JP3369500B2 - 電子式無効電力測定装置 - Google Patents
電子式無効電力測定装置Info
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Description
るための電子式無効電力量計、電子式無効電力計などの
電子式無効電力測定装置の改良に関するものである。 【0002】 【従来の技術】無効電力を測定するためには、電圧と電
流のどちらか一方あるいは両方の位相を動かして両者の
間にπ/2の相対的な位相差を生じさせた後に、両者を
乗算する必要がある。従来の無効電力量計の回路例を図
8に示す。交流電圧Vの入力端子と乗算器101との間
に抵抗102とコンデンサ103とから構成される移相
回路104が設けられている。この移相回路104の働
きにより交流電圧Vがπ/2の位相差に相当する時間だ
け遅延される。交流電流Iと、移相回路104から出力
されるπ/2だけ遅延された交流電圧Vとは乗算器10
1に入力されて、そこで乗算される。乗算器101のア
ナログ出力はローパスフィルタ105により直流化さ
れ、A/D変換器106によりデジタル信号に変換され
て、累積加算器107に入力され、そこで累積された結
果が、無効電力量として無効電力量表示器108に送ら
れて表示される。 【0003】 【発明が解決しようとする課題】従来の無効電力量計に
おける抵抗とコンデンサを組み合わせた移相回路は、受
動素子を組み合わせたアナログ回路であり、入力される
信号の周波数が変わると出力信号の振幅や移相量が変化
してしまう。そのため、広範囲の信号周波数に対応して
正確な無効電力量を計測することはできないという欠点
を有していた。 【0004】従来の移相回路で異なった周波数の入力信
号に対応するためには、抵抗とコンデンサのいずれかを
可変にする方法があるが、入力周波数が変動する都度調
整が必要であるうえに、やはりあまり広範囲の信号周波
数に対応することはできなかった。 (発明の目的)本発明の目的は、広い周波数範囲の入力
信号に対しても、調整を要することなく、正確にπ/2
の位相差を電圧と電流の間にリアルタイムで生じさせる
ことのできる電子式無効電力測定装置を提供することで
ある。 【0005】 【0006】【課題を解決するための手段】 上記目的を達成するた
めに、請求項1記載の本発明は、交流電圧と交流電流の
一方をデジタル値に変換する第1のA/D変換手段と、
前記交流電圧と交流電流の他方をデジタル値に変換する
第2のA/D変換手段と、前記交流電圧または交流電流
のπ/2の位相に相当する時間をデジタル的に算出する
π/2算出手段と、前記第1のA/D変換手段からのデ
ジタルデータを、時間変化をデータ保持位置の変化に置
き換えて順次保持し、前記π/2算出手段により算出さ
れたπ/2相当の遅延時間に対応するデータ保持位置よ
り前記第1のA/D変換手段のデジタルデータを順次出
力する移相手段と、該移相手段の出力と前記第2のA/
D変換手段の出力とを乗算して瞬時無効電力を算出する
乗算手段と、交流電圧及び交流電流の周波数変動時に前
記移相手段の出力に空白期間を生じさせないために、現
位相よりπ/2以上の所定の位相進んだ時間前に対応す
る前記移相手段のデータ保持位置に、前記時間前の前記
第1のA/D変換手段のデジタルデータと略等価なデー
タを保持させるデータ空白期間防止手段とを有すること
を特徴とするものである。 【0007】 【発明の実施の形態】 図1は、本発明に係る参考技術
例である電子式無効電力量計を示す図、図2は図1の参
考技術例の動作例を示すタイミングチャートである。 【0008】1,2は測定対象の電圧Vと電流Iがそれ
ぞれ入力されるA/D変換部、3はサンプリングクロッ
ク信号を発生するサンプリングクロック生成部、4は電
圧Vの一周期を測定する周期測定部、5は周期測定部4
の出力から一周期の1/4であるπ/2に相当する時間
を算出するπ/2算出部、6a〜6jは複数個のシフト
レジスタ、7b〜7jはシフトレジスタ6a〜6jより
1つ少ない数(2つ以上少ない数でもよい)の入力位置
切換スイッチ、8は前記シフトレジスタ6a〜6jと入
力位置切換スイッチ7b〜7jから構成された移相部、
9はA/D変換部2と移相部8の出力を乗算する乗算
部、10は乗算部9からの出力を累積する累積加算部、
11は累積加算部10からの出力である無効電力量を表
示する表示部である。なお、入力位置切換スイッチ7b
〜7jは通常は前段のシフトレジスタに接続する側が閉
じているが、π/2算出部5から切換指示信号が入力さ
れると、A/D変換部1に接続する側が閉じるものであ
る。 【0009】電圧Vは、A/D変換部1に入力されると
ともに、周期測定部4に入力される。A/D変換部1で
は、サンプリングクロック信号入力毎に電圧Vをアナロ
グ信号からデジタル信号に変換して出力する。一方、π
/2算出部5では、図2に示されるように、電圧Vの1
周期間のサンプリングクロック信号数niを測定し、こ
れを4で割ることでπ/2に相当するサンプリングクロ
ック信号数ai=ni/4を算出する。 【0010】π/2算出部5は算出したaiの値によっ
て、移相部8の入力位置切換スイッチ7b〜7jのうち
の、7jからA/D変換部1の方向にai分のシフトレ
ジスタ段数だけ遡った位置の入力位置切換スイッチ7x
をA/D変換部1側に切り換える。これにより、A/D
変換部1からの出力信号が、入力位置切換スイッチ7x
に対応したシフトレジスタ6xに入力される。前述の通
り、このシフトレジスタ6xはシフトレジスタ6jから
ai分の段数遡った位置にあるため、移相部8を経て乗
算部9へ入力されるデジタル化された電圧Vの入力タイ
ミングは、A/D変換部2から直接乗算部9へ入力され
るデジタル化された電流Iの入力タイミングより、サン
プリングクロック信号数ai分、すなわち電圧Vのπ/
2の位相差に相当する時間分遅れることになる。乗算部
9には、このように遅延されていない電流Iと、π/2
の位相差分遅延された電圧Vが入力されるため、ここで
の乗算結果が無効電力となる。乗算部9の出力は累積加
算部10に送られ、そこでの累積結果が無効電力量とし
て表示部11に送られて表示される。 【0011】π/2算出部5によるサンプリングクロッ
ク信号数aiの測定は、電圧Vの各周期毎に行われる。
従って、電圧Vの周波数が変動すると、切り換えられる
入力位置切換スイッチ7xの位置がそれに応じてリアル
タイムで変更される。これにより、電圧Vの周波数が変
化しても、乗算部9に入力されるデジタル化された電圧
Vの位相はデジタル化された電流Iの位相に比べ、常に
π/2だけ遅延されることになり、広い周波数範囲の入
力信号に対しても、調整を要することなく無効電力量を
測定することが可能となる。 【0012】 ところが、電圧Vの周波数が小さくな
る、すなわち周期が長くなる場合には、図1の参考技術
例においては移相部8の出力に空白期間が生じ、無効電
力量の測定精度が低くなる。図3はそのような場合を説
明した図である。時点t1 では、入力信号の周波数に応
じて入力位置切換スイッチ7eが切り換えられていると
すると、デジタル化された電圧D2 がシフトレジスタ6
eに入力される。時点t2 および時点t3 でも切り換え
られた入力位置切換スイッチの位置は変わらず、それぞ
れの時点における電圧D3 およびD4 が次々シフトレジ
スタ6eに入力されて、順次シフトレジスタ6f以降に
送られる。 【0013】ところが、時点t4 で電圧Vの周波数が小
さくなると、π/2の位相差に相当するサンプリングク
ロック信号数aiが増大し、切り換えられる入力位置切
換スイッチの位置がさらに遡った7bに変化したとす
る。この時、シフトレジスタ6bにはこの時点の電圧D
5 が入力される。また、シフトレジスタ6fには、1つ
前の時点t3 でのシフトレジスタ6eへの入力である電
圧D4 が入力されるが、シフトレジスタ6c、6d、6
eには不定データが入力(空白期間)されることにな
る。なお、入力周波数が大きくなる場合には、データが
上書きされることになり、データの空白期間は生じな
い。 【0014】 図4は、このような周波数低減に伴うデ
ータの空白期間対策を施した、本発明の実施の一形態を
示す図である。本実施形態においては、電圧Vをアナロ
グ信号からデジタル信号に変換するA/D変換部は△Σ
変調部12とフィルタ部13とから、また電圧Iを変換
するA/D変換部は同様に△Σ変調部14とフィルタ部
15とから構成されている。データの空白期間を防止す
るためのシフトレジスタ16a〜16k及び入力位置切
換スイッチ7a,17b〜17kが移相部8に加えられ
る。 【0015】π/2算出部5は、電圧Vのπ/2の位相
差に相当するサンプリングクロック信号数aiを算出
し、それによって入力位置切換スイッチ7jからai分
の段数遡った位置にある入力位置切換スイッチ7xを切
り換える。また、データ空白期間防止用位相差算出部1
8は、電圧Vの(π/2+2π)の位相差に相当するサ
ンプリングクロック信号数biを算出し、それによって
入力位置切換スイッチ7jからbi分の段数遡った位置
にある入力位置切換スイッチ17xを切り換える。すな
わち、シフトレジスタ6jからみてπ/2分遡ったシフ
トレジスタ6xと、(π/2+2π)分遡ったシフトレ
ジスタ16xに同じ電圧データが入力され、シフトレジ
スタ16xには1周期進んだ位相の実際のデータと略等
価なデータとして入力されることになる。従って、π/
2算出部5によって選択されているシフトレジスタ6x
から1周期分遡った位置にあるシフトレジスタ16xに
は常に電圧Vのデータが入力されていることになるた
め、周波数が小さく変化してπ/2算出部5によって選
択されるシフトレジスタ6xの位置が遡った位置に変化
したとしても、それまで選択されていたシフトレジスタ
と新しく選択されるシフトレジスタの間のシフトレジス
タにも実際のデータと略等価なデータがそれぞれ入力さ
れており、図3で説明したようなデータ空白期間は生じ
ない。 【0016】図5の(a)は前述した図4の実施形態の
動作を説明した図であるが、このようなデータ空白期間
対策としては、図5の(b)から(d)に示したような
他の方法も考えられる。これらは、図5の(a)と同様
に、いずれも、現位相よりπ/2以上の所定の位相進ん
だ時間前に対応するシフトレジスタに、この時間前の△
Σ変調部12のデジタルデータと略等価なデータを保持
させる方法である。 【0017】図5の(b)は、データ空白期間防止用位
相差算出部により、現在のデータ入力位置から3π/2
相当分遡った位置を検出し、そこに現在のデータの代り
にπ/2遅延されたデータを入力する方法を示してい
る。また図5の(c)は、現在のデータ入力位置からπ
相当分遡った位置を検出し、入力信号の正負対称性に着
目して、そこに現在のデータの正負を反転させたデータ
を入力する方法を示している。さらに図5の(d)は、
現在のデータ入力位置からπ/2相当分遡った位置を検
出し、そこにπ/2遅延したデータの正負を反転させた
データを入力する方法を示している。図6は、図5の
(a)から(d)における入力位置を入力信号波形上に
示した図である。 【0018】このように、回路中にデータ空白期間防止
用位相差算出部を設けることで、入力信号の周波数が小
さくなった場合にもデータの空白期間を生じさせず、常
に高い精度の無効電力量測定が可能となるが、周波数変
動がそれほど無いか、周波数が変動した時の測定に高い
精度が要求されない場合には、移相部8のデータ入力位
置より遡った位置に0などの任意の固定データを入力し
ておくことで、データの空白期間を生じさせないように
することもできる。 【0019】 図4の実施形態では、移相部8にシフト
レジスタを用いているが、記憶回路(RAM)を用いる
こともできる。図4の実施形態では、個々のシフトレジ
スタに入力されるデータをシフトすることでデータの移
相を実現したのに対して、記憶回路を用いる場合は、デ
ータの入力位置は動かさず、それぞれの位置のアドレス
をシフトすることでデータの移相を実現する。 【0020】図7は記憶回路を用い、さらに図5の
(d)に示したデータ空白期間対策を施した別の実施形
態を示した図である。本実施形態においては、入力信号
の周期検出はA/D変換部1の出力であるデジタルデー
タをゼロクロス検出部19に入力させることにより行っ
ている。 【0021】サンプリングクロック信号に同期してA/
D変換部1によりデジタル変換された電圧Vのデータ
は、データ切換部20を経てRAM21に入力される
が、その時にはデータ切換部20はRAM制御部22に
よりA/D変換部1からの出力データをRAM21に入
力させるように切り換えられており、同時にRAM21
はRAM制御部22により書込み状態に切り換えられて
いる。読出しアドレス生成部23は、サンプリングクロ
ック信号に同期して歩進するアドレスをアドレス切換部
24及び加算器25,26に順次送る。A/D変換部1
の出力データがRAM21に入力する時は、アドレス切
換部24はRAM制御部22により読出しアドレス生成
部23からのアドレスにπ/2算出部5からの位相差π
/2に相当するサンプリングクロック信号数を加算した
アドレスを書込みアドレスとして出力するように切り換
えられており、よって、RAM21はその指定されたア
ドレスにA/D変換部1の出力データを記憶する。次
に、アドレス切換部24はRAM制御部22により読出
しアドレス生成部23からのアドレスをそのまま読出し
アドレスとして出力するように切り換えられ、RAM2
1は指定されたアドレスのデータ(位相差π/2分遅延
された電圧Vのデジタルデータ)を読み出し、乗算部9
と符号反転部27に送る。符号反転部27はそのデータ
の符号を反転する。その後直ちに、アドレス切換部24
はRAM制御部22により読出しアドレス生成部23か
らのアドレスにデータ空白期間防止用位相差算出部18
からの位相差πに相当するサンプリングクロック信号数
を加算したアドレスを書込みアドレスとして出力するよ
うに切り換えられ、データ切換部20はRAM制御部2
2により符号反転部27からのデータをRAM21に入
力させるように切り換えられる。よって、RAM21は
その指定されたアドレスに符号反転部27からのデータ
(π/2分遅延されたデータの正負を反転させたデー
タ)を記憶する。以上の動作は1サンプリング期間毎に
繰り返される。 【0022】 【発明の効果】 以上説明したように、本発明によれ
ば、広い周波数範囲の入力信号に対しても、調整を要す
ることなく、正確にπ/2の位相差を電圧と電流の間に
リアルタイムで生じさせることができる。また、LSI
等での回路集積化が可能となり、低コスト化を図ること
ができる。さらに、交流電圧及び交流電流の周波数変動
時に、移相手段の出力に空白期間を生じさせないように
することができる。
白期間対策を施していない本発明に係る参考技術例を示
す図である。 【図2】 図1の参考技術例の動作を示すタイミングチ
ャートである。 【図3】 データ空白期間が生じる場合を説明した図で
ある。 【図4】 移相手段にシフトレジスタを用い、データ空
白期間対策を施した本発明の実施の一形態を示す図であ
る。 【図5】 データ空白期間対策の方法を示した図であ
る。 【図6】 データ空白期間対策の方法を波形にて説明し
た図である。 【図7】 移相手段に記憶回路を用い、データ空白期間
対策を施した本発明の実施の別の形態を示す図である。 【図8】 従来の無効電力量計の回路例を示す図であ
る。 【符号の説明】 1,2 A/D変換部 3 サンプリングクロック生成部 4 周期測定部 5 π/2算出部 6a〜6j シフトレジスタ 7a〜7j 入力位置切換スイッチ 8 移相部 9 乗算部 10 累積加算部 11 表示部 12,14 △Σ変調部 13,15 フィルタ部 16a〜16k シフトレジスタ 17b〜17k 入力位置切換スイッチ 18 データ空白期間防止用位相差算出部 19 ゼロクロス検出部 20 データ切換部 21 RAM 22 RAM制御部 23 読出しアドレス生成部 24 アドレス切換部 25,26 加算器 27 符号反転部
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項1】 交流電圧と交流電流の一方をデジタル値
に変換する第1のA/D変換手段と、前記交流電圧と交
流電流の他方をデジタル値に変換する第2のA/D変換
手段と、前記交流電圧または交流電流のπ/2の位相に
相当する時間をデジタル的に算出するπ/2算出手段
と、前記第1のA/D変換手段からのデジタルデータ
を、時間変化をデータ保持位置の変化に置き換えて順次
保持し、前記π/2算出手段により算出されたπ/2相
当の遅延時間に対応するデータ保持位置より前記第1の
A/D変換手段のデジタルデータを順次出力する移相手
段と、該移相手段の出力と前記第2のA/D変換手段の
出力とを乗算して瞬時無効電力を算出する乗算手段と、
交流電圧及び交流電流の周波数変動時に前記移相手段の
出力に空白期間を生じさせないために、現位相よりπ/
2以上の所定の位相進んだ時間前に対応する前記移相手
段のデータ保持位置に、前記時間前の前記第1のA/D
変換手段のデジタルデータと略等価なデータを保持させ
るデータ空白期間防止手段とを有する電子式無効電力測
定装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05630199A JP3369500B2 (ja) | 1999-03-04 | 1999-03-04 | 電子式無効電力測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP05630199A JP3369500B2 (ja) | 1999-03-04 | 1999-03-04 | 電子式無効電力測定装置 |
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JP2000258475A JP2000258475A (ja) | 2000-09-22 |
JP3369500B2 true JP3369500B2 (ja) | 2003-01-20 |
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