JP3358630B2 - Distortion generation circuit - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、高周波信号の出力段
（例えば、送信機の出力段や半導体レーザなど）の前段
に設けることで、その入出力特性の非線形性をキャンセ
ルするための歪を与える歪発生回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a method of providing distortion in order to cancel nonlinearity of the input / output characteristics by providing the output stage of a high-frequency signal (for example, the output stage of a transmitter or a semiconductor laser) before the output stage. And a distortion generating circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】低周波においては増幅器の直線性の改善
のために負帰還をかけることが通常行われるが、高周波
においては、信号遅延による位相の回転のため、負帰還
で直線性の改善をすることは通常できない。そのため、
広帯域で高い直線性が要求される場合には、非直線性を
キャンセルするような入出力特性を持つ回路（歪発生回
路）を設けて直線性の改善がなされる。歪発生回路は、
送信機の出力段や半導体レーザなどの前段に設けられ、
ダイオードやトランジスタの非線形素子を有し、その非
線形性によって歪みを発生させ、非直線性をもつ対象の
回路の線形化を行っている。2. Description of the Related Art At low frequencies, negative feedback is usually applied to improve the linearity of an amplifier. At high frequencies, however, the linearity is improved by negative feedback due to phase rotation due to signal delay. You can't usually do that. for that reason,
When high linearity is required in a wide band, a circuit (distortion generating circuit) having input / output characteristics for canceling nonlinearity is provided to improve linearity. The distortion generation circuit is
It is provided in the output stage of the transmitter and in the previous stage of the semiconductor laser, etc.
It has a non-linear element such as a diode or a transistor, generates distortion by the non-linearity, and linearizes a target circuit having non-linearity.
【０００３】具体的な例として、「実公平２−３０１９
２」、「ELECTRONICS LETTERS Vol.28 No.20 1992 pp18
75-1876 」に示されているものがある。これらの文献記
載の回路では、非線形素子として２つのダイオードを用
い、信号に対して互いに反対の向きにするとともに所定
のバイアス点で非線形素子として動作させている。As a specific example, “2-3019
2 "," ELECTRONICS LETTERS Vol.28 No.20 1992 pp18
75-1876 ". In the circuits described in these documents, two diodes are used as non-linear elements, and they are operated in a direction opposite to each other with respect to a signal and as a non-linear element at a predetermined bias point.
【０００４】特に、ＣＡＴＶ等の多重アナログ画像信号
の伝送においては、良質な画質を得るために非常に低歪
の伝送が要求される。そのため、送信出力段で歪み発生
の原因となる送信デバイスの非直線性を補正することを
目的として、「特開平３−１７９８０７」や「特開平４
−２６７５７４」に記載されている回路がある。[0004] Particularly, in the transmission of multiplex analog image signals such as CATV, transmission with very low distortion is required in order to obtain good image quality. Therefore, for the purpose of correcting non-linearity of a transmission device that causes distortion at the transmission output stage, Japanese Patent Application Laid-Open Nos. HEI 3-179807 and HEI 4-179807 have been disclosed.
-267574 ".
【０００５】図３２は、「特開平４−２６７５７４」記
載の回路を模式的に示したものである。この回路９０２
では、歪み補正の対象となる回路９０１（非線形デバイ
スを含んだもの）の非直線性歪みを打ち消すような逆の
入出力特性を持つ非線形デバイス９１５が、回路９０１
への信号経路（基本信号パス）に挿入されており、いわ
ば直列型の回路構成が採られている。この回路は、構成
が簡単で調整箇所が少ない、という利点がある。FIG. 32 schematically shows a circuit described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 4-267574. This circuit 902
Then, the nonlinear device 915 having the opposite input / output characteristic such that the nonlinear distortion of the circuit 901 (including the nonlinear device) to be corrected is canceled out.
, A signal path (basic signal path), and a so-called series circuit configuration is employed. This circuit has the advantage that the configuration is simple and the number of adjustment points is small.
【０００６】図３３は、「特開平３−１７９８０７」記
載の回路を模式的に示したものである。この回路では、
回路９０１への信号を分配器９１０で２つの経路（パス
path）に分け、一方の経路に非線形デバイス９１５を、
他方の経路に遅延回路（遅延線）９２５を設け、これら
を結合器９１１で合波する、といういわば並列型の回路
構成が採られている。この回路では、基本信号に影響を
与えることなく歪成分に周波数特性を持たせることがで
き、非線形デバイスの歪みの周波数依存性をも補償する
ことができる、という利点がある。FIG. 33 schematically shows a circuit described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 3-179807. In this circuit,
The signal to the circuit 901 is divided into two paths (paths) by the distributor 910.
path), and the non-linear device 915 is
A so-called parallel circuit configuration is adopted in which a delay circuit (delay line) 925 is provided on the other path, and these are combined by the coupler 911. This circuit has the advantage that the distortion component can have a frequency characteristic without affecting the basic signal, and the frequency dependence of the distortion of the nonlinear device can be compensated.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】初めに掲げた文献に記
載の回路では、ダイオードの非直線性を強調するために
ダイオードのバイアス点を浅くする必要がある。このバ
イアス点ではダイオードは高いインピーダンスを持ち、
挿入損失が大きくなる。また、このバイアス点近傍で
は、バイアス点の変化によりダイオードのインピーダン
スの変化が大きいものになる。そのため、回路の周波数
特性，リターンロスなど特性が大きく変動してしまう、
という欠点がある。さらに、次段の回路をドライブする
ために大振幅の信号が入力されることが多く、このよう
な場合、不用な高調波歪が発生してしまう、という欠点
があった。In the circuit described in the above-mentioned document, it is necessary to make the bias point of the diode shallow in order to emphasize the nonlinearity of the diode. At this bias point the diode has a high impedance,
Insertion loss increases. In the vicinity of the bias point, the change in the impedance of the diode becomes large due to the change in the bias point. As a result, characteristics such as frequency characteristics and return loss of the circuit greatly fluctuate.
There is a disadvantage that. Further, a large amplitude signal is often input to drive the next stage circuit, and in such a case, there is a disadvantage that unnecessary harmonic distortion is generated.
【０００８】また、上述の直列型の回路構成を採ると、
上述の利点はあるのだが、非線形デバイスの歪みの周波
数依存性をも補償することが困難という欠点がある。そ
のため、多重アナログ画像信号のような非常に広帯域の
伝送に用いた場合、画質劣化のすべての歪み成分を補償
できず、良好な歪み補正ができないという欠点がある。Further, when the above-mentioned series type circuit configuration is adopted,
Despite the advantages described above, there is the disadvantage that it is difficult to compensate for the frequency dependence of the distortion of the nonlinear device. Therefore, when used for transmission over a very wide band such as a multiplex analog image signal, there is a disadvantage that all distortion components of image quality deterioration cannot be compensated, and good distortion correction cannot be performed.
【０００９】これに対し、上述の並列型の回路構成を採
ると、この欠点は改善され、２次，３次の相互変調歪を
補正できるのであるが、遅延線などが必要で回路の規模
が大きくなるという欠点があり、集積回路化に向かな
い。また、非線形デバイス９１５側のパスで時間遅延を
生じ、これをもう一方のパスについてそろえるために、
遅延線で位相補償を厳密に行わねばならない。そのた
め、調整が面倒で高周波特性が制限されるという欠点が
ある。On the other hand, if the above-mentioned parallel circuit configuration is adopted, this disadvantage is improved and the secondary and tertiary intermodulation distortion can be corrected. There is a drawback that it becomes large, and it is not suitable for integration into an integrated circuit. In addition, in order to cause a time delay in the path on the non-linear device 915 side and to align the time delay with the other path,
Strict phase compensation must be performed in the delay line. Therefore, there is a disadvantage that adjustment is troublesome and high frequency characteristics are limited.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の歪発生回路は、外部からの多重アナログ画
像信号を、互いに反転した第１の信号及び第２の信号に
分配する第１の手段と、所定のバイアスがあたえられた
第１ダイオードと第１減衰器とが並列に接続された構成
を有し、第１の信号に歪みを与える第２の手段と、所定
のバイアスがあたえられた第２ダイオードと第２減衰器
とが並列に接続された構成を有し、第２の信号に歪みを
与える第３の手段と、第２の手段からの信号と第３の手
段からの信号とを合波して出力する第４の手段とを備
え、第１減衰器及び第２減衰器により入出力インピーダ
ンスの整合がとられていることを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problems, a distortion generating circuit according to the present invention comprises a multiplexed analog image from the outside.
An image signal, a first means for distributing the first and second signals obtained by inverting each other, a predetermined bias is applied
Configuration in which a first diode and a first attenuator are connected in parallel
And a second means for giving a strain to the first signal, a predetermined
-Biased second diode and second attenuator
And a third means for distorting the second signal, and a third means for multiplexing and outputting the signal from the second means and the signal from the third means. 4 Bei and means
The input and output impedances are controlled by the first and second attenuators.
The feature is that the balance of the balance is taken.
【００１１】前記第４の手段は第２の手段からの信号と
第３の手段からの信号とをいずれか一方を反転させて合
波することを特徴としても良い。[0011] The fourth means may be characterized in that one of the signal from the second means and the signal from the third means is inverted and multiplexed.
【００１２】第１の手段及び前記第４の手段それぞれ
は、反転トランスで構成されることを特徴としても良
い。The first means and the fourth meansRespectively
Is characterized by being composed of an inverting transformer.
No.
【００１３】第１減衰器及び第２減衰器それぞれは、複
数の抵抗で構成されたものであることを特徴としても良
い。[0013] Each of the first attenuator and the second attenuator may be characterized by comprising a plurality of resistors.
【００１４】第２の手段及び第３の手段は、第１ダイオ
ード及び第２ダイオードそれぞれに直列に接続された抵
抗を有することを特徴としても良い。そして、この直列
に接続された抵抗と直列または並列に接続されるととも
に、所定の周波数依存したインピーダンス変化を持つイ
ンピーダンス回路をさらに有することを特徴としても良
い。また、インピーダンス回路は、抵抗，容量，インダ
クタンスのいずれか少なくとも２つが並列または直列に
接続されて構成されていることを特徴としても良い。The second means and the third means may include a resistor connected in series to each of the first diode and the second diode . And it may be further characterized by further comprising an impedance circuit connected in series or in parallel with the resistor connected in series and having a predetermined frequency-dependent impedance change. Further, the impedance circuit may be characterized in that at least two of resistance, capacitance, and inductance are connected in parallel or in series.
【００１５】上記いずれかの歪発生回路と、この歪発生
回路の入出力それぞれに互いに逆の周波数特性を持つフ
ィルタ回路とを有することを特徴としても良い。また、
上記いずれか記載の歪発生回路が、少なくとも２段直列
に接続されて構成されていることを特徴としても良い。The present invention may be characterized in that it has one of the above-mentioned distortion generating circuits and a filter circuit having frequency characteristics opposite to each other at the input and output of the distortion generating circuit. Also,
Any one of the above-described distortion generating circuits may be configured to be connected in at least two stages in series.
【００１６】上記いずれか記載の歪発生回路が、少なく
とも２段直列に接続され、その入力に所定の周波数特性
を持つ少ないとも１のフィルタを介して構成され、その
出力に前記周波数特性の総合特性と逆の特性を持つフィ
ルタを有することを特徴としても良い。The distortion generating circuit according to any one of the above, which is connected in series with at least two stages, is configured through at least one filter having a predetermined frequency characteristic at an input thereof, and outputs an integrated characteristic of the frequency characteristic at an output thereof. It may be characterized by having a filter having characteristics opposite to the above.
【００１７】上記いずれか記載の歪発生回路が、少なく
とも２段並列に接続され、これらの回路の入力それぞれ
に入力信号を分岐してそれぞれに与えるとともに各歪発
生回路の出力を合波して出力するように構成されている
ことを特徴としても良い。Any one of the above-described distortion generating circuits is connected in parallel in at least two stages. The input signals of these circuits are branched and supplied to the respective inputs, and the outputs of the respective distortion generating circuits are combined and output. It may be characterized in that it is configured to
【００１８】[0018]
【００１９】[0019]
【作用】本発明の歪発生回路では、外部からの多重アナ
ログ画像信号は、第１の手段で互いに反転した第１の信
号及び第２の信号に分配され、第２の手段及び第３の手
段に与えられる。ここで、第２の手段及び第３の手段
は、同等の構成を持っており、互いに逆の位相でほぼ同
等の動作をする。第１の信号は、その一部が第１減衰器
で減衰し、また、所定のバイアスがあたえられた第１ダ
イオードで歪みが与えられる。第２の信号は、その一部
が第２減衰器で減衰し、また、所定のバイアスがあたえ
られた第２ダイオードで歪みが与えられる。そのため、
第２及び第３の手段からの信号は、減衰器を通過したも
のと歪みが加えられたものとが加算されたものである
が、基本波成分は互いに反転したものになっている。特
に、大振幅入力においても信号は、減衰器及びダイオー
ドに分岐されるので、不要な高調波歪みの発生を抑えう
る。また、ダイオードが受動素子であるため、高周波特
有の発振というトラブルがないうえに、回路構成が簡単
になる。そして、これら互いに反転した信号が、第４の
手段により合波され、多重アナログ画像信号に歪みが加
わった信号として出力される。さらに、第１減衰器及び
第２減衰器により入出力インピーダンスの整合がとられ
ていることで、信号の反射が抑えられ、より良好な歪を
与えることが可能になる。 According to the distortion generating circuit of the present invention, a multiple analog
The log image signal is divided into a first signal and a second signal, which are inverted by the first means, and is provided to the second means and the third means. Here, the second means and the third means have the same configuration, and perform substantially the same operation in opposite phases. The first signal is partially attenuated by the first attenuator, and the first signal is given a predetermined bias.
Distortion is given by iod . The second signal is partially attenuated by the second attenuator and has a predetermined bias.
The second diode is distorted. for that reason,
The signals from the second and third means are obtained by adding the signal having passed through the attenuator and the signal with distortion added thereto , but the fundamental wave components are inverted from each other. In particular, the signal even in the large amplitude input attenuator and diode
Since the branch to de, it can suppress the generation of unnecessary harmonic distortion. Also, since the diode is a passive element,
There is no trouble of oscillation, and the circuit configuration is simple
become. And these mutually inverted signals are multiplexed by the fourth means, is output as a signal distortion is applied to the multiplexed analog image signal. Further, a first attenuator and
The input / output impedance is matched by the second attenuator.
By suppressing the reflection of the signal, better distortion
It becomes possible to give.
【００２０】第４の手段が反転させて合波するものであ
れば、第２及び第３の手段からの信号は、同位相で加算
されることになる。If the fourth means inverts and combines the signals, the signals from the second and third means are added in phase.
【００２１】第１の手段及び前記第４の手段それぞれを
反転トランスにて構成した場合、構成が簡単である。ま
た、第２及び第３の手段を経由する信号は、反転トラン
スにていずれも反転されるとともに、いずれも反転トラ
ンスを経由することになる。そのため、反転トランスに
伝送損失があったとしてもそれが等価的にキャンセルさ
れ、同じレベルで信号が与えられるようになる。When each of the first means and the fourth means is constituted by an inverting transformer, the construction is simple. Also, the signals passing through the second and third means are both inverted by the inverting transformer, and both pass through the inverting transformer. Therefore, even if there is a transmission loss in the inverting transformer, it is equivalently canceled and a signal is given at the same level.
【００２２】減衰器が抵抗による減衰器であると、リタ
ーンロス，周波数特性ともに非常に良好なものになり、
良好なインピーダンスマッチングをとりうる。また、抵
抗減衰器及びダイオードを組み合わせれば、パラメータ
の調節が簡単であり、これらへの分岐比を容易に調節可
能なものにしうる。If the attenuator is a resistor-based attenuator, both return loss and frequency characteristics become very good.
Good impedance matching can be achieved. Further, by combining the resistance attenuator and the diode, the adjustment of the parameters is simple, and the branch ratio to these can be easily adjusted.
【００２３】ダイオードを非線形素子として構成され、
このダイオードに直列に接続された抵抗をさらに有する
構成にすると、入力信号に加わる歪みが変化し、出力信
号に加わる歪みの自由度がさらに高くなる。The diode is constituted as a nonlinear element,
When a configuration is further provided with a resistor connected in series to the diode, the distortion applied to the input signal changes, and the degree of freedom of the distortion applied to the output signal is further increased.
【００２４】そして、インピーダンス回路をさらに有す
る構成にすると、その周波数特性に応じてダイオードに
与える信号レベルが変化するので、非線形素子たるダイ
オードで発生する歪みが周波数特性に応じて変わること
になり、出力信号に周波数に依存した歪を与えることが
できる。If the configuration further includes an impedance circuit, the signal level given to the diode changes in accordance with the frequency characteristic, so that the distortion generated in the diode, which is a non-linear element, changes in accordance with the frequency characteristic. The signal can be given frequency-dependent distortion.
【００２５】歪発生回路の入出力にフィルタ回路を有す
る構成にすると、歪発生回路に与える信号がフィルタの
周波数特性に応じて変化し、発生する歪みが周波数特性
に応じて変わる。そして出力側のフィルタで基本信号の
レベルを元に戻して出力するとともに歪みがその周波数
特性に応じて変わる。この構成でも出力信号に周波数に
依存した歪を与えることができる。If a configuration is adopted in which a filter circuit is provided at the input and output of the distortion generation circuit, the signal applied to the distortion generation circuit changes according to the frequency characteristics of the filter, and the generated distortion changes according to the frequency characteristics. The output filter returns the level of the basic signal to the original level and outputs the signal, and the distortion changes according to the frequency characteristic. Even with this configuration, it is possible to give a frequency-dependent distortion to the output signal.
【００２６】歪発生回路を２段直列に、或いは２段並列
に構成すると、それぞれ独立に歪を与えることができる
ようになるので、発生する歪みの調整をより微妙に行う
ことができる。When the distortion generating circuits are configured in two stages in series or in two stages in parallel, distortion can be applied independently, so that the generated distortion can be more finely adjusted.
【００２７】[0027]
【００２８】[0028]
【実施例】本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は、歪発生回路の構成例の概要を示したものであ
る。この歪発生回路は、分配器１３０，１４０と、非線
形素子（図ではダイオードＤ11，Ｄ21）と減衰器１１
０，２１０とで構成され、リターンロス，周波数特性と
もに非常に良好なインピーダンスマッチングのとれた抵
抗減衰器の一部にダイオードを挿入し、歪みを発生させ
ている点に特徴を有する。An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows an outline of a configuration example of a distortion generating circuit. This distortion generating circuit includes distributors 130 and 140, nonlinear elements (diodes D11 and D21 in the figure) and attenuator 11
0, 210, which is characterized in that a diode is inserted into a part of a resistance attenuator in which both return loss and frequency characteristics have very good impedance matching to generate distortion.
【００２９】分配器１３０は、ダイオードＤ11及び減衰
器１１０の側と、ダイオードＤ21及び減衰器２１０の側
とに入力信号を分配するためのものであり、１８０゜位
相が異なった即ち互いに反転した信号に分配するもので
ある。分配器１４０は、ダイオードＤ11及び減衰器１１
０の側からの信号と、ダイオードＤ21及び減衰器２１０
の側からの信号とを合波して出力する。ここでは、一方
を反転して合波するものにしている。The divider 130 is for distributing the input signal to the diode D11 and the attenuator 110 side and to the diode D21 and the attenuator 210 side. It is distributed to. The distributor 140 includes a diode D11 and an attenuator 11.
0 and the signal from the diode D21 and the attenuator 210.
Multiplexed with the signal from the side and output. Here, one is inverted and multiplexed.
【００３０】ダイオードＤ11は、分配器１３０からの信
号に対し交流的に減衰器１１０に並列につながれ、ま
た、バイアス回路１１４によって電流−電圧特性が非直
線性を有する点に直流的にバイアスされている。減衰器
１１０は、抵抗を組み合わせて入出力に対しインピーダ
ンスマッチングがとられるように構成されており、広い
周波数領域においてほぼ一定の減衰率，入出力インピー
ダンスになっている。コイルＬ11，コンデンサＣ11は、
それぞれ交流，直流をカットするためのものである。ダ
イオードＤ11と減衰器１１０とにより、分配器１３０か
らの信号に歪みを与える回路が構成され、非線形減衰器
となっている。The diode D11 is connected to the attenuator 110 in an AC manner in parallel with the signal from the distributor 130, and is biased in a DC manner by the bias circuit 114 to a point where the current-voltage characteristic has a nonlinearity. I have. The attenuator 110 is configured such that impedance matching is achieved between input and output by combining resistors, and has an almost constant attenuation rate and input / output impedance in a wide frequency range. The coil L11 and the capacitor C11 are
These are for cutting AC and DC respectively. The diode D11 and the attenuator 110 constitute a circuit that applies a distortion to the signal from the distributor 130, and serves as a nonlinear attenuator.
【００３１】ダイオードＤ21及び減衰器２１０について
も同様であり、分配器１３０からのもう一方の信号に歪
みを与える非線形減衰器が構成されている。コイルＬ2
1，コンデンサＣ21もまた、それぞれ交流，直流をカッ
トするためのものである。バイアス回路１１４，２１４
の構成としては、公知の方法で構成できる。その最も簡
単なものとして、例えば、定電圧源からの電圧を半固定
抵抗器で分圧する、というものでも良い。The same applies to the diode D21 and the attenuator 210, and a non-linear attenuator for distorting the other signal from the distributor 130 is formed. Coil L2
1. The capacitor C21 is also for cutting AC and DC, respectively. Bias circuits 114, 214
Can be configured by a known method. As the simplest one, for example, a voltage from a constant voltage source may be divided by a semi-fixed resistor.
【００３２】図２は、図１の歪発生回路の動作の概要を
等価的に表したものである。入力端子ＩＮからの入力信
号は、分配器１３０によって互いに反転しされ、反転さ
れた信号が、ダイオードＤ11及び減衰器１１０による非
線形減衰器と、ダイオードＤ21及び減衰器２１０による
非線形減衰器とに分配される。これらの非線形減衰器で
は、減衰器１１０，２１０により減衰し、ダイオードＤ
11，Ｄ21により歪み成分が与えられる。これらの非線形
減衰器はいわゆるプッシュプル動作をする。これらを通
過した信号は加算されて分配器１４０にそれぞれ与えら
れる。FIG. 2 equivalently shows an outline of the operation of the distortion generating circuit of FIG. Input signals from the input terminal IN are inverted by a distributor 130, and the inverted signals are distributed to a nonlinear attenuator composed of a diode D11 and an attenuator 110 and a nonlinear attenuator composed of a diode D21 and an attenuator 210. You. In these non-linear attenuators, the attenuators 110 and 210 attenuate the diode D
The distortion component is given by 11, D21. These nonlinear attenuators perform a so-called push-pull operation. The signals passing through these are added and provided to the distributor 140, respectively.
【００３３】図２の（ａ）はダイオードＤ11及び減衰器
１１０の側での電流−電圧特性の概略を示したものであ
り、これによって与えられる高次の歪み成分はダイオー
ドのバイアス点によって異なったものになる。ダイオー
ドＤ21及び減衰器２１０の側でも同様であるが、位相が
反転していることからこれが分かりやすいように入出力
の伝達特性を（ｂ）のように示してある。ダイオードは
比較的インピーダンスが大きいので、基本波成分は減衰
器１１０及び減衰器２１０を通過したものを多く含んだ
ものになっている。FIG. 2A schematically shows the current-voltage characteristics at the side of the diode D11 and the attenuator 110, and the higher-order distortion component provided by this differs depending on the bias point of the diode. Become something. The same applies to the diode D21 and the attenuator 210. However, since the phase is inverted, the input / output transfer characteristics are shown as in FIG. Since the diode has a relatively large impedance, the fundamental wave component contains many components that have passed through the attenuators 110 and 210.
【００３４】分配器１４０では、ダイオードＤ11及び減
衰器１１０の側からの信号が反転されてダイオードＤ21
及び減衰器２１０の側からの信号と加算されて出力され
る。このことは、等価的に図２の（ａ）の特性に（ｂ）
の特性を加算することになるので、図１の歪発生回路の
入出力特性は図２の（ｃ）の特性で模式的に示されるこ
とになる。このようにして、入力信号に高次の歪み成分
が与えられ、また、ダイオードのバイアス点を変えると
歪み成分が異なったものになる。In the distributor 140, the signal from the diode D11 and the signal from the attenuator 110 are inverted and the signal from the diode D21 is inverted.
And a signal from the attenuator 210 side and output. This is equivalent to the characteristic shown in FIG.
Therefore, the input / output characteristics of the distortion generating circuit shown in FIG. 1 are schematically shown by the characteristics (c) in FIG. In this way, a high-order distortion component is given to the input signal, and when the bias point of the diode is changed, the distortion component becomes different.
【００３５】図３は、この動作を模式的に表したもの
で、入力信号をｘ、出力信号をｙで表すと、減衰器１１
０，２１０の減衰量Ａ、２次歪量α1 ，α2 、３次歪量
β1 ，β2 を用いて出力信号ｙは次の式（１）で示され
る。FIG. 3 schematically shows this operation. When the input signal is represented by x and the output signal is represented by y, the attenuator 11
Attenuation A, 2 Tsugiibitsuryou alpha 1 in 0,210, α 2, 3 Tsugiibitsuryou beta 1, the output signal y with a beta 2 is expressed by the following equation (1).
【００３６】 ｙ＝−Ａ（ｘ＋（α1 −α2 ）ｘ2 ＋（β1 ＋β2 ）ｘ3 …） …（１） 各ダイオードＤ11，Ｄ21のバイアス点をバイアス回路１
１４，２１４で調整することにより、２次歪量α1 ，α
2 、３次歪量β1 ，β2 が変化し、所望の２次の相互変
調歪，３次の相互変調歪を発生することが可能である。
減衰器１１０，２１０の減衰量及びバイアス点の調整に
より、この回路の次段の非線形デバイスの２次の相互変
調歪，３次の相互変調歪を補正することができる。Y = −A (x + (α 1 −α 2 ) x 2 + (β 1 + β 2 ) x 3 ...) (1) The bias point of each of the diodes D 11 and D 21 is determined by the bias circuit 1.
14, 214, the secondary distortion amounts α 1 and α
The second and third order distortion amounts β 1 and β 2 change, and it is possible to generate desired second order and third order intermodulation distortions.
By adjusting the amount of attenuation and the bias point of the attenuators 110 and 210, the second-order and third-order intermodulation distortion of the nonlinear device at the next stage of this circuit can be corrected.
【００３７】上述のように、非線形減衰器は、減衰器１
１０，２１０にダイオードを並列に挿入し、基本波成分
は減衰器１１０，２１０を通過したものを多く含んでい
るので、非線形減衰器の周波数特性はほとんど減衰器１
１０，２１０で決まることになる。減衰器１１０，２１
０は、抵抗で構成されているので、広い範囲で平坦な周
波数特性をもたせることができる。また、ダイオードを
通過するのは入力信号の一部であるので、減衰器１１
０，２１０によって良好なインピーダンスマッチングを
持たせることも可能である。そのため、リターンロスを
小さなものにすることができ、大幅に歪発生回路の特性
を改善することができる。挿入損失についても、ダイオ
ードＤ11，Ｄ21のバイアス点の影響が非常に少なく、減
衰器１１０，２１０の減衰量で決定される。減衰器１１
０，２１０の減衰量及び入出力インピーダンスは簡単に
決めることが可能である。As described above, the nonlinear attenuator includes the attenuator 1
Diodes are inserted in parallel with the attenuators 10 and 210, and the fundamental wave component contains a large amount of signals that have passed through the attenuators 110 and 210. Therefore, the frequency characteristics of the nonlinear attenuator are almost equal to those of the attenuator 1.
10,210. Attenuators 110, 21
Since 0 is composed of a resistor, a flat frequency characteristic can be provided in a wide range. Also, since a part of the input signal passes through the diode, the attenuator 11
It is also possible to provide good impedance matching by using 0,210. Therefore, the return loss can be reduced, and the characteristics of the distortion generating circuit can be greatly improved. The effect of the bias points of the diodes D11 and D21 is very small, and the insertion loss is determined by the attenuation of the attenuators 110 and 210. Attenuator 11
The attenuation and input / output impedance of 0, 210 can be easily determined.
【００３８】前述の公報「実公平２−３０１９２」など
に記載の回路では、ダイオードのバイアス点を浅くして
いるので、インピーダンスが高く、挿入損失が大きくな
る。また、このバイアス点近傍では、バイアス点の変化
によりダイオードのインピーダンスの変化が大きいもの
になっているため、特性の変動や不用な高調波歪の発生
がある。これに対し、本発明の歪発生回路では、大振幅
入力においても、ダイオードを通過するのは入力信号の
一部であるので、不用な高調波歪みの発生を抑えること
が可能になる。また、減衰器１１０，２１０の減衰量を
調節することで、発生させる歪み量及び駆動すべき信号
の振幅に応じたものにすることができる。この場合、減
衰器１１０，２１０の定数は、これらの条件に応じて容
易に定めることができ、非常にフレキシビリティが大き
く、回路の設計自由度が非常に大きいものになってい
る。In the circuits described in the above-mentioned publication, such as Japanese Utility Model Publication No. 2-30192, since the bias point of the diode is made shallow, the impedance is high and the insertion loss is large. In the vicinity of the bias point, the change in the impedance of the diode is large due to the change in the bias point, so that the characteristics may fluctuate and unnecessary harmonic distortion may occur. On the other hand, in the distortion generating circuit of the present invention, even in the case of a large-amplitude input, since part of the input signal passes through the diode, it is possible to suppress the generation of unnecessary harmonic distortion. In addition, by adjusting the amount of attenuation of the attenuators 110 and 210, the amount of distortion can be adjusted according to the amount of distortion to be generated and the amplitude of the signal to be driven. In this case, the constants of the attenuators 110 and 210 can be easily determined according to these conditions, so that the flexibility is very large and the degree of freedom in circuit design is very large.
【００３９】このような回路構成をとることで、従来問
題になっていた、挿入損失，周波数特性，大信号動作に
ついて特性の改善が可能である。特に、広帯域が要求さ
れる通信、例えば、周波数多重化通信，ＣＡＴＶなどに
おいて高出力でリニアリティのよい高周波出力を得るこ
とができ、中継の少ない長距離伝送を可能にすることが
できる。By adopting such a circuit configuration, it is possible to improve characteristics of insertion loss, frequency characteristics, and large signal operation, which have conventionally been problems. In particular, high-frequency output with high linearity can be obtained in communication requiring a wide band, for example, frequency multiplexing communication, CATV, etc., and long-distance transmission with few relays can be performed.
【００４０】図４は、減衰器１１０（抵抗Ｒ12，Ｒ13，
Ｒ14），減衰器２１０（抵抗Ｒ22，Ｒ23，Ｒ24）をπ型
減衰器とし、これに並列につながれたダイオードＤ11，
Ｄ21とした場合の構成例を示したものである。入力イン
ピーダンスＺｉ，出力インピーダンスＺｏを７５πとし
て良好なインピーダンスマッチングがとられたものであ
る。また、分配器１３０，１４０にバルーントランスを
用い、１８０度位相が異なった信号を分配・合波してい
る。コンデンサＣ12，Ｃ13，Ｃ22，Ｃ23は直流をブロッ
クするためのものである。FIG. 4 shows an attenuator 110 (resistors R12, R13,
R14) and the attenuator 210 (resistors R22, R23, R24) are π-type attenuators, and diodes D11,
This shows a configuration example when D21 is set. Good impedance matching is achieved with the input impedance Zi and the output impedance Zo being 75π. In addition, balloon transformers are used for the distributors 130 and 140 to distribute and multiplex signals 180 degrees out of phase. Capacitors C12, C13, C22 and C23 are for blocking direct current.
【００４１】図５は、ダイオードＤ11，Ｄ21のバイアス
電圧Ｂ1 ，Ｂ2 として0.5Vの電圧を与えてバイアス点が
バランスしたときの減衰器１１０の出力波形ａ，減衰器
２１０の出力波形ｂ，出力信号０ＵＴの波形ｃを示した
ものである。また、図６はこれらの波形の高調波成分を
示したもので（入力ＩＮ＝２００ＭＨｚ，プロットは
０．１ＧＨｚごとにとって単につないだもの。ピークは
０．２ＧＨｚごとにあらわれる）、出力信号OUT の波形
ｃでは奇数次の高調波成分が主なものになっている。バ
イアス点をバランスしたことから式（１）のパラメータ
が等しくなり、２次歪量α1 ，α2 がうちけされて波形
ｃの偶数次のピークが小さくなっている。これらの図か
ら明らかなように大振幅においても良好な動作が得られ
ているのが分かる。なお、発生する歪み量に応じてバイ
アス点を変えることで、式（１）のパラメータを変え
て、不用な高調波歪みの発生を抑えるのが可能である。
図７は、バイアス電圧Ｂ1 ，Ｂ2 を０Ｖとした場合のも
ので、式（１）のパラメータが変化し、高調波成分が変
化しているのが明らかである。FIG. 5 shows the output waveform a of the attenuator 110, the output waveform b of the attenuator 210, and the output signal when the bias points are balanced by applying 0.5 V as the bias voltages B1 and B2 of the diodes D11 and D21. This shows a waveform c of 0UT. FIG. 6 shows the harmonic components of these waveforms (input IN = 200 MHz, plots are simply connected for every 0.1 GHz, peaks appear every 0.2 GHz), and the waveform of the output signal OUT is shown. In c, odd-order harmonic components are dominant. Since the bias points are balanced, the parameters of equation (1) become equal, the secondary distortion amounts α 1 and α 2 are eliminated, and the even-order peak of the waveform c is reduced. As is clear from these figures, a good operation is obtained even at a large amplitude. By changing the bias point according to the amount of generated distortion, it is possible to change the parameter of equation (1) and suppress the generation of unnecessary harmonic distortion.
FIG. 7 shows the case where the bias voltages B1 and B2 are set to 0 V. It is apparent that the parameters of the equation (1) change and the harmonic components change.
【００４２】図８は、減衰器１１０（抵抗Ｒ11，Ｒ12，
Ｒ13），減衰器２１０（抵抗Ｒ21，Ｒ22，Ｒ23）をπ型
減衰器とした場合、図９は、減衰器１１０（抵抗Ｒ12，
Ｒ13，Ｒ14），減衰器２１０（抵抗Ｒ22，Ｒ23，Ｒ24）
をＴ型減衰器とした場合の変形例であり、これらは図４
の場合と同様に機能する。これらの実施例では、入出力
にバルーントランスＴ１３，Ｔ１４を設けて、構成の簡
素化を図っている。また、減衰器及びダイオードＤ11，
Ｄ21を経由する信号は、トランスＴ１３，Ｔ１４にてい
ずれも反転されるとともにいずれも反転トランスを経由
することになる。そのため、トランスＴ１３，Ｔ１４に
伝送損失があったとしても、同じ程度の損失であり、そ
れが等価的にキャンセルされ、同じレベルで信号が与え
られるようになる。また、回路が対称であることから、
互いに同じ形状でパターンを作ることによって信号遅延
が生じることはほとんどなく、面倒な位相調整をしない
で済むという利点もある。図８の構成では、抵抗Ｒ11及
び抵抗Ｒ22が、減衰器の一部を構成するとともにダイオ
ードＤ11，Ｄ21のバイアス回路の一部をなしており、回
路構成がより簡素なものになる、と考えられる。FIG. 8 shows an attenuator 110 (resistors R11, R12,
R13) and the attenuator 210 (resistors R21, R22, R23) are π-type attenuators, FIG.
R13, R14), attenuator 210 (resistors R22, R23, R24)
Are T-type attenuators, which are shown in FIG.
Works as in. In these embodiments, balloon transformers T13 and T14 are provided for input and output to simplify the configuration. Further, an attenuator and a diode D11,
The signals passing through D21 are both inverted by the transformers T13 and T14, and both pass through the inverting transformers. Therefore, even if there is a transmission loss in the transformers T13 and T14, the loss is the same, and the loss is equivalently canceled, and a signal is given at the same level. Also, because the circuit is symmetric,
By forming patterns in the same shape, there is almost no signal delay, and there is an advantage that complicated phase adjustment is not required. In the configuration of FIG. 8, the resistors R11 and R22 form part of the attenuator and part of the bias circuit of the diodes D11 and D21, so that the circuit configuration is considered to be simpler. .
【００４３】図１０は、図８の歪発生回路１０１につい
て２次歪，３次歪を測定するための測定系を示したもの
である。多チャンネル信号発生器（ＭＳＧ）９３２から
の８０chの信号に歪みを与えてレーザダイオードで構成
される光送信機９０１から光信号を送信し、光受信器９
３４，アッテネータ９３５，バンドパスフィルタ９３
６，プリアンプ９３７を介してスペクトラムアナライザ
９３８で相互変調歪みを測定する、という構成をとって
いる。光送信機９０１からアンプ９３７までの部分は実
際の光通信において通常用いられているものを使ってお
り、この系において発生する歪のほとんどはレーザダイ
オードの非直線性に起因している。アッテネータ９３５
は、プリアンプ９３７、スペクトラムアナライザ９３８
で発生する歪を無視するために使用されているバンドパ
スフィルタ９３６からの反射を抑えるために用いられ
る。図１１は２次歪の測定結果、図１２は３次歪の測定
結果を示したもので、黒のプロットが歪発生回路がない
場合、白のプロットがその回路がある場合を示してい
る。歪発生回路によってレーザダイオード出力の相互変
調歪が減少しているのが明らかである。FIG. 10 shows a measurement system for measuring the second-order distortion and the third-order distortion of the distortion generating circuit 101 of FIG. The 80-channel signal from the multi-channel signal generator (MSG) 932 is distorted to transmit an optical signal from an optical transmitter 901 composed of a laser diode, and the optical receiver 9
34, attenuator 935, bandpass filter 93
6, the intermodulation distortion is measured by the spectrum analyzer 938 via the preamplifier 937. The part from the optical transmitter 901 to the amplifier 937 uses the one usually used in actual optical communication, and most of the distortion generated in this system is caused by the nonlinearity of the laser diode. Attenuator 935
Are the preamplifier 937 and the spectrum analyzer 938
Is used to suppress the reflection from the band-pass filter 936 used to ignore the distortion generated in. FIG. 11 shows the measurement result of the second-order distortion, and FIG. 12 shows the measurement result of the third-order distortion. The black plot shows the case where there is no distortion generating circuit, and the white plot shows the case where the distortion generating circuit exists. It is clear that the distortion generating circuit reduces the intermodulation distortion of the laser diode output.
【００４４】補正すべき歪み量やその特性は、扱う信号
レベルの大小により異なるため、それに応じて上記実施
例では回路定数の最適化を行われ、使用するダイオード
の変更や減衰器の減衰量の調節が行われる。しかし、条
件に合う最適なダイオードが常にあるとは限らないの
で、手に入る範囲内で最適化を行う場合が生じる。図１
３はこの場合の一例を示したものであり、図８の回路に
ダイオードＤ11，Ｄ21にそれぞれ直列に抵抗Ｒ15，Ｒ25
を挿入することで最適化を行ったものである。抵抗Ｒ1
5，Ｒ25の挿入により、減衰器１１０（抵抗Ｒ11，Ｒ1
2，Ｒ13），減衰器２１０（抵抗Ｒ21，Ｒ22，Ｒ23）の
減衰量を一定に保ったまま回路のインターセプトポイン
ト（図２で示したグラフでいえば、曲線が曲がるとこ
ろ）をその抵抗値に応じて変えることができる。Since the amount of distortion to be corrected and its characteristics differ depending on the level of the signal level to be handled, the circuit constants are optimized in the above-described embodiment to change the diode to be used and the amount of attenuation of the attenuator. Adjustments are made. However, since there is not always an optimum diode that meets the conditions, optimization may be performed within a range that can be obtained. FIG.
3 shows an example of this case. In the circuit of FIG. 8, resistors R15 and R25 are connected in series with diodes D11 and D21, respectively.
The optimization was performed by inserting. Resistance R1
5 and R25, the attenuator 110 (resistors R11, R1
2, R13) and the attenuator 210 (resistors R21, R22, R23) with the attenuation kept constant, the intercept point of the circuit (where the curve is bent in the graph shown in FIG. 2) is set to the resistance value. Can be changed accordingly.
【００４５】図１４は、歪み補正の測定系の一例を示し
たものであり、図１３の回路１０１を使ったＣＡＴＶ用
増幅器９０２の歪み補正についてスペクトラムアナライ
ザ９３８で測定を行った。図１５は、その測定結果を示
したものであり、回路１０１がない場合及び抵抗Ｒ15，
Ｒ25を０，１０，２２Ωと変えた場合において、増幅器
９０２の出力レベルに対する相互変調３次歪ＣＴＢの変
化を示したものである。FIG. 14 shows an example of a distortion correction measurement system. The distortion correction of the CATV amplifier 902 using the circuit 101 of FIG. 13 was measured by a spectrum analyzer 938. FIG. 15 shows the results of the measurement.
This shows the change of the intermodulation third-order distortion CTB with respect to the output level of the amplifier 902 when R25 is changed to 0, 10, 22Ω.
【００４６】この結果から明らかなように、増幅器９０
２の出力レベル及びその歪量により最適な抵抗Ｒ15，Ｒ
25の値が異なっていることが分かる。図１３の回路で
は、減衰器１１０，減衰器２１０の減衰量は一定でイン
ピーダンスマッチングがとられ、回路全体の挿入損失が
一定にに保たれる。そして、出力レベル及び歪量が変わ
ったとしても、抵抗Ｒ15，Ｒ25の値を調節することによ
り、それに応じた最適な非直線性を得ることが可能にな
る。図８の回路のもつ利点を維持しつつより条件に応じ
た自由度の高い歪み補正回路を実現することができる。
なお、図４，図９に示す回路でも同様にダイオードＤ1
1，Ｄ21にそれぞれ直列に抵抗Ｒ15，Ｒ25を挿入するこ
とで同様の効果を得ることができる。As is apparent from this result, the amplifier 90
Optimum resistances R15, R
It can be seen that the values of 25 are different. In the circuit of FIG. 13, impedance matching is performed while the attenuation amounts of the attenuators 110 and 210 are constant, and the insertion loss of the entire circuit is kept constant. Then, even if the output level and the distortion amount change, by adjusting the values of the resistors R15 and R25, it is possible to obtain an optimal non-linearity corresponding thereto. A distortion correction circuit having a higher degree of freedom according to conditions can be realized while maintaining the advantages of the circuit of FIG.
In the circuits shown in FIG. 4 and FIG.
Similar effects can be obtained by inserting resistors R15 and R25 in series with D1 and D21, respectively.
【００４７】さらに、周波数依存性をもつ歪みの補償を
する必要が生じる場合があり、このような場合、歪み補
正回路は歪みに周波数依存性をもたせる必要がある。図
１６〜１９は、その場合の構成例を示したものであり、
図１３の回路の抵抗Ｒ15，Ｒ25に並列又は直列に抵抗，
コンデンサ，インダクタンスからなる周波数依存性をも
つインピーダンス回路を接続して非線形性に周波数依存
性を持たせている。In some cases, it is necessary to compensate for frequency-dependent distortion. In such a case, it is necessary for the distortion correction circuit to have frequency dependence on the distortion. 16 to 19 show configuration examples in that case.
A resistor is connected in parallel or in series with the resistors R15 and R25 in the circuit of FIG.
A frequency-dependent impedance circuit consisting of a capacitor and an inductance is connected to provide nonlinearity with frequency dependency.
【００４８】図１６の回路は、コンデンサＣ16，Ｃ26，
抵抗Ｒ16，Ｒ26の直列回路をダイオードＤ11，Ｄ21にそ
れぞれ並列に接続したものである。図１７の回路は、イ
ンダクタンスＬ16，Ｌ26，抵抗Ｒ16，Ｒ26の直列回路を
抵抗Ｒ15，Ｒ25にそれぞれ並列に接続したものである。
図１８の回路は、コンデンサＣ16，Ｃ26，インダクタン
スＬ16，Ｌ26，抵抗Ｒ16，Ｒ26の直列回路を抵抗Ｒ15，
Ｒ25にそれぞれ並列に接続したものである。図１９の回
路は、コンデンサＣ16，Ｃ26，インダクタンスＬ16，Ｌ
26を並列にしたタンク回路と抵抗Ｒ15，Ｒ25との直列回
路をダイオードＤ11，Ｄ21にそれぞれ直列に接続したも
のである。The circuit shown in FIG. 16 includes capacitors C16, C26,
A series circuit of resistors R16 and R26 is connected in parallel to diodes D11 and D21, respectively. In the circuit of FIG. 17, a series circuit of inductances L16 and L26 and resistors R16 and R26 is connected in parallel to resistors R15 and R25, respectively.
In the circuit of FIG. 18, a series circuit of capacitors C16 and C26, inductances L16 and L26, and resistors R16 and R26 is connected to a resistor R15,
R25 are connected in parallel. The circuit of FIG. 19 includes capacitors C16 and C26 and inductances L16 and L16.
26 is a circuit in which a series circuit of a tank circuit in which resistors 26 are connected in parallel and resistors R15 and R25 are connected in series to diodes D11 and D21, respectively.
【００４９】これらの回路では、抵抗Ｒ15，Ｒ25にそれ
ぞれ並列または直列に接続した回路が周波数に依存した
インピーダンスを持ち、ダイオードＤ11，Ｄ21を通過す
る信号の帯域特性が異なる。ダイオードＤ11，Ｄ21で発
生する歪は周波数に依存したものになり、これが減衰器
１１０，減衰器２１０と合波され、トランスＴ１４を介
して出力される。したがって、この出力は周波数に依存
した歪をもつものになり、次段の回路の周波数に依存し
た歪をキャンセルすることになる。In these circuits, the circuits connected in parallel or in series to the resistors R15 and R25 respectively have frequency-dependent impedances, and the signals passing through the diodes D11 and D21 have different band characteristics. The distortion generated in the diodes D11 and D21 depends on the frequency, and is combined with the attenuators 110 and 210, and output through the transformer T14. Therefore, this output has a frequency-dependent distortion, and cancels the frequency-dependent distortion of the next stage circuit.
【００５０】図１６〜１９などは、図８についての変形
例だが、図４，９の構成においても同様に変形できる。FIGS. 16 to 19 are modified examples of FIG. 8, but the constitutions of FIGS. 4 and 9 can be similarly modified.
【００５１】図２０は、歪発生回路において発生する歪
に周波数依存性を持たせる例をを比較して示したもので
あり、３２５．２５ＭＨｚ，５４７．２５ＭＨｚにおい
て、ダイオードＤ11，Ｄ21へのバイアス電圧Ｂ１，Ｂ２
に対する相互変調３次歪ＣＴＢの変化を示したものであ
る。ここで、破線は、図９の回路と等価な回路（図２
１）の結果を示し、実線は、これのダイオードＤ11，Ｄ
21に共振回路を直列に接続した図２２の回路についての
結果を示したものである。コンデンサＣ16，Ｃ26，イン
ダクタンスＬ16，Ｌ26からなる共振回路をいれることに
より相互変調３次歪ＣＴＢの周波数依存性が変化し、回
路定数を調節してより最適な補償が可能になっている。FIG. 20 shows a comparison of an example in which the distortion generated in the distortion generating circuit has a frequency dependency. At 325.25 MHz and 542.25 MHz, the bias voltage applied to the diodes D11 and D21 is increased. B1, B2
3 shows a change in the intermodulation third-order distortion CTB with respect to. Here, a broken line indicates a circuit equivalent to the circuit of FIG. 9 (FIG. 2).
The results of 1) are shown, and the solid lines indicate the diodes D11, D
FIG. 21 shows the result of the circuit of FIG. 22 in which resonance circuits are connected in series. By inserting a resonance circuit composed of capacitors C16 and C26 and inductances L16 and L26, the frequency dependence of the intermodulation third-order distortion CTB changes, and the circuit constant is adjusted to enable more optimal compensation.
【００５２】上述した本発明の歪発生回路は様々な応用
が可能であり、つぎにこの応用例を説明する。The above-described distortion generating circuit of the present invention can be applied to various applications. Next, this application example will be described.
【００５３】図２３に示す応用例は、本発明の歪発生回
路１０１の歪に周波数依存性を持たせる場合の例であ
り、歪発生回路１０１には、図４，８，９，１３，２１
に示した周波数依存性のないものを用い、歪発生回路１
０１の入力及び出力にそれぞれフィルタ９１９ｂ，９１
９ａを設けている点に特徴がある。The application example shown in FIG. 23 is an example in which the distortion of the distortion generation circuit 101 of the present invention has a frequency dependency, and the distortion generation circuit 101 has the configuration shown in FIGS.
A distortion generating circuit 1 using the one having no frequency dependency shown in FIG.
01 to the input and the output of filter 919b, respectively.
The feature is that 9a is provided.
【００５４】フィルタ９１９ｂには、所定の傾斜の周波
数特性を持たせ、フィルタ９１９ａにはこれと逆の傾斜
の周波数特性を持たせている。これらのフィルタは、例
えば、傾斜した特性、バンドパス特性、バンドエリミネ
ーション特性などの特性を持たせるとすれば、Ｒ，Ｌ，
Ｃで構成可能である。ここでは、Ｒ，Ｃで構成し、所定
の傾斜を持たせるものとして説明する。The filter 919b has a frequency characteristic having a predetermined slope, and the filter 919a has a frequency characteristic having a reverse slope. If these filters have characteristics such as an inclined characteristic, a band-pass characteristic, and a band elimination characteristic, for example, R, L,
C can be used. Here, the description will be made assuming that it is composed of R and C and has a predetermined inclination.
【００５５】図２３の回路に周波数分割多重信号を与え
ると、まず、フィルタ９１９ｂによって周波数の高いも
のの信号レベルが低いものよりも大きくなる。これが、
歪発生回路１０１に与えられて相互混変調歪成分が発生
する。この歪成分は、フィルタ９１９ｂを通過している
ことから、フィルタ９１９ｂがない場合とは異なった分
布で現れ、フィルタ９１９ａを通ることでその周波数特
性に応じた出力になる。一方、この出力の基本波成分
は、フィルタ９１９ａを通ることでフィルタ９１９ｂの
傾斜をキャンセルして入力と同じレベルの分布を持つも
のになる。そして、これらが次段の歪補正の対象となる
回路９０１（例えば図１０の光送信機９０１のように非
線形な入出力特性を持つもの）に与えられ、回路９０１
の非線形性をリニアなものに改善する。When a frequency-division multiplexed signal is given to the circuit of FIG. 23, first, a signal having a high frequency becomes larger than a signal having a low signal level by a filter 919b. This is,
The cross-modulation distortion component is provided to the distortion generation circuit 101 and is generated. Since this distortion component passes through the filter 919b, it appears in a distribution different from that in a case where the filter 919b is not provided. When the distortion component passes through the filter 919a, an output corresponding to the frequency characteristic is obtained. On the other hand, the output fundamental wave component has a distribution of the same level as that of the input by canceling the inclination of the filter 919b by passing through the filter 919a. These are supplied to a circuit 901 to be subjected to distortion correction in the next stage (for example, a circuit having nonlinear input / output characteristics like the optical transmitter 901 in FIG. 10), and the circuit 901 is provided.
To improve the nonlinearity of linear.
【００５６】図２４，２５は、この分布の現れ方を２の
周波数ｆ1 ，ｆ2 の多重信号の場合を例にこれらを比較
して模式的に示したものである。図２４はフィルタ９１
９ｂに右下がりの傾斜を持たせた場合、そして、図２５
はフィルタ９１９ｂに右下がりの傾斜を持たせた場合に
ついて基本波とそれによって歪が生じるようすを示して
いる。FIGS. 24 and 25 schematically show how this distribution appears by comparing multiplexed signals of two frequencies f 1 and f 2 as an example. FIG.
FIG. 25 shows a case where 9b has a downward slope.
Indicates a fundamental wave and a case where distortion is caused by the fundamental wave when the filter 919b has a downward slope.
【００５７】同じレベルの周波数ｆ1 ，ｆ2 の信号を入
力から与えると（図２４（ａ））、フィルタ９１９ｂを
通った信号は右下がりのチルトがかかり（図２４
（ｂ））、歪発生回路１０１で相互混変調歪が与えられ
る。チルトがある場合の相互混変調歪成分は「ＣＨＶシ
ステム技術講座／吉田進著（共同聴視出版）ｐ５６〜ｐ
５８」に記載されており、フラットの時のその歪率Ｋ，
周波数ｆ1 のチルト量ａ，周波数ｆ2 のチルト量ｂ，そ
の歪みの周波数のチルト量ｘをもちいて相互混変調歪率
が記述される。When signals of frequencies f 1 and f 2 of the same level are given from the input (FIG. 24 (a)), the signal passing through the filter 919b is tilted downward and to the right (FIG. 24).
(B)), the cross-modulation distortion is given by the distortion generation circuit 101. The cross-modulation distortion component in the presence of a tilt is described in “CHV System Technology Course / Susumu Yoshida (Kyodo Hikken Shuppan), p56-p
58 ”, the distortion factor K when flat,
Tilt amount a frequency f 1, the tilt amount b of frequency f 2, mutual intermodulation distortion factor is described using a tilt amount x of the frequency of the distortion.
【００５８】そして、フィルタ９１９ａを通ることで、
周波数ｆ1 ，ｆ2 の信号は同じレベルになり、また、高
周波側の歪成分が低周波側よりも相対的に大きくなって
回路９０１に出力される（図２４（ｃ））。例えば、周
波数ｆ2 ±ｆ1 の歪成分についていえば、周波数ｆ2 ＋
ｆ1 の歪成分の方が周波数ｆ2 −ｆ1 のものよりもレベ
ルが相対的に大きいものになって出力される。Then, by passing through the filter 919a,
The signals of the frequencies f 1 and f 2 have the same level, and the distortion component on the high frequency side is relatively larger than that on the low frequency side and is output to the circuit 901 (FIG. 24C). For example, regarding the distortion component of frequency f 2 ± f 1 , frequency f 2 +
The level of the distortion component of f 1 is relatively higher than that of the frequency f 2 −f 1 and is output.
【００５９】図２５はフィルタ９１９ｂに右上がりの傾
斜を持たせた場合のものである。この場合の動作も上記
図２４の場合と同様であるが、フィルタの特性の相違が
現れる。同じレベルの周波数ｆ1 ，ｆ2 の信号を入力か
ら与えると（図２４（ａ））、フィルタ９１９ｂを通っ
た信号は右上がりのチルトがかかる（図２５（ｂ））。
フィルタ９１９ａを通ることで、周波数ｆ1 ，ｆ2 の信
号は同じレベルになり、また、低周波側の歪成分が高周
波側よりも相対的に大きくなって次段の回路９０１に出
力される（図２５（ｃ））。FIG. 25 shows a case where the filter 919b has a right-upward slope. The operation in this case is the same as that in FIG. 24, but a difference in filter characteristics appears. When signals of the same level of frequencies f 1 and f 2 are given from the input (FIG. 24A), the signal passing through the filter 919b is tilted to the right (FIG. 25B).
By passing through the filter 919a, the signals of the frequencies f 1 and f 2 become the same level, and the distortion component on the low frequency side becomes relatively larger than that on the high frequency side and is output to the next-stage circuit 901 ( FIG. 25 (c)).
【００６０】このように、歪発生回路１０１の入出力に
互いに逆の特性の所定の周波数特性を持つフィルタを設
けることで、基本信号の相対的なレベルを変えずに歪発
生回路１０１で得られる歪成分に対しフィルタ９１９ｂ
に応じた周波数依存性を持たせることができる。そのた
め、次段の回路９０１の非線形性に周波数依存性があっ
たとしても、フィルタ９１９ｂの特性をそれに応じたも
のにしておくことで周波数依存性がキャンセルされ、次
段の回路９０１の非線形性をよりリニアなものに改善す
ることができる。As described above, by providing filters having predetermined frequency characteristics having characteristics opposite to each other to the input and output of the distortion generating circuit 101, the distortion can be obtained by the distortion generating circuit 101 without changing the relative level of the basic signal. Filter 919b for distortion component
Can be given frequency dependence. Therefore, even if the nonlinearity of the next-stage circuit 901 has a frequency dependence, the frequency dependence is canceled by setting the characteristic of the filter 919b in accordance with the characteristic, and the nonlinearity of the next-stage circuit 901 is reduced. It can be improved to a more linear one.
【００６１】このように、基本信号については広い範囲
で平坦な周波数特性をもつとともに歪成分については周
波数依存性を持せることができ、大信号動作でも、歪補
正の対象となる回路に周波数依存性をもつ非線形性の改
善をなし得る。また、前述の従来例のような並列型の回
路構成との比較から明らかなように、遅延線の位相調整
を必要とせず、簡単な回路構成で周波数依存性をもつ非
線形性の改善が可能である。そのため、ＣＡＴＶなどの
多重アナログ画像信号のように高周波広帯域の信号伝送
に有利に用いることができる。As described above, the basic signal has a flat frequency characteristic over a wide range, and the distortion component can have frequency dependence. It is possible to improve the nonlinearity having the characteristic. Also, as is clear from the comparison with the parallel type circuit configuration as in the conventional example described above, it is not necessary to adjust the phase of the delay line, and it is possible to improve the frequency-dependent nonlinearity with a simple circuit configuration. is there. Therefore, it can be advantageously used for high-frequency wideband signal transmission such as multiplex analog image signals such as CATV.
【００６２】図２６の応用例は、２の歪発生回路１０１
ａ，１０１ｂを直列に接続した場合の例を示したもので
あり、図２７は、図８の歪発生回路を２つ用いて構成し
た場合を例に具体的な回路構成を示したものである。歪
発生回路１０１ａ，１０１ｂは、それぞれバイアス点を
独立に調整可能であり、歪成分をより微妙に調節でき
る。そのため、歪補正の対象となる回路の補償をより微
妙に行うことができる。FIG. 26 shows an application example in which two distortion generation circuits 101 are used.
FIG. 27 shows an example in which a and 101b are connected in series, and FIG. 27 shows a specific circuit configuration in which two distortion generating circuits shown in FIG. 8 are used as an example. . Each of the distortion generation circuits 101a and 101b can independently adjust the bias point, and can more finely adjust the distortion component. Therefore, the compensation of the circuit to be subjected to the distortion correction can be performed more delicately.
【００６３】例えば、歪発生回路１０１ａのダイオード
のバイアス点をバランスすると、前述したように２次歪
に代表される偶数次の歪が非常に小さく抑えられ、歪発
生回路１０１ａは３次歪に代表される奇数次の歪を調整
する回路になる。歪発生回路１０１ｂのダイオードのバ
イアス点をアンバランスにすると、歪発生回路１０１ｂ
は２次歪に代表される偶数次の歪が強調され、この歪を
調整する回路になる。歪発生回路１０１ａ，１０１ｂを
それぞれ独立に調整することにより、偶数次及び奇数次
がそれぞれ調整されることになり、歪の補償をより微妙
に行われるのである。なお、純粋に偶数次の歪を調整す
るとすれば、歪発生回路１０１ｂの分配器Ｔ１４を非反
転のものにし（図２（ｄ））、ダイオードのバイアス点
をバランスさせてもなし得る。For example, when the bias points of the diodes of the distortion generating circuit 101a are balanced, the even-order distortion represented by the secondary distortion is suppressed to a very small value as described above, and the distortion generating circuit 101a is represented by the tertiary distortion. It becomes a circuit for adjusting the odd-order distortion. When the bias point of the diode of the distortion generation circuit 101b is unbalanced, the distortion generation circuit 101b
Is a circuit that enhances even-order distortion represented by second-order distortion and adjusts this distortion. By independently adjusting the distortion generation circuits 101a and 101b, the even-order and odd-order are each adjusted, and the distortion is compensated more delicately. If pure even-order distortion is to be adjusted, it is possible to make the distributor T14 of the distortion generating circuit 101b non-inverting (FIG. 2D) and balance the bias points of the diodes.
【００６４】さらに、周波数依存性をもつ非線形性の改
善を行うには、前述したように、入出力に互いに逆の特
性を持つフィルタを設けたり、図２８に示すように、入
力及び段間にフィルタ９１９ｃ，フィルタ９１９ｄを設
け、これらの総合特性の逆の特性を持つフィルタ９１９
ａを出力に設けるようにしても良い。Further, in order to improve the nonlinearity having the frequency dependency, as described above, a filter having opposite characteristics to the input and output is provided, or as shown in FIG. A filter 919c and a filter 919d are provided, and a filter 919 having a characteristic opposite to the total characteristic thereof is provided.
a may be provided at the output.
【００６５】図２９の応用例は、同じ構成をもつ２の歪
発生回路１０１ａ、１０１ｂを並列した場合の例を示し
たものであり、歪発生回路１０１ａ，ｂが独立に調整可
能であることを利用したものである。The application example of FIG. 29 shows an example in which two distortion generating circuits 101a and 101b having the same configuration are arranged in parallel, and it is shown that the distortion generating circuits 101a and 101b can be adjusted independently. It was used.
【００６６】分波器３１０ａで歪発生回路１０１ａ、１
０１ｂに分岐し、回路１０１ａ、１０１ｂではそのバイ
アス点に応じた歪を与えられる。そして歪発生回路１０
１ａ、１０１ｂからの信号は、合波器３１０ｂで合波し
て出力される。The distortion generators 101a, 101a,
The circuit branches to 01b, where distortion is given to the circuits 101a and 101b in accordance with the bias point. And the distortion generating circuit 10
The signals from 1a and 101b are multiplexed and output by the multiplexer 310b.
【００６７】図３０は、図８の歪発生回路を２つ用いて
構成した場合を例に具体的な回路構成を示したもので、
分波器３１０ａ、及び合波器３１０ｂはトランスを用い
て構成し、７５Ωの入出力インピーダンスをマッチング
をとるとともに、分波器３１０ａは回路１０１ａ、１０
１ｂに同じレベルで信号を与えるようになっている。歪
発生回路１０１ａ、１０１ｂは、図２６の場合と同様
に、それぞれバイアス点を独立に調整可能であり、発生
する歪成分をより微妙に調整できる。ダイオードのバイ
アス点をバランスすれば主に奇数次の歪が発生し、バラ
ンスさせなければ偶数次を含む歪が発生することにな
る。こうして歪補正の対象となる回路の補償をより微妙
に行うことができる。FIG. 30 shows a specific circuit configuration in the case of using two distortion generating circuits of FIG. 8 as an example.
The duplexer 310a and the multiplexer 310b are configured by using a transformer, and match the input / output impedance of 75Ω, and the duplexer 310a includes the circuits 101a and 10b.
1b at the same level. As in the case of FIG. 26, the distortion generating circuits 101a and 101b can independently adjust the bias points, and can more finely adjust the generated distortion components. If the bias points of the diodes are balanced, distortion of the odd-numbered order will mainly occur, and if they are not balanced, distortion including the even-numbered order will be generated. In this way, the compensation of the circuit to be subjected to the distortion correction can be performed more delicately.
【００６８】また、図３１は、図２９の歪発生回路１０
１ａ，１０１ｂの入出力に互いに逆の特性を持つフィル
タ９１９ａ，９１９ｂを設けたもので、図２８の場合と
同様に周波数依存性をもつ非線形性の改善を行い得る。FIG. 31 shows the distortion generation circuit 10 of FIG.
Filters 919a and 919b having characteristics opposite to each other are provided at the input and output of 1a and 101b, and nonlinearity having frequency dependence can be improved as in the case of FIG.
【００６９】本発明の歪発生回路は、様々な変形がさら
に可能である。The distortion generating circuit according to the present invention can be variously modified.
【００７０】例えば、分配器１４０については、ダイオ
ードＤ11及び減衰器１１０の側からの信号を反転するも
のについて示したが、ダイオードＤ21及び減衰器２１０
の側からの信号を反転するものとしても良い。また、分
配器１４０は一方を反転して合波するものについて示し
たが、反転しないで合波するものにしても良い。この場
合は、歪発生回路の入出力特性は図２の（ｃ）にかえて
（ｄ）の特性で模式的に示されるものになる。即ち、奇
数波成分にかえて偶数波成分が強調されたものになる。For example, while the distributor 140 is shown to invert the signal from the diode D11 and the attenuator 110, the diode D21 and the attenuator 210
May be inverted. In addition, although the distributor 140 is shown in which one is inverted and multiplexed, it may be multiplexed without being inverted. In this case, the input / output characteristic of the distortion generating circuit is schematically shown by the characteristic (d) instead of the characteristic (c) in FIG. That is, even wave components are emphasized instead of odd wave components.
【００７１】減衰器については、周波数特性を平坦にす
るために抵抗で減衰器を構成したが、減衰器に周波数依
存性を持たせるならば、コンデンサやコイルを組み合わ
せても良い。As for the attenuator, the attenuator is constituted by a resistor in order to flatten the frequency characteristic. However, if the attenuator has frequency dependency, a capacitor or a coil may be combined.
【００７２】また、非線形素子にダイオードを用いた
が、使用する周波数が比較的低いものであったり、うま
く作れれば、他の素子を用いることも可能である。Although a diode is used for the non-linear element, other elements can be used if the frequency used is relatively low or if it can be made well.
【００７３】また、分配器についても、バルーントラン
スで構成したが、増幅器及び反転増幅器を組み合わせて
も良い。Although the distributor is constituted by a balloon transformer, an amplifier and an inverting amplifier may be combined.
【００７４】[0074]
【発明の効果】以上の通り本発明の歪発生回路によれ
ば、大振幅入力において信号が減衰器及びダイオードに
分配され、不要な高調波歪みの発生を抑えうるので、良
好に所望の歪みを与えることができる。特に、回路構成
を簡単にして実現することが可能であり、様々な応用が
可能で、良好な動作をうることができる。As described above, according to the distortion generating circuit of the present invention, the signal is distributed to the attenuator and the diode at the time of the large amplitude input, and the generation of unnecessary harmonic distortion can be suppressed. Can be given. In particular, the circuit configuration can be simplified and realized, various applications are possible, and good operation can be obtained.
【図１】本発明の歪発生回路の構成例についてその概要
を示した図。FIG. 1 is a diagram showing an outline of a configuration example of a distortion generation circuit of the present invention.
【図２】本発明の歪発生回路の動作を模式的に示した
図。FIG. 2 is a diagram schematically showing the operation of the distortion generation circuit of the present invention.
【図３】歪発生のようすを模式的に示した図。FIG. 3 is a diagram schematically showing how distortion occurs.
【図４】本発明の歪発生回路をπ型減衰器で構成した場
合の回路図。FIG. 4 is a circuit diagram when the distortion generating circuit of the present invention is configured by a π-type attenuator.
【図５】図４の回路の出力波形を示す図。FIG. 5 is a view showing an output waveform of the circuit of FIG. 4;
【図６】図４の回路の出力波形の高調波成分を示す図。FIG. 6 is a diagram showing harmonic components of an output waveform of the circuit of FIG. 4;
【図７】図４の回路の出力波形の高調波成分を示す図。FIG. 7 is a diagram showing harmonic components of an output waveform of the circuit of FIG. 4;
【図８】本発明の歪発生回路をπ型減衰器で構成した場
合の回路図。FIG. 8 is a circuit diagram when the distortion generating circuit of the present invention is configured by a π-type attenuator.
【図９】本発明の歪発生回路をＴ型減衰器で構成した場
合の回路図。FIG. 9 is a circuit diagram when the distortion generating circuit of the present invention is configured by a T-type attenuator.
【図１０】歪補正の測定系の構成例を示す図。FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a distortion correction measurement system.
【図１１】２次歪補正の測定結果の一例を示す図。FIG. 11 is a diagram showing an example of a measurement result of secondary distortion correction.
【図１２】３次歪補正の測定結果の一例を示す図。FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a measurement result of third-order distortion correction.
【図１３】図８の歪発生回路のダイオードに抵抗を挿入
した場合の回路図。FIG. 13 is a circuit diagram when a resistor is inserted in the diode of the distortion generating circuit of FIG. 8;
【図１４】歪補正の測定系の構成例を示す図。FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a measurement system for distortion correction.
【図１５】図１３の挿入した抵抗をかえたときの３次歪
補正の測定結果の一例を示す図。FIG. 15 is a diagram showing an example of a measurement result of third-order distortion correction when the inserted resistor of FIG. 13 is changed.
【図１６】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の構成例を示す図。FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration example of a distortion generation circuit according to the present invention when distortion generation has frequency dependency.
【図１７】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の構成例を示す図。FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of a distortion generation circuit according to the present invention when distortion generation has frequency dependency.
【図１８】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の構成例を示す図。FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration example of a distortion generation circuit according to the present invention when distortion generation has frequency dependency.
【図１９】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の構成例を示す図。FIG. 19 is a diagram illustrating a configuration example of a distortion generation circuit according to the present invention when distortion generation has frequency dependency.
【図２０】歪発生に周波数依存性を持たせたときと持た
せないときの３次歪補正の測定結果の一例を比較して示
す図。FIG. 20 is a diagram comparing and showing an example of measurement results of third-order distortion correction when frequency generation is given to distortion generation and when it is not given.
【図２１】歪発生に周波数依存性を持たせないときの本
発明の歪発生回路の構成例を示す図。FIG. 21 is a diagram illustrating a configuration example of a distortion generation circuit according to the present invention when distortion generation does not have frequency dependency.
【図２２】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の構成例を示す図。FIG. 22 is a diagram illustrating a configuration example of a distortion generation circuit according to the present invention when distortion generation has frequency dependency.
【図２３】歪発生に周波数依存性を持たせたときの本発
明の歪発生回路の応用例を示す図。FIG. 23 is a diagram showing an application example of the distortion generation circuit of the present invention when distortion generation has frequency dependency.
【図２４】図２３の構成をとった場合の動作の一例を模
式的に示す図。FIG. 24 is a diagram schematically showing an example of the operation when the configuration in FIG. 23 is adopted.
【図２５】図２３の構成をとった場合の動作の一例を模
式的に示す図。FIG. 25 is a diagram schematically showing an example of the operation when the configuration in FIG. 23 is adopted.
【図２６】歪発生を独立に調整し得るようにしたときの
本発明の歪発生回路の応用例を示す図。FIG. 26 is a diagram showing an application example of the distortion generation circuit of the present invention when distortion generation can be adjusted independently.
【図２７】図２６の構成の具体的な回路例を示す図。FIG. 27 is a diagram showing a specific circuit example of the configuration in FIG. 26;
【図２８】図２６の構成で歪発生に周波数依存性を持た
せたときの本発明の歪発生回路の応用例を示す図。FIG. 28 is a diagram showing an application example of the distortion generation circuit of the present invention when distortion generation has frequency dependence in the configuration of FIG. 26;
【図２９】歪発生を独立に調整し得るようにしたときの
本発明の歪発生回路の応用例を示す図。FIG. 29 is a diagram showing an application example of the distortion generation circuit according to the present invention when distortion generation can be adjusted independently.
【図３０】図２６の構成の具体的な回路例を示す図。FIG. 30 is a diagram showing a specific circuit example of the configuration in FIG. 26;
【図３１】図２６の構成で歪発生に周波数依存性を持た
せたときの本発明の歪発生回路の応用例を示す図。FIG. 31 is a diagram showing an application example of the distortion generation circuit of the present invention when distortion generation has frequency dependency in the configuration of FIG. 26;
【図３２】従来例を示す図。FIG. 32 shows a conventional example.
【図３３】従来例を示す図。FIG. 33 is a view showing a conventional example.
１１０，２１０…減衰器、１１４，２１４…バイアス回
路、１３０，１４０…分配器、Ｄ11，Ｄ12…ダイオー
ド、１０１，１０１ａ，１０１ｂ…歪発生回路、９１９
ａ，９１９ｂ…フィルタ。110, 210: attenuator, 114, 214: bias circuit, 130, 140: distributor, D11, D12: diode, 101, 101a, 101b: distortion generating circuit, 919
a, 919b ... filter.
Claims (7)
いに反転した第１の信号及び第２の信号に分配する第１
の手段と、所定のバイアスがあたえられた第１ダイオードと第１減
衰器とが並列に接続された構成を有し、 前記第１の信号
に歪みを与える第２の手段と、所定のバイアスがあたえられた第２ダイオードと第２減
衰器とが並列に接続された構成を有し、 前記第２の信号
に歪みを与える第３の手段と、 前記第２の手段からの信号と前記第３の手段からの信号
とを合波して出力する第４の手段とを備え、前記第１減衰器及び前記第２減衰器により入出力インピ
ーダンスの整合がとられている、 ことを特徴とする 歪発生回路。1. A first method of distributing a multiplexed analog image signal from the outside into a first signal and a second signal that are inverted from each other.
Means, a first diode having a predetermined bias and a first diode.
An attenuator connected in parallel, a second means for distorting the first signal, a second diode having a predetermined bias, and a second diode.
A third means for distorting the second signal, and combining the signal from the second means and the signal from the third means. and a fourth means for and outputs, output by said first attenuator and the second attenuator Inpi
A distortion generating circuit characterized in that dances are matched .
信号と前記第３の手段からの信号とをいずれか一方を反
転させて合波することを特徴とする請求項１記載の歪発
生回路。2. The apparatus according to claim 1, wherein the fourth means multiplexes the signal from the second means and the signal from the third means by inverting one of the signals. Distortion generation circuit.
ぞれは、反転トランスで構成されることを特徴とする請
求項１記載の歪発生回路。Wherein said first means and said fourth means it
It is, respectively, distortion generating circuit according to claim 1, characterized in that it is constituted by inverting transformer.
は、複数の抵抗で構成されたものであることを特徴とす
る請求項１記載の歪発生回路。4. The distortion generating circuit according to claim 1, wherein each of the first attenuator and the second attenuator comprises a plurality of resistors.
ードそれぞれに直列に接続された抵抗をさらに有するこ
とを特徴とする請求項１記載の歪発生回路。5. The first diode and the second diode
Distortion generating circuit according to claim 1, further comprising a resistor connected in series with each over de.
とともに、所定の周波数依存したインピーダンス変化を
持つインピーダンス回路をさらに有することを特徴とす
る請求項５記載の歪発生回路。6. The distortion generating circuit according to claim 5 , further comprising an impedance circuit connected in series or parallel to said resistor and having a predetermined frequency-dependent impedance change.
量，インダクタンスのいずれか少なくとも２つが並列ま
たは直列に接続されて構成されていることを特徴とする
請求項６記載の歪発生回路。7. The distortion generating circuit according to claim 6 , wherein the impedance circuit is configured by connecting at least two of resistance, capacitance, and inductance in parallel or in series.
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005045656A (en) * | 2003-07-24 | 2005-02-17 | Nec Corp | Circuit and method for compensating am-pm distortion |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003243939A (en) | 2002-02-14 | 2003-08-29 | Seiko Epson Corp | Distortion compensation circuit |
| JP2005184707A (en) * | 2003-12-24 | 2005-07-07 | Nec Corp | Transistor amplifier |
| JP2008048032A (en) * | 2006-08-11 | 2008-02-28 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Distortion compensation device |
| US9214147B2 (en) | 2012-06-11 | 2015-12-15 | William R. Price | Audio signal distortion using a secondary audio signal for enhanced control of psycho-acoustic and musical effects |
-
1993
- 1993-04-20 JP JP09280693A patent/JP3358630B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005045656A (en) * | 2003-07-24 | 2005-02-17 | Nec Corp | Circuit and method for compensating am-pm distortion |
| JP4546052B2 (en) * | 2003-07-24 | 2010-09-15 | 日本電気株式会社 | AM-PM distortion compensation circuit and method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06260847A (en) | 1994-09-16 |
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