JP4045081B2

JP4045081B2 - Feedback type heterojunction bipolar gun element oscillation circuit and data communication system using the same

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Publication number: JP4045081B2
Application number: JP2001192782A
Authority: JP
Inventors: ジョン・ケイ・トワイナム
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2001-06-26
Filing date: 2001-06-26
Publication date: 2008-02-13
Anticipated expiration: 2021-06-26
Also published as: JP2003008111A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路およびこのような発振回路を用いたデータ通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ヘテロ接合バイポーラガントリオード（以下、ＨＢＧＴ）は、活性領域における伝導帯の谷を電子が遷移する（ガンーヒルサム効果(Gunn-Hilsum effect))ことにより非常に高い周波数でのパワー増幅や発振が起こる３端子ｎｐｎバイポーラ素子である（文献 IEEE Electron Device Lett., Vol. 21, No. 1, pp.2-4, 2000 および特開２００１−７７４４４号公報参照)。
【０００３】
従来のＨＢＧＴ６０ＧＨｚ発振回路の一例を図２に概略的に示す。能動素子であるＨＢＧＴ１はベース１１を接地した状態でバイアスされ、一定の負の直流バイアス電流Ｉcc（＝ −１０８ｍＡ）がカソード端子１２に印加される（図２では負であることを示すために−Ｉccと表示している）。アノード端子１３には正の直流電圧Ｖaa（＝１Ｖ）が印加され（図２では正であることを示すために＋Ｖaaと表示している）、このアノード端子１３に出力発振信号が生じる。所望の周波数での発振は、λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１と接地されたキャパシタＣresとを直列接続することによって形成される共振回路２によって保証される。このケースでは、ＨＢＧＴ１のカソード寸法は４μｍ×４０μｍ、ベース寸法は８μｍ×４２μｍである。このＨＢＧＴは、膜厚が１.４μｍのＧａＡｓ活性層を有する。能動素子および回路は厚さ３００μｍのＧａＡｓ半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成されている。上記λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１は、幅が５０μｍ、長さが４１２μｍである。キャパシタＣresは値１０ｆＦを有する。負荷は１００Ωの抵抗ＲＬである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来のＨＢＧＴ発振回路は出力パワーも発振効率も低く、これらの向上が望まれている。
【０００５】
そこで、本発明の目的は、高出力パワー・高効率のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路およびこのような発振回路を用いたデータ通信システムを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記従来のＨＢＧＴ発振回路を検討したところ、従来のＨＢＧＴ発振回路では、カソード電流は本質的に一定であり、出力信号はアノード端子１３とベース端子１１の間に出現する。ベース端子１１は通常接地されている。活性領域（活性層）におけるガンドメインの形成、伝播、消滅によって、高周波の交流電流がベースとアノードの間を流れることになる。ベースと活性層との界面においては電子伝導電流Ｉｎは、カソード電流が一定であることにより略一定であり、この点における交流電流は殆ど全部が変位電流である。この様子を説明したものが、ＨＢＧＴ１のエネルギー帯と回路概略を示した図３である。ベースと活性層との界面（以下、ベース／活性層界面）での電子伝導電流Ｉｎの大きさはカソード電流に関係しており、その関係は関係式Ｉｎ＝α｜Ｉcc｜で表される。ここで、αは素子のベース接地直流電流利得である。このベース／活性層界面での一定の電子伝導電流Ｉnが実は理想的でなく、発振効率および出力パワーの向上には、ベース／活性層界面での電子伝導電流が適切な位相で経時変化するのが望ましいことが分かった。
【０００７】
そこで、本発明は、ヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路において、へテロ接合バイポーラガン素子に帰還をかける帰還回路を備えたことにより、ベース／活性層界面での電子伝導電流が適切な位相で経時変化するようにしたものである。これにより、図２に示した帰還をかけない従来の発振回路に比べて、発振効率および出力パワーが向上する。本願発明においては、上記帰還回路は、互いに直列もしくは並列に接続されたキャパシタと位相制御手段との組み合わせを含んでおり、上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに直列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のカソードに接続されており、上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに並列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のベースに接続されている。
【０００８】
上記へテロ接合バイポーラガン素子は、一実施形態では、へテロ接合バイポーラガントリオードであり、別の実施形態では、へテロ接合バイポーラガンテトロードである。へテロ接合バイポーラガンテトロードとは、本件出願人が特願２０００−０９４３０４号（２０００年３月３０日提出）で提案したへテロ接合バイポーラガントリオードの改良素子で、既存のアノード端子、ベース端子、カソード端子の３端子に対して独立して働く第４の端子を有する４端子素子である。
【０００９】
発振効率を効果的に改善するには、帰還は、へテロ接合バイポーラガン素子のアノードの出力電圧信号の位相よりも約０°〜８０°遅れた位相でベースと活性層との境界を横切る電子伝導電流信号が生成されるように行われるのが理想的である。しかし、位相差が約０°〜８０°の範囲外にあっても、従来よりも発振効率を高めることができる。
【００１０】
一実施形態では、上記帰還回路をへテロ接合バイポーラガン素子のアノードとカソードとの間に設けている。
【００１１】
帰還回路は、互いに直列に接続されたキャパシタと位相制御手段を含むことができる。位相制御手段としては、たとえば、オープンスタブを使用することができる。オープンスタブ長を変えることにより、信号の位相を制御できる。
【００１２】
本発明のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路をデータ通信システムに用いると、ミリ波を用いて動画像データを良好に送受信できるシステムを実現できる。
【００１３】
【実施例】
以下、図１および図４〜１７を参照して本発明の実施例を説明する。これらの図面において、図２に示された構成部品と同様の構成部品には、図２で使用されたのと同じ参照番号を付している。
【００１４】
（実施例１）
図１は本発明の一実施例の回路概略図である。図１に示した例は、ＨＢＧＴ６０ＧＨｚ発振回路である。この発振回路の概略構成は、帰還回路の有無において図２に示した従来の概略回路構成と異なり、その性能は、図２の従来の回路と直接比較することができる。図１において、能動素子であるＨＢＧＴ１はベース接地でバイアスされ、一定の負の直流バイアス電流Ｉcc（＝ −１０８ｍＡ）がカソード端子１２に印加される（図１では負であることを示すために−Ｉccと表示している）。アノード端子１３には正の直流電圧Ｖaa（＝１Ｖ）が印加され（図１では正であることを示すために＋Ｖaaと表示している）、このアノード端子１３に出力発振信号が生じる。所望の周波数での発振は、λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１と接地されたキャパシタＣresとを直列接続することによって形成される共振回路２によって保証される。帰還回路５は１４０ｆFのキャパシタＣfdbkと、幅５０μｍ・長さ３６０μｍのオープンスタブ５１とからなる。このケースでは、ＨＢＧＴ１はカソード寸法が４μｍ×４０μｍ、ベース寸法は８μｍ×４２μｍである。このＨＢＧＴは、膜厚が１.４μｍのＧａＡｓ活性層を有し、図２の従来の回路に使用されているものと構造が同じである。この能動素子１および回路は厚さ３００μｍのＧａＡｓ半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成されている。λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１は、幅が５０μｍ、長さが４１２μｍである。キャパシタＣresの値は２.８ｆＦである。この例においては、キャパシタＣresは金属／絶縁体／金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはｐｉｎダイオードによって提供されるような可変キャパシタンスを使用するのが好ましい。負荷は１００Ωの抵抗ＲＬである。この実施形態では、λ／４伝送ライン２１とオープンスタブ５１はマイクロストリップタイプのものである。別の実施例においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコプレイナータイプのものが使用される。本実施例においては回路構成部品は単一基板上に一体に形成されている。しかし、当業者には容易に理解できようが、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできる。
【００１５】
図１に示したＨＢＧＴ発振回路では、アノード電流の一部を適切な位相でカソードに帰還させるので、交流電子伝導電流がアノード電圧の位相よりも約０°〜８０°遅れた位相でベース／活性層界面を横切る結果となる。ベース／活性層界面に適切な位相の経時変化する電子伝導電流を有することが望ましいことは、図４および図５〜８を参照すれば理解できよう。
【００１６】
図４は、図１に示したＨＢＧＴ発振回路（但し、帰還回路における容量Ｃfdbk＝２２０ｆF、オープンスタブ長＝３６０μｍ)について、出力電圧（アノード電圧）Ｖoutと出力電流Ｉoutおよびベース／活性層界面での経時変化する電子伝導電流Ｉnを時間に関してプロットしたものである。この場合、負荷ＲＬは純粋な抵抗であるので、アノード電圧Ｖoutは出力電流Ｉoutに対して位相が１８０°ずれる。電子伝導電流Ｉnの波形は完全には正弦曲線ではないが、波形をフーリエ分析すると、電子伝導電流Ｉnの基本位相はアノード電圧Ｖoutよりも約６０°遅れていることが分かる。図４のグラフ中のラベル１は、サイクル中におけるガンドメイン核形成が生じた時点を示している。また、同グラフ中のラベル２はドメイン成長および伝播中の時点を示している。ラベル３は、ドメイン消滅中の時点を示している。そして、ラベル４はガンドメインが完全に消滅してしまいアノード電圧Ｖoutが上昇している時点を示している。図５，６，７，８はそれぞれ、図４に示した時点１，２，３，４でのエネルギー帯とＨＢＧＴの活性層中の電子密度とを示している。帰還回路は、電子伝導電流Ｉn（アノードからカソードへの帰還によって注入される）が負荷抵抗ＲＬへ出力される出力電流Ｉoutとの位相差を有するように設計される。電子伝導電流Ｉnは、ガンドメインの形成及び成長の段階では大きく、それによってこれらのプロセスを促進する。これは、図５および図６にそれぞれ示した時点１および２でのエネルギー帯の図と電子密度の図から分かる。ガンドメインの消滅とアノード電圧上昇の段階での時点３及び４では、電子伝導電流Inは小さい。このようにして帰還電流はガン発振の振幅を強化し増大するのに使われる。
【００１７】
帰還電流の大きさ及び位相はＨＢＧＴ発振器の設計において非常に重要である。図１の回路（シミュレーションの結果については図４〜８に示した。）では、帰還電流の大きさ及び位相は、帰還回路５における帰還容量Ｃfdckとオープンスタブ５１の長さによってそれぞれ決まる。
【００１８】
ＨＢＧＴの出力から入力への帰還信号の使用は特に有効である。というのは、ＨＢＧＴは、バイポーラトランジスタとは異なり、発振周波数付近でのベース接地電流利得が、電子遷移効果による増幅のおかげで、通常、単一利得よりもかなり大きいからである。本発明の好ましい実施形態は、帰還によって電子伝導電流がアノード電圧の位相よりも約０°〜８０°遅れた位相でベース／活性層界面を横切るようにした回路であるが、電子伝導電流の位相がこの理想値と異なっていても若干の効果は得られる。
【００１９】
（実施例２）
図９は本発明の別の実施例の回路概略図を示している。この実施形態のＨＢＧＴ６０ＧＨｚ発振回路は、帰還回路５が直列接続されたキャパシタＣfdbkと伝送ライン５２との組み合わせからなる点を除いては、図１の発振回路と同様である。図９において、能動素子であるＨＢＧＴ１はベース接地でバイアスされ、一定の負のバイアス電流Ｉcc（＝ −２００ｍＡ）がカソード端子１２に印加される。アノード端子１３には正の直流電圧Ｖaa（＝１.５Ｖ）が印加され、このアノード端子１３に出力発振信号が生じる。所望周波数での発振は、λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１と接地されたキャパシタＣresとを直列接続することによって形成される共振回路２によって保証される。帰還回路５は３００ｆFのキャパシタＣfdbkと、幅５０μｍ・長さ８００μｍの伝送ライン５２とからなる。この場合、ＨＢＧＴ１はカソード寸法が４μｍ×８０μｍ、ベース寸法は８μｍ×４２μｍである。このＨＢＧＴは、膜厚が１.４μｍのＧａＡｓ活性層を有し、図２の従来の回路に使用されているものと構造が同じである。能動素子および回路は厚さ１００μｍのＧａＡｓ半絶縁性基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成されている。λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１は、幅が８０μｍ、長さが３８０μｍである。キャパシタＣresは値６ｆＦを有する。この例においては、キャパシタＣresは金属／絶縁体／金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはｐｉｎダイオードによって提供されるような可変容量を使用するのが好ましい。負荷ＲＬは５０Ωの抵抗である。この実施形態では、伝送ライン２１、５２はマイクロストリップタイプのものである。別の実施形態においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコ板上一体（モノリシック）に形成されている。しかし、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできることは、当業者には容易に理解できよう。
【００２０】
本発明の好ましい実施形態は、図１,９に示した例の如く、アノードからカソードへの帰還ループを備えたものである。しかし、ベース／活性層界面での電子伝導電流が適切な位相と適切な大きさになるならば、他の帰還方式を用いてもよい。次に説明する２つの例では、アノードからカソードへの帰還以外の帰還方式を使用している。
【００２１】
（実施例３）
図１０はアノードからカソードへの帰還以外の帰還方式を採用した実施例の概略回路図を示している。このＨＢＧＴ６０ＧＨｚ発振回路では、帰還をかけるためにＨＢＧＴの固有のベース抵抗が使用される。適切な大きさと位相の電子伝導電流をベース／活性層界面に生成するために、直列に接続された１００ｆFのキャパシタＣfdbkとλ／４マイクロストリップ伝送ライン５３との組合せがカソードに接続されている。一定の負のバイアス電流Ｉcc（＝ −１０８ｍＡ）がカソード端子１２に印加されるとともに、アノード端子１３には正の直流電圧Ｖaa（＝１Ｖ）が印加され、このアノード端子１３に出力発振信号が生じる。所望周波数での発振は、λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１と接地されたキャパシタＣresとを直列接続することによって形成される共振回路２によって保証される。この例では、能動素子であるＨＢＧＴ１はカソード寸法が４μｍ×４０μｍ、ベース寸法は８μｍ×４２μｍである。このＨＢＧＴは、膜厚が１.５μｍのＧａＡｓ活性層を有する。能動素子および回路は厚さ３００μｍのＧａＡｓ半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成される。λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１は、幅が５０μｍ、長さが４１２μｍである。キャパシタＣresの値は１０ｆＦである。この例においては、キャパシタＣresは金属／絶縁体／金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはＰＩＮダイオードによって提供されるような可変容量を使用するのが好ましい。負荷ＲＬは１００Ωの抵抗である。この実施形態では、伝送ライン２１、５３はマイクロストリップタイプのものである。別の実施形態においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコプレイナータイプのものが使用される。この例においては回路構成部品はモノリシックに単一基板上に形成されている。しかし、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできることは、当業者には容易に理解できよう。
【００２２】
（実施例４）
図１１はアノードからカソードへの帰還以外の帰還方法を使用している別の実施例の概略回路図を示している。この実施例のＨＢＧＴ６０ＧＨｚ発振回路では、帰還を行うために受動構成部品がベースとカソードに接続されている。適切な位相と大きさの電子伝導電流をベース／活性層界面に生成するために、並列に接続された２００ｆFのキャパシタＣfdbkとλ／４マイクロストリップショートスタブ５４との組合せがベースに接続される一方、λ／４マイクロストリップオープンスタブ５５がカソードに接続されている。一定の負のバイアス電流Ｉcc（＝ −１０８ｍＡ）がカソード端子１２に印加されるとともに、アノード端子１３には正の直流電圧Ｖaa（＝１Ｖ）が印加され、このアノード端子１３に出力発振信号が生じる。所望の周波数での発振は、λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１と接地されたキャパシタＣresとを直列接続することによって形成される共振回路２によって保証される。この例では、能動素子であるＨＢＧＴ１はカソード寸法が４μｍ×４０μｍ、ベース寸法は８μｍ×４２μｍである。このＨＢＧＴ１は、膜厚が１.４μｍのＧａＡｓ活性層を有する。能動素子および回路は厚さ３００μｍのＧａＡｓ半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成される。λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１は、幅が５０μｍ、長さが４１２μｍである。キャパシタＣresは値１０ｆＦを有する。この例においては、キャパシタＣresは金属／絶縁体／金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはｐｉｎダイオードによって提供されるような可変容量を使用するのが好ましい。負荷ＲＬは１００Ωの抵抗である。この実施例では、伝送ライン２１およびスタブ５４、５５はマイクロストリップタイプのものである。別の実施形態においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコプレイナータイプのものが使用される。この例においては回路構成部品はモノリシック形態で単一基板上に形成されている。しかし、当業者には容易に理解できようが、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできる。
【００２３】
以上説明した各例では、本発明は発振回路または電圧制御発振（ＶＣＯ）回路に実施されている。しかし、本発明はより高い機能性を備えた回路、たとえば、次の２つの例で説明するように信号のアップ変換あるいはダウン変換のための自励発振ミクサに適用することも可能である。
【００２４】
（実施例５）
ここで説明する例は本発明をＨＢＧＴ自励発振ミクサに適用したものである。図１２はダウンコンバータの機能を果す回路の概略図を示している。６０ＧＨｚの局部発振器（ＬＯ）信号は、図１と同様の構成でアノードからカソードへフィードバックをかけられるＨＢＧＴによって生成される。高周波（ＲＦ）信号はカップリングキャパシタ６を介してカソードに供給され、ダウン変換された信号（ＩＦ信号）がアノードから取り出される。ＨＢＧＴ発振回路の上述した例と同様に、このＨＢＧＴダウンコンバータはＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）あるいはハイブリッドマイクロ波ＩＣとして形成できる。
【００２５】
（実施例６）
へテロ接合バイポーラガン素子の別の例としては、ＨＢＧＴに関係した４端子素子であるへテロ接合バイポーラガンテトロードがある。この素子は、自励発振ミクサとしてのアプリケーションを有する。図１３は、ダウンコンバータの機能を果すデュアルカソードへテロ接合バイポーラガンテトロード回路の概略図である。同図において、図１２に示した構成部品と同様の構成部品には図１２で使用したのと同じ番号を付している。６０ＧＨｚ局部発振器（ＬＯ）信号は、図１２に示した構成と同等の構成でアノードから一方のカソード１２ａに信号が帰還させられるへテロ接合バイポーラガンテトロード１０１により生成される。ＲＦ信号はカップリングキャパシタ６を介してもう一方のカソード１２ｂに供給され、ダウン変換された信号（ＩＦ信号）がアノードから取り出される。この４端子ヘテロ接合バイポーラガン素子に対して種々変更することは可能であり（特願２０００−０９４３０４号）、このように変更を加えたものに対しても本発明（帰還をかける）は同様に実施できることは容易に理解できよう。ＨＢＧＴ発振回路の上述した各例と同様に、このへテロ接合バイポーラガンテトロードダウンコンバータはＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）あるいはハイブリッドマイクロ波ＩＣとして形成できる。
【００２６】
（実施例７）
本発明のへテロ接合バイポーラガン素子発振回路は、主にミリ波データ通信システムでのアプリケーションを有する。そのような通信システムの一例は、短距離内、たとえば、建物の中で、周波数６０ＧＨｚのミリ波を用いて動画像を伝送するシステムである。図１４及び図１５はそのようなミリ波通信システムの送受信器に本発明の回路を適用した例を示している。図１４は、本発明のへテロ接合バイポーラガン素子発振回路によって局部発振（ＬＯ）信号が提供されるミリ波送受信器のブロック図を示している。一方、図１５は、本発明を自励発振ミクサとして実施する場合に本発明の回路によって局部発振器機能とミクサ機能とが提供される点を除いて、図１４と同様のシステムのブロック図を示している。図１４において、１１１はへテロ接合バイポーラガン素子発振回路、１１２はミクサ、１１３はＲＦ低ノイズ増幅器、１１４はＲＦパワーアンプ、１１５はＩＦアンプである。また、図１５において、１２１はへテロ接合バイポーラガン素子自励発振ミクサ・アップコンバータ回路、１２２はへテロ接合バイポーラ電子遷移素子自励発振ミクサ・ダウンコンバータ回路、１２３はＲＦ低ノイズ増幅器、１２４はＲＦパワーアンプ、１２５はＩＦアンプである。
【００２７】
（シミュレーション）
本発明の有効性を、図１に示した回路の性能をシミュレーションすることにより評価した。図１に示した帰還回路５のオープンスタブ５１の長さを３６０μｍに固定し、帰還容量Ｃfdbkの大きさを変化させて発振器出力効率とＶout−Ｉn信号位相差を調べた。それぞれの場合において共振回路２の同調容量Ｃresは発振周波数が６０ＧＨｚになるように調整された。図１６は帰還容量Ｃfdbkに対する発振器出力効率とこの回路のＶout−Ｉn信号位相差のシミュレーション結果を示したグラフである。Ｃfdbk＝０ｆFの場合が、図２に示した帰還を行わない従来例と同じ回路に相当する。図１６から、出力パワーの増大の結果生じる発振器効率の増大が帰還回路によってもたらされていることは明らかである。約１７％のピーク効率は帰還容量の値が２２０ｆFのときに得られた。これは、Ｃfdbk＝０ｆF（即ち、帰還なし）の回路の場合に得られる約１０％という効率に比してかなりの改善である。また、アノード電圧Ｖoutとベース／活性領域界面を横切る電子伝導電流Ｉnとの位相差は発振器効率が最大の時に約６０°である。しかし、この位相差が０°から８０°という広い範囲内にあれば、発振効率をかなり高めることができることがわかった。さらに、電子伝導電流の位相が上記範囲の外にある帰還の場合であっても、若干の改善が得られる。
【００２８】
帰還信号の位相の効果は図１７から一層はっきりと分かる。図１７は、図１に示したのと同じ発振回路構成で帰還容量Ｃfdbkを５０ｆFに固定した場合のＶout−Ｉn位相差に対する効率のシミュレーション結果を示したグラフである。この場合、帰還信号の振幅は略一定であり、信号の位相は帰還回路のオープンスタブ長を変えることにより制御される。繰り返すが、明かに、帰還は、ＶoutとＩnとの位相差が０°〜８０°の範囲内にほぼ入っているときが、最も効率がよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例としてアノードからカソードへ帰還をかけるＨＢＧＴ発振回路の概略図。
【図２】帰還を行わない従来のＨＢＧＴ発振回路の概略図。
【図３】ＨＢＧＴ発振回路のエネルギーバンドと回路の概略を示す図。
【図４】図１に示す回路のためのシミュレーションによる出力電流Ｉout、伝導電流Ｉn、および出力電圧（アノード電圧）Ｖoutを表したグラフを示す。
【図５】図４におけるタイムポイント１における図１の回路の素子のためのＨＢＧＴ活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図６】図４におけるタイムポイント２における図１の発振回路回路の素子のためのＨＢＧＴ活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図７】図４におけるタイムポイント３における図１の発振回路回路の素子のためのＨＢＧＴ活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図８】図４におけるタイムポイント４における図１の発振回路回路の素子のためのＨＢＧＴ活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図９】本発明の一実施例として別の帰還構成を有するＨＢＧＴ発振回路の概略図。
【図１０】本発明の一実施例として別の帰還構成を有するＨＢＧＴ発振回路の概略図。
【図１１】本発明の一実施例としてさらに別の帰還構成を有するＨＢＧＴ発振回路の概略図。
【図１２】本発明の一実施例としてアノードからカソードへ帰還をかけるＨＢＧＴ自励発振ミクサの概略図。
【図１３】本発明の一実施例としてアノードから複数のカソードのうちの１つへ帰還をかけるへテロ接合バイポーラガンテトロード自励発振ミクサの概略図。
【図１４】本発明のへテロ接合バイポーラガン素子自励発振回路をミリ波通信システムに適用した例を示すブロック図。
【図１５】本発明のへテロ接合バイポーラガン素子自励発振ミクサをミリ波通信システムに適用した例を示すブロック図。
【図１６】図１に示した発振回路のための帰還容量Ｃfdbkに対する発振回路効率とＶout-Ｉn信号位相差を示したグラフ。
【図１７】図１に示した発振回路のための一定の帰還容量Ｃfdbkに対する発振器効率とオープンスタブ長を示したグラフ。
【符号の説明】
１へテロ接合バイポーラガントリオード
１１ベース端子
１２、１２ａ、１２ｂカソード端子
１３アノード端子
２共振回路
２１ λ／４マイクロストリップ伝送ライン
５帰還回路
５１オープンスタブ
５２伝送ライン
５３ λ／４マイクロストリップ伝送ライン
５４ λ／４マイクロストリップショートスタブ
５５ λ／４マイクロストリップオープンスタブ
１０１へテロ接合バイポーラガンテトロード
１１１へテロ接合バイポーラガン素子発振回路
１１２ミクサ
１１３ＲＦ低ノイズ増幅器
１１４ＲＦパワーアンプ
１１５ＩＦアンプ
１２１へテロ接合バイポーラガン素子自励発振ミクサ・アップコンバータ回路
１２２へテロ接合バイポーラ電子遷移素子自励発振ミクサ・ダウンコンバータ回路
１２３ＲＦ低ノイズ増幅器
１２４ＲＦパワーアンプ
１２５ＩＦアンプ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a heterojunction bipolar gun element oscillation circuit and a data communication system using such an oscillation circuit.
[0002]
[Prior art]
Heterojunction bipolar gantry (hereinafter referred to as HBGT) is a three-terminal device that causes power amplification and oscillation at very high frequencies due to electrons transitioning through the valley of the conduction band in the active region (Gunn-Hilsum effect). It is an npn bipolar element (refer to the document IEEE Electron Device Lett., Vol. 21, No. 1, pp. 2-4, 2000 and JP 2001-77444 A).
[0003]
An example of a conventional HBGT 60 GHz oscillation circuit is schematically shown in FIG. The active element HBGT1 is biased with the base 11 grounded, and a constant negative DC bias current Icc (= −108 mA) is applied to the cathode terminal 12 (in order to show that it is negative in FIG. 2 − Icc is displayed). A positive DC voltage Vaa (= 1 V) is applied to the anode terminal 13 (indicated as + Vaa in FIG. 2 to indicate that it is positive), and an output oscillation signal is generated at the anode terminal 13. Oscillation at the desired frequency is ensured by the resonant circuit 2 formed by connecting the λ / 4 microstrip transmission line 21 and the grounded capacitor Cres in series. In this case, the HBGT1 has a cathode size of 4 μm × 40 μm and a base size of 8 μm × 42 μm. This HBGT has a GaAs active layer with a thickness of 1.4 μm. The active element and circuit are formed as a microwave monolithic integrated circuit on a GaAs semi-insulating substrate having a thickness of 300 μm. The λ / 4 microstrip transmission line 21 has a width of 50 μm and a length of 412 μm. Capacitor Cres has a value of 10 fF. The load is a 100Ω resistor RL.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
Conventional HBGT oscillation circuits have low output power and low oscillation efficiency, and these improvements are desired.
[0005]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a heterojunction bipolar gun element oscillation circuit with high output power and high efficiency, and a data communication system using such an oscillation circuit.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
When the conventional HBGT oscillation circuit is examined, the cathode current is essentially constant in the conventional HBGT oscillation circuit, and the output signal appears between the anode terminal 13 and the base terminal 11. The base terminal 11 is normally grounded. A high-frequency alternating current flows between the base and the anode by the formation, propagation, and disappearance of the cancer domain in the active region (active layer). At the interface between the base and the active layer, the electron conduction current In is substantially constant due to the constant cathode current, and almost all the alternating current at this point is a displacement current. This is illustrated in FIG. 3 which shows the energy band and circuit outline of HBGT1. The magnitude of the electron conduction current In at the interface between the base and the active layer (hereinafter referred to as the base / active layer interface) is related to the cathode current, and the relationship is expressed by the relation In = α | Icc |. Here, α is the base ground DC current gain of the element. The constant electron conduction current In at the base / active layer interface is actually not ideal, and the electron conduction current at the base / active layer interface changes with time in an appropriate phase in order to improve oscillation efficiency and output power. Was found to be desirable.
[0007]
Therefore, the present invention provides a heterojunction bipolar gun element oscillation circuit with a feedback circuit that feeds back a heterojunction bipolar gun element, so that the electron conduction current at the base / active layer interface changes with time in an appropriate phase. It is what you do. As a result, the oscillation efficiency and the output power are improved as compared with the conventional oscillation circuit which does not apply the feedback shown in FIG. In the present invention, the feedback circuit includes a combination of capacitors and phase control means connected in series or in parallel with each other, When the capacitor and the phase control means are connected in series with each other, The combination of the capacitor and the phase control means is the cathode of the heterojunction bipolar gun element. And the capacitor and the phase control means are connected in parallel with each other, the combination of the capacitor and the phase control means is a combination of the heterojunction bipolar gun element. Connected to the base.
[0008]
The heterojunction bipolar gun element is in one embodiment a heterojunction bipolar gantry and in another embodiment a heterojunction bipolar gantetrode. The heterojunction bipolar gantetrode is an improved element of the heterojunction bipolar gantry proposed by the present applicant in Japanese Patent Application No. 2000-094304 (submitted on March 30, 2000). , A four-terminal element having a fourth terminal that operates independently with respect to the three terminals of the cathode terminal.
[0009]
In order to effectively improve the oscillation efficiency, the feedback is performed at a phase delayed by about 0 ° to 80 ° from the phase of the output voltage signal of the anode of the heterojunction bipolar gun element. With Activity layer Ideally, an electron conduction current signal is generated across the boundary. However, even if the phase difference is outside the range of about 0 ° to 80 °, the oscillation efficiency can be improved as compared with the conventional case.
[0010]
In one embodiment, the feedback circuit is provided between the anode and cathode of a heterojunction bipolar gun element.
[0011]
The feedback circuit may include a capacitor and phase control means connected in series with each other. As the phase control means, for example, an open stub can be used. The phase of the signal can be controlled by changing the open stub length.
[0012]
When the heterojunction bipolar gun element oscillation circuit of the present invention is used in a data communication system, a system capable of satisfactorily transmitting and receiving moving image data using millimeter waves can be realized.
[0013]
【Example】
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 1 and FIGS. In these drawings, components similar to those shown in FIG. 2 are given the same reference numerals as used in FIG.
[0014]
Example 1
FIG. 1 is a schematic circuit diagram of an embodiment of the present invention. The example shown in FIG. 1 is an HBGT 60 GHz oscillation circuit. The schematic configuration of this oscillation circuit differs from the conventional schematic circuit configuration shown in FIG. 2 in the presence or absence of a feedback circuit, and its performance can be directly compared with the conventional circuit of FIG. In FIG. 1, the active element HBGT1 is biased at the base ground, and a constant negative DC bias current Icc (= −108 mA) is applied to the cathode terminal 12 (in order to show that it is negative in FIG. 1 − Icc is displayed). A positive DC voltage Vaa (= 1 V) is applied to the anode terminal 13 (indicated as + Vaa in FIG. 1 to indicate that it is positive), and an output oscillation signal is generated at the anode terminal 13. Oscillation at the desired frequency is ensured by the resonant circuit 2 formed by connecting the λ / 4 microstrip transmission line 21 and the grounded capacitor Cres in series. The feedback circuit 5 includes a capacitor Cfdbk having 140 fF and an open stub 51 having a width of 50 μm and a length of 360 μm. In this case, HBGT1 has a cathode size of 4 μm × 40 μm and a base size of 8 μm × 42 μm. This HBGT has a GaAs active layer with a film thickness of 1.4 μm and has the same structure as that used in the conventional circuit of FIG. The active element 1 and the circuit are formed as a microwave monolithic integrated circuit on a GaAs semi-insulating substrate having a thickness of 300 μm. The λ / 4 microstrip transmission line 21 has a width of 50 μm and a length of 412 μm. The value of the capacitor Cres is 2.8 fF. In this example, the capacitor Cres has a metal / insulator / metal laminated structure. However, it is preferred to use a variable capacitance such as that provided by a Schottky diode or pin diode. The load is a 100Ω resistor RL. In this embodiment, the λ / 4 transmission line 21 and the open stub 51 are of a microstrip type. In another embodiment, these circuit components and other circuit components are of the coplanar type. In the present embodiment, the circuit components are integrally formed on a single substrate. However, as will be readily understood by those skilled in the art, such a circuit can also be formed in a hybrid form, for example, by mounting a chip containing active elements on a substrate containing passive components.
[0015]
In the HBGT oscillation circuit shown in FIG. 1, since a part of the anode current is fed back to the cathode with an appropriate phase, the AC / electron conduction current is base / active at a phase delayed by about 0 ° to 80 ° from the anode voltage phase. This results in crossing the layer interface. The desirability of having an appropriate phase time-varying electron conduction current at the base / active layer interface can be seen with reference to FIGS. 4 and 5-8.
[0016]
FIG. 4 shows the output voltage (anode voltage) Vout, the output current Iout, and the base / active layer interface for the HBGT oscillation circuit shown in FIG. 1 (however, the capacitance Cfdbk = 220 fF in the feedback circuit and the open stub length = 360 μm). This is a plot of time-dependent electron conduction current In. In this case, since the load RL is a pure resistance, the anode voltage Vout is 180 ° out of phase with the output current Iout. Although the waveform of the electron conduction current In is not completely a sinusoidal curve, when the waveform is Fourier analyzed, it can be seen that the fundamental phase of the electron conduction current In is delayed by about 60 ° from the anode voltage Vout. Label 1 in the graph of FIG. 4 indicates the point in time when cancer domain nucleation occurred during the cycle. Further, label 2 in the graph indicates a time point during domain growth and propagation. Label 3 indicates a point in time when the domain is disappearing. Label 4 indicates a point in time when the cancer domain has completely disappeared and the anode voltage Vout has increased. 5, 6, 7 and 8 show the energy bands at the time points 1, 2, 3 and 4 shown in FIG. 4 and the electron density in the active layer of the HBGT, respectively. The feedback circuit is designed such that the electron conduction current In (injected by feedback from the anode to the cathode) has a phase difference from the output current Iout output to the load resistor RL. The electron conduction current In is large during the formation and growth of the cancer domain, thereby facilitating these processes. This can be seen from the energy band diagram and the electron density diagram at time points 1 and 2 shown in FIGS. 5 and 6, respectively. At time points 3 and 4 at the stage where the gun domain disappears and the anode voltage rises, the electron conduction current In is small. In this way, the feedback current is used to enhance and increase the amplitude of the gun oscillation.
[0017]
The magnitude and phase of the feedback current is very important in the design of the HBGT oscillator. In the circuit of FIG. 1 (the simulation results are shown in FIGS. 4 to 8), the magnitude and phase of the feedback current are determined by the feedback capacitance Cfdck and the length of the open stub 51 in the feedback circuit 5, respectively.
[0018]
The use of a feedback signal from the output of the HBGT to the input is particularly effective. This is because, unlike a bipolar transistor, HBGT has a base ground current gain near the oscillation frequency that is usually much larger than a unity gain due to amplification due to electronic transition effects. The preferred embodiment of the present invention is a circuit in which the electronic conduction current crosses the base / active layer interface with a phase delayed by about 0 ° to 80 ° from the phase of the anode voltage by feedback. Even if this is different from this ideal value, a slight effect can be obtained.
[0019]
(Example 2)
FIG. 9 shows a circuit schematic diagram of another embodiment of the present invention. The HBGT 60 GHz oscillation circuit of this embodiment is the same as the oscillation circuit of FIG. 1 except that the feedback circuit 5 includes a combination of a capacitor Cfdbk and a transmission line 52 connected in series. In FIG. 9, the HBGT 1 that is an active element is biased at the base ground, and a constant negative bias current Icc (= −200 mA) is applied to the cathode terminal 12. A positive DC voltage Vaa (= 1.5 V) is applied to the anode terminal 13, and an output oscillation signal is generated at the anode terminal 13. Oscillation at the desired frequency is ensured by the resonant circuit 2 formed by connecting the λ / 4 microstrip transmission line 21 and the grounded capacitor Cres in series. The feedback circuit 5 includes a capacitor Cfdbk of 300 fF and a transmission line 52 having a width of 50 μm and a length of 800 μm. In this case, HBGT1 has a cathode size of 4 μm × 80 μm and a base size of 8 μm × 42 μm. This HBGT has a GaAs active layer with a film thickness of 1.4 μm and has the same structure as that used in the conventional circuit of FIG. The active elements and circuits are formed as microwave monolithic integrated circuits on a GaAs semi-insulating substrate having a thickness of 100 μm. The λ / 4 microstrip transmission line 21 has a width of 80 μm and a length of 380 μm. Capacitor Cres has a value of 6 fF. In this example, the capacitor Cres has a metal / insulator / metal laminated structure. However, it is preferred to use a variable capacitor such as that provided by a Schottky diode or pin diode. The load RL is a 50Ω resistor. In this embodiment, the transmission lines 21 and 52 are of the microstrip type. In another embodiment, these circuit components and other circuit components are formed monolithically on a co-plate. However, it will be readily understood by those skilled in the art that such a circuit can be formed in a hybrid form by, for example, mounting a chip including active elements on a substrate including passive components.
[0020]
A preferred embodiment of the present invention is shown in FIG. 9 As shown in the example shown in FIG. 1, a feedback loop from the anode to the cathode is provided. However, the electron conduction current at the base / active layer interface is appropriate Place Other feedback schemes may be used as long as they are appropriately sized. In the two examples described below, a feedback system other than feedback from the anode to the cathode is used.
[0021]
(Example 3)
FIG. 10 shows a schematic circuit diagram of an embodiment adopting a feedback system other than the feedback from the anode to the cathode. In this HBGT 60 GHz oscillation circuit, the inherent base resistance of the HBGT is used for feedback. A combination of a 100 fF capacitor Cfdbk and a λ / 4 microstrip transmission line 53 connected in series is connected to the cathode in order to generate the appropriate magnitude and phase of the electron conduction current at the base / active layer interface. A constant negative bias current Icc (= −108 mA) is applied to the cathode terminal 12, and a positive DC voltage Vaa (= 1V) is applied to the anode terminal 13, and an output oscillation signal is generated at the anode terminal 13. . Oscillation at the desired frequency is ensured by the resonant circuit 2 formed by connecting the λ / 4 microstrip transmission line 21 and the grounded capacitor Cres in series. In this example, the active element HBGT1 has a cathode dimension of 4 μm × 40 μm and a base dimension of 8 μm × 42 μm. This HBGT has a GaAs active layer with a film thickness of 1.5 μm. The active elements and circuits are formed as microwave monolithic integrated circuits on a GaAs semi-insulating substrate having a thickness of 300 μm. The λ / 4 microstrip transmission line 21 has a width of 50 μm and a length of 412 μm. The value of the capacitor Cres is 10 fF. In this example, the capacitor Cres has a metal / insulator / metal laminated structure. However, it is preferable to use a variable capacitor such as that provided by a Schottky diode or PIN diode. The load RL is a 100Ω resistor. In this embodiment, the transmission lines 21 and 53 are of the microstrip type. In another embodiment, these circuit components and other circuit components are of the coplanar type. In this example, the circuit components are monolithically formed on a single substrate. However, it will be readily understood by those skilled in the art that such a circuit can be formed in a hybrid form by, for example, mounting a chip including active elements on a substrate including passive components.
[0022]
Example 4
FIG. 11 shows a schematic circuit diagram of another embodiment using a feedback method other than feedback from the anode to the cathode. In the HBGT 60 GHz oscillation circuit of this embodiment, passive components are connected to the base and the cathode for feedback. A combination of a 200 fF capacitor Cfdbk and a λ / 4 microstrip short stub 54 connected in parallel is connected to the base in order to generate the appropriate phase and magnitude of the electron conduction current at the base / active layer interface. , Λ / 4 microstrip open stub 55 is connected to the cathode. A constant negative bias current Icc (= −108 mA) is applied to the cathode terminal 12, and a positive DC voltage Vaa (= 1V) is applied to the anode terminal 13, and an output oscillation signal is generated at the anode terminal 13. . Oscillation at the desired frequency is ensured by the resonant circuit 2 formed by connecting the λ / 4 microstrip transmission line 21 and the grounded capacitor Cres in series. In this example, the active element HBGT1 has a cathode dimension of 4 μm × 40 μm and a base dimension of 8 μm × 42 μm. This HBGT1 has a GaAs active layer with a thickness of 1.4 μm. The active elements and circuits are formed as microwave monolithic integrated circuits on a GaAs semi-insulating substrate having a thickness of 300 μm. The λ / 4 microstrip transmission line 21 has a width of 50 μm and a length of 412 μm. Capacitor Cres has a value of 10 fF. In this example, the capacitor Cres has a metal / insulator / metal laminated structure. However, it is preferred to use a variable capacitor such as that provided by a Schottky diode or pin diode. The load RL is a 100Ω resistor. In this embodiment, the transmission line 21 and the stubs 54 and 55 are of a microstrip type. In another embodiment, these circuit components and other circuit components are of the coplanar type. In this example, the circuit components are formed on a single substrate in a monolithic form. However, as will be readily understood by those skilled in the art, such a circuit can also be formed in a hybrid form, for example, by mounting a chip containing active elements on a substrate containing passive components.
[0023]
In each example described above, the present invention is implemented in an oscillation circuit or a voltage controlled oscillation (VCO) circuit. However, the present invention can be applied to a circuit having higher functionality, for example, a self-oscillation mixer for signal up-conversion or down-conversion as described in the following two examples.
[0024]
(Example 5)
In the example described here, the present invention is applied to an HBGT self-oscillation mixer. FIG. 12 shows a schematic diagram of a circuit that functions as a down converter. The 60 GHz local oscillator (LO) signal is generated by an HBGT that is fed back from the anode to the cathode in a configuration similar to that of FIG. A radio frequency (RF) signal is supplied to the cathode via the coupling capacitor 6, and a down-converted signal (IF signal) is taken out from the anode. Similar to the above-described example of the HBGT oscillation circuit, the HBGT downconverter can be formed as an MMIC (monolithic microwave integrated circuit) or a hybrid microwave IC.
[0025]
(Example 6)
Another example of a heterojunction bipolar gun element is a heterojunction bipolar gantetrode, which is a four-terminal element related to HBGT. This device has application as a self-oscillating mixer. FIG. 13 is a schematic diagram of a dual cathode heterojunction bipolar gantetrode circuit that performs the function of a downconverter. In the figure, the same components as those shown in FIG. 12 are given the same numbers as those used in FIG. The 60 GHz local oscillator (LO) signal is generated by a heterojunction bipolar gantetrode 101 in which a signal is fed back from the anode to one cathode 12a in a configuration equivalent to that shown in FIG. The RF signal is supplied to the other cathode 12b through the coupling capacitor 6, and the down-converted signal (IF signal) is taken out from the anode. Various modifications can be made to the four-terminal heterojunction bipolar gun element (Japanese Patent Application No. 2000-094304), and the present invention (to which feedback is applied) is similarly applied to such a modification. It will be easy to understand what can be done. Similar to the above-described examples of the HBGT oscillation circuit, the heterojunction bipolar gantetrode downconverter can be formed as an MMIC (monolithic microwave integrated circuit) or a hybrid microwave IC.
[0026]
(Example 7)
The heterojunction bipolar gun element oscillation circuit of the present invention has applications mainly in millimeter wave data communication systems. An example of such a communication system is a system that transmits moving images using millimeter waves having a frequency of 60 GHz within a short distance, for example, in a building. 14 and 15 show an example in which the circuit of the present invention is applied to a transceiver of such a millimeter wave communication system. FIG. 14 shows a block diagram of a millimeter wave transceiver in which a local oscillation (LO) signal is provided by the heterojunction bipolar gun element oscillation circuit of the present invention. On the other hand, FIG. 15 shows a block diagram of a system similar to FIG. 14 except that the local oscillator function and the mixer function are provided by the circuit of the present invention when the present invention is implemented as a self-excited oscillation mixer. ing. In FIG. 14, 111 is a heterojunction bipolar gun element oscillation circuit, 112 is a mixer, 113 is an RF low noise amplifier, 114 is an RF power amplifier, and 115 is an IF amplifier. In FIG. 15, 121 is a heterojunction bipolar gun element self-excited oscillation mixer / upconverter circuit, 122 is a heterojunction bipolar electronic transition element self-excited oscillation mixer / downconverter circuit, 123 is an RF low noise amplifier, and 124 is An RF power amplifier 125 is an IF amplifier.
[0027]
(simulation)
The effectiveness of the present invention was evaluated by simulating the performance of the circuit shown in FIG. The length of the open stub 51 of the feedback circuit 5 shown in FIG. 1 was fixed to 360 μm, and the magnitude of the feedback capacitance Cfdbk was changed to examine the oscillator output efficiency and the Vout−In signal phase difference. In each case, the tuning capacitance Cres of the resonance circuit 2 was adjusted so that the oscillation frequency was 60 GHz. FIG. 16 is a graph showing simulation results of the oscillator output efficiency with respect to the feedback capacitance Cfdbk and the Vout-In signal phase difference of this circuit. The case of Cfdbk = 0 fF corresponds to the same circuit as the conventional example shown in FIG. From FIG. 16, it is clear that the increase in oscillator efficiency resulting from the increase in output power is provided by the feedback circuit. A peak efficiency of about 17% was obtained when the feedback capacitance value was 220 fF. This is a significant improvement over the efficiency of about 10% obtained with Cfdbk = 0 fF (ie, no feedback) circuit. The phase difference between the anode voltage Vout and the electron conduction current In across the base / active region interface is about 60 ° when the oscillator efficiency is maximum. However, it has been found that if this phase difference is within a wide range from 0 ° to 80 °, the oscillation efficiency can be considerably increased. Furthermore, even in the case of feedback where the phase of the electron conduction current is outside the above range, a slight improvement can be obtained.
[0028]
The effect of the phase of the feedback signal can be seen more clearly from FIG. FIG. 17 is a graph showing a simulation result of the efficiency with respect to the Vout-In phase difference when the feedback capacitor Cfdbk is fixed to 50 fF with the same oscillation circuit configuration as shown in FIG. In this case, the amplitude of the feedback signal is substantially constant, and the phase of the signal is controlled by changing the open stub length of the feedback circuit. Again, it is clear that feedback is most efficient when the phase difference between Vout and In is approximately in the range of 0 ° -80 °.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram of an HBGT oscillation circuit that performs feedback from an anode to a cathode as an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic diagram of a conventional HBGT oscillation circuit that does not perform feedback.
FIG. 3 is a diagram showing an energy band of an HBGT oscillation circuit and an outline of the circuit.
4 is a graph showing an output current Iout, a conduction current In, and an output voltage (anode voltage) Vout by simulation for the circuit shown in FIG.
5 shows the calculated energy band and electron density of the HBGT active layer for the elements of the circuit of FIG. 1 at time point 1 in FIG.
6 shows the calculated energy band and electron density of the HBGT active layer for the elements of the oscillation circuit circuit of FIG. 1 at time point 2 in FIG.
7 shows the calculated energy band and electron density of the HBGT active layer for the elements of the oscillation circuit circuit of FIG. 1 at time point 3 in FIG.
8 shows the calculated energy band and electron density of the HBGT active layer for the elements of the oscillation circuit circuit of FIG. 1 at time point 4 in FIG.
FIG. 9 is a schematic diagram of an HBGT oscillation circuit having another feedback configuration as an embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a schematic diagram of an HBGT oscillation circuit having another feedback configuration as an embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a schematic diagram of an HBGT oscillation circuit having still another feedback configuration as an embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a schematic diagram of an HBGT self-oscillation mixer that performs feedback from an anode to a cathode as an embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a schematic diagram of a heterojunction bipolar gantetrode self-oscillating mixer that provides feedback from an anode to one of a plurality of cathodes as one embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram showing an example in which the heterojunction bipolar gun element self-excited oscillation circuit of the present invention is applied to a millimeter wave communication system.
FIG. 15 is a block diagram showing an example in which the heterojunction bipolar gun element self-excited oscillation mixer of the present invention is applied to a millimeter wave communication system.
FIG. 16 is a graph showing the oscillation circuit efficiency and the Vout-In signal phase difference with respect to the feedback capacitance Cfdbk for the oscillation circuit shown in FIG. 1;
FIG. 17 is a graph showing oscillator efficiency and open stub length with respect to a constant feedback capacitance Cfdbk for the oscillation circuit shown in FIG. 1;
[Explanation of symbols]
1 Heterojunction bipolar gantry
11 Base terminal
12, 12a, 12b Cathode terminal
13 Anode terminal
2 Resonant circuit
21 λ / 4 microstrip transmission line
5 Feedback circuit
51 Open Stub
52 Transmission line
53 λ / 4 microstrip transmission line
54 λ / 4 microstrip short stub
55 λ / 4 microstrip open stub
101 Heterojunction Bipolar Gantetrode
111 Heterojunction Bipolar Gun Oscillator Circuit
112 Mixer
113 RF low noise amplifier
114 RF power amplifier
115 IF amplifier
121 Heterojunction Bipolar Gun Element Self-Oscillating Mixer Up-converter Circuit
122 Heterojunction Bipolar Electronic Transition Element Self-Oscillating Mixer Down Converter Circuit
123 RF low noise amplifier
124 RF power amplifier
125 IF amplifier

Claims

活性層、アノード、カソード、およびベースを有するへテロ接合バイポーラガン素子と、
上記ベースと上記活性層との界面での電子伝導電流が所定の位相で経時変化するように上記へテロ接合バイポーラガン素子に帰還をかける帰還回路と
を備え、
上記帰還回路は、互いに直列もしくは並列に接続されたキャパシタと位相制御手段との組み合わせを含んでおり、
上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに直列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のカソードに接続されており、
上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに並列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のベースに接続されていることを特徴とするへテロ接合バイポーラガン素子発振回路。A heterojunction bipolar gun element having an active layer, an anode, a cathode, and a base;
A feedback circuit that feeds back the heterojunction bipolar gun element so that the electron conduction current at the interface between the base and the active layer changes with time in a predetermined phase;
The feedback circuit includes a combination of a capacitor and phase control means connected in series or in parallel with each other,
When the capacitor and the phase control means are connected in series with each other , the combination of the capacitor and the phase control means is connected to the cathode of the heterojunction bipolar gun element ,
When the capacitor and the phase control means are connected in parallel to each other, the combination of the capacitor and the phase control means is connected to the base of the heterojunction bipolar gun element . Terror junction bipolar gun element oscillation circuit.

請求項１に記載のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路において、
上記帰還は、へテロ接合バイポーラガン素子のアノード電圧信号の位相よりも約０°〜８０°遅れた位相で上記ベースと活性層との境界を横切る電子伝導電流信号が生成されるように行われることを特徴とするヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路。The heterojunction bipolar gun element oscillation circuit according to claim 1,
The feedback is performed such that an electron conduction current signal is generated that crosses the boundary between the base and the active layer with a phase delayed by about 0 ° to 80 ° from the phase of the anode voltage signal of the heterojunction bipolar gun element. A heterojunction bipolar gun element oscillation circuit.

請求項１または２に記載のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路において、
上記帰還回路を、へテロ接合バイポーラガン素子のアノードとカソードとの間に設けたことを特徴とするへテロ接合バイポーラガン素子発振回路。The heterojunction bipolar gun element oscillation circuit according to claim 1 or 2,
A heterojunction bipolar gun element oscillation circuit, wherein the feedback circuit is provided between an anode and a cathode of a heterojunction bipolar gun element.

請求項１乃至３のいずれか１つに記載のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路において、
上記へテロ接合バイポーラガン素子はへテロ接合バイポーラガントリオードまたはへテロ接合バイポーラガンテトロードであることを特徴とするヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路。The heterojunction bipolar gun element oscillation circuit according to any one of claims 1 to 3 ,
The heterojunction bipolar gun element oscillation circuit, wherein the heterojunction bipolar gun element is a heterojunction bipolar gantry or a heterojunction bipolar gantetrode.

請求項１乃至４のいずれか１つに記載のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路を用いたデータ通信システム。A data communication system using the heterojunction bipolar gun element oscillation circuit according to any one of claims 1 to 4 .