JP3973351B2 - Signal receiving device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、最尤系列推定型等化器を用いた信号受信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来から、受信性能劣化対策として、信号受信装置にインパルスレスポンス推定器と最尤系列推定型等化器を備え、最尤系列推定の原理により最適なデータ列を検出し、受信性能の向上を図ることが行われている。
【0003】
図8は、従来の信号受信装置の構成例を示すブロック図である。同図に示す信号受信装置502は、アンテナ504、乗算器506、局発信号発生器508、インパルスレスポンス推定器510、最尤系列推定型等化器512を備えて構成される。なお、変調方式には2値位相変調方式(BPSK:Binary Phase Shift Keying )が用いられているものとする。
【0004】
信号送信装置(図示せず)からは所定のデータ列が送信される。信号受信装置502は、このデータ系列を受信するものであるが、受信信号には、直接波の他に、信号伝搬路の状況に応じて、該直接波に対して所定のシンボル時間長遅延し、且つ振幅が減少した遅延波も含まれている。このため、そのまま各シンボルの判定を行うと、判定に誤りが生じる場合がある。そこで、信号受信装置502では、最尤系列推定の原理により、受信信号に直接波と遅延波が含まれている場合であっても、受信信号から元のデータ列を復元可能とする。
【0005】
詳細な説明は、例えば、文献「笹岡秀一編、移動通信、オーム社」に記載されているので省略するが、要するに、乗算器506は、アンテナ504が受信した信号に、局発信号発生器504からの基準周波数信号を乗算し、ベースバンド信号に変換する。インパルスレスポンス推定器510は、このベースバンド信号に基づいて、インパルスレスポンス推定値を導出する。
【0006】
最尤系列推定型等化器512は、乗算器506からのベースバンド信号とインパルスレスポンス推定器510からのインパルスレスポンス推定値に基づいて、後述するメトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる最適なデータ列を検出する。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の信号受信装置では、最尤系列推定型等化器512においてメトリック計算とビタビアルゴリズムにより最適なデータ列を得るものであったため、その精度には原理的に限界があり、受信性能を向上させることにも限界があった。このため、近年信号受信装置に対して更に受信性能を向上させてほしいという要求が高まりつつあるが、それに応えることができないという問題があった。
【0008】
本発明は、上記従来の問題点を解決するものであり、その目的は、受信性能を向上させた信号受信装置を提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の信号受信装置は、受信信号から直接波のみを取り出す第1及び第2の受信機と、判定手段とを有する信号受信装置であって、前記第1の受信機は、受信信号をベースバンド信号に変換する第1の信号変換手段と、前記第1の信号変換手段からのベースバンド信号に基づいて、インパルスレスポンス推定値を導出する第1のインパルスレスポンス推定手段と、前記第1の信号変換手段からのベースバンド信号と、前記第1のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値とに基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値とベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第1の事後確率を導出する第1の最尤系列推定型等化手段と、を備え、前記第2の受信機は、受信信号をベースバンド信号に変換する第2の信号変換手段と、前記第2の信号変換手段からのベースバンド信号に基づいて、インパルスレスポンス推定値を導出する第2のインパルスレスポンス推定手段と、前記第2の信号変換手段からのベースバンド信号を遅延させる第1の遅延手段と、前記第1の遅延手段を介して導かれる前記第2の信号変換手段からのベースバンド信号、前記第2のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値、及び前記第1の最尤系列推定型等化手段からの第1の事後確率に基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値と前記第1の遅延手段を介して導かれるベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値に第1の事後確率を乗算した値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第2の事後確率を導出する第2の最尤系列推定型等化手段と、を備え、前記判定手段は、前記第2の最尤系列推定型等化手段からの第2の事後確率を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出する。
【0010】
この場合において、前記第1の信号変換手段からのベースバンド信号を遅延させる第2の遅延手段と、前記第2の遅延手段を介して導かれる前記第1の信号変換手段からのベースバンド信号、前記第1のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値、及び前記第2の最尤系列推定型等化手段からの第2の事後確率に基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値と前記第2の遅延手段を介して導かれるベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値に第2の事後確率を乗算した値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第3の事後確率を導出する第3の最尤系列推定型等化手段と、を更に備え、前記判定手段は、前記第3の最尤系列推定型等化手段からの第3の事後確率を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出することが好ましい。
【0011】
また、複数段に接続された最尤系列推定型等化手段と、前記複数段に接続された最尤系列推定型等化手段の各段に対応して、前記第2の遅延手段からのベースバンド信号を遅延させる偶数段の遅延手段と、前記第1の遅延手段からのベースバンド信号を遅延させる奇数段の遅延手段と、を更に備え、奇数段目の第(m:m=3、5、・・)の最尤系列推定型等化手段は、対応する第(m−1)の遅延手段を介して導かれる前記第1の信号変換手段からのベースバンド信号、前記第1のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値、及び前段の偶数段目の第(m−1)の最尤系列推定型等化手段からの第(m−1)の事後確率に基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値と第(m−1)の遅延手段を介して導かれるベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値に第(m−1)の事後確率を乗算した値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第(m)の事後確率を導出し、偶数段目の第(m+1)の最尤系列推定型等化手段は、対応する第(m)の遅延手段から導かれる前記第2の信号変換手段からのベースバンド信号、前記第2のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値、及び前段の奇数段目の第(m)の最尤系列推定型等化手段からの第(m)の事後確率に基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値と第(m)の遅延手段を介して導かれるベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値に第(m)の事後確率を乗算した値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第(m+1)の事後確率を導出し、前記判定手段は、最終段の最尤系列推定型等化手段からの第(m)又は第(m+1)の事後確率を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出することが好ましい。
【0012】
また、第3の受信機を更に備え、該第3の受信機は、受信信号をベースバンド信号に変換する第3の信号変換手段と、前記第3の信号変換手段からのベースバンド信号に基づいて、インパルスレスポンス推定値を導出する第3のインパルスレスポンス推定手段と、前記第3の信号変換手段からのベースバンド信号を遅延させる第3の遅延手段と、前記第3の遅延手段を介して導かれる前記第3の信号変換手段からのベースバンド信号、前記第3のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値、及び前記第2の受信機における第2の最尤系列推定型等化手段からの第2の事後確率に基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値と前記第3の遅延手段を介して導かれるベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値に第2の事後確率を乗算した値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第3の事後確率を導出する第3の最尤系列推定型等化手段と、を備え、前記判定手段は、前記第3の最尤系列推定型等化手段からの第3の事後確率を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出することが好ましい。
【0013】
【発明の実施の形態】
以下、図示した一実施形態に基いて本発明を詳細に説明する。図1は、本発明に係る信号受信装置の構成例を示すブロック図である。同図に示す信号受信装置2は、2段に接続された第1の受信機4及び第2の受信機6と、判定部8とを備えて構成される。
【0014】
1段目の受信機(第1の受信機)4は、アンテナ12、局発信号発生器14、乗算器16、インパルスレスポンス推定器18、最尤系列推定型等化器20を備えて構成される。一方、2段目の受信機(第2の受信機)6は、アンテナ22、局発信号発生器24、乗算器26、インパルスレスポンス推定器28、遅延器29、最尤系列推定型等化器30を備えて構成される。
【0015】
なお、信号の送信元である信号送信装置(図示せず)は、0と1からなる所定のデータ列を送信しており、その送信シンボルは、データが0のときに−1、1のときに1の値をとるものとする。また、伝搬路の特性により、信号受信装置2によって受信される受信信号には、直接波の他に、該直接波に対して例えば1シンボル時間遅延し、且つ振幅が1/2に減少するような遅延波が含まれているものとする。
【0016】
受信機4の乗算器16は、アンテナ12が受信した信号に、局発信号発生器14からの基準周波数信号を乗算し、ベースバンド信号に変換する。
【0017】
インパルスレスポンス推定器18は、このベースバンド信号に基づいて、インパルスレスポンス推定値を導出するものである。具体的には、信号送信装置(図示せず)は、図2に示す伝送フレームのトレーニング信号にインパルス信号を設定して送信し、インパルスレスポンス推定器18は、この信号送信装置からの直接波として受信したトレーニング信号と遅延波として受信したトレーニング信号とのずれと振幅の差を検出し、これらをインパルスレスポンス推定値として導出する。
【0018】
最尤系列推定型等化器20は、乗算器16からのベースバンド信号と、インパルスレスポンス推定器18からのインパルスレスポンス推定値とに基づいて、後述するメトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、事後確率(第1の事後確率)を導出する。
【0019】
以下、最尤系列推定型等化器20による最尤系列推定の詳細を説明する。上述の通り、受信信号には、直接波の他に、該直接波に対して所定時間遅延した遅延波が含まれているため、受信信号のシンボル(以下、「受信シンボル」と称する)は、その時刻に送信されたシンボルと、それ以前に送信されたシンボルの遅延波の成分とが重畳された信号となる。なお、以下においては、説明を簡単にするために、遅延波は、直接波に対して、遅延が1シンボル時間、振幅が1/2の場合を想定して説明する。
【0020】
従って、ある時刻に送信されたシンボルが−1(状態0)で、1つ前に送信されたシンボルが−1(状態0)であった場合には、遅延波が直接波の1/2の振幅であることを考慮すると、受信シンボルの値は−1.5になる。同様に、ある時刻に送信されたシンボルが−1(状態0)で、1つ前に送信されたシンボルが1(状態1)であった場合には、受信シンボルの値は−0.5になる。また、ある時刻に送信されたシンボルが1(状態1)で、1つ前に送信されたシンボルが−1(状態0)であった場合には、受信シンボルの値は0.5になり、ある時刻に送信されたシンボルが1(状態1)で、1つ前に送信されたシンボルが1(状態1)であった場合には、受信シンボルの値は1.5になる。
【0021】
このように、受信シンボルは、−1.5、−0.5、0.5、1.5の何れかの値となるはずである。しかし、実際には受信シンボルには雑音等が含まれているため、必ずしもこれら4つの値にはならない。最尤系列推定では、これら4つの値(以下、「受信シンボルの真値」と称する)のそれぞれと、雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値をブランチメトリックとして算出するとともに、そこに至るまでのブランチメトリックの累積値(以下、「メトリック」と称する)を算出する。最適なパス(生き残りパス)は、このメトリックが最小のものであることが知られている。
【0022】
図3は、最尤系列推定型等化器20による生き残りパス検出の一例を示す図である。同図において、n+3番目の受信シンボルの状態0に着目すると、この状態0には1つ前のn+2番目の受信シンボルの状態0から遷移する場合(経路A1)と、状態1から遷移する場合(経路A3)とがある。上述した通り、状態0から状態0に遷移する場合には、受信シンボルの真値は−1.5である。従って、n+3番目の受信シンボルにおける、経路A1に対応するメトリックS00(n+3) は、n+3番目の受信シンボルの値と−1.5との差の2乗値(ブランチメトリック)に、n+2番目のシンボルの状態0に至るまでのメトリックを加算して得られる。また、状態1から状態0に遷移する場合には、受信シンボルの真値は−0.5である。従って、n+3番目の受信シンボルにおける、経路A3に対応するメトリックS01(n+3) は、n+3番目の受信シンボルの値と0.5との差の2乗値(ブランチメトリック)に、n+2番目のシンボルの状態1に至るまでのメトリックを加算して得られる。そして、メトリックS00(n+3)、S01(n+3)を比較し、小さい方に対応する経路A1、A3の何れか一方を選択する。
【0023】
同様に、n+3番目の受信シンボルの状態1に着目すると、この状態0には1つ前のn+2番目の受信シンボルの状態0から遷移する場合(経路A2)と、状態1から遷移する場合(経路A4)とがある。上述した通り、状態0から状態1に遷移する場合には、受信シンボルの真値は0.5である。従って、n+3番目の受信シンボルにおける、経路A2に対応するメトリックS10(n+3) は、n+3番目の受信シンボルの値と0.5との差の2乗値(ブランチメトリック)に、n+2番目のシンボルの状態0に至るまでのメトリックを加算して得られる。また、状態1から状態1に遷移する場合には、受信シンボルの真値は1.5である。従って、n+3番目の受信シンボルにおける、経路A4に対応するメトリックS11(n+3) は、n+3番目の受信シンボルの値と1.5との差の2乗値(ブランチメトリック)に、n+2番目のシンボルの状態1に至るまでのメトリックを加算して得られる。そして、メトリックS10(n+3)、S11(n+3)を比較し、小さい方に対応する経路A2、A4の何れか一方を選択する。
【0024】
このようにして選択された2つの経路がいずれもn+2番目の受信シンボルの状態0から遷移するものであった場合、すなわち経路A1、A2が選択されている場合には、n+2番目の受信シンボルの状態0が生き残りパスとして選択される。同様に、選択された2つの経路がいずれもn+2番目の受信シンボルの状態1から遷移するものであった場合、すなわち経路A3、A4が選択されている場合には、n+2番目の受信シンボルの状態1が生き残りパスとして選択される。
【0025】
一方、選択された2つの経路の一方がn+2番目の受信シンボルの状態0から遷移するものであり、他方が状態1から遷移するものである場合には、n+2番目の受信シンボルにおける生き残りパスは決定されない。この場合には、更にn+4番目以降の受信シンボルにおいて、上述したn+3番目の受信シンボルにおける処理と同様に、ブランチメトリック及びメトリックの算出と、算出したメトリックに基づく経路選択を行うことにより、n+2番目の受信シンボルにおける生き残りパスが決定されることになる。
【0026】
上述の算出処理は、ビタビアルゴリズムと称されるものであり、各受信シンボルにおいて、このビタビアルゴリズムによる算出処理を行うことにより、生き残りパス、すなわち、受信シンボルの状態が決定される。
【0027】
このような生き残りパスの検出は、従来の最尤系列推定型等化器においても行われているが、本実施形態の最尤系列推定型等化器20では、更に第1の事後確率を導出する。以下においては、m段目の受信機内の最尤系列推定型等化器で導出される、n番目の受信シンボルに対応する第1の事後確率をP0(m,n)、P1(m,n)と表す。これら第1の事後確率は、P0(m,n)がn番目の受信シンボルが状態0でない確率を示し、第1の事後確率P1(m,n)がn番目の受信シンボルが状態1でない確率を示す。
【0028】
具体的には、最尤系列推定型等化器20は、n−1番目の受信シンボルの状態を0、n番目の受信シンボルの状態を0と決定した場合には、図4に示すように、n−1番目の受信シンボルの状態0からn番目の受信シンボルの状態0へのブランチメトリック、すなわちn番目の受信シンボルの値と−1.5との差の2乗値M00(n) と、n−1番目の受信シンボルの状態0からn番目の受信シンボルの状態1へのブランチメトリック、すなわちn番目の受信シンボルの値と0.5との差の2乗値M10(n) とに基づいて、n番目の受信シンボルに対応する第1の事後確率P0(1,n)、P1(1,n)を
【0029】
P0(1,n)=M00(n)/(M00(n)+M10(n)) (1)
【0030】
P1(1,n)=M10(n)/(M00(n)+M10(n)) (2)
により導出する。
【0031】
また、最尤系列推定型等化器20は、n−1番目の受信シンボルの状態を0、n番目の受信シンボルの状態を1と決定した場合には、図4に示すように、n−1番目の受信シンボルの状態0からn番目の受信シンボルの状態0へのブランチメトリック、すなわちn番目の受信シンボルの値と−1.5との差の2乗値M00(n) と、n−1番目の受信シンボルの状態0からn番目の受信シンボルの状態1へのブランチメトリック、すなわちn番目の受信シンボルの値と0.5との差の2乗値M10(n) とに基づいて、n番目の受信シンボルに対応する第1の事後確率P0(1,n)、P1(1,n)を
【0032】
P0(1,n)=M00(n)/(M00(n)+M10(n)) (3)
【0033】
P1(1,n)=M10(n)/(M00(n)+M10(n)) (4)
により導出する。
【0034】
同様に、最尤系列推定型等化器20は、n−1番目の受信シンボルの状態を1、n番目の受信シンボルの状態を0と決定した場合には、図4に示すように、n−1番目の受信シンボルの状態1からn番目の受信シンボルの状態0へのブランチメトリック、すなわちn番目の受信シンボルの値と−0.5との差の2乗値M01(n) と、n−1番目の受信シンボルの状態1からn番目の受信シンボルの状態1へのブランチメトリック、すなわちn番目の受信シンボルの値と1.5との差の2乗値M11(n) とに基づいて、n番目の受信シンボルに対応する第1の事後確率P0(1,n)、P1(1,n)を
【0035】
P0(1,n)=M01(n)/(M01(n)+M11(n)) (5)
【0036】
P1(1,n)=M11(n)/(M01(n)+M11(n)) (6)
により導出する。
【0037】
また、最尤系列推定型等化器20は、n−1番目の受信シンボルの状態を1、n番目の受信シンボルの状態を1と決定した場合には、図4に示すように、n−1番目の受信シンボルの状態1からn番目の受信シンボルの状態0へのブランチメトリック、すなわちn番目の受信シンボルの値と−0.5との差の2乗値M01(n) と、n−1番目の受信シンボルの状態1からn番目の受信シンボルの状態1へのブランチメトリック、すなわちn番目の受信シンボルの値と0.5との差の2乗値M11(n) とに基づいて、n番目の受信シンボルに対応する第1の事後確率P0(1,n)、P1(1,n)を
【0038】
P0(1,n)=M01(n)/(M01(n)+M11(n)) (7)
【0039】
P1(1,n)=M11(n)/(M01(n)+M11(n)) (8)
により導出する。
【0040】
このようにして導出された第1の事後確率P0(1,n)、P1(1,n)は、後述する2段目の受信機6の最尤系列推定型等化器30に送られる。
【0041】
受信機6における乗算器26は、アンテナ22が受信した信号に、局発信号発生器24からの基準周波数信号を乗算し、ベースバンド信号に変換する。
【0042】
インパルスレスポンス推定器28は、このベースバンド信号に基づいて、インパルスレスポンス推定値を導出するものである。具体的な導出方法は、受信機4のインパルスレスポンス推定器18と同様であるのでその説明は省略する。
【0043】
遅延器29は、最尤系列推定型等化器30に入力される、ベースバンド信号、インパルスレスポンス推定器28からのインパルスレスポンス推定値、及び第1の受信機4の最尤系列推定型等化器20からの第1の事後確率の入力タイミングを一致させるべく、乗算器26からのベースバンド信号を所定時間遅延させて出力する。
【0044】
最尤系列推定型等化器30は、遅延器29からのベースバンド信号、インパルスレスポンス推定器28からのインパルスレスポンス推定値、及び受信機4の最尤系列推定型等化器20からの第1の事後確率P0(1,n)、P1(1,n)に基づいて、上述のメトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、第2の事後確率P0(2,n)、P1(2,n)を導出する。
【0045】
最尤系列推定型等化器30による最尤系列推定は、基本的には、第1の受信機4における最尤系列推定型等化器20と同様であるが、ブランチメトリックの算出方法が異なる。すなわち、最尤系列推定型等化器30では、4つの受信シンボルの真値のそれぞれと、雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値に、受信機4の最尤系列推定型等化器20からの第1の事後確率を乗算し、その値をブランチメトリックとする。
【0046】
具体的には、n−1番目の受信シンボルの状態0からn番目の受信シンボルの状態0へのブランチメトリックは、n番目の受信シンボルの値と−1.5との差の2乗値M00(n) に、第1の事後確率P0(1,n)を乗算して得られる。また、n−1番目の受信シンボルの状態1からn番目の受信シンボルの状態0へのブランチメトリックは、n番目の受信シンボルの値と−0.5との差の2乗値M01(n) に、第1の事後確率P0(1,n)を乗算して得られる。
【0047】
同様に、n−1番目の受信シンボルの状態0からn番目の受信シンボルの状態1へのブランチメトリックは、n番目の受信シンボルの値と0.5との差の2乗値M10(n) に、第1の事後確率P1(1,n)を乗算して得られ、n−1番目の受信シンボルの状態1からn番目の受信シンボルの状態1へのブランチメトリックは、n番目の受信シンボルの値と0.5との差の2乗値M11(n) に、第1の事後確率P1(1,n)を乗算して得られる。
【0048】
このようにして各ブランチメトリックを算出すると、最尤系列推定型等化器30は、n番目の受信シンボルに対応するメトリックを算出し、生き残りパスの検出を行うとともに、第2の事後確率P0(2,n)、P1(2,n)を導出する。これら生き残りパスの検出方法と、第2の事後確率P0(2,n)、P1(2,n)の導出方法は、上述した受信機4の最尤系列推定型等化器20と同様であるので、その説明は省略する。
【0049】
最尤系列推定型等化器30によって導出された第2の事後確率P0(2,n)、P1(2,n)は、判定部8に送られる。判定部8は、これら第2の事後確率P0(2,n)、P1(2,n)を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出する。
【0050】
このように、本実施形態の信号受信装置2では、第1の受信機4及び第2の受信機6を2段に接続し、1段目の受信機4の最尤系列推定型等化器20で導出された第1の事後確率P0(1,n)、P1(1,n)を、2段目の受信機6の最尤系列推定型等化器30による生き残りパスの検出と第2の事後確率P0(2,n)、P1(2,n)の導出に用いるとともに、判定部8は、これら第2の事後確率P0(2,n)、P1(2,n)に基づいて、n番目の受信シンボルに対応するデータを検出しており、事後確率を導出、利用することにより、データ検出の正確性の向上、換言すれば、受信性能の向上を図ることができる。
【0051】
ところで、図1に示した信号受信装置2に、最尤系列推定型等化器を更に接続するようにしてもよい。図5は、最尤系列推定型等化器を更に接続した信号受信装置の構成例を示すブロック図である。同図に示す信号受信装置102は、2段に接続された受信機4、6と、最尤系列推定型等化器104と、判定部8とを備えて構成される。なお、受信機4には遅延器19が追加されている。
【0052】
最尤系列推定型等化器104には、受信機4のインパルスレスポンス推定器18からのインパルスレスポンス推定値、受信機6の最尤系列推定型等化器30からの第2の事後確率P0(2,n)、P1(2,n)、及び受信機4の遅延器19からのベースバンド信号が入力される。受信機4の遅延器19は、これら入力される信号の入力タイミングを一致させるべく、乗算器16からのベースバンド信号を所定時間遅延させるものである。
【0053】
最尤系列推定型等化器104は、これら入力される信号に基づいて、上述のメトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、第3の事後確率P0(3,n)、P1(3,n)を導出する。具体的な動作は、図1に示した信号受信装置2の受信機6内の最尤系列推定型等化器30と同様であるので、その説明は省略する。判定部8は、これら第3の事後確率P0(3,n)、P1(3,n)を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出する。
【0054】
また、図1に示した信号受信装置2に、複数段の最尤系列推定型等化器を更に接続するようにしてもよい。図6は、最尤系列推定型等化器を更に接続した信号受信装置の構成例を示すブロック図である。同図に示す信号受信装置202は、2段に接続された受信機4、6と、3段に接続された最尤系列推定型等化器204、206、208と、遅延器210、212と、判定部8とを備えて構成される。なお、第1の受信機4には遅延器19が追加されている。
【0055】
最尤系列推定型等化器204には、受信機4のインパルスレスポンス推定器18からのインパルスレスポンス推定値、受信機6の最尤系列推定型等化器30からの第2の事後確率P0(2,n)、P1(2,n)、及び受信機4の遅延器19からのベースバンド信号が入力される。最尤系列推定型等化器204は、これら入力される信号に基づいて、上述のメトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、第3の事後確率P0(3,n)、P1(3,n)を導出する。最尤系列推定型等化器206には、受信機6のインパルスレスポンス推定器18からのインパルスレスポンス推定値、最尤系列推定型等化器204からの第3の事後確率P0(3,n)、P1(3,n)、及び遅延器210からのベースバンド信号が入力される。遅延器210は、最尤系列推定型等化器206に入力される、ベースバンド信号、インパルスレスポンス推定器28からのインパルスレスポンス推定値、最尤系列推定型等化器204からの事後確率の入力タイミングを一致させるべく、受信機6の遅延器29からのベースバンド信号を所定時間遅延させるものである。
【0056】
最尤系列推定型等化器204は、これら入力される信号に基づいて、上述のメトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、第4の事後確率P0(4,n)、P1(4,n)を導出する。
【0057】
最尤系列推定型等化器208には、受信機6のインパルスレスポンス推定器18からのインパルスレスポンス推定値、最尤系列推定型等化器206からの第4の事後確率P0(4,n)、P1(4,n)、及び遅延器212からのベースバンド信号が入力される。遅延器212は、最尤系列推定型等化器206に入力される、ベースバンド信号、インパルスレスポンス推定器18からのインパルスレスポンス推定値、最尤系列推定型等化器206からの事後確率の入力タイミングを一致させるべく、受信機4の遅延器19からのベースバンド信号を所定時間遅延させるものである。
【0058】
最尤系列推定型等化器208は、これら入力される信号に基づいて、上述のメトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、第5の事後確率P0(5,n)、P1(5,n)を導出する。
【0059】
判定部8は、これら第5の事後確率P0(5,n)、P1(5,n)を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出する。
【0060】
また、受信機を3段以上接続して信号受信装置を構成するようにしてもよい。図7は、受信機を3段に接続した信号受信装置の構成例を示すブロック図である。同図に示す信号受信装置302は、3段に接続された受信機4、受信機6及び受信機304と、判定部8とを備えて構成される。なお、受信機4、受信機6は、図1に示した信号受信装置2の受信機4、受信機6と同様の構成であるので、その説明は省略する。
【0061】
3段目の受信機304は、アンテナ312、局発信号発生器314、乗算器316、インパルスレスポンス推定器318、最尤系列推定型等化器320を備えて構成される。
【0062】
乗算器316は、アンテナ312が受信した信号に、局発信号発生器14からの基準周波数信号を乗算し、ベースバンド信号に変換する。インパルスレスポンス推定器318は、上述した如くこのベースバンド信号に基づいて、インパルスレスポンス推定値を導出する。遅延器319は、最尤系列推定型等化器320に入力される、ベースバンド信号、インパルスレスポンス推定器318からのインパルスレスポンス推定値、及び受信機6の最尤系列推定型等化器30からの事後確率の入力タイミングを一致させるべく、乗算器316からのベースバンド信号を所定時間遅延させて出力する。
【0063】
最尤系列推定型等化器320は、遅延器319からのベースバンド信号、インパルスレスポンス推定器318からのインパルスレスポンス推定値、及び受信機6の最尤系列推定型等化器30からの第2の事後確率P0(2,n)、P1(2,n)に基づいて、上述のメトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、第3の事後確率P0(3,n)、P1(3,n)を導出する。具体的な動作は、図1に示した信号受信装置2の受信機6内の最尤系列推定型等化器30と同様であるので、その説明は省略する。判定部8は、これら第3の事後確率P0(3,n)、P1(3,n)を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出する。
【0064】
以上、本発明の一実施形態を図面に沿って説明した。しかしながら本発明は前記実施形態に示した事項に限定されず、特許請求の範囲の記載に基いてその変更、改良等が可能であることは明らかである。
【0065】
【発明の効果】
以上の如く本発明によれば、事後確率を導出、利用することにより、データ検出の正確性の向上、換言すれば、受信性能の向上を図ることができるという著しい効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る信号受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図2】伝送フレームの一例を示す図である。
【図3】最尤系列推定型等化器による生き残りパス検出の一例を示す図である。
【図4】最尤系列推定型等化器による事後確率の導出の一例を示す図である。
【図5】最尤系列推定型等化器を更に接続した信号受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図6】2段の最尤系列推定型等化器を更に接続した信号受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図7】受信機を3段に接続した信号受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図8】従来の信号受信装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
2 信号受信装置
4、6 受信機
8 判定部
12 アンテナ
14 局発信号発生器
16 乗算器
18 インパルスレスポンス推定器
19 遅延器
20 最尤系列推定型等化器
22 アンテナ
24 局発信号発生器
26 乗算器
28 インパルスレスポンス推定器
29 遅延器
30 最尤系列推定型等化器
102 信号受信装置
104 最尤系列推定型等化器
202 信号受信装置
204、206、208 最尤系列推定型等化器
210、212 遅延器
302 信号受信装置
304 受信機
312 アンテナ
314 局発信号発生器
316 乗算器
318 インパルスレスポンス推定器
319 遅延器
320 最尤系列推定型等化器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a signal receiving apparatus using a maximum likelihood sequence estimation type equalizer.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a countermeasure against reception performance degradation, the signal receiver has been equipped with an impulse response estimator and a maximum likelihood sequence estimation type equalizer to detect the optimal data sequence based on the principle of maximum likelihood sequence estimation and improve reception performance. Things have been done.
[0003]
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of a conventional signal receiving apparatus. The signal receiving apparatus 502 shown in the figure includes an
[0004]
A predetermined data string is transmitted from a signal transmission device (not shown). The signal receiving apparatus 502 receives this data series. In addition to the direct wave, the received signal is delayed by a predetermined symbol time length with respect to the direct wave according to the condition of the signal propagation path. In addition, a delayed wave having a reduced amplitude is also included. For this reason, if each symbol is determined as it is, an error may occur in the determination. Therefore, the signal receiving apparatus 502 makes it possible to restore the original data string from the received signal, even when the received signal includes a direct wave and a delayed wave, based on the principle of maximum likelihood sequence estimation.
[0005]
The detailed description is omitted because it is described in, for example, the document “Shuichi Okaoka, Mobile Communications, Ohmsha”. In short, the
[0006]
Maximum likelihood sequence
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional signal receiving apparatus, the maximum likelihood sequence
[0008]
The present invention solves the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to provide a signal receiving apparatus with improved reception performance.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a signal receiving apparatus of the present invention is a signal receiving apparatus having first and second receivers that extract only a direct wave from a received signal, and determination means, wherein the first receiving A first signal converting means for converting the received signal into a baseband signal, and a first impulse response estimating means for deriving an impulse response estimated value based on the baseband signal from the first signal converting means. And based on the baseband signal from the first signal conversion means and the impulse response estimation value from the first impulse response estimation means, The metric calculation is performed to detect the surviving path by the Viterbi algorithm, and the state of the received symbol at the nth timing is B under the condition that the state of the received symbol at the (n-1) th timing is A. The posterior probability is the branch metric for each branch, and the branch metric for the branch from A to B is the square of the difference between the true value of the received symbol for that branch and the value of the received symbol including the noise of the baseband signal. , By dividing by the sum of the branch metrics of the branches from A to the state of each received symbol, first maximum likelihood sequence estimation type equalization means for deriving a first posterior probability corresponding to the nth received symbol, and the second receiver converts the received signal into a baseband signal. 2 signal conversion means, second impulse response estimation means for deriving an impulse response estimation value based on the baseband signal from the second signal conversion means, and baseband from the second signal conversion means A first delay means for delaying a signal, a baseband signal from the second signal conversion means guided through the first delay means, an impulse response estimation value from the second impulse response estimation means, And a first posterior probability from the first maximum likelihood sequence estimation type equalization means, The metric calculation is performed to detect the surviving path by the Viterbi algorithm, and the state of the received symbol at the nth timing is B under the condition that the state of the received symbol at the (n-1) th timing is A. The posterior probability, the branch metric for each branch, the true value of the received symbol for that branch and Guided through said first delay means As a value obtained by multiplying the square value of the difference from the received symbol value including the noise of the baseband signal by the first posterior probability, the branch metric of the branch from A to B is changed from A to the state of each received symbol. By calculating by the value divided by the sum of the branch metrics of the branch, second maximum likelihood sequence estimation type equalization means for deriving a second posterior probability corresponding to the nth received symbol, and the determination means includes the second maximum likelihood sequence estimation type equalization means. Second posterior confirmation Rate Compare the state corresponding to the smaller value with the data corresponding to the nth received symbol. Detect as .
[0010]
In this case, a second delay means for delaying the baseband signal from the first signal conversion means, and a baseband signal from the first signal conversion means guided through the second delay means, Based on the impulse response estimation value from the first impulse response estimation means and the second posterior probability from the second maximum likelihood sequence estimation type equalization means, The metric calculation is performed to detect the surviving path by the Viterbi algorithm, and the state of the received symbol at the nth timing is B under the condition that the state of the received symbol at the (n-1) th timing is A. The posterior probability, the branch metric for each branch, the true value of the received symbol for that branch and Guided through the second delay means As a value obtained by multiplying the square value of the difference from the received symbol value including the noise of the baseband signal by the second posterior probability, the branch metric of the branch from A to B is changed from A to the state of each received symbol. By calculating by the value divided by the sum of the branch metrics of the branch, and third maximum likelihood sequence estimation type equalization means for deriving a third posterior probability corresponding to the nth received symbol, wherein the determination means is the third maximum likelihood sequence estimation type equalization means. Third posterior confirmation from Rate Compare the state corresponding to the smaller value with the data corresponding to the nth received symbol. Detect as It is preferable.
[0011]
A base from the second delay means corresponding to each stage of the maximum likelihood sequence estimation type equalization means connected to a plurality of stages and the maximum likelihood sequence estimation type equalization means connected to the plurality of stages. An even-numbered delay means for delaying the band signal and an odd-numbered delay means for delaying the baseband signal from the first delay means, and the odd-numbered (m: m = 3, 5) The maximum likelihood sequence estimation type equalization means includes a baseband signal from the first signal conversion means guided through a corresponding (m−1) th delay means, and the first impulse response. Based on the impulse response estimation value from the estimation means and the (m−1) th maximum likelihood sequence estimation type equalization means in the even numbered stage in the previous stage, The metric calculation is performed to detect the surviving path by the Viterbi algorithm, and the state of the received symbol at the nth timing is B under the condition that the state of the received symbol at the (n-1) th timing is A. The posterior probability, the branch metric for each branch, the true value of the received symbol for that branch and Led through the (m-1) th delay means To the square value of the difference from the received symbol value including noise of the baseband signal The (m-1) posterior probability By calculating the branch metric of the branch from A to B by the sum of the branch metric of the branch from A to the state of each received symbol, The (m) posterior probability corresponding to the nth received symbol is derived, and the (m + 1) th (M + 1) th maximum likelihood sequence estimation type equalizing means is derived from the corresponding (m) delay means. The baseband signal from the second signal conversion means, the impulse response estimation value from the second impulse response estimation means, and the (m) maximum likelihood sequence estimation type equalization means at the odd-numbered stage in the previous stage. Based on the (m) posterior probability, The metric calculation is performed to detect the surviving path by the Viterbi algorithm, and the state of the received symbol at the nth timing is B under the condition that the state of the received symbol at the (n-1) th timing is A. The posterior probability, the branch metric for each branch, the true value of the received symbol for that branch and Led through the (m) delay means To the square value of the difference from the received symbol value including noise of the baseband signal The (m) posterior probability By calculating the value obtained by multiplying the branch metric of the branch from A to B by the sum of the branch metrics of the branch from A to the state of each received symbol as a multiplied value, An (m + 1) th posterior probability corresponding to the nth received symbol is derived, and the determination means is the (m) or (m + 1) th posterior probability from the maximum likelihood sequence estimation type equalization means in the final stage. Rate Compare the state corresponding to the smaller value with the data corresponding to the nth received symbol. Detect as It is preferable.
[0012]
The third receiver further includes a third signal converting means for converting a received signal into a baseband signal, and a baseband signal from the third signal converting means. The third impulse response estimating means for deriving the impulse response estimated value, the third delay means for delaying the baseband signal from the third signal converting means, and the third delay means. The baseband signal from the third signal conversion means, the impulse response estimation value from the third impulse response estimation means, and the second maximum likelihood sequence estimation type equalization means in the second receiver. Based on the second posterior probability, The metric calculation is performed to detect the surviving path by the Viterbi algorithm, and the state of the received symbol at the nth timing is B under the condition that the state of the received symbol at the (n-1) th timing is A. The posterior probability, the branch metric for each branch, the true value of the received symbol for that branch and Guided through the third delay means As a value obtained by multiplying the square value of the difference from the received symbol value including the noise of the baseband signal by the second posterior probability, the branch metric of the branch from A to B is changed from A to the state of each received symbol. By calculating by the value divided by the sum of the branch metrics of the branch, and third maximum likelihood sequence estimation type equalization means for deriving a third posterior probability corresponding to the nth received symbol, and the determination means includes the third maximum likelihood sequence estimation type equalization means. The third posterior confirmation Rate The state corresponding to the smaller value is compared with the data corresponding to the nth received symbol. To detect It is preferable.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail based on the illustrated embodiment. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a signal receiving apparatus according to the present invention. The
[0014]
The first-stage receiver (first receiver) 4 includes an
[0015]
Note that a signal transmission apparatus (not shown) that is a signal transmission source transmits a predetermined data string consisting of 0 and 1, and the transmission symbol is -1 when the data is 0 and 1 The value of 1 is assumed to be taken as 1. In addition to the direct wave, the received signal received by the
[0016]
The
[0017]
The
[0018]
The maximum likelihood sequence
[0019]
Details of maximum likelihood sequence estimation by the maximum likelihood
[0020]
Therefore, when the symbol transmitted at a certain time is -1 (state 0) and the symbol transmitted one time before is -1 (state 0), the delayed wave is 1/2 of the direct wave. Considering the amplitude, the value of the received symbol is −1.5. Similarly, when the symbol transmitted at a certain time is -1 (state 0) and the symbol transmitted one time before is 1 (state 1), the value of the received symbol is -0.5. Become. In addition, when the symbol transmitted at a certain time is 1 (state 1) and the symbol transmitted immediately before is -1 (state 0), the value of the received symbol is 0.5, When the symbol transmitted at a certain time is 1 (state 1) and the symbol transmitted immediately before is 1 (state 1), the value of the received symbol is 1.5.
[0021]
Thus, the received symbol should have a value of -1.5, -0.5, 0.5, or 1.5. However, since the received symbol actually includes noise and the like, these four values are not necessarily obtained. In the maximum likelihood sequence estimation, the square value of the difference between each of these four values (hereinafter referred to as “true value of received symbol”) and the value of the received symbol including noise is calculated as a branch metric. The cumulative value of the branch metric up to (hereinafter referred to as “metric”) is calculated. The optimal path (surviving path) is known to have the smallest metric.
[0022]
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of surviving path detection by the maximum likelihood sequence
[0023]
Similarly, paying attention to the
[0024]
When both of the two paths selected in this way are transitions from the state 0 of the (n + 2) th received symbol, that is, when the paths A1 and A2 are selected, the n + 2th received symbol State 0 is selected as the surviving path. Similarly, if both of the two selected paths are transitions from
[0025]
On the other hand, if one of the two selected paths transitions from state 0 of the n + 2 received symbol and the other transitions from
[0026]
The calculation process described above is called a Viterbi algorithm, and the survival path, that is, the state of the received symbol is determined by performing the calculation process using the Viterbi algorithm for each received symbol.
[0027]
Such detection of surviving paths is also performed in the conventional maximum likelihood sequence estimation type equalizer, but the maximum likelihood sequence
[0028]
Specifically, when the maximum likelihood
[0029]
P0 (1, n) = M00 (n) / (M00 (n) + M10 (n)) (1)
[0030]
P1 (1, n) = M10 (n) / (M00 (n) + M10 (n)) (2)
Derived by
[0031]
When the maximum likelihood sequence
[0032]
P0 (1, n) = M00 (n) / (M00 (n) + M10 (n)) (3)
[0033]
P1 (1, n) = M10 (n) / (M00 (n) + M10 (n)) (4)
Derived by
[0034]
Similarly, the maximum likelihood sequence
[0035]
P0 (1, n) = M01 (n) / (M01 (n) + M11 (n)) (5)
[0036]
P1 (1, n) = M11 (n) / (M01 (n) + M11 (n)) (6)
Derived by
[0037]
When the maximum likelihood
[0038]
P0 (1, n) = M01 (n) / (M01 (n) + M11 (n)) (7)
[0039]
P1 (1, n) = M11 (n) / (M01 (n) + M11 (n)) (8)
Derived by
[0040]
The first posterior probabilities P0 (1, n) and P1 (1, n) derived in this way are sent to the maximum likelihood
[0041]
The
[0042]
The
[0043]
The
[0044]
The maximum likelihood sequence
[0045]
The maximum likelihood sequence estimation by the maximum likelihood sequence
[0046]
Specifically, the branch metric from the state 0 of the (n-1) th received symbol to the state 0 of the nth received symbol is the square value M00 of the difference between the value of the nth received symbol and -1.5. It is obtained by multiplying (n) by the first posterior probability P0 (1, n). The branch metric from
[0047]
Similarly, the branch metric from state 0 of the (n-1) th received symbol to
[0048]
When each branch metric is calculated in this way, the maximum likelihood
[0049]
The second posterior probabilities P 0 (2, n) and P 1 (2, n) derived by the maximum likelihood sequence
[0050]
Thus, in the
[0051]
By the way, a maximum likelihood sequence estimation type equalizer may be further connected to the
[0052]
The maximum likelihood
[0053]
The maximum likelihood sequence
[0054]
Further, a plurality of stages of maximum likelihood sequence estimation equalizers may be further connected to the
[0055]
The maximum likelihood sequence
[0056]
The maximum likelihood sequence
[0057]
The maximum likelihood sequence
[0058]
The maximum likelihood
[0059]
The
[0060]
Further, the signal receiving apparatus may be configured by connecting three or more receivers. FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of a signal receiving apparatus in which receivers are connected in three stages. The signal receiving apparatus 302 shown in the figure includes a receiver 4, a receiver 6, and a receiver 304 that are connected in three stages, and a
[0061]
The third-stage receiver 304 includes an
[0062]
The
[0063]
The maximum likelihood sequence
[0064]
The embodiment of the present invention has been described with reference to the drawings. However, the present invention is not limited to the matters shown in the above-described embodiments, and it is obvious that changes, improvements, etc. can be made based on the description of the scope of claims.
[0065]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to improve the accuracy of data detection, in other words, to improve reception performance by deriving and using the posterior probability.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a signal receiving apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a transmission frame.
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of surviving path detection by a maximum likelihood sequence estimation type equalizer;
FIG. 4 is a diagram illustrating an example of derivation of posterior probabilities by a maximum likelihood sequence estimation type equalizer.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of a signal receiving apparatus to which a maximum likelihood sequence estimation type equalizer is further connected.
FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration example of a signal receiving apparatus to which a two-stage maximum likelihood sequence estimation type equalizer is further connected.
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of a signal receiving apparatus in which receivers are connected in three stages.
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of a conventional signal receiving apparatus.
[Explanation of symbols]
2 signal receiver
4, 6 Receiver
8 judgment part
12 Antenna
14 Local signal generator
16 multiplier
18 Impulse response estimator
19 Delay device
20 Maximum likelihood sequence estimation equalizer
22 Antenna
24 Local signal generator
26 multiplier
28 Impulse response estimator
29 Delay device
30 Maximum likelihood sequence estimation equalizer
102 Signal receiving apparatus
104 Maximum likelihood sequence estimation equalizer
202 Signal receiver
204, 206, 208 Maximum likelihood sequence estimation equalizer
210, 212 delay unit
302 signal receiving apparatus
304 receiver
312 antenna
314 Local signal generator
316 multiplier
318 Impulse response estimator
319 Delayer
320 Maximum likelihood sequence estimation equalizer
Claims (4)
前記第1の受信機は、
受信信号をベースバンド信号に変換する第1の信号変換手段と、
前記第1の信号変換手段からのベースバンド信号に基づいて、インパルスレスポンス推定値を導出する第1のインパルスレスポンス推定手段と、
前記第1の信号変換手段からのベースバンド信号と、前記第1のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値とに基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値とベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第1の事後確率を導出する第1の最尤系列推定型等化手段と、
を備え、
前記第2の受信機は、
受信信号をベースバンド信号に変換する第2の信号変換手段と、
前記第2の信号変換手段からのベースバンド信号に基づいて、インパルスレスポンス推定値を導出する第2のインパルスレスポンス推定手段と、
前記第2の信号変換手段からのベースバンド信号を遅延させる第1の遅延手段と、
前記第1の遅延手段を介して導かれる前記第2の信号変換手段からのベースバンド信号、前記第2のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値、及び前記第1の最尤系列推定型等化手段からの第1の事後確率に基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値と前記第1の遅延手段を介して導かれるベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値に第1の事後確率を乗算した値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第2の事後確率を導出する第2の最尤系列推定型等化手段と、
を備え、
前記判定手段は、前記第2の最尤系列推定型等化手段からの第2の事後確率を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出することを特徴とする信号受信装置。A signal receiving apparatus having first and second receivers that extract only a direct wave from a received signal, and a determination means,
The first receiver
First signal converting means for converting a received signal into a baseband signal;
First impulse response estimating means for deriving an impulse response estimated value based on a baseband signal from the first signal converting means;
Based on the baseband signal from the first signal conversion means and the impulse response estimation value from the first impulse response estimation means, metric calculation is performed, and a surviving path is detected by the Viterbi algorithm, and n -Under the condition that the state of the received symbol at the 1st timing is A, the posterior probability that the state of the received symbol at the nth timing is B, the branch metric for each branch, and the received symbol of the received symbol for that branch As the square value of the difference between the true value and the value of the received symbol including the noise of the baseband signal, the branch metric of the branch from A to B is calculated by the sum of the branch metric of the branch from A to the state of each received symbol. by calculating the dividing value, n-th First maximum likelihood sequence estimation type equalization means for deriving a first posterior probability corresponding to a received symbol;
With
The second receiver is
Second signal converting means for converting the received signal into a baseband signal;
Second impulse response estimating means for deriving an impulse response estimated value based on the baseband signal from the second signal converting means;
First delay means for delaying a baseband signal from the second signal conversion means;
A baseband signal from the second signal conversion means guided through the first delay means, an impulse response estimation value from the second impulse response estimation means, the first maximum likelihood sequence estimation type, etc. On the condition that the metric calculation is performed based on the first posterior probability from the converting means, the surviving path is detected by the Viterbi algorithm, and the state of the received symbol at the (n-1) th timing is A. The posterior probability that the state of the received symbol at the second timing is B, the branch metric for each branch, the true value of the received symbol for that branch and the noise of the baseband signal derived through the first delay means. As a value obtained by multiplying the square value of the difference from the value of the received symbol including the first posterior probability, from A to B Lunch branch metric by calculating the value obtained by dividing by the sum of the branch metrics of the branches of the status of each received symbol from A, the second deriving a second posterior probability corresponding to the n-th received symbol Maximum likelihood sequence estimation type equalization means;
With
The determination means compares the second post probabilities from the second maximum likelihood sequence estimation equalization means, the state corresponding to the smaller value, detected as data corresponding to the n-th received symbol signal receiving apparatus, characterized by.
前記第2の遅延手段を介して導かれる前記第1の信号変換手段からのベースバンド信号、前記第1のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値、及び前記第2の最尤系列推定型等化手段からの第2の事後確率に基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値と前記第2の遅延手段を介して導かれるベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値に第2の事後確率を乗 算した値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第3の事後確率を導出する第3の最尤系列推定型等化手段と、
を更に備え、
前記判定手段は、前記第3の最尤系列推定型等化手段からの第3の事後確率を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出することを特徴とする請求項1に記載の信号受信装置。Second delay means for delaying a baseband signal from the first signal conversion means;
A baseband signal from the first signal conversion means guided through the second delay means, an impulse response estimation value from the first impulse response estimation means, a second maximum likelihood sequence estimation type, etc. On the condition that the metric calculation is performed based on the second posterior probability from the converting means, the surviving path is detected by the Viterbi algorithm, and the state of the received symbol at the (n-1) th timing is A. th posterior probability that the state of the received symbol is B in timing, the branch metric for each branch, the noise of the baseband signal derived via the true value and the second delay means of the received symbol for that branch a second calculation value squared a posteriori probability to the square value of the difference between the value of the received symbol, including, from a to B Lunch branch metric by calculating the value obtained by dividing by the sum of the branch metrics of the branches of the status of each received symbol from A, the third of deriving a third a posteriori probability corresponding to the n-th received symbol Maximum likelihood sequence estimation type equalization means;
Further comprising
The determination means compares the third post-probability from the third MLSE equalization means, the state corresponding to the smaller value, detected as data corresponding to the n-th received symbol signal receiving apparatus according to claim 1, characterized in that.
前記複数段に接続された最尤系列推定型等化手段の各段に対応して、前記第2の遅延手段からのベースバンド信号を遅延させる偶数段の遅延手段と、前記第1の遅延手段からのベースバンド信号を遅延させる奇数段の遅延手段と、
を更に備え、
奇数段目の第(m:m=3、5、・・)の最尤系列推定型等化手段は、対応する第(m−1)の遅延手段を介して導かれる前記第1の信号変換手段からのベースバンド信号、前記第1のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値、及び前段の偶数段目の第(m−1)の最尤系列推定型等化手段からの第(m−1)の事後確率に基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値と第(m−1)の遅延手段を介して導かれるベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値に第(m−1)の事後確率を乗算した値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第(m)の事後確率を導出し、
偶数段目の第(m+1)の最尤系列推定型等化手段は、対応する第(m)の遅延手段から導かれる前記第2の信号変換手段からのベースバンド信号、前記第2のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値、及び前段の奇数段目の第(m)の最尤系列推定型等化手段からの第(m)の事後確率に基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値と第(m)の遅延手段を介して導かれるベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値に第(m)の事後確率を乗算した値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第(m+1)の事後確率を導出し、
前記判定手段は、最終段の最尤系列推定型等化手段からの第(m)又は第(m+1)の事後確率を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出することを特徴とする請求項2に記載の信号受信装置。Maximum likelihood sequence estimation type equalization means connected in multiple stages;
Corresponding to each stage of the maximum likelihood sequence estimation type equalization means connected to the plurality of stages, the even number delay means for delaying the baseband signal from the second delay means, and the first delay means An odd number of stages of delay means for delaying the baseband signal from
Further comprising
The odd-numbered (m: m = 3, 5,...) Maximum likelihood sequence estimation type equalizing means provides the first signal conversion guided via the corresponding (m−1) delay means. Baseband signal from the means, impulse response estimation value from the first impulse response estimation means, and (m−) th (m−1) maximum likelihood sequence estimation type equalization means from the even-numbered stage in the previous stage. Based on the posterior probability of 1), the metric calculation is performed, the surviving path is detected by the Viterbi algorithm, and the condition of the received symbol at the (n-1) th timing is A. the posterior probability that the state of the received symbol is B, and the branch metric for each branch is guided via the delay means of the true value of the received symbol and the (m-1) th for that branch As a value obtained by multiplying the posterior probability of the (m-1) to the square value of the difference between the value of the received symbol including noise of the baseband signal, the branch metric of the branch to get from A to B, or each received symbol from A by calculating the branch branch metric to the state of the value obtained by dividing the sum of, and derive the posterior probability of the (m) corresponding to the n-th received symbol,
The even-numbered (m + 1) th maximum likelihood sequence estimation type equalization means includes a baseband signal from the second signal conversion means derived from the corresponding (m) delay means, and the second impulse response. Based on the impulse response estimation value from the estimation means and the (m) maximum likelihood sequence estimation type equalization means of the odd numbered stage in the previous stage, the metric calculation is performed, and the Viterbi algorithm is used. The detection of the surviving path is performed, and the posterior probability that the state of the received symbol at the nth timing is B under the condition that the state of the received symbol at the (n−1) th timing is A is set as the branch for each branch. the metric, receiving a noisy baseband signals derived via the delay means of the true value of the received symbol and the (m) for that branch As a value obtained by multiplying the posterior probability of the (m) to the square value of the difference between the value of the symbol, a branch branch metric to get from A to B, or the sum of the branch metrics of the branches of the status of each received symbol from A To derive the (m + 1) th posterior probability corresponding to the nth received symbol by calculating by the value divided by
Said determination means, a state of comparing the posterior probability of the from MLSE equalization means in the final stage of the (m) or the (m + 1), corresponding to the smaller value, n-th received symbol The signal receiving device according to claim 2, wherein the signal receiving device is detected as data corresponding to.
受信信号をベースバンド信号に変換する第3の信号変換手段と、
前記第3の信号変換手段からのベースバンド信号に基づいて、インパルスレスポンス推定値を導出する第3のインパルスレスポンス推定手段と、
前記第3の信号変換手段からのベースバンド信号を遅延させる第3の遅延手段と、
前記第3の遅延手段を介して導かれる前記第3の信号変換手段からのベースバンド信号、前記第3のインパルスレスポンス推定手段からのインパルスレスポンス推定値、及び前記第2の受信機における第2の最尤系列推定型等化手段からの第2の事後確率に基づいて、メトリック計算を行い、ビタビアルゴリズムによる生き残りパスの検出を行うとともに、n−1番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がAであるという条件下で、n番目のタイミングにおける受信シンボルの状態がBであるという事後確率を、各ブランチに対するブランチメトリックを、そのブランチに対する受信シンボルの真値と前記第3の遅延手段を介して導かれるベースバンド信号の雑音を含む受信シンボルの値との差の2乗値に第2の事後確率を乗算した値として、AからBへのブランチのブランチメトリックを、Aから各受信シンボルの状態へのブランチのブランチメトリックの総和によって除算した値により算出することによって、n番目の受信シンボルに対応する第3の事後確率を導出する第3の最尤系列推定型等化手段と、
を備え、
前記判定手段は、前記第3の最尤系列推定型等化手段からの第3の事後確率を比較し、小さい方の値に対応する状態を、n番目の受信シンボルに対応するデータとして検出することを特徴とする請求項1に記載の信号受信装置。A third receiver, the third receiver comprising:
Third signal converting means for converting the received signal into a baseband signal;
Third impulse response estimation means for deriving an impulse response estimation value based on the baseband signal from the third signal conversion means;
Third delay means for delaying a baseband signal from the third signal conversion means;
A baseband signal from the third signal converting means guided through the third delay means, an impulse response estimated value from the third impulse response estimating means, and a second in the second receiver Based on the second posterior probability from the maximum likelihood sequence estimation type equalization means, the metric calculation is performed, the surviving path is detected by the Viterbi algorithm, and the state of the received symbol at the (n-1) th timing is A. under the condition that the posterior probability that the state of the received symbol in the n-th timing is B, and the branch metric for each branch is guided via the true value and the third delay means received symbols for that branch A value obtained by multiplying the square value of the difference from the received symbol value including the noise of the baseband signal by the second posterior probability. To the branch metric of the branch to get from A to B, or by calculating the value obtained by dividing by the sum of the branch metrics of the branches into the status of each received symbol from A, the third corresponding to the n-th received symbol A third maximum likelihood sequence estimation type equalization means for deriving a posteriori probability;
With
The determination means compares the third post-probability from the third MLSE equalization means, the state corresponding to the smaller value, detected as data corresponding to the n-th received symbol signal receiving apparatus according to claim 1, characterized in that.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2000256065A JP3973351B2 (en) | 2000-08-25 | 2000-08-25 | Signal receiving device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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---|---|
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