JP5989327B2 - Unbalance rate detection device and unbalance rate detection method - Google Patents
Unbalance rate detection device and unbalance rate detection method Download PDFInfo
- Publication number
- JP5989327B2 JP5989327B2 JP2011244191A JP2011244191A JP5989327B2 JP 5989327 B2 JP5989327 B2 JP 5989327B2 JP 2011244191 A JP2011244191 A JP 2011244191A JP 2011244191 A JP2011244191 A JP 2011244191A JP 5989327 B2 JP5989327 B2 JP 5989327B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- transfer function
- processed
- positive
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Landscapes
- Measuring Phase Differences (AREA)
Description
本発明は、三相交流の不平衡率を検出する不平衡率検出装置、および不平衡率検出方法に関する。 The present invention relates to an unbalance rate detection device and an unbalance rate detection method for detecting an unbalance rate of a three-phase alternating current.
従来、三相交流の不平衡率を検出する不平衡率検出装置が開発されている。 Conventionally, an unbalance rate detection device for detecting an unbalance rate of a three-phase alternating current has been developed.
図10は、従来の一般的な不平衡率検出装置を説明するためのブロック図である。 FIG. 10 is a block diagram for explaining a conventional general unbalance rate detection apparatus.
不平衡率検出装置100は、三相電力系統の三相交流電圧の不平衡率を検出するものである。なお、以下では三相電力系統の3つの相をそれぞれU相、V相およびW相とする。電圧センサ400は、三相電力系統の各線間電圧を検出するものであり、V相に対するU相の線間電圧を検出した線間電圧信号Vuv、W相に対するV相の線間電圧を検出した線間電圧信号Vvw、U相に対するW相の線間電圧を検出した線間電圧信号Vwuを不平衡率検出装置100に出力する。不平衡率検出装置100は、電圧センサ400より入力される線間電圧信号Vuv,Vvw,Vwuに基づいて不平衡率を検出する。 The unbalance rate detection apparatus 100 detects the unbalance rate of the three-phase AC voltage of the three-phase power system. Hereinafter, the three phases of the three-phase power system are referred to as a U phase, a V phase, and a W phase, respectively. The voltage sensor 400 detects each line voltage of the three-phase power system, and detects the line voltage signal Vuv that detects the line voltage of the U phase with respect to the V phase and the line voltage of the V phase with respect to the W phase. The line voltage signal Vvw and the line voltage signal Vwu, in which the W-phase line voltage relative to the U-phase is detected, are output to the unbalance rate detection apparatus 100. The unbalance rate detection apparatus 100 detects the unbalance rate based on the line voltage signals Vuv, Vvw, Vwu input from the voltage sensor 400.
不平衡率検出装置100は、演算部200および表示部300を備えている。演算部200は、不平衡率を演算するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。演算部200は、演算結果である不平衡率kを表示部300に出力する。表示部300は、演算結果を表示するものであり、モニタなどの表示手段によって実現されている。表示部300は、演算部200より入力された不平衡率kを表示する。演算部200は、基準電圧算出部201、正相電圧算出部202、逆相電圧算出部203、および不平衡率算出部204を備えている。 The unbalance rate detection apparatus 100 includes a calculation unit 200 and a display unit 300. The calculation unit 200 calculates an unbalance rate, and is realized by, for example, a microcomputer. The calculation unit 200 outputs the unbalance rate k as a calculation result to the display unit 300. The display unit 300 displays the calculation result, and is realized by display means such as a monitor. The display unit 300 displays the unbalance rate k input from the calculation unit 200. The calculation unit 200 includes a reference voltage calculation unit 201, a normal phase voltage calculation unit 202, a negative phase voltage calculation unit 203, and an unbalance rate calculation unit 204.
基準電圧算出部201は、電圧センサ400より入力される線間電圧信号Vuv,Vvw,Vwuから、下記(1)式により、基準電圧Vsを算出するものである。基準電圧算出部201は、算出した基準電圧Vsを正相電圧算出部202および逆相電圧算出部203に出力する。
Vs = (Vuv+Vvw+Vwu)/2 ・・・・・(1)
The reference voltage calculation unit 201 calculates the reference voltage Vs from the line voltage signals Vuv, Vvw, Vwu input from the voltage sensor 400 according to the following equation (1). The reference voltage calculation unit 201 outputs the calculated reference voltage Vs to the normal phase voltage calculation unit 202 and the reverse phase voltage calculation unit 203.
Vs = (Vuv + Vvw + Vwu) / 2 (1)
正相電圧算出部202は、線間電圧信号Vuv,Vvw,Vwuと、基準電圧算出部201より入力される基準電圧Vsとから、下記(2)式により、正相電圧Vpを算出するものである。正相電圧算出部202は、算出した正相電圧Vpを不平衡率算出部204に出力する。
逆相電圧算出部203は、線間電圧信号Vuv,Vvw,Vwuと、基準電圧算出部201より入力される基準電圧Vsとから、下記(3)式により、逆相電圧Vnを算出するものである。逆相電圧算出部203は、算出した逆相電圧Vnを不平衡率算出部204に出力する。
不平衡率算出部204は、正相電圧算出部202より入力される正相電圧Vpと逆相電圧算出部203より入力される逆相電圧Vnとから、下記(4)式により、不平衡率kを算出するものである。不平衡率算出部204は、算出した不平衡率kを表示部300に出力する。
k = (Vn/Vp)×100 [%] ・・・・・(4)
The unbalance rate calculation unit 204 calculates the unbalance rate from the normal phase voltage Vp input from the normal phase voltage calculation unit 202 and the negative phase voltage Vn input from the negative phase voltage calculation unit 203 according to the following equation (4). k is calculated. The unbalance rate calculation unit 204 outputs the calculated unbalance rate k to the display unit 300.
k = (Vn / Vp) × 100 [%] (4)
しかしながら、不平衡率検出装置100の場合、演算部200で行われる演算処理が複雑になるという問題があった。 However, in the case of the unbalance rate detection apparatus 100, there is a problem that the arithmetic processing performed by the arithmetic unit 200 is complicated.
本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、より簡単な演算処理で不平衡率を検出することができる不平衡率検出装置を提供することをその目的としている。 The present invention has been conceived under the circumstances described above, and an object of the present invention is to provide an unbalance rate detection device capable of detecting an unbalance rate with simpler arithmetic processing.
上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。 In order to solve the above problems, the present invention takes the following technical means.
本発明の第1の側面によって提供される不平衡率検出装置は、三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する三相二相変換手段と、前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、前記正相分抽出手段によって抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する不平衡率算出手段とを備えており、前記正相分抽出手段および前記逆相分抽出手段は、3つの処理を1つにまとめた伝達関数行列の行列要素を用いており、前記正相分抽出手段は、前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の正相分信号を抽出し、前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の正相分信号を抽出し、前記逆相分抽出手段は、前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の逆相分信号を抽出し、前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の逆相分信号を抽出し、前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、前記第1の伝達関数は、
G1(s)=(T・s+1)/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、前記第2の伝達関数は、
G2(s)=−T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、前記第3の伝達関数は、
G3(s)=T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であることを特徴とする。なお、「正相分の信号」とは、三相交流の基本波と周波数が同じで相順が同じ信号であり、「逆相分の信号」とは、三相交流の基本波と周波数が同じで相順が逆の信号である。
The unbalance rate detection apparatus provided by the first aspect of the present invention includes three-phase two-phase conversion means for converting three signals based on a three-phase alternating current into a first signal and a second signal, and the first A positive phase signal that is a positive phase signal included in the first signal and a second positive phase signal that is a positive phase signal included in the second signal are respectively extracted. Phase extraction means, a first negative phase signal that is a negative phase signal included in the first signal, and a second negative phase that is a negative phase signal included in the second signal A negative phase component extracting means for extracting the respective partial signals, the first positive phase signal and the second positive phase signal extracted by the positive phase component extracting means, and the negative phase component extracting means. An unbalance rate calculation for calculating an unbalance rate from the first antiphase component signal and the second antiphase component signal extracted by And a stage, the positive phase component extracting means and said reverse-phase extraction means is using the matrix elements of the transfer function matrix summarizes three processes into one, the positive phase component extraction means, The first signal is signal-processed by a first transfer function, the second signal is signal-processed by a second transfer function, and these are added to extract the first positive phase signal, The first signal is signal-processed by a third transfer function, the second signal is signal-processed by the first transfer function, and these are added to extract the second positive phase signal. The anti-phase component extracting means performs signal processing on the first signal by the first transfer function, signal processing on the second signal by the third transfer function, and adds them together. A first anti-phase signal is extracted, and the first signal is extracted from the second signal Signal processing is performed by a reaching function, the second signal is signal-processed by the first transfer function, and these are added together to extract the second antiphase signal, and the three-phase AC fundamental wave When the angular frequency is ω 0 and the time constant is T, the first transfer function is
G 1 (s) = (T · s + 1) / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0 ) 2 }
And the second transfer function is
G 2 (s) = − T · ω 0 / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0 ) 2 }
And the third transfer function is
G 3 (s) = T · ω 0 / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0 ) 2 }
It is characterized by being. Note that the “positive phase signal” is a signal having the same frequency and the same phase order as the three-phase AC fundamental wave, and the “negative phase signal” is a three-phase AC fundamental wave and frequency. The signals are the same but in reverse phase order.
本発明の第1の側面によって提供される不平衡率検出装置は、三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する三相二相変換手段と、前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、前記正相分抽出手段によって抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する不平衡率算出手段とを備えており、前記正相分抽出手段および前記逆相分抽出手段は、3つの処理を1つにまとめた伝達関数行列の行列要素を用いており、前記正相分抽出手段は、前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の正相分信号を抽出し、前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の正相分信号を抽出し、前記逆相分抽出手段は、前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の逆相分信号を抽出し、前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の逆相分信号を抽出し、前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、前記第1の伝達関数は、
G1(s)=(T2・s2+T・s+T2・ω0 2)/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、前記第2の伝達関数は、
G2(s)=−T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、前記第3の伝達関数は、
G3(s)=T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であることを特徴とする。
The unbalance rate detection apparatus provided by the first aspect of the present invention includes three-phase two-phase conversion means for converting three signals based on a three-phase alternating current into a first signal and a second signal, and the first A positive phase signal that is a positive phase signal included in the first signal and a second positive phase signal that is a positive phase signal included in the second signal are respectively extracted. Phase extraction means, a first negative phase signal that is a negative phase signal included in the first signal, and a second negative phase that is a negative phase signal included in the second signal A negative phase component extracting means for extracting the respective partial signals, the first positive phase signal and the second positive phase signal extracted by the positive phase component extracting means, and the negative phase component extracting means. An unbalance rate calculation for calculating an unbalance rate from the first antiphase component signal and the second antiphase component signal extracted by And a stage, the positive phase component extracting means and said reverse-phase extraction means is using the matrix elements of the transfer function matrix summarizes three processes into one, the positive phase component extraction means, The first signal is signal-processed by a first transfer function, the second signal is signal-processed by a second transfer function, and these are added to extract the first positive phase signal, The first signal is signal-processed by a third transfer function, the second signal is signal-processed by the first transfer function, and these are added to extract the second positive phase signal. The anti-phase component extracting means performs signal processing on the first signal by the first transfer function, signal processing on the second signal by the third transfer function, and adds them together. A first anti-phase signal is extracted, and the first signal is extracted from the second signal Signal processing is performed by a reaching function, the second signal is signal-processed by the first transfer function, and these are added together to extract the second antiphase signal, and the three-phase AC fundamental wave When the angular frequency is ω 0 and the time constant is T, the first transfer function is
G 1 (s) = (T 2 · s 2 + T · s + T 2 · ω 0 2 ) / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0 ) 2 }
And the second transfer function is
G 2 (s) = − T · ω 0 / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0 ) 2 }
And the third transfer function is
G 3 (s) = T · ω 0 / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0 ) 2 }
It is characterized by being.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記不平衡率算出手段は、前記第1の正相分信号をXα、前記第2の正相分信号をXβ、前記第1の逆相分信号をYα、前記第2の逆相分信号をYβとすると、下記式を用いて不平衡率kを算出する。
本発明の好ましい実施の形態においては、前記不平衡率算出手段によって算出された不平衡率を表示するための表示手段をさらに備えている。 In a preferred embodiment of the present invention, there is further provided display means for displaying the unbalance rate calculated by the unbalance rate calculation means.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記3つの信号は、三相交流の各相電圧を検出した相電圧信号である。 In a preferred embodiment of the present invention, the three signals are phase voltage signals obtained by detecting each phase voltage of three-phase alternating current.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記3つの信号は、三相交流の各線間電圧を検出した線間電圧信号である。 In a preferred embodiment of the present invention, the three signals are line voltage signals obtained by detecting line voltages of three-phase alternating current.
本発明の第3の側面によって提供される不平衡率検出方法は、三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する第1の工程と、前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第1の正相分信号を抽出する第2の工程と、前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第2の正相分信号を抽出する第3の工程と、前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第1の逆相分信号を抽出する第4の工程と、前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第2の逆相分信号を抽出する第5の工程と、前記第2の工程によって抽出された前記第1の正相分信号と、前記第3の工程によって抽出された前記第2の正相分信号と、前記第4の工程によって抽出された前記第1の逆相分信号と、前記第5の工程によって抽出された前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する第6の工程とを備えており、前記第1ないし第3の伝達関数は、3つの処理を1つにまとめた伝達関数行列の行列要素であり、前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、前記第1の伝達関数は、
G1(s)=(T・s+1)/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、前記第2の伝達関数は、
G2(s)=−T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、前記第3の伝達関数は、
G3(s)=T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であることを特徴とする。
The unbalance rate detection method provided by the third aspect of the present invention includes a first step of converting three signals based on a three-phase alternating current into a first signal and a second signal, and the first signal. Signal processing with a first transfer function, signal processing with the second transfer function with a second transfer function, and adding them to extract a first positive phase signal; and A first signal is processed by a third transfer function, the second signal is signal processed by the first transfer function, and these signals are added to extract a second positive phase signal; The first signal is processed by the first transfer function, the second signal is signal processed by the third transfer function, and these are added together to obtain a first antiphase component. A fourth step of extracting a signal; and the first signal is converted to the second transfer function. Therefore, the fifth step of performing signal processing, processing the second signal by the first transfer function, and adding the two to extract a second antiphase signal, and the second step The extracted first positive phase signal, the second positive phase signal extracted by the third step, and the first negative phase signal extracted by the fourth step. And a sixth step of calculating an unbalance rate from the second antiphase component signal extracted in the fifth step, and the first to third transfer functions include three When the angular frequency of the fundamental wave of the three-phase alternating current is ω 0 and the time constant is T, the first transfer function is
G 1 (s) = (T · s + 1) / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0 ) 2 }
And the second transfer function is
G 2 (s) = − T · ω 0 / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0 ) 2 }
And the third transfer function is
G 3 (s) = T · ω 0 / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0 ) 2 }
It is characterized by being.
本発明によれば、正相分の信号と逆相分の信号とがそれぞれ容易に抽出され、これらの正相分の信号と逆相分の信号とから不平衡率が容易に算出される。したがって、簡単な演算処理で不平衡率を検出することができる。 According to the present invention, the signal for the positive phase and the signal for the negative phase are each easily extracted, and the unbalance rate is easily calculated from the signal for the positive phase and the signal for the negative phase. Therefore, the unbalance rate can be detected by a simple arithmetic process.
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。 Other features and advantages of the present invention will become more apparent from the detailed description given below with reference to the accompanying drawings.
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。 Embodiments of the present invention will be specifically described below with reference to the drawings.
図1は、第1実施形態に係る不平衡率検出装置を説明するためのブロック図である。 FIG. 1 is a block diagram for explaining the unbalance rate detection apparatus according to the first embodiment.
不平衡率検出装置1は、三相電力系統の三相交流電圧の不平衡率を検出するものである。電圧センサ4は、三相電力系統の各相電圧を検出するものであり、U相の相電圧を検出した相電圧信号Vu、V相の相電圧を検出した相電圧信号Vv、W相の相電圧を検出した相電圧信号Vwを不平衡率検出装置1に出力する。不平衡率検出装置1は、電圧センサ4より入力される相電圧信号Vu,Vv,Vwに基づいて不平衡率を検出する。 The unbalance rate detector 1 detects the unbalance rate of the three-phase AC voltage of the three-phase power system. The voltage sensor 4 detects each phase voltage of the three-phase power system. The phase voltage signal Vu detects the phase voltage of the U phase, the phase voltage signal Vv detects the phase voltage of the V phase, and the phase of the W phase. The phase voltage signal Vw whose voltage has been detected is output to the unbalance rate detection device 1. The unbalance rate detection device 1 detects the unbalance rate based on the phase voltage signals Vu, Vv, Vw input from the voltage sensor 4.
不平衡率検出装置1は、演算部2および表示部3を備えている。演算部2は、不平衡率を演算するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。演算部2は、演算結果である不平衡率kを表示部3に出力する。表示部3は、演算結果を表示するものであり、モニタなどの表示手段によって実現されている。表示部3は、演算部2より入力された不平衡率kを表示する。演算部2は、三相/二相変換部21、正相分抽出部22、逆相分抽出部23、および不平衡率算出部24を備えている。 The unbalance rate detection apparatus 1 includes a calculation unit 2 and a display unit 3. The computing unit 2 computes the unbalance rate, and is realized by, for example, a microcomputer. The calculation unit 2 outputs the unbalance rate k as a calculation result to the display unit 3. The display unit 3 displays the calculation result, and is realized by display means such as a monitor. The display unit 3 displays the unbalance rate k input from the calculation unit 2. The calculation unit 2 includes a three-phase / two-phase conversion unit 21, a normal phase extraction unit 22, a reverse phase extraction unit 23, and an unbalance rate calculation unit 24.
三相/二相変換部21は、電圧センサ4より入力される3つの相電圧信号Vu,Vv,Vwを、α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに変換するものである。三相/二相変換部21は、いわゆる三相/二相変換処理(αβ変換処理)を行うものであり、相電圧信号Vu,Vv,Vwを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβを生成する。 The three-phase / two-phase converter 21 converts the three phase voltage signals Vu, Vv, Vw input from the voltage sensor 4 into an α-axis voltage signal Vα and a β-axis voltage signal Vβ. The three-phase / two-phase converter 21 performs a so-called three-phase / two-phase conversion process (αβ conversion process), and converts the phase voltage signals Vu, Vv, Vw into an α-axis component and a β-axis component orthogonal to each other. The α-axis voltage signal Vα and the β-axis voltage signal Vβ are generated by disassembling each of them and collecting the respective axis components.
三相/二相変換部21で行われる変換処理は、下記(5)式に示す行列式で表される。
正相分抽出部22および逆相分抽出部23は、三相/二相変換部21より入力されるα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、基本波の正相分信号および逆相分信号を抽出するものである。正相分抽出部22および逆相分抽出部23は、本出願の発明者らが開発した、回転座標変換処理(dq変換処理)を改良した線形時不変の処理(以下では、「DQ−LTI変換処理」とする。)を利用したローパスフィルタを用いている。 The positive phase component extraction unit 22 and the negative phase component extraction unit 23 are based on the α-phase voltage signal Vα and the β-axis voltage signal Vβ input from the three-phase / two-phase conversion unit 21, and the fundamental phase positive phase signal and the negative phase signal. The minute signal is extracted. The normal phase extraction unit 22 and the reverse phase extraction unit 23 are linear time invariant processes (hereinafter referred to as “DQ-LTI”) developed by the inventors of the present application and improved by the rotation coordinate conversion process (dq conversion process). A low-pass filter using “conversion processing” is used.
DQ−LTI変換処理は、回転座標変換(dq変換)を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換(逆dq変換)を行うのと等価の処理を行うことができ、かつ、線形性および時不変性を有する信号処理である。回転座標変換および静止座標変換は非線形時変の処理なので、これらを用いた制御系の設計に線形制御理論を用いることができないし、システム解析もできない。DQ−LTI変換処理は、この問題を解消するために開発されたものであり、回転座標変換を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換を行うのと等価の処理を、伝達関数の行列を用いた演算処理としたものである。 The DQ-LTI conversion processing can perform processing equivalent to performing static coordinate conversion (inverse dq conversion) after performing predetermined processing after performing rotational coordinate conversion (dq conversion), and linearity. And signal processing with time invariance. Since rotational coordinate transformation and stationary coordinate transformation are nonlinear time-varying processes, linear control theory cannot be used for designing a control system using these, and system analysis cannot be performed. The DQ-LTI conversion process has been developed to solve this problem, and a process equivalent to performing a static coordinate conversion after performing a predetermined process after performing a rotational coordinate conversion is performed as a transfer function. This is a calculation process using a matrix.
まず、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明する。 First, a method for converting processing involving rotational coordinate transformation and stationary coordinate transformation into linear time-invariant processing will be described.
図2(a)は、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を説明するための図である。当該処理では、まず、信号αおよびβが、回転座標変換によって、信号dおよびqに変換される。信号dおよびqに対して、それぞれ所定の伝達関数F(s)で表される処理が行われ、信号d’およびq’が出力される。次に、信号d’およびq’が静止座標変換によって、信号α’およびβ’に変換される。図2(a)に示す非線形時変の処理を、図2(b)に示す線形時不変の伝達関数の行列Gを用いた処理に変換する。 FIG. 2A is a diagram for explaining processing involving rotational coordinate conversion and stationary coordinate conversion. In this processing, first, the signals α and β are converted into signals d and q by rotational coordinate conversion. The signals d and q are each processed by a predetermined transfer function F (s), and signals d 'and q' are output. Next, the signals d ′ and q ′ are converted into signals α ′ and β ′ by stationary coordinate transformation. The nonlinear time-varying process shown in FIG. 2A is converted into a process using a matrix G of linear time-invariant transfer functions shown in FIG.
図2(a)に示す回転座標変換は下記(6)式の行列式で表され、静止座標変換は下記(7)式の行列式で表される。
したがって、図2(a)に示す処理を、行列を用いて、図3(a)のように表すことができる。図3(a)に示す3つの行列の積を計算し、算出された行列を線形時不変の行列にすることで、図2(b)に示す行列Gを算出することができる。このとき、静止座標変換および回転座標変換の行列を行列の積に変換したうえで、算出を行う。 Therefore, the process shown in FIG. 2A can be expressed as shown in FIG. 3A using a matrix. The matrix G shown in FIG. 2B can be calculated by calculating the product of the three matrices shown in FIG. 3A and making the calculated matrix a linear time-invariant matrix. At this time, the calculation is performed after converting the matrix of the stationary coordinate conversion and the rotation coordinate conversion into a matrix product.
回転座標変換の行列は、下記(8)式に示す右辺の行列の積に変換することができる。
また、静止座標変換の行列は、下記(9)式に示す右辺の行列の積に変換することができる。当該行列の積の中央の行列は線形時不変の行列である。
上記(8)式および(9)式を用いて、図3(a)に示す3つの行列の積を計算して、行列Gを算出すると、下記(10)式のように計算される。
上記(10)式の中央の3つの行列の1行1列目の要素に注目し、これをブロック線図で表すと、図4に示すブロック線図になる。図4に示すブロック線図の入出力特性を計算すると、
ここで、θ(t)=ω0tとすると、θ(t)−θ(τ)=ω0t−ω0τ=ω0(t−τ)=θ(t−τ)となるので、図4に示すブロック線図の入出力特性は、インパルス応答f(t)exp(−jω0t)を持つ線形時不変系のものに等しい。インパルス応答f(t)exp(−jω0t)をラプラス変換すると、伝達関数F(s+jω0)が得られる。また、図4に示すブロック線図のexp(jθ(t))とexp(−jθ(t))とを入れ換えた場合の入出力特性は、伝達関数F(s−jω0)の入出力特性になる。 Here, when θ (t) = ω 0 t, θ (t) −θ (τ) = ω 0 t−ω 0 τ = ω 0 (t−τ) = θ (t−τ). The input / output characteristics of the block diagram shown in FIG. 4 are equal to those of a linear time-invariant system having an impulse response f (t) exp (−jω 0 t). When the impulse response f (t) exp (−jω 0 t) is Laplace transformed, a transfer function F (s + jω 0 ) is obtained. The input / output characteristics when exp (jθ (t)) and exp (−jθ (t)) in the block diagram shown in FIG. 4 are interchanged are the input / output characteristics of the transfer function F (s−jω 0 ). become.
したがって、上記(10)式からさらに計算を進めると、
これにより、図3(a)に示す処理を、図3(b)に示す処理に変換することができる。図3(b)に示す処理は、回転座標変換を行ってから所定の伝達関数F(s)で表される処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理であって、当該処理のシステムは線形時不変のシステムである。 Thereby, the process shown in FIG. 3A can be converted into the process shown in FIG. The process shown in FIG. 3B is a process equivalent to the process of performing the stationary coordinate conversion after performing the process represented by the predetermined transfer function F (s) after performing the rotational coordinate conversion. This system is a linear time-invariant system.
ローパスフィルタの伝達関数は、時定数をTとすると、F(s)=1/(Ts+1)で表される。したがって、図5に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからローパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列GLPFは、上記(11)式を用いて、下記(12)式のように算出される。
図6は、行列GLPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図(a)は行列GLPFの1行1列要素(以下では、「(1,1)要素」と記載する。他の要素についても同様に記載する。)および(2,2)要素の伝達関数を示しており、同図(b)は行列GLPFの(1,2)要素の伝達関数を示しており、同図(c)は行列GLPFの(2,1)要素の伝達関数を示している。同図は、系統電圧の基本波の周波数(以下では、「中心周波数」とする。また、中心周波数に対応する角周波数を「中心角周波数」とする。)が60Hzの場合(すなわち、角周波数ω0=120πの場合)のものであり、時定数Tを「0.1」,「1」,「10」,「100」とした場合を示している。 FIG. 6 is a Bode diagram for analyzing a transfer function that is each element of the matrix G LPF . FIG. 5A shows a 1-row and 1-column element of matrix G LPF (hereinafter referred to as “(1,1) element”. Other elements are also described in the same manner) and (2,2) element. It shows a transfer function, Fig. (b) shows a transfer function of (1,2) element of the matrix G LPF, FIG. (c) the transfer function of the (2,1) element of the matrix G LPF Is shown. The figure shows the case where the frequency of the fundamental wave of the system voltage (hereinafter referred to as “center frequency”. Also, the angular frequency corresponding to the center frequency is referred to as “center angular frequency”) is 60 Hz (that is, angular frequency). ω 0 = 120π), and the time constant T is set to “0.1”, “1”, “10”, “100”.
同図(a),(b)および(c)が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、振幅特性のピークは−6dB(=1/2)である。また、時定数Tが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。同図(a)が示す位相特性は、中心周波数で0度になる。つまり、行列GLPFの(1,1)要素および(2,2)要素の伝達関数は、中心周波数(中心角周波数)の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図(b)が示す位相特性は、中心周波数で90度になる。つまり、行列GLPFの(1,2)要素の伝達関数は、中心周波数(中心角周波数)の信号の位相を90度進めて通過させる。一方、同図(c)が示す位相特性は、中心周波数で−90度になる。つまり、行列GLPFの(2,1)要素の伝達関数は、中心周波数(中心角周波数)の信号の位相を90度遅らせて通過させる。以下に、三相/二相変換後の2つの信号に対する伝達関数の行列GLPFに示す処理を、図7を参照して検討する。 The amplitude characteristics shown in FIGS. 4A, 4B, and 5C all have a peak at the center frequency, and the peak of the amplitude characteristic is −6 dB (= 1/2). Further, as the time constant T increases, the pass band decreases. The phase characteristic shown in FIG. 5A is 0 degree at the center frequency. That is, the transfer function of the (1, 1) element and the (2, 2) element of the matrix G LPF passes the signal of the center frequency (center angular frequency) without changing the phase. The phase characteristic shown in FIG. 5B is 90 degrees at the center frequency. That is, the transfer function of the (1,2) element of the matrix G LPF passes the phase of the signal of the center frequency (center angular frequency) by 90 degrees. On the other hand, the phase characteristic shown in FIG. 4C is −90 degrees at the center frequency. That is, the transfer function of the (2, 1) element of the matrix G LPF passes the signal of the center frequency (center angular frequency) delayed by 90 degrees. Hereinafter, processing shown in the transfer function matrix G LPF for the two signals after the three-phase / two-phase conversion will be discussed with reference to FIG.
図7は、正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。同図(a)は正相分の信号を示しており、同図(b)は逆相分の信号を示している。 FIG. 7 is a diagram for explaining the signal for the positive phase and the signal for the negative phase. FIG. 4A shows the signal for the positive phase, and FIG. 4B shows the signal for the reverse phase.
同図(a)において、相電圧信号Vu,Vv,Vwの基本波の正相分信号を破線矢印のベクトルu,v,wで示している。ベクトルu,v,wは互いに120度ずつ向きが異なっており、時計回りの順番で並んで角周波数ω0で反時計回りの方向に回転している。前記正相分信号を三相/二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα,βで示される。ベクトルα,βは、時計回りの順番で90度向きが異なっており、角周波数ω0で反時計回りの方向に回転している。 In FIG. 5A, the positive phase components of the fundamental wave of the phase voltage signals Vu, Vv, Vw are indicated by broken line arrows vectors u, v, w. The vectors u, v, and w have directions different from each other by 120 degrees, and are arranged in a clockwise order and rotated counterclockwise at an angular frequency ω 0 . The α-axis signal and β-axis signal obtained by converting the positive phase signal into three-phase / two-phase signals are indicated by vectors α and β of solid arrows. The vectors α and β are different in direction by 90 degrees in the clockwise order, and are rotated counterclockwise at the angular frequency ω 0 .
つまり、α軸信号はβ軸信号より90度位相が進んでいる。α軸信号に行列GLPFの(1,1)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない(図6(a)参照)。また、β軸信号に行列GLPFの(1,2)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度進む(図6(b)参照)。したがって、両者の位相がα軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでα軸信号が再現される。一方、α軸信号に行列GLPFの(2,1)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度遅れる(図6(c)参照)。また、β軸信号に行列GLPFの(2,2)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相がβ軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでβ軸信号が再現される。 That is, the α-axis signal is 90 degrees ahead of the β-axis signal. When the processing shown in the transfer function of the (1, 1) element of the matrix G LPF is performed on the α-axis signal, the amplitude becomes half and the phase does not change (see FIG. 6A). Further, when the process indicated by the transfer function of the (1,2) element of the matrix G LPF is performed on the β-axis signal, the amplitude is halved and the phase is advanced by 90 degrees (see FIG. 6B). Therefore, since both phases are the same as the α-axis signal, the α-axis signal is reproduced by adding both. On the other hand, when the process indicated by the transfer function of the (2, 1) element of the matrix G LPF is performed on the α-axis signal, the amplitude is halved and the phase is delayed by 90 degrees (see FIG. 6C). Further, when the process indicated by the transfer function of the (2, 2) element of the matrix G LPF is performed on the β-axis signal, the amplitude becomes half and the phase does not change. Therefore, since both phases are the same as the β-axis signal, the β-axis signal is reproduced by adding both.
逆相分は相順が正相分とは逆方向になっている成分である。図7(b)において、相電圧信号Vu,Vv,Vwの基本波の逆相分信号を破線矢印のベクトルu,v,wで示している。ベクトルu,v,wは互いに120度ずつ向きが異なっており、反時計回りの順番で並んで角周波数ω0で反時計回りの方向に回転している。前記逆相分信号を三相/二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα,βで示される。ベクトルα,βは、反時計回りの順番で90度向きが異なっており、角周波数ω0で反時計回りの方向に回転している。 The reverse phase component is a component whose phase sequence is opposite to the normal phase component. In FIG. 7B, the reverse phase signals of the fundamental wave of the phase voltage signals Vu, Vv, Vw are indicated by broken line arrows vectors u, v, w. The vectors u, v, and w have directions different from each other by 120 degrees, and are arranged in the counterclockwise order and rotated in the counterclockwise direction at the angular frequency ω 0 . An α-axis signal and a β-axis signal obtained by three-phase / two-phase conversion of the antiphase signal are indicated by vectors α and β of solid arrows. The vectors α and β are different in the direction of 90 degrees in the counterclockwise order, and rotate in the counterclockwise direction at the angular frequency ω 0 .
つまり、α軸信号はβ軸信号より90度位相が遅れている。α軸信号に行列GLPFの(1,1)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。また、β軸信号に行列GLPFの(1,2)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度進む。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、α軸信号にGLPFの(2,1)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度遅れる。また、β軸信号に行列GLPFの(2,2)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。つまり、伝達関数の行列GLPFは、基本波の正相分信号を通過させ、逆相分信号を遮断する。また、基本波以外の周波数の信号(高調波など)は基本波より減衰されるので、伝達関数の行列GLPFに示す処理は、中心周波数の正相分信号を抽出するフィルタ処理であることが確認できる。 That is, the α-axis signal is 90 degrees behind the β-axis signal. When the processing indicated by the transfer function of the (1, 1) element of the matrix G LPF is performed on the α-axis signal, the amplitude becomes half and the phase does not change. Further, when the process indicated by the transfer function of the (1,2) element of the matrix G LPF is performed on the β-axis signal, the amplitude becomes half and the phase advances by 90 degrees. Therefore, since the phases of both are reversed, adding them together cancels each other. On the other hand, when the processing indicated by the transfer function of the (2, 1) element of the G LPF is performed on the α-axis signal, the amplitude is halved and the phase is delayed by 90 degrees. Further, when the process indicated by the transfer function of the (2, 2) element of the matrix G LPF is performed on the β-axis signal, the amplitude becomes half and the phase does not change. Therefore, since the phases of both are reversed, adding them together cancels each other. In other words, the transfer function matrix G LPF passes the positive phase signal of the fundamental wave and blocks the negative phase signal. In addition, since a signal having a frequency other than the fundamental wave (such as a harmonic) is attenuated by the fundamental wave, the process indicated by the transfer function matrix G LPF may be a filter process for extracting a positive-phase component signal of the center frequency. I can confirm.
伝達関数の行列GLPFの(1,2)要素と(2,1)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、正相分信号を遮断し、逆相分信号を通過させる。したがって、中心周波数の逆相分信号を抽出する場合には、伝達関数の行列GLPFの(1,2)要素と(2,1)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。 When the (1, 2) element and the (2, 1) element of the transfer function matrix G LPF are interchanged, conversely to the above, the positive phase signal is cut off and the negative phase signal is passed. Therefore, when extracting the antiphase signal of the center frequency, a matrix obtained by exchanging the (1, 2) element and the (2, 1) element of the transfer function matrix G LPF may be used.
正相分抽出部22は、三相/二相変換部21より入力されるα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、基本波の正相分信号を抽出するものである。抽出された正相分信号Yαp,Yβpは、不平衡率算出部24に出力される。正相分抽出部22は、上記(12)式に示す、基本波の正相分信号を抽出するための伝達関数の行列GLPFに表される処理を行う。つまり、下記(13)式に示す処理を行っている。角周波数ω0は系統電圧の基本波の角周波数(例えば、ω0=120π[rad/sec](60[Hz]))があらかじめ設定されており、時定数Tはあらかじめ設計されている。
図1に戻って、正相分抽出部22は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。正相分抽出部22で行われる処理は、伝達関数の行列GLPFで示されるので、線形時不変の処理である。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。また、正相分信号Vαp,Vβpは、上記(13)式によって容易に算出される。 Returning to FIG. 1, the normal phase extraction unit 22 performs the filtering process in the stationary coordinate system without performing the rotation coordinate transformation and the stationary coordinate transformation. The processing performed by the positive phase component extraction unit 22 is a linear time-invariant processing because it is represented by a transfer function matrix G LPF . Since the system is a linear time invariant system that does not include the rotating coordinate transformation process and the static coordinate transformation process, which are nonlinear time-varying processes, control system design and system analysis using linear control theory are possible. Further, the positive phase signals Vαp and Vβp are easily calculated by the above equation (13).
逆相分抽出部23は、三相/二相変換部21より入力されるα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、基本波の逆相分信号を抽出するものである。抽出された逆相分信号Yαn,Yβnは、不平衡率算出部24に出力される。逆相分抽出部23は、上記(12)式に示す伝達関数の行列GLPFの(1,2)要素と(2,1)要素とを入れ換えた行列に表される処理を行う。つまり、基本波の逆相分信号を抽出するための処理を行っており、下記(14)式に示す処理を行っている。角周波数ω0は系統電圧の基本波の角周波数(例えば、ω0=120π[rad/sec](60[Hz]))があらかじめ設定されており、時定数Tはあらかじめ設計されている。
逆相分抽出部23は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。逆相分抽出部23で行われる処理は、伝達関数の行列GLPFの(1,2)要素と(2,1)要素とを入れ換えた行列で示されるので、線形時不変の処理である。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。また、逆相分信号Vαn,Vβnは、上記(14)式によって容易に算出される。 The antiphase component extraction unit 23 performs the filtering process in the stationary coordinate system without performing the rotation coordinate transformation and the stationary coordinate transformation. The processing performed by the antiphase component extraction unit 23 is a linear time-invariant processing because it is represented by a matrix in which the (1,2) and (2,1) elements of the transfer function matrix G LPF are exchanged. Since the system is a linear time invariant system that does not include the rotating coordinate transformation process and the static coordinate transformation process, which are nonlinear time-varying processes, control system design and system analysis using linear control theory are possible. Further, the negative phase signals Vαn and Vβn are easily calculated by the above equation (14).
不平衡率算出部24は、正相分抽出部22より入力される正相分信号Vαp,Vβpと、逆相分抽出部23より入力される逆相分信号Vαn,Vβnとから、下記(15)式を用いて、不平衡率kを算出するものである。不平衡率算出部24は、算出した不平衡率kを表示部3に出力する。
本実施形態において、3つの相電圧信号Vu,Vv,Vwが互いに直交するα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに変換される。α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとが、それぞれDQ−LTI変換処理を利用したローパスフィルタによって容易に抽出される。そして、抽出された正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとから、不平衡率kが容易に算出される。したがって、簡単な演算処理で不平衡率を検出することができる。 In the present embodiment, the three phase voltage signals Vu, Vv, Vw are converted into an α-axis voltage signal Vα and a β-axis voltage signal Vβ that are orthogonal to each other. From the α-axis voltage signal Vα and the β-axis voltage signal Vβ, the positive-phase component signals Vαp and Vβp and the negative-phase component signals Vαn and Vβn are easily extracted by low-pass filters using DQ-LTI conversion processing, respectively. Then, the unbalance rate k is easily calculated from the extracted positive phase signals Vαp and Vβp and the negative phase signals Vαn and Vβn. Therefore, the unbalance rate can be detected by a simple arithmetic process.
なお、本実施形態においては、正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとから上記(15)式を用いて不平衡率kを算出する場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分信号Vαp,Vβpおよび逆相分信号Vαn,Vβnを、二相/三相変換処理(逆αβ変換処理)によって、それぞれ三相の正相分信号および逆相分信号に変換し、これらを用いて不平衡率kを算出するようにしてもよい。なお、この場合、上記(5)式に示す三相/二相変換処理の行列、上記(13)式に示す行列、および、二相/三相変換処理の行列の積を算出して、当該積の行列を用いて相電圧信号Vu,Vv,Vwから三相の正相分信号を直接算出するようにしてもよい。逆相分については、上記(13)式の代わりに上記(14)式を用いた積の行列を用いればよい。また、上記第1実施形態において、上記(5)式に示す演算、上記(13)または(14)式に示す演算に代えて、各行列の積を算出して、当該積の行列を用いた演算を行うようにしてもよい。 In the present embodiment, the case where the unbalance rate k is calculated from the positive phase signals Vαp and Vβp and the negative phase signals Vαn and Vβn using the above equation (15) has been described. Absent. For example, the positive phase signal Vαp, Vβp and the negative phase signal Vαn, Vβn are converted into a three-phase positive phase signal and a negative phase signal, respectively, by two-phase / three-phase conversion processing (reverse αβ conversion processing). These may be used to calculate the unbalance rate k. In this case, the product of the matrix of the three-phase / two-phase conversion process shown in the above equation (5), the matrix shown in the above equation (13), and the matrix of the two-phase / three-phase conversion process is calculated, A three-phase positive phase signal may be directly calculated from the phase voltage signals Vu, Vv, and Vw using a matrix of products. For the reversed phase component, a matrix of products using the above equation (14) may be used instead of the above equation (13). In the first embodiment, instead of the calculation shown in the equation (5) and the calculation shown in the equation (13) or (14), the product of each matrix is calculated and the matrix of the product is used. You may make it perform a calculation.
本実施形態においては、伝達関数の行列の各要素の時定数が同一である場合について説明したが、要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。 In the present embodiment, the case where the time constants of the elements of the transfer function matrix are the same has been described. However, different values may be used for each element. For example, it can be designed to provide additional characteristics such as improving the quick response of the α-axis component and increasing the stability.
本実施形態においては、正相分抽出部22および逆相分抽出部23をそれぞれ個別に設計する場合について説明したが、これに限られない。時定数Tを共通にするようにして、正相分抽出部22および逆相分抽出部23を一度に設計するようにしてもよい。 In this embodiment, although the case where the normal phase part extraction part 22 and the reverse phase part extraction part 23 were designed individually was demonstrated, it is not restricted to this. The normal phase extraction unit 22 and the reverse phase extraction unit 23 may be designed at a time so that the time constant T is shared.
本実施形態においては、正相分抽出部22および逆相分抽出部23で用いられる角周波数ω0をあらかじめ設定しておく場合について説明したが、これに限られない。信号処理のサンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、系統電圧の基本波の角周波数を周波数検出装置などで検出して、検出された角周波数を角周波数ω0として用いるようにしてもよい。 In the present embodiment, the case where the angular frequency ω 0 used in the normal phase extraction unit 22 and the reverse phase extraction unit 23 is set in advance has been described, but the present invention is not limited thereto. When the sampling period of the signal processing is a fixed sampling period, the angular frequency of the fundamental wave of the system voltage may be detected by a frequency detection device or the like, and the detected angular frequency may be used as the angular frequency ω 0 .
上記第1実施形態においては、ローパスフィルタに代わる処理を行う場合について説明したが、ハイパスフィルタに代わる処理を行う構成としてもよい。以下に、ハイパスフィルタに代わる処理を行う場合を第2実施形態として説明する。 In the first embodiment, the case where the process replacing the low-pass filter is performed has been described. However, the process replacing the high-pass filter may be performed. Hereinafter, a case where a process replacing the high-pass filter is performed will be described as a second embodiment.
ハイパスフィルタの伝達関数は、時定数をTとすると、F(s)=Ts/(Ts+1)で表される。したがって、図8に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからハイパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列GHPFは、上記(11)式を用いて、下記(16)式のように算出される。
図9は、行列GHPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図(a)は行列GHPFの(1,1)要素および(2,2)要素の伝達関数を示しており、同図(b)は行列GHPFの(1,2)要素の伝達関数を示しており、同図(c)は行列GHPFの(2,1)要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が60Hzの場合のものであり、時定数Tを「0.1」,「1」,「10」,「100」とした場合を示している。 FIG. 9 is a Bode diagram for analyzing a transfer function which is each element of the matrix G HPF . FIG (a) shows a transfer function of (1, 1) element and (2,2) element of the matrix G HPF, FIG (b) the transfer function of the (1,2) element of the matrix G HPF FIG. 4C shows the transfer function of the (2, 1) element of the matrix G HPF . This figure shows the case where the center frequency is 60 Hz, and the time constant T is “0.1”, “1”, “10”, “100”.
同図(a)が示す振幅特性は中心周波数近辺で減衰しており、中心周波数での振幅特性は−6dB(=1/2)である。また、時定数Tが大きくなると、遮断帯域が小さくなっている。同図(b)および(c)が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、振幅特性のピークは−6dB(=1/2)である。また、時定数Tが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。また、同図(a)が示す位相特性は、中心周波数で0度になる。つまり、行列GHPFの(1,1)要素および(2,2)要素の伝達関数は、中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図(b)が示す位相特性は、中心周波数で−90度になる。つまり、行列GHPFの(1,2)要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を90度遅らせて通過させる。一方、同図(c)が示す位相特性は、中心周波数で90度になる。つまり、行列GHPFの(2,1)要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を90度進めて通過させる。以下に、三相/二相変換後の2つの信号に対する伝達関数の行列GHPFに示す処理を、図7を参照して検討する。 The amplitude characteristic shown in FIG. 6A is attenuated in the vicinity of the center frequency, and the amplitude characteristic at the center frequency is −6 dB (= ½). Further, as the time constant T increases, the cutoff band decreases. The amplitude characteristics shown in FIGS. 5B and 5C both have a peak at the center frequency, and the peak of the amplitude characteristics is −6 dB (= ½). Further, as the time constant T increases, the pass band decreases. Further, the phase characteristic shown in FIG. 5A is 0 degree at the center frequency. That is, the transfer function of the (1, 1) element and the (2, 2) element of the matrix G HPF passes the signal of the center frequency without changing the phase. The phase characteristic shown in FIG. 5B is −90 degrees at the center frequency. That is, the transfer function of the (1,2) element of the matrix G HPF passes the signal of the center frequency signal delayed by 90 degrees. On the other hand, the phase characteristic shown in FIG. 4C is 90 degrees at the center frequency. That is, the transfer function of the (2, 1) element of the matrix G HPF passes the phase of the signal at the center frequency by 90 degrees. The processing shown in the matrix G HPF of the transfer function for the two signals after the three-phase / two-phase conversion will be discussed below with reference to FIG.
図7(a)において、基本波の正相分信号を三相/二相変換したα軸信号(ベクトルα)に行列GHPFの(1,1)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない(図9(a)参照)。また、β軸信号(ベクトルβ)に行列GHPFの(1,2)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度遅れる(図9(b)参照)。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、α軸信号に行列GHPFの(2,1)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度進む(図9(c)参照)。また、β軸信号に行列GHPFの(2,2)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。 In FIG. 7A, when the processing indicated by the transfer function of the (1, 1) element of the matrix G HPF is performed on the α-axis signal (vector α) obtained by three-phase / two-phase conversion of the positive phase signal of the fundamental wave The amplitude is halved and the phase does not change (see FIG. 9A). Further, when the process indicated by the transfer function of the (1,2) element of the matrix G HPF is performed on the β-axis signal (vector β), the amplitude is halved and the phase is delayed by 90 degrees (see FIG. 9B). ). Therefore, since the phases of both are reversed, adding them together cancels each other. On the other hand, when the process indicated by the transfer function of the (2, 1) element of the matrix G HPF is performed on the α-axis signal, the amplitude is halved and the phase advances by 90 degrees (see FIG. 9C). Further, when the process indicated by the transfer function of the (2, 2) element of the matrix G HPF is performed on the β-axis signal, the amplitude becomes half and the phase does not change. Therefore, since the phases of both are reversed, adding them together cancels each other.
同図(b)において、基本波の逆相分信号を三相/二相変換したα軸信号(ベクトルα)に行列GHPFの(1,1)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。また、β軸信号(ベクトルβ)に行列GHPFの(1,2)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度遅れる。したがって、両者の位相がα軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでα軸信号が再現される。一方、α軸信号に行列GHPFの(2,1)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度進む(図9(c)参照)。また、β軸信号に行列GHPFの(2,2)要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相がβ軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでβ軸信号が再現される。 In FIG. 5B, when the processing shown in the transfer function of the (1, 1) element of the matrix G HPF is performed on the α-axis signal (vector α) obtained by three-phase / two-phase conversion of the inverse signal of the fundamental wave. The amplitude is halved and the phase does not change. Further, when the process indicated by the transfer function of the (1,2) element of the matrix G HPF is performed on the β-axis signal (vector β), the amplitude is halved and the phase is delayed by 90 degrees. Therefore, since both phases are the same as the α-axis signal, the α-axis signal is reproduced by adding both. On the other hand, when the process indicated by the transfer function of the (2, 1) element of the matrix G HPF is performed on the α-axis signal, the amplitude is halved and the phase is advanced by 90 degrees (see FIG. 9C). Further, when the process indicated by the transfer function of the (2, 2) element of the matrix G HPF is performed on the β-axis signal, the amplitude becomes half and the phase does not change. Therefore, since both phases are the same as the β-axis signal, the β-axis signal is reproduced by adding both.
つまり、伝達関数の行列GHPFは、基本波の逆相分信号を通過させ、正相分信号を遮断する。また、基本波以外の周波数の信号(高調波など)は、行列GHPFの(1,1)要素および(2,2)要素の伝達関数に示す処理を行った場合はそのまま通過し(図9(a)参照)、(1,2)要素および(2,1)要素の伝達関数に示す処理を行った場合は減衰するので(図9(b)、(c)参照)、ほぼそのまま通過する。したがって、伝達関数の行列GHPFに示す処理は、中心周波数の正相分信号だけを除去するノッチフィルタ処理であることが確認できる。 That is, the matrix G HPF of the transfer function allows the negative phase signal of the fundamental wave to pass and blocks the positive phase signal. In addition, a signal having a frequency other than the fundamental wave (such as a harmonic wave) passes as it is when the processing indicated by the transfer functions of the (1, 1) element and the (2, 2) element of the matrix G HPF is performed (FIG. 9). (See (a)), (1,2) and (2,1) elements are transferred as shown in FIG. . Therefore, it can be confirmed that the process shown in the matrix G HPF of the transfer function is a notch filter process that removes only the positive phase signal of the center frequency.
伝達関数の行列GHPFの(1,2)要素と(2,1)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、逆相分信号を遮断し、正相分信号を通過させる。したがって、中心周波数の逆相分信号だけを除去する場合には、伝達関数の行列GHPFの(1,2)要素と(2,1)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。 When the (1,2) element and the (2,1) element of the matrix G HPF of the transfer function are interchanged, the reverse phase signal is cut off and the positive phase signal is passed, contrary to the above. Therefore, in order to remove only the antiphase signal of the center frequency, a matrix in which the (1,2) element and the (2,1) element of the transfer function matrix G HPF are exchanged may be used.
第2実施形態に係る不平衡率検出装置の内部構成を説明するためのブロック図は、図1に示す第1実施形態の不平衡率検出装置1のものと共通する。第2実施形態においては、図1に示す正相分抽出部22に代えて、ハイパスフィルタに代わる処理を行って逆相分を除去する正相分抽出部22’(図示しない)を備え、逆相分抽出部23に代えて、ハイパスフィルタに代わる処理を行って正相分を除去する逆相分抽出部23’(図示しない)を備えている。逆相分抽出部23’は、上記(16)式に示す行列GHPFを用いた下記(17)式に示す処理を行い、正相分抽出部22’は、上記(16)式に示す行列GHPFの(1,2)要素と(2,1)要素とを入れ換えた行列を用いた下記(18)式に示す処理を行う。なお、角周波数ω0は系統電圧の基本波の角周波数(例えば、ω0=120π[rad/sec](60[Hz]))があらかじめ設定されており、時定数Tはあらかじめ設計されている。この場合でも、正相分抽出部22’が基本波の正相分信号を抽出し、逆相分抽出部23’が基本波の逆相分信号を抽出することができる。
本実施形態においても、正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとをそれぞれ容易に抽出することができる。そして、抽出された正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとから、不平衡率kが容易に算出される。したがって、第1実施形態と同様の効果を奏することができる。 Also in this embodiment, the positive phase signals Vαp and Vβp and the negative phase signals Vαn and Vβn can be easily extracted. Then, the unbalance rate k is easily calculated from the extracted positive phase signals Vαp and Vβp and the negative phase signals Vαn and Vβn. Therefore, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
なお、第2実施形態においても、第1実施形態の場合と同様に、伝達関数の行列の各要素の時定数に異なる値を用いるようにしてもよいし、時定数Tを共通にするようにして、正相分抽出部22’および逆相分抽出部23’を一度に設計するようにしてもよい。また、周波数検出装置などで検出した系統電圧の基本波の角周波数を角周波数ω0として用いるようにしてもよい。 In the second embodiment, as in the case of the first embodiment, different values may be used for the time constant of each element of the transfer function matrix, or the time constant T may be shared. Thus, the normal phase extraction unit 22 ′ and the reverse phase extraction unit 23 ′ may be designed at a time. Further, the angular frequency of the fundamental wave of the system voltage detected by a frequency detection device or the like may be used as the angular frequency ω 0 .
第2実施形態においては、正相分抽出部22’が基本波の逆相分の通過を抑制することで正相分を抽出し、逆相分抽出部23’が基本波(正相分)の通過を抑制することで逆相分を抽出する。したがって、α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに高調波成分が含まれていた場合、正相分抽出部22’および逆相分抽出部23’は、高調波成分も通過させてしまう。不平衡率を検出する電力系統に高調波成分が含まれている場合、基本波の正相分または逆相分をより精度よく抽出するためには、当該高調波成分の通過を抑制する構成を追加する必要がある。 In the second embodiment, the positive phase component extracting unit 22 ′ extracts the normal phase component by suppressing the passage of the fundamental wave in the negative phase component, and the negative phase component extracting unit 23 ′ is the fundamental wave component (the normal phase component). The reverse phase is extracted by suppressing the passage of. Accordingly, when the harmonic component is included in the α-axis voltage signal Vα and the β-axis voltage signal Vβ, the positive phase component extracting unit 22 ′ and the negative phase component extracting unit 23 ′ also pass the harmonic component. When harmonic components are included in the power system that detects the unbalance rate, in order to extract the positive phase component or the negative phase component of the fundamental wave more accurately, a configuration that suppresses the passage of the harmonic components is used. Need to add.
この場合、正相分抽出部22’および逆相分抽出部23’において、抑制すべき高調波成分を除去するためのハイパスフィルタに代わる処理をさらに備えるようにすればよい。例えば、5次高調波を抑制すべき場合は、上記(16)式に示す行列GHPFにおいて、ω0を「−5ω0」とした行列を用いた処理を行えばよい。正相分抽出部22’および逆相分抽出部23’は抑制する必要がある高調波成分の次数に応じて設計すればよく、7次高調波、11次高調波を抑制すべき場合は、上記(16)式に示す行列GHPFにおいて、ω0をそれぞれ「7ω0」、「−11ω0」とした行列を用いた処理を行うようにすればよい。 In this case, the positive phase component extracting unit 22 ′ and the negative phase component extracting unit 23 ′ may further include a process in place of the high-pass filter for removing the harmonic component to be suppressed. For example, when the fifth harmonic is to be suppressed, processing using a matrix in which ω 0 is set to “−5ω 0 ” in the matrix G HPF shown in the above equation (16) may be performed. The positive phase component extracting unit 22 ′ and the negative phase component extracting unit 23 ′ may be designed according to the order of the harmonic component that needs to be suppressed. When the seventh harmonic and the eleventh harmonic are to be suppressed, in the matrix G HPF shown in equation (16), the omega 0 respectively "7Omega 0", "- 11ω 0" to the the matrix may be performed processing using.
上記第1または第2実施形態においては、正相分抽出部22(22’)および逆相分抽出部23(23’)がどちらもローパスフィルタに代わる処理またはハイパスフィルタに代わる処理を用いる場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分抽出部22がローパスフィルタに代わる処理を用いて正相分信号を通過させることで抽出し、逆相分抽出部23’がハイパスフィルタに代わる処理を用いて正相分信号の通過を抑制することで逆相分信号を抽出するようにしてもよい。また、正相分抽出部22’がハイパスフィルタに代わる処理を用いて逆相分信号の通過を抑制することで正相分信号を抽出し、逆相分抽出部23がローパスフィルタに代わる処理を用いて逆相分信号を通過させることで抽出するようにしてもよい。 In the first or second embodiment, the case where both the normal phase extraction unit 22 (22 ′) and the reverse phase extraction unit 23 (23 ′) use a process that replaces the low-pass filter or a process that replaces the high-pass filter. Although explained, it is not limited to this. For example, the normal phase extraction unit 22 performs extraction by passing a normal phase signal using a process instead of a low pass filter, and the reverse phase extraction unit 23 ′ uses a process instead of a high pass filter to extract the positive phase signal. You may make it extract a negative phase signal by suppressing passage. Further, the positive phase component extraction unit 22 ′ extracts a normal phase signal by suppressing the passage of the negative phase component signal using a process that replaces the high-pass filter, and the negative phase component extraction unit 23 performs a process that replaces the low-pass filter. It is also possible to extract the signal by passing the opposite phase signal.
上記第1または第2実施形態においては、電圧センサ4が相電圧を検出する場合について説明したが、これに限られない。例えば、電圧センサ4が線間電圧を検出する場合でも、本発明を適用することができる。この場合、三相/二相変換部21で行われる変換処理に、上記(5)式に示す行列式に代えて、下記(19)式に示す行列式を用いるようにすればよい。また、三相/二相変換部21に、線間電圧信号を相電圧信号に変換する構成を追加して、線間電圧信号Vuv,Vvw,Vwuを相電圧信号Vu,Vv,Vwに変換してから、上記(5)式でα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに変換するようにしてもよい。
また、電流センサから入力される電流信号Iu,Iv,Iwに基づいて不平衡率を検出するようにしてもよい。この場合は、上記第1または第2実施形態の構成をそのまま用いることができる。 Further, the unbalance rate may be detected based on current signals Iu, Iv, and Iw input from the current sensor. In this case, the configuration of the first or second embodiment can be used as it is.
上記第1または第2実施形態においては、算出された不平衡率kを表示部3に表示する場合について説明したが、これに限られない。例えば、不平衡率kが所定の閾値を超えた場合にブザーなどの音声で警告するようにしてもよい。 In the first or second embodiment, the case where the calculated unbalance rate k is displayed on the display unit 3 has been described. However, the present invention is not limited to this. For example, when the unbalance rate k exceeds a predetermined threshold, a warning with a buzzer or the like may be given.
上記第1または第2実施形態においては、本発明に係る不平衡率検出装置を単体で用いる場合について説明したが、これに限られない。例えば、不平衡率検出装置を系統連系インバータシステムに組み込んで、不平衡率kが所定の閾値を超えた場合に、インバータを停止させ、三相電力系統との接続を切り離すようにしてもよい。この場合、不平衡率kを表示する必要はないので表示部3を設けなくてもよいし、系統連系インバータシステムの表示部に表示するようにしてもよい。また、系統連系インバータシステムの電圧センサが検出した電圧信号を、三相/二相変換部21に入力するようにすればよい。 In the first or second embodiment, the case where the unbalance rate detection apparatus according to the present invention is used alone has been described. However, the present invention is not limited to this. For example, an unbalance rate detection device may be incorporated into a grid-connected inverter system, and when the unbalance rate k exceeds a predetermined threshold, the inverter is stopped and the connection with the three-phase power system may be disconnected. . In this case, since it is not necessary to display the unbalance rate k, the display unit 3 may not be provided, or may be displayed on the display unit of the grid interconnection inverter system. Further, the voltage signal detected by the voltage sensor of the grid-connected inverter system may be input to the three-phase / two-phase converter 21.
本発明に係る不平衡率検出装置、および不平衡率検出方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る不平衡率検出装置、および不平衡率検出方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。 The unbalance rate detection apparatus and the unbalance rate detection method according to the present invention are not limited to the above-described embodiments. The specific configuration of each part of the unbalance rate detection apparatus and the unbalance rate detection method according to the present invention can be varied in design in various ways.
1 不平衡率検出装置
2 演算部
21 三相/二相変換部
22 正相分抽出部
23 逆相分抽出部
24 不平衡率算出部
3 表示部
4 電圧センサ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Unbalance rate detection apparatus 2 Computation part 21 Three-phase / two-phase conversion part 22 Normal phase part extraction part 23 Reverse phase part extraction part 24 Unbalance rate calculation part 3 Display part 4 Voltage sensor
Claims (7)
前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、
前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、
前記正相分抽出手段によって抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する不平衡率算出手段と、
を備えており、
前記正相分抽出手段および前記逆相分抽出手段は、3つの処理を1つにまとめた伝達関数行列の行列要素を用いており、
前記正相分抽出手段は、
前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の正相分信号を抽出し、
前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の正相分信号を抽出し、
前記逆相分抽出手段は、
前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の逆相分信号を抽出し、
前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の逆相分信号を抽出し、
前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、
前記第1の伝達関数は、
G1(s)=(T・s+1)/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、
前記第2の伝達関数は、
G2(s)=−T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、
前記第3の伝達関数は、
G3(s)=T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
である、
ことを特徴とする不平衡率検出装置。 Three-phase two-phase conversion means for converting three signals based on a three-phase alternating current into a first signal and a second signal;
A first positive phase signal that is a positive phase signal included in the first signal and a second positive phase signal that is a positive phase signal included in the second signal, respectively, Positive phase extraction means for extracting;
A first negative phase signal that is a negative phase signal included in the first signal and a second negative phase signal that is a negative phase signal included in the second signal, respectively, A reverse phase extraction means for extracting;
The first positive-phase component signal and the second positive-phase component signal extracted by the normal-phase component extraction unit, the first negative-phase component signal extracted by the negative-phase component extraction unit, and the first An unbalance rate calculating means for calculating an unbalance rate from the two negative phase signals;
With
The normal phase extraction means and the reverse phase extraction means use matrix elements of a transfer function matrix in which three processes are combined into one,
The positive phase component extracting means includes:
The first signal is signal-processed by a first transfer function, the second signal is signal-processed by a second transfer function, and these are added to extract the first positive phase signal,
The first signal is signal-processed by a third transfer function, the second signal is signal-processed by the first transfer function, and these are added to extract the second positive phase signal. ,
The reverse phase component extraction means comprises:
The first signal is signal-processed by the first transfer function, the second signal is signal-processed by the third transfer function, and these are added to extract the first antiphase signal. And
The first signal is signal-processed by the second transfer function, the second signal is signal-processed by the first transfer function, and these are added to extract the second antiphase signal. And
When the angular frequency of the fundamental wave of the three-phase alternating current is ω0 and the time constant is T,
The first transfer function is:
G1 (s) = (T · s + 1) / {(T · s + 1) 2+ (T · ω0) 2}
And
The second transfer function is
G 2 (s) = − T · ω 0 / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0) 2}
And
The third transfer function is
G3 (s) = T · ω0 / {(T · s + 1) 2+ (T · ω0) 2}
Is,
An unbalance rate detecting device characterized by that.
前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、
前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、
前記正相分抽出手段によって抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する不平衡率算出手段と、
を備えており、
前記正相分抽出手段および前記逆相分抽出手段は、3つの処理を1つにまとめた伝達関数行列の行列要素を用いており、
前記正相分抽出手段は、
前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の正相分信号を抽出し、
前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の正相分信号を抽出し、
前記逆相分抽出手段は、
前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の逆相分信号を抽出し、
前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の逆相分信号を抽出し、
前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、
前記第1の伝達関数は、
G1(s)=(T2・s2+T・s+T2・ω02)/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、
前記第2の伝達関数は、
G2(s)=−T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、
前記第3の伝達関数は、
G3(s)=T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
である、
ことを特徴とする不平衡率検出装置。 Three-phase two-phase conversion means for converting three signals based on a three-phase alternating current into a first signal and a second signal;
A first positive phase signal that is a positive phase signal included in the first signal and a second positive phase signal that is a positive phase signal included in the second signal, respectively, Positive phase extraction means for extracting;
A first negative phase signal that is a negative phase signal included in the first signal and a second negative phase signal that is a negative phase signal included in the second signal, respectively, A reverse phase extraction means for extracting;
The first positive-phase component signal and the second positive-phase component signal extracted by the normal-phase component extraction unit, the first negative-phase component signal extracted by the negative-phase component extraction unit, and the first An unbalance rate calculating means for calculating an unbalance rate from the two negative phase signals;
With
The normal phase extraction means and the reverse phase extraction means use matrix elements of a transfer function matrix in which three processes are combined into one,
The positive phase component extracting means includes:
The first signal is signal-processed by a first transfer function, the second signal is signal-processed by a second transfer function, and these are added to extract the first positive phase signal,
The first signal is signal-processed by a third transfer function, the second signal is signal-processed by the first transfer function, and these are added to extract the second positive phase signal. ,
The reverse phase component extraction means comprises:
The first signal is signal-processed by the first transfer function, the second signal is signal-processed by the third transfer function, and these are added to extract the first antiphase signal. And
The first signal is signal-processed by the second transfer function, the second signal is signal-processed by the first transfer function, and these are added to extract the second antiphase signal. And
When the angular frequency of the fundamental wave of the three-phase alternating current is ω0 and the time constant is T,
The first transfer function is:
G1 (s) = (T2 · s2 + T · s + T2 · ω02) / {(T · s + 1) 2+ (T · ω0) 2}
And
The second transfer function is
G 2 (s) = − T · ω 0 / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0) 2}
And
The third transfer function is
G3 (s) = T · ω0 / {(T · s + 1) 2+ (T · ω0) 2}
Is,
An unbalance rate detecting device characterized by that.
請求項1または2に記載の不平衡率検出装置。
The unbalance rate detection apparatus according to claim 1 or 2.
前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第1の正相分信号を抽出する第2の工程と、
前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第2の正相分信号を抽出する第3の工程と、
前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第1の逆相分信号を抽出する第4の工程と、
前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第2の逆相分信号を抽出する第5の工程と、
前記第2の工程によって抽出された前記第1の正相分信号と、前記第3の工程によって抽出された前記第2の正相分信号と、前記第4の工程によって抽出された前記第1の逆相分信号と、前記第5の工程によって抽出された前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する第6の工程と、
を備えており、
前記第1ないし第3の伝達関数は、3つの処理を1つにまとめた伝達関数行列の行列要素であり、
前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、
前記第1の伝達関数は、
G1(s)=(T・s+1)/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、
前記第2の伝達関数は、
G2(s)=−T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
であり、
前記第3の伝達関数は、
G3(s)=T・ω0/{(T・s+1)2+(T・ω0)2}
である、
ことを特徴とする不平衡率検出方法。 A first step of converting three signals based on a three-phase alternating current into a first signal and a second signal;
The first signal is signal-processed by a first transfer function, the second signal is signal-processed by a second transfer function, and these are added to extract a first positive phase signal. And the process of
The first signal is signal-processed by a third transfer function, the second signal is signal-processed by the first transfer function, and these are added to extract a second positive phase signal. 3 steps,
The first signal is signal-processed by the first transfer function, the second signal is signal-processed by the third transfer function, and these are added to extract a first antiphase signal. A fourth step;
The first signal is signal-processed by the second transfer function, the second signal is signal-processed by the first transfer function, and these are added to extract a second antiphase signal. A fifth step;
The first positive phase signal extracted in the second step, the second positive phase signal extracted in the third step, and the first signal extracted in the fourth step. A sixth step of calculating an unbalance rate from the negative phase signal of the second phase signal and the second negative phase signal extracted in the fifth step;
With
The first to third transfer functions are matrix elements of a transfer function matrix in which three processes are combined into one,
When the angular frequency of the fundamental wave of the three-phase alternating current is ω0 and the time constant is T,
The first transfer function is:
G1 (s) = (T · s + 1) / {(T · s + 1) 2+ (T · ω0) 2}
And
The second transfer function is
G 2 (s) = − T · ω 0 / {(T · s + 1) 2 + (T · ω 0) 2}
And
The third transfer function is
G3 (s) = T · ω0 / {(T · s + 1) 2+ (T · ω0) 2}
Is,
An unbalance rate detection method characterized by the above.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2011244191A JP5989327B2 (en) | 2011-11-08 | 2011-11-08 | Unbalance rate detection device and unbalance rate detection method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2011244191A JP5989327B2 (en) | 2011-11-08 | 2011-11-08 | Unbalance rate detection device and unbalance rate detection method |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2013101016A JP2013101016A (en) | 2013-05-23 |
JP2013101016A5 JP2013101016A5 (en) | 2014-10-30 |
JP5989327B2 true JP5989327B2 (en) | 2016-09-07 |
Family
ID=48621766
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2011244191A Active JP5989327B2 (en) | 2011-11-08 | 2011-11-08 | Unbalance rate detection device and unbalance rate detection method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5989327B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109991481A (en) * | 2019-03-14 | 2019-07-09 | 南京工程学院 | It is a kind of that method is measured based on the three-phase imbalance of order components and measuring value |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP7051672B2 (en) * | 2018-12-20 | 2022-04-11 | 株式会社三社電機製作所 | Three-phase imbalance suppression device |
CN112952865B (en) * | 2021-02-05 | 2024-03-22 | 艾伏新能源科技(上海)股份有限公司 | Three-phase unbalanced drop and phase mutation detection method |
Family Cites Families (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4453122A (en) * | 1981-10-19 | 1984-06-05 | Johnson Ewing A | Electrical balancing control for three-phase loads |
EP0471106A1 (en) * | 1990-08-16 | 1992-02-19 | Siemens Aktiengesellschaft | Method and device for maintaining three-phase symmetry |
JP3314511B2 (en) * | 1994-02-21 | 2002-08-12 | 株式会社明電舎 | Negative-phase current detection circuit |
JP3237406B2 (en) * | 1994-07-22 | 2001-12-10 | 株式会社明電舎 | Three-phase balancer |
JP3591159B2 (en) * | 1996-10-25 | 2004-11-17 | 富士電機システムズ株式会社 | Control circuit of series compensator |
JP3372177B2 (en) * | 1996-12-04 | 2003-01-27 | 株式会社荏原製作所 | Filter circuit for orthogonal 2-axis signal |
JPH10232254A (en) * | 1997-02-21 | 1998-09-02 | Kanto Denki Hoan Kyokai | Instrument for measuring unbalance factor of three-phase dc voltage |
JPH1141812A (en) * | 1997-07-23 | 1999-02-12 | Hitachi Ltd | Controller of power system self-excited converter |
JP2000253567A (en) * | 1999-02-25 | 2000-09-14 | Mitsubishi Electric Corp | Open phase detector and power system transient stabilization control device |
JP2000253566A (en) * | 1999-02-26 | 2000-09-14 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | Transformer station circuit breaker cutoff detector |
JP4560993B2 (en) * | 2001-05-23 | 2010-10-13 | 三菱電機株式会社 | Power converter control device and power converter |
JP4687851B2 (en) * | 2001-05-29 | 2011-05-25 | 株式会社安川電機 | PWM cycloconverter input current control method and PWM cycloconverter device |
JP2006345154A (en) * | 2005-06-08 | 2006-12-21 | Hitachi Global Storage Technologies Netherlands Bv | Filter circuit and disk device containing it |
JP4930722B2 (en) * | 2007-12-25 | 2012-05-16 | トヨタ自動車株式会社 | Control device for internal combustion engine |
-
2011
- 2011-11-08 JP JP2011244191A patent/JP5989327B2/en active Active
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109991481A (en) * | 2019-03-14 | 2019-07-09 | 南京工程学院 | It is a kind of that method is measured based on the three-phase imbalance of order components and measuring value |
CN109991481B (en) * | 2019-03-14 | 2021-06-08 | 南京工程学院 | Three-phase unbalance measurement method based on sequence components and measurement values |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2013101016A (en) | 2013-05-23 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Abd-el-Malek et al. | Induction motor broken rotor bar fault location detection through envelope analysis of start-up current using Hilbert transform | |
Plumier et al. | Co-simulation of electromagnetic transients and phasor models: A relaxation approach | |
JP5989327B2 (en) | Unbalance rate detection device and unbalance rate detection method | |
JP5855886B2 (en) | Frequency detector | |
JP6116829B2 (en) | Control device for single-phase power converter | |
JP5678733B2 (en) | Short-circuit fault diagnosis method for stator winding in AC motor | |
JP2013172557A (en) | Frequency detection device and independent operation detection device with the same | |
JP5021390B2 (en) | Signal extracting device and reactive power compensator including the same | |
JPH02222843A (en) | Method and apparatus for measuring ac power | |
JP2013167500A (en) | Phase detection device | |
JP5926067B2 (en) | Phase conversion device and control circuit using the phase conversion device | |
CN109358228B (en) | Power grid voltage positive and negative sequence component real-time estimation method based on double enhanced phase-locked loops | |
JP6061456B2 (en) | Unbalance rate detection device and unbalance rate detection method | |
JP5887110B2 (en) | Power measurement device, inverter control circuit, grid-connected inverter system, and power measurement method | |
JP5938190B2 (en) | Phase adjusting device, system counter component generating device, system interconnection inverter system, and phase adjusting method | |
JP6098992B2 (en) | Digital notch filter | |
JP2013078180A (en) | Signal processor and signal processing method | |
JP2018091745A (en) | Method, device and program for calculating instantaneous value symmetric component | |
JP6341770B2 (en) | Two-phase signal phase detection device and two-phase signal phase detection method | |
JP2004080975A (en) | Controller for motor | |
JP4359546B2 (en) | AC motor control device | |
JP2013116019A (en) | Independent operation detection device, system interconnection inverter system, and independent operation detection method | |
JP2003270277A (en) | Instantaneous reactive power in ac circuit, method for calculating reactive power effective value and method for measuring instantaneous reactive power, reactive power effective value and phase difference | |
JP3266966B2 (en) | Positive / negative phase component detection circuit for three-phase electricity | |
CN104820129B (en) | A kind of detection method of fundamental positive sequence active current |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20140911 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20140911 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20150625 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20150707 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20151215 |
|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20160203 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160223 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20160414 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20160726 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20160810 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5989327 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |