JP5802104B2

JP5802104B2 - ポジショナ

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Description

この発明は、上位側システムより一対の電線を介して直流の電流信号を受け、この直流の電流信号から自己の動作電源を生成する一方、その直流の電流信号の値に応じて調節弁の開度を制御するポジショナに関するものである。

従来より、この種のポジショナは、上位側システムより一対の電線を介して送られてくる４〜２０ｍＡの電流（直流の電流信号）で動作するように設計されている。例えば、上位側システムより４ｍＡの電流が送られてきた場合には調節弁の開度を０％とし、２０ｍＡの電流が送られてきた場合には調節弁の開度を１００％とする。

この場合、上位側システムからの供給電流は４ｍＡ（下限電流値）から２０ｍＡ（上限電流値）の範囲で変化するので、ポジショナの内部回路は上位側システムから供給される電流値として常に確保することの可能な４ｍＡ以下の電流より自己の動作電源を生成する。

ポジショナには上位側システムから調節弁に対する設定開度値が入力される。また、開度センサを介して調節弁の実開度値も得られる。したがって、ポジショナでは、調節弁の設定開度値と実開度値との関係を演算することによって、調節弁の異常診断や自己の異常診断などが可能である。このような異常診断機能をポジショナに設ければ、別途異常診断装置を設けなくてもよく、低コストでシステムの機能アップを図ることが可能となる（例えば、特許文献１参照）。

このような理由から、近年、ポジショナには、調節弁の弁開度制御という本来の機能に加えて、弁開度発信機能や調節弁の異常診断や自己の異常診断などの結果を上位側システムへ送信する機能を有するポジショナが提案されている。図８に上位側システムとの間の通信機能を有するポジショナの要部の構成を示す（例えば、特許文献２参照）。

図８において、入力端子Ｔ１，Ｔ２には、４〜２０ｍＡの直流の電流信号が入力される。ツェナーダイオードＺＤ１は、抵抗ＲＡを介して入力端子Ｔ１，Ｔ２に接続されており、モデム４やＣＰＵ６等の内部回路用の電源電圧Ｖ１を生成する。コンデンサＣＡは、送信回路１および受信回路２と入力端子Ｔ２との間に挿入されたもので、電源電圧Ｖ１とデジタル通信信号とを直流的に絶縁する。コンデンサＣＢは、電源電圧Ｖ１のデカップリング回路で、電源電圧Ｖ１とグランドＧＮＤ間でのエネルギーの移動や帰還を防止する。

送信回路１は、上位側システムへのレスポンス信号をデジタル通信により送信する。受信回路２は、上位側システムから送られてくるリクエスト信号を受信する。ここで、上位側システムは、２線の伝送路（一対の電線）を介して入力端子Ｔ１，Ｔ２と接続されている。また、送受信回路１，２のデジタル通信には、抵抗ＲＡによるインピーダンスが有効に利用されて、ある一定電圧レベル以上の通信振幅を確保できるようにしている。電流検出回路３は、入力端子Ｔ１，Ｔ２に入力された電流信号を検知するもので、この検知した信号はＡ／Ｄ変換器７に送られる。

モデム４は、送受信回路１，２のデジタル通信の変復調を行うもので、ＣＰＵ６との間で送受信内容の授受をする。ＣＰＵ６は、デジタル通信と調節弁１４の位置制御を行うもので、メモリ５にリクエスト信号やレスポンス信号等の通信処理プログラム、並びにＰＩＤ制御等の制御プログラムが格納されている。Ｄ／Ａ変換器８は、ＣＰＵ６の制御出力がデジタル信号であるのをアナログ信号に変換する。

駆動回路９は、Ｄ／Ａ変換器８から送られてきたアナログ信号を増幅やインピーダンス変換して電空変換モジュール１１に送る。センサインターフェイス回路１０は、位置センサ１３の信号を処理して、Ａ／Ｄ変換器７に送る。Ａ／Ｄ変換器７は、電流検出回路３から送られる入力電流信号と、センサインターフェイス回路１０から送られる調節弁の位置信号をデジタル信号化してＣＰＵ６に送る。

電空変換モジュール１１は、入力された駆動電流を空気圧信号に変換するもので、トルクモータによりノズルの空気圧を制御する。コントロールリレー１２は、空気圧信号を増幅するもので、増幅した空気圧信号によって調節弁１４を開閉駆動する。調節弁１４の開度制御は、位置センサ１３の位置信号をセンサインタフェース回路１０とＡ／Ｄ変換器７を介してＣＰＵ６に送り、ＣＰＵ６では制御演算を行い、制御出力をＤ／Ａ変換器８を介して駆動回路９に送ることによって行われる。これにより、駆動回路９→電空変換モジュール１１→コントロールリレー１２→調節弁１４の経路で、調節弁１４を駆動して弁開度が目標値に制御される。

このポジショナ１００では、４〜２０ｍＡの直流の電流信号に、交流の電流信号を重畳させることで、上位側システムとポジショナ１００との間で通信が可能である。通信の内容としては、調節弁１４に対する制御演算の為の制御パラメータ、ゼロ／スパン点の調整量、変位センサの信号出力、自己診断結果の授受である。通信データの読み込みは受信回路２→モデム４→ＣＰＵ６の経路でなされ、通信データの送信はＣＰＵ６→モデム４→送信回路１の経路でなされる。ポジショナ１００に入力された直流の電流信号は、電流検出回路３→Ａ／Ｄ変換器７→ＣＰＵ６の経路で認識が行われる。

このポジショナ１００において、デジタル通信を行うためには、抵抗ＲＡがおよそ２５０Ω以上であることが必要で、入力電流２０ｍＡでは５Ｖ以上の電圧降下となり、ツェナーダイオードＺＤ１で生成される電圧Ｖ１が小さくなる。そこで、抵抗ＲＡに代えて、能動負荷として、図９に示されるような可変インピーダンス回路Ｚ１を用いるようにしている。

この可変インピーダンス回路Ｚ１において、トランジスタＱ２は、コレクタがラインＬ１と接続され、エミッタが抵抗Ｒ７を介してラインＬ２に接続されている。トランジスタＱ１は、コレクタがラインＬ１と接続されると共に抵抗Ｒ２を介してベースと接続され、エミッタがトランジスタＱ２のベースに接続されると共に抵抗Ｒ４を介してラインＬ２に接続されている。トランジスタＱ１のベースは、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１，抵抗Ｒ５との並列回路を介してラインＬ２に接続されている。なお、ラインＬ１はツェナーダイオードＺＤ１への接続ライン、ラインＬ２は端子Ｔ２への接続ラインである。

図１０は可変インピーダンス回路Ｚ１のインピーダンス特性図である。このインピーダンス特性図より分かるように、可変インピーダンス回路Ｚ１は、低周波数領域ではインピーダンス（｜Ｚ｜）が低く、高周波領域ではインピーダンス（｜Ｚ｜）が高い特性を有する。すなわち、直流の電流信号に対するインピーダンスが低く、交流の電流信号に対するインピーダンスが直流の電流信号に対するインピーダンスよりも高い特性を有する。このような可変インピーダンス回路Ｚ１を用いることにより、可変インピーダンス回路Ｚ１での電圧降下を低くし、ツェナーダイオードＺＤ１で生成される電圧Ｖ１を高くすることが可能となる。

特開２００４−１５１９４１号公報特開平１１−３０４０３３号公報（特許第３５９６２９３号）

しかしながら、この可変インピーダンス回路Ｚ１を用いたポジショナでは、図１０に示されたインピーダンス特性図からも分かるように、インピーダンスの低い低周波数からインピーダンスの高い周波数への変化点での特性が緩やかであり、低周波のノイズの影響に弱いという問題がある。

本発明は、このような課題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、低周波のノイズの影響に強いポジショナを提供することにある。

このような目的を達成するために本発明は、上位側システムより一対の電線を介して直流の電流信号を受け、この直流の電流信号から自己の動作電源を生成する一方、その直流の電流信号の値に応じて調節弁の開度を制御するとともに、直流の電流信号に重畳して送られてくる交流の電流信号を受信するポジショナにおいて、直流の電流信号に対するインピーダンスが低く、交流の電流信号に対するインピーダンスが直流の電流信号に対するインピーダンスよりも高い特性を有する可変インピーダンス回路を備え、可変インピーダンス回路は、直流の電流信号および直流の電流信号に重畳された交流の電流信号の入力ラインと、直流の電流信号および直流の電流信号に重畳された交流の電流信号の出力ラインと、入力ラインと出力ラインとの間に接続された第１の抵抗と第２の抵抗と第３の抵抗との直列回路と、入力ラインにそのコレクタが接続され、そのベースが第２の抵抗と第３の抵抗との接続点に接続された第１のトランジスタと、第１のトランジスタのエミッタと出力ラインとの間に接続された第４の抵抗と、第２の抵抗と第３の抵抗との接続点にその一端が接続された第１のコンデンサと、第１のコンデンサの他端と出力ラインとの間に接続された第５の抵抗と、第１の抵抗と第２の抵抗との接続点にその一端が接続された第２のコンデンサと、第２のコンデンサの他端と出力ラインとの間に接続された第６の抵抗と、入力ラインにそのコレクタが接続され、そのベースが第１のトランジスタのエミッタと第４の抵抗との接続点に接続された第２のトランジスタと、第２のトランジスタのエミッタと出力ラインとの間に接続された第７の抵抗とから構成されていることを特徴とする。

この発明によれば、主に第２の抵抗と第１のコンデンサと第５の抵抗の時定数で決まるローパスフィルタに、主に第１の抵抗と第２のコンデンサと第６の抵抗の時定数で決まるローパスフィルタが加わった構成となり、インピーダンスの低い低周波数からインピーダンスの高い高周波数への変化点での特性が急峻となって、低周波のノイズの影響に強くなる。

本発明において、可変インピーダンス回路は、第２のトランジスタと第７の抵抗を省略した構成としてもよい。すなわち、可変インピーダンス回路を、直流の電流信号および直流の電流信号に重畳された交流の電流信号の入力ラインと、直流の電流信号および直流の電流信号に重畳された交流の電流信号の出力ラインと、入力ラインと出力ラインとの間に接続された第１の抵抗と第２の抵抗と第３の抵抗との直列回路と、入力ラインにそのコレクタが接続され、そのベースが第２の抵抗と第３の抵抗との接続点に接続されたトランジスタと、トランジスタのエミッタと出力ラインとの間に接続された第４の抵抗と、第２の抵抗と第３の抵抗との接続点にその一端が接続された第１のコンデンサと、第１のコンデンサの他端と出力ラインとの間に接続された第５の抵抗と、第１の抵抗と第２の抵抗との接続点にその一端が接続された第２のコンデンサと、第２のコンデンサの他端と出力ラインとの間に接続された第６の抵抗とから構成するようにしてもよい。このようにすると、可変インピーダンス回路が唯一のトランジスタによって動作するので、ＤＣ周波数側でのインピーダンスが小さくなり、可変インピーダンス回路での電圧降下をさらに低くすることができるようにもなる。

本発明によれば、第１の抵抗と第２の抵抗との接続点に第２のコンデンサの一端を接続し、第２のコンデンサの他端と出力ラインとの間に第６の抵抗を接続するようにしたので、主に第２の抵抗と第１のコンデンサと第５の抵抗の時定数で決まるローパスフィルタに、主に第１の抵抗と第２のコンデンサと第６の抵抗の時定数で決まるローパスフィルタが加わった構成となり、インピーダンスの低い低周波数からインピーダンスの高い高周波数への変化点での特性が急峻となって、低周波のノイズの影響に強くなる、という効果が得られる。

また、本発明によれば、可変インピーダンス回路を第２のトランジスタと第７の抵抗を省略した構成とすることにより、可変インピーダンス回路が唯一のトランジスタによって動作するものとなり、ＤＣ周波数側でのインピーダンスが小さくなる。これにより、可変インピーダンス回路での電圧降下をさらに低くすることができるようになり、低周波のノイズに強くなるという効果に加えて、最小動作端子間電圧を小さくして、２線の伝送路間への２連結や他の負荷との連結を実現することが可能となる、という効果が得られる。

本発明に係るポジショナの一実施の形態の要部の構成を示す図である。実施の形態１のポジショナで能動負荷として用いる可変インピーダンス回路の構成を示す図である。実施の形態１のポジショナで用いる可変インピーダンス回路のインピーダンス特性図である。図９に示した可変インピーダンス回路に説明に必要な電流の流れを付加した図である。図２に示した可変インピーダンス回路に説明に必要な電流の流れを付加した図である。実施の形態２のポジショナで能動負荷として用いる可変インピーダンス回路の構成を示す図である。実施の形態２のポジショナで用いる可変インピーダンス回路のインピーダンス特性図である。上位側システムとの間の通信機能を有する従来のポジショナの要部の構成を示す図である。従来のポジショナで能動負荷として用いられている可変インピーダンス回路の構成を示す図である。従来のポジショナで用いられている可変インピーダンス回路のインピーダンス特性図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
図１はこの発明に係るポジショナの一実施の形態の要部の構成を示す図である。同図において、図８と同一符号は図８を参照して説明した構成要素と同一或いは同等構成要素を示し、その説明は省略する。

以下では、最初に実施の形態１のポジショナ、次に実施の形態２のポジショナについて説明するが、実施の形態１，２ともに全体構成を示す図１を共通図として用いる。

〔実施の形態１〕
実施の形態１のポジショナ２００では、能動負荷Ｚとして、図２に示されるような可変インピーダンス回路ＺＡを用いる。

すなわち、ラインＬ１を直流の電流信号および直流の電流信号に重畳された交流の電流信号の入力ラインとし、ラインＬ２を直流の電流信号および直流の電流信号に重畳された交流の電流信号の出力ラインとし、この入力ラインＬ１と出力ラインＬ２との間に能動負荷Ｚとして、図２に示されるような可変インピーダンス回路ＺＡを接続する。

この可変インピーダンス回路ＺＡは、入力ラインＬ１と出力ラインＬ２との間に接続された第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２と第３の抵抗Ｒ３との直列回路と、入力ラインＬ１にそのコレクタが接続され、そのベースが抵抗Ｒ２とＲ３との接続点に接続された第１のトランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）Ｑ１と、トランジスタＱ１のエミッタと出力ラインＬ２との間に接続された第４の抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ２とＲ３との接続点にその一端が接続された第１のコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１の他端と出力ラインＬ２との間に接続された第５の抵抗Ｒ５と、抵抗Ｒ１とＲ２との接続点にその一端が接続された第２のコンデンサＣ２と、コンデンサＣ２の他端と出力ラインＬ２との間に接続された第６の抵抗Ｒ６と、入力ラインＬ１にそのコレクタが接続され、そのベースがトランジスタＱ１のエミッタと抵抗Ｒ４との接続点に接続された第２のトランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）Ｑ２と、トランジスタＱ２のエミッタと出力ラインＬ２との間に接続された第７の抵抗Ｒ７とから構成されている。

この可変インピーダンス回路ＺＡでは、抵抗Ｒ２とＲ３との接続点に生ずる電圧、すなわちコンデンサＣ１と抵抗Ｒ５との直列回路と抵抗Ｒ３との並列回路に加わる電圧がトランジスタＱ１のベースに加わり、トランジスタＱ１のエミッタと抵抗Ｒ４との接続点に生ずる電圧がトランジスタＱ２のベースに加わる。これによって、可変インピーダンス回路ＺＡの特性として、直流の電流信号に対するインピーダンスが低く、交流の電流信号に対するインピーダンスが高いという特性が得られる。

また、この可変インピーダンス回路ＺＡでは、抵抗Ｒ１とＲ２との接続点にコンデンサＣ２の一端を接続し、コンデンサＣ２の他端と出力ラインＬ２との間に抵抗Ｒ６を接続しているので、主に抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１と抵抗Ｒ５の時定数で決まるローパスフィルタ（ＬＰＦ１）に、主に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２と抵抗Ｒ６の時定数で決まるローパスフィルタ（ＬＰＦ２）が加わった構成となり、図３に可変インピーダンス回路ＺＡのインピーダンス特性図を示すように、インピーダンスの低い低周波数からインピーダンスの高い高周波数への変化点での特性が急峻となって、低周波のノイズの影響に強くなる。

可変インピーダンス回路ＺＡにおいて、インピーダンスの低い低周波数からインピーダンスの高い高周波数への変化点での特性が急峻となることについて、図４および図５を用いて具体的に説明する。図４は図９に示した従来の可変インピーダンス回路Ｚ１に説明に必要な電流の流れを付加した図であり、図５は図２に示した本実施の形態における可変インピーダンス回路ＺＡに説明に必要な電流の流れを付加した図である。

先ずは、従来の可変インピーダンス回路Ｚ１を元に動作を説明する。入力電流Ｉin_acは、主に抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１と抵抗Ｒ５の時定数で決まるＬＰＦ１の周波数特性に応じ、Ｉac_R2、Ｉac_C1、Ｉac_Q1bに分岐する。この周波数特性は、ＬＰＦのカットオフ周波数ｆc1点から高い周波数でＩac_C1が大きくなり、Ｉac_Q1bは小さくなるものであり、結果、ｆc1より高い周波数の入力電流ではトランジスタＱ１のコレクタ電流（ａｃ成分）が小さくなり、さらにトランジスタＱ２のベース電流（ａｃ成分）が小さくなり、トランジスタＱ２のコレクタ電流（ａｃ成分）が小さくなる。これは、端子＋、−間のａｃインピーダンスが高くなっていることに等しい。

これに対して、本実施の形態における可変インピーダンス回路ＺＡでは、主に抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１と抵抗Ｒ５の時定数で決まるＬＰＦ１に、主に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２と抵抗Ｒ６の時定数で決まるＬＰＦ２が加わった構成とされている。これは、Ｉac_Q1bが流れるトランジスタＱ１ベースの点から見ると、ＬＰＦ２は、ＬＰＦ１とシリーズに接続され、ＬＰＦ２、ＬＰＦ１の２次のＬＰＦの構成となる。これにより、従来の可変インピーダンス回路Ｚ１のＬＰＦ１の１次のＬＰＦに比較して、Ｉac_Q1bの増減を決めるカットオフ周波数ｆｃ１以降の高い周波数ではＩac_Q1bを小さくする２次のＬＰＦの特性となり、その特性は急峻となる。これは、端子＋、−間のａｃインピーダンスが高くる周波数特性がｆｃ１以降の高い周波数で、急峻になることと等しい。

〔実施の形態２〕
図１に示したポジショナ２００において、例えば、２線の伝送路からの供給電圧を１５Ｖとした場合、このポジショナ２００を２連結すると、入力端子Ｔ１，Ｔ２間の電圧（端子間電圧）は７．５Ｖとなる。この場合、内部回路の電源電圧として最低でも５Ｖ必要とすると、能動負荷Ｚでの電圧降下は２．５Ｖまでしか許されない。

しかし、図２に示された可変インピーダンス回路ＺＡでは、トランジスタＱ１とＱ２とをダーリントン接続した構成としているため、直流の電流信号に対するインピーダンス（ＤＣ周波数側でのインピーダンス）が大きく、能動負荷Ｚでの電圧降下を２．５Ｖ以下とすることができない。このため、ポジショナ２００の動作可能な端子間電圧（最小動作端子間電圧）を７．５Ｖ以下とすることができず、ポジショナ２００を２線の伝送路間に２連結することができない。

そこで、実施の形態２のポジショナ２００では、能動負荷Ｚとして、図６に示されるような可変インピーダンス回路ＺＢを用いる。

この可変インピーダンス回路ＺＢは、入力ラインＬ１と出力ラインＬ２との間に接続された第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２と第３の抵抗Ｒ３との直列回路と、入力ラインＬ１にそのコレクタが接続され、そのベースが抵抗Ｒ２とＲ３との接続点に接続された第１のトランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）Ｑ１と、トランジスタＱ１のエミッタと出力ラインＬ２との間に接続された第４の抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ２とＲ３との接続点にその一端が接続された第１のコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１の他端と出力ラインＬ２との間に接続された第５の抵抗Ｒ５と、抵抗Ｒ１とＲ２との接続点にその一端が接続された第２のコンデンサＣ２と、コンデンサＣ２の他端と出力ラインＬ２との間に接続された第６の抵抗Ｒ６とから構成されている。

この可変インピーダンス回路ＺＢにおいても、図２に示した可変インピーダンス回路ＺＡと同様、抵抗Ｒ１とＲ２との接続点にコンデンサＣ２の一端を接続し、コンデンサＣ２の他端と出力ラインＬ２との間に抵抗Ｒ６を接続している。このため、主に抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１と抵抗Ｒ５の時定数で決まるローパスフィルタ（ＬＰＦ１）に、主に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２と抵抗Ｒ６の時定数で決まるローパスフィルタ（ＬＰＦ２）が加わった構成となり、図７に可変インピーダンス回路ＺＢのインピーダンス特性図を示すように、インピーダンスの低い低周波数からインピーダンスの高い高周波数への変化点での特性が急峻となり、低周波のノイズの影響に強くなる。

また、この可変インピーダンス回路ＺＢでは、トランジスタＱ１のベースに抵抗Ｒ２とＲ３との接続点に生ずる電圧、すなわちコンデンサＣ１と抵抗Ｒ５との直列回路と抵抗Ｒ３との並列回路に加わる電圧が加わる。これによって、可変インピーダンス回路ＺＢの特性として、直流の電流信号に対するインピーダンスが低く、交流の電流信号に対するインピーダンスが高いという特性が得られる。

この場合、図２に示した可変インピーダンス回路ＺＡでは、ダーリントン接続されたトランジスタＱ１とＱ２によって動作するが、この可変インピーダンス回路ＺＢでは、唯一のトランジスタＱ１によって動作するので、ＤＣ周波数側でのインピーダンスが小さくなり（図７参照）、可変インピーダンス回路ＺＢでの電圧降下がさらに低くなる。

例えば、本実施の形態において、可変インピーダンス回路ＺＢでの電圧降下は１．３Ｖとなる。したがって、ポジショナ２００での内部回路の電源電圧を５Ｖとした場合、すなわちツェナーダイオードＺＤ１が生成する電圧Ｖ１を５Ｖとした場合、ポジショナ２００の最小動作端子間電圧は６．３Ｖとなる。

これにより、例えば、２線の伝送路からの供給電圧を１５Ｖとした場合、ポジショナ２００を２連結すると、ポジショナ２００の端子間電圧は７．５Ｖとなるが、この７．５Ｖの端子間電圧でもポジショナ２００を動作させることが可能となる。ポジショナ２００に対して他の負荷を連結した場合でも同様であり、端子間電圧が６．３Ｖ以下となるまでは対応することが可能である。

また、この可変インピーダンス回路ＺＢでは、図２に示した可変インピーダンス回路ＺＡと比較して分かるように、トランジスタＱ２と抵抗Ｒ７が省略された形とされており、回路構成が簡単となり、部品点数も少なく、コストダウンも図られる。

なお、上述した実施の形態１，２では、トランジスタＱ１，Ｑ２としてＮＰＮトランジスタを用いているが、ＰＮＰトランジスタを用いて可変インピーダンス回路ＺＡ，ＺＢを構成するようにしてもよい。

本発明のポジショナは、調節弁の開度を制御する機器として、プロセス制御など様々な分野で利用することが可能である。

１…送信回路、２…受信回路、３…電流検出回路、４…モデム、５…メモリ、６…ＣＰＵ、７…Ａ／Ｄ変換器、８…Ｄ／Ａ変換器、９…駆動回路、１０…センサインターフェイス回路、１１…電空変換モジュール、１２…コントロールリレー、１３…位置センサ、１４…調節弁、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、ＺＤ１…ツェナーダイオード、ＣＡ，ＣＢ…コンデンサ、Ｚ（ＺＡ，ＺＢ）…能動負荷（可変インピーダンス回路）、Ｌ１…入力ライン、Ｌ２…出力ライン、Ｑ１…第１のトランジスタ、Ｑ２…第２のトランジスタ、Ｒ１…第１の抵抗、Ｒ２…第２の抵抗、Ｒ３…第３の抵抗、Ｒ４…第４の抵抗、Ｒ５…第５の抵抗、Ｒ６…第６の抵抗、Ｒ７…第７の抵抗、Ｃ１…第１のコンデンサ、Ｃ２…第２のコンデンサ、２００…ポジショナ。

Claims

上位側システムより一対の電線を介して直流の電流信号を受け、この直流の電流信号から自己の動作電源を生成する一方、その直流の電流信号の値に応じて調節弁の開度を制御するとともに、前記直流の電流信号に重畳して送られてくる交流の電流信号を受信するポジショナにおいて、
前記直流の電流信号に対するインピーダンスが低く、前記交流の電流信号に対するインピーダンスが前記直流の電流信号に対するインピーダンスよりも高い特性を有する可変インピーダンス回路を備え、
前記可変インピーダンス回路は、
前記直流の電流信号および前記直流の電流信号に重畳された交流の電流信号の入力ラインと、
前記直流の電流信号および前記直流の電流信号に重畳された交流の電流信号の出力ラインと、
前記入力ラインと前記出力ラインとの間に接続された第１の抵抗と第２の抵抗と第３の抵抗との直列回路と、
前記入力ラインにそのコレクタが接続され、そのベースが前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との接続点に接続されたトランジスタと、
前記トランジスタのエミッタと前記出力ラインとの間に接続された第４の抵抗と、
前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との接続点にその一端が接続された第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサの他端と前記出力ラインとの間に接続された第５の抵抗と、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点にその一端が接続された第２のコンデンサと、
前記第２のコンデンサの他端と前記出力ラインとの間に接続された第６の抵抗と
から構成されていることを特徴とするポジショナ。
上位側システムより一対の電線を介して直流の電流信号を受け、この直流の電流信号から自己の動作電源を生成する一方、その直流の電流信号の値に応じて調節弁の開度を制御するとともに、前記直流の電流信号に重畳して送られてくる交流の電流信号を受信するポジショナにおいて、
前記直流の電流信号に対するインピーダンスが低く、前記交流の電流信号に対するインピーダンスが前記直流の電流信号に対するインピーダンスよりも高い特性を有する可変インピーダンス回路を備え、
前記可変インピーダンス回路は、
前記直流の電流信号および前記直流の電流信号に重畳された交流の電流信号の入力ラインと、
前記直流の電流信号および前記直流の電流信号に重畳された交流の電流信号の出力ラインと、
前記入力ラインと前記出力ラインとの間に接続された第１の抵抗と第２の抵抗と第３の抵抗との直列回路と、
前記入力ラインにそのコレクタが接続され、そのベースが前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との接続点に接続された第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタのエミッタと前記出力ラインとの間に接続された第４の抵抗と、
前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との接続点にその一端が接続された第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサの他端と前記出力ラインとの間に接続された第５の抵抗と、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点にその一端が接続された第２のコンデンサと、
前記第２のコンデンサの他端と前記出力ラインとの間に接続された第６の抵抗と、
前記入力ラインにそのコレクタが接続され、そのベースが前記第１のトランジスタのエミッタと前記第４の抵抗との接続点に接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタのエミッタと前記出力ラインとの間に接続された第７の抵抗と
から構成されていることを特徴とするポジショナ。