JP4045081B2 - Feedback type heterojunction bipolar gun element oscillation circuit and data communication system using the same - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路およびこのような発振回路を用いたデータ通信システムに関する。
【0002】
【従来の技術】
ヘテロ接合バイポーラガントリオード(以下、HBGT)は、活性領域における伝導帯の谷を電子が遷移する(ガンーヒルサム効果(Gunn-Hilsum effect))ことにより非常に高い周波数でのパワー増幅や発振が起こる3端子npnバイポーラ素子である(文献 IEEE Electron Device Lett., Vol. 21, No. 1, pp.2-4, 2000 および特開2001−77444号公報参照)。
【0003】
従来のHBGT60GHz発振回路の一例を図2に概略的に示す。能動素子であるHBGT1はベース11を接地した状態でバイアスされ、一定の負の直流バイアス電流Icc(= −108mA)がカソード端子12に印加される(図2では負であることを示すために−Iccと表示している)。アノード端子13には正の直流電圧Vaa(=1V)が印加され(図2では正であることを示すために+Vaaと表示している)、このアノード端子13に出力発振信号が生じる。所望の周波数での発振は、λ/4マイクロストリップ伝送ライン21と接地されたキャパシタCresとを直列接続することによって形成される共振回路2によって保証される。このケースでは、HBGT1のカソード寸法は4μm×40μm、ベース寸法は8μm×42μmである。このHBGTは、膜厚が1.4μmのGaAs活性層を有する。能動素子および回路は厚さ300μmのGaAs半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成されている。上記λ/4マイクロストリップ伝送ライン21は、幅が50μm、長さが412μmである。キャパシタCresは値10fFを有する。負荷は100Ωの抵抗RLである。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
従来のHBGT発振回路は出力パワーも発振効率も低く、これらの向上が望まれている。
【0005】
そこで、本発明の目的は、高出力パワー・高効率のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路およびこのような発振回路を用いたデータ通信システムを提供することにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】
上記従来のHBGT発振回路を検討したところ、従来のHBGT発振回路では、カソード電流は本質的に一定であり、出力信号はアノード端子13とベース端子11の間に出現する。ベース端子11は通常接地されている。活性領域(活性層)におけるガンドメインの形成、伝播、消滅によって、高周波の交流電流がベースとアノードの間を流れることになる。ベースと活性層との界面においては電子伝導電流Inは、カソード電流が一定であることにより略一定であり、この点における交流電流は殆ど全部が変位電流である。この様子を説明したものが、HBGT1のエネルギー帯と回路概略を示した図3である。ベースと活性層との界面(以下、ベース/活性層界面)での電子伝導電流Inの大きさはカソード電流に関係しており、その関係は関係式In=α|Icc|で表される。ここで、αは素子のベース接地直流電流利得である。このベース/活性層界面での一定の電子伝導電流Inが実は理想的でなく、発振効率および出力パワーの向上には、ベース/活性層界面での電子伝導電流が適切な位相で経時変化するのが望ましいことが分かった。
【0007】
そこで、本発明は、ヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路において、へテロ接合バイポーラガン素子に帰還をかける帰還回路を備えたことにより、ベース/活性層界面での電子伝導電流が適切な位相で経時変化するようにしたものである。これにより、図2に示した帰還をかけない従来の発振回路に比べて、発振効率および出力パワーが向上する。本願発明においては、上記帰還回路は、互いに直列もしくは並列に接続されたキャパシタと位相制御手段との組み合わせを含んでおり、上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに直列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のカソードに接続されており、上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに並列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のベースに接続されている。
【0008】
上記へテロ接合バイポーラガン素子は、一実施形態では、へテロ接合バイポーラガントリオードであり、別の実施形態では、へテロ接合バイポーラガンテトロードである。へテロ接合バイポーラガンテトロードとは、本件出願人が特願2000−094304号(2000年3月30日提出)で提案したへテロ接合バイポーラガントリオードの改良素子で、既存のアノード端子、ベース端子、カソード端子の3端子に対して独立して働く第4の端子を有する4端子素子である。
【0009】
発振効率を効果的に改善するには、帰還は、へテロ接合バイポーラガン素子のアノードの出力電圧信号の位相よりも約0°〜80°遅れた位相でベースと活性層との境界を横切る電子伝導電流信号が生成されるように行われるのが理想的である。しかし、位相差が約0°〜80°の範囲外にあっても、従来よりも発振効率を高めることができる。
【0010】
一実施形態では、上記帰還回路をへテロ接合バイポーラガン素子のアノードとカソードとの間に設けている。
【0011】
帰還回路は、互いに直列に接続されたキャパシタと位相制御手段を含むことができる。位相制御手段としては、たとえば、オープンスタブを使用することができる。オープンスタブ長を変えることにより、信号の位相を制御できる。
【0012】
本発明のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路をデータ通信システムに用いると、ミリ波を用いて動画像データを良好に送受信できるシステムを実現できる。
【0013】
【実施例】
以下、図1および図4〜17を参照して本発明の実施例を説明する。これらの図面において、図2に示された構成部品と同様の構成部品には、図2で使用されたのと同じ参照番号を付している。
【0014】
(実施例1)
図1は本発明の一実施例の回路概略図である。図1に示した例は、HBGT60GHz発振回路である。この発振回路の概略構成は、帰還回路の有無において図2に示した従来の概略回路構成と異なり、その性能は、図2の従来の回路と直接比較することができる。図1において、能動素子であるHBGT1はベース接地でバイアスされ、一定の負の直流バイアス電流Icc(= −108mA)がカソード端子12に印加される(図1では負であることを示すために−Iccと表示している)。アノード端子13には正の直流電圧Vaa(=1V)が印加され(図1では正であることを示すために+Vaaと表示している)、このアノード端子13に出力発振信号が生じる。所望の周波数での発振は、λ/4マイクロストリップ伝送ライン21と接地されたキャパシタCresとを直列接続することによって形成される共振回路2によって保証される。帰還回路5は140fFのキャパシタCfdbkと、幅50μm・長さ360μmのオープンスタブ51とからなる。このケースでは、HBGT1はカソード寸法が4μm×40μm、ベース寸法は8μm×42μmである。このHBGTは、膜厚が1.4μmのGaAs活性層を有し、図2の従来の回路に使用されているものと構造が同じである。この能動素子1および回路は厚さ300μmのGaAs半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成されている。λ/4マイクロストリップ伝送ライン21は、幅が50μm、長さが412μmである。キャパシタCresの値は2.8fFである。この例においては、キャパシタCresは金属/絶縁体/金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはpinダイオードによって提供されるような可変キャパシタンスを使用するのが好ましい。負荷は100Ωの抵抗RLである。この実施形態では、λ/4伝送ライン21とオープンスタブ51はマイクロストリップタイプのものである。別の実施例においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコプレイナータイプのものが使用される。本実施例においては回路構成部品は単一基板上に一体に形成されている。しかし、当業者には容易に理解できようが、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできる。
【0015】
図1に示したHBGT発振回路では、アノード電流の一部を適切な位相でカソードに帰還させるので、交流電子伝導電流がアノード電圧の位相よりも約0°〜80°遅れた位相でベース/活性層界面を横切る結果となる。ベース/活性層界面に適切な位相の経時変化する電子伝導電流を有することが望ましいことは、図4および図5〜8を参照すれば理解できよう。
【0016】
図4は、図1に示したHBGT発振回路(但し、帰還回路における容量Cfdbk=220fF、オープンスタブ長=360μm)について、出力電圧(アノード電圧)Voutと出力電流Ioutおよびベース/活性層界面での経時変化する電子伝導電流Inを時間に関してプロットしたものである。この場合、負荷RLは純粋な抵抗であるので、アノード電圧Voutは出力電流Ioutに対して位相が180°ずれる。電子伝導電流Inの波形は完全には正弦曲線ではないが、波形をフーリエ分析すると、電子伝導電流Inの基本位相はアノード電圧Voutよりも約60°遅れていることが分かる。図4のグラフ中のラベル1は、サイクル中におけるガンドメイン核形成が生じた時点を示している。また、同グラフ中のラベル2はドメイン成長および伝播中の時点を示している。ラベル3は、ドメイン消滅中の時点を示している。そして、ラベル4はガンドメインが完全に消滅してしまいアノード電圧Voutが上昇している時点を示している。図5,6,7,8はそれぞれ、図4に示した時点1,2,3,4でのエネルギー帯とHBGTの活性層中の電子密度とを示している。帰還回路は、電子伝導電流In(アノードからカソードへの帰還によって注入される)が負荷抵抗RLへ出力される出力電流Ioutとの位相差を有するように設計される。電子伝導電流Inは、ガンドメインの形成及び成長の段階では大きく、それによってこれらのプロセスを促進する。これは、図5および図6にそれぞれ示した時点1および2でのエネルギー帯の図と電子密度の図から分かる。ガンドメインの消滅とアノード電圧上昇の段階での時点3及び4では、電子伝導電流Inは小さい。このようにして帰還電流はガン発振の振幅を強化し増大するのに使われる。
【0017】
帰還電流の大きさ及び位相はHBGT発振器の設計において非常に重要である。図1の回路(シミュレーションの結果については図4〜8に示した。)では、帰還電流の大きさ及び位相は、帰還回路5における帰還容量Cfdckとオープンスタブ51の長さによってそれぞれ決まる。
【0018】
HBGTの出力から入力への帰還信号の使用は特に有効である。というのは、HBGTは、バイポーラトランジスタとは異なり、発振周波数付近でのベース接地電流利得が、電子遷移効果による増幅のおかげで、通常、単一利得よりもかなり大きいからである。本発明の好ましい実施形態は、帰還によって電子伝導電流がアノード電圧の位相よりも約0°〜80°遅れた位相でベース/活性層界面を横切るようにした回路であるが、電子伝導電流の位相がこの理想値と異なっていても若干の効果は得られる。
【0019】
(実施例2)
図9は本発明の別の実施例の回路概略図を示している。この実施形態のHBGT60GHz発振回路は、帰還回路5が直列接続されたキャパシタCfdbkと伝送ライン52との組み合わせからなる点を除いては、図1の発振回路と同様である。図9において、能動素子であるHBGT1はベース接地でバイアスされ、一定の負のバイアス電流Icc(= −200mA)がカソード端子12に印加される。アノード端子13には正の直流電圧Vaa(=1.5V)が印加され、このアノード端子13に出力発振信号が生じる。所望周波数での発振は、λ/4マイクロストリップ伝送ライン21と接地されたキャパシタCresとを直列接続することによって形成される共振回路2によって保証される。帰還回路5は300fFのキャパシタCfdbkと、幅50μm・長さ800μmの伝送ライン52とからなる。この場合、HBGT1はカソード寸法が4μm×80μm、ベース寸法は8μm×42μmである。このHBGTは、膜厚が1.4μmのGaAs活性層を有し、図2の従来の回路に使用されているものと構造が同じである。能動素子および回路は厚さ100μmのGaAs半絶縁性基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成されている。λ/4マイクロストリップ伝送ライン21は、幅が80μm、長さが380μmである。キャパシタCresは値6fFを有する。この例においては、キャパシタCresは金属/絶縁体/金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはpinダイオードによって提供されるような可変容量を使用するのが好ましい。負荷RLは50Ωの抵抗である。この実施形態では、伝送ライン21、52はマイクロストリップタイプのものである。別の実施形態においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコ板上一体(モノリシック)に形成されている。しかし、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできることは、当業者には容易に理解できよう。
【0020】
本発明の好ましい実施形態は、図1,9に示した例の如く、アノードからカソードへの帰還ループを備えたものである。しかし、ベース/活性層界面での電子伝導電流が適切な位相と適切な大きさになるならば、他の帰還方式を用いてもよい。次に説明する2つの例では、アノードからカソードへの帰還以外の帰還方式を使用している。
【0021】
(実施例3)
図10はアノードからカソードへの帰還以外の帰還方式を採用した実施例の概略回路図を示している。このHBGT60GHz発振回路では、帰還をかけるためにHBGTの固有のベース抵抗が使用される。適切な大きさと位相の電子伝導電流をベース/活性層界面に生成するために、直列に接続された100fFのキャパシタCfdbkとλ/4マイクロストリップ伝送ライン53との組合せがカソードに接続されている。一定の負のバイアス電流Icc(= −108mA)がカソード端子12に印加されるとともに、アノード端子13には正の直流電圧Vaa(=1V)が印加され、このアノード端子13に出力発振信号が生じる。所望周波数での発振は、λ/4マイクロストリップ伝送ライン21と接地されたキャパシタCresとを直列接続することによって形成される共振回路2によって保証される。この例では、能動素子であるHBGT1はカソード寸法が4μm×40μm、ベース寸法は8μm×42μmである。このHBGTは、膜厚が1.5μmのGaAs活性層を有する。能動素子および回路は厚さ300μmのGaAs半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成される。λ/4マイクロストリップ伝送ライン21は、幅が50μm、長さが412μmである。キャパシタCresの値は10fFである。この例においては、キャパシタCresは金属/絶縁体/金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはPINダイオードによって提供されるような可変容量を使用するのが好ましい。負荷RLは100Ωの抵抗である。この実施形態では、伝送ライン21、53はマイクロストリップタイプのものである。別の実施形態においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコプレイナータイプのものが使用される。この例においては回路構成部品はモノリシックに単一基板上に形成されている。しかし、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできることは、当業者には容易に理解できよう。
【0022】
(実施例4)
図11はアノードからカソードへの帰還以外の帰還方法を使用している別の実施例の概略回路図を示している。この実施例のHBGT60GHz発振回路では、帰還を行うために受動構成部品がベースとカソードに接続されている。適切な位相と大きさの電子伝導電流をベース/活性層界面に生成するために、並列に接続された200fFのキャパシタCfdbkとλ/4マイクロストリップショートスタブ54との組合せがベースに接続される一方、λ/4マイクロストリップオープンスタブ55がカソードに接続されている。一定の負のバイアス電流Icc(= −108mA)がカソード端子12に印加されるとともに、アノード端子13には正の直流電圧Vaa(=1V)が印加され、このアノード端子13に出力発振信号が生じる。所望の周波数での発振は、λ/4マイクロストリップ伝送ライン21と接地されたキャパシタCresとを直列接続することによって形成される共振回路2によって保証される。この例では、能動素子であるHBGT1はカソード寸法が4μm×40μm、ベース寸法は8μm×42μmである。このHBGT1は、膜厚が1.4μmのGaAs活性層を有する。能動素子および回路は厚さ300μmのGaAs半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成される。λ/4マイクロストリップ伝送ライン21は、幅が50μm、長さが412μmである。キャパシタCresは値10fFを有する。この例においては、キャパシタCresは金属/絶縁体/金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはpinダイオードによって提供されるような可変容量を使用するのが好ましい。負荷RLは100Ωの抵抗である。この実施例では、伝送ライン21およびスタブ54、55はマイクロストリップタイプのものである。別の実施形態においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコプレイナータイプのものが使用される。この例においては回路構成部品はモノリシック形態で単一基板上に形成されている。しかし、当業者には容易に理解できようが、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできる。
【0023】
以上説明した各例では、本発明は発振回路または電圧制御発振(VCO)回路に実施されている。しかし、本発明はより高い機能性を備えた回路、たとえば、次の2つの例で説明するように信号のアップ変換あるいはダウン変換のための自励発振ミクサに適用することも可能である。
【0024】
(実施例5)
ここで説明する例は本発明をHBGT自励発振ミクサに適用したものである。図12はダウンコンバータの機能を果す回路の概略図を示している。60GHzの局部発振器(LO)信号は、図1と同様の構成でアノードからカソードへフィードバックをかけられるHBGTによって生成される。高周波(RF)信号はカップリングキャパシタ6を介してカソードに供給され、ダウン変換された信号(IF信号)がアノードから取り出される。HBGT発振回路の上述した例と同様に、このHBGTダウンコンバータはMMIC(モノリシックマイクロ波集積回路)あるいはハイブリッドマイクロ波ICとして形成できる。
【0025】
(実施例6)
へテロ接合バイポーラガン素子の別の例としては、HBGTに関係した4端子素子であるへテロ接合バイポーラガンテトロードがある。この素子は、自励発振ミクサとしてのアプリケーションを有する。図13は、ダウンコンバータの機能を果すデュアルカソードへテロ接合バイポーラガンテトロード回路の概略図である。同図において、図12に示した構成部品と同様の構成部品には図12で使用したのと同じ番号を付している。60GHz局部発振器(LO)信号は、図12に示した構成と同等の構成でアノードから一方のカソード12aに信号が帰還させられるへテロ接合バイポーラガンテトロード101により生成される。RF信号はカップリングキャパシタ6を介してもう一方のカソード12bに供給され、ダウン変換された信号(IF信号)がアノードから取り出される。この4端子ヘテロ接合バイポーラガン素子に対して種々変更することは可能であり(特願2000−094304号)、このように変更を加えたものに対しても本発明(帰還をかける)は同様に実施できることは容易に理解できよう。HBGT発振回路の上述した各例と同様に、このへテロ接合バイポーラガンテトロードダウンコンバータはMMIC(モノリシックマイクロ波集積回路)あるいはハイブリッドマイクロ波ICとして形成できる。
【0026】
(実施例7)
本発明のへテロ接合バイポーラガン素子発振回路は、主にミリ波データ通信システムでのアプリケーションを有する。そのような通信システムの一例は、短距離内、たとえば、建物の中で、周波数60GHzのミリ波を用いて動画像を伝送するシステムである。図14及び図15はそのようなミリ波通信システムの送受信器に本発明の回路を適用した例を示している。図14は、本発明のへテロ接合バイポーラガン素子発振回路によって局部発振(LO)信号が提供されるミリ波送受信器のブロック図を示している。一方、図15は、本発明を自励発振ミクサとして実施する場合に本発明の回路によって局部発振器機能とミクサ機能とが提供される点を除いて、図14と同様のシステムのブロック図を示している。図14において、111はへテロ接合バイポーラガン素子発振回路、112はミクサ、113はRF低ノイズ増幅器、114はRFパワーアンプ、115はIFアンプである。また、図15において、121はへテロ接合バイポーラガン素子自励発振ミクサ・アップコンバータ回路、122はへテロ接合バイポーラ電子遷移素子自励発振ミクサ・ダウンコンバータ回路、123はRF低ノイズ増幅器、124はRFパワーアンプ、125はIFアンプである。
【0027】
(シミュレーション)
本発明の有効性を、図1に示した回路の性能をシミュレーションすることにより評価した。図1に示した帰還回路5のオープンスタブ51の長さを360μmに固定し、帰還容量Cfdbkの大きさを変化させて発振器出力効率とVout−In信号位相差を調べた。それぞれの場合において共振回路2の同調容量Cresは発振周波数が60GHzになるように調整された。図16は帰還容量Cfdbkに対する発振器出力効率とこの回路のVout−In信号位相差のシミュレーション結果を示したグラフである。Cfdbk=0fFの場合が、図2に示した帰還を行わない従来例と同じ回路に相当する。図16から、出力パワーの増大の結果生じる発振器効率の増大が帰還回路によってもたらされていることは明らかである。約17%のピーク効率は帰還容量の値が220fFのときに得られた。これは、Cfdbk=0fF(即ち、帰還なし)の回路の場合に得られる約10%という効率に比してかなりの改善である。また、アノード電圧Voutとベース/活性領域界面を横切る電子伝導電流Inとの位相差は発振器効率が最大の時に約60°である。しかし、この位相差が0°から80°という広い範囲内にあれば、発振効率をかなり高めることができることがわかった。さらに、電子伝導電流の位相が上記範囲の外にある帰還の場合であっても、若干の改善が得られる。
【0028】
帰還信号の位相の効果は図17から一層はっきりと分かる。図17は、図1に示したのと同じ発振回路構成で帰還容量Cfdbkを50fFに固定した場合のVout−In位相差に対する効率のシミュレーション結果を示したグラフである。この場合、帰還信号の振幅は略一定であり、信号の位相は帰還回路のオープンスタブ長を変えることにより制御される。繰り返すが、明かに、帰還は、VoutとInとの位相差が0°〜80°の範囲内にほぼ入っているときが、最も効率がよい。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の一実施例としてアノードからカソードへ帰還をかけるHBGT発振回路の概略図。
【図2】 帰還を行わない従来のHBGT発振回路の概略図。
【図3】 HBGT発振回路のエネルギーバンドと回路の概略を示す図。
【図4】 図1に示す回路のためのシミュレーションによる出力電流Iout、伝導電流In、および出力電圧(アノード電圧)Voutを表したグラフを示す。
【図5】 図4におけるタイムポイント1における図1の回路の素子のためのHBGT活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図6】 図4におけるタイムポイント2における図1の発振回路回路の素子のためのHBGT活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図7】 図4におけるタイムポイント3における図1の発振回路回路の素子のためのHBGT活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図8】 図4におけるタイムポイント4における図1の発振回路回路の素子のためのHBGT活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図9】 本発明の一実施例として別の帰還構成を有するHBGT発振回路の概略図。
【図10】 本発明の一実施例として別の帰還構成を有するHBGT発振回路の概略図。
【図11】 本発明の一実施例としてさらに別の帰還構成を有するHBGT発振回路の概略図。
【図12】 本発明の一実施例としてアノードからカソードへ帰還をかけるHBGT自励発振ミクサの概略図。
【図13】 本発明の一実施例としてアノードから複数のカソードのうちの1つへ帰還をかけるへテロ接合バイポーラガンテトロード自励発振ミクサの概略図。
【図14】 本発明のへテロ接合バイポーラガン素子自励発振回路をミリ波通信システムに適用した例を示すブロック図。
【図15】 本発明のへテロ接合バイポーラガン素子自励発振ミクサをミリ波通信システムに適用した例を示すブロック図。
【図16】 図1に示した発振回路のための帰還容量Cfdbkに対する発振回路効率とVout-In信号位相差を示したグラフ。
【図17】 図1に示した発振回路のための一定の帰還容量Cfdbkに対する発振器効率とオープンスタブ長を示したグラフ。
【符号の説明】
1 へテロ接合バイポーラガントリオード
11 ベース端子
12、12a、12b カソード端子
13 アノード端子
2 共振回路
21 λ/4マイクロストリップ伝送ライン
5 帰還回路
51 オープンスタブ
52 伝送ライン
53 λ/4マイクロストリップ伝送ライン
54 λ/4マイクロストリップショートスタブ
55 λ/4マイクロストリップオープンスタブ
101 へテロ接合バイポーラガンテトロード
111 へテロ接合バイポーラガン素子発振回路
112 ミクサ
113 RF低ノイズ増幅器
114 RFパワーアンプ
115 IFアンプ
121 へテロ接合バイポーラガン素子自励発振ミクサ・アップコンバータ回路
122 へテロ接合バイポーラ電子遷移素子自励発振ミクサ・ダウンコンバータ回路
123 RF低ノイズ増幅器
124 RFパワーアンプ
125 IFアンプ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a heterojunction bipolar gun element oscillation circuit and a data communication system using such an oscillation circuit.
[0002]
[Prior art]
Heterojunction bipolar gantry (hereinafter referred to as HBGT) is a three-terminal device that causes power amplification and oscillation at very high frequencies due to electrons transitioning through the valley of the conduction band in the active region (Gunn-Hilsum effect). It is an npn bipolar element (refer to the document IEEE Electron Device Lett., Vol. 21, No. 1, pp. 2-4, 2000 and JP 2001-77444 A).
[0003]
An example of a
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
Conventional HBGT oscillation circuits have low output power and low oscillation efficiency, and these improvements are desired.
[0005]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a heterojunction bipolar gun element oscillation circuit with high output power and high efficiency, and a data communication system using such an oscillation circuit.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
When the conventional HBGT oscillation circuit is examined, the cathode current is essentially constant in the conventional HBGT oscillation circuit, and the output signal appears between the
[0007]
Therefore, the present invention provides a heterojunction bipolar gun element oscillation circuit with a feedback circuit that feeds back a heterojunction bipolar gun element, so that the electron conduction current at the base / active layer interface changes with time in an appropriate phase. It is what you do. As a result, the oscillation efficiency and the output power are improved as compared with the conventional oscillation circuit which does not apply the feedback shown in FIG. In the present invention, the feedback circuit includes a combination of capacitors and phase control means connected in series or in parallel with each other, When the capacitor and the phase control means are connected in series with each other, The combination of the capacitor and the phase control means is the cathode of the heterojunction bipolar gun element. And the capacitor and the phase control means are connected in parallel with each other, the combination of the capacitor and the phase control means is a combination of the heterojunction bipolar gun element. Connected to the base.
[0008]
The heterojunction bipolar gun element is in one embodiment a heterojunction bipolar gantry and in another embodiment a heterojunction bipolar gantetrode. The heterojunction bipolar gantetrode is an improved element of the heterojunction bipolar gantry proposed by the present applicant in Japanese Patent Application No. 2000-094304 (submitted on March 30, 2000). , A four-terminal element having a fourth terminal that operates independently with respect to the three terminals of the cathode terminal.
[0009]
In order to effectively improve the oscillation efficiency, the feedback is performed at a phase delayed by about 0 ° to 80 ° from the phase of the output voltage signal of the anode of the heterojunction bipolar gun element. With Activity layer Ideally, an electron conduction current signal is generated across the boundary. However, even if the phase difference is outside the range of about 0 ° to 80 °, the oscillation efficiency can be improved as compared with the conventional case.
[0010]
In one embodiment, the feedback circuit is provided between the anode and cathode of a heterojunction bipolar gun element.
[0011]
The feedback circuit may include a capacitor and phase control means connected in series with each other. As the phase control means, for example, an open stub can be used. The phase of the signal can be controlled by changing the open stub length.
[0012]
When the heterojunction bipolar gun element oscillation circuit of the present invention is used in a data communication system, a system capable of satisfactorily transmitting and receiving moving image data using millimeter waves can be realized.
[0013]
【Example】
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 1 and FIGS. In these drawings, components similar to those shown in FIG. 2 are given the same reference numerals as used in FIG.
[0014]
Example 1
FIG. 1 is a schematic circuit diagram of an embodiment of the present invention. The example shown in FIG. 1 is an
[0015]
In the HBGT oscillation circuit shown in FIG. 1, since a part of the anode current is fed back to the cathode with an appropriate phase, the AC / electron conduction current is base / active at a phase delayed by about 0 ° to 80 ° from the anode voltage phase. This results in crossing the layer interface. The desirability of having an appropriate phase time-varying electron conduction current at the base / active layer interface can be seen with reference to FIGS. 4 and 5-8.
[0016]
FIG. 4 shows the output voltage (anode voltage) Vout, the output current Iout, and the base / active layer interface for the HBGT oscillation circuit shown in FIG. 1 (however, the capacitance Cfdbk = 220 fF in the feedback circuit and the open stub length = 360 μm). This is a plot of time-dependent electron conduction current In. In this case, since the load RL is a pure resistance, the anode voltage Vout is 180 ° out of phase with the output current Iout. Although the waveform of the electron conduction current In is not completely a sinusoidal curve, when the waveform is Fourier analyzed, it can be seen that the fundamental phase of the electron conduction current In is delayed by about 60 ° from the anode voltage Vout.
[0017]
The magnitude and phase of the feedback current is very important in the design of the HBGT oscillator. In the circuit of FIG. 1 (the simulation results are shown in FIGS. 4 to 8), the magnitude and phase of the feedback current are determined by the feedback capacitance Cfdck and the length of the
[0018]
The use of a feedback signal from the output of the HBGT to the input is particularly effective. This is because, unlike a bipolar transistor, HBGT has a base ground current gain near the oscillation frequency that is usually much larger than a unity gain due to amplification due to electronic transition effects. The preferred embodiment of the present invention is a circuit in which the electronic conduction current crosses the base / active layer interface with a phase delayed by about 0 ° to 80 ° from the phase of the anode voltage by feedback. Even if this is different from this ideal value, a slight effect can be obtained.
[0019]
(Example 2)
FIG. 9 shows a circuit schematic diagram of another embodiment of the present invention. The HBGT 60 GHz oscillation circuit of this embodiment is the same as the oscillation circuit of FIG. 1 except that the
[0020]
A preferred embodiment of the present invention is shown in FIG. 9 As shown in the example shown in FIG. 1, a feedback loop from the anode to the cathode is provided. However, the electron conduction current at the base / active layer interface is appropriate Place Other feedback schemes may be used as long as they are appropriately sized. In the two examples described below, a feedback system other than feedback from the anode to the cathode is used.
[0021]
(Example 3)
FIG. 10 shows a schematic circuit diagram of an embodiment adopting a feedback system other than the feedback from the anode to the cathode. In this HBGT 60 GHz oscillation circuit, the inherent base resistance of the HBGT is used for feedback. A combination of a 100 fF capacitor Cfdbk and a λ / 4
[0022]
Example 4
FIG. 11 shows a schematic circuit diagram of another embodiment using a feedback method other than feedback from the anode to the cathode. In the HBGT 60 GHz oscillation circuit of this embodiment, passive components are connected to the base and the cathode for feedback. A combination of a 200 fF capacitor Cfdbk and a λ / 4 microstrip
[0023]
In each example described above, the present invention is implemented in an oscillation circuit or a voltage controlled oscillation (VCO) circuit. However, the present invention can be applied to a circuit having higher functionality, for example, a self-oscillation mixer for signal up-conversion or down-conversion as described in the following two examples.
[0024]
(Example 5)
In the example described here, the present invention is applied to an HBGT self-oscillation mixer. FIG. 12 shows a schematic diagram of a circuit that functions as a down converter. The 60 GHz local oscillator (LO) signal is generated by an HBGT that is fed back from the anode to the cathode in a configuration similar to that of FIG. A radio frequency (RF) signal is supplied to the cathode via the
[0025]
(Example 6)
Another example of a heterojunction bipolar gun element is a heterojunction bipolar gantetrode, which is a four-terminal element related to HBGT. This device has application as a self-oscillating mixer. FIG. 13 is a schematic diagram of a dual cathode heterojunction bipolar gantetrode circuit that performs the function of a downconverter. In the figure, the same components as those shown in FIG. 12 are given the same numbers as those used in FIG. The 60 GHz local oscillator (LO) signal is generated by a heterojunction bipolar gantetrode 101 in which a signal is fed back from the anode to one
[0026]
(Example 7)
The heterojunction bipolar gun element oscillation circuit of the present invention has applications mainly in millimeter wave data communication systems. An example of such a communication system is a system that transmits moving images using millimeter waves having a frequency of 60 GHz within a short distance, for example, in a building. 14 and 15 show an example in which the circuit of the present invention is applied to a transceiver of such a millimeter wave communication system. FIG. 14 shows a block diagram of a millimeter wave transceiver in which a local oscillation (LO) signal is provided by the heterojunction bipolar gun element oscillation circuit of the present invention. On the other hand, FIG. 15 shows a block diagram of a system similar to FIG. 14 except that the local oscillator function and the mixer function are provided by the circuit of the present invention when the present invention is implemented as a self-excited oscillation mixer. ing. In FIG. 14, 111 is a heterojunction bipolar gun element oscillation circuit, 112 is a mixer, 113 is an RF low noise amplifier, 114 is an RF power amplifier, and 115 is an IF amplifier. In FIG. 15, 121 is a heterojunction bipolar gun element self-excited oscillation mixer / upconverter circuit, 122 is a heterojunction bipolar electronic transition element self-excited oscillation mixer / downconverter circuit, 123 is an RF low noise amplifier, and 124 is An
[0027]
(simulation)
The effectiveness of the present invention was evaluated by simulating the performance of the circuit shown in FIG. The length of the
[0028]
The effect of the phase of the feedback signal can be seen more clearly from FIG. FIG. 17 is a graph showing a simulation result of the efficiency with respect to the Vout-In phase difference when the feedback capacitor Cfdbk is fixed to 50 fF with the same oscillation circuit configuration as shown in FIG. In this case, the amplitude of the feedback signal is substantially constant, and the phase of the signal is controlled by changing the open stub length of the feedback circuit. Again, it is clear that feedback is most efficient when the phase difference between Vout and In is approximately in the range of 0 ° -80 °.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram of an HBGT oscillation circuit that performs feedback from an anode to a cathode as an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic diagram of a conventional HBGT oscillation circuit that does not perform feedback.
FIG. 3 is a diagram showing an energy band of an HBGT oscillation circuit and an outline of the circuit.
4 is a graph showing an output current Iout, a conduction current In, and an output voltage (anode voltage) Vout by simulation for the circuit shown in FIG.
5 shows the calculated energy band and electron density of the HBGT active layer for the elements of the circuit of FIG. 1 at
6 shows the calculated energy band and electron density of the HBGT active layer for the elements of the oscillation circuit circuit of FIG. 1 at
7 shows the calculated energy band and electron density of the HBGT active layer for the elements of the oscillation circuit circuit of FIG. 1 at
8 shows the calculated energy band and electron density of the HBGT active layer for the elements of the oscillation circuit circuit of FIG. 1 at
FIG. 9 is a schematic diagram of an HBGT oscillation circuit having another feedback configuration as an embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a schematic diagram of an HBGT oscillation circuit having another feedback configuration as an embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a schematic diagram of an HBGT oscillation circuit having still another feedback configuration as an embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a schematic diagram of an HBGT self-oscillation mixer that performs feedback from an anode to a cathode as an embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a schematic diagram of a heterojunction bipolar gantetrode self-oscillating mixer that provides feedback from an anode to one of a plurality of cathodes as one embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram showing an example in which the heterojunction bipolar gun element self-excited oscillation circuit of the present invention is applied to a millimeter wave communication system.
FIG. 15 is a block diagram showing an example in which the heterojunction bipolar gun element self-excited oscillation mixer of the present invention is applied to a millimeter wave communication system.
FIG. 16 is a graph showing the oscillation circuit efficiency and the Vout-In signal phase difference with respect to the feedback capacitance Cfdbk for the oscillation circuit shown in FIG. 1;
FIG. 17 is a graph showing oscillator efficiency and open stub length with respect to a constant feedback capacitance Cfdbk for the oscillation circuit shown in FIG. 1;
[Explanation of symbols]
1 Heterojunction bipolar gantry
11 Base terminal
12, 12a, 12b Cathode terminal
13 Anode terminal
2 Resonant circuit
21 λ / 4 microstrip transmission line
5 Feedback circuit
51 Open Stub
52 Transmission line
53 λ / 4 microstrip transmission line
54 λ / 4 microstrip short stub
55 λ / 4 microstrip open stub
101 Heterojunction Bipolar Gantetrode
111 Heterojunction Bipolar Gun Oscillator Circuit
112 Mixer
113 RF low noise amplifier
114 RF power amplifier
115 IF amplifier
121 Heterojunction Bipolar Gun Element Self-Oscillating Mixer Up-converter Circuit
122 Heterojunction Bipolar Electronic Transition Element Self-Oscillating Mixer Down Converter Circuit
123 RF low noise amplifier
124 RF power amplifier
125 IF amplifier
Claims (5)
上記ベースと上記活性層との界面での電子伝導電流が所定の位相で経時変化するように上記へテロ接合バイポーラガン素子に帰還をかける帰還回路と
を備え、
上記帰還回路は、互いに直列もしくは並列に接続されたキャパシタと位相制御手段との組み合わせを含んでおり、
上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに直列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のカソードに接続されており、
上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに並列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のベースに接続されていることを特徴とするへテロ接合バイポーラガン素子発振回路。A heterojunction bipolar gun element having an active layer, an anode, a cathode, and a base;
A feedback circuit that feeds back the heterojunction bipolar gun element so that the electron conduction current at the interface between the base and the active layer changes with time in a predetermined phase;
The feedback circuit includes a combination of a capacitor and phase control means connected in series or in parallel with each other,
When the capacitor and the phase control means are connected in series with each other , the combination of the capacitor and the phase control means is connected to the cathode of the heterojunction bipolar gun element ,
When the capacitor and the phase control means are connected in parallel to each other, the combination of the capacitor and the phase control means is connected to the base of the heterojunction bipolar gun element . Terror junction bipolar gun element oscillation circuit.
上記帰還は、へテロ接合バイポーラガン素子のアノード電圧信号の位相よりも約0°〜80°遅れた位相で上記ベースと活性層との境界を横切る電子伝導電流信号が生成されるように行われることを特徴とするヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路。The heterojunction bipolar gun element oscillation circuit according to claim 1,
The feedback is performed such that an electron conduction current signal is generated that crosses the boundary between the base and the active layer with a phase delayed by about 0 ° to 80 ° from the phase of the anode voltage signal of the heterojunction bipolar gun element. A heterojunction bipolar gun element oscillation circuit.
上記帰還回路を、へテロ接合バイポーラガン素子のアノードとカソードとの間に設けたことを特徴とするへテロ接合バイポーラガン素子発振回路。The heterojunction bipolar gun element oscillation circuit according to claim 1 or 2,
A heterojunction bipolar gun element oscillation circuit, wherein the feedback circuit is provided between an anode and a cathode of a heterojunction bipolar gun element.
上記へテロ接合バイポーラガン素子はへテロ接合バイポーラガントリオードまたはへテロ接合バイポーラガンテトロードであることを特徴とするヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路。The heterojunction bipolar gun element oscillation circuit according to any one of claims 1 to 3 ,
The heterojunction bipolar gun element oscillation circuit, wherein the heterojunction bipolar gun element is a heterojunction bipolar gantry or a heterojunction bipolar gantetrode.
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