JP4848690B2 - Power supply device having voltage doubler rectification smoothing circuit - Google Patents

Power supply device having voltage doubler rectification smoothing circuit Download PDF

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Description

この発明は、例えば交流電圧を直流電圧に変換する倍電圧整流平滑回路および電源装置に関するものであり、特に、パチンコやパチスロなどの遊技機にて広く用いられているＡＣ２４Ｖの交流電圧を変換して所望の直流電圧を得るような倍電圧整流平滑回路を備えた電源装置に関する。   The present invention relates to a voltage doubler rectifying and smoothing circuit that converts, for example, an AC voltage into a DC voltage, and a power supply device. In particular, the present invention converts an AC voltage of 24 V AC widely used in gaming machines such as pachinko and pachislot machines. The present invention relates to a power supply device including a voltage doubler rectifying and smoothing circuit that obtains a desired DC voltage.

従来、交流電圧から直流電圧に変換する方法の１つとして、スイッチング電源が広く知られている。特に、パチンコやパチスロなどの遊技機では、交流電圧としてＡＣ２４Ｖが入力され、様々な直流電圧に変換するスイッチング電源が広く用いられている。このスイッチング電源が出力する直流電圧は、ＤＣ１２ＶやＤＣ５Ｖが一般的である。   Conventionally, a switching power supply is widely known as one of the methods for converting an AC voltage into a DC voltage. In particular, in a gaming machine such as a pachinko machine or a pachislot machine, a switching power supply that receives AC 24 V as an AC voltage and converts it into various DC voltages is widely used. The DC voltage output from the switching power supply is generally DC 12V or DC 5V.

近年、遊技機における液晶や役物の大型化、演出に採用されるＣＰＵの高性能化に伴い、スイッチング電源への要求は、出力電力を増加させる傾向が強く、大きさを小型化させる傾向にある。   In recent years, the demand for switching power supplies tends to increase the output power and the size tends to be reduced as the size of liquid crystals and accessories in gaming machines increases and the performance of CPUs used for performance increases. is there.

ここで、スイッチング電源の出力電力を増加させる手段の１つとして、従来から用いられているＤＣ１２ＶやＤＣ５Ｖの出力電流を増加させて対応することが考えられる。しかし、抵抗の損失は電流の２乗に比例することから、出力電流を増加させることは、コイルや電流検出抵抗などの部品形状が大型になる要因となり、スイッチング電源の小型化を妨げる要因となる。さらに、電源ハーネスの抵抗分によって出力電圧がＤＣ１２ＶやＤＣ５Ｖから低下してしまうことを避けるためには、ハーネス線径をより太く短くする設計が要求され、設計自由度が減少する。   Here, as one means for increasing the output power of the switching power supply, it is conceivable to respond by increasing the output current of DC12V or DC5V which has been conventionally used. However, since the resistance loss is proportional to the square of the current, increasing the output current is a factor that increases the size of the components such as the coil and current detection resistor, and hinders the miniaturization of the switching power supply. . Furthermore, in order to avoid the output voltage from dropping from DC 12V or DC 5V due to the resistance of the power harness, a design that makes the harness wire diameter thicker and shorter is required, and the degree of design freedom is reduced.

また、スイッチング電源の出力電力を増加させるもう１つの手段として、従来の出力電圧であるＤＣ１２ＶやＤＣ５Ｖではなく、ＤＣ２４Ｖなどの高い電圧にて出力することが考えられる。しかし、前述の通り遊技機の入力電圧はＡＣ２４Ｖであるため、通常の全波整流平滑回路では、バラツキなどの原因により出力する整流平滑電圧がＤＣ２４Ｖ以下となってしまう場合がある。ＤＣ２４Ｖを利用する液晶や役物やＣＰＵとしては、どのような条件下であってもＤＣ２４Ｖ以上の整流平滑電圧の供給を受けることが好ましい。   Further, as another means for increasing the output power of the switching power supply, it is conceivable to output at a high voltage such as DC24V instead of the conventional output voltage of DC12V or DC5V. However, since the input voltage of the gaming machine is 24V AC as described above, in a normal full-wave rectifying / smoothing circuit, the output rectified smoothing voltage may be 24V or less due to variations. As a liquid crystal, an accessory, or a CPU that uses DC24V, it is preferable to receive a rectified and smoothed voltage of DC24V or higher under any conditions.

一方、通常の全波整流平滑よりも高い電圧に整流平滑する方法として、倍電圧整流回路が提案されている（特許文献１参照）。   On the other hand, a voltage doubler rectifier circuit has been proposed as a method of rectifying and smoothing a voltage higher than that of normal full-wave rectification and smoothing (see Patent Document 1).

この倍電圧整流回路は、図１３に示すように、交流電源Ｖ１０１が備えられ、該交流電源Ｖ１０１の一方の端子（図示上方の端子）にオンオフの動作を行う電源スイッチＳ１０１が接続され、該電源スイッチＳ１０１の他方の端子に接続点Ｐ１０１が接続され、その先に、次に説明する第１の直列回路と第２の直列回路とが接続されている。   As shown in FIG. 13, the voltage doubler rectifier circuit is provided with an AC power supply V101, and a power switch S101 that performs an on / off operation is connected to one terminal (the upper terminal in the figure) of the AC power supply V101. A connection point P101 is connected to the other terminal of the switch S101, and a first series circuit and a second series circuit described below are connected to the other end.

前記第１の直列回路は、ダイオードＤ１０２とチャージアップ用電解コンデンサＣ１０１とが直列に接続されて構成されている。詳述すると、前記第１の直列回路は、ダイオードＤ１０２のアノードが交流電源Ｖ１０１の他方の端子（図示下方の端子）に接続され、チャージアップ用電解コンデンサＣ１０１の負極が接続点Ｐ１０１に接続され、ダイオードＤ１０２のカソードとチャージアップ用電解コンデンサＣ１０１の正極が接続された第１の直列回路の中間点が接続点Ｐ１０２に接続されて構成されている。   The first series circuit includes a diode D102 and a charge-up electrolytic capacitor C101 connected in series. Specifically, in the first series circuit, the anode of the diode D102 is connected to the other terminal (the lower terminal in the figure) of the AC power supply V101, the negative electrode of the charge-up electrolytic capacitor C101 is connected to the connection point P101, The intermediate point of the first series circuit in which the cathode of the diode D102 and the positive electrode of the charge-up electrolytic capacitor C101 are connected is connected to the connection point P102.

前記第２の直列回路は、ダイオードＤ１０３と平滑用チャージアップ用電解コンデンサＣ１０２とが直列に接続されて構成されている。詳述すると、前記第２の直列回路は、ダイオードＤ１０３のアノードが前記接続点Ｐ１０２に接続され、平滑用チャージアップ用電解コンデンサＣ１０２の負極が前記交流電源Ｖ１０１の他方の端子に接続され、ダイオードＤ１０３のカソードと平滑用チャージアップ用電解コンデンサＣ１０２の正極が接続されて構成されている。
また、前記平滑用チャージアップ用電解コンデンサＣ１０２に並列に負荷１０１が接続されている。 The second series circuit is configured by connecting a diode D103 and a smoothing charge-up electrolytic capacitor C102 in series. Specifically, in the second series circuit, the anode of the diode D103 is connected to the connection point P102, the negative electrode of the smoothing charge-up electrolytic capacitor C102 is connected to the other terminal of the AC power supply V101, and the diode D103. Are connected to the positive electrode of the smoothing charge-up electrolytic capacitor C102.
A load 101 is connected in parallel to the smoothing charge-up electrolytic capacitor C102.

そして、保護回路としてのダイオードＤ１０１は、アノードが前記チャージアップ用電解コンデンサＣ１０１の負極側（接続点Ｐ１０１）に接続され、カソードが正極側（接続点Ｐ１０２）に接続されており、先行文献の倍電圧整流回路は、この保護回路の接続を特徴としている。   The diode D101 as a protection circuit has an anode connected to the negative electrode side (connection point P101) of the charge-up electrolytic capacitor C101 and a cathode connected to the positive electrode side (connection point P102). The voltage rectifier circuit is characterized by the connection of this protection circuit.

この構成により、先行文献の倍電圧整流回路は、起動時等に電源スイッチＳ１０１がターンオンした際、交流電源Ｖ１０１の図１３中の上側が「＋」、下側が「−」となれば、チャージアップ用電解コンデンサＣ１０１に印加される逆方向の電圧を、ダイオードＤ１０１の順方向電圧降下Ｖｆ以下とすることを可能とし、逆方向の電圧を低減している。   With this configuration, when the power switch S101 is turned on at the time of startup or the like, the voltage doubler rectifier circuit of the prior art is charged up if the upper side in FIG. 13 of the AC power supply V101 is “+” and the lower side is “−”. The voltage in the reverse direction applied to the electrolytic capacitor C101 can be set to be equal to or less than the forward voltage drop Vf of the diode D101, and the reverse voltage is reduced.

しかし、このような倍電圧整流回路を用いた場合においても、チャージアップ用電解コンデンサＣ１０１にはＶｆの逆方向電圧が印加される。一般に、有極性の電解コンデンサに逆方向の電圧を印加した場合は、その逆方向の電圧が例え１Ｖ程度と小さな電圧であっても、電解コンデンサの寿命が短くなる可能性や、電解コンデンサの容量低下を引き起こす可能性がある。このため、電解コンデンサに対して逆方向に印加される電圧は、低ければ低い方が望ましい。   However, even when such a voltage doubler rectifier circuit is used, a reverse voltage of Vf is applied to the electrolytic capacitor C101 for charge-up. In general, when a reverse voltage is applied to a polar electrolytic capacitor, even if the reverse voltage is as small as about 1 V, the life of the electrolytic capacitor may be shortened, and the capacitance of the electrolytic capacitor may be reduced. May cause decline. For this reason, the lower the voltage applied to the electrolytic capacitor in the reverse direction, the better.

他方、交流電圧を整流平滑する回路においては、回路の起動時など整流平滑電圧が低い状態で平滑用電解コンデンサに突入電流が流れることを防止する必要がある。この突入電流を防止するものとして、コンデンサ充電回路が提案されている（特許文献２参照）。   On the other hand, in a circuit that rectifies and smoothes an AC voltage, it is necessary to prevent an inrush current from flowing through the electrolytic capacitor for smoothing when the rectified and smoothed voltage is low, such as when the circuit is started. As a means for preventing this inrush current, a capacitor charging circuit has been proposed (see Patent Document 2).

このコンデンサ充電回路は、図１４に示すように、前述した倍電圧整流回路に対して、交流電源Ｖ１０１と接続点Ｐ１０１との間に抵抗器Ｒ１０１が接続されている。   As shown in FIG. 14, in this capacitor charging circuit, a resistor R101 is connected between an AC power supply V101 and a connection point P101 with respect to the voltage doubler rectifier circuit described above.

この回路では、起動時に交流電源Ｖ１０１の一方の端子（図示上方の端子）に「＋」の電圧が印加され、他方の端子（図示下方の端子）に「−」の電圧が印加された場合（以下これを第１方向とする）、一方の入力端子、抵抗器Ｒ１０１、ダイオードＤ１０１（コンデンサＣ１０１）、ダイオードＤ１０３、平滑用チャージアップ用電解コンデンサＣ１０２、および他方の入力端子にこの順で突入電流が流れる。しかし、回路に抵抗器Ｒ１０１が設けられているため、この抵抗器Ｒ１０１によって突入電流を制限することができる。   In this circuit, a “+” voltage is applied to one terminal (upper terminal in the figure) of the AC power supply V101 and a “−” voltage is applied to the other terminal (lower terminal in the figure) at the time of startup ( This is hereinafter referred to as the first direction), and inrush current is applied to one input terminal, resistor R101, diode D101 (capacitor C101), diode D103, smoothing electrolytic capacitor C102, and the other input terminal in this order. Flowing. However, since the resistor R101 is provided in the circuit, the inrush current can be limited by the resistor R101.

また、起動時に交流電源Ｖ１０１の一方の端子（図示上方の端子）に「−」の電圧が印加され、他方の端子（図示下方の端子）に「＋」の電圧が印加された場合（以下これを第２方向とする）、他方の端子、ダイオードＤ１０２、チャージアップ用電解コンデンサＣ１０１、抵抗器Ｒ１０１、および一方の入力端子にこの順で突入電流が流れる。この場合も、回路に抵抗器Ｒ１０１が設けられているため、この抵抗器Ｒ１０１によって突入電流を制限することができる。   In addition, a “−” voltage is applied to one terminal (the upper terminal in the figure) of the AC power supply V101 and a “+” voltage is applied to the other terminal (the lower terminal in the figure) (hereinafter referred to as “this”). In the second direction), an inrush current flows in this order through the other terminal, the diode D102, the charge-up electrolytic capacitor C101, the resistor R101, and the one input terminal. Also in this case, since the resistor R101 is provided in the circuit, the inrush current can be limited by the resistor R101.

このように、従来のコンデンサ充電回路は、突入電流を制限できるものではあったが、次に説明するように信頼性に欠けるものであった。
すなわち、起動時に前記第１方向に電流が流れると、チャージアップ用電解コンデンサＣ１０１には、ダイオードＤ１０１の順方向電圧降下Ｖｆの逆電圧が印加される可能性があり、このような場合にチャージアップ用電解コンデンサＣ１０１の寿命を短くしてしまうものであった。 As described above, the conventional capacitor charging circuit can limit the inrush current, but lacks reliability as described below.
That is, when a current flows in the first direction at the time of start-up, a reverse voltage of the forward voltage drop Vf of the diode D101 may be applied to the charge-up electrolytic capacitor C101. The life of the electrolytic capacitor C101 for use is shortened.

特開平５−２５２７４５号公報JP-A-5-252745 実公平７−９５９２号公報No. 7-9592

この発明は、上述の問題に鑑み、チャージアップ用のコンデンサに対して起動時に逆電圧が印加されることを防止して、信頼性の高い倍電圧整流平滑回路を備えた電源装置を提供することを目的とする。   In view of the above-described problems, the present invention provides a power supply device including a highly reliable voltage doubler rectifying and smoothing circuit by preventing a reverse voltage from being applied to a charge-up capacitor at startup. With the goal.

この発明は、交流電源と、該交流電源の電圧をチャージアップする有極性のチャージアップ用コンデンサと、電圧を平滑化する平滑用コンデンサとで構成される倍電圧整流平滑回路を備えた電源装置であって、前記チャージアップ用コンデンサの負極側に直列接続され、該チャージアップ用コンデンサを保護する保護回路と、前記保護回路と並列に接続され、電源投入時にスイッチオフ状態で前記保護回路を有効にしておき所定時期にスイッチオンして前記保護回路をバイパスするスイッチ回路とを備えた電源装置であることを特徴とする。 The present invention is a power supply device including an AC power supply, a polar charge-up capacitor for charging up the voltage of the AC power supply, and a voltage doubler rectifying and smoothing circuit including a smoothing capacitor for smoothing the voltage. A protection circuit that is connected in series to the negative electrode side of the charge-up capacitor and protects the charge-up capacitor, and is connected in parallel to the protection circuit, and enables the protection circuit in a switch-off state when power is turned on. The power supply apparatus includes a switch circuit that is switched on at a predetermined time to bypass the protection circuit.

この発明の態様として、前記保護回路を、前記チャージアップ用コンデンサに充電方向と逆方向の電流が流れることを防止する逆流防止回路と、前記チャージアップ用コンデンサに突入電流が流れることを抑制する突入電流抑制回路とで構成することができる。   As an aspect of the present invention, the protection circuit includes a backflow prevention circuit that prevents a current in a direction opposite to a charging direction from flowing through the charge-up capacitor, and an inrush that suppresses an inrush current from flowing through the charge-up capacitor. It can comprise with a current suppression circuit.

またこの発明の態様として、前記チャージアップ用コンデンサと前記平滑用コンデンサと前記保護回路と前記スイッチ回路とで構成され、倍電圧にした直流電圧を第１負荷に供給する第１系統の回路と、電流の流れる方向を一方向にするブリッジ回路と電圧を平滑化する第２系統用の平滑用コンデンサとで構成され、平滑化した直流電圧を第２負荷に供給する第２系統の回路とを備え、該第２系統の回路内で、前記第１系統の回路と一部共用されて電流が流れる部位に、突入電流が流れることを抑制する第２系統用の突入電流抑制回路を備えることができる。   Further, as an aspect of the present invention, a circuit of a first system configured by the charge-up capacitor, the smoothing capacitor, the protection circuit, and the switch circuit, and supplying a doubled DC voltage to the first load; A bridge circuit that makes a current flow direction one direction and a second-system smoothing capacitor that smoothes the voltage, and a second-system circuit that supplies the smoothed DC voltage to the second load. In the second system circuit, an inrush current suppressing circuit for the second system that suppresses the inrush current from flowing can be provided in a part of the second system circuit that is partially shared with the first system circuit. .

またこの発明の態様として、第２系統用の突入電流抑制回路と並列に接続され、電源投入時はスイッチオフ状態で前記第２系統用の突入電流抑制回路を有効にしておき所定時期にスイッチオンして前記第２系統用の突入電流抑制回路をバイパスする第２系統用のスイッチ回路を備えることができる。   Further, as an aspect of the present invention, it is connected in parallel with the inrush current suppression circuit for the second system, and when the power is turned on, the inrush current suppression circuit for the second system is enabled in a switch-off state, and the switch is turned on at a predetermined time. Then, a switch circuit for the second system that bypasses the inrush current suppression circuit for the second system can be provided.

この発明により、チャージアップ用の有極性のコンデンサに対して起動時に逆電圧が印加されることを防止して、信頼性の高い倍電圧整流平滑回路を備えた電源装置を提供できる。 According to the present invention, it is possible to provide a power supply device including a highly reliable voltage doubler rectifying and smoothing circuit by preventing a reverse voltage from being applied to a polar capacitor for charge-up at the time of startup.

この発明の一実施形態を以下図面と共に説明する。   An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

本発明の実施例１について説明する。
図１は、実施例１におけるスイッチング電源装置１の倍電圧整流平滑回路５の回路構成を示す回路図である。 Example 1 of the present invention will be described.
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of a voltage doubler rectifying / smoothing circuit 5 of the switching power supply device 1 according to the first embodiment.

倍電圧整流平滑回路５は、主に交流電源Ｖａｃと、第１の直列回路（後述）と、第２の直列回路（後述）と、第２の直列回路を有効にするスイッチング素子ＳＷ１と、このスイッチング素子ＳＷ１を駆動する駆動回路１１とで構成されている。   The voltage doubler rectifying and smoothing circuit 5 mainly includes an AC power supply Vac, a first series circuit (described later), a second series circuit (described later), a switching element SW1 that enables the second series circuit, The driving circuit 11 is configured to drive the switching element SW1.

前記第１の直列回路は、交流電源Ｖａｃの他端（図示下端）からダイオードＤ２、チャージアップ用電解コンデンサＣ１、ダイオードＤ１、および抵抗器Ｒ１がこの順で直列に接続され、該抵抗器Ｒ１が交流電源Ｖａｃの一端（図示上端）に接続された回路で構成されている。   In the first series circuit, a diode D2, a charge-up electrolytic capacitor C1, a diode D1, and a resistor R1 are connected in series in this order from the other end (lower end in the figure) of the AC power supply Vac. It is composed of a circuit connected to one end (the upper end in the figure) of the AC power supply Vac.

ダイオードＤ１は、アノードがチャージアップ用電解コンデンサＣ１の負極に接続され、カソードが抵抗器Ｒ１の一端に接続されている。
ダイオードＤ２は、アノードが交流電源Ｖａｃの他端に接続され、カソードがチャージアップ用電解コンデンサＣ１の正極に接続されている。 The diode D1 has an anode connected to the negative electrode of the charge-up electrolytic capacitor C1, and a cathode connected to one end of the resistor R1.
The diode D2 has an anode connected to the other end of the AC power supply Vac and a cathode connected to the positive electrode of the charge-up electrolytic capacitor C1.

第１の直列回路は、この構成により、交流電源ＶａｃからダイオードＤ２、チャージアップ用電解コンデンサＣ１、ダイオードＤ１、抵抗器Ｒ１の順に電流が流れ、逆方向に電流が流れないことになる。したがって、チャージアップ用電解コンデンサＣ１の充電方向に電流が流れ、逆方向には流れないことになる。   With this configuration, in the first series circuit, current flows from the AC power supply Vac to the diode D2, the charge-up electrolytic capacitor C1, the diode D1, and the resistor R1 in this order, and no current flows in the reverse direction. Therefore, current flows in the charging direction of the charge-up electrolytic capacitor C1, and does not flow in the reverse direction.

前記第２の直列回路は、交流電源Ｖａｃの一端（図示上端）から抵抗器Ｒ１、スイッチング素子ＳＷ１、チャージアップ用電解コンデンサＣ１、ダイオードＤ３、および平滑用電解コンデンサＣ２がこの順で直列に接続され、該平滑用電解コンデンサＣ２が交流電源Ｖａｃの他端（図示下端）に接続された回路で構成されている。   In the second series circuit, a resistor R1, a switching element SW1, a charge-up electrolytic capacitor C1, a diode D3, and a smoothing electrolytic capacitor C2 are connected in series in this order from one end (upper end in the drawing) of the AC power supply Vac. The smoothing electrolytic capacitor C2 is constituted by a circuit connected to the other end (lower end in the figure) of the AC power supply Vac.

ダイオードＤ３は、アノードがチャージアップ用電解コンデンサＣ１の正極に接続され、カソードが平滑用電解コンデンサＣ２の正極に接続されている。
スイッチング素子ＳＷ１は、例えばトライアックのようなスイッチング素子で構成されており、オン状態の場合に双方向に電流を流すことが可能で、オフ状態の場合にはどちらの方向にもほぼ電流を流さない構成となっている。このスイッチング素子ＳＷ１は、一端がチャージアップ用電解コンデンサＣ１の負極に接続され、他端が抵抗器Ｒ１に接続されて、前記第１の直列回路のダイオードＤ１と並列に接続されている。従ってスイッチング素子ＳＷ１は、スイッチがオン状態の場合にダイオードＤ１をバイパス（短絡）して双方向に電流が流れるように構成されている。 The diode D3 has an anode connected to the positive electrode of the charge-up electrolytic capacitor C1, and a cathode connected to the positive electrode of the smoothing electrolytic capacitor C2.
The switching element SW1 is configured by a switching element such as a triac, for example. The switching element SW1 can flow a current in both directions in the on state, and hardly flows a current in either direction in the off state. It has a configuration. The switching element SW1 has one end connected to the negative electrode of the charge-up electrolytic capacitor C1 and the other end connected to the resistor R1 and connected in parallel with the diode D1 of the first series circuit. Accordingly, the switching element SW1 is configured to bypass (short-circuit) the diode D1 and to allow current to flow in both directions when the switch is on.

前記駆動回路１１は、ダイオードＤ１１、抵抗器Ｒ１１、抵抗器Ｒ１２、及び電解コンデンサＣ１１で構成されている。
ダイオードＤ１１は、アノードが交流電源Ｖａｃに接続されており、カソードが抵抗器Ｒ１１に接続されている。なお、この抵抗器Ｒ１１の先には電解コンデンサＣ１１の正極が接続されており、ダイオードＤ１１によって電解コンデンサＣ１１に充電方向と逆方向の電流が流れないように構成されている。 The drive circuit 11 includes a diode D11, a resistor R11, a resistor R12, and an electrolytic capacitor C11.
The diode D11 has an anode connected to the AC power supply Vac and a cathode connected to the resistor R11. In addition, the positive electrode of the electrolytic capacitor C11 is connected to the tip of the resistor R11, and the diode D11 is configured to prevent a current in the direction opposite to the charging direction from flowing through the electrolytic capacitor C11.

このように構成された駆動回路１１は、起動時に前記スイッチング素子ＳＷ１をオフ状態にすることで前記第１の直列回路を介して前記チャージアップ用電解コンデンサＣ１に１方向のみの電流を流し、十分に時間が経過した後にスイッチング素子ＳＷ１をオン状態にし、スイッチング素子ＳＷ１を介して前記チャージアップ用電解コンデンサＣ１に双方向の電流を流すように駆動する。   The drive circuit 11 configured in this manner allows a current in only one direction to flow through the charge-up electrolytic capacitor C1 through the first series circuit by turning off the switching element SW1 at the time of startup. After a lapse of time, the switching element SW1 is turned on to drive the bi-directional current to flow through the charge-up electrolytic capacitor C1 via the switching element SW1.

倍電圧整流した電力を供給する負荷１０は、平滑用の前記平滑用電解コンデンサＣ２の両端に接続されている。   A load 10 for supplying double voltage rectified power is connected to both ends of the smoothing electrolytic capacitor C2.

以上の構成により、倍電圧整流平滑回路５は例えばＡＣ２４Ｖの交流電源Ｖａｃの交流電圧を、倍電圧に整流平滑して負荷１０に供給することができる。   With the above configuration, the voltage doubler rectifying / smoothing circuit 5 can rectify and smooth the AC voltage of the AC power supply Vac of AC 24 V, for example, to a voltage double and supply it to the load 10.

次に、図２から図５に示す動作説明図と共に、スイッチング電源装置１の動作について説明する。
図２は、起動時において交流電源Ｖａｃの図中上側が「＋」、図中下側が「−」となった場合の動作を示す動作説明図である。 Next, the operation of the switching power supply device 1 will be described with reference to the operation explanatory diagrams shown in FIGS.
FIG. 2 is an operation explanatory diagram illustrating an operation when the upper side of the AC power supply Vac is “+” and the lower side is “−” at the time of startup.

このときスイッチング素子ＳＷ１は、初期状態であるオフ状態、すなわち回路上ではＯＰＥＮの状態となっている。この状態では、ダイオードＤ１のカソードに「＋」の電圧が印加され、かつスイッチング素子ＳＷ１はオフ状態のため、抵抗器Ｒ１、およびチャージアップ用電解コンデンサＣ１を通る電流ｉ０は、ほぼ流れない状態となる。すなわちチャージアップ用電解コンデンサＣ１に逆方向の電圧は、ほぼ印加されない。
なお、図２を含めてこれ以降の動作説明図において、スイッチング素子ＳＷ１の接続線を点線で示した場合は、スイッチング素子ＳＷ１がオフ状態で電流がほぼ流れないことを示している。 At this time, the switching element SW1 is in an off state which is an initial state, that is, in an OPEN state on the circuit. In this state, a voltage of “+” is applied to the cathode of the diode D1, and the switching element SW1 is in an off state, so that the current i0 passing through the resistor R1 and the charge-up electrolytic capacitor C1 hardly flows. Become. That is, almost no reverse voltage is applied to the charge-up electrolytic capacitor C1.
Note that in the subsequent operation explanatory diagrams including FIG. 2, when the connection line of the switching element SW <b> 1 is indicated by a dotted line, it indicates that the switching element SW <b> 1 is in an OFF state and almost no current flows.

図３は、起動時において交流電源Ｖａｃの図中上側が「−」、図中下側が「＋」となった場合の動作を示す動作説明図である。   FIG. 3 is an operation explanatory diagram showing an operation when the upper side of the AC power supply Vac is “−” and the lower side of the figure is “+” during startup.

このときスイッチング素子ＳＷ１は、初期状態であるオフ状態、すなわち回路上ではＯＰＥＮの状態となっている。この状態では、図中に矢印で示すように、交流電源Ｖａｃ、ダイオードＤ２、チャージアップ用電解コンデンサＣ１、ダイオードＤ１、および抵抗器Ｒ１をこの順で通る電流ｉ１が流れ、チャージアップ用電解コンデンサＣ１が充電される。抵抗器Ｒ１を介してチャージアップ用電解コンデンサＣ１を充電することで、突入電流を防止することが可能である。   At this time, the switching element SW1 is in an off state which is an initial state, that is, in an OPEN state on the circuit. In this state, as indicated by an arrow in the figure, a current i1 flowing in this order flows through the AC power supply Vac, the diode D2, the charge-up electrolytic capacitor C1, the diode D1, and the resistor R1, and the charge-up electrolytic capacitor C1. Is charged. Inrush current can be prevented by charging the electrolytic capacitor C1 for charge-up through the resistor R1.

図４は、起動後十分な時間が経過した後に、交流電源Ｖａｃの図中上側が「＋」、図中下側が「−」となった場合の動作を示す動作説明図である。ここで十分な時間が経過した後とは、前記図３の状態を経て、充電方向と逆方向の電流が流れても劣化につながらない程度またはそれ以上にチャージアップ用電解コンデンサＣ１が充電された状態になった後を指す。この状態となる時間にスイッチング素子ＳＷ１をオン状態に切り替えるように、駆動回路１１は予め設計されている。   FIG. 4 is an operation explanatory diagram showing an operation when the upper side in the drawing of the AC power supply Vac becomes “+” and the lower side in the drawing becomes “−” after a sufficient time has elapsed after startup. Here, after a sufficient time has elapsed, the state shown in FIG. 3 is a state in which the charge-up electrolytic capacitor C1 is charged to the extent that it does not lead to deterioration even when a current in the direction opposite to the charging direction flows. Refers to after. The drive circuit 11 is designed in advance so that the switching element SW1 is switched to the on state during the time when this state is reached.

このときスイッチング素子ＳＷ１は、駆動回路１１によりオン状態となり、双方向に電流を流すことが可能になる。この状態では、交流電源Ｖａｃ、抵抗器Ｒ１、スイッチング素子ＳＷ１、チャージアップ用電解コンデンサＣ１、第２のダイオードＤ３、および平滑用電解コンデンサＣ２をこの順で通る電流ｉ２が流れ、平滑用電解コンデンサＣ２が倍電圧に充電される。抵抗器Ｒ１を介して平滑用電解コンデンサＣ２を充電することで、突入電流を防止することが可能である。   At this time, the switching element SW1 is turned on by the drive circuit 11, and current can flow in both directions. In this state, a current i2 that passes through the AC power source Vac, the resistor R1, the switching element SW1, the charge-up electrolytic capacitor C1, the second diode D3, and the smoothing electrolytic capacitor C2 in this order flows, and the smoothing electrolytic capacitor C2 Is charged to double voltage. Inrush current can be prevented by charging the electrolytic capacitor C2 for smoothing via the resistor R1.

図５は、起動後十分な時間が経過した後に、交流電源Ｖａｃの図中上側が「−」、図中下側が「＋」となった場合の動作を示す動作説明図である。このときスイッチング素子ＳＷ１は、駆動回路１１によりオン状態となり、双方向に電流を流すことが可能になる。この状態では、交流電源Ｖａｃ、ダイオードＤ２、チャージアップ用電解コンデンサＣ１、スイッチング素子ＳＷ１（ダイオードＤ１）、および抵抗器Ｒ１をこの順で通る電流ｉ３が流れ、チャージアップ用電解コンデンサＣ１が充電される。   FIG. 5 is an operation explanatory diagram showing an operation when the upper side of the AC power supply Vac becomes “−” and the lower side of the drawing becomes “+” after a sufficient time has elapsed after startup. At this time, the switching element SW1 is turned on by the drive circuit 11, and current can flow in both directions. In this state, a current i3 passing through the AC power source Vac, the diode D2, the charge-up electrolytic capacitor C1, the switching element SW1 (diode D1), and the resistor R1 in this order flows, and the charge-up electrolytic capacitor C1 is charged. .

これ以降、交流電源Ｖａｃの極性が反転するごとに、図４と図５の状態を繰り返し、平滑用電解コンデンサＣ２は倍電圧整流平滑動作を行う。   Thereafter, each time the polarity of the AC power supply Vac is inverted, the states of FIGS. 4 and 5 are repeated, and the smoothing electrolytic capacitor C2 performs a double voltage rectification smoothing operation.

このような動作により、交流電源Ｖａｃが電源オンした後に回路に流れる電流と電圧は、たとえば図６（Ａ），（Ｂ）のタイミングチャートに示すように推移する。
図６（Ａ）に示すように、時点ｔ０で交流電源Ｖａｃが電源オンすると、この例ではダイオードＤ１のカソードに「＋」の電荷がかかって電流はほぼ流れないため、チャージアップ用電解コンデンサＣ１にかかる電圧Ｖｃ１は０ｖのままとなる。 With such an operation, the current and voltage flowing in the circuit after the AC power supply Vac is turned on, for example, change as shown in the timing charts of FIGS. 6 (A) and 6 (B).
As shown in FIG. 6 (A), when the AC power supply Vac is turned on at time t0, in this example, a “+” charge is applied to the cathode of the diode D1, and the current hardly flows. The voltage Vc1 applied to is kept at 0v.

交流電源Ｖａｃの極性が入れ替わる時点ｔ１からチャージアップ用電解コンデンサＣ１に電圧がかかり始め、電圧Ｖｃ１が上がり始める。またこのとき、図６（Ｂ）に示すように駆動回路１１の電解コンデンサＣ１１の電圧Ｖｃ１１も上がり始める。   From the time t1 when the polarity of the AC power supply Vac is switched, a voltage starts to be applied to the charge-up electrolytic capacitor C1, and the voltage Vc1 starts to increase. At this time, as shown in FIG. 6B, the voltage Vc11 of the electrolytic capacitor C11 of the drive circuit 11 also starts to rise.

そして、電解コンデンサＣ１１に充分な電荷がチャージされた時点ｔ２で駆動回路１１がスイッチング素子ＳＷ１をオンに切り替える。このときから、スイッチング素子ＳＷ１には双方向に電流が流れる状態になるため、図６（Ａ）に示すように、平滑用電解コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２も上がり初めて充電が開始される。このようにして、まずチャージアップ用電解コンデンサＣ１が充電開始され、次いで平滑用電解コンデンサＣ２が倍電圧に充電開始される。   The driving circuit 11 switches on the switching element SW1 at time t2 when a sufficient charge is charged in the electrolytic capacitor C11. From this time, current flows through the switching element SW1 in both directions. Therefore, as shown in FIG. 6A, the voltage Vc2 of the smoothing electrolytic capacitor C2 rises and charging is started for the first time. In this way, charging of the charge-up electrolytic capacitor C1 is started first, and then the smoothing electrolytic capacitor C2 is started to be charged to a double voltage.

以上の構成および動作により、起動時はダイオードＤ１によってチャージアップ用電解コンデンサＣ１に対して一方向のみ電流が流れるようにでき、チャージアップ用電解コンデンサＣ１に充電動作のみを行わせることができる。そして、起動後充分な時間が経過した後に駆動回路１１がスイッチング素子ＳＷ１でダイオードＤ１を短絡状態とすることで、チャージアップ用電解コンデンサＣ１を充放電可能とすることができる。   With the above configuration and operation, at the time of start-up, the diode D1 can cause the current to flow only in one direction to the charge-up electrolytic capacitor C1, and the charge-up electrolytic capacitor C1 can perform only the charging operation. Then, after a sufficient time has elapsed after the start-up, the drive circuit 11 can short-circuit the diode D1 with the switching element SW1, whereby the charge-up electrolytic capacitor C1 can be charged and discharged.

また、倍電圧整流平滑回路５は、起動時が図２と図３のいずれの状態であっても、チャージアップ用電解コンデンサＣ１に逆電圧が印加されることを防止できる。   Further, the voltage doubler rectifying / smoothing circuit 5 can prevent a reverse voltage from being applied to the electrolytic capacitor C1 for charge-up, regardless of whether it is in the state shown in FIG. 2 or FIG.

さらに、スイッチング素子ＳＷ１がオフ状態からオン状態に切り替わった瞬間が図３と図４のいずれの状態であっても抵抗器Ｒ１を介して電流が流れるため、起動時の突入電流を防止でき、チャージアップ用電解コンデンサＣ１および平滑用電解コンデンサＣ２を突入電流から保護できる。   Furthermore, since the current flows through the resistor R1 even when the switching element SW1 is switched from the OFF state to the ON state in any of the states shown in FIGS. The up electrolytic capacitor C1 and the smoothing electrolytic capacitor C2 can be protected from inrush current.

これらにより、信頼性の高い倍電圧整流平滑動作が実現可能であり、信頼性の高いスイッチング電源装置１を提供できる。   As a result, a highly reliable voltage doubler rectifying and smoothing operation can be realized, and a highly reliable switching power supply device 1 can be provided.

次に、実施例２のスイッチング電源装置２について説明する。
図７は、実施例２におけるスイッチング電源装置２の回路構成を示す回路図である。 Next, the switching power supply device 2 according to the second embodiment will be described.
FIG. 7 is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of the switching power supply device 2 according to the second embodiment.

スイッチング電源装置２は、全波整流平滑回路７と倍電圧整流平滑回路５を組み合わせた回路を備えている。このスイッチング電源装置２の交流電源Ｖａｃは例えばＡＣ２４Ｖであり、全波整流平滑回路７には例えば直流電圧ＤＣ５Ｖで駆動する負荷２０が接続され、倍電圧整流平滑回路５には例えば直流電圧ＤＣ２４Ｖで駆動する負荷１０が接続されている。   The switching power supply device 2 includes a circuit in which a full-wave rectifying / smoothing circuit 7 and a voltage doubler rectifying / smoothing circuit 5 are combined. The AC power supply Vac of the switching power supply device 2 is, for example, AC 24 V, the full-wave rectifying and smoothing circuit 7 is connected to a load 20 driven by, for example, a DC voltage DC 5 V, and the voltage doubler rectifying and smoothing circuit 5 is driven by, for example, a DC voltage DC 24 V A load 10 is connected.

全波整流平滑回路７は、交流電圧が入力され全波整流平滑するためのダイオードブリッジＢ１、平滑用の平滑用電解コンデンサＣ３、および、前記ダイオードブリッジＢ１の「−」端子と平滑用電解コンデンサＣ３の負極端子との間に接続された抵抗器Ｒ２がこの順で接続された第３の直列回路が設けられている。そして、全波整流平滑回路７には、前記抵抗器Ｒ２と並列に接続されたＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子ＳＷ２、およびこのスイッチング素子ＳＷ２を駆動する駆動回路２１も設けられている。 The full-wave rectifying / smoothing circuit 7 includes a diode bridge B1 for smoothing the full-wave rectified by receiving an AC voltage, a smoothing electrolytic capacitor C3 for smoothing, and a “−” terminal of the diode bridge B1 and a smoothing electrolytic capacitor C3. There is provided a third series circuit in which a resistor R2 connected between the negative terminal and the negative terminal is connected in this order. Then, the full-wave rectification smoothing circuit 7, the switching element SW2 such as the MOSFET connected in parallel with the resistor R2, and has a driving circuit 21 is also provided you drive the switching element SW2.

前記抵抗器Ｒ２は、一方向へ流れる電流に対してのみ抵抗を与える素子であり、両方向へ流れる電流に対して抵抗を与える素子に比べて発熱量の少ない素子で構成されている。また抵抗器Ｒ１も、一方向へ流れる電流に対してのみ抵抗を与えればよいため、前述した実施例１では両方向への抵抗となる必要があったが、この実施例２では抵抗器Ｒ２と同一あるいは同種の素子で構成されている。   The resistor R2 is an element that gives resistance only to a current flowing in one direction, and is composed of an element that generates less heat than an element that gives resistance to a current flowing in both directions. Also, the resistor R1 only needs to give resistance to a current flowing in one direction. Therefore, in the first embodiment, the resistor R1 has to be a resistor in both directions, but in this second embodiment, it is the same as the resistor R2. Or it is comprised by the element of the same kind.

前記駆動回路２１は、ダイオードＤ２１、抵抗器Ｒ２１、抵抗器Ｒ２２、及び電解コンデンサＣ２１で構成されている。
ダイオードＤ２１は、アノードがダイオードブリッジＢ１を介して交流電源Ｖａｃに接続されており、カソードが抵抗器Ｒ２１に接続されている。なお、この抵抗器Ｒ２１の先には電解コンデンサＣ２１の正極が接続されており、ダイオードＤ１１によって電解コンデンサＣ１１に充電方向と逆方向の電流が流れないように構成されている。 The drive circuit 21 includes a diode D21, a resistor R21, a resistor R22, and an electrolytic capacitor C21.
The diode D21 has an anode connected to the AC power supply Vac via the diode bridge B1, and a cathode connected to the resistor R21. In addition, the positive electrode of the electrolytic capacitor C21 is connected to the tip of the resistor R21, and the diode D11 is configured so that a current in the direction opposite to the charging direction does not flow through the electrolytic capacitor C11.

このように構成された駆動回路２１は、起動時に前記スイッチング素子ＳＷ２をオフ状態にすることで前記平滑用電解コンデンサＣ３に突入電流が流れることを抵抗器Ｒ２１で防止し、十分に時間が経過した後にスイッチング素子ＳＷ２をオン状態にし、スイッチング素子ＳＷ２で抵抗器Ｒ２１をバイパスして抵抗器Ｒ２１による発熱を防止するように構成している。   The drive circuit 21 configured in this way prevents the inrush current from flowing into the smoothing electrolytic capacitor C3 by turning off the switching element SW2 at the time of start-up, and a sufficient time has elapsed. Later, the switching element SW2 is turned on, and the resistor R21 is bypassed by the switching element SW2 to prevent heat generation by the resistor R21.

倍電圧整流平滑回路５は、前述した実施例１の倍電圧整流平滑回路５とほぼ同じであるが、実施例１ではスイッチング素子ＳＷ１がダイオードＤ１についてのみ並列に接続されていたのに対し、実施例２では抵抗器Ｒ１とダイオードＤ１の直列回路に対して並列に接続されている部分が異なる。   The voltage doubler rectifying / smoothing circuit 5 is substantially the same as the voltage doubler rectifying / smoothing circuit 5 of the first embodiment described above, but in the first embodiment, the switching element SW1 is connected in parallel only with respect to the diode D1. In Example 2, the portion connected in parallel to the series circuit of the resistor R1 and the diode D1 is different.

また、実施例１では平滑用電解コンデンサＣ２の負極とダイオードＤ２のアノードが接続されていたが、実施例２では接続されていない。
さらに、実施例１では負荷１０と平滑用電解コンデンサＣ２の負極との間には素子が接続されていなかったが、実施例２では、負荷１０と平滑用電解コンデンサＣ２の負極との間と、負荷２０と平滑用電解コンデンサＣ３の負極の間が接続されている（図７ではアースで示している）。 Further, in Example 1, the negative electrode of the smoothing electrolytic capacitor C2 and the anode of the diode D2 are connected, but in Example 2, they are not connected.
Furthermore, in Example 1, no element was connected between the load 10 and the negative electrode of the smoothing electrolytic capacitor C2, but in Example 2, between the load 10 and the negative electrode of the smoothing electrolytic capacitor C2, The load 20 and the negative electrode of the smoothing electrolytic capacitor C3 are connected (shown as ground in FIG. 7).

これ以外の部分については倍電圧整流平滑回路５は実施例１と同一であるので、同一の要素に同一符号を付して詳細な説明を省略する。   Since the voltage doubler rectifying / smoothing circuit 5 is the same as that of the first embodiment with respect to the other parts, the same components are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted.

以上の構成により、ＡＣ２４Ｖの交流電源Ｖａｃの電流を、倍電圧整流平滑回路５で倍電圧整流平滑して負荷１０に供給し、全波整流平滑回路７で全波整流平滑して負荷２０に供給することができる。   With the above configuration, the AC 24 V AC power supply Vac current is double-voltage rectified and smoothed by the voltage doubler rectifying and smoothing circuit 5 and supplied to the load 10, and the full-wave rectifying and smoothing circuit 7 is full-wave rectified and smoothed and supplied to the load 20. can do.

次に、図８から図１１に示す動作説明図と共に、スイッチング電源装置２の動作について説明する。   Next, the operation of the switching power supply device 2 will be described with reference to the operation explanatory diagrams shown in FIGS.

図８は、起動時において交流電源Ｖａｃの図中上側が「＋」、図中下側が「−」となった場合の動作を示す動作説明図である。   FIG. 8 is an operation explanatory diagram showing an operation when the upper side of the AC power supply Vac is “+” and the lower side is “−” at the time of startup.

このときスイッチング素子ＳＷ２およびスイッチング素子ＳＷ１は、初期状態であるオフ状態、すなわち回路上ではＯＰＥＮの状態となっている。この状態では、全波整流平滑回路７には、交流電源Ｖａｃ、ダイオードブリッジＢ１、平滑用電解コンデンサＣ３、抵抗器Ｒ２、およびダイオードブリッジＢ１をこの順で通る電流ｉ１１が流れ、平滑用電解コンデンサＣ３が充電される。
この平滑用電解コンデンサＣ３の充電は、抵抗器Ｒ２を介して行われるため、突入電流を防止することが可能である。 At this time, the switching element SW2 and the switching element SW1 are in an off state which is an initial state, that is, in an OPEN state on the circuit. In this state, the full-wave rectifying / smoothing circuit 7 is supplied with a current i11 passing through the AC power source Vac, the diode bridge B1, the smoothing electrolytic capacitor C3, the resistor R2, and the diode bridge B1 in this order, and the smoothing electrolytic capacitor C3. Is charged.
Since the smoothing electrolytic capacitor C3 is charged via the resistor R2, it is possible to prevent an inrush current.

倍電圧整流平滑回路５には、ダイオードＤ１のカソードに「＋」の電圧が印加され、かつスイッチング素子ＳＷ１はオフ状態のため電流がほぼ流れず、抵抗器Ｒ１およびチャージアップ用電解コンデンサＣ１にも電流がほぼ流れない状態となる。すなわち第２のチャージアップ用電解コンデンサＣ１に逆方向の電圧は、ほぼ印加されない。   In the voltage doubler rectifying / smoothing circuit 5, a voltage of “+” is applied to the cathode of the diode D 1, and the switching element SW 1 is in an off state, so that almost no current flows, and the resistor R 1 and the charge-up electrolytic capacitor C 1 also flow. The current hardly flows. That is, almost no reverse voltage is applied to the second charge-up electrolytic capacitor C1.

図９は、起動時において交流電源Ｖａｃの図示上側が「−」、図示下側が「＋」となった場合の動作を示す動作説明図である。   FIG. 9 is an operation explanatory diagram illustrating an operation when the upper side of the AC power supply Vac is “−” and the lower side is “+” at the time of startup.

このときスイッチング素子ＳＷ２およびスイッチング素子ＳＷ１は、初期状態であるオフ状態、すなわち回路上ではＯＰＥＮの状態となっている。この状態では、全波整流平滑回路７には、交流電源Ｖａｃ、ダイオードブリッジＢ１、平滑用電解コンデンサＣ３、抵抗器Ｒ２、およびダイオードブリッジＢ１をこの順で通る電流ｉ１４が流れ、平滑用電解コンデンサＣ３が充電される。   At this time, the switching element SW2 and the switching element SW1 are in an off state which is an initial state, that is, in an OPEN state on the circuit. In this state, the full-wave rectifying and smoothing circuit 7 is supplied with a current i14 that passes through the AC power supply Vac, the diode bridge B1, the smoothing electrolytic capacitor C3, the resistor R2, and the diode bridge B1 in this order, and the smoothing electrolytic capacitor C3. Is charged.

倍電圧整流平滑回路５には、交流電源Ｖａｃ、ダイオードＤ２、チャージアップ用電解コンデンサＣ１、ダイオードＤ１、および抵抗器Ｒ１をこの順で通る電流ｉ１２が流れ、チャージアップ用電解コンデンサＣ１が充電される。   In the voltage doubler rectifying / smoothing circuit 5, a current i12 passing through the AC power supply Vac, the diode D2, the charge-up electrolytic capacitor C1, the diode D1, and the resistor R1 in this order flows, and the charge-up electrolytic capacitor C1 is charged. .

また倍電圧整流平滑回路５には、交流電源Ｖａｃ、ダイオードＤ２、ダイオードＤ３、および平滑用電解コンデンサＣ２をこの順で通り、さらに全波整流平滑回路７の一部が共有されて抵抗器Ｒ２およびダイオードブリッジＢ１をこの順で通る電流ｉ１３が流れ、平滑用電解コンデンサＣ２が充電される。   The voltage doubler rectifying and smoothing circuit 5 passes through the AC power source Vac, the diode D2, the diode D3, and the smoothing electrolytic capacitor C2 in this order, and further, a part of the full-wave rectifying and smoothing circuit 7 is shared so that the resistor R2 and A current i13 passing through the diode bridge B1 in this order flows, and the smoothing electrolytic capacitor C2 is charged.

このように、抵抗器Ｒ２を介して平滑用電解コンデンサＣ３および平滑用電解コンデンサＣ２を充電し、抵抗器Ｒ１を介してチャージアップ用電解コンデンサＣ１を充電することで、各電解コンデンサＣ１〜Ｃ３に突入電流が流れることを防止することが可能である。   Thus, the electrolytic capacitor C3 and the smoothing electrolytic capacitor C2 are charged through the resistor R2, and the electrolytic capacitor C1 is charged up through the resistor R1, so that the electrolytic capacitors C1 to C3 are charged. It is possible to prevent an inrush current from flowing.

図１０は、起動後十分な時間が経過した後に、交流電源Ｖａｃの図中上側が「＋」、図中下側が「−」となった場合の動作を示す動作説明図である。   FIG. 10 is an operation explanatory diagram showing the operation when the upper side of the AC power supply Vac becomes “+” and the lower side of the drawing becomes “−” after a sufficient time has elapsed after startup.

ここで十分な時間が経過した後とは、前記図９の状態を経て、充電方向と逆方向の電流が流れても劣化につながらない程度またはそれ以上に、チャージアップ用電解コンデンサＣ１、平滑用電解コンデンサＣ２、および平滑用電解コンデンサＣ３が、それぞれ充電された状態になった後を指す。このときスイッチング素子ＳＷ２は、駆動回路２１によりオン状態となり、図中、平滑用電解コンデンサＣ３の負極からダイオードブリッジＢ１への方向も含めて双方向に電流を流すことが可能になり、スイッチング素子ＳＷ１は駆動回路１１によりオン状態となり、双方向に電流を流すことが可能になる。   Here, after a sufficient time has passed, after the state shown in FIG. 9, the charge-up electrolytic capacitor C1 and the smoothing electrolysis are to the extent that it does not lead to deterioration even if a current in the direction opposite to the charging direction flows. This is after the capacitor C2 and the smoothing electrolytic capacitor C3 are charged. At this time, the switching element SW2 is turned on by the drive circuit 21, and in the drawing, it is possible to flow a current in both directions including the direction from the negative electrode of the smoothing electrolytic capacitor C3 to the diode bridge B1, and the switching element SW1. Is turned on by the drive circuit 11 and current can flow in both directions.

図１０に示す状態では、全波整流平滑回路７には、交流電源Ｖａｃ、ダイオードブリッジＢ１、平滑用電解コンデンサＣ３、スイッチング素子ＳＷ２、およびダイオードブリッジＢ１をこの順で通る電流ｉ１５が流れ、平滑用電解コンデンサＣ３が充電される。抵抗器Ｒ２の両端をスイッチング素子ＳＷ２でほぼ短絡した状態とすることで、抵抗器Ｒ２にて発生し得る損失を低減することが可能である。   In the state shown in FIG. 10, the current i15 passing through the AC power supply Vac, the diode bridge B1, the smoothing electrolytic capacitor C3, the switching element SW2, and the diode bridge B1 in this order flows in the full-wave rectifying and smoothing circuit 7, The electrolytic capacitor C3 is charged. By making the both ends of the resistor R2 substantially short-circuited by the switching element SW2, it is possible to reduce the loss that can occur in the resistor R2.

倍電圧整流平滑回路５には、交流電源Ｖａｃ、スイッチング素子ＳＷ１、チャージアップ用電解コンデンサＣ１、ダイオードＤ３、平滑用電解コンデンサＣ２、スイッチング素子ＳＷ２、およびダイオードブリッジＢ１をこの順で通る電流ｉ１４が流れ、平滑用電解コンデンサＣ２は倍電圧整流平滑動作を行う。   In the voltage doubler rectifying / smoothing circuit 5, a current i14 flows through the AC power source Vac, the switching element SW1, the charge-up electrolytic capacitor C1, the diode D3, the smoothing electrolytic capacitor C2, the switching element SW2, and the diode bridge B1 in this order. The smoothing electrolytic capacitor C2 performs a double voltage rectification smoothing operation.

このように、抵抗器Ｒ２の両端をスイッチング素子ＳＷ２でほぼ短絡した状態とし、抵抗器Ｒ１を含む第１の直列回路の両端をスイッチング素子ＳＷ１でほぼ短絡した状態とすることで、抵抗器Ｒ２および抵抗器Ｒ１にて発生しうる損失を低減することが可能になる。   In this way, both ends of the resistor R2 are substantially short-circuited by the switching element SW2, and both ends of the first series circuit including the resistor R1 are substantially short-circuited by the switching element SW1, so that the resistors R2 and R2 It is possible to reduce the loss that can occur in the resistor R1.

図１１は、起動後十分な時間が経過した後に、交流電源Ｖａｃの図中上側が「−」、図中下側が「＋」となった場合の動作を示す動作説明図である。
ここでスイッチング素子ＳＷ２は駆動回路２１によりオン状態となり、図中平滑用電解コンデンサＣ３の負極からダイオードブリッジＢ１への方向も含めて双方向に電流を流すことが可能になり、スイッチング素子ＳＷ１は駆動回路１１によりオン状態となり、双方向に電流を流すことが可能になる。 FIG. 11 is an operation explanatory diagram showing an operation when the upper side of the AC power supply Vac becomes “−” and the lower side of the drawing becomes “+” after a sufficient time has elapsed after startup.
Here, the switching element SW2 is turned on by the drive circuit 21, and current can flow in both directions including the direction from the negative electrode of the smoothing electrolytic capacitor C3 to the diode bridge B1 in the figure, and the switching element SW1 is driven. The circuit 11 is turned on so that current can flow in both directions.

このとき、図９の電流ｉ１２，ｉ１３，ｉ１４とほぼ同様の電流ｉ１６，ｉ１７，ｉ１８が流れ得るが、いずれの電流も抵抗器Ｒ２の両端をスイッチング素子ＳＷ２でほぼ短絡した状態とし、抵抗器Ｒ１を含む第１の直列回路の両端をスイッチング素子ＳＷ１でほぼ短絡した状態とすることで、抵抗器Ｒ２および抵抗器Ｒ１にて発生しうる損失を低減することが可能になる。   At this time, currents i16, i17, and i18 that are substantially the same as the currents i12, i13, and i14 in FIG. 9 can flow. However, both the currents are in a state where both ends of the resistor R2 are substantially short-circuited by the switching element SW2, and the resistor R1. It is possible to reduce the loss that can occur in the resistor R2 and the resistor R1 by making both ends of the first series circuit including the circuit substantially short-circuited by the switching element SW1.

これ以降は、交流電源Ｖａｃの極性が反転するごとに、図１０と図１１の状態を繰り返し、平滑用電解コンデンサＣ２は倍電圧整流平滑動作を行う。   Thereafter, each time the polarity of the AC power supply Vac is inverted, the states of FIGS. 10 and 11 are repeated, and the smoothing electrolytic capacitor C2 performs the double voltage rectification smoothing operation.

したがって、交流電源Ｖａｃが電源オンした後に回路に流れる電流と電圧は、たとえば図１２（Ａ），（Ｂ）のタイミングチャートに示すように推移する。
図１２（Ａ）に示すように、時点ｔ０で交流電源Ｖａｃが電源オンすると、この例ではダイオードＤ１のカソードに「＋」の電荷がかかって倍電圧整流平滑回路５に電流はほぼ流れないため、チャージアップ用電解コンデンサＣ１にかかる電圧Ｖｃ１は０ｖのままとなる。全波整流平滑回路７では、平滑用電解コンデンサＣ３の充電が開始される。 Therefore, the current and voltage flowing in the circuit after the AC power supply Vac is turned on, for example, change as shown in the timing charts of FIGS.
As shown in FIG. 12 (A), when the AC power supply Vac is turned on at time t0, in this example, a positive charge is applied to the cathode of the diode D1, and almost no current flows through the voltage doubler rectifying and smoothing circuit 5. The voltage Vc1 applied to the charge-up electrolytic capacitor C1 remains 0v. In the full-wave rectifying and smoothing circuit 7, charging of the smoothing electrolytic capacitor C3 is started.

交流電源Ｖａｃの極性が入れ替わる時点ｔ１から、倍電圧整流平滑回路５ではダイオードＤ１のアノードに「＋」の電荷がかかるため、ここからチャージアップ用電解コンデンサＣ１および平滑用電解コンデンサＣ２に電圧がかかり始め、電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が上がり始める。またこのとき、駆動回路１１，２１の電解コンデンサＣ１１，Ｃ２１の電圧（図示省略）も上がり始める。   Since the positive voltage is applied to the anode of the diode D1 in the voltage doubler rectifying and smoothing circuit 5 from the time point t1 when the polarity of the AC power supply Vac is switched, a voltage is applied to the charge-up electrolytic capacitor C1 and the smoothing electrolytic capacitor C2 from here. At first, the voltages Vc1 and Vc2 start to rise. At this time, the voltages (not shown) of the electrolytic capacitors C11 and C21 of the drive circuits 11 and 21 also start to rise.

そして、電解コンデンサＣ１１，Ｃ２１に充分な電荷がチャージされた時点ｔ２で駆動回路１１，２１がスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２をそれぞれオンに切り替える。このときから、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２には双方向に電流が流れる状態になるため、チャージアップ用電解コンデンサＣ１に逆方向の電流も流れ、平滑用電解コンデンサＣ２が倍電圧に充電され始める。   Then, at time t2 when sufficient charges are charged in the electrolytic capacitors C11 and C21, the drive circuits 11 and 21 turn on the switching elements SW1 and SW2, respectively. From this time, a current flows in both directions through the switching elements SW1 and SW2, so that a reverse current also flows through the charge-up electrolytic capacitor C1, and the smoothing electrolytic capacitor C2 begins to be charged to a double voltage.

この一連の動作において、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２がオン状態となるまでの間、チャージアップ用電解コンデンサＣ１に突入電流が流れることは抵抗器Ｒ１によって防止され、平滑用電解コンデンサＣ２および平滑用電解コンデンサＣ３に突入電流が流れることは抵抗器Ｒ２によって防止される。たとえばチャージアップ用電解コンデンサＣ１であれば、図１２（Ｂ）に示すように電流Ｉｃ１の幅が抑制されている。   In this series of operations, the resistor R1 prevents the inrush current from flowing through the charge-up electrolytic capacitor C1 until the switching elements SW1 and SW2 are turned on. The smoothing electrolytic capacitor C2 and the smoothing electrolytic capacitor The inrush current flowing through C3 is prevented by resistor R2. For example, in the case of the charge-up electrolytic capacitor C1, the width of the current Ic1 is suppressed as shown in FIG.

以上の構成および動作により、起動時はダイオードＤ１によってチャージアップ用電解コンデンサＣ１に対して一方向のみ電流が流れるようにでき、チャージアップ用電解コンデンサＣ１に充電動作のみを行わせることができる。そして、起動後充分な時間が経過した後に駆動回路１１がスイッチング素子ＳＷ１でダイオードＤ１を短絡状態とすることで、チャージアップ用電解コンデンサＣ１を充放電可能とすることができる。   With the above configuration and operation, at the time of start-up, the diode D1 can cause the current to flow only in one direction to the charge-up electrolytic capacitor C1, and the charge-up electrolytic capacitor C1 can perform only the charging operation. Then, after a sufficient time has elapsed after the start-up, the drive circuit 11 can short-circuit the diode D1 with the switching element SW1, whereby the charge-up electrolytic capacitor C1 can be charged and discharged.

また、起動時において図８と図９のいずれの状態であってもチャージアップ用電解コンデンサＣ１に逆電圧が印加されることはなく、かつ、チャージアップ用電解コンデンサＣ１、平滑用電解コンデンサＣ２、および平滑用電解コンデンサＣ３のすべてに対して、突入電流が流れることを防止することが可能である。   Further, no reverse voltage is applied to the charge-up electrolytic capacitor C1 in any of the states of FIGS. 8 and 9 at the start-up, and the charge-up electrolytic capacitor C1, the smoothing electrolytic capacitor C2, It is possible to prevent an inrush current from flowing to all of the smoothing electrolytic capacitor C3.

さらに、一定時間が経過してチャージアップ用電解コンデンサＣ１、平滑用電解コンデンサＣ２、および平滑用電解コンデンサＣ３がそれぞれ充分に充電され、電解コンデンサＣ１〜Ｃ３が逆電流でも劣化しない状態になれば、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチを駆動回路１１，２１でそれぞれオンに切り替えるため、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を劣化させることなく倍電流整流を実現できる。   Furthermore, if a certain time has elapsed and the electrolytic capacitor C1 for charge-up, the electrolytic capacitor C2 for smoothing, and the electrolytic capacitor C3 for smoothing are sufficiently charged, and the electrolytic capacitors C1 to C3 are not deteriorated even by a reverse current, Since the switches of the switching elements SW1 and SW2 are turned on by the drive circuits 11 and 21, respectively, double current rectification can be realized without degrading the switching elements SW1 and SW2.

また、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２がオン状態になった後は、抵抗器Ｒ１，Ｒ２をバイパスするため、抵抗器Ｒ１，Ｒ２による電流損失と発熱を防止でき、効率のよい直流電圧の供給が行える。   In addition, since the resistors R1 and R2 are bypassed after the switching elements SW1 and SW2 are turned on, current loss and heat generation by the resistors R1 and R2 can be prevented, and an efficient DC voltage can be supplied.

また、２つの抵抗器Ｒ１，Ｒ２を、交流電源Ｖａｃから供給される電流が一方向にしか流れない箇所に設けているため、この一方向への抵抗となればよく、発熱量の低い安価な抵抗器で構成することができる。   In addition, since the two resistors R1 and R2 are provided at a location where the current supplied from the AC power supply Vac flows only in one direction, it is sufficient to provide resistance in this one direction, and the heat generation amount is low and the cost is low. It can consist of resistors.

このように、突入電流の防止、突入電流防止用の抵抗器Ｒ１，Ｒ２による損失低減、および電解コンデンサＣ１〜Ｃ３への逆方向電圧の印加防止を、新たな素子を追加することなく実現することができ、高い信頼性で高効率化が実現可能な突入防止機能を有するスイッチング電源装置２を提供できる。
そして、液晶や役物の大型化、ＣＰＵの高性能化が求められるパチンコやパチスロなどの遊技機に用いる電源として、好適なスイッチング電源装置２を提供できる。 Thus, prevention of inrush current, loss reduction by resistors R1 and R2 for preventing inrush current, and prevention of application of reverse voltage to electrolytic capacitors C1 to C3 are realized without adding new elements. Therefore, it is possible to provide the switching power supply device 2 having a rush prevention function capable of realizing high reliability and high efficiency.
And the switching power supply device 2 suitable as a power supply used for game machines, such as a pachinko and a pachislot machine in which the enlargement of a liquid crystal or an accessory, and the performance enhancement of CPU are calculated | required can be provided.

この発明の構成と、上述の実施形態との対応において、
この発明の電源装置は、実施形態のスイッチング電源装置１，２に対応し、
以下同様に、
第１系統の回路は、倍電圧整流平滑回路５に対応し、
第２系統の回路は、全波整流平滑回路７に対応し、
第１負荷は、負荷１０に対応し、
第２負荷は、負荷２０に対応し、
ブリッジ回路は、ダイオードブリッジＢ１に対応し、
チャージアップ用コンデンサは、チャージアップ用電解コンデンサＣ１に対応し、
平滑用コンデンサは、平滑用電解コンデンサＣ２に対応し、
第２系統の平滑用コンデンサは、平滑用電解コンデンサＣ３に対応し、
逆流防止回路は、ダイオードＤ１に対応し、
保護回路は、抵抗器Ｒ１のみ、または抵抗器Ｒ１，Ｒ２に対応し、
突入電流抑制回路は、抵抗器Ｒ１に対応し、
第２系統用の突入電流抑制回路は、抵抗器Ｒ２に対応し、
スイッチ回路は、スイッチング素子ＳＷ１および駆動回路１１に対応し、
第２系統用のスイッチ回路は、スイッチング素子ＳＷ２および駆動回路２１に対応し、
所定時期は、チャージアップ用電解コンデンサＣ１が逆電流に耐えられる程度充電された時期に対応し、
前記第１系統の回路と一部共用されて電流が流れる部位は、平滑用電解コンデンサＣ３の負極端子とダイオードブリッジＢ１の「−」端子との間の配線部位に対応するも、
この発明は、上述の実施形態の構成のみに限定されるものではなく、多くの実施の形態を得ることができる。 In correspondence between the configuration of the present invention and the above-described embodiment,
The power supply device of the present invention corresponds to the switching power supply devices 1 and 2 of the embodiment,
Similarly,
The first system circuit corresponds to the voltage doubler rectifying and smoothing circuit 5,
The second circuit corresponds to the full-wave rectifying and smoothing circuit 7,
The first load corresponds to the load 10,
The second load corresponds to the load 20,
The bridge circuit corresponds to the diode bridge B1,
The charge-up capacitor corresponds to the charge-up electrolytic capacitor C1,
The smoothing capacitor corresponds to the smoothing electrolytic capacitor C2,
The second type of smoothing capacitor corresponds to the smoothing electrolytic capacitor C3,
The backflow prevention circuit corresponds to the diode D1,
The protection circuit corresponds to only the resistor R1 or the resistors R1 and R2,
The inrush current suppression circuit corresponds to the resistor R1,
The inrush current suppression circuit for the second system corresponds to the resistor R2,
The switch circuit corresponds to the switching element SW1 and the drive circuit 11,
The switch circuit for the second system corresponds to the switching element SW2 and the drive circuit 21,
The predetermined time corresponds to the time when the charge-up electrolytic capacitor C1 is charged to the extent that it can withstand the reverse current,
The part through which the current flows while being partially shared with the circuit of the first system corresponds to the wiring part between the negative terminal of the smoothing electrolytic capacitor C3 and the “−” terminal of the diode bridge B1,
The present invention is not limited only to the configuration of the above-described embodiment, and many embodiments can be obtained.

実施例１のスイッチング電源装置の回路図。1 is a circuit diagram of a switching power supply device according to Embodiment 1. FIG. 実施例１のスイッチング電源装置の動作説明図。FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the switching power supply device according to the first embodiment. 実施例１のスイッチング電源装置の動作説明図。FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the switching power supply device according to the first embodiment. 実施例１のスイッチング電源装置の動作説明図。FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the switching power supply device according to the first embodiment. 実施例１のスイッチング電源装置の動作説明図。FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the switching power supply device according to the first embodiment. 実施例１のスイッチング電源装置のタイミングチャート説明図。FIG. 3 is an explanatory diagram of a timing chart of the switching power supply device according to the first embodiment. 実施例２のスイッチング電源装置の回路図。The circuit diagram of the switching power supply device of Example 2. FIG. 実施例２のスイッチング電源装置の動作説明図。FIG. 6 is an operation explanatory diagram of the switching power supply device according to the second embodiment. 実施例２のスイッチング電源装置の動作説明図。FIG. 6 is an operation explanatory diagram of the switching power supply device according to the second embodiment. 実施例２のスイッチング電源装置の動作説明図。FIG. 6 is an operation explanatory diagram of the switching power supply device according to the second embodiment. 実施例２のスイッチング電源装置の動作説明図 。FIG. 6 is an operation explanatory diagram of the switching power supply device according to the second embodiment. 実施例２のスイッチング電源装置のタイミングチャート説明図。Explanatory drawing of the timing chart of the switching power supply device of Example 2. FIG. 従来の倍電圧整流回路の回路図。The circuit diagram of the conventional voltage doubler rectifier circuit. 従来のコンデンサ充電回路の回路図。The circuit diagram of the conventional capacitor | condenser charging circuit.

１，２…スイッチング電源装置
５…倍電圧整流平滑回路
７…全波整流平滑回路
１０…負荷
１１…駆動回路
２０…負荷
２１…駆動回路
Ｂ１…ダイオードブリッジ
Ｃ１…チャージアップ用電解コンデンサ
Ｃ２…平滑用電解コンデンサ
Ｃ３…平滑用電解コンデンサ
Ｄ１…ダイオード
Ｒ１…抵抗器
Ｒ２…抵抗器
ＳＷ１…スイッチング素子
ＳＷ２…スイッチング素子
Ｖａｃ…交流電源
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1, 2 ... Switching power supply device 5 ... Voltage doubler rectification smoothing circuit 7 ... Full wave rectification smoothing circuit 10 ... Load 11 ... Drive circuit 20 ... Load 21 ... Drive circuit B1 ... Diode bridge C1 ... Electrolytic capacitor C2 for charge-up C2 ... For smoothing Electrolytic capacitor C3 ... electrolytic capacitor for smoothing D1 ... diode R1 ... resistor R2 ... resistor SW1 ... switching element SW2 ... switching element Vac ... AC power supply

Claims (4)

交流電源と、該交流電源の電圧をチャージアップする有極性のチャージアップ用コンデンサと、電圧を平滑化する平滑用コンデンサとで構成される倍電圧整流平滑回路を備えた電源装置であって、
前記チャージアップ用コンデンサの負極側に直列接続され、該チャージアップ用コンデンサを保護する保護回路と、
前記保護回路と並列に接続され、電源投入時にスイッチオフ状態で前記保護回路を有効にしておき所定時期にスイッチオンして前記保護回路をバイパスするスイッチ回路とを備えた
電源装置。 A power supply device comprising an AC power supply, a polar charge-up capacitor for charging up the voltage of the AC power supply, and a voltage doubler rectifying / smoothing circuit composed of a smoothing capacitor for smoothing the voltage,
A protection circuit that is connected in series to the negative electrode side of the charge-up capacitor and protects the charge-up capacitor;
A power supply device comprising: a switch circuit connected in parallel with the protection circuit, wherein the protection circuit is enabled in a switch-off state when power is turned on, and is switched on at a predetermined time to bypass the protection circuit. 前記保護回路を、
前記チャージアップ用コンデンサに充電方向と逆方向の電流が流れることを防止する逆流防止回路と、
前記チャージアップ用コンデンサに突入電流が流れることを抑制する突入電流抑制回路とで構成した
請求項１記載の電源装置。 The protection circuit;
A backflow prevention circuit for preventing a current in the direction opposite to the charging direction from flowing through the charge-up capacitor;
The power supply apparatus according to claim 1, comprising: an inrush current suppressing circuit that suppresses an inrush current from flowing through the charge-up capacitor. 前記チャージアップ用コンデンサと前記平滑用コンデンサと前記保護回路と前記スイッチ回路とで構成され、倍電圧にした直流電圧を第１負荷に供給する第１系統の回路と、電流の流れる方向を一方向にするブリッジ回路と電圧を平滑化する第２系統用の平滑用コンデンサとで構成され、平滑化した直流電圧を第２負荷に供給する第２系統の回路とを備え、
該第２系統の回路内で、前記第１系統の回路と一部共用されて電流が流れる部位に、突入電流が流れることを抑制する第２系統用の突入電流抑制回路を備えた
請求項１または２記載の電源装置。 A circuit of a first system configured to include the charge-up capacitor, the smoothing capacitor, the protection circuit, and the switch circuit and supplying a doubled DC voltage to the first load, and a current flow direction in one direction A second circuit for supplying a smoothed DC voltage to the second load, and a second circuit for smoothing the voltage.
2. An inrush current suppression circuit for a second system that suppresses an inrush current from flowing in a portion of the second system circuit that is partially shared with the first system circuit and through which an electric current flows. Or the power supply device of 2. 第２系統用の突入電流抑制回路と並列に接続され、電源投入時はスイッチオフ状態で前記第２系統用の突入電流抑制回路を有効にしておき所定時期にスイッチオンして前記第２系統用の突入電流抑制回路をバイパスする第２系統用のスイッチ回路を備えた
請求項３記載の電源装置。

It is connected in parallel with the inrush current suppression circuit for the second system, and when the power is turned on, the inrush current suppression circuit for the second system is enabled in a switch-off state and switched on at a predetermined time and used for the second system The power supply device according to claim 3, further comprising a switch circuit for a second system that bypasses the inrush current suppression circuit.

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