JP5703151B2

JP5703151B2 - 電力変換装置の制御装置

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Publication number: JP5703151B2
Application number: JP2011154471A
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Inventors: じゅん鳴島; 相原　孝志; 孝志相原
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Priority date: 2011-07-13
Filing date: 2011-07-13
Publication date: 2015-04-15
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Description

本発明は，三相交流電力系統に連系され，前記三相交流電力系統から電力を授受する電力変換装置の制御装置に関し，特に前記三相交流電力系統へ出力する逆相電流を制御する電力変換装置の制御装置に関する。

通常運転状態における三相交流系統（以後，単に電力系統と称す）では、三相不平衡電圧成分である逆相電圧は三相平衡電圧成分である正相電圧に比べ十分に小さい。このため，ベクトル制御を実施する電力変換装置では、正相回転方向に座標変換して電力を制御する制御方式を採用しており、このことが通常運転状態において電力変換装置をベクトル制御するうえで支障になることは無かった。

しかし，１線地絡や２線地絡など不平衡な系統事故時では、逆相電圧や逆相電流が大きく含まれる。この場合に、先の制御方式を適用して逆相電圧や逆相電流を正相回転方向に座標変換すると、２次の振動成分を生じる。他方、電力変換装置の制御装置として、出力電流を制御する電流制御系に積分制御が適用されていると、２次の振動成分により位相遅れや定常偏差が残ってしまうなど制御性能が低下してしまう。

そこで，例えば非特許文献１ではベクトル制御ではなく正相電流と逆相電流を含む電流指令値を９０°位相のずれた二相交流に逆座標変換し，二相交流信号上で電流制御を実施している。

加藤，伊藤，相原，生田目著「フリッカ抑制機能付き自励式無効電力補償装置」，日立論評，８９巻２号，２００７年，ｐ２０４−２０７

しかるに、特許文献１のようにベクトル制御を用いず交流信号を交流信号のまま制御する場合、あるいはベクトル制御を適用しても制御対象が振動している場合には、積分制御を適用しても位相遅れが発生し，定常偏差を０にするのが困難である。

そこで本発明は，例えば，系統事故時などで電力系統の電圧が三相不平衡である場合でもベクトル制御を用いて電力変換装置と三相交流系統との間で良好に電力を変換することを目的とする。

以上の目的を達成するために本発明においては、三相交流電力系統に接続された電力変換装置の制御装置において，三相交流電力系統の系統電圧の逆相回転方向に出力電流をｄｑベクトル座標変換して逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流を求める逆相座標変換回路、逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流を帰還値とし、これら電流の指令値と比較して指令値に制御する第１の電流制御器、逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流に含まれる正相電流による２次の振動成分を抽出する第１の振動成分抽出回路とを備え、抽出した正相電流による２次の振動成分を逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流から除外して、第１の電流制御器において電流指令値と比較する。

以上の目的を達成するために本発明においては、三相交流電力系統に接続された電力変換装置の制御装置において，三相交流電力系統の系統電圧の正相回転方向に出力電流をｄｑベクトル座標変換して正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流を求める正相座標変換回路、正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流を帰還値とし、これら電流の指令値と比較して指令値に制御する第２の電流制御器、正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流に含まれる逆相電流による２次の振動成分を抽出する第２の振動成分抽出回路とを備え、抽出した逆相電流による２次の振動成分を正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流から除外して、第２の電流制御器において電流指令値と比較する。

以上の目的を達成するために本発明においては、三相交流電力系統の系統電圧の逆相回転方向に出力電流をｄｑベクトル座標変換して逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流を求める逆相座標変換回路、逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流を帰還値とし、これら電流の指令値と比較して指令値に制御する逆相電流制御器、逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流に含まれる正相電流による２次の振動成分を抽出する第１の振動成分抽出回路、抽出した正相電流による２次の振動成分を逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流から除外して、逆相電流制御器に帰還値として与える第１の加算部、三相交流電力系統の系統電圧の正相回転方向に出力電流をｄｑベクトル座標変換して正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流を求める正相座標変換回路、正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流を帰還値とし、これら電流の指令値と比較して指令値に制御する正相電流制御器、正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流に含まれる逆相電流による２次の振動成分を抽出する第２の振動成分抽出回路、抽出した逆相電流による２次の振動成分を正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流から除外して、正相電流制御器に帰還値として与える第２の加算部とを備える。

また、第１の振動成分抽出回路は、第２の電流制御器の指令値である正相ｄ軸電流指令値および正相ｑ軸電流指令値を逆相回転方向に二度ｄｑベクトル座標変換する回路である。

また、第２の振動成分抽出回路は、第１の電流制御器の指令値である逆相ｄ軸電流指令値および逆相ｑ軸電流指令値を正相回転方向に二度ｄｑベクトル座標変換する回路である。

また、第１の振動成分抽出回路は、出力電流に含まれる正相電流振幅を抽出する正相電流振幅抽出器および系統電圧の二倍の周波数の正弦波信号および余弦波信号を出力する二次発振器を有し，正弦波信号および余弦波信号の位相は三相交流電力系統の系統電圧位相の２倍と出力電流の力率角の和であり，正相電流振幅抽出器の出力と余弦波信号の積および正相電流振幅抽出器の出力と正弦波信号の積を出力する回路である。

また、第２の振動成分抽出回路は、出力電流に含まれる逆相電流振幅を抽出する逆相電流振幅抽出器および系統電圧の二倍の周波数の正弦波信号および余弦波信号を出力する二次発振器を有し，正弦波信号および余弦波信号の位相は系統電圧位相の−２倍と逆相電流の力率角の差であり，正相電流振幅抽出器の出力と余弦波信号の積および正相電流振幅抽出器の出力と正弦波信号の積を出力する回路である。

また、正相電流振幅抽出器は，三相二相変換器により電力変換装置の出力電流を互いに９０°位相のずれた二相の電流Ｉａ，Ｉｂに変換し，ＦＦＴ演算を実施するＦＦＴ演算器により，二相の電流Ｉａ，Ｉｂ各々の系統電圧Ｖｓと同じ周波数ｆ０の正弦波成分Ｉａｒｅ，Ｉｂｒｅと余弦波成分Ｉａｉｍ，Ｉｂｉｍに分解し，ＩａｒｅとＩｂｉｍとの和とＩｂｒｅとＩａｉｍの差を入力として二乗平均演算器により二乗平均演算を実施し，出力電流の正相成分振幅を算出する。

また、逆相電流振幅抽出器は，三相二相変換器により電力変換装置の出力電流を互いに９０°位相のずれた二相の電流Ｉａ，Ｉｂに変換し，ＦＦＴ演算を実施するＦＦＴ演算器により，Ｉａ，Ｉｂ各々の系統電圧Ｖｓと同じ周波数ｆ０の正弦波成分Ｉａｒｅ，Ｉｂｒｅと余弦波成分Ｉａｉｍ，Ｉｂｉｍに分解し，ＩｂｉｍとＩａｒｅとの差とＩｂｒｅとＩａｉｍの和を入力として二乗平均演算器により二乗平均演算を実施し，出力電流の逆相成分振幅のみを算出する。

以上の目的を達成するために本発明においては、三相交流電力系統に変圧器を介して接続された電力変換装置の制御装置において，三相交流電力系統の系統電圧の逆相回転方向に出力電流をｄｑベクトル座標変換して逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流を求める逆相座標変換回路、逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流を帰還値とし、これら電流の指令値と比較して指令値に制御する逆相電流制御器、逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流に含まれる正相電流による２次の振動成分を抽出する第１の振動成分抽出回路、抽出した正相電流による２次の振動成分を逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流から除外して、逆相電流制御器に帰還値として与える第１の加算部、三相交流電力系統の系統電圧の正相回転方向に出力電流をｄｑベクトル座標変換して正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流を求める正相座標変換回路、正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流を帰還値とし、これら電流の指令値と比較して指令値に制御する正相電流制御器、正相ｄ軸電流指令値に変圧器のリアクトル値を乗じた値を正相ｑ軸電流側の正相電流制御器出力から差し引き、正相ｑ軸電流指令値に変圧器のリアクトル値を乗じた値を逆相ｄ軸電流側の正相電流制御器出力に加算する補償回路を備えるとともに、逆相電流制御器の指令値を０に設定しておく。

本発明の電力変換装置は，１線地絡事故や２線地絡事故など電力系統の電圧が三相不平衡の状態でも，正相電流および逆相電流を定常偏差０で制御でき制御性能が向上する。

また，本発明の実施例では電力変換装置が正相電流だけを出力すればよい場合，電力変換装置の出力する逆相電流の電流指令値を０とすれば，電力系統の電圧が三相不平衡の状態でも電力変換装置の各相に流れる電流を三相平衡にできるため，装置容量を小さくすることができ，装置の小型化および低損失化が実現できる。

また，本実施例によれば不平衡補償装置のように出力する逆相電流を制御する必要がある場合でも，逆相電流と正相電流を独立して制御することができる。

本発明の実施例１の電力変換装置の制御装置の構成を示す図。電力変換装置を含む電力系統の構成例を示す図。本発明の実施例２の電力変換装置の制御装置の構成を示す図。逆相電流振幅抽出器の１例を示す図。正相電流振幅抽出器の１例を示す図。本発明の実施例３の電力変換装置の制御装置の構成を示す図。

以下，本発明の実施例について，図面を参照して説明する。

図２は，電力変換装置を含む電力系統の構成例を示す。

本実施例の電力変換装置１は，直流コンデンサ１１１とＩＧＢＴやＧＣＴなどの自己消弧形素子１１２を有する電圧形インバータ装置（以後，単にインバータ装置と称す）１１と，インバータ装置１１の出力電圧を制御するための出力電圧指令値Ｖｃｒを出力する制御装置１２と，インバータ装置１１の直流コンデンサ１１１の端子電圧Ｖｄｃを計測する直流電圧センサ１５と，インバータ装置１１と三相交流電力系統２を連系する漏れリアクタンス成分Ｘｃをもつ連系用変圧器１４と，インバータ装置１１の出力する電流Ｉｃを測定する電流センサ１６と，三相交流電力系統２の系統電圧Ｖｓを測定する交流電圧センサ１７と，制御装置１２から与えられる出力電圧指令Ｖｃｒに応じてインバータ装置１１の自己消弧形素子１１２のオン，オフを制御するためのゲートパルスＧＰを生成するＰＷＭ回路１３を備えて構成される。

なお，本実施例では電流センサ１６は連系用変圧器１４の三相交流電力系統２側（以後，一次側と称す）に設置してあるが，連系用変圧器１４のインバータ装置１１側（以後，二次側と称す）に設置してもよい。

次に，電力変換装置１の動作について説明する。電力変換装置１の制御装置１２は，インバータ装置１１から直流コンデンサ１１１の端子電圧Ｖｄｃと，三相交流電力系統２の系統電圧Ｖｓと，電力変換装置１の出力する電流Ｉｃを入力とし，インバータ装置１１の出力電圧Ｖｃの指令値Ｖｃｒを出力する。

ＰＷＭ回路１３は，出力電圧指令値Ｖｃｒと三角波などのキャリアとの大小関係に基づき，インバータ装置１１の自己消弧形素子１１２のオン，オフを制御するためのゲートパルスＧＰを出力する。

インバータ装置１１は，ＰＷＭ回路１３の出力するゲートパルスＧＰに基づきインバータ装置１１の出力電圧Ｖｃを連系用変圧器１４へ出力することで，三相交流電力系統１との間で電力を変換する。

次に，制御装置１２の構成について述べる。図１は，図２で示した制御装置１２の制御ブロックの概略を示した図である。ここでは、まず電力変換装置１のベクトル制御の基本的構成を説明し、その後で２次の振動成分に対する対応策を説明する。

図１の制御装置１２は，その実施する機能を大きく４つのブロックに分けて考えることができる。第１のブロックは、系統電圧Ｖｓから系統電圧の正相電圧位相θを検出する位相検出部Ａ（位相検出器２１）である。第２のブロックは正相電流演算部Ｂであり、第３のブロックは逆相電流演算部Ｃである。第４のブロックは電流合成部Ｄである。このうち、正相電流演算部Ｂと逆相電流演算部Ｃは取り扱う電気量が相違するが、基本的に同一回路構成とされている。

第１のブロックＡの位相検出器２１は、周知のＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）回路やＤＦＴ（ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）回路などにより、系統電圧Ｖｓの正相電圧位相θを検出する。

正相電流演算部Ｂでは、まず三相二相変換器５１において、電力変換装置１の３相の出力電流Ｉｃを入力して、９０度位相の相違する二相の電流ＩαとＩβに変換する。さらに正相座標変換器２２において、位相検出器２１で求めた正相電圧位相θと、三相二相変換器５１で求めた二相の電流ＩαとＩβを用いて周知のｄｑ座標変換を行い，正相回転方向に座標変換したｄ軸電流Ｉｄ１（以後，単に正相ｄ軸電流Ｉｄ１と称す）および正相回転方向に座標変換したｑ軸電流Ｉｑ１（以後，単に正相ｑ軸電流Ｉｑ１と称す）を算出する。ここで正相ｄ軸電流Ｉｄ１、正相ｑ軸電流Ｉｑ１に付した番号「１」は、正相分であることを意味する。この正相電流演算部Ｂは、電力系統の正相電圧と同期した方向に座標変換した正相ｄｑベクトル座標系として構成したものであり、以後，単に正相座標系と称することにする。

同様に逆相電流演算部Ｃでは、まず三相二相変換器５１において、電力変換装置１の３相の出力電流Ｉｃを入力して、９０度位相の相違する二相の電流Ｉαと、Ｉβに変換する。さらに逆相座標変換器２３において、位相検出器２１で求めた正相電圧位相θと逆方向に回転する逆相電圧位相（−θ）と、三相二相変換器５１で求めた二相の電流ＩαとＩβを用いて周知のｄｑ座標変換を行い，逆相回転方向に座標変換したｄ軸電流Ｉｄ２（以後，単に逆相ｄ軸電流Ｉｄ２と称す）および逆相回転方向に座標変換したｑ軸電流Ｉｑ２（以後，単に逆相ｑ軸電流Ｉｑ２と称す）を算出する。ここで逆相ｄ軸電流Ｉｄ２、逆相ｑ軸電流Ｉｑ２に付した番号「２」は、逆相分であることを意味する。この逆相電流演算部Ｃは、電力系統の逆相電圧と同期した方向に座標変換した逆相ｄｑベクトル座標系として構成したものであり、以後，単に逆相座標系と称することにする。

なお，正相電流演算部Ｂあるいは逆相電流演算部Ｃで実施されるｄｑ座標変換，三相二相変換，さらにはｄｑ逆座標変換及び二相三相変換については周知であるため，ここでの詳しい説明は省略する。

上記のようにして求められた正相ｄ軸電流Ｉｄ１、正相ｑ軸電流Ｉｑ１、さらには逆相ｄ軸電流Ｉｄ２、逆相ｑ軸電流Ｉｑ２は、三相交流系統が平衡状態にあるときには直流量として導出される。これらの直流量は、ベクトル制御の帰還信号であり、これらに対するベクトル制御の指令値（正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ１ｒ、正相ｑ軸電流指令値Ｉｑ１ｒ、さらには逆相ｄ軸電流指令値Ｉｄ２ｒ、逆相ｑ軸電流指令値Ｉｑ２ｒ）が与えられて、電流制御系を構成する。

正相電流演算部Ｂと逆相電流演算部Ｃの電流制御器２８（２８ａ、２８ｂ，２８ｃ，２８ｄ）は、その前段に設けた減算器ＡＤ（ＡＤ１，ＡＤ２，ＡＤ３，ＡＤ４）にベクトル制御の帰還信号と指令値を導入し、その差分に基づいて電流制御を行う。

なお、電流制御器２８ａは、正相ｄ軸電流Ｉｄ１についての電流制御器、電流制御器２８ｂは、正相ｑ軸電流Ｉｑ１についての電流制御器、電流制御器２８ｃは、逆相ｄ軸電流Ｉｄ２についての電流制御器、電流制御器２８ｄは、逆相ｑ軸電流Ｉｑ２についての電流制御器である。

これらの電流制御器２８の出力はそれぞれＶｄ１、Ｖｑ１，Ｖｄ２，Ｖｑ２である。このうちＶｄ１、Ｖｑ１の意味するものは、電力変換装置１の出力電流Ｉｃを電流指令値Ｉｄ１ｒ，Ｉｑ１ｒに制御するための正相ｄ軸補正電圧（Ｖｄ１）、および正相ｑ軸補正電圧（Ｖｑ１）である。またＶｄ２，Ｖｑ２の意味するものは、電力変換装置１の出力電流Ｉｃを電流指令値Ｉｄ２ｒ，Ｉｑ２ｒに制御するための逆相ｄ軸補正電圧（Ｖｄ２）、および逆相ｑ軸補正電圧（Ｖｑ２）である。

補正電圧Ｖｄ１、Ｖｑ１，Ｖｄ２，Ｖｑ２は、電流指令値と変圧器１４の漏れリアクタンス成分Ｘｃの積による干渉を排除してから、後段の制御に使用される。例えば、乗算器３２ａは正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ１ｒと変圧器の漏れリアクタンス成分Ｘｃを乗算したＩｄ１ｒ×Ｘｃを演算し、補償回路ＣＰ２において補正電圧Ｖｑ１から減算する。また乗算器３２ｂは正相ｑ軸電流指令値Ｉｑ１ｒと変圧器の漏れリアクタンス成分Ｘｃを乗算したＩｑ１ｒ×Ｘｃを演算し、補償回路ＣＰ１において補正電圧Ｖｄ１に加算する。

同様に、乗算器３２ｃは逆相ｄ軸電流指令値Ｉｄ２ｒと変圧器の漏れリアクタンス成分Ｘｃを乗算したＩｄ２ｒ×Ｘｃを演算し、補償回路ＣＰ４において補正電圧Ｖｑ２から減算する。また乗算器３２ｄは逆相ｑ軸電流指令値Ｉｑ２ｒと変圧器の漏れリアクタンス成分Ｘｃを乗算したＩｑ２ｒ×Ｘｃを演算し、補償回路ＣＰ３において補正電圧Ｖｄ２に加算する。

なお、電流制御器２８に与えられるベクトル制御の指令値（正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ１ｒ、正相ｑ軸電流指令値Ｉｑ１ｒ、逆相ｄ軸電流指令値Ｉｄ２ｒ、逆相ｑ軸電流指令値Ｉｑ２ｒ）は、直流電圧Ｖｄｃを一定に制御し、あるいは交流電圧を一定に維持するために作られる。指令値の作り方は本発明に直接関係しないため詳しい説明は省略するが、一般には上位制御系で作成された信号とされる。つまり、電力変換装置を電動機制御に適用する場合であれば、電動機の速度あるいはトルク制御に関する上位制御系において電流制御の指令値を作成する。また、電力変換装置により電圧制御を行う場合には、電圧制御系が上位制御系とされる。

次に正相逆座標変換器２９では、補償回路ＣＰ１の信号（Ｉｑ１ｒ×Ｘｃと補正電圧Ｖｄ１との加算値）と，補償回路ＣＰ２の信号（Ｉｄ１ｒ×Ｘｃと補正電圧Ｖｑ１との減算値）と，系統電圧位相θを入力とし、周知の逆ｄｑ座標変換を行い、９０度位相の相違する二相の電流ＩαとＩβに逆変換する。続いて二相三相変換器５２において、三相成分を復元し正相座標系における電力変換装置１の出力電圧指令値Ｖｃ１ｒを出力する。

同様にして、逆相逆座標変換器３０では、補償回路ＣＰ３の信号（Ｉｑ２ｒ×Ｘｃと補正電圧Ｖｄ２との加算値）と，補償回路ＣＰ４の信号（Ｉｄ２ｒ×Ｘｃと補正電圧Ｖｑ２との減算値）と，系統電圧逆位相（−θ）を入力とし、周知の逆ｄｑ座標変換を行い、９０度位相の相違する二相の電流ＩαとＩβに逆変換する。続いて二相三相変換器５２において、三相成分を復元し逆相座標系における電力変換装置１の出力電圧指令値Ｖｃ２ｒを出力する。

最後に第４のブロックの電流合成部Ｄでの処理が行われる。ここで位相回転器３１は，系統電圧Ｖｓを入力とし，図１の連系用変圧器１４の１次側の電圧位相を２次側の電圧位相になるように位相を回転させる。例えば，連系用変圧器１４の１次側がスター巻線，２次側がΔ巻線の場合，位相を３０度進ませればよい。ただし，前記連系用変圧器の各巻線は上記に限るものではない。そのうえで、位相回転器３１の出力とＶｃ１ｒとＶｃ２ｒの加算値を、インバータ装置１１の出力電圧指令値ＶｃｒとしてＰＷＭ回路１２に出力する。

ベクトル制御を実行する電力変換装置の制御装置は、通常は図１のように構成されている。本発明では、逆相電流による正相座標系における系統電圧周波数の２倍の変動成分（以後，単に逆相２次電流と称す）を再現する。また、正相電流による逆相座標系における系統電圧周波数の２倍の変動成分（以後，単に正相２次電流と称す）を再現する。また再現した逆相２次電流を正相電流から差し引き、再現した正相２次電流を逆相電流から差し引く。

具体的には、１線地絡や２線地絡など不平衡系統事故時に、正相座標変換器２２あるいは逆相座標変換器２３の出力（正相ｄ軸電流Ｉｄ１、正相ｑ軸電流Ｉｑ１、逆相ｄ軸電流Ｉｄ２、逆相ｑ軸電流Ｉｑ２）に含まれる二次の振動成分を求めて、減算回路ａｄ（ａｄ１，ａｄ２，ａｄ３，ａｄ４）で除外する。

逆相２次電流と正相２次電流を再現するに当り、図１の実施例では電流指令値（正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ１ｒ、正相ｑ軸電流指令値Ｉｑ１ｒ、さらには逆相ｄ軸電流指令値Ｉｄ２ｒ、逆相ｑ軸電流指令値Ｉｑ２ｒ）から、二次の振動成分を再現する。

この再現処理を、正相電流演算部Ｂでは以下のように実施する。まず出力電流Ｉｃに逆相電流が含まれる場合，正相ｄ軸電流Ｉｄ１，正相ｑ軸電流Ｉｑ１には逆相電流による系統電圧の２倍の周波数の振動成分が重畳している。

本発明の正相電流演算部Ｂの処理では，インバータ装置１１に出力させたいｄ軸およびｑ軸の逆相電流指令値Ｉｄ２ｒ，Ｉｑ２ｒを、電流制御器２８ｃ，２８ｄの制御応答遅れを模擬するローパスフィルタＬＰＦ５３ａ，５３ｂに入力する。そして，正相座標変換器２２を２段に構成して、これにより２度正相方向に座標変換する。このことで，逆相電流による系統電圧の２倍の周波数の振動成分を再現したｄ軸電流Ｉｄ１２，ｑ軸電流Ｉｑ１２（以後単に逆相再現ｄ軸電流Ｉｄ１２，逆相再現ｑ軸電流Ｉｑ１２と称す）を得る。減算器ａｄ１において逆相再現ｄ軸電流Ｉｄ１２を正相ｄ軸電流Ｉｄ１から差し引き，また減算器ａｄ２において逆相再現ｑ軸電流Ｉｑ１２を正相ｑ軸電流Ｉｑ１から差し引くことで振動成分を除去することができる。

この正相電流演算部Ｂでの考え方は要するに、正相電流に含まれる二次振動成分を逆相電流指令値から再現したことにある。またこの再現は、ｄｑ軸ごとに行われる。

またこの再現処理を、逆相電流演算部Ｃでは以下のように実施する。まず出力電流Ｉｃに逆相電流が含まれる場合，逆相ｄ軸電流Ｉｄ２，逆相ｑ軸電流Ｉｑ２には逆相電流による系統電圧の２倍の周波数の振動成分が重畳している。

本発明の逆相電流演算部Ｃの処理では，インバータ装置１１に出力させたいｄ軸およびｑ軸の正相電流指令値Ｉｄ１ｒ，Ｉｑ１ｒを、電流制御器２８ａ，２８ｂの制御応答遅れを模擬するローパスフィルタＬＰＦ５３ｃ，５３ｄに入力する。そして，逆相座標変換器２３を２段に構成して、これにより２度逆相方向に座標変換する。このことで，逆相電流による系統電圧の２倍の周波数の振動成分を再現したｄ軸電流Ｉｄ２２，ｑ軸電流Ｉｑ２２（以後単に正相再現ｄ軸電流Ｉｄ２２，正相再現ｑ軸電流Ｉｑ２２と称す）を得る。減算器ａｄ３において正相再現ｄ軸電流Ｉｄ２２を逆相ｄ軸電流Ｉｄ２から差し引き，また減算器ａｄ４において正相再現ｑ軸電流Ｉｑ２２を逆相ｑ軸電流Ｉｑ２から差し引くことで振動成分を除去することができる。

この逆相電流演算部Ｃでの考え方は要するに、逆相電流に含まれる二次振動成分を正相電流指令値から再現したことにある。またこの再現は、ｄｑ軸ごとに行われる。

この結果、電流制御器２８での演算は、二次振動成分の影響を受けないものとすることができる。

本実施例の構成にすることで，正相座標系における逆相成分による２次の振動成分、および逆相座標系における正相成分による２次の振動成分を除去でき，不平衡補償装置のように出力する逆相電流を制御する必要がある場合でも，逆相電流と正相電流を独立して制御することができる。

また，電流制御器２８ａ〜２８ｄに、積分制御を適用することができるので、定常偏差を０とすることができ，制御性能を向上できる。

また，電力変換装置が正相電流だけを出力すればよい場合，電力変換装置の出力する逆相電流の電流指令値を０とすれば，電力系統の電圧が三相不平衡の状態でも電力変換装置の各相に流れる電流を三相平衡にできるため，装置容量を小さくすることができ，装置の小型化および低損失化が実現できる。

なお，図１の説明において、ここでは乗算器３２ａ，３２ｂの入力は指令値Ｉｄ１ｒとＩｑ１ｒとしたが，Ｉｄ１，ｉｑ１からＩｄ１２，ｉｑ１２をそれぞれ差し引いた信号としてもよい。同様に乗算器３２ｃ，３２ｄの入力は指令値Ｉｄ２ｒｅｆとＩｑ２ｒｅｆとしたが，Ｉｄ２，ｉｑ２からＩｄ２２，ｉｑ２２をそれぞれ差し引いた信号としてもよい。

図３は，実施例２に係る電力変換装置１の制御装置１２の制御ブロックの概略を示した図である。

以下実施例２の構成および動作について説明するが、実施例１と同じまたは相当する部分については説明を省略し，異なる部分のみを説明する。

実施例２では，正相座標系における逆相電流、および逆相座標系における正相電流による系統電圧の２倍の振動成分を推定する手法が実施例１とは異なる。他の回路部分は、実施例１と同じである。

実施例２における２次電流推定の考え方について、式を用いて説明する。まず，三相の出力電流Ｉｃを三相二相変換した二相電流をｉα、ｉβ、系統電圧の正相電圧位相をθとすると，出力電流Ｉｃを逆相回転方向にｄｑ座標変換したｄ軸逆相電流ｉｄ２、ｑ軸逆相電流ｉｑ２は二相電流ｉαとｉβを用いて（１）式で表すことができる。

またここで，二相電流ｉαとｉβは、正相電流振幅Ｉ１，力率角θ_０（以後単に正相力率角）の正相電流が含まれており、（２）式で示すことができる。

（１）（２）式の関係から，ｄ軸逆相電流ｉｄ２とｑ軸逆相電流ｉｑ２は、正相電流を用いて（３）式で表すことができる。

（３）式は、ｄ軸逆相電流ｉｄ２とｑ軸逆相電流ｉｑ２が，その大きさはＩ１つまり正相電流の振幅であり，位相は正相電圧位相θの２倍と正相力率角θ_０の和である信号として求められることを示している。

また同様に，出力電流Ｉｃを正相回転方向にｄｑ座標変換したｄ軸正相電流ｉｄ１、ｑ軸正相電流ｉｑ１は、二相電流ｉαとｉβを用いて（４）式で表すことができる。

また二相電流ｉα、ｉβは、逆相電流振幅Ｉ２，力率角θ_１（以後単に逆相力率角）の逆相電流が含まれており、（５）式で示すことができる。

このとき（４）式から，ｄ軸正相電流ｉｄ１、ｑ軸正相電流ｉｑ１は、（６）式で表すことができる。

（６）式は，ｄ軸正相電流ｉｄ１、ｑ軸正相電流ｉｑ１が、その大きさはＩ２，つまり逆相電流の振幅であり，位相は逆相電圧位相θの２倍と逆相力率角θ_１の差である信号として求められることを示している。

以上の関係から，正相座標系における逆相電流、および逆相座標系における正相電流による系統電圧の２倍の振動成分を再現するには，正相電流および逆相電流の振幅と振動成分と同期した正弦波，余弦波信号を作ればよいことがわかる。

上記の解析を元に本発明の第２の実施例では，正相電流演算部Ｂに、出力電流Ｉｃの逆相成分のみの振幅である逆相電流振幅Ｉ２を抽出する逆相電流振幅抽出器６０と，逆相電流振幅抽出器６０から出力される逆相電流振幅Ｉ２と系統電圧の逆相電圧位相θと前記逆相力率角θ_１を入力とし，正相座標系における逆相電流による二次の振動電流を再現した信号Ｉｄ１２，Ｉｑ１２を出力する逆相２次発振器６３とを備える。逆相２次発振器６１では、これらの入力を用いて（７）（８）式を演算する。

［数７］
Ｉｄ１２＝Ｉ_２×ｃｏｓ（２θ＋θ_１）（７）

［数８］
Ｉｑ１２＝Ｉ_２×ｓｉｎ（２θ＋θ_１）（８）
上記の解析を元に本発明の第２の実施例では，逆相電流演算部Ｃに、出力電流Ｉｃの正相成分のみの振幅である正相電流振幅Ｉ１を抽出する正相電流振幅抽出器６２と，正相電流振幅抽出器６２から出力される正相電流振幅Ｉ１と系統電圧の正相電圧位相θと正相力率角θ_０を入力とし，逆相座標系における正相電流による二次の振動電流を再現した信号Ｉｄ２２，Ｉｑ２２を出力する正相２次発振器６３とを備える。正相２次発振器６３では、これらの入力を用いて（９）（１０）式を演算する。

［数９］
Ｉｄ２２＝Ｉ_１×ｃｏｓ（２θ＋θ_１）（９）

［数１０］
Ｉｑ２２＝Ｉ_１×ｓｉｎ（２θ＋θ_１）（１０）
その上で本発明の第２の実施例では、正相２次発振器６１と逆相２次発振器６３の出力をそれぞれｄ軸正相電流Ｉｄ１，ｑ軸正相電流Ｉｑ１，ｄ軸逆相電流Ｉｄ２，ｑ軸逆相電流Ｉｑ２から差し引くことで振動成分を除去することができる。

図４に逆相電流振幅抽出器６０の一例を示す。逆相電流振幅抽出器６０では、まず三相二相変換演算器４１により三相二相変換演算を実施し，三相電流である出力電流Ｉｃを互いに９０°位相のずれた二相の電流Ｉａ，Ｉｂに変換する。

次に，周知のＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を実施するＦＦＴ演算器４２により，Ｉａ，Ｉｂ各々の系統電圧Ｖｓと同じ周波数ｆ０の正弦波成分Ｉａｒｅ，Ｉｂｒｅと、余弦波成分Ｉａｉｍ，Ｉｂｉｍに分解する。

次に，ＩａｒｅとＩｂｉｍの差と、ＩｂｒｅとＩａｉｍの和を入力として二乗平均演算器４３により二乗平均演算を実施する。これにより、出力電流の逆相成分のみの振幅である逆相電流振幅Ｉ２を算出することができる。

また，図５は正相電流振幅抽出器６２の一例である。正相電流振幅抽出器６２は、三相二相変換演算器４１により周知の三相二相変換演算を実施し，三相電流である出力電流Ｉｃを互いに９０°位相のずれた二相の電流Ｉａ，Ｉｂに変換する。

次に，周知のＦＦＴ演算を実施するＦＦＴ演算器４２により，Ｉａ，Ｉｂ各々の系統電圧Ｖｓと同じ周波数ｆ０の正弦波成分Ｉａｒｅ，Ｉｂｒｅと余弦波成分Ｉａｉｍ，Ｉｂｉｍに分解する。

次に，ＩａｒｅとＩｂｉｍとの和とＩｂｒｅとＩａｉｍの差を入力として二乗平均演算器４３により二乗平均演算を実施することで出力電流の正相成分のみの振幅である正相電流振幅Ｉ１を算出することができる。

以上，本実施例の構成にすることで，正相座標系における逆相成分による２次の振動成分、および逆相座標系における正相成分による２次の振動成分を除去でき，不平衡補償装置のように出力する逆相電流を制御する必要がある場合でも，前記逆相電流と正相電流を独立して制御することができる。

また，電力変換装置が正相電流だけを出力すればよい場合，前記電力変換装置の出力する逆相電流の電流指令値を０とすれば，電力系統の電圧が三相不平衡の状態でも電力変換装置の各相に流れる電流を三相平衡にできるため，装置容量を小さくすることができ，装置の小型化および低損失化が実現できる。

また，電流制御器２８ａ〜２８ｄに周知の積分制御が適用することで定常偏差を０とすることができ，制御性能を向上できる。

図６は，本発明の実施例３に係る電力変換装置１の制御装置１２の制御ブロックの概略を示した図である。図６の実施例３は、基本的に図３の実施例２の考え方を踏襲しているので、以下においては実施例２と同じまたは相当する部分についての説明を省略し，異なる部分のみを説明する。

図６で示す電力変換装置１の制御装置１２の制御ブロックは，図３で示した制御ブロックのうち逆相電流振幅抽出器６０および逆相二次発振器６１を省略し，かつｄ軸逆相電流指令値Ｉｄ２ｒを０とし，ｑ軸逆相電流指令値Ｉｑ２ｒを０とするところが異なる。

次に，制御装置１２の動作および効果について，実施例２と異なる部分のみ述べる。まず、図６の実施例３では、正相電流演算部Ｂに逆相電流振幅抽出器６０と逆相二次発振器６１を備えていない。このため，Ｉｄ１およびＩｑ１には逆相電流による２次の振動成分を含む。かつこの回路構成では、これを除去することはできない。

これに対し、逆相電流演算部Ｃでは、ｄ軸逆相電流指令値Ｉｄ２ｒ，ｑ軸逆相電流指令値Ｉｑ２ｒを０としているので，電力変換装置の出力電流Ｉｃに含まれる逆相電流を，電流制御器２８ａ，２８ｂの制御応答時間後には抑制可能である。このため，Ｉｄ１およびＩｑ１に含まれる逆相電流による２次の振動成分は小さくなる。

この結果、電力変換装置１の制御性能に大きな影響は与えず，逆相電流振幅抽出器６０および逆相二次発振器６１を削減できるため制御装置１２の演算負荷低減が可能である。

本発明は，ＩＧＢＴやＧＣＴなどの自己消弧形素子を用いた電力変換装置のうち特に，逆相電流を制御可能な機能を有する電力変換装置に適用することができる。

１：電力変換装置
２：三相交流系統
１１：インバータ装置
１２：制御装置
１３：ＰＷＭ回路
１４：連系用変換器
１５：直流電圧センサ
１６：電流センサ
１７：交流電圧センサ
２１：位相検出器
２２：正相座標変換器
２３：逆相座標変換器
２８ａ〜２８ｄ：電流制御器
２９：正相逆座標変換器
３０：逆相逆座標変換器
３１：位相回転器
３２ａ〜ｄ：乗算器
４１：三相二相変換器
４２：ＦＦＴ演算器
４３：二乗平均演算器
５１：三相二相変換器
５２：二相三相変換器
６０：逆相電流振幅抽出器
６１：逆相二次発振器
６２：正相電流振幅抽出器
６３：正相二次発振器

Claims

三相交流電力系統に接続された電力変換装置の制御装置において，
前記三相交流電力系統の系統電圧の逆相回転方向に前記出力電流をｄｑベクトル座標変換して逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流を求める逆相座標変換回路、該逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流を帰還値とし、これら電流の指令値と比較して指令値に制御する逆相電流制御器、前記逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流に含まれる正相電流による２次の振動成分を抽出する第１の振動成分抽出回路、抽出した正相電流による２次の振動成分を前記逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流から除外して、前記逆相電流制御器に帰還値として与える第１の加算部、前記三相交流電力系統の系統電圧の正相回転方向に前記出力電流をｄｑベクトル座標変換して正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流を求める正相座標変換回路、該正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流を帰還値とし、これら電流の指令値と比較して指令値に制御する正相電流制御器、前記正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流に含まれる逆相電流による２次の振動成分を抽出する第２の振動成分抽出回路、抽出した逆相電流による２次の振動成分を前記正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流から除外して、前記正相電流制御器に帰還値として与える第２の加算部とを備え、
前記第１の振動成分抽出回路は、前記出力電流に含まれる正相電流振幅を抽出する正相電流振幅抽出器および系統電圧の二倍の周波数の正弦波信号および余弦波信号を出力する二次発振器を有し，前記正弦波信号および前記余弦波信号の位相は前記三相交流電力系統の系統電圧位相の２倍と前記出力電流の力率角の和であり，前記正相電流振幅抽出器の出力と前記余弦波信号の積および前記正相電流振幅抽出器の出力と前記正弦波信号の積を出力する回路であることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
三相交流電力系統に接続された電力変換装置の制御装置において，
前記三相交流電力系統の系統電圧の逆相回転方向に前記出力電流をｄｑベクトル座標変換して逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流を求める逆相座標変換回路、該逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流を帰還値とし、これら電流の指令値と比較して指令値に制御する逆相電流制御器、前記逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流に含まれる正相電流による２次の振動成分を抽出する第１の振動成分抽出回路、抽出した正相電流による２次の振動成分を前記逆相座標変換回路の逆相ｄ軸電流および逆相ｑ軸電流から除外して、前記逆相電流制御器に帰還値として与える第１の加算部、前記三相交流電力系統の系統電圧の正相回転方向に前記出力電流をｄｑベクトル座標変換して正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流を求める正相座標変換回路、該正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流を帰還値とし、これら電流の指令値と比較して指令値に制御する正相電流制御器、前記正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流に含まれる逆相電流による２次の振動成分を抽出する第２の振動成分抽出回路、抽出した逆相電流による２次の振動成分を前記正相座標変換回路の正相ｄ軸電流および正相ｑ軸電流から除外して、前記正相電流制御器に帰還値として与える第２の加算部とを備え、
前記第２の振動成分抽出回路は、前記出力電流に含まれる逆相電流振幅を抽出する逆相電流振幅抽出器および系統電圧の二倍の周波数の正弦波信号および余弦波信号を出力する二次発振器を有し，前記正弦波信号および前記余弦波信号の位相は前記系統電圧位相の−２倍と前記逆相電流の力率角の差であり，前記正相電流振幅抽出器の出力と前記余弦波信号の積および前記正相電流振幅抽出器の出力と前記正弦波信号の積を出力する回路であることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
請求項１に記載の電力変換装置の制御装置において，
前記正相電流振幅抽出器は，三相二相変換器により前記電力変換装置の出力電流を互いに９０°位相のずれた二相の電流Ｉａ，Ｉｂに変換し，ＦＦＴ演算を実施するＦＦＴ演算器により，二相の電流Ｉａ，Ｉｂ各々の系統電圧Ｖｓと同じ周波数ｆ０の正弦波成分Ｉａｒｅ，Ｉｂｒｅと余弦波成分Ｉａｉｍ，Ｉｂｉｍに分解し，前記ＩａｒｅとＩｂｉｍとの和とＩｂｒｅとＩａｉｍの差を入力として二乗平均演算器により二乗平均演算を実施し，出力電流の正相成分振幅を算出することを特徴とした電力変換装置の制御装置。
請求項２に記載の電力変換装置の制御装置において，
前記逆相電流振幅抽出器は，三相二相変換器により前記電力変換装置の出力電流を互いに９０°位相のずれた二相の電流Ｉａ，Ｉｂに変換し，ＦＦＴ演算を実施するＦＦＴ演算器により，Ｉａ，Ｉｂ各々の系統電圧Ｖｓと同じ周波数ｆ０の正弦波成分Ｉａｒｅ，Ｉｂｒｅと余弦波成分Ｉａｉｍ，Ｉｂｉｍに分解し，前記ＩｂｉｍとＩａｒｅとの差とＩｂｒｅとＩａｉｍの和を入力として二乗平均演算器により二乗平均演算を実施し，出力電流の逆相成分振幅のみを算出することを特徴とした電力変換装置の制御装置。