流不連続モードと電流連続モードとの間で選択的に切換えられる状況においても、電流制御が安定的に行なわれている。スイッチングモードが切替わる時刻ｔｍ４３およびｔｍ４６における系統電流Ｉｇｒｉｄの波形の歪みは、図２３の時刻ｔｍ２３よびｔｍ２６における系統電流Ｉｇｒｉｄの波形の歪みよりも抑制されている。

以上、実施の形態３に係る電力変換装置によれば、動作モードが電流不連続モードと電流連続モードとの間で選択的に切り替えられる状況においても電流制御を安定させることができる。その結果、電力変換装置の動作モードによらず安定的に電力を供給することができる。また、実施の形態３に係る電力変換装置によれば、電流ゼロクロス（スイッチングモードが切替わる時刻）における系統電流の歪みを実施の形態１および２よりも抑制することができる。

今回開示された各実施の形態は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせて実施することも予定されている。今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ インバータ、２ フィルタ、３ 直流電源、４ 交流電源、５ スイッチングモード切替器、６ 電流制御器、７ 非線形補償器、７０１，７０２，７０３ 非線形補償器、５１ 電流センサ、５２ 電圧センサ、７１，７１０ 第１非線形補償モード、７２，７２０ 第２非線形補償モード、７３，７３０ 通常モード、７４，７４０ 通流率選択器、１００，３００ 電力変換装置、７４１，７５１，８３１，８３２ コンパレータ、７４２ ＸＯＲ回路、８００，８０１，８０３ ＰＷＭ制御器、Ｃ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４ フリーホイールダイオード、ＦＢ フルブリッジ回路、Ｌ リアクトル、ＬＧ１ 第１レグ、ＬＧ２ 第２レグ、ＬＰＦ１，ＬＰＦ２ ローパスフィルタ、Ｌｏ 系統インピーダンス、Ｐ１ 第１端子、Ｐ２ 第２端子、Ｐ３ 第３端子、Ｐ４ 第４端子、Ｑ１，Ｑ３ 上アーム、Ｑ２，Ｑ４ アーム。

Claims (8)

1. 電流不連続モードにおいて、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置であって、
   前記直流電源の正極および負極にそれぞれ接続される第１および第２端子と、
   前記交流電圧を出力する第３および第４端子と、
   前記第１端子と前記第２端子との間に並列に接続された第１および第２レグを含むフルブリッジ回路と、
   前記第１レグの上アームと下アームとの第１接続点と、前記第３端子との間に接続されたリアクトルと、
   前記リアクトルを流れる電流値が目標電流値となるように前記リアクトルの両端間の目標電圧値を算出するように構成された電流制御器と、
   前記目標電圧値、および前記第３端子と前記第４端子との間に出力された出力電圧値を受けて、目標通流率を算出するように構成された非線形補償器と、
   前記非線形補償器から目標通流率を受けて前記フルブリッジ回路にＰＷＭ信号を出力して、前記フルブリッジ回路を第１または第２スイッチングモードで動作させるように構成されたＰＷＭ制御器とを備え、
   前記第４端子は、前記第２レグの上アームと下アームとの第２接続点に接続され、
   前記電流不連続モードにおいては、前記リアクトルに電流が流れない時間帯が存在し、
   前記第１スイッチングモードにおいては、前記第１レグの上アームと前記第２レグの下アームとが同期してスイッチングされるとともに、前記第１レグの下アームと前記第２レグの上アームとが非導通とされ、
   前記第２スイッチングモードにおいては、前記第１レグの下アームと前記第２レグの上アームとが同期してスイッチングされるとともに、前記第１レグの上アームと前記第２レグの下アームとが非導通とされ、
   前記非線形補償器は、前記電流不連続モードにおいて、前記目標電圧値、１サンプリング時間前の目標通流率、１サンプリング時間前の出力電圧値を用いて、今回のサンプリング時間の目標通流率を算出するように構成されている、電力変換装置。
2. 前記非線形補償器は、前記電流不連続モードにおいて、１サンプリング時間前の出力電圧変化量を算出し、前記出力電圧変化量に第１補正項を乗じて第１補正値を算出し、前記第１補正値を前記目標電圧値に加算して第２補正値を算出し、前記第２補正値に第２補正項を乗じて通流率変化量を算出し、前回のサンプリング時間の目標通流率に前記通流率変化量を加算して今回のサンプリング時間の目標通流率を算出するように構成されている、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１補正項は、前記第１スイッチングモードと前記第２スイッチングモードとで異なり、
   前記第２補正項は、前記第１スイッチングモードと前記第２スイッチングモードとで異なる、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換装置は、前記電流不連続モードおよび前記リアクトルに連続的に電流が流れる電流連続モードを選択的に切換えて動作可能であり、
   前記非線形補償器は、前記電流連続モードにおいて、前記目標電圧値、および１サンプリング時間前の出力電圧値を用いて、今回のサンプリング時間の目標通流率を算出するように構成されている、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記ＰＷＭ制御器は、
   前記目標電流値の極性が正極性である場合、前記フルブリッジ回路を前記第１スイッチングモードで動作させ、
   前記目標電流値の極性が負極性である場合、前記フルブリッジ回路を前記第２スイッチングモードで動作させるように構成されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記ＰＷＭ制御器は、
   前記目標通流率の極性が正極性である場合、前記フルブリッジ回路を前記第１スイッチングモードで動作させ、
   前記目標通流率の極性が負極性である場合、前記フルブリッジ回路を前記第２スイッチングモードで動作させるように構成されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記リアクトルを流れる電流値を受けるローパスフィルタをさらに備え、
   前記電流制御器は、前記ローパスフィルタを通過した前記電流値と前記目標電流値との比較結果に基づいて、前記目標電圧値を算出するように構成されている、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記電流制御器は、前記ＰＷＭ制御器が前記ＰＷＭ信号の生成に用いる基準三角波の周期における、前記リアクトルを流れる電流値の平均値と前記目標電流値との比較結果に基づいて、前記目標電圧値を算出するように構成されている、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。