JP4479430B2 - Ultra-small current / frequency converter - Google Patents
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Description
本発明は、超微小電流をパルス周波数に変換して測定する超微小電流計などに用いられ、例えば放射線線量率を計測する放射線線量率計に用いて好適な超微小電流/周波数変換装置に関する。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is used in an ultra-micro ammeter that measures by converting an ultra-fine current into a pulse frequency. Relates to the device.
図6は、従来の超微小電流/周波数変換装置である。図6に示す超微小電流/周波数変換装置は、電流Iiが入力される演算増幅回路10と、この演算増幅回路10の入出力端の間に帰還素子として接続されたコンデンサ12と、基準電圧電源14と、この基準電圧電源14の基準電圧Vsと演算増幅回路10の出力電圧Voとを比較する電圧比較回路16と、電圧比較回路16の出力電圧に応じて一定幅Pdの負のパルス信号Pを出力する単安定マルチバイブレータ回路18と、この回路18から出力されるパルス信号Pの幅(パルス幅)Pdの時間だけ動作し、この動作時に演算増幅回路10への入力電流Iiを放電する定電流回路20とを備えて構成されている。その放電電流をIdとする。
このような構成の超微小電流/周波数変換装置においては、演算増幅回路10の出力電圧Voは、下式(1)で示すように経過時間Tに比例して上昇する。
FIG. 6 shows a conventional ultra-small current / frequency converter. 6 includes an
In the ultra-small current / frequency converter having such a configuration, the output voltage Vo of the
また、電圧比較回路16によって比較される出力電圧Voが基準電圧Vsを超えると、単安定マルチバイブレータ回路18が駆動し、電圧振幅Vdで一定幅(パルス幅)Pdのパルス信号Pを定電流回路20へ出力する。
定電流回路20は、パルス幅Pdの時間Tdだけ動作し、この動作時に、演算増幅回路10の入力電流Iiを放電する。即ち、放電電流Id×Tdなる電荷を放電する。この放電時に、演算増幅回路10の出力電圧Voは、下式(2)に示すように、放電した電荷Id×Td分だけ低下する。
Vo=1/C(Ii×T−Id×Td) …(2)
When the output voltage Vo compared by the voltage comparison circuit 16 exceeds the reference voltage Vs, the
The constant current circuit 20 operates for a time Td with a pulse width Pd, and discharges the input current Ii of the
Vo = 1 / C (Ii × T−Id × Td) (2)
但し、Cは、コンデンサ12の静電容量であるとする。
このとき、入力電流Iiによる積分電荷Ii×Tと、放電電流Idによる放電電荷Id×Tdが釣り合えば、出力電圧Vo=0Vとなる。このような出力電圧Voの動作に応じた周波数(パルス信号Pの周波数)1/Tは、下式(3)に示すように、入力電流Iiに比例するので、パルス信号Pの周波数1/Tを測定することにより入力電流Iiを測定することができる。
Vo=0
Ii×T=Id×Td
1/T={1/(Id×Td)}Ii …(3)
この種の従来の装置として、例えば特許文献1および2に記載のものがある。
At this time, if the integrated charge Ii × T due to the input current Ii and the discharge charge Id × Td due to the discharge current Id are balanced, the output voltage Vo = 0V. Since the frequency (frequency of the pulse signal P) 1 / T according to the operation of the output voltage Vo is proportional to the input current Ii as shown in the following equation (3), the
Vo = 0
Ii × T = Id × Td
1 / T = {1 / (Id × Td)} Ii (3)
As this type of conventional apparatus, there are those described in
しかし、従来の超微小電流/周波数変換装置においては、入力電流Iiが10fA(フェムトアンペア:10−15)程度の超微小電流を、パルス信号Pの周波数1/T=0.1Hz、パルス幅Pd=1μsで測定する場合、定電流回路20の一定な放電電流Idが10−7Aとなって、定電流回路20のインピーダンスが高くなるので、パルス幅Pdと定電流Idの精度を高精度に確保することができなくなる。
However, in the conventional very small current / frequency converter, the very small current having the input current Ii of about 10 fA (femtoampere: 10 −15 ), the
即ち、図7に示すように、定電流回路20の放電電圧Vdを1Vとすると、放電抵抗Rdは10MΩとなるので、放電電流Idは10−7Aとなる。また、定電流回路20の浮遊静電容量Csを10pFとすると、定電流回路20の応答時定数は100μsとなり、パルス幅Pdの1μsに対して非常に大きくなるので、パルス幅Pdの精度を確保することができなくなる。 That is, as shown in FIG. 7, when the discharge voltage Vd of the constant current circuit 20 is 1 V, the discharge resistance Rd is 10 MΩ, so the discharge current Id is 10 −7 A. Further, when the stray capacitance Cs of the constant current circuit 20 is 10 pF, the response time constant of the constant current circuit 20 is 100 μs, which is very large with respect to 1 μs of the pulse width Pd, so that the accuracy of the pulse width Pd is ensured. Can not do.
このような超微小電流/周波数変換装置の基準電圧Vsは0.1V程度であり、また、積分用のコンデンサ12の静電容量Cfは、入力電流Ii=10fA、パルス信号Pの周波数1/T=0.1Hzとすると、下式(4)に示すように、1pF程度になる。このため、図示せぬ周辺回路との間の静電容量変化により感度が変化しやすく、また、ノイズ誘導に影響が大きくなり、非常に小さいノイズ誘導によりパルスが出力されやすい。
Cf=Q/V=(1/V)(Ii×T)=(1/0.1)(10−14×10)=1pF …(4)
The reference voltage Vs of such a very small current / frequency converter is about 0.1 V, and the capacitance Cf of the integrating
Cf = Q / V = (1 / V) (Ii × T) = (1 / 0.1) (10 −14 × 10) = 1 pF (4)
このような理由によって、超微小電流/周波数変換装置の入力電流Iiを高精度に高い周波数まで測定することができず、また、測定範囲が狭いという問題がある。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、入力電流を高精度に高い周波数まで変換することができ、その測定範囲をより広範囲とすることができる超微小電流/周波数変換装置を提供することを目的としている。
For these reasons, there is a problem that the input current Ii of the ultra-small current / frequency converter cannot be measured with high accuracy up to a high frequency, and the measurement range is narrow.
The present invention has been made in view of such a problem, and is capable of converting an input current to a high frequency with high accuracy, and an ultrafine current / frequency conversion capable of widening the measurement range. The object is to provide a device.
上記目的を達成するために、本発明の請求項1による超微小電流/周波数変換装置は、10 −14 A〜10 −7 Aの範囲の超微小電流の入力電流を周波数に変換する超微小電流/周波数変換装置であって、前記入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力する積分増幅回路と、前記積分増幅回路から出力される電圧に比例した周波数で且つデューティ比が50%のパルス信号を出力する周波数変換回路と、前記積分増幅回路の入力電流入力端と接地端との間にダイオード及び抵抗器を直列に接続し、この接続部分と前記周波数変換回路のパルス信号出力端との間にコンデンサを接続し、前記抵抗器の抵抗値と前記コンデンサの静電容量とに応じて定まる当該コンデンサの充放電の時定数を前記パルス信号のパルス幅に比べ十分小さく定めたポンピング回路とを備え、前記ポンピング回路は、前記パルス信号の供給時に前記積分増幅回路に蓄積された電荷を放電することを特徴とする。
To achieve the above object, Ultra Low Current / frequency converter according to
この構成によれば、デューティ比が50%のパルス信号がポンピング回路に入力されることによって、ポンピング回路においては、そのパルス信号の「L」レベルのパルス幅の間に、積分増幅回路に蓄積された電荷がダイオードを介してコンデンサに引き込まれて蓄積され、この蓄積された電荷が抵抗器を介して放電される。この際、デューティ比50%のパルス信号の「L」のパルス幅の間にコンデンサが完全に近い充放電を行うので、抵抗器の抵抗値とコンデンサの静電容量とに応じて定まる当該コンデンサの充放電の時定数の限界(ポンピング回路の限界)まで変換が可能になる。このように、パルス信号の周波数を高精度により高い周波数まで上げることができるので、入力電流を高精度に高い周波数まで測定することができ、その測定範囲をより広範囲とすることができる。 According to this configuration, when a pulse signal having a duty ratio of 50% is input to the pumping circuit, in the pumping circuit, during the “L” level pulse width of the pulse signal, the pulse signal is accumulated in the integral amplifier circuit. The accumulated electric charge is drawn into the capacitor through the diode and accumulated, and the accumulated electric charge is discharged through the resistor. At this time, the capacitor performs charge and discharge almost completely during the pulse width of “L” of the pulse signal having a duty ratio of 50%, and therefore, the capacitance of the capacitor determined according to the resistance value of the resistor and the capacitance of the capacitor. Conversion is possible up to the limit of the charge / discharge time constant (limit of the pumping circuit). Thus, since the frequency of the pulse signal can be raised to a higher frequency with high accuracy, the input current can be measured to a higher frequency with high accuracy, and the measurement range can be made wider.
また、本発明の請求項2による超微小電流/周波数変換装置は、請求項1において、前記周波数変換回路と前記ポンピング回路との間に、単安定マルチバイブレータ回路を接続したことを特徴とする。
この構成によれば、周波数変換回路から出力されるパルス信号を、単安定マルチバイブレータ回路で一定幅の安定したパルス信号とすることができるので、より安定的に入力電流の放電を行うことができる。
According to a second aspect of the present invention, there is provided the ultra-small current / frequency conversion device according to the first aspect, wherein a monostable multivibrator circuit is connected between the frequency conversion circuit and the pumping circuit. .
According to this configuration, the pulse signal output from the frequency conversion circuit can be converted into a stable pulse signal having a certain width by the monostable multivibrator circuit, so that the input current can be discharged more stably. .
また、本発明の請求項3による超微小電流/周波数変換装置は、請求項1または2において、前記積分増幅回路における前記入力電流の入力側に、抵抗器とコンデンサとを組合せ、前記入力電流における矩形波の立ち上がりを遅らせて前記積分増幅回路に入力する積分回路を接続したことを特徴とする。
この構成によれば、バースト的にパルス状の電流が入力された際でも、そのパルス波形の立ち上がりを遅らせることができるので、積分増幅回路の出力波形を滑らかに立ち上がって徐々にレベル低下する波形とすることができる。これによって、積分増幅回路の出力のピーク電圧を低くすることができ、その分、バースト入力波高値の測定範囲を広くすることができる。
According to a third aspect of the present invention, there is provided an ultra-small current / frequency converter according to the first or second aspect, wherein a resistor and a capacitor are combined on the input side of the input current in the integral amplifier circuit, and the input current An integration circuit for delaying the rise of the rectangular wave and inputting to the integration amplifier circuit is connected.
According to this configuration, even when a pulsed current is input in bursts, the rise of the pulse waveform can be delayed, so that the output waveform of the integral amplifier circuit rises smoothly and gradually decreases in level. can do. Thereby, the peak voltage of the output of the integrating amplifier circuit can be lowered, and the measurement range of the burst input peak value can be widened accordingly.
また、本発明の請求項4による超微小電流/周波数変換装置は、請求項1から3の何れか1項において、前記ポンピング回路のダイオードにおける温度変化に依存する順方向電圧の変化分、前記パルス信号の振幅を変化させる温度補償手段を更に備えたことを特徴とする。
この構成によれば、例えば温度上昇によってダイオードの順方向電圧が低下した分、コンデンサに供給されるパルス信号の振幅が低くされるので、ダイオードの順方向電圧が低下してコンデンサへの放電電流が多くなった分、コンデンサに供給されるパルス信号の振幅が低くなって放電電流が少なくなり相殺される。これによって、適正な放電電流の量とすることができる。
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the ultra-small current / frequency conversion device according to any one of the first to third aspects, wherein the forward voltage change depending on the temperature change in the diode of the pumping circuit, A temperature compensation means for changing the amplitude of the pulse signal is further provided.
According to this configuration, for example, the amplitude of the pulse signal supplied to the capacitor is reduced by an amount corresponding to a decrease in the forward voltage of the diode due to a temperature rise, so that the forward voltage of the diode is reduced and the discharge current to the capacitor is increased. As a result, the amplitude of the pulse signal supplied to the capacitor is reduced, and the discharge current is reduced and offset. As a result, an appropriate amount of discharge current can be obtained.
また、本発明の請求項5による超微小電流/周波数変換装置は、請求項1から3の何れか1項において、前記ポンピング回路のダイオードにおける温度変化に依存する順方向電圧の変化を補償する電圧データ値と、前記ダイオードの測定温度が数値化された温度値とが対応付けられた数値表が記憶され、この数値表から前記ダイオードの実測温度に対応する温度値に対応付けられた電圧データ値を読み出し、この電圧データ値に対応する電圧を前記パルス信号の振幅とする温度補償手段を更に備えたことを特徴とする。 According to a fifth aspect of the present invention, in the ultra-small current / frequency converter according to any one of the first to third aspects, a forward voltage change depending on a temperature change in the diode of the pumping circuit is compensated. A numerical table in which a voltage data value and a temperature value in which the measured temperature of the diode is digitized is stored, and voltage data corresponding to a temperature value corresponding to the measured temperature of the diode is stored from this numerical table. A temperature compensation means is further provided for reading the value and using the voltage corresponding to the voltage data value as the amplitude of the pulse signal.
この構成によれば、例えば温度上昇によってダイオードの順方向電圧が低下すると、これを補償する電圧データ値に対応する電圧をパルス信号の振幅とするようにした。つまり、ダイオードの順方向電圧が低下した分、コンデンサに供給されるパルス信号の振幅が低くされるので、ダイオードの順方向電圧が低下してコンデンサへの放電電流が多くなった分、コンデンサに供給されるパルス信号の振幅が低くなって放電電流が少なくなり相殺される。これによって、適正な放電電流の量とすることができる。 According to this configuration, for example, when the forward voltage of the diode decreases due to a temperature rise, the voltage corresponding to the voltage data value for compensating for this is set as the amplitude of the pulse signal. In other words, the amplitude of the pulse signal supplied to the capacitor is reduced by the amount of decrease in the diode forward voltage, so that the amount of discharge current to the capacitor increases due to the decrease in the diode forward voltage. The amplitude of the pulse signal is reduced, and the discharge current is reduced and offset. As a result, an appropriate amount of discharge current can be obtained.
以上説明したように本発明によれば、入力電流を高精度に高い周波数まで変換することができ、その測定範囲をより広範囲とすることができるという効果がある。 As described above, according to the present invention, the input current can be converted to a high frequency with high accuracy, and the measurement range can be made wider.
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。
(第1の実施の形態)
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る超微小電流/周波数変換装置の構成を示す図である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. However, parts corresponding to each other in all the drawings in this specification are denoted by the same reference numerals, and description of the overlapping parts will be omitted as appropriate.
(First embodiment)
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an ultra-small current / frequency converter according to a first embodiment of the present invention.
図1に示す超微小電流/周波数変換装置は、電流Iiが入力される演算増幅回路10と、この演算増幅回路10の入出力端の間に帰還素子として接続された積分用のコンデンサ12と、演算増幅回路10の出力電圧Voに比例した周波数で且つデューティ比=50%のパルス信号P1を出力する電圧周波数変換回路30と、電圧周波数変換回路30の出力パルス信号P1に応じて各々が同一幅のパルス幅PdL,PdHのパルス信号P2を出力する単安定マルチバイブレータ回路18と、この回路18から出力されるパルス信号P2に応じて動作することによって演算増幅回路10への入力電流Iiを、放電電流Idとして放電するポンピング回路32とを備えて構成されている。なお、電圧周波数変換回路30は、上記の機能に加え、小電圧で高周波数のパルス信号P1を出力できるタイプのものである。
1 includes an
ポンピング回路32は、入力電流Iiが順方向に流れる方向に直列に接続されたポンピングダイオード34及び抵抗器36と、これら接続部分と単安定マルチバイブレータ回路18の出力端との間に接続されたポンピングコンデンサ38とを備えて構成されている。
また、抵抗器36の抵抗値R2の大きさは、ポンピングコンデンサ38が完全に近い充放電(後述で説明)をするように、充放電時定数(Cp×R2)が単安定マルチバイブレータ回路18からのパルス信号P2の「L」レベルのパルス幅PdLに比べ十分小さく選定してある。
The pumping circuit 32 includes a pumping diode 34 and a resistor 36 connected in series in a direction in which an input current Ii flows in the forward direction, and a pumping connected between the connection portion and the output terminal of the
The resistance value R2 of the resistor 36 is such that the charge / discharge time constant (Cp × R2) is from the
次に、このような構成の超微小電流/周波数変換装置の動作を説明する。
演算増幅回路10及びコンデンサ12により構成される積分回路に、入力電流Iiによる電荷が蓄積され、この蓄積電荷に比例する出力電圧Voが電圧周波数変換回路30へ出力される。
電圧周波数変換回路30からは、その出力電圧Voに比例した周波数で且つデューティ比=50%のパルス信号P1が出力され、これが単安定マルチバイブレータ回路18に入力される。単安定マルチバイブレータ回路18からは、その入力パルス信号P1の周期のパルス幅PdL,PdHのパルス信号P2が出力される。そして、このパルス信号P2がポンピング回路32に入力される。
Next, the operation of the ultra-small current / frequency converter having such a configuration will be described.
Charges due to the input current Ii are accumulated in an integrating circuit constituted by the
The voltage frequency conversion circuit 30 outputs a pulse signal P1 having a frequency proportional to the output voltage Vo and a duty ratio = 50%, and this is input to the
次に、ポンピング回路32の動作を説明するが、ポンピングコンデンサ38の一方の電極の電圧をVC1、他方の電極の電圧をVC2とする。
ポンピングコンデンサ38に、パルス信号P2の「H」レベルの区間PdHが供給されている場合、当該コンデンサ38には充電電圧VHが供給されているので、一方の電極の電圧VC1は充電電圧VHとなり、この充電電圧VHに応じた電荷がポンピングコンデンサ38に蓄積される。
この電荷の蓄積によってポンピングダイオード34がオフとなり、ポンピングコンデンサ38に蓄積された電荷が抵抗器36を介してアースへ放電される。従って、ポンピングコンデンサ38の他方の電極の電圧VC2は0Vとなる。
Next, the operation of the pumping circuit 32 will be described. The voltage of one electrode of the pumping capacitor 38 is VC1, and the voltage of the other electrode is VC2.
The pumping capacitor 38, if the section Pd H "H" level of the pulse signal P2 is supplied, since on the capacitor 38 is charged voltage V H is supplied, the voltage VC1 of the one electrode charging voltage V The electric charge corresponding to the charging voltage V H is accumulated in the pumping capacitor 38.
This accumulation of charge turns off the pumping diode 34 and the charge accumulated in the pumping capacitor 38 is discharged to the ground via the resistor 36. Accordingly, the voltage VC2 of the other electrode of the pumping capacitor 38 is 0V.
次に、パルス信号P2の「L」レベルの区間PdLがポンピングコンデンサ38に供給されている場合、当該ポンピングコンデンサ38の一方の電極の電圧VC1が充電電圧VLとなり、他方の電極の電圧VC2がVC相当分負電圧値に移行するので、ポンピングダイオード34のカソード端が負電圧値となってオンとなり、これによって、コンデンサ12に蓄積された電荷がポンピングダイオード34を介して流れることになる。
Next, when the section Pd L of the “L” level of the pulse signal P2 is supplied to the pumping capacitor 38, the voltage VC1 of one electrode of the pumping capacitor 38 becomes the charging voltage VL , and the voltage VC2 of the other electrode. Shifts to a negative voltage value corresponding to VC, the cathode terminal of the pumping diode 34 is turned on with a negative voltage value, whereby the charge accumulated in the
つまり、ポンピングコンデンサ38は、負のパルス幅PdLが当該ポンピングコンデンサ38に供給される間に、コンデンサ12の蓄積電荷を放電電流Idとして抜き取って蓄積し、この蓄積された電荷を抵抗器36を介して放電する。
ここで、ポンピング回路32による放電電流Idは、パルス信号P2の周波数をfとすると、次式(5)となる。
Id=f×Cp×Vc …(5)
That is, while the negative pulse width Pd L is supplied to the pumping capacitor 38, the pumping capacitor 38 extracts and accumulates the accumulated charge of the
Here, the discharge current Id generated by the pumping circuit 32 is expressed by the following equation (5), where f is the frequency of the pulse signal P2.
Id = f × Cp × Vc (5)
また、ポンピングコンデンサ38の静電容量Cpは、式(5)から次式(6)のように求められる。
Cp=Id/(f×Vc) …(6)
ここで、Id=10−14A、f=0.1Hz、Vc=0.1Vと数値を当てはめると、静電容量Cp=1pFとなる。
但し、実際には、ポンピングダイオード34及び抵抗器36の順方向電圧の降下分の電圧と、ポンピングコンデンサ38の電極間の静電容量により損失する分を加算する必要がある。
Further, the capacitance Cp of the pumping capacitor 38 is obtained from the following equation (6) from the equation (5).
Cp = Id / (f × Vc) (6)
Here, when Id = 10 −14 A, f = 0.1 Hz, and Vc = 0.1 V, the capacitance Cp = 1 pF.
However, actually, it is necessary to add the voltage corresponding to the drop in the forward voltage of the pumping diode 34 and the resistor 36 and the loss due to the capacitance between the electrodes of the pumping capacitor 38.
上記のように、デューティ比=50%のパルス信号P2がポンピング回路32に入力されることによって、ポンピング回路32は、そのパルス信号P2の「L」のパルス幅PdLの間に、入力電流Iiによってコンデンサ12に蓄積すると共に、この蓄積された電荷を放電電流Idとして放電するので、パルス信号P2の周波数を測定することにより入力電流Iiを測定することができる。 As described above, by the duty ratio = 50% of the pulse signal P2 is input to the pumping circuit 32, a pumping circuit 32, between the pulse width Pd L "L" of the pulse signal P2, the input current Ii And the accumulated electric charge is discharged as the discharge current Id, so that the input current Ii can be measured by measuring the frequency of the pulse signal P2.
また、抵抗器36の抵抗値R2の大きさは、充放電時定数(Cp×R2)が単安定マルチバイブレータ回路18からのパルス信号P2の「L」のパルス幅PdLに比べ十分小さくなるように選定してあるので、ポンピングコンデンサ38が完全に近い充放電を行う。
このような第1の実施の形態の超微小電流/周波数変換装置によれば、次に説明するような効果がある。
The size of the resistance value R2 of the resistor 36, the charge and discharge time constant (Cp × R2) is sufficiently small so compared with the pulse width Pd L "L" of the pulse signal P2 from the
According to the ultra-small current / frequency converter of the first embodiment, there is an effect described below.
従来例の超微小電流/周波数変換装置では、演算増幅回路10の出力電圧Voと基準電圧Vsとを比較する電圧比較回路16を用いていたので、積分用のコンデンサ12の静電容量Cfを大きくすると、超微小な入力電流Iiを測定するために必要な高周波数を得ることができなかった。そこでコンデンサ12の静電容量Cfを小さくして対応していたために従来例で説明したような問題が生じていた。
Since the ultra-small current / frequency conversion device of the conventional example uses the voltage comparison circuit 16 that compares the output voltage Vo of the
しかし、第1の実施の形態においては、入力される電圧Voに比例した周波数のパルス信号P1を出力可能な電圧周波数変換回路30を用いた。つまり、電圧Voが高ければ高いほど高周波数のパルス信号P1を出力することができるので、コンデンサ12の静電容量Cfを大きくしても、入力電荷を積分して演算増幅回路10の出力電圧Voが大きくなれば、高周波数のパルス信号P1を出力することができる。なお、従来技術では、出力周波数はCfと入力電流と1パルス当たりの放電電流で決まるので、Cfを大きくすることはできなかった。
However, in the first embodiment, the voltage frequency conversion circuit 30 capable of outputting the pulse signal P1 having a frequency proportional to the input voltage Vo is used. That is, the higher the voltage Vo, the higher the frequency of the pulse signal P1 that can be output. Therefore, even if the capacitance Cf of the
上記の高周波数のパルス信号P1に対応する安定したパルス信号P2を用いれば、より高精度に入力電流Iiを測定することができる。
また、電圧周波数変換回路30の一般的な感度は1MHz/5Vなので、0.1Hz程度の周波数のパルス信号P1を得る場合、演算増幅回路10から入力される電圧Voは、1MHz/5Vならば0.1Hz/0.5μVとなる。
この時の入力電流Iiを10fAとすると、0.1Hz(10秒)の積分電荷は、0.1pCとなり積分用のコンデンサ12の静電容量Cfは0.2μFとなる。つまり、C=Q/V=0.1e−12/0.5e−6=0.2e−6Fとなる。従って、従来例の1pFと比べ格段に大きな値とすることができるので、超微小電流/周波数変換装置のインピーダンスが下がり、より安定な回路動作を行わせることができる。
If the stable pulse signal P2 corresponding to the high frequency pulse signal P1 is used, the input current Ii can be measured with higher accuracy.
Further, since the general sensitivity of the voltage frequency conversion circuit 30 is 1 MHz / 5V, when the pulse signal P1 having a frequency of about 0.1 Hz is obtained, the voltage Vo input from the
If the input current Ii at this time is 10 fA, the integrated charge at 0.1 Hz (10 seconds) is 0.1 pC, and the electrostatic capacitance Cf of the integrating
つまり、コンデンサ12の静電容量Cfが従来の1pFに比べ0.1μFと格段に大きいので、図示せぬ周辺回路との間の静電容量変化による感度が変化しにくくなり、また、ノイズ誘導の影響が小さくなる。従って、超微小電流/周波数変換装置の入力電流Iiを高精度に測定することができる。
また、デューティ比=50%のパルス信号P2の「L」のパルス幅PdLの間に、ポンピングコンデンサ38が完全に近い充放電を行うようにしたので、パルス信号P2の周波数を高精度により高い周波数まで上げることができる。従って、入力電流Iiを高精度に高い周波数まで測定することができ、その測定範囲をより広範囲(10−14A〜10−7A)とすることができる。
That is, since the capacitance Cf of the
In addition, since the pumping capacitor 38 is charged and discharged almost completely during the “L” pulse width Pd L of the pulse signal P2 with the duty ratio = 50%, the frequency of the pulse signal P2 is increased with high accuracy. Can be raised to frequency. Therefore, the input current Ii can be measured to a high frequency with high accuracy, and the measurement range can be made wider (10 −14 A to 10 −7 A).
(第2の実施の形態)
図2は、本発明の第2の実施の形態に係る超微小電流/周波数変換装置の構成を示す図である。
図2に示す超微小電流/周波数変換装置は、図1に示した超微小電流/周波数変換装置における演算増幅回路10の電流Iiの入力端に、2つの抵抗器41と42を直列に接続し、この接続部分とアースとの間にコンデンサ43を接続してなる積分回路44を接続して構成したものである。つまり、入力電流Iiが積分回路44を介して演算増幅回路10に入力されるようになっている。
(Second Embodiment)
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of an ultra-small current / frequency converter according to the second embodiment of the present invention.
The ultra-small current / frequency converter shown in FIG. 2 has two
このように入力側に積分回路44を接続したのは、入力電流Iiが図3(a)に示すように、あるバースト時間t1の間「H」レベルとなるパルス状(矩形波)に入力された際に、演算増幅回路10にコンデンサ12を接続して構成される積分アンプが飽和レベルとならないようにするためである。
例えば、加速器施設のように、バースト時間が500μs程度のパルス状の放射線が発生する場合、その放射線量を積算値で測定する必要があり、更に、測定器の性能として定常的な放射線を測定する精度の他に、バーストで到来した放射線の積分値を精度よく測定する必要がある。
In this way, the integration circuit 44 is connected to the input side because the input current Ii is input in a pulse shape (rectangular wave) that is at the “H” level for a certain burst time t1, as shown in FIG. This is to prevent the integrating amplifier configured by connecting the
For example, when pulsed radiation having a burst time of about 500 μs is generated as in an accelerator facility, it is necessary to measure the radiation dose as an integrated value, and to measure stationary radiation as the performance of the measuring instrument. In addition to accuracy, it is necessary to accurately measure the integrated value of radiation that arrives in bursts.
バースト入力の際の上限は、積分アンプの出力電圧の上限(飽和電圧)で決まるので、図3(b)に示すようにバースト入力で積分アンプの出力電圧が上昇し、これに伴って電圧周波数変換回路30の出力周波数も上昇する。その周波数に応じたパルス信号P2でポンピング回路32が駆動されて積分電荷が放電されると、積分アンプの出力電圧は指数関数的(時定数=10ms程度)に低下する。 Since the upper limit at the time of burst input is determined by the upper limit (saturation voltage) of the output voltage of the integrating amplifier, the output voltage of the integrating amplifier rises at the burst input as shown in FIG. The output frequency of the conversion circuit 30 also increases. When the pumping circuit 32 is driven by the pulse signal P2 corresponding to the frequency and the integrated charge is discharged, the output voltage of the integrating amplifier drops exponentially (time constant = about 10 ms).
このことから、バースト入力によって積分アンプが飽和しないようにできれば、バースト入力の上限を大きくすることができるので、積分回路44を介して電流Iiが演算増幅回路10に入力されるようにした。
積分回路44は、図3(a)に示したパルス状の電流Iiの立ち上がりを遅らせるように時定数が設定されている。例えば、時定数が数msに設定されている。
Therefore, if the integrating amplifier can be prevented from being saturated by the burst input, the upper limit of the burst input can be increased, so that the current Ii is input to the
The integration circuit 44 has a time constant set so as to delay the rise of the pulsed current Ii shown in FIG. For example, the time constant is set to several ms.
バースト入力の時間が500μsであり、演算増幅回路10の出力が減衰時定数10msである場合に、積分回路44を挿入した場合、演算増幅回路10の出力波形が図3(c)に示すように、滑らかに立ち上がって徐々にレベル低下する波形となる。この波形の場合、演算増幅回路10の出力のピーク電圧が積分回路44の効果でより低くなり、その分、徐々にレベル低下して広がる。この結果、演算増幅回路10の出力のピーク電圧が低くなった分、より大きいバースト入力の直線性がよくなる。
このような第2の実施の形態の超微小電流/周波数変換装置によれば、電流Iiの入力側に直列に積分回路44を挿入したので、演算増幅回路10を用いた積分アンプの出力のピーク電圧を低くすることができ、その分、バースト入力波高値の測定範囲を広くすることができる。
If the integration circuit 44 is inserted when the burst input time is 500 μs and the output of the
According to the ultra-small current / frequency conversion device of the second embodiment, since the integration circuit 44 is inserted in series on the input side of the current Ii, the output of the integration amplifier using the
(第3の実施の形態)
図4は、本発明の第3の実施の形態に係る超微小電流/周波数変換装置の構成を示す図である。
図4に示す超微小電流/周波数変換装置は、図1に示した超微小電流/周波数変換装置の単安定マルチバイブレータ回路18とポンピングコンデンサ38との間に、切替スイッチ51を接続し、この切替スイッチ51に温度補償回路53を接続して構成したものである。
(Third embodiment)
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of an ultra-small current / frequency converter according to the third embodiment of the present invention.
The ultra-small current / frequency converter shown in FIG. 4 has a
温度補償回路53は、切替スイッチ51に出力端が接続された演算増幅回路54の入出力端の間に帰還素子としてダイオード57及び抵抗器58が直列接続され、この接続側の入力端とアース間に可変直流電源55及び抵抗器56が直列接続され、他方の入力端にアースが接続されている。この温度補償回路53は、可変直流電源55で設定されるレベルの電圧を出力するようになっている。
In the temperature compensating circuit 53, a
切替スイッチ51は、その制御端が単安定マルチバイブレータ回路18のパルス信号P2の出力端に接続され、可動端がポンピングコンデンサ38に接続され、一方の固定端が温度補償回路53に、他方の固定端がアースに接続されている。
この切替スイッチ51は、パルス信号P2の「H」が供給されると、ポンピングコンデンサ38に温度補償回路53を接続し、「L」が供給されると、ポンピングコンデンサ38にアースが接続されるようにスイッチング動作を行う。つまり、温度補償回路53から出力される電圧値を波高値とするパルス信号を、パルス信号P2としてポンピングコンデンサ38へ供給する。
The
The
このように、切替スイッチ51と温度補償回路53を接続した理由を説明する。
上記第1の実施の形態で説明したように、ポンピング回路32にポンピングダイオード34を使用して、そのスイッチ特性により積分増幅回路のコンデンサ12に溜めた電荷を放電電流Idとしてポンピングコンデンサ38へ放電している。しかし、そのポンピングダイオード34のスイッチ特性には温度依存性があり、温度が上昇すると順方向電圧が低下(約2mv/℃)する。このため温度が上昇して順方向電圧が低下すると、放電電荷量が多くなって演算増幅回路10の出力電圧が低下し、これによって電圧周波数変換回路30の出力周波数が低下することになる。
The reason why the
As described in the first embodiment, the pumping diode 34 is used in the pumping circuit 32, and the charge accumulated in the
これを避けるためには、温度変化によりポンピングダイオード34の順方向電圧が低下した分、ポンピングコンデンサ38に供給するパルス信号P2の波高値(振幅値)を低くする機能を追加すればよい。パルス信号P2の波高値と放電電流Idの量とは、波高値が高ければ放電電流Idが多く流れ、低ければ少なく流れる関係にある。
つまり、温度上昇によって順方向電圧が低下してポンピングコンデンサ38への放電電流Idが多くなった分、ポンピングコンデンサ38に供給するパルス信号P2の波高値を低くして放電電流Idを少なくすれば、適正な放電電流Idの量とすることができる。温度が下降した場合は、その逆となる。
In order to avoid this, a function of reducing the peak value (amplitude value) of the pulse signal P2 supplied to the pumping capacitor 38 by the amount corresponding to the decrease in the forward voltage of the pumping diode 34 due to the temperature change may be added. The crest value of the pulse signal P2 and the amount of the discharge current Id have a relationship in which the discharge current Id flows more if the crest value is higher and flows less if the crest value is lower.
That is, if the forward voltage decreases due to the temperature rise and the discharge current Id to the pumping capacitor 38 increases, the peak value of the pulse signal P2 supplied to the pumping capacitor 38 is lowered to reduce the discharge current Id. An appropriate amount of discharge current Id can be obtained. The reverse is true if the temperature drops.
このように第3の実施の形態の超微小電流/周波数変換装置によれば、温度変化によってポンピングダイオード34の順方向電圧が変化した場合、その変化分、電圧レベルを変化させた電圧を温度補償回路53で発生させ、この電圧を切替スイッチ51を介してパルス信号P2の波高値としてポンピングコンデンサ38に供給するようにした。これによって、適正な放電電流Idの量とすることができる。
なお、本実施の形態で説明した切替スイッチ51及び温度補償回路53を有して成る温度補償手段は、図2に示した構成の超微小電流/周波数変換装置に付加しても同様の効果を得ることができる。
As described above, according to the ultra-small current / frequency conversion device of the third embodiment, when the forward voltage of the pumping diode 34 changes due to a temperature change, the voltage whose voltage level is changed by the change is changed to the temperature. The voltage is generated by the compensation circuit 53, and this voltage is supplied to the pumping capacitor 38 as the peak value of the pulse signal P2 via the
Note that the temperature compensation means having the
(第4の実施の形態)
図5は、本発明の第4の実施の形態に係る超微小電流/周波数変換装置の構成を示す図である。
図5に示す超微小電流/周波数変換装置が、図4に示した超微小電流/周波数変換装置と異なる点は、温度補償回路61の構成にある。この温度補償回路61は、温度センサ63と、演算増幅回路64と、A/D(Analog/Digital)変換回路65と、ROM(Read Only Memory)66と、D/A(Digital/Analog)変換回路67とを備えて構成されている。
この構成の特徴を説明する。ポンピングダイオード34の温度を測定して数値化した温度値と、そのポンピングダイオード34における温度変化に依存する順方向電圧の変化を補償する電圧値とをテーブル化してROM66に予め記憶しておく。
(Fourth embodiment)
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of an ultra-small current / frequency converter according to the fourth embodiment of the present invention.
The ultra-small current / frequency converter shown in FIG. 5 is different from the ultra-fine current / frequency converter shown in FIG. The temperature compensation circuit 61 includes a
The characteristics of this configuration will be described. The temperature value obtained by measuring the temperature of the pumping diode 34 and digitizing the voltage value and the voltage value for compensating for the change in the forward voltage depending on the temperature change in the pumping diode 34 are tabulated and stored in the
そして、ポンピングダイオード34の温度を温度センサ63で検知し、この温度検知信号を演算増幅回路64で増幅し、これをA/D変換回路65にて温度値に変換する。この温度値に対応する電圧値をROM66から読み出し、この電圧値をD/A変換回路67でアナログ信号に変換し、これをパルス信号P2の波高値として切替スイッチ51を介してポンピングコンデンサ38に供給する。
The temperature of the pumping diode 34 is detected by the
このような動作によっても、例えば温度上昇によってポンピングダイオード34の順方向電圧が低下してポンピングコンデンサ38への放電電流Idが多くなった分、ポンピングコンデンサ38に供給されるパルス信号P2の波高値が低くされて放電電流Idが少なくされるので、適正な放電電流Idの量とすることができる。温度が下降した場合は、その逆となる。 Even with such an operation, for example, the peak voltage of the pulse signal P2 supplied to the pumping capacitor 38 is increased by the amount of increase in the discharge current Id to the pumping capacitor 38 due to a decrease in the forward voltage of the pumping diode 34 due to temperature rise. Since the discharge current Id is reduced by reducing the discharge current Id, an appropriate amount of the discharge current Id can be obtained. The reverse is true if the temperature drops.
このように第4の実施の形態の超微小電流/周波数変換装置によれば、温度変化によってポンピングダイオード34の順方向電圧が変化した場合、これを補償する電圧データ値に対応する電圧を、ポンピングコンデンサ38に供給されるパルス信号P2の振幅とするようにした。これによって、適正な放電電流Idの量とすることができる。
なお、本実施の形態で説明した切替スイッチ51及び温度補償回路61を有して成る温度補償手段は、図2に示した構成の超微小電流/周波数変換装置に付加しても同様の効果を得ることができる。
As described above, according to the ultra-small current / frequency converter of the fourth embodiment, when the forward voltage of the pumping diode 34 changes due to a temperature change, the voltage corresponding to the voltage data value for compensating this is obtained. The amplitude of the pulse signal P2 supplied to the pumping capacitor 38 is set. As a result, an appropriate amount of discharge current Id can be obtained.
The temperature compensation means having the
10,54,64 演算増幅回路
12 積分用のコンデンサ
18 単安定マルチバイブレータ回路
30 電圧周波数変換回路
32 ポンピング回路
34 ポンピングダイオード
36 抵抗器
38 ポンピングコンデンサ
44 積分回路
41,42,56,58 抵抗器
43 コンデンサ
53,61 温度補償回路
55 可変直流電源
57 ダイオード
63 温度センサ
65 A/D変換回路
66 ROM
67 D/A変換回路
Ii 入力電流
Id 放電電流
Vo 演算増幅回路10の出力電圧
P1 第1のパルス信号
P2 第2のパルス信号
VC1 一方の電極の電圧
VC2 他方の電極の電圧
PdL 第2のパルス信号P2の「L」レベルのパルス幅
PdH 第2のパルス信号P2の「H」レベルのパルス幅
10, 54, 64
67 D / A conversion circuit Ii Input current Id Discharge current Vo Output voltage of operational amplifier circuit P1 First pulse signal P2 Second pulse signal VC1 Voltage of one electrode VC2 Voltage of the other electrode Pd L Second pulse "P" level pulse width of signal P2 Pd H "P" level pulse width of second pulse signal P2
Claims (5)
前記入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力する積分増幅回路と、
前記積分増幅回路から出力される電圧に比例した周波数で且つデューティ比が50%のパルス信号を出力する周波数変換回路と、
前記積分増幅回路の入力電流入力端と接地端との間にダイオード及び抵抗器を直列に接続し、この接続部分と前記周波数変換回路のパルス信号出力端との間にコンデンサを接続し、前記抵抗器の抵抗値と前記コンデンサの静電容量とに応じて定まる当該コンデンサの充放電の時定数を前記パルス信号のパルス幅に比べ十分小さく定めたポンピング回路とを備え、
前記ポンピング回路は、前記パルス信号の供給時に前記積分増幅回路に蓄積された電荷を放電する
ことを特徴とする超微小電流/周波数変換装置。 10 an input current of the ultra-small current in the range of -14 A~10 -7 A A Ultra Low Current / frequency converter for converting the frequency,
An integrating amplifier that accumulates the input current as a charge and outputs a voltage proportional to the accumulated charge;
A frequency conversion circuit that outputs a pulse signal having a frequency proportional to the voltage output from the integration amplifier circuit and a duty ratio of 50%;
A diode and a resistor are connected in series between the input current input terminal and the ground terminal of the integral amplifier circuit, and a capacitor is connected between the connection part and the pulse signal output terminal of the frequency conversion circuit, and the resistor A pumping circuit in which a time constant of charging and discharging of the capacitor determined according to a resistance value of the capacitor and a capacitance of the capacitor is set sufficiently smaller than a pulse width of the pulse signal,
The ultra-small current / frequency converter characterized in that the pumping circuit discharges the electric charge accumulated in the integrating amplifier circuit when the pulse signal is supplied.
ことを特徴とする請求項1に記載の超微小電流/周波数変換装置。 The ultra-small current / frequency converter according to claim 1, wherein a monostable multivibrator circuit is connected between the frequency converter circuit and the pumping circuit.
ことを特徴とする請求項1または2に記載の超微小電流/周波数変換装置。 A combination of a resistor and a capacitor is connected to the input side of the input current in the integration amplifier circuit, and an integration circuit for delaying a rising edge of the rectangular wave in the input current and inputting to the integration amplifier circuit is connected. Item 3. The ultrafine current / frequency converter according to Item 1 or 2.
を更に備えたことを特徴とする請求項1から3の何れか1項に記載の超微小電流/周波数変換装置。 The temperature compensation means for changing the amplitude of the pulse signal by the amount of change in the forward voltage depending on the temperature change in the diode of the pumping circuit, according to any one of claims 1 to 3. Ultra-small current / frequency converter.
を更に備えたことを特徴とする請求項1から3の何れか1項に記載の超微小電流/周波数変換装置。 A numerical value table is stored in which a voltage data value that compensates for a forward voltage change depending on a temperature change in the diode of the pumping circuit is associated with a temperature value in which the measured temperature of the diode is digitized. It further comprises temperature compensation means for reading a voltage data value associated with the temperature value corresponding to the measured temperature of the diode from the table, and using the voltage corresponding to the voltage data value as the amplitude of the pulse signal. The ultra-micro current / frequency converter according to any one of claims 1 to 3.
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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