JP6387538B2 - Wireless communication system, wireless communication apparatus, and wireless communication method - Google Patents
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Description
本発明は、複数偏波の信号で通信する無線通信装置、無線通信システムおよび無線通信方法に関する。 The present invention relates to a wireless communication apparatus, a wireless communication system, and a wireless communication method that communicate with signals of a plurality of polarizations.
デジタル伝送の変調方式では、搬送波の位相を変えて情報を伝送する位相変調(PSK変調)や振幅および位相を変化させて伝送速度(周波数利用効率)を高めた直交振幅変調(QAM)などがよく用いられる。 For modulation schemes for digital transmission, phase modulation (PSK modulation) in which information is transmitted by changing the phase of the carrier wave, quadrature amplitude modulation (QAM) in which the transmission speed (frequency utilization efficiency) is increased by changing the amplitude and phase are often used. Used.
これらの変調方式では1シンボルあたりのビット数を増加させる多値化により伝送速度を高めることができるが、シンボル間直線距離(ユークリッド距離)が小さくなるため、同じビット誤り率(BER)を達成するためには高い信号電力が必要となる。送信電力一定の条件下では、ビット誤り率を向上するにはシンボル間最小距離(最小ユークリッド距離)を大きくすることが重要であり、同じ変調多値数で最小ユークリッド距離の大きな信号点配置(最適配置)が知られている(例えば、非特許文献1参照)。 These modulation schemes can increase the transmission rate by increasing the number of bits per symbol, but achieve the same bit error rate (BER) because the inter-symbol linear distance (Euclidean distance) decreases. This requires high signal power. Under the condition of constant transmission power, it is important to increase the minimum inter-symbol distance (minimum Euclidean distance) to improve the bit error rate. Arrangement) is known (see, for example, Non-Patent Document 1).
また、加法性白色ガウス雑音(AWGN)環境下では、シンボル誤りは位相平面上の隣接シンボル間で発生するため、隣接シンボル間が1ビット違いとなる(ハミング距離が1となる)ようにグレイ化された信号点配置を用いることで、各変調方式のビット誤り率を最小化できることが知られている。さらに、誤り訂正符号とデジタル変調を組み合わせて等価的にユークリッド距離を大きくする符号化変調方式としてトレリス符号化変調方式(TCM)が知られている(例えば、非特許文献2参照)。 In addition, in an additive white Gaussian noise (AWGN) environment, symbol errors occur between adjacent symbols on the phase plane, so graying is performed so that the adjacent symbols have a 1-bit difference (Hamming distance is 1). It is known that the bit error rate of each modulation method can be minimized by using the signal point arrangement. Furthermore, a trellis coded modulation method (TCM) is known as a coded modulation method that increases an Euclidean distance equivalently by combining an error correction code and digital modulation (for example, see Non-Patent Document 2).
一方で、無線通信システムで用いられる電力増幅器は非線形性による性能劣化が生じるため、特にマルチキャリア伝送や大電力送信時には、送信信号のピーク対平均電力比(PAPR)を小さくすることが重要となる。PAPRは変調方式やフィルタ特性などに依存しており、符号化変調やピーク値抑圧によるPAPR対策が知られている。 On the other hand, power amplifiers used in wireless communication systems suffer from performance degradation due to non-linearity, so it is important to reduce the peak-to-average power ratio (PAPR) of transmitted signals, especially during multicarrier transmission and high power transmission. . PAPR depends on a modulation method, filter characteristics, and the like, and PAPR countermeasures by coding modulation and peak value suppression are known.
また、近年、無線通信システムの普及により、マイクロ波帯を中心として周波数資源の不足が顕在化しており、高い周波数利用効率を達成するための伝送技術が求められている。直交偏波多重技術は、アンテナから放射される電波の波面方向に着目し、互いに直交する波面をもつ独立した信号を同一周波数で伝送するものである。 In recent years, with the widespread use of wireless communication systems, a shortage of frequency resources has become apparent, especially in the microwave band, and transmission techniques for achieving high frequency utilization efficiency are required. The orthogonal polarization multiplexing technique pays attention to the wavefront direction of a radio wave radiated from an antenna, and transmits independent signals having wavefronts orthogonal to each other at the same frequency.
この直交多重偏波技術を適用すると、固定無線通信等で使用される直線偏波の場合、垂直(V)偏波と水平(H)偏波を用いたV,H偏波多重を実現できる。この場合、直交偏波多重技術を適用しない場合と比較して、周波数利用効率は2倍となる(たとえば、特許文献1を参照)。V,H偏波多重信号は、例えば、2つの直線状放射素子を十字型に直交配置することにより送受信することができる。 When this orthogonal multiplexing polarization technology is applied, in the case of linear polarization used in fixed wireless communication or the like, V and H polarization multiplexing using vertical (V) polarization and horizontal (H) polarization can be realized. In this case, the frequency utilization efficiency is doubled compared to the case where the orthogonal polarization multiplexing technique is not applied (see, for example, Patent Document 1). The V and H polarization multiplexed signals can be transmitted and received by, for example, arranging two linear radiating elements orthogonally in a cross shape.
さらに、衛星通信では、複数偏波に信号を多重して周波数利用効率を向上させる偏波多重方式が知られている(例えば、非特許文献3参照)。この方式では、各偏波にビットを割り当て、合成前の各偏波成分を水平(H)・垂直(V)偏波のIQ平面上に写像した値を多重(合成)することで信号点を形成する。このとき、H/V各偏波上のシンボル間の最小ユークリッド距離が最大となるように、信号点配置の最適化を行っている。 Furthermore, in satellite communication, a polarization multiplexing system is known that multiplexes signals into a plurality of polarizations to improve frequency use efficiency (see, for example, Non-Patent Document 3). In this method, a bit is assigned to each polarization, and a signal point is obtained by multiplexing (synthesizing) values obtained by mapping each polarization component before synthesis onto the horizontal (H) / vertical (V) polarization IQ plane. Form. At this time, the signal point arrangement is optimized so that the minimum Euclidean distance between symbols on each polarization of H / V is maximized.
しかしながら、非特許文献3においては、以下の数式(E0)のようにH/V偏波上の各シンボルH(n),V(n)に対してH/V合計の平均電力で正規化することにより、送信電力一定(H/V合計電力=1)の条件下で最適化を行っているため、最適配置の最大電力(ピーク電力)が大きくなる可能性がある。 However, in Non-Patent Document 3, normalization is performed with the average power of the total H / V for each symbol H (n) and V (n) on the H / V polarization as in the following formula (E0). As a result, since optimization is performed under the condition of constant transmission power (H / V total power = 1), there is a possibility that the maximum power (peak power) of the optimal arrangement becomes large.
ただし、H(n),V(n)は、H/V偏波それぞれに対するnシンボル目(1≦n≦2N)のIQ成分(複素数)、Hopt(n),Vopt(n)は、H/V合計の平均電力で正規化された最適配置のIQ成分(複素数)、NはH/V偏波上の1シンボル当たりのビット数であり、|…|は絶対値を意味する。
However, H (n) and V (n) are IQ components (complex numbers) of the nth symbol (1 ≦ n ≦ 2 N ) for H / V polarized waves, and H opt (n) and V opt (n) are , IQ component (complex number) of optimal arrangement normalized by the average power of H / V total, N is the number of bits per symbol on H / V polarization, and | ... | means an absolute value.
本発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、偏波多重方式などの多次元伝送方式に対してPAPRを抑制して、最適化された信号点配置を用いた無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法を提供することである。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to optimize the signal point by suppressing PAPR with respect to a multidimensional transmission system such as a polarization multiplexing system. To provide a wireless communication system, a wireless communication apparatus, and a wireless communication method using an arrangement.
この発明の1つの局面に従うと、第1および第2の搬送波信号により構成される空間に信号点を割り当てる多次元伝送で送受信を行う無線通信システムであって、送信機および受信機を備え、送信機は、送信アンテナと、送信シンボルに誤り訂正符号化処理を実行するための誤り訂正符号化処理部と、第1の記憶部とを含み、第1の記憶部は、各送信シンボルについて、信号点配置に対するピーク電力についての正規化および誤り訂正時における各シンボルに割り当てられた符号のビット誤り率への影響を最小化するように算出された信号点配置を記憶し、第1の記憶部に記憶された情報に基づき、多次元伝送において、誤り訂正符号化処理部の出力を、第1および第2の搬送波信号の同相成分および直交位相成分平面内に割り当てるマッピング処理部と、マッピング処理部の処理結果に基づき、第1および第2の搬送波信号について直交変調を実行して、送信アンテナより送出する送信部とをさらに含み、受信機は、受信アンテナと、受信アンテナで受信された信号について、それぞれ第1および第2の搬送波信号について直交検波を実行する受信部と、第1の記憶部に記憶される信号点配置に対応する情報を記憶する第2の記憶部と、第2の記憶部に記憶された情報に基づき、多次元伝送において、第1および第2の搬送波信号について、最尤判定を実行するための最尤判定処理部と、最尤判定処理部の判定結果に基づき、誤り訂正復号処理を実行するための誤り訂正復号処理部とを含む。 According to one aspect of the present invention, there is provided a wireless communication system that performs transmission and reception by multidimensional transmission in which signal points are assigned to a space constituted by first and second carrier signals, and includes a transmitter and a receiver, The machine includes a transmission antenna, an error correction coding processing unit for performing error correction coding processing on a transmission symbol, and a first storage unit, and the first storage unit is configured to transmit a signal for each transmission symbol. The signal point arrangement calculated so as to minimize the influence on the bit error rate of the code assigned to each symbol at the time of normalization and error correction for the peak power with respect to the point arrangement is stored, and the first storage unit Based on the stored information, in multi-dimensional transmission, a map that allocates the output of the error correction coding processing unit in the in-phase component and quadrature phase component planes of the first and second carrier signals. And a transmission unit that performs orthogonal modulation on the first and second carrier signals based on the processing result of the mapping processing unit and sends out from the transmission antenna, and the receiver includes a reception antenna, For a signal received by the receiving antenna, a receiving unit that performs quadrature detection on each of the first and second carrier signals, and a second that stores information corresponding to the signal point arrangement stored in the first storage unit A maximum likelihood determination processing unit for performing maximum likelihood determination on the first and second carrier signals in multidimensional transmission based on information stored in the storage unit and the second storage unit, and maximum likelihood determination And an error correction decoding processing unit for executing error correction decoding processing based on the determination result of the processing unit.
好ましくは、信号点配置に対するピーク電力についての正規化は、第1および第2の搬送波信号の合計のピーク電力についての正規化である。 Preferably, the normalization for peak power relative to the signal point constellation is a normalization for the total peak power of the first and second carrier signals.
好ましくは、信号点配置に対するピーク電力についての正規化は、第1および第2の搬送波信号それぞれのピーク電力についての正規化である。 Preferably, the normalization for the peak power with respect to the signal point arrangement is a normalization for the peak power of each of the first and second carrier signals.
好ましくは、信号点配置は、信号点配置に対するピーク電力についての正規化とともに、各送信シンボルについて、ハミング距離をユークリッド距離で割った値を引数とする単調増加関数を、送信シンボルの集合について最小化するように算出されたものである。 Preferably, the signal constellation is normalized for the peak power with respect to the signal constellation, and for each transmission symbol, a monotonically increasing function with a value obtained by dividing the Hamming distance by the Euclidean distance is minimized for the set of transmission symbols. It is calculated as follows.
好ましくは、関数は、各送信シンボルについてハミング距離をユークリッド距離で割った値の送信シンボルについての総和である。 Preferably, the function is a sum of transmission symbols obtained by dividing the Hamming distance by the Euclidean distance for each transmission symbol.
好ましくは、第1および第2の搬送波信号は、互いに直交する2偏波の搬送波信号である。 Preferably, the first and second carrier signals are two polarized carrier signals orthogonal to each other.
好ましくは、第1および第2の搬送波信号は、互いに異なる周波数の搬送波信号である。 Preferably, the first and second carrier signals are carrier signals having different frequencies.
この発明の他の局面に従うと、第1および第2の搬送波信号により構成される空間に信号点を割り当てる多次元伝送で送信を行う無線通信装置であって、送信アンテナと、送信シンボルに誤り訂正符号化処理を実行するための誤り訂正符号化処理部と、記憶部とを備え、記憶部は、各送信シンボルについて、信号点配置に対するピーク電力についての正規化および誤り訂正時における各シンボルに割り当てられた符号のビット誤り率への影響を最小化するように算出された信号点配置を記憶し、記憶部に記憶された情報に基づき、多次元伝送において、誤り訂正符号化処理部の出力を、第1および第2の搬送波信号の同相成分および直交位相成分平面内に割り当てるマッピング処理部と、マッピング処理部の処理結果に基づき、第1および第2の搬送波信号について直交変調を実行して、送信アンテナより送出する送信部とをさらに備える。 According to another aspect of the present invention, there is provided a radio communication apparatus that performs transmission by multidimensional transmission in which signal points are allocated to a space constituted by first and second carrier signals, and includes error correction for a transmission antenna and a transmission symbol. An error correction encoding processing unit for executing encoding processing and a storage unit are provided, and the storage unit assigns each transmission symbol to each symbol at the time of normalization and error correction for peak power with respect to signal point arrangement The signal constellation calculated so as to minimize the influence of the generated code on the bit error rate is stored, and based on the information stored in the storage unit, the output of the error correction coding processing unit is output in multi-dimensional transmission. , Mapping processing units to be allocated in the in-phase component and quadrature phase component planes of the first and second carrier signals, and the first and second based on the processing result of the mapping processing unit Run the quadrature modulation on the carrier signal, further comprising a transmitting unit for transmitting from the transmitting antenna.
この発明のさらに他の局面に従うと、第1および第2の搬送波信号により構成される空間に信号点を割り当てる多次元伝送で受信を行う無線通信装置であって、受信アンテナと、受信アンテナで受信された信号について、それぞれ第1および第2の搬送波信号について直交検波を実行する受信部と、記憶部とを備え、記憶部は、各送信シンボルについて、信号点配置に対するピーク電力についての正規化および誤り訂正時における各シンボルに割り当てられた符号のビット誤り率への影響を最小化するように算出された信号点配置を記憶し、記憶部に記憶された情報に基づき、多次元伝送において、第1および第2の搬送波信号について、最尤判定を実行するための最尤判定処理部と、最尤判定処理部の判定結果に基づき、誤り訂正復号処理を実行するための誤り訂正復号処理部とをさらに備える。 According to still another aspect of the present invention, there is provided a wireless communication apparatus that performs reception by multidimensional transmission in which signal points are assigned to a space constituted by first and second carrier signals, and is received by a reception antenna and a reception antenna. A reception unit that performs quadrature detection for each of the first and second carrier signals, and a storage unit, wherein the storage unit normalizes peak power with respect to the constellation for each transmission symbol and The signal point arrangement calculated so as to minimize the influence on the bit error rate of the code assigned to each symbol at the time of error correction is stored, and in multidimensional transmission based on the information stored in the storage unit, A maximum likelihood determination processing unit for performing maximum likelihood determination on the first and second carrier signals, and an error correction decoding process based on a determination result of the maximum likelihood determination processing unit Further comprising an error correction decoding processing unit for executing.
好ましくは、信号点配置に対するピーク電力についての正規化は、第1および第2の搬送波信号の合計のピーク電力についての正規化である。 Preferably, the normalization for peak power relative to the signal point constellation is a normalization for the total peak power of the first and second carrier signals.
好ましくは、信号点配置に対するピーク電力についての正規化は、第1および第2の搬送波信号それぞれのピーク電力についての正規化である。 Preferably, the normalization for the peak power with respect to the signal point arrangement is a normalization for the peak power of each of the first and second carrier signals.
好ましくは、信号点配置は、信号点配置に対するピーク電力についての正規化とともに、各送信シンボルについて、ハミング距離をユークリッド距離で割った値を引数とする単調増加関数を、送信シンボルの集合について最小化するように算出されたものである。 Preferably, the signal constellation is normalized for the peak power with respect to the signal constellation, and for each transmission symbol, a monotonically increasing function with a value obtained by dividing the Hamming distance by the Euclidean distance is minimized for the set of transmission symbols. It is calculated as follows.
好ましくは、関数は、各送信シンボルについてハミング距離をユークリッド距離で割った値の送信シンボルについての総和である。 Preferably, the function is a sum of transmission symbols obtained by dividing the Hamming distance by the Euclidean distance for each transmission symbol.
好ましくは、第1および第2の搬送波信号は、互いに直交する2偏波の搬送波信号である。 Preferably, the first and second carrier signals are two polarized carrier signals orthogonal to each other.
好ましくは、第1および第2の搬送波信号は、互いに異なる周波数の搬送波信号である。 Preferably, the first and second carrier signals are carrier signals having different frequencies.
この発明のさらに他の局面に従うと、第1および第2の搬送波信号により構成される空間に信号点を割り当てる多次元伝送で送受信を行う無線通信方法であって、送信機が、送信シンボルに誤り訂正符号化処理を実行するステップと、送信機が、各送信シンボルについて、信号点配置に対するピーク電力についての正規化および誤り訂正時における各シンボルに割り当てられた符号のビット誤り率への影響を最小化するように算出された信号点配置に基づき、多次元伝送において、誤り訂正符号化処理の結果を、第1および第2の搬送波信号の同相成分および直交位相成分平面内に割り当てるマッピング処理を行うステップと、送信機が、マッピング処理の結果に基づき、第1および第2の搬送波信号について直交変調を実行して、送信アンテナより送出するステップと、受信機が、受信された信号について、それぞれ第1および第2の搬送波信号について直交検波を実行するステップと、受信機が、送信機における信号点配置に基づき、多次元伝送において、第1および第2の搬送波信号について、最尤判定を実行するステップと、受信機が、最尤判定の判定結果に基づき、誤り訂正復号処理を実行するステップとを備える。
According to still another aspect of the present invention, there is provided a wireless communication method for performing transmission / reception by multidimensional transmission in which signal points are allocated to a space constituted by first and second carrier signals, wherein the transmitter has an error in a transmission symbol. The step of executing the correction coding process, and the transmitter minimizes the influence on the bit error rate of the code assigned to each symbol at the time of normalization and error correction for the peak power with respect to the constellation for each transmission symbol. Based on the signal point arrangement calculated so as to be converted, a mapping process for assigning the result of the error correction coding process in the in-phase component and quadrature phase component planes of the first and second carrier signals in multidimensional transmission is performed. And a transmitter performs quadrature modulation on the first and second carrier signals based on the result of the mapping process, Transmitting from the transmitter, the receiver performing quadrature detection on the received signal and the first and second carrier signals, respectively, and the receiver based on the signal point arrangement in the transmitter In transmission, the method includes a step of executing maximum likelihood determination for the first and second carrier signals, and a step of executing an error correction decoding process by the receiver based on the determination result of the maximum likelihood determination.
本発明によれば、PAPRを抑制しつつ、偏波多重方式などの多次元伝送方式に対するビット誤り率に優れた信号点配置により送信または受信を行うことが可能となる。 According to the present invention, it is possible to perform transmission or reception with a signal point arrangement having an excellent bit error rate with respect to a multi-dimensional transmission system such as a polarization multiplexing system while suppressing PAPR.
以下、本発明の実施の形態の無線通信システムについて、図に従って説明する。なお、以下の実施の形態において、同じ符号を付した構成要素および処理工程は、同一または相当するものであり、必要でない場合は、その説明は繰り返さない。 Hereinafter, a radio communication system according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, components and processing steps given the same reference numerals are the same or equivalent, and the description thereof will not be repeated unless necessary.
本実施の形態の無線通信システムは、一般には、第1および第2の搬送波信号により構成される空間に信号点を割り当てる「多次元伝送」で送受信を行う無線通信システムである。 The radio communication system of the present embodiment is generally a radio communication system that performs transmission and reception by “multidimensional transmission” in which signal points are assigned to a space constituted by first and second carrier signals.
より特定的には、好ましくは、このような「多次元伝送」では、第1の搬送波信号により構成される空間の信号点が対応する情報が縮退しており、第2の搬送波信号により構成される空間の信号点により縮退が解かれる関係があり、逆に、第2の搬送波信号により構成される空間の信号点が対応する情報が縮退しており、第1の搬送波信号により構成される空間の信号点により縮退が解かれる関係があるような無線通信システムに適用可能なものである。 More specifically, preferably, in such “multidimensional transmission”, the information corresponding to the signal points of the space constituted by the first carrier signal is degenerated and constituted by the second carrier signal. On the contrary, the information corresponding to the signal point in the space constituted by the second carrier signal is degenerated and the space constituted by the first carrier signal. The present invention can be applied to a wireless communication system in which the degeneracy is solved by the signal points.
ただし、以下の説明では、一例として、本実施の形態の無線通信システムは、偏波多重通信方式を採用するものとして説明する。 However, in the following description, as an example, the radio communication system according to the present embodiment will be described as adopting a polarization multiplexing communication system.
好ましくは、本実施の形態では、水平偏波および垂直偏波の2つの偏波を用いて情報伝達を行うシステムにおける通信装置で、衛星通信のように送受信間に際立った障害物の無いシステム系で用いる状態が、より好適である。なお、送信機能のみの通信機には、本実施の形態の送信機能のみを、受信機能のみの通信機には、本実施の形態の受信機能のみを備える構成とすることが可能である。また、送受信機には、送受信機能を備える構成とすることも可能である。 Preferably, in the present embodiment, a communication system in a system that transmits information using two polarizations of horizontal polarization and vertical polarization, and a system system that does not stand out between transmission and reception as in satellite communication The state used in is more preferable. Note that a communication device having only the transmission function can be configured to include only the transmission function of the present embodiment, and a communication device having only the reception function can be configured to include only the reception function of the present embodiment. The transceiver can also be configured to have a transmission / reception function.
また、本実施の形態の無線通信システムは、2直交の偏波(現実的なレベルでの直交であり、交差偏波成分は0でなくともよい)を同時に情報伝送に利用する無線通信機が対象である。ただし、本実施の形態の送信機、受信機、送受信機において、以下に説明するような偏波多重通信の機能を一時停止させて、従来の通信方式での通信に切り替えることが可能なようにシステムを構成することも可能である。 In addition, the wireless communication system of the present embodiment is a wireless communication device that simultaneously uses two orthogonal polarizations (which are orthogonal at a realistic level and the cross polarization component need not be 0) for information transmission. It is a target. However, in the transmitter, receiver, and transmitter / receiver of this embodiment, it is possible to temporarily stop the polarization multiplexing communication function as described below and switch to communication using the conventional communication method. It is also possible to configure the system.
(送信機および受信機の構成)
図1は、本実施の形態の送信機1000の構成を説明するための機能ブロック図である。
(Configuration of transmitter and receiver)
FIG. 1 is a functional block diagram for explaining the configuration of transmitter 1000 according to the present embodiment.
図1を参照して、送信機1000は、送信するべきデジタルデータ信号(情報ビット)を受け、情報ビットに対して誤り訂正符号化処理を実行し送信シンボルに変換する誤り訂正符号化処理部100を備える。なお、誤り訂正符号化処理だけでなく、「インターリーブ処理」などが実行されてもよい。 Referring to FIG. 1, transmitter 1000 receives an error correction coding processing unit 100 that receives a digital data signal (information bit) to be transmitted, performs error correction coding processing on the information bit, and converts the information bit into a transmission symbol. Is provided. In addition to the error correction coding process, an “interleave process” or the like may be executed.
送信機1000は、さらに、送信されるシンボルをシリアル/パラレル変換(S/P変換)するS/P変換部102と、パラレル信号に変換された送信シンボルを、I/Qマッピングデータ記憶部106に保持された情報に基づいて、水平偏波(H偏波)および垂直偏波(V偏波)の各偏波成分について、信号空間ダイアグラム(コンステレーション)における信号点にマッピングするV/Hマッピング処理部104とを備える。 Transmitter 1000 further includes an S / P converter 102 for serial / parallel conversion (S / P conversion) of symbols to be transmitted, and a transmission symbol converted to a parallel signal in I / Q mapping data storage unit 106. V / H mapping processing for mapping each polarization component of horizontal polarization (H polarization) and vertical polarization (V polarization) to signal points in a signal space diagram (constellation) based on the retained information Unit 104.
ここで、I成分とは、直交変調の際の同相成分を意味し、Q成分とは、直交変調の際の直交位相成分のことを意味し、I/Qマッピングとは、I成分およびQ成分で張られる平面上に信号点を配置することを意味する。 Here, the I component means an in-phase component in quadrature modulation, the Q component means a quadrature phase component in quadrature modulation, and I / Q mapping means I component and Q component. This means that signal points are arranged on a plane stretched by.
送信機1000は、さらに、V/Hマッピング処理部104からのV偏波についてのI/Q成分を、対応する変調方式(たとえば、QPSK変調方式)で直交変調する直交変調部108aと、V/Hマッピング処理部104からのH偏波についてのI/Q成分を、対応する変調方式(たとえば、QPSK変調方式)で直交変調する直交変調部108bと、直交変調部108aの出力をデジタル・アナログ変換するためのD/A変換部110aと、直交変調部108bの出力をデジタル・アナログ変換するためのD/A変換部110bとを備える。 The transmitter 1000 further includes a quadrature modulation unit 108a that quadrature modulates the I / Q component for V polarization from the V / H mapping processing unit 104 with a corresponding modulation scheme (for example, QPSK modulation scheme), and V / H A quadrature modulation unit 108b that quadrature modulates the I / Q component for the H polarization from the H mapping processing unit 104 with a corresponding modulation method (for example, QPSK modulation method), and a digital / analog conversion of the output of the quadrature modulation unit 108a A D / A conversion unit 110a for converting the output of the quadrature modulation unit 108b, and a D / A conversion unit 110b for digital / analog conversion of the output of the orthogonal modulation unit 108b.
D/A変換部110aの出力は、図示しない電力増幅器で増幅され、送信フィルタ処理部112aで不要な周波数成分を抑圧するためのフィルタ処理をされた後、垂直偏波アンテナ114aから送出される。また、D/A変換部110bの出力は、図示しない電力増幅器で増幅され、送信フィルタ処理部112bでフィルタ処理をされた後、水平偏波アンテナ114bから送出される。 The output of the D / A conversion unit 110a is amplified by a power amplifier (not shown), subjected to filter processing for suppressing unnecessary frequency components by the transmission filter processing unit 112a, and then transmitted from the vertically polarized antenna 114a. The output of the D / A conversion unit 110b is amplified by a power amplifier (not shown), filtered by the transmission filter processing unit 112b, and then transmitted from the horizontal polarization antenna 114b.
図1においては、水平偏波についての処理と垂直偏波についての処理は、相互に同期して実行されるものとする。 In FIG. 1, it is assumed that the process for horizontal polarization and the process for vertical polarization are executed in synchronization with each other.
図2は、本実施の形態の受信機2000の構成を説明するための機能ブロック図である。 FIG. 2 is a functional block diagram for explaining the configuration of the receiver 2000 of the present embodiment.
図2を参照して、受信機2000は、垂直偏波アンテナ200aと水平偏波アンテナ200bと、垂直偏波アンテナ200aからの受信信号を図示しない低雑音増幅器が増幅した信号をフィルタ処理する受信フィルタ処理部202aと、水平偏波アンテナ200bからの受信信号を図示しない低雑音増幅器が増幅した信号をフィルタ処理する受信フィルタ処理部202bと、受信フィルタ処理部202aからの信号をアナログデジタル変換するためのアナログデジタル変換部(A/D変換部)204aと、受信フィルタ処理部202bからの信号をアナログデジタル変換するためのA/D変換部204bとを備える。 Referring to FIG. 2, receiver 2000 performs a reception filter for filtering a signal amplified by a low-noise amplifier (not shown) of a reception signal from vertical polarization antenna 200a, horizontal polarization antenna 200b, and vertical polarization antenna 200a. A processing unit 202a, a reception filter processing unit 202b for filtering a signal amplified by a low noise amplifier (not shown) from a reception signal from the horizontally polarized antenna 200b, and an analog-to-digital conversion for a signal from the reception filter processing unit 202a An analog-digital conversion unit (A / D conversion unit) 204a and an A / D conversion unit 204b for analog-digital conversion of a signal from the reception filter processing unit 202b are provided.
受信機2000は、さらに、A/D変換部204aおよび204bからの信号をそれぞれ受けて、コンステレーション上におけるI/Q成分を分離する直交検波部206aおよび206を備える。 Receiver 2000 further includes quadrature detection units 206a and 206 that receive signals from A / D conversion units 204a and 204b, respectively, and separate I / Q components on the constellation.
最尤判定処理部208は、I/Qマッピングデータ記憶部210からのマッピング情報に基づいて、直交検波部206aおよび206bからの信号に対して、信号空間ダイアグラム上の所定の信号点に対する尤度を算出し、MLD(Maximum Likelihood Detection)法による最尤復号を行う。MLD法では、受信信号に対し、送信アンテナから送信されうる送信信号のすべての組合せを用いてメトリックを算出する。そして、最小の距離を与える送信信号の組合せを選択する。 Based on the mapping information from the I / Q mapping data storage unit 210, the maximum likelihood determination processing unit 208 calculates the likelihood for a predetermined signal point on the signal space diagram for the signals from the quadrature detection units 206a and 206b. The maximum likelihood decoding is performed by the MLD (Maximum Likelihood Detection) method. In the MLD method, a metric is calculated using all combinations of transmission signals that can be transmitted from a transmission antenna with respect to a reception signal. Then, a combination of transmission signals that gives the minimum distance is selected.
なお、「信号点」とは、変調方式によりコンステレーション上に定義される基準となる位置のことをいい、「シンボル」とは、送信側で変調されて、基準クロックで伝送される情報の単位である「符号」を意味する。 The “signal point” refers to a reference position defined on the constellation by the modulation method, and the “symbol” is a unit of information that is modulated on the transmission side and transmitted by the reference clock. Means “sign”.
最尤判定処理部208により算出された送信信号のビット情報は、パラレル/シリアル変換(P/S変換)を行うP/S変換部212を経て、誤り訂正復号処理部214により誤り訂正された後、受信シンボルとして出力される。 The bit information of the transmission signal calculated by the maximum likelihood determination processing unit 208 is subjected to error correction by the error correction decoding processing unit 214 via the P / S conversion unit 212 that performs parallel / serial conversion (P / S conversion). Are output as received symbols.
なお、送信機側の構成に従って、誤り訂正復号処理部214では、畳み込みの復号やデインターリーブ処理が実行されてもよい。
(直交偏波多重変調における周波数利用効率の向上のための信号方式)
上述した非特許文献3に記載されているように、直交偏波多重において、周波数利用効率を向上させるための方式として、「非直交偏波多重方式」と「多偏波空間変調方式」とが提案されている。
Note that convolutional decoding and deinterleaving processing may be performed in the error correction decoding processing unit 214 according to the configuration on the transmitter side.
(Signal system for improving frequency utilization efficiency in orthogonal polarization multiplexing modulation)
As described in Non-Patent Document 3 mentioned above, “non-orthogonal polarization multiplexing method” and “multi-polarization spatial modulation method” are methods for improving frequency utilization efficiency in orthogonal polarization multiplexing. Proposed.
以下、その内容について簡単にまとめる。 The following is a summary of the contents.
(非直交偏波多重方式)
図3は、非直交偏波多重方式の概要を示す概念図である。
(Non-orthogonal polarization multiplexing)
FIG. 3 is a conceptual diagram showing an outline of the non-orthogonal polarization multiplexing system.
図3(a)を参照して、この非直交偏波多重方式では、直交するH/V偏波に対して非直交な偏波(図3(a)でSと表す)を追加合成して伝送情報量を増大させることで、H/V偏波のみをそれぞれ独立に用いる従来の方式よりも効率的な伝送を可能とする。 Referring to FIG. 3 (a), in this non-orthogonal polarization multiplexing system, a non-orthogonal polarization (represented as S in FIG. 3 (a)) is additionally combined with the orthogonal H / V polarization. By increasing the amount of transmission information, it is possible to perform more efficient transmission than the conventional method using only H / V polarized waves independently.
このとき、図3(a)のように同時に複数の信号点をH/V空間上に配置する。この方式における信号点は、合成前の各偏波成分H/V偏波それぞれに写像した値を合成することで形成される。 At this time, a plurality of signal points are simultaneously arranged in the H / V space as shown in FIG. Signal points in this method are formed by combining values mapped to the respective polarization components H / V polarization before combination.
図3(a)では、非直交な偏波成分は、S偏波のみとしているが、より一般には、非直交な偏波成分は、複数個を想定することが可能である。 In FIG. 3A, the non-orthogonal polarization component is only S polarization, but more generally, a plurality of non-orthogonal polarization components can be assumed.
ここで、n番目の偏波Snに割り当てる変調方式の複素信号点をrn,aとすると、偏波合成後のH/V偏波上の信号点配置点Ha,Vaは、次式で与えられる。 Here, assuming that the complex signal point of the modulation scheme assigned to the nth polarization S n is r n, a , the signal point arrangement points Ha, Va on the H / V polarization after polarization synthesis are given by the following equations. Given.
ただし、aは、シンボル番号(1≦a≦2b)、bは1シンボルたりのビット数、Nは偏波数(多重数)、msnは偏波Snの振幅、ψSnは、偏波Snの(H偏波に対する)偏波角とする。
However, a is the symbol number (1 ≦ a ≦ 2 b) , b is the number of bits of the or one symbol, N is the polarized wave number (the number of multiplexing), m sn the polarization S n amplitude, [psi Sn is polarized Let S n be the polarization angle (relative to H polarization).
図3(b)は、H偏波、V偏波、S偏波のそれぞれについて、QPSK変調を想定した場合、H/V偏波に対して非直交なS偏波を追加合成した場合のH偏波およびV偏波の信号点配置を示す。 FIG. 3 (b) shows the H when the S-polarized wave that is non-orthogonal to the H / V-polarized wave is additionally combined, assuming QPSK modulation for each of the H-polarized wave, V-polarized wave, and S-polarized wave. The signal point arrangement of polarization and V polarization is shown.
すなわち、非直交偏波多重方式における偏波多重数を3、各偏波に割り当てる変調ビット数を2ビット(QPSK)で同一変調とする場合、次式のようにrn,aに情報ビットi(n),q(n)を割当て、数式(1)(2)で表される信号点Ha,Vaにマッピングを行う。 That is, when the number of polarization multiplexing in the non-orthogonal polarization multiplexing system is 3, and the number of modulation bits allocated to each polarization is 2 bits (QPSK), the information bit i is represented by rn , a as shown in the following equation. (N) and q (n) are assigned, and mapping is performed on the signal points Ha and Va expressed by Equations (1) and (2).
ただし、i(n)=(0,1),q(n)=(0,1)とする。
However, i (n) = (0, 1), q (n) = (0, 1).
この設定条件において、基準とする偏波S1(H偏波)の振幅ms1(=1)、偏波角ψS1(=0°)を固定し、S2/S3の振幅ms2,ms3および偏波S1に対する偏波角ψS2,ψS3を変化させるとする。一例として、ms2=1、ψS2=90°で固定したときには、ms3およびψS3を変化させた場合、最小ユークリッド距離が最大となるパラメータの組合せは、(ms1,ms2,ms3)=(1:1:0.707),(ψS1,ψS2,ψS3)=(0°:90°:45°)である。これが、図3(b)に示す配置となる。 Under this setting condition, the amplitude m s1 (= 1) and the polarization angle ψ S1 (= 0 °) of the reference polarization S 1 (H polarization) are fixed, and the amplitude m s2 of S 2 / S 3 , It is assumed that the polarization angles ψ S2 and ψ S3 with respect to m s3 and the polarization S 1 are changed. As an example, when m s2 = 1 and ψ S2 = 90 °, the combination of parameters that maximizes the minimum Euclidean distance when m s3 and ψ S3 are changed is (m s1 , m s2 , m s3 ) = (1: 1: 0.707), (ψ S1 , ψ S2 , ψ S3 ) = (0 °: 90 °: 45 °). This is the arrangement shown in FIG.
この場合、H偏波の空間またはV偏波の空間では、1つの信号点(シンボル)は、6ビットの情報に対応しており、4重に縮退している。ただし、H偏波とV偏波の信号点の情報を組み合わせることで、縮退を解いて、表現する情報ビットを特定することができる。 In this case, in the H-polarization space or the V-polarization space, one signal point (symbol) corresponds to 6-bit information, and is degenerate fourfold. However, by combining information of signal points of H polarization and V polarization, information bits to be expressed can be specified by solving the degeneracy.
(多偏波空間変調方式)
多偏波空間変調方式では、搬送波のI/Q成分と偏波角φlで表現される合成ベクトルをH/V空間上の1つの配置点とみなして変調多値数を増大させることで、従来方式よりも高効率な伝送を可能とする。
(Multi-polarization spatial modulation system)
In the multi-polarization spatial modulation method, the combined vector expressed by the I / Q component of the carrier wave and the polarization angle φ l is regarded as one arrangement point in the H / V space, and the modulation multi-value number is increased. Enables more efficient transmission than conventional methods.
図4は、このような多偏波空間変調方式の概要を示す概念図である。 FIG. 4 is a conceptual diagram showing an outline of such a multi-polarization spatial modulation system.
図4(a)に示すように、同時に1つの信号点をH/V空間上に配置する。すなわち、従来方式では、H空間およびV空間は、それぞれ、独立なものとして、信号点を配置していた。多偏波空間変調方式では、HとVで張られる空間にも、偏波角を制御することで信号点を配置する。 As shown in FIG. 4A, one signal point is simultaneously arranged on the H / V space. That is, in the conventional method, the signal points are arranged such that the H space and the V space are independent from each other. In the multi-polarization spatial modulation system, signal points are arranged in a space spanned by H and V by controlling the polarization angle.
ここで、基準とする(搬送波のI/Q成分に割り当てる)変調方式の複素信号点をrcとすると、この方式におけるH/V偏波上の信号点配置点Ha,Vaは、次式で与えられる。 Here, when a reference (assigned to I / Q components of the carrier wave) the complex signal points of the modulation scheme and r c, constellation points H a on H / V polarized wave in this manner, V a, the following It is given by the formula.
ただし、cは基準とする変調方式のシンボル番号(1≦c≦2d)、dは基準とする変調方式のビット数、角φlは偏波角(1≦l≦2e),eは偏波角に割り当てるビット数とする。
Where c is the symbol number of the reference modulation method (1 ≦ c ≦ 2 d ), d is the number of bits of the reference modulation method, angle φ l is the polarization angle (1 ≦ l ≦ 2 e ), and e is The number of bits assigned to the polarization angle.
多偏波空間変調方式において、基準とする変調方式をQPSK(2ビット)として、偏波角に1ビットを割り当てる場合、次式のようにrc,φに情報ビットi,q,kを割り当て、数式(4)(5)で表現される信号点Ha,Vaにマッピングを行う。 In the multi-polarization spatial modulation method, when the modulation method used as a reference is QPSK (2 bits) and 1 bit is assigned to the polarization angle, information bits i, q, and k are assigned to r c and φ as shown in the following equation. , Mapping is performed on the signal points Ha and Va expressed by the equations (4) and (5).
ただし、i=(0,1),q=(0,1),k=(0,1),0°≦ψ≦180°とする。
However, i = (0, 1), q = (0, 1), k = (0, 1), and 0 ° ≦ ψ ≦ 180 °.
この設定条件において、偏波角ψ=0°〜180°で変化させたときの最小ユークリッド距離が最大となる偏波角を求めると、45°または135°となる。 Under this setting condition, when the polarization angle at which the minimum Euclidean distance is maximized when the polarization angle ψ is changed from 0 ° to 180 ° is obtained, it is 45 ° or 135 °.
これが、図4(b)に示す配置となる。 This is the arrangement shown in FIG.
たとえば、図4(b)において、ψ=45°とすると、各信号点(シンボル)は、3ビットの情報に対応しており、2重に縮退している。ただし、H偏波とV偏波の信号点の情報を組み合わせることで、縮退を解いて、表現する情報ビットを特定することができる。 For example, in FIG. 4B, if ψ = 45 °, each signal point (symbol) corresponds to 3-bit information and is degenerate in a double manner. However, by combining information of signal points of H polarization and V polarization, information bits to be expressed can be specified by solving the degeneracy.
以上説明したように、「非直交偏波多重方式」と「多偏波空間変調方式」とは、従来の偏波多重方式よりも周波数利用効率を向上させるために、以下のような性質を利用している点で共通している。 As explained above, the “non-orthogonal polarization multiplexing method” and the “multi-polarization spatial modulation method” use the following properties in order to improve the frequency utilization efficiency over the conventional polarization multiplexing method. In common.
すなわち、従来のV偏波およびH偏波を用いる直交偏波多重変調は、物理的に互いに独立なV偏波内およびH偏波内でそれぞれ多値変調を用いた信号点を定義している。この結果、V偏波のみ、またはH偏波のみを利用した場合に比べて、2倍の効率を達成していることになる。 That is, the conventional orthogonal polarization multiplexing modulation using V polarization and H polarization defines signal points using multi-level modulation in V polarization and H polarization which are physically independent from each other. . As a result, the efficiency is doubled as compared with the case where only the V polarization or only the H polarization is used.
これに対して、「非直交偏波多重方式」または「多偏波空間変調方式」は、V偏波内およびH偏波内だけではなく、V偏波とH偏波により構成される空間にも信号点を割り当てることで、従来方式以上の周波数利用効率を達成していることになる。 On the other hand, the “non-orthogonal polarization multiplexing method” or “multi-polarization spatial modulation method” is not limited to V polarization and H polarization, but also to a space constituted by V polarization and H polarization. Also, by assigning signal points, frequency utilization efficiency higher than that of the conventional method is achieved.
そこで、以下では、このようにV偏波とH偏波により構成される空間にも信号点を割り当てる方式のことを総称する場合「多偏波空間多重伝送方式」と呼ぶことにする。 Therefore, in the following, when such a method for assigning signal points to a space composed of V polarization and H polarization is generically referred to as a “multi-polarization spatial multiplexing transmission method”.
以上説明したように、図3および図4は、信号点間の最小のユークリッド距離が最大になるように、信号点の配置を決定した場合を示している。 As described above, FIGS. 3 and 4 show a case where the arrangement of signal points is determined so that the minimum Euclidean distance between the signal points is maximized.
しかしながら、加法性ホワイトガウスノイズ(AWGN:additive white Gaussian noise)環境では、隣接シンボル間においてシンボル誤りが発生するため、隣接シンボル間のユークリッド距離を拡大し、ハミング距離を小さくすることが、誤り耐性の向上に寄与する。 However, in an additive white Gaussian noise (AWGN) environment, a symbol error occurs between adjacent symbols. Therefore, it is possible to increase the Euclidean distance between adjacent symbols and reduce the Hamming distance. Contributes to improvement.
一方で、上述したPAPRの増大の原因は、信号点配置のピーク電力である。 On the other hand, the cause of the increase in PAPR described above is the peak power of signal point arrangement.
そこで、本実施の形態では、以下の数式(E1)、(E2)のように各シンボルをH/V合計(またはH/V各偏波)のピーク電力で正規化した上で信号点配置を最適化する。 Therefore, in the present embodiment, as shown in the following formulas (E1) and (E2), each symbol is normalized by the peak power of the total H / V (or each polarization of H / V), and then the signal point arrangement is performed. Optimize.
そこで、以下では、数式(E1)または数式(E2)による正規化を総称するときには、「信号点配置に対するピーク電力についての正規化」と呼ぶことにする。 Therefore, in the following, when the normalization by the formula (E1) or the formula (E2) is generically referred to, it is referred to as “normalization of peak power with respect to signal point arrangement”.
このとき、送信電力一定(H/V合計電力=1)の条件に合わせる場合は、さらに数式(E3)の処理を行う。 At this time, in order to meet the condition of constant transmission power (H / V total power = 1), the processing of Expression (E3) is further performed.
そこで、数式(E3)のような処理については、「信号点配置に対する送信電力についての正規化」と呼ぶことにする。
Therefore, the processing such as Expression (E3) is referred to as “normalization of transmission power with respect to signal point arrangement”.
また、信号点配置の最適化には、最小ユークリッド距離を最大とする評価基準や、ハミング距離Hdistとユークリッド距離Edistを組み合わせた評価式(例えば、数式(E4))を最小とする基準など、評価対象に合わせた基準を用いることができる。この評価式(E4)と数式(E1)、(E2)の正規化手法を組み合わせることで、BER特性劣化の主な要因となる、誤り訂正における各シンボルに割り当てられた符号の影響を最小化するような低PAPRの信号点配置を簡単に導出することができる。 For optimization of signal point arrangement, evaluation criteria such as an evaluation criterion for maximizing the minimum Euclidean distance and a criterion for minimizing an evaluation equation (for example, equation (E4)) combining the Hamming distance Hdist and the Euclidean distance Edist are used. Standards tailored to the subject can be used. By combining the evaluation formula (E4) with the normalization methods of the formulas (E1) and (E2), the influence of the code assigned to each symbol in error correction, which is a main factor of BER characteristic degradation, is minimized. Such a low PAPR signal point arrangement can be easily derived.
2Nは、H/V偏波面上の全シンボル数、NはH/V偏波上の1シンボル当たりのビット数を示す。
2 N represents the total number of symbols on the H / V polarization plane, and N represents the number of bits per symbol on the H / V polarization.
ここで、この評価式(E4)の関数としては単調な増加関数を用いることで、生成可能な信号点配置の中からBER特性を向上させる配置(シンボル間の平均ユークリッド距離が大きく、BER特性劣化の主な要因となるシンボル(Hdist:大、Edist:小)が少ない配置)を簡単に導出することができる。 Here, by using a monotonically increasing function as the function of the evaluation formula (E4), an arrangement that improves the BER characteristics from among the signal point arrangements that can be generated (the average Euclidean distance between symbols is large, and the BER characteristics are deteriorated). It is possible to easily derive symbols (arrangements with few Hdist: large and Edist: small).
この関数では、H/V偏波面上のすべてのシンボルについて、各シンボルについてハミング距離をユークリッド距離で割った値が、関数の引数として含まれ、かつ、各シンボルからの関数Fへの寄与が同等となるようにしている。 In this function, for all symbols on the H / V polarization plane, a value obtained by dividing the Hamming distance by the Euclidean distance for each symbol is included as an argument of the function, and the contribution from each symbol to the function F is equal. It is trying to become.
nはH/V偏波面上のシンボルインデックス(1≦n≦2N)、上述のとおり、関数Fはnで指定される値である(Hdist(n)/Edist(n))の集合に対して、各要素の増加に対する単調増加関数を示し、この関数Fの値が最小となるように信号点配置を決定する。 n is the symbol index (1 ≦ n ≦ 2 N ) on the H / V polarization plane, and as described above, the function F is a value specified by n (Hdist (n) / Edist (n)) Thus, a monotonically increasing function with respect to the increase of each element is shown, and the signal point arrangement is determined so that the value of this function F is minimized.
ここで、逆に、関数Fが、nで指定される値である(Hdist(n)/Edist(n))の集合に対して、各要素の増加に対する単調減少関数である場合に、この関数Fの値が最大となるように信号点配置を決定してもよい。本明細書においては、この両者は、実質的に等価であるので、「関数Fはnで指定される値である(Hdist(n)/Edist(n))の集合に対して、各要素の増加に対する単調増加関数を示し、この関数Fの値が最小となるように信号点配置を決定する」と記載する場合、後者のような場合も含んだ意義を有するものとする。そして、この両者の場合を総称して、「(H/V偏波面上の)各送信シンボルについて、ハミング距離をユークリッド距離で割った値を引数とする単調増加関数を、送信シンボルの集合について最小化するように信号点配置を決定する」と記述する。 Here, conversely, when the function F is a monotonously decreasing function for each element increase with respect to a set of (Hdist (n) / Edist (n)), which is a value specified by n, this function The signal point arrangement may be determined so that the value of F is maximized. In the present specification, since both are substantially equivalent, “the function F is a value designated by n (Hdist (n) / Edist (n)). In the case of “denotes a monotonically increasing function with respect to increase and determines the signal point arrangement so that the value of the function F is minimized”, the latter case also has significance. These two cases are collectively referred to as “for each transmission symbol (on the H / V polarization plane), a monotonically increasing function whose argument is a value obtained by dividing the Hamming distance by the Euclidean distance is minimized for a set of transmission symbols. The signal point arrangement is determined so as to be
より具体的には、数式(E4)の関数Fは、例えば、式(E4)の下に例示するように、(Hdist(n)/Edist(n))の総和とすることができる。
(信号配置)
以下では、上記のような基準に従って、信号配置を算出した具体例について説明する。
More specifically, the function F of the equation (E4) can be, for example, the sum of (Hdist (n) / Edist (n)) as illustrated below the equation (E4).
(Signal arrangement)
Hereinafter, a specific example in which the signal arrangement is calculated according to the above criteria will be described.
ここでは、3つの仮想偏波にIQ(2bit)を割り当てた信号を数式(E5)のように合成し、(1シンボル当たり6ビットで表現される)H/V偏波上のIQ平面にマッピングすることで、H/V偏波上の信号点配置のデータ(I/Q mapping Data)が形成されるものとする。 Here, a signal in which IQ (2 bits) is assigned to three virtual polarizations is synthesized as shown in Equation (E5), and mapped to the IQ plane on the H / V polarization (represented by 6 bits per symbol). As a result, signal point arrangement data (I / Q mapping data) on H / V polarization is formed.
ただし、Hは水平偏波のIQ成分(複素数)、Vは垂直偏波のIQ成分(複素数)とし、αk、βkは、k番目の偏波に対するH/V偏波へのマッピング係数(複素数であり各偏波の振幅・位相・偏波角を制御するパラメータ)実部虚部それぞれ±1の範囲の値をとる。xk(n)はk番目の偏波に割り当てる変調方式の複素信号点とする。さらに、最適化の条件として、H/V偏波間は完全同期で干渉は生じないものとする。
Where H is an IQ component (complex number) of horizontal polarization, V is an IQ component (complex number) of vertical polarization, and α k and β k are mapping coefficients (k / th polarization) to H / V polarization. This is a complex parameter that controls the amplitude, phase, and polarization angle of each polarization. The real part imaginary part takes a value in the range of ± 1. x k (n) is a complex signal point of the modulation scheme assigned to the k-th polarization. Further, as an optimization condition, it is assumed that the H / V polarization is completely synchronized and no interference occurs.
また、H/V偏波の電力バランスが保証されない場合は、送信側に大電力用の電力増幅器が必要になるため(H/V偏波の電力の大小関係が不定の場合は大きい電力に合わせる必要があるため)、最適配置のH/V各偏波の電力が異なる場合は、適切な角度θの偏波回転行列(数式(E6))を乗算してH/V等電力の信号点配置に調整を行う。なお、等電力化前後の配置でBER特性差は生じない。 Further, when the power balance of H / V polarization is not guaranteed, a power amplifier for high power is required on the transmission side (when the magnitude relationship of H / V polarization power is indefinite, it is adjusted to a large power. Therefore, when the power of each polarization of H / V in the optimal arrangement is different, the signal point arrangement of H / V equal power is multiplied by the polarization rotation matrix (Equation (E6)) of an appropriate angle θ. Make adjustments. Note that there is no difference in BER characteristics between the arrangements before and after power equalization.
(信号配置の具体例)
図5は、最小ユークリッド距離を最大とする最適化配置を探索した結果を示す図である。
(Specific example of signal arrangement)
FIG. 5 is a diagram illustrating a result of searching for an optimized arrangement that maximizes the minimum Euclidean distance.
図6は、図5における配置AのH/V偏波の各々におけるIQ平面での信号点配置を示す図である。 FIG. 6 is a diagram showing signal point arrangement on the IQ plane in each of the H / V polarizations of arrangement A in FIG.
図7は、図5における配置BのH/V偏波の各々におけるIQ平面での信号点配置を示す図である。 FIG. 7 is a diagram showing signal point arrangement on the IQ plane in each of the H / V polarizations of arrangement B in FIG.
図8は、図5における配置CのH/V偏波の各々におけるIQ平面での信号点配置を示す図である。 FIG. 8 is a diagram showing signal point arrangement on the IQ plane in each of the H / V polarizations of arrangement C in FIG.
図5においては、数式(E5)のマッピング係数の実部/虚部のそれぞれについて、
±1(0.00001ステップ)
の範囲で変化させた場合に生成可能な信号点配置について、26[bit/symbol]
(=64個)の全シンボルに対する最小ユークリッド距離を最大とする最適化配置を探索した結果を正規化基準とともに示す。
In FIG. 5, for each of the real part / imaginary part of the mapping coefficient of the formula (E5),
± 1 (0.00001 step)
2 6 [bit / symbol] for constellation of signal points that can be generated when changing in the range
The result of searching for an optimized arrangement that maximizes the minimum Euclidean distance for all (= 64) symbols is shown together with a normalization criterion.
図6に示すように、配置Aは数式(E0)(H/V合計の平均電力)で正規化した従来の最適配置である。 As shown in FIG. 6, the arrangement A is a conventional optimum arrangement normalized by the formula (E0) (average power of H / V total).
図7に示すように、配置Bは数式(E1)(H/V合計のピーク電力)で正規化した場合の最適配置である。 As shown in FIG. 7, the arrangement B is an optimum arrangement when normalized by the formula (E1) (H / V total peak power).
図8に示すように、配置Cは数式(E2)(H/V各偏波のピーク電力)で正規化した場合の最適配置である。 As shown in FIG. 8, the arrangement C is an optimum arrangement when normalized by the formula (E2) (peak power of each polarization of H / V).
なお、配置B,Cについては、図5に記載のマッピング係数で生成される配置に対して数式(E3)の処理を行い、送信電力一定(H/V合計電力=1)としている。 For the arrangements B and C, the processing of Expression (E3) is performed on the arrangement generated with the mapping coefficient shown in FIG. 5, and the transmission power is constant (H / V total power = 1).
図9は、図5に示した探索した各最適配置の評価値を示す図である。 FIG. 9 is a diagram showing the evaluation value of each optimum arrangement searched for in FIG.
図9に示すように、従来の最適配置Aに比べて、数式(E1)または(E2)により正規化した配置B,CのPAPRが低減している。 As shown in FIG. 9, compared with the conventional optimum arrangement A, the PAPR of the arrangements B and C normalized by the formula (E1) or (E2) is reduced.
図10は、BER特性をシミュレーションした送受信機構成を示す図である。 FIG. 10 is a diagram illustrating a transceiver configuration that simulates the BER characteristics.
図10に示す偏波多重方式の送受信機構成にて、図6〜8の各配置に電力増幅器の非線形歪みの影響を与えた場合のBER特性を計算機シミュレーションにより確認した。 With the configuration of the polarization multiplexing type transceiver shown in FIG. 10, the BER characteristics when the nonlinear distortion of the power amplifier is affected in each arrangement of FIGS. 6 to 8 were confirmed by computer simulation.
図11は、各最適信号点配置についてのBERシミュレーションの結果を示す図である。 FIG. 11 is a diagram showing the result of BER simulation for each optimum signal point arrangement.
なお、シミュレーションにおいては、誤り訂正方式は、LDPC(Low-Density Parity-Check; 低密度検査)符号化/BP(Belief Propagation)復号(符号化率R=1/2と5/6、BP復号に必要な雑音電力推定は理想)とし、電力増幅器の非線形歪みの影響はRappモデルで与え、非線形性の強さを表す係数pは1.5とした。 In the simulation, the error correction method is LDPC (Low-Density Parity-Check) coding / BP (Belief Propagation) decoding (coding rate R = 1/2 and 5/6, BP decoding). Necessary noise power estimation is ideal), the influence of nonlinear distortion of the power amplifier is given by the Rapp model, and the coefficient p representing the nonlinearity strength is 1.5.
このようなシミュレーションの手法については、たとえば、以下の文献に開示がある。 Such simulation methods are disclosed in the following documents, for example.
文献:S. C. Thompson, J. G. Proakis, and J. R. Zeidler, ”The Effectiveness of Signal Clipping for PAPR and Total Degradation Reduction in OFDM Systems,” IEEE GLOBECOM 2005
図11に示すように、数式(E1)の手法で最適化した配置Bの誤り率は、BER=10-2点で、従来の配置Aと比較して符号化率1/2で所要Eb/N0が約0.4dB改善し、符号化率5/6で約1.0dB改善している。一方、数式(E2)の手法で最適化した配置Cの誤り率は、図9に示したように、PAPRについては改善をもたらしつつ、符号化率5/6で約0.2dB改善している。
Literature: SC Thompson, JG Proakis, and JR Zeidler, “The Effectiveness of Signal Clipping for PAPR and Total Degradation Reduction in OFDM Systems,” IEEE GLOBECOM 2005
As shown in FIG. 11, the error rate of the arrangement B optimized by the method of the equation (E1) is BER = 10 −2 , and the required Eb / N0 is improved by about 0.4 dB, and is improved by about 1.0 dB at a coding rate of 5/6. On the other hand, the error rate of the arrangement C optimized by the method of the formula (E2) is improved by about 0.2 dB at a coding rate of 5/6 while improving the PAPR as shown in FIG. .
このように、本実施の形態によれば、PAPRを抑制しつつ、偏波多重方式に対するビット誤り率に優れた最適な信号点配置を簡単に導出することができる。 As described above, according to the present embodiment, it is possible to easily derive an optimal signal point arrangement having an excellent bit error rate with respect to the polarization multiplexing scheme while suppressing PAPR.
この図7や図8のようにして計算された、各シンボルとH/V偏波のI/Q平面上の信号点配置の関係が、上述したI/Qマッピングデータ記憶部106またはI/Qマッピングデータ記憶部210に格納されているものとする。 The relationship between each symbol and the signal point arrangement on the I / Q plane of the H / V polarization calculated as shown in FIGS. 7 and 8 is the I / Q mapping data storage unit 106 or I / Q described above. It is assumed that it is stored in the mapping data storage unit 210.
図12は、送信機1000および受信機2000での処理を説明するためのフローチャートである。 FIG. 12 is a flowchart for explaining processing in transmitter 1000 and receiver 2000.
図12を参照して、まず、送信機1000において、送信信号の誤り訂正符号化処理が実行される(S100)。 Referring to FIG. 12, first, transmitter 1000 performs error correction coding processing of a transmission signal (S100).
続いて、送信機1000は、上述したような最適化がされ、I/Qマッピングデータ記憶部106に記憶されたI/Qマッピングデータに基づいて、V偏波空間およびH偏波空間に信号をマッピングする(S102)。 Subsequently, the transmitter 1000 performs optimization as described above, and sends signals to the V polarization space and the H polarization space based on the I / Q mapping data stored in the I / Q mapping data storage unit 106. Mapping is performed (S102).
送信機1000は、さらに、V偏波空間およびH偏波空間において、それぞれ、信号を変調(直交変調)し(S104)、D/A変換した後、V偏波およびH偏波についてそれぞれアンテナから信号を送出する(S106)。 The transmitter 1000 further modulates (orthogonally modulates) the signal in the V polarization space and the H polarization space (S104), performs D / A conversion, and then transmits the V polarization and the H polarization from the antenna. A signal is transmitted (S106).
一方、受信機2000は、アンテナによりV偏波およびH偏波を受信し(S110)、A/D変換の後、V偏波成分およびH偏波成分のそれぞれについて、直交検波を行う(S112)。 On the other hand, the receiver 2000 receives V polarization and H polarization by the antenna (S110), and after A / D conversion, performs quadrature detection for each of the V polarization component and the H polarization component (S112). .
さらに、受信機2000は、上述したような最適化がされ、I/Qマッピングデータ記憶部210に記憶されたI/Qマッピングデータに基づいて、V偏波空間およびH偏波空間で最尤推定を行い(S114)、誤り訂正復号処理を行って受信シンボルを取得する(S116)。 Furthermore, the receiver 2000 is optimized as described above, and performs maximum likelihood estimation in the V polarization space and the H polarization space based on the I / Q mapping data stored in the I / Q mapping data storage unit 210. (S114), and error correction decoding processing is performed to obtain received symbols (S116).
このように、本実施の形態の信号点配置によれば、PAPRを抑制しつつ、偏波多重方式などの多次元伝送方式に対するビット誤り率に優れた信号点配置を簡単に導出することができる。 As described above, according to the signal point arrangement of the present embodiment, it is possible to easily derive a signal point arrangement having an excellent bit error rate with respect to a multidimensional transmission method such as a polarization multiplexing method while suppressing PAPR. .
PAPRを抑制しつつ、偏波多重方式などの多次元伝送方式に対するビット誤り率に優れた信号点配置により送信または受信を行うことが可能となる。 It is possible to perform transmission or reception with a signal point arrangement having an excellent bit error rate with respect to a multi-dimensional transmission system such as a polarization multiplexing system while suppressing PAPR.
今回開示された実施の形態は、本発明を具体的に実施するための構成の例示であって、本発明の技術的範囲を制限するものではない。本発明の技術的範囲は、実施の形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の文言上の範囲および均等の意味の範囲内での変更が含まれることが意図される。 Embodiment disclosed this time is an illustration of the structure for implementing this invention concretely, Comprising: The technical scope of this invention is not restrict | limited. The technical scope of the present invention is shown not by the description of the embodiment but by the scope of the claims, and includes modifications within the wording and equivalent meanings of the scope of the claims. Is intended.
100 誤り訂正符号化処理部、102 S/P変換部、104 V/Hマッピング処理部、106,210 I/Qマッピングデータ記憶部、108a,108b 直交変調部、110a,110b D/A変換部、112a、112b 送信フィルタ処理部、114a,200a 垂直偏波アンテナ、114b,200b 水平偏波アンテナ、202a,202b 受信フィルタ処理部、204a,204b A/D変換部、206a,206b 直交検波部、208 最尤判定処理部、212 P/S変換部、214 誤り訂正復号処理部、1000 送信機、2000 受信機。 100 error correction coding processing unit, 102 S / P conversion unit, 104 V / H mapping processing unit, 106, 210 I / Q mapping data storage unit, 108a, 108b orthogonal modulation unit, 110a, 110b D / A conversion unit, 112a, 112b Transmission filter processing unit, 114a, 200a Vertical polarization antenna, 114b, 200b Horizontal polarization antenna, 202a, 202b Reception filter processing unit, 204a, 204b A / D conversion unit, 206a, 206b Quadrature detection unit, 208 Likelihood determination processing unit, 212 P / S conversion unit, 214 error correction decoding processing unit, 1000 transmitter, 2000 receiver.
Claims (16)
送信機および受信機を備え、
前記送信機は、
送信アンテナと、
送信シンボルに誤り訂正符号化処理を実行するための誤り訂正符号化処理部と、
第1の記憶部とを含み、
前記第1の記憶部は、各送信シンボルについて、信号点配置に対するピーク電力についての正規化および誤り訂正時における各シンボルに割り当てられた符号のビット誤り率への影響を最小化するように算出された信号点配置を記憶し、
前記第1の記憶部に記憶された情報に基づき、前記多次元伝送において、誤り訂正符号化処理部の出力を、前記第1および第2の搬送波信号の同相成分および直交位相成分平面内に割り当てるマッピング処理部と、
前記マッピング処理部の処理結果に基づき、前記第1および第2の搬送波信号について直交変調を実行して、前記送信アンテナより送出する送信部とをさらに含み、
前記受信機は、
受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信された信号について、それぞれ前記第1および第2の搬送波信号について直交検波を実行する受信部と、
前記第1の記憶部に記憶される前記信号点配置に対応する情報を記憶する第2の記憶部と、
前記第2の記憶部に記憶された情報に基づき、前記多次元伝送において、第1および第2の搬送波信号について、最尤判定を実行するための最尤判定処理部と、
前記最尤判定処理部の判定結果に基づき、誤り訂正復号処理を実行するための誤り訂正復号処理部とを含む、無線通信システム。 A wireless communication system that performs transmission and reception by multidimensional transmission in which signal points are assigned to a space constituted by first and second carrier signals,
With a transmitter and receiver,
The transmitter is
A transmitting antenna;
An error correction coding processing unit for performing error correction coding processing on a transmission symbol;
A first storage unit,
The first storage unit is calculated for each transmission symbol so as to minimize the influence on the bit error rate of the code assigned to each symbol at the time of normalization and error correction with respect to the peak power with respect to the signal point arrangement. Store the signal point arrangement
Based on the information stored in the first storage unit, the output of the error correction coding processing unit is allocated in the in-phase component and quadrature phase component planes of the first and second carrier signals in the multi-dimensional transmission. A mapping processing unit;
A transmission unit that performs orthogonal modulation on the first and second carrier signals based on the processing result of the mapping processing unit and transmits the first carrier signal from the transmission antenna;
The receiver
A receiving antenna;
A receiver that performs quadrature detection on the first and second carrier signals for the signals received by the receiving antenna;
A second storage unit that stores information corresponding to the signal point arrangement stored in the first storage unit;
A maximum likelihood determination processing unit for performing maximum likelihood determination on the first and second carrier signals in the multi-dimensional transmission based on the information stored in the second storage unit;
A wireless communication system including an error correction decoding processing unit for executing an error correction decoding process based on a determination result of the maximum likelihood determination processing unit.
送信アンテナと、
送信シンボルに誤り訂正符号化処理を実行するための誤り訂正符号化処理部と、
記憶部とを備え、
前記記憶部は、各送信シンボルについて、信号点配置に対するピーク電力についての正規化および誤り訂正時における各シンボルに割り当てられた符号のビット誤り率への影響を最小化するように算出された信号点配置を記憶し、
前記記憶部に記憶された情報に基づき、前記多次元伝送において、誤り訂正符号化処理部の出力を、前記第1および第2の搬送波信号の同相成分および直交位相成分平面内に割り当てるマッピング処理部と、
前記マッピング処理部の処理結果に基づき、前記第1および第2の搬送波信号について直交変調を実行して、前記送信アンテナより送出する送信部とをさらに備える、無線通信装置。 A wireless communication apparatus that performs transmission by multidimensional transmission that assigns signal points to a space constituted by first and second carrier signals,
A transmitting antenna;
An error correction coding processing unit for performing error correction coding processing on a transmission symbol;
A storage unit,
For each transmission symbol, the signal point calculated to minimize the influence on the bit error rate of the code assigned to each symbol at the time of normalization and error correction for peak power with respect to the signal point arrangement Remember the arrangement,
Based on the information stored in the storage unit, a mapping processing unit that allocates the output of the error correction coding processing unit in the in-phase component and quadrature phase component planes of the first and second carrier signals in the multi-dimensional transmission When,
A wireless communication apparatus, further comprising: a transmission unit that performs orthogonal modulation on the first and second carrier signals based on a processing result of the mapping processing unit and transmits the first carrier signal from the transmission antenna.
受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信された信号について、それぞれ前記第1および第2の搬送波信号について直交検波を実行する受信部と、
記憶部とを備え、
前記記憶部は、各送信シンボルについて、信号点配置に対するピーク電力についての正規化および誤り訂正時における各シンボルに割り当てられた符号のビット誤り率への影響を最小化するように算出された信号点配置を記憶し、
前記記憶部に記憶された情報に基づき、前記多次元伝送において、前記第1および第2の搬送波信号について、最尤判定を実行するための最尤判定処理部と、
前記最尤判定処理部の判定結果に基づき、誤り訂正復号処理を実行するための誤り訂正復号処理部とをさらに備える、無線通信装置。 A wireless communication apparatus that performs reception by multidimensional transmission that assigns signal points to a space constituted by first and second carrier signals,
A receiving antenna;
A receiver that performs quadrature detection on the first and second carrier signals for the signals received by the receiving antenna;
A storage unit,
For each transmission symbol, the signal point calculated to minimize the influence on the bit error rate of the code assigned to each symbol at the time of normalization and error correction for peak power with respect to the signal point arrangement Remember the arrangement,
Based on the information stored in the storage unit, in the multi-dimensional transmission, a maximum likelihood determination processing unit for performing maximum likelihood determination on the first and second carrier signals,
A wireless communication device further comprising: an error correction decoding processing unit for executing an error correction decoding process based on a determination result of the maximum likelihood determination processing unit.
送信機が、送信シンボルに誤り訂正符号化処理を実行するステップと、
送信機が、各送信シンボルについて、信号点配置に対するピーク電力についての正規化および誤り訂正時における各シンボルに割り当てられた符号のビット誤り率への影響を最小化するように算出された信号点配置に基づき、前記多次元伝送において、誤り訂正符号化処理の結果を、前記第1および第2の搬送波信号の同相成分および直交位相成分平面内に割り当てるマッピング処理を行うステップと、
送信機が、前記マッピング処理の結果に基づき、第1および第2の搬送波信号について直交変調を実行して、前記送信アンテナより送出するステップと、
受信機が、受信された信号について、それぞれ第1および第2の搬送波信号について直交検波を実行するステップと、
受信機が、前記送信機における前記信号点配置に基づき、前記多次元伝送において、第1および第2の搬送波信号について、最尤判定を実行するステップと、
受信機が、前記最尤判定の判定結果に基づき、誤り訂正復号処理を実行するステップとを備える、無線通信方法。 A wireless communication method for performing transmission and reception by multidimensional transmission that assigns signal points to a space constituted by first and second carrier signals,
A transmitter performing error correction coding processing on the transmitted symbols;
Signal point constellation calculated so that the transmitter minimizes the impact on the bit error rate of the code assigned to each symbol at the time of normalization and error correction for peak power with respect to the signal point constellation for each transmission symbol Performing a mapping process for assigning the error correction coding process result in the in-phase component and quadrature phase component planes of the first and second carrier signals in the multi-dimensional transmission,
A transmitter performing orthogonal modulation on the first and second carrier signals based on the result of the mapping process, and transmitting from the transmission antenna;
A receiver performing quadrature detection on the received signal for the first and second carrier signals, respectively;
A receiver performing a maximum likelihood determination on the first and second carrier signals in the multi-dimensional transmission based on the signal point arrangement in the transmitter; and
And a receiver that executes error correction decoding processing based on the determination result of the maximum likelihood determination.
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