JP4867346B2 - 高周波増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、高周波増幅器に関し、複数の異なる周波数帯域の入力信号を増幅することができる高周波増幅器に関する。

近年、携帯電話や無線ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）システムにおいて、一台の端末機で複数の周波数帯域のＲＦ信号を扱いたいという要求がある。このような用途に用いる高周波（ＲＦ）増幅器として、従来はたとえば図1に示すようにそれぞれのＲＦ信号の周波数帯域ｆ１，ｆ２，・・・，ｆｎ毎に専用の増幅器１１，１２，・・・，１ｎとインピーダンス変換回路２１，２２，・・・，２ｎとを並設するのが一般的であった。

図1に示した構成では、周波数帯域毎に専用の増幅器１１，１２，・・・，１ｎを並設しているため、それぞれ異なる周波数帯域のＲＦ信号の増加に伴い専用の増幅器１１，１２，・・・，１ｎの部品数等が増えてしまい、増幅器全体の実装面積やコストが増加するという問題がある。

上記のような問題を解消するものとして、たとえば特開平１１−９７９４６号公報に開示されるように、一つの増幅器で２つの周波数帯域のＲＦ信号を増幅する技術がある。該公報に開示される技術は、図1と共通する部分に同一符号を付して説明すると、図2に示すように、インピーダンス整合回路２とインピーダンス変換回路２１，２２との間の増幅器１の出力をスイッチ回路５で切り分けて２つの周波数帯域のＲＦ信号の増幅を実現したり、図3に示すように、第１の帯域通過ファイル６１と第２の帯域通過ファイル６２とで切り分けて２つの周波数帯域のＲＦ信号の増幅を実現したりするものである。

特開平１１−９７９４６号公報に開示されるものは、インピーダンスの低い増幅器１の出力端でそれぞれ異なる周波数帯域のＲＦ信号を図2に示すスイッチ回路５や図3に示す第１の帯域通過ファイル６１及び第２の帯域通過ファイル６２で分岐しているため、スイッチ回路５や第１の帯域通過ファイル６１及び第２の帯域通過ファイル６２での損失による影響が大きくなってしまうという問題がある。

ちなみに、スイッチ回路５や第１の帯域通過ファイル６１及び第２の帯域通過ファイル６２でそれぞれの周波数帯域のＲＦ信号を分岐させるものでは、特に３つ以上の周波数帯域のＲＦ信号を分岐させようとすると、分岐すべきＲＦ信号の複数が増えるほど、損失が増大してしまう傾向がある。

本発明が解決しようとする問題点は、一つの増幅器で複数の周波数帯域のＲＦ信号を増幅し、それぞれの周波数帯域のＲＦ信号を分岐させようとすると、損失が増大してしまい、その損失による増幅器の特性劣化が大きくなってしまう点である。

本発明の高周波増幅器は、入力された複数の異なる周波数帯域を含む第１の信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の第２の信号とそれ以外の周波数帯域を含む第３の信号とを分岐する複数の分岐手段と、
前記第２の信号を前記第２の信号を出力する出力端子の負荷インピーダンスに変換する複数のインピーダンス変換手段とを備え、
前記複数の分岐手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記分岐が、最も高い周波数帯域の信号の分岐から最も低い周波数帯域の信号の分岐の順に行われ、
前記複数のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記付加インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われることを特徴とする。

本発明の他の形態による高周波増幅器は、入力された複数の異なる周波数帯域を含む第１の信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の第２の信号とそれ以外の周波数帯域を含む第３の信号とを分岐する複数の分岐手段と、
前記第２の信号を前記第２の信号を出力する出力端子の負荷インピーダンスに変換する複数の第１のインピーダンス変換手段と、
入力された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の第４の信号とそれ以外の周波数帯域を含む第５の信号とを合成して前記増幅手段へ出力する複数の合成手段と、
前記第４の信号を前記第４の信号を入力する入力端子の信号源インピーダンスに変換する複数の第２のインピーダンス変換手段とを備え、
前記複数の分岐手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記分岐が、最も高い周波数帯域の信号の分岐から最も低い周波数帯域の信号の分岐の順に行われ、
前記複数の第１のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記負荷インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われ、
前記複数の合成手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記合成が、最も低い周波数帯域の信号の合成から最も高い周波数帯域の信号の合成の順に行われ、
前記複数の第２のインピーダンス変換手段の各々によって前記周波数帯域の高さに応じた前記信号源インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われることを特徴とする。

本発明の他の形態による高周波増幅器は、入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する増幅手段と、
前記入力された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを合成して前記増幅手段へ出力する複数の合成手段と、
前記合成される最も高い周波数帯域の信号を入力端子の信号源インピーダンスに変換する複数のインピーダンス変換手段とを備え、
前記複数の合成手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記合成が、最も低い周波数帯域の信号の合成から最も高い周波数帯域の信号の合成の順に行われ、
前記複数のインピーダンス変換手段の各々によって前記周波数帯域の高さに応じた前記信号源インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われることを特徴とする。

この場合、前記複数の異なる周波数帯域の数は、３以上であるとしてもよい。

本発明の他の形態による高周波増幅器は、入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する、第１の増幅手段及び第２の増幅手段と、
前記第１の増幅手段によって増幅された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを分岐する複数の分岐手段と、
前記分岐された最も高い周波数帯域の信号を出力端子の負荷インピーダンスに変換する複数の第１のインピーダンス変換手段と、
前記入力された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを合成して前記第２の増幅手段へ出力する複数の合成手段と、
前記合成される最も高い周波数帯域の信号を入力端子の信号源インピーダンスに変換する複数の第２のインピーダンス変換手段とを備え、
前記複数の分岐手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記分岐が、最も高い周波数帯域の信号の分岐から最も低い周波数帯域の信号の分岐の順に行われ、
前記複数の第１のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記負荷インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われ、
前記複数の合成手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記合成が、最も低い周波数帯域の信号の合成から最も高い周波数帯域の信号の合成の順に行われ、
前記複数の第２のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記信号源インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われる高周波増幅器であって、
前記第１の増幅手段及び第２の増幅手段はカスケード接続され、前記第１の増幅手段と第２の増幅手段との間に、前記分岐手段及び第１のインピーダンス変換手段が設けられていることを特徴とする。

本発明の他の形態による高周波増幅器は、入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する、第１の増幅手段及び第２の増幅手段と、
前記第１の増幅手段によって増幅された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを分岐する複数の分岐手段と、
前記分岐された最も高い周波数帯域の信号を出力端子の負荷インピーダンスに変換する複数の第１のインピーダンス変換手段と、
前記入力された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを合成して前記第２の増幅手段へ出力する複数の合成手段と、
前記合成される最も高い周波数帯域の信号を入力端子の信号源インピーダンスに変換する複数の第２のインピーダンス変換手段とを備え、
前記複数の分岐手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記分岐が、最も高い周波数帯域の信号の分岐から最も低い周波数帯域の信号の分岐の順に行われ、
前記複数の第１のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記負荷インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われ、
前記複数の合成手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記合成が、最も低い周波数帯域の信号の合成から最も高い周波数帯域の信号の合成の順に行われ、
前記複数の第２のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記信号源インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われる高周波増幅器であって、
前記第１の増幅手段及び第２の増幅手段はカスケード接続され、前記第１の増幅手段と第２の増幅手段との間に、前記合成手段及び第２のインピーダンス変換手段が設けられていることを特徴とする。

また、前記分岐手段と出力端子との間に、少なくとも一つの補助増幅器が設けられているとしてもよい。

また、前記合成手段と入力端子との間に、少なくとも一つの補助増幅器が設けられているとしてもよい。

また、前記第１のインピーダンス変換手段は、少なくとも２つ以上の周波数帯域の信号に対して共通に高インピーダンスへの変換を行うとしてもよい。

また、前記第２のインピーダンス変換手段は、少なくとも２つ以上の周波数帯域の信号に対して共通に高インピーダンスへの変換を行うとしてもよい。

また、前記分岐手段と出力端子との間に、補助インピーダンス変換回路が設けられているとしてもよい。

また、前記合成手段と入力端子との間に、補助インピーダンス変換回路が設けられているとしてもよい。

また、前記分岐手段は、高域フィルタと低域フィルタとからなるとしてもよい。

また、前記合成手段は、高域フィルタと低域フィルタとからなるとしてもよい。

また、前記低域フィルタの少なくとも一つは、対となる高域フィルタで分岐した高い周波数帯域の信号に対して、選択的にインピーダンスを高くする構成とされているとしてもよい。

また、前記高域フィルタの少なくとも一つは、対となる低域フィルタで分岐した信号の中で最も高い周波数域の信号に対し選択的に接地する構成とされているとしてもよい。

また、前記分岐手段は、電界効果トランジスタを用いたスイッチで構成されているとしてもよい。

また、前記合成手段は、電界効果トランジスタを用いたスイッチで構成されているとしてもよい。

また、前記分岐手段は、ＰＩＮダイオードを用いたスイッチで構成されているとしてもよい。

また、前記合成手段は、ＰＩＮダイオードを用いたスイッチで構成されているとしてもよい。

また、前記周波数帯域に対応した出力端子とグランドの間にスイッチが設けられており、ある周波数帯域の信号が増幅され、出力端子から負荷側に伝達されているときは、それ以外の周波数帯域に対応する出力端子のうち少なくともひとつは、スイッチによって接地する接地手段を有するとしてもよい。

また、前記接地手段は、電界効果トランジスタを用いたスイッチで構成されているとしてもよい。

また、前記接地手段は、ＰＩＮダイオードを用いたスイッチで構成されているとしてもよい。

また、前記複数の異なる周波数帯域の信号が、第１の周波数帯と第１の周波数帯の1.5乃至2.5倍の範囲に含まれる第２の周波数帯の信号を含んでいるとき、増幅された前記第１の周波数帯の信号が出力端子から負荷側に伝達されているときは、前記第２の周波数帯の出力端子を前記接地手段で接地するとしてもよい。

また、前記周波数帯域に対応した出力端子は、負荷インピーダンスと同じ特性インピーダンスを持つ伝送線路を介してグランドとの間にスイッチが設けられており、該伝送線路の長さは、スイッチがオンしてグランドに接続されているとき、第１の増幅手段の出力端から負荷側をみたインピーダンスが、該周波数帯域において短絡条件になるように決められるとしてもよい。

本発明の高周波増幅器は、周波数帯域の高さに応じた分岐と負荷インピーダンスへの変換とが、最も高い周波数帯域から最も低い周波数帯域に順に行われるようにしたので、一つの増幅器で増幅された複数の周波数帯域を含む信号を分岐しても、それぞれの信号を目的のインピーダンスに変換することができ、さらに信号の損失による影響を小さくすることができる。

従来の高周波増幅器の一例を示す図である。 従来の高周波増幅器の他の例を示す図である。 従来の高周波増幅器の他の例を示す図である。 本発明の高周波増幅器の実施形態１を示す図である。 本発明の高周波増幅器の実施形態２を示す図である。 図5のＡ点、Ｂ点、Ｃ点におけるインピーダンスを説明するためのスミス図表である。 図5のＡ点、Ｂ点、Ｄ点、Ｅ点におけるインピーダンスを説明するためのスミス図表である。 図5のＡ点、Ｂ点、Ｄ点、Ｆ点におけるインピーダンスを説明するためのスミス図表である。 図5の高周波増幅器の構成を変えた場合の実施形態３を示す図である。 図9のＣ点における反射特性とＡ点からＣ点への通過特性とを示す図である。 図9のＥ点における反射特性とＡ点からＥ点への通過特性とを示す図である。 図9のＦ点における反射特性とＡ点からＦ点への通過特性とを示す図である。 図4の高周波増幅器の構成を変えた場合の実施形態４を示す図である。 図9の高周波増幅器の構成を変えた場合の実施形態５を示す図である。 図9のＡ点から負荷側を見たインピーダンスを説明するためのスミス図表である。 図14のＡ点から負荷側を見たインピーダンスを説明するためのスミス図表である。 実施形態５の副次的な効果を説明するための出力電力特性を示す図である。 図14の高周波増幅器の構成を変えた場合の実施形態６を示す図である。 図5の構成を変えた場合の実施形態７を示す図である。 図4の構成を変えた場合の実施形態８を示す図である。 図4の構成を変えた場合の実施形態９を示す図である。 図4の構成を変えた場合の実施形態１０を示す図である。

本発明は、一つの増幅器によって増幅されたｎ個の異なる周波数（ｆ１＞ｆ２＞・・・＞ｆｍ＞・・・＞ｆｎ）を含むＲＦ信号に対し、増幅器の出力インピーダンスよりも高いインピーダンスに変換してから最も高い周波数ｆ１のＲＦ信号とそれよりも低い周波数を含むＲＦ信号とに分岐し、周波数ｆ１よりも低い周波数を含むＲＦ信号に対して増幅器の出力インピーダンスよりも高いインピーダンスに変換してから最も高い周波数ｆ２のＲＦ信号とそれよりも低い周波数を含むＲＦ信号とに分岐するといった高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とを最も低い周波数ｆｎまで行うことにより、複数の周波数帯域のＲＦ信号の増幅を行わせるようにしたものである。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施形態１）
図4は、本発明による高周波増幅器の第１の実施形態を示す図である。

図4に示すように、本実施形態の高周波増幅器は、増幅器１、インピーダンス整合回路２、インピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・、補助インピーダンス変換回路７ｎ、高域フィルタ３１，３２，３３，・・・、低域フィルタ４１，４２，４３，・・・を備えている。

インピーダンス整合回路２は、入力端子を介して入力されたｎ個の異なる周波数（ｆ１＞ｆ２＞・・・＞ｆｍ＞・・・＞ｆｎ）を含むＲＦ信号に対してのインピーダンス整合を行う。

第１の増幅手段としての増幅器１は、インピーダンス整合回路２でインピーダンス整合のとられたｎ個の異なる周波数（ｆ１＞ｆ２＞・・・＞ｆｍ＞・・・，＞ｆｎ）を含むＲＦ信号に対しての増幅を行う。

インピーダンス変換回路２１は、増幅器１で増幅されたｎ個の異なる周波数（ｆ１＞ｆ２＞・・・＞ｆｍ＞・・・＞ｆｎ）を含むＲＦ信号を、増幅器１の出力インピーダンスよりも高く、負荷インピーダンス（たとえば５０オーム）よりも低いインピーダンスに変換する。

インピーダンス変換回路２２は、低域フィルタ４１で分岐された周波数ｆ１よりも低い周波数を含むＲＦ信号を、高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換する。

インピーダンス変換回路２３は、低域フィルタ４２で分岐された周波数ｆ２よりも低い周波数のＲＦ信号を、高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換する。

インピーダンス変換回路および低域フィルタは組み合わされて使用されるもので、図４にはインピーダンス変換回路２１〜２３および低域フィルタ４１〜４３による３組までの構成が示されているが、さらに多段に構成されていて、前段の低域フィルタにより分岐された周波数よりも低い周波数のＲＦ信号をインピーダンス変換回路で高インピーダンスに変換することが行なわれている。

補助インピーダンス変換回路７ｎは、前段の図示しない低域フィルタで分岐された最も低い周波数ｆｎのＲＦ信号を、負荷インピーダンス（たとえば５０オーム）に変換する。なお、これらインピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・、補助インピーダンス変換回路７ｎは、第１のインピーダンス変換手段を構成している。

高域フィルタ３１は、インピーダンス変換回路２１により増幅器１の出力インピーダンスよりも高いインピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換された周波数ｆ１を通す。この際、周波数ｆ１に対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ３１によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。高域フィルタ３２は、インピーダンス変換回路２２により高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換された周波数ｆ２を通す。この際、ｆ２に対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ３２によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。

高域フィルタ３３は、インピーダンス変換回路２３により高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換された周波数ｆ３を通す。この際、周波数ｆ３に対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ３３によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。

低域フィルタ４１は、インピーダンス変換回路２１により増幅器１の出力インピーダンスよりも高いインピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換された周波数ｆ１より低い周波数を含むＲＦ信号を通す。低域フィルタ４２は、インピーダンス変換回路２２により高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換された周波数ｆ２より低い周波数を含むＲＦ信号を通す。低域フィルタ４３は、インピーダンス変換回路２３により高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換された周波数ｆ３より低い周波数を含むＲＦ信号を通す。なお、これら高域フィルタ３１，３２，３３，・・・、低域フィルタ４１，４２，４３，・・・は、第１の分岐手段を構成している。

すなわち、実施形態１では、一つの増幅器１によって増幅されたｎ個の異なる周波数（ｆ１＞ｆ２＞・・・＞ｆｍ＞・・・＞ｆｎ）を含むＲＦ信号を、増幅器１の出力インピーダンスよりも高いインピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換してから、最も高い周波数ｆ１のＲＦ信号とそれよりも低い周波数を含むＲＦ信号とに分岐し、周波数ｆ１よりも低い周波数を含むＲＦ信号に対して増幅器１の出力インピーダンスよりも高いインピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換してから、最も高い周波数ｆ２のＲＦ信号とそれよりも低い周波数を含むＲＦ信号とに分岐するといった高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とを最も低い周波数ｆｎまで行うことにより、複数の周波数帯域のＲＦ信号の増幅を行い、さらに分岐した各周波数毎に、たとえば５０オームにインピーダンスに整合を行なうこととしている。

ここで、整合を行なうインピーダンスを５０オームとしているが、これはあくまでも一例であり、増幅器１の出力インピーダンスよりも高い他の値としてもよいことは勿論である。また、フィルタ３１，３２，３３，・・・及び低域フィルタ４１，４２，４３，・・・の前段にインピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・を設けているが、これに限らず、インピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・を高域フィルタ３１，３２，３３，・・・の出力側に設けてもよい。

また、高域フィルタ３１，３２，３３，・・・の出力側に他の補助インピーダンス変換回路を追加してもよい。また、高域フィルタ３１，３２，３３，・・・及び低域フィルタ４１，４２，４３，・・・の前段にインピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・、補助インピーダンス変換回路７ｎを設けているが、回路の条件によってはインピーダンス変換回路２１以外のインピーダンス変換回路２２，２３，・・・、補助インピーダンス変換回路７ｎを省いてもよい。

次に、上述した構成の高周波増幅器の作用について説明する。

まず、入力端子を介してｎ個の異なる周波数（ｆ１＞ｆ２＞・・・＞ｆｍ＞・・・＞ｆｎ）を含むＲＦ信号が入力されると、そのＲＦ信号はインピーダンス整合回路２で広帯域に亘ってインピーダンス整合がとられた後、増幅器１によって増幅される。増幅器１によって増幅されたＲＦ信号は、インピーダンス変換回路２１により、増幅器１の出力インピーダンスよりも高いインピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換され、最も高い周波数ｆ１のＲＦ信号が高域フィルタ３１を通過して出力される。このとき、ｆ１に対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ３１によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。さらに、周波数ｆ１より低い周波数を含むＲＦ信号は、低域フィルタ４１を通過した後、インピーダンス変換回路２２によって高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換される。

インピーダンス変換回路２２によって高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換された最も高い周波数ｆ２は高域フィルタ３２を通過して出力される。このとき、ｆ２に対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ３２によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。さらに、周波数ｆ２より低い周波数を含むＲＦ信号は低域フィルタ４２を通過した後、インピーダンス変換回路２３によって高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換される。

インピーダンス変換回路２３によって高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換された最も高い周波数ｆ３は高域フィルタ３３を通過して出力される。このとき、ｆ３に対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ３３によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。さらに、周波数ｆ３より低い周波数を含むＲＦ信号が低域フィルタ４３を通過した後、後段の図示しないインピーダンス変換回路によって高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）に変換される。

そして、このような高インピーダンス（≦負荷インピーダンス：たとえば５０オーム）への変換と、周波数の高さに応じた分岐とが最も低い周波数ｆｎまで順次行われることにより、各周波数毎に５０オームへのインピーダンス整合がとられる。

ここで、インピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・２ｎを、インダクタ（Ｌ）と容量（Ｃ）で構成されるフィルタ回路とし、各周波数を低インピーダンスから高インピーダンスに変換する際、そのインピーダンスは周波数の関数になっており、同じＬＣ回路に対しては周波数が高いほどインピーダンスの変換比も高くなる。たとえば、図4のＡ点から増幅器１側を見たインピーダンスＺAは周波数の関数になっており、周波数ｆ１，ｆ２，・・・，ｆｎ（ｆ１＞ｆ２＞・・・，＞ｆｍ＞・・・＞ｆｎ）に対して、ＺA（ｆ１）＞ＺA（ｆ２）＞・・・＞ＺA（ｆｍ）・・・＞ＺA（ｆｎ）となっている。

したがって、図4に示すように、高い周波数から順次分岐し、ｍ番目の周波数ｆｍ（ｍ＝２，３，・・・，ｎ）に対しては、インピーダンス変換回路２１，２２，・・・，２ｍと低域フィルタ４１，４２，・・・４（ｍ−１）と高域フィルタ３ｍとで、徐々に高いインピーダンスに変換しながら、最終的に各周波数を５０オームに整合させる構成を採用することで、ｎ個の異なる周波数（ｆ１＞ｆ２＞・・・＞ｆｍ＞・・・＞ｆｎ）を含むＲＦ信号を分岐しても、それぞれのＲＦ信号が小さい損失で取り出される。

また、インピーダンス変換回路２１，２２，・・・，２ｎや高域フィルタ３１,３２,・・・３ｎ、低域フィルタ４１，４２，・・・４ｎを通過することによって発生する損失が大きい高周波のＲＦ信号ほどインピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・２ｎや高域フィルタ３１,３２,・・・３ｎ、低域フィルタ４１，４２，・・・４ｎの通過段数が少ないため、ＲＦ信号の損失低減に有利である。

また、ｍ番目の低域フィルタ４ｍの中に、ｍ番目の周波数ｆｍに対して選択的にインピーダンスが大きくなるような共振回路を導入し、ｍ番目の高域フィルタ３ｍの中にｍ＋１番目の周波数ｆｍ＋１に対して選択的に接地するような共振回路を導入する構成としてもよい。この場合には各周波数帯域のＲＦ信号を確実に分離でき、他端子への別の周波数の信号漏れがなくなる。

このように、実施形態１では、一つの増幅器１によって増幅されたｎ個の異なる周波数（ｆ１＞ｆ２＞・・・＞ｆｍ＞・・・＞ｆｎ）を含むＲＦ信号に対し、増幅器１の出力インピーダンスよりも高いインピーダンスに変換してから、最も高い周波数ｆ１のＲＦ信号とそれよりも低い周波数を含むＲＦ信号とに分岐し、周波数ｆ１よりも低い周波数を含むＲＦ信号に対して増幅器１の出力インピーダンスよりも高いインピーダンスに変換してから、最も高い周波数ｆ２のＲＦ信号とそれよりも低い周波数を含むＲＦ信号とに分岐するといった高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とを最も低い周波数ｆｎまで行い、さらに分岐したそれぞれの周波数に対して個別にインピーダンス整合をとるようにしたので、一つの増幅器１で増幅された複数の周波数帯域を含む信号を最小の損失で効率良く分岐、増幅することができる。

また、一つの増幅器１で増幅された複数の周波数帯域を含む信号を最小の損失で取り出すことができるので、結果としてそれぞれのＲＦ信号の周波数帯域毎に専用の増幅器を並設する必要がなく、増幅器の部品数等が増えてしまうことによる増幅器の実装面積やコストが増加するといった問題も解消される。

また、ＲＦ信号がインピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・や高域フィルタ３１,３２,３３・・・、低域フィルタ４１，４２，４３・・・を通過することによって発生する損失が顕著な高周波のＲＦ信号ほど通過段数が少なくなるため、インピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・や高域フィルタ３１,３２,３３・・・、低域フィルタ４１，４２，４３・・・によるロスの影響を小さくでき、結果として増幅器１の性能を向上させることができる。

また、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とを最も低い周波数ｆｎまで行う構成であるため、増幅できる周波数帯域の数に制限がなく、様々な応用に適用可能となる。

（実施形態２）
図5は、本発明の高周波増幅器の実施形態２を示す図、図6〜図8は、図5の各点Ａ〜Ｆにおけるインピーダンスを説明するためのスミス図表である。なお、以下に説明する図において、図4と共通する部分には同一符号を付し重複する説明を省略する。

図5は、図4の増幅器１の出力側の構成の一例を示すものであって、たとえば３つの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３（ｆ１＞ｆ２＞ｆ３）を含むＲＦ信号を、たとえば５０オームに整合するために、インピーダンス変換回路２１、高域フィルタ３１，３２、低域フィルタ４１，４２を備えた場合を示している。ここで、たとえば周波数ｆ１＝５．２ＧＨｚ、周波数ｆ２＝２．４ＧＨｚ、周波数ｆ３＝１．８ＧＨｚとする。

このような構成では、インピーダンス変換回路２１によって高インピーダンス（≦５０オーム）に変換された３つの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３を含むＲＦ信号のうち、周波数ｆ１は高域フィルタ３１を通過して５０オームにインピーダンス整合されて出力される。周波数ｆ２，ｆ３は、低域フィルタ４１を通過すると、周波数ｆ２が高域フィルタ３２を通過して５０オームにインピーダンス整合されて出力される。また、周波数ｆ３が低域フィルタ４２を通過して５０オームにインピーダンス整合されて出力される。

ここで、周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３に対するインピーダンスの軌跡を、図6〜図8のスミス図表上に示す。図6は、図5のＡ点、Ｂ点、Ｃ点の軌跡を示し、図7は、図5のＡ点、Ｂ点、Ｄ点、Ｅ点の軌跡を示し、図8は、図5のＡ点、Ｂ点、Ｄ点、Ｆ点の軌跡を示している。

ちなみに、携帯電話や無線ＬＡＮ等に用いられる増幅器１の出力インピーダンス（図5のＡ点から増幅器１側を見たインピーダンス）は、通常、数オーム以下になっている。これを、３つの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３に共通なインピーダンス変換回路２１を通過させると、図5のＢ点での周波数ｆ１に対するインピーダンスは、数十オームまで変換される（図6のＢ点）。さらに、周波数ｆ１を高域フィルタ３１を通過させることにより、周波数ｆ１に対するインピーダンスは５０オームに変換される（図6のＣ点）。

このとき、高域フィルタ３１は、周波数ｆ１のみを通過させ、周波数ｆ２及び周波数ｆ３を通過させないように設計されている。また、低域フィルタ４１は、周波数ｆ１を遮断し周波数ｆ２及び周波数ｆ３を通過させるように設計されている。したがって、図5のＢ点での周波数ｆ２及び周波数ｆ３を含むＲＦ信号は、高域フィルタ３２と低域フィルタ４２とでそれぞれ分岐される。ここで、図7に示すように、Ｂ点における周波数ｆ２に対するインピーダンスは、周波数ｆ１に対するインピーダンスより低く、数オームである。

したがって、周波数ｆ２及び周波数ｆ３を含むＲＦ信号は、低域フィルタ４１を通して、数十オームに変換され（図7のＤ点）、さらに周波数ｆ２が高域フィルタ３２を通して５０オームに変換される（図7のＥ点）。

高域フィルタ３２では、周波数ｆ２のみを通過させ、周波数ｆ３を通過させないよう設計されており、周波数ｆ３のＲＦ信号がＤ点で低域フィルタ４２に分岐される。Ｄ点における周波数ｆ３に対するインピーダンスは、十数オーム（図8のＤ点）であり、低域フィルタ４２を通して５０オームに変換される（図8のＦ点）。

このように、実施形態２では、たとえば３つの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３を含むＲＦ信号を、たとえば５０オームに整合するために、インピーダンス変換回路２１、高域フィルタ３１，３２、低域フィルタ４１，４２を備えた構成としている。図6〜図8のインピーダンスの軌跡を見ると分かるように、高い周波数から、順次、複数の周波数のＲＦ信号を分岐し整合をとることにより、各点におけるインピーダンスはスミス図表の中心に向かって単調に増加し、各周波数帯域に対して最も効率的に５０オームへの整合をとることができる。

また、ＲＦ信号がインピーダンス変換回路２１等を通過する際に発生する損失の影響が大きい高周波ほど、インピーダンス変換回路２１等の通過段数が少なくされるため、上述したように、信号の損失による影響を解消することができる。

なお、実施形態２では、図4のインピーダンス変換回路２２，２３が省略されているが、これは条件によって使用しなくてもよいことを示している。

（実施形態３）
図9は、図5の高周波増幅器の構成を変えた実施形態３を示す図、図10〜図12は、図9の各点Ａ〜Ｆにおける通過特性を説明するための図である。

実施形態３では、図5の高域フィルタ３１，３２や低域フィルタ４１，４２に特定の周波数を減衰させるための回路を設けている。すなわち、図9に示すように、低域フィルタ４１内に、ＬＣ並列共振回路４１ａを設け、その共振周波数（≒１／２π√ＬＣ）を周波数ｆ１の近傍になるように設定している。同様に、低域フィルタ４２内に、ＬＣ並列共振回路４２ａを設け、その共振周波数（≒１／２π√ＬＣ）を周波数ｆ２の近傍になるように設定している。

ここで、Ｂ点から分岐された回路側を見たインピーダンスが、周波数ｆ１に対して極めて大きくなり、周波数ｆ１のＲＦ信号は図6のＣ点に達するようになるため、周波数ｆ１のＲＦ信号を効率良く出力端子から出力することができる。また、周波数ｆ２の出力端子に周波数ｆ１が混入しないので、システムに悪影響を与えることもない。同様に、Ｄ点以降に分岐された回路を見たときのインピーダンスが、周波数ｆ２に対して極めて大きくなり、周波数ｆ２のＲＦ信号は図7のＥ点に達するようになるため、周波数ｆ２のＲＦ信号を効率良く出力端子から出力することができる。

一般に、ｍ番目の低域フィルタ４ｍの中に、ｍ番目の周波数ｆｍに対してインピーダンスが大きくなるような共振回路を導入することにより、各周波数を確実に分離できる。

また、図9に示すように、高域フィルタ３１内に、ＬＣ直列共振回路３１ａを設け、その共振周波数（≒１／２π√ＬＣ）を周波数ｆ２近傍になるように設定している。同様に、高域フィルタ３２内に、ＬＣ直列共振回路３２ａを設け、その共振周波数（≒１／２π√ＬＣ）を周波数ｆ３近傍になるように設定している。

ここで、たとえばＢ点からＣ点方向に漏れた周波数ｆ２，ｆ３のＲＦ信号のほとんどが接地されるので、Ｃ点に周波数ｆ２，ｆ３のＲＦ信号が混入しない。そのため、システムに悪影響を与えることがなく、周波数ｆ１の信号を効率良く取り出すことができる。同様に、たとえばＤ点からＥ点方向に漏れた周波数ｆ３のＲＦ信号のほとんどが接地されるので、Ｅ点に周波数ｆ３のＲＦ信号が混入しない。そのため、システムに悪影響を与えることがなく、周波数ｆ２の信号を効率良く取り出すことができる。

一般に、ｍ番目の高域フィルタ３ｍの中に、（ｍ＋１）番目以降の周波数ｆ（ｍ＋１）以降に対して接地させるような共振回路を導入することにより、各周波数を確実に分離できる。

このような構成は、たとえば携帯電話の９００ＭＨｚ帯を使用するＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）及び１．８ＧＨｚ帯を使用するＤＣＳ（Digital Cellular System）や、無線ＬＡＮの２．４ＧＨｚ帯を使用するＩＥＥＥ８０２．１１ｂ／ｇ規格システム及び５ＧＨｚ帯を使用するＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格システム等に有効である。

このような構成では、増幅器１の出力インピーダンスであるたとえば（５．０−ｊ１．８）オームを５０オームに変換した場合、図10に示すような特性が得られる。すなわち、図10は、図9のＣ点における反射特性とＡ点からＣ点への通過特性とを示している。図10（ａ）に示すように、周波数ｆ１＝５．２ＧＨｚでの反射量は最小になり、図10（ｂ）に示すように、通過量は最大になっていることが分かる。また、図10（ａ）に示すように、周波数ｆ２＝２．４ＧＨｚでの反射量は最大になり、図10（ｂ）に示すように、通過量は最小になっていることが分かる。つまり、効率的に周波数ｆ１のＲＦ信号が選択され、図9のＣ点に取り出されることが分かる。

また、図11には、図9のＥ点における反射特性とＡ点からＥ点への通過特性とを示している。図11（ａ）に示すように、周波数ｆ２＝２．４ＧＨｚでの反射量は最小になり、図11（ｂ）に示すように、通過量は最大になっていることが分かる。また、図11（ａ）に示すように、周波数ｆ１＝５．２ＧＨｚと周波数ｆ３＝１．８ＧＨｚとでの反射量は最大になり、図11（ｂ）に示すように、通過量は最小になっていることが分かる。つまり、効率的に周波数ｆ２のＲＦ信号が選択され、図9のＥ点に取り出されることが分かる。

また、図12には、図9のＦ点における反射特性とＡ点からＦ点への通過特性とを示している。図12（ａ）に示すように、周波数ｆ３＝１．８ＧＨｚでの反射量は最小になり、図12（ｂ）に示すように、通過量は最大になっていることが分かる。また、図12（ａ）に示すように、周波数ｆ１＝５．２ＧＨｚとｆ２＝２．４ＧＨｚでの反射量は最大になり、図12（ｂ）に示すように、通過量は極小になっていることが分かる。つまり、効率的に周波数ｆ３のＲＦ信号が選択され、図9のＦ点に取り出されることが分かる。

（実施形態４）
図13は、図4の高周波増幅器の構成を変えた実施形態４を示す図である。実施形態４では、図4の各周波数に対応した出力端子に、接地スイッチ８１，８２，８３…を設けている。

接地スイッチ８１は、周波数ｆ１以外の信号が増幅され、出力端子から負荷側に伝達されているときオンになり、ｆ１の出力端子とグランド間とを短絡することにより、周波数ｆ１以外の信号やその高調波などの不要波が、ｆ１の出力端子から負荷側に洩れるのを防ぐ。逆に、高周波増幅器が周波数ｆ１の信号を増幅し、ｆ１の出力端子から負荷側に信号を伝達するときは、接地スイッチ８１はオフになる。

接地スイッチ８２は、周波数ｆ２以外の信号が増幅され、出力端子から負荷側に伝達されているときオンになり、ｆ２の出力端子とグランド間とを短絡することにより、周波数ｆ２以外の信号やその高調波などの不要波が、ｆ２の出力端子から負荷側に洩れるのを防ぐ。逆に、高周波増幅器が周波数ｆ２の信号を増幅し、ｆ２の出力端子から負荷側に信号を伝達するときは、接地スイッチ８２はオフになる。

接地スイッチ８３は、周波数ｆ３以外の信号が増幅され、出力端子から負荷側に伝達されているときオンになり、ｆ３の出力端子とグランド間とを短絡することにより、周波数ｆ３以外の信号やその高調波などの不要波が、ｆ３の出力端子から負荷側に洩れるのを防ぐ。逆に、高周波増幅器が周波数ｆ３の信号を増幅し、ｆ３の出力端子から負荷側に信号を伝達するときは、接地スイッチ８３はオフになる。

すなわち、実施形態４では、増幅していない周波数に対応する出力端子をスイッチで接地することにより、他の周波数帯域数号や、その高調波などの不要波が負荷側に洩れるのを抑制し、システムに悪影響を与えるのを防いでいる。このように、複数の周波数帯域を含む信号の分岐と負荷インピーダンスへの変換を、最も高い周波数から低い周波数に順に行い、さらに出力端子の接地スイッチを組み合わせることにより、図2や図3に示した従来の構成に比べ、使用していない出力端子に洩れる不要波を除去する効果が著しく改善し、システムの動作が安定する。

また、図2に示した従来例では、増幅して出力すべき信号を減衰させないための低ロスと、不要波を他方の使用していない出力端子に洩らさないようにするための高アイソレーションの両方の特性がスイッチ５に要求され、技術的に極めて困難であるのに対し、本発明の構成では、接地スイッチは、不要波を接地すればよいので、ロスはある程度大きくても問題なく、アイソレーションのみが重要となるので、スイッチに要求される性能が低く、技術的に実現しやすいという利点もある。

ここで、接地スイッチをオン・オフする制御信号は、例えばベースバンドから受けることができる。尚、このスイッチは、電界効果トランジスタを用いても、ＰＩＮダイオードを用いてもよい。

（実施形態５）
図14は、図9の高周波増幅器の実施の形態を変えた実施形態５を示す図であり、図15と図16は、図14の接地スイッチ８１，８２，８３のオン・オフの組み合わせにより増幅端Ａから負荷側をみたインピーダンスＺAがどのように変化するかを説明するための図であり、図17はその副次的な効果を説明するための図である。

実施形態５では、図9の周波数ｆ１に対応した出力端子に、接地スイッチ８１を周波数ｆ２に対応した出力端子に、接地スイッチ８２を、周波数ｆ３に対応した出力端子に、接地スイッチ８３を設けている。

周波数ｆ１を増幅し、出力端子から負荷側に信号を伝達しているときは、スイッチ８１をオフにし、スイッチ８２と８３をオンにし接地する。

同様に、周波数ｆ２を増幅し、出力端子から負荷側に信号を伝達しているときは、スイッチ８２をオフにし、スイッチ８１と８３をオンにし接地する。

同様に、周波数ｆ３を増幅し、出力端子から負荷側に信号を伝達しているときは、スイッチ８３をオフにし、スイッチ８１と８２をオンにし接地する。

このようにすることにより、信号を負荷側に伝達していない出力端子から不要な信号が負荷側に洩れるのを抑制し、システムに悪影響を及ぼすことが無い。

このような構成は、携帯電話の９００ＭＨｚ帯を使用するＧＳＭ及び１．８ＧＨｚ帯を使用するＤＣＳや、無線ＬＡＮの２．４ＧＨｚ帯を使用するＩＥＥＥ８０２．１１ｂ／ｇ規格システム及び５ＧＨｚ帯を使用するＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格システム等に有効である。

図15に示したのは、周波数ｆ２＝２．４ＧＨｚの信号を増幅しているとき、スイッチ８１、８２、８３をすべてオフにした場合（すなわち図9と同じ状態）の図14のＡ点から負荷側をみたインピーダンスを示すスミス図表である。

図16に示したのは、周波数ｆ２＝２．４ＧＨｚの信号を増幅しているとき、スイッチ８２のみをオフ、スイッチ８１と８３をオンにして、ｆ１＝５．２ＧＨｚとｆ３＝１．８ＧＨzの出力端子を接地した場合の図14のＡ点から負荷側をみたインピーダンスＺLを示すスミス図表である。

両者を比べると、f２＝２．４ＧＨzに対するインピーダンスは（９．３＋ｊ８．８）Ωと変わらないが、f２＝２．４ＧＨzの２倍に相当する４．８ＧＨzのインピーダンスを比較すると、図15では、（７．８＋ｊ１．４）Ωなのに対し、図16では、（０．００５６＋ｊ２．０）Ωと短絡に近い条件になっている。これは、ｆ１＝５．２ＧＨｚをスイッチ８１で接地することによって、５．２ＧＨz近傍の周波数に対するインピーダンスが短絡条件に近くなるためである。一般に、高周波増幅器では、増幅する信号の周波数の２倍高調波のインピーダンスが短絡の条件になると、出力電圧振幅波形が、理想的なサイン波に近づき、増幅器１での余分な電力消費が抑えられるので効率が向上する。

図17に示したのは、図15のスイッチ８１，８２，８３すべてをオフにした場合（塗りつぶし）と図16のスイッチ８１と８３をオンにして接地した場合（白抜き）に対応したf２＝２．４ＧＨzの出力電力特性である。スイッチ８１と８３をオンにした場合は、最大効率が４１．７％から４７．２％へと５％以上向上している。これは、スイッチ８１をオンにして、ｆ１＝５．２GHｚの出力端子を接地することによって、図14のＡ点からみたｆ２＝２．４ＧＨｚの２倍に相当する４．８ＧＨzのインピーダンスＺLが短絡条件に近くなったためである。

すなわち、図14に示した構成は、不要波を未使用の出力端子に洩らさないという効果に加え、増幅器の効率を向上させるという副次的な効果も期待できる。一般に、図13の形態において、複数の周波数帯域を含む信号の中に、ｍ番目の周波数ｆｍの（１．５〜２．５）倍に相当する周波数ｆｋが含まれているときは、周波数ｆｍを増幅しているとき、周波数ｆｋの出力端子を接地することによって、周波数ｆｍの２倍の高調波に対するインピーダンスが短絡条件に近くなるので、ｆｍを増幅しているときの高周波増幅器の効率が向上するという副次的な効果をもたらす。

このような効果が期待できるアプリケーションの組み合わせには、無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２．１１ｂ／ｇ（２．４ＧＨｚ）に対するＩＥＥＥ８０２．１１ａ（４．９〜５．８ＧＨｚ）や、ＧＳＭ（８８０〜９１５ＭＨｚ）に対するＤＣＳ（１．７１〜１．７８ＧＨｚ）、ＰＣＳ（１．８５〜１．９１ＧＨｚ）、ＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access：１．９２〜１．９８ＧＨｚ）などの組み合わせが考えられる。

（実施形態６）
図18は、図14の高周波増幅器の実施の形態を変えた実施形態６を示す図である。

実施形態６では、周波数帯域ｆ１の出力端子Ｃは、システムの負荷インピーダンス（例えば５０オーム）と同じ特性インピーダンスＺ０、位相回転θ１相当の長さを持つ伝送線路９１を介して、接地スイッチ８１が設けられている。このとき、位相回転量θ１は、接地スイッチ８１をオンにしたときに、増幅器の出力Ａから負荷側をみたインピーダンスＺLが、周波数帯域ｆ１において短絡条件になるように調整される。

同様に、周波数帯域ｆ２の出力端子Ｅは、システムの負荷インピーダンス（例えば５０オーム）と同じ特性インピーダンスＺ０と位相回転θ２相当の長さを持つ伝送線路９２を介して、接地スイッチ８２が設けられている。このとき、位相回転量θ２は、接地スイッチ８２をオンにしたときに、増幅器の出力Ａから負荷側をみたインピーダンスＺLが、周波数帯域ｆ２において短絡条件になるように調整される。

同様に、周波数帯域ｆ３の出力端子Ｆは、システムの負荷インピーダンス（例えば５０オーム）と同じ特性インピーダンスＺ０と位相回転θ３相当の長さの伝送線路９２を介して、接地スイッチ８３が設けられている。このとき、位相回転量θ３は、接地スイッチ８３をオンにしたときに、増幅器の出力Ａから負荷側をみたインピーダンスＺLが、周波数帯域ｆ３において短絡条件になるように調整される。

このような構成をとることにより、図15〜１４で示した図14の副次的な効果である２倍高調波短絡条件が、より正確に満たされるので、効果が一層顕著になる。

（実施形態７）
図19は、図5の構成を変えた実施形態７を示す図である。

図5では、周波数ｆ１〜ｆ３の分離を低域フィルタ４１，４２と高域フィルタ３１，３２の組み合わせで行っているが、実施形態７ではこれを能動スイッチで構成している。

すなわち、図19に示すように、補助インピーダンス変換回路７１，７２，７３の前段に電界効果トランジスタ５１，５２，５３を能動スイッチとして用いている。

このような構成では、周波数ｆ１を増幅する場合、電界効果トランジスタ５１のＶｇ１をオンにし、電界効果トランジスタ５２のＶｇ２と電界効果トランジスタ５３のＶｇ３とをオフにする。周波数ｆ２を増幅するときは、電界効果トランジスタ５２のＶｇ２をオンにし、電界効果トランジスタ５１のＶｇ１と電界効果トランジスタ５３のＶｇ３とをオフにする。周波数ｆ３を増幅するときは、電界効果トランジスタ５３のＶｇ３をオンにし、電界効果トランジスタ５１のＶｇ１と電界効果トランジスタ５２のＶｇ２とをオフにする。

ここでは、能動スイッチである電界効果トランジスタ５１，５２，５３にインピーダンスを変換する機能がないため、各電界効果トランジスタ５１，５２，５３と出力端子との間に補助インピーダンス変換回路７１，７２，７３を設けている。

このように、実施形態７では、補助インピーダンス変換回路７１，７２，７３の前段に電界効果トランジスタ５１，５２，５３を能動スイッチとして用いる構成としたので、上述したように、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とを行うことができる。

なお、実施形態７では、補助インピーダンス変換回路７１，７２，７３の前段に電界効果トランジスタ５１，５２，５３を能動スイッチとして用いる構成とした場合について説明したが、電界効果トランジスタ５１，５２，５３をＰＩＮダイオードとしてもよい。

（実施形態８）
図20は、図4の構成を変えた実施形態８を示す図である。

図4においては、増幅器１の出力側に、インピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・、補助インピーダンス変換回路７ｎ、高域フィルタ３１，３２，３３，・・・、低域フィルタ４１，４２，４３，・・・を設けているが、実施形態８ではこれらを増幅器１の入力側にも設けた場合を示している。なお、増幅器１の入力側に設けられたインピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・は、第２のインピーダンス変換手段を構成し、増幅器１の入力側に設けられた高域フィルタ３１，３２，３３，・・・、低域フィルタ４１，４２，４３，・・・は合成手段を構成している。

このような構成では、ｎ個の異なる周波数ｆ１，ｆ２，・・・，ｆｎ（ｆ１＞ｆ２＞・・・＞ｆｎ）が、それぞれの入力端子から入力されると、増幅器１の入力側に設けられた各インピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・、補助インピーダンス変換回路７ｎによってインピーダンス変換された周波数ｆ１，ｆ２，・・・，ｆｎを含むＲＦ信号が上記同様に、増幅器１によって増幅され、その後、上述したように、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とが最も低い周波数ｆｎまで行われる。

このように、実施形態８では、増幅器１の入力側に、インピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・、補助インピーダンス変換回路７ｎ、高域フィルタ３１，３２，３３，・・・、低域フィルタ４１，４２，４３，・・・を設けた構成としたので、上記と同様に、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とインピーダンス整合とを行うことができる。

（実施形態９）
図21は、図4の構成を変えた実施形態９を示す図である。

図21に示すように、実施形態９では、異なる３つの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３（ｆ１＞ｆ２＞ｆ３）が入力される場合を示しており、インピーダンス整合回路２の入力側に、増幅器１，１１、インピーダンス整合回路２、インピーダンス変換回路２１，２２、高域フィルタ３１，３２、低域フィルタ４１，４２、補助インピーダンス変換回路７３を設けている。ここで、増幅器１は、第２の増幅器を構成している。

このような構成では、周波数ｆ１のみがインピーダンス整合回路２によって整合がとられ、さらに増幅器１１によって増幅された後、インピーダンス変換回路２１にて他の周波数ｆ２，ｆ３と合成されるようになっている。つまり、カスケードに接続された多段の増幅器１，１１の段間に高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた合成とを行う上述した回路が組み込まれている。

ここで、このような構成が有効になる例としては、無線ＬＡＮと携帯電話との組み合わせが挙げられる。ここでは、たとえば周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３を無線ＬＡＮＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格で使用する周波数ｆ１＝５ＧＨｚ帯、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ／ｇで使用する周波数ｆ２＝２．４ＧＨｚ帯、携帯電話ＤＣＳで使用する周波数ｆ３＝１．８ＧＨｚ帯とする。

一般に、高い周波数ほど増幅器１段あたりの利得が低いので、増幅段を増やす必要があるが、この例では、周波数ｆ１＝５ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮのみ３段増幅構成とし、周波数ｆ２，ｆ３に対しては２段増幅構成となる。

このように、実施形態９では、インピーダンス整合回路２の入力側に、点線で囲んで示すように、増幅器１，１１、インピーダンス整合回路２、インピーダンス変換回路２１，２２、高域フィルタ３１，３２、低域フィルタ４１，４２、補助インピーダンス変換回路７３を設けた構成としたので、たとえば５ＧＨｚでは、所望の利得が得られるとともに、低い周波数で不必要に高い利得になることがなく、安定した増幅動作が得られる。なお、増幅器１，１１を設置する位置や数は、この例に限らず、アプリケーションによって最適な利得が得られるようすることで、適宜変更可能である。

（実施形態１０）
図22は、図4の構成を変えた実施形態１０を示す図である。

実施形態１０では、出力パワーに合わせて増幅器の大きさと段数を変えるようにしており、図22に示すように、インピーダンス変換回路２１の出力側に増幅器１１、補助増幅器１３、補助インピーダンス変換回路７１，７２，７３が組み込まれている。

このような構成では、異なる３つの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３（ｆ１＞ｆ２＞ｆ３）を含むＲＦ信号が増幅器１１によって増幅された後、上述したように、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とが行われる。

ここで、それぞれの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３は、補助インピーダンス変換回路７１，７２，７３を通して５０オームに変換され、それぞれの出力端子から出力される。ただし、周波数ｆ３のみについては補助増幅器１３でさらに増幅している。

このような、構成が有効になる例としては、無線ＬＡＮと携帯電話との組み合わせが挙げられる。ここでは、周波数ｆ１，ｆ２をＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｂ／ｇ規格の無線ＬＡＮ信号とし、周波数ｆ３をＧＳＭ規格の携帯電話信号とする。

前者では、増幅器１１に必要とされる出力パワーは、０．３ワット程度であるのに対し、ＧＳＭ規格の携帯電話での増幅器１１に必要とされる出力パワーは、その約１０倍の２〜３ワットである。両者を同じ増幅器１１で増幅しようとすると、小さいパワーを出力する際の増幅器１１の効率が悪くなる。

そこで、実施形態１０のように、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とが行われる構成をとることにより、各アプリケーションにおいては最適な補助増幅器１３の大きさが選択されることになり、それぞれの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３に対して高い効率を得ることができる。

このように、実施形態１０では、出力パワーに合わせて増幅器の大きさと段数を変えるようにしたので、各アプリケーションにおいては最適な補助増幅器１３の大きさが選択されることになり、それぞれの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３に対して高い効率を得ることができる。なお、補助増幅器１３を設置する位置や数は、この例に限らず、アプリケーションによって最適な出力パワーが得られるように適宜変更可能である。

なお、実施形態８，６では、増幅器１の出力側に加え、その入力側にも、インピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・、補助インピーダンス変換回路７３，７ｎ、高域フィルタ３１，３２，３３，・・・、低域フィルタ４１，４２，４３，・・・等を設けた構成とした場合について説明したが、これらの例に限らず、増幅器１の入力側にのみ、インピーダンス変換回路２１，２２，２３，・・・、補助インピーダンス変換回路７３，７ｎ、高域フィルタ３１，３２，３３，・・・、低域フィルタ４１，４２，４３，・・・等を設け、複数の周波数（ｆ１＞ｆ２＞・・・＞ｆｍ＞・・・＞ｆｎ）を含むＲＦ信号を増幅器１で増幅した後、単一の出力端子から取り出すような構成としてもよい。

Claims (25)

1. 入力された複数の異なる周波数帯域を含む第１の信号を増幅する増幅手段と、
   前記増幅された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の第２の信号とそれ以外の周波数帯域を含む第３の信号とを分岐する複数の分岐手段と、
   前記第２の信号を前記第２の信号を出力する出力端子の負荷インピーダンスに変換する複数のインピーダンス変換手段とを備え、
   前記複数の分岐手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記分岐が、最も高い周波数帯域の信号の分岐から最も低い周波数帯域の信号の分岐の順に行われ、
   前記複数のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記付加インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われることを特徴とする高周波増幅器。
2. 入力された複数の異なる周波数帯域を含む第１の信号を増幅する増幅手段と、
   前記増幅された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の第２の信号とそれ以外の周波数帯域を含む第３の信号とを分岐する複数の分岐手段と、
   前記第２の信号を前記第２の信号を出力する出力端子の負荷インピーダンスに変換する複数の第１のインピーダンス変換手段と、
   入力された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の第４の信号とそれ以外の周波数帯域を含む第５の信号とを合成して前記増幅手段へ出力する複数の合成手段と、
   前記第４の信号を前記第４の信号を入力する入力端子の信号源インピーダンスに変換する複数の第２のインピーダンス変換手段とを備え、
   前記複数の分岐手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記分岐が、最も高い周波数帯域の信号の分岐から最も低い周波数帯域の信号の分岐の順に行われ、
   前記複数の第１のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記負荷インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われ、
   前記複数の合成手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記合成が、最も低い周波数帯域の信号の合成から最も高い周波数帯域の信号の合成の順に行われ、
   前記複数の第２のインピーダンス変換手段の各々によって前記周波数帯域の高さに応じた前記信号源インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われることを特徴とする高周波増幅器。
3. 入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する増幅手段と、
   前記入力された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを合成して前記増幅手段へ出力する複数の合成手段と、
   前記合成される最も高い周波数帯域の信号を入力端子の信号源インピーダンスに変換する複数のインピーダンス変換手段とを備え、
   前記複数の合成手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記合成が、最も低い周波数帯域の信号の合成から最も高い周波数帯域の信号の合成の順に行われ、
   前記複数のインピーダンス変換手段の各々によって前記周波数帯域の高さに応じた前記信号源インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われることを特徴とする高周波増幅器。
4. 前記複数の異なる周波数帯域の数は、３以上であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
5. 入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する、第１の増幅手段及び第２の増幅手段と、
   前記第１の増幅手段によって増幅された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを分岐する複数の分岐手段と、
   前記分岐された最も高い周波数帯域の信号を出力端子の負荷インピーダンスに変換する複数の第１のインピーダンス変換手段と、
   前記入力された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを合成して前記第２の増幅手段へ出力する複数の合成手段と、
   前記合成される最も高い周波数帯域の信号を入力端子の信号源インピーダンスに変換する複数の第２のインピーダンス変換手段とを備え、
   前記複数の分岐手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記分岐が、最も高い周波数帯域の信号の分岐から最も低い周波数帯域の信号の分岐の順に行われ、
   前記複数の第１のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記負荷インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われ、
   前記複数の合成手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記合成が、最も低い周波数帯域の信号の合成から最も高い周波数帯域の信号の合成の順に行われ、
   前記複数の第２のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記信号源インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われる高周波増幅器であって、
   前記第１の増幅手段及び第２の増幅手段はカスケード接続され、前記第１の増幅手段と第２の増幅手段との間に、前記分岐手段及び第１のインピーダンス変換手段が設けられていることを特徴とする高周波増幅器。
6. 入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する、第１の増幅手段及び第２の増幅手段と、
   前記第１の増幅手段によって増幅された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを分岐する複数の分岐手段と、
   前記分岐された最も高い周波数帯域の信号を出力端子の負荷インピーダンスに変換する複数の第１のインピーダンス変換手段と、
   前記入力された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを合成して前記第２の増幅手段へ出力する複数の合成手段と、
   前記合成される最も高い周波数帯域の信号を入力端子の信号源インピーダンスに変換する複数の第２のインピーダンス変換手段とを備え、
   前記複数の分岐手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記分岐が、最も高い周波数帯域の信号の分岐から最も低い周波数帯域の信号の分岐の順に行われ、
   前記複数の第１のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記負荷インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われ、
   前記複数の合成手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記合成が、最も低い周波数帯域の信号の合成から最も高い周波数帯域の信号の合成の順に行われ、
   前記複数の第２のインピーダンス変換手段の各々によって、前記周波数帯域の高さに応じた前記信号源インピーダンスへの変換が、低いインピーダンスから高いインピーダンスへと順に行われる高周波増幅器であって、
   前記第１の増幅手段及び第２の増幅手段はカスケード接続され、前記第１の増幅手段と第２の増幅手段との間に、前記合成手段及び第２のインピーダンス変換手段が設けられていることを特徴とする高周波増幅器。
7. 前記分岐手段と出力端子との間に、少なくとも一つの補助増幅器が設けられていることを特徴とする請求項１、請求項２、請求項５、請求項６のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
8. 前記合成手段と入力端子との間に、少なくとも一つの補助増幅器が設けられていることを特徴とする請求項２、請求項３、請求項５、請求項６のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
9. 前記第１のインピーダンス変換手段は、前記分岐手段の入力側に備えられ、少なくとも２つ以上の周波数帯域の信号に対して共通に、前記第１の増幅手段から負荷側に向かって高インピーダンスへの変換を行うことを特徴とする請求項１、請求項２、請求項５乃至請求項７のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
10. 前記第２のインピーダンス変換手段は、前記合成手段の出力側に備えられ、少なくとも２つ以上の周波数帯域の信号に対して共通に、信号源側から前記第２の増幅手段に向かって低インピーダンスへの変換を行うことを特徴とする請求項２、請求項３、請求項５乃至請求項８のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
11. 前記分岐手段と出力端子との間に、補助インピーダンス変換回路が設けられていることを特徴とする請求項１、請求項２、請求項５乃至請求項７、請求項９のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
12. 前記合成手段と入力端子との間に、補助インピーダンス変換回路が設けられていることを特徴とする請求項２、請求項３、請求項５乃至請求項８、請求項１０のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
13. 前記分岐手段は、高域フィルタと低域フィルタとからなることを特徴とする請求項１、請求項２、請求項５乃至請求項７、請求項９、請求項１１のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
14. 前記合成手段は、高域フィルタと低域フィルタとからなることを特徴とする請求項２、請求項３、請求項５乃至請求項８、請求項１０、請求項１２のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
15. 前記低域フィルタの少なくとも一つは、対となる高域フィルタで分岐した高い周波数帯域の信号に対して、選択的にインピーダンスを高くする構成とされていることを特徴とする請求項１３又は請求項１４に記載の高周波増幅器。
16. 前記高域フィルタの少なくとも一つは、対となる低域フィルタで分岐した信号の中で最も高い周波数域の信号に対し選択的に接地する構成とされていることを特徴とする請求項１３又は請求項１４に記載の高周波増幅器。
17. 前記分岐手段は、電界効果トランジスタを用いたスイッチで構成されていることを特徴とする請求項１、請求項２、請求項５乃至請求項７、請求項９、請求項１１のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
18. 前記合成手段は、電界効果トランジスタを用いたスイッチで構成されていることを特徴とする請求項２、請求項３、請求項５乃至請求項８、請求項１０、請求項１２のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
19. 前記分岐手段は、ＰＩＮダイオードを用いたスイッチで構成されていることを特徴とする請求項１、請求項２、請求項５乃至請求項７、請求項９、請求項１１のいずれかに記載の高周波増幅器。
20. 前記合成手段は、ＰＩＮダイオードを用いたスイッチで構成されていることを特徴とする請求項２、請求項３、請求項５乃至請求項８、請求項１０、請求項１２のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
21. 前記周波数帯域に対応した出力端子とグランドの間にスイッチが設けられており、ある周波数帯域の信号が増幅され、出力端子から負荷側に伝達されているときは、それ以外の周波数帯域に対応する出力端子のうち少なくともひとつは、スイッチによって接地する接地手段を有することを特徴とする求項１、請求項２、請求項４乃至請求項２０のいずれか一項に記載の高周波増幅器。
22. 前記接地手段は、電界効果トランジスタを用いたスイッチで構成されていることを特徴とする請求項２１に記載の高周波増幅器。
23. 前記接地手段は、ＰＩＮダイオードを用いたスイッチで構成されていることを特徴とする請求項２１に記載の高周波増幅器。
24. 前記複数の異なる周波数帯域の信号が、第１の周波数帯と第１の周波数帯の1.5乃至2.5倍の範囲に含まれる第２の周波数帯の信号を含んでいるとき、増幅された前記第１の周波数帯の信号が出力端子から負荷側に伝達されているときは、前記第２の周波数帯の出力端子を前記接地手段で接地することを特徴とする請求項２１に記載の高周波増幅器。
25. 前記周波数帯域に対応した出力端子は、負荷インピーダンスと同じ特性インピーダンスを持つ伝送線路を介してグランドとの間にスイッチが設けられており、該伝送線路の長さは、スイッチがオンしてグランドに接続されているとき、第１の増幅手段の出力端から負荷側をみたインピーダンスが、該周波数帯域において短絡条件になるように決められることを特徴とする請求項２１乃至請求項２４のいずれか一項に記載の高周波増幅器。

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