JP2725941B2 - Ab級プッシュプルドライブ回路 - Google Patents
Ab級プッシュプルドライブ回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3001—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
力電圧を下げても動作可能なAB級プッシュプルドライ
ブ回路に関するものである。
2−189908号に開示された従来のAB級プッシュ
プルドライブ回路を示す回路図である。このAB級プッ
シュプルドライブ回路は、バッファ回路10,電圧−電
流変換回路20および反転形増幅回路(電流−電圧変換
回路)30を含む。
ランジスタQ3 ,PチャネルMOSトランジスタQ4 お
よび定電流源I1 ,I4 より成る。トランジスタQ3 の
ゲートは入力端子1に接続され、ソースはトランジスタ
Q4 のソースに接続されるとともに定電流源I4 を介し
て接地され、ドレインは電源電圧VCCを与える電源端子
100に接続されている。トランジスタQ4 のゲート・
ドレインは共通に接続され、その共通のゲート・ドレイ
ンは第1のソース接地トランジスタとしてのNチャネル
MOSトランジスタQ1 のゲートに接続されるととも
に、定電流源I1を介して接地されている。
OSトランジスタQ5 ,Q8 および抵抗R1 ,R3 ,R
4 より成る。トランジスタQ8 のゲートは自身のドレイ
ンに接続されるとともにトランジスタQ5 のゲートに接
続され、その接続点は抵抗R1 を介してバッファ回路1
0内のトランジスタQ3 のソースに接続されている。ト
ランジスタQ8 のソースは抵抗R3 を介して接地され、
トランジスタQ5 のソースは抵抗R4 を介して接地され
ている。
0は、PチャネルMOSトランジスタQ6 ,Q7 、定電
流源I2 および抵抗R2 より成る。トランジスタQ6 の
ソースは電源端子100に接続され、ドレインは第2の
ソース接地トランジスタとしてのPチャネルMOSトラ
ンジスタQ2 のゲートおよび抵抗R2 の一端に接続され
ている。抵抗R2 の他端は、トランジスタQ7 のゲート
および電圧−電流変換回路20内のトランジスタQ5 の
ドレインに接続されるとともに、定電流源I3を介して
接地されている。トランジスタQ7 のソースはトランジ
スタQ6 のゲートに接続されるとともに、定電流源I2
を介して電源端子100に接続され、ドレインは接地さ
れている。
に接続され、ソースは接地されている。またトランジス
タQ2 のドレインは出力端子2に接続され、ソースは電
源端子100に接続されている。
は、出力段のドライブトランジスタとして、出力端子2
と電源端子100の間に第2のソース接地トランジスタ
としてのPチャネル型のトランジスタQ2 を設けるとと
もに、出力端子2と接地間には第1のソース接地トラン
ジスタとしてのNチャネル型のトランジスタQ1 を設け
ている。そして入力端子1の入力電圧にかかわらず、ト
ランジスタQ1 ,Q2 のベース間電位差が常に一定にな
るように、バッファ回路10,電圧−電流変換回路20
および反転形増幅回路(電流−電圧変換回路)30を設
けている。すなわち、バッファ回路10は高インピーダ
ンスの入力信号を低インピーダンスの信号に変換し、ト
ランジスタQ1 のゲートには、入力端子1の入力電圧に
応じた電圧がバッファ回路10から与えられる。一方、
電圧−電流変換回路20は、入力電圧に応じた電流を生
成する。この電流は、反転形増幅回路(電流−電圧変換
回路)30で再び電圧に変換されるが、その際、反転形
増幅回路30は、入力電圧が上昇(下降)しトランジス
タQ1 のゲート・ソース間電圧VGS1 が大きく(小さ
く)なったとき、これに応じてトランジスタQ2 のソー
ス・ゲート間電圧VSG2を小さく(大きく)するような
電圧を出力する。これにより、(VGS1 +VSG2)は常
に一定に保たれ、トランジスタQ1 ,Q2 のゲート間電
位差(すなわちVCC−(VGS1 +VSG2 ))も常に一定
に保たれる。
ジスタQ3 のソース電圧VS3に関しては、バッファ回路
10内のトランジスタQ4 のソース・ゲート間電圧をV
SG4、出力ドライブ用のトランジスタQ1 のゲート・ソ
ース間電圧をVGS1 、電圧−電流変換回路20内のトラ
ンジスタQ8 のゲート・ソース間電圧をVGS8 、ドレイ
ン・ソース電流をIDS8 と置くと、
3 は電圧−電流変換回路20内の抵抗R1 ,R3 の抵抗
値である。
ドレイン・ソース電流IDS8 は
のトランジスタQ5 とQ8 はミラー比が1:1のカレン
トミラーを構成するものとし、かつトランジスタQ5 の
ドレイン電流をIDS5 とすると
のソース・ゲート間電圧をVSG2 、反転形増幅回路30
内のトランジスタQ6 のソース・ゲート間電圧を
VSG6 、ドレイン電流をID6、反転形増幅回路30内の
トランジスタQ7 のソース・ゲート間電圧をVSG7 と置
くと、
30内の抵抗R2 の抵抗値である。
とすると、ID6は
をID1、その形状で決まる定数をβ1 、トランジスタQ
2 のドレイン電流をID2、その形状で決まる定数を
β2 、トランジスタQ4 の形状で決まる定数をβ4 、ト
ランジスタQ6 の形状で決まる定数をβ6 、トランジス
タQ7 の形状で決まる定数をβ7 、トランジスタQ8 の
形状で決まる定数をβ8 と置く。また、各トランジスタ
のうちNチャネルMOSトランジスタの閾値電圧をV
THON、PチャネルMOSトランジスタの閾値電圧をV
THOPとする。トランジスタQ4 とQ7 のソース・ドレイ
ン電流はそれぞれ定電流源I1 ,I2 より与えられるバ
イアス定電流IB1,IB2と等しいから、
代入すると次の数22が得られる。
置くと、
ので、IDS8 の変化が小さいとすれば、数24の右辺は
ほぼ一定である。よって
R3 =R2 と置くと、数7は次のように変形できる。
6,数18よりVSG4 ,VSG7 は一定である。また、上
述のようにIDS8 の変化が小さいとすれば、上記数1
9,数21よりVGS8 ,VSG6 もほぼ一定となる。よっ
て、R2 IB3を適当に設定することにより、(VGS1 +
VSG2 )を常に一定に保つことができる。トランジスタ
Q1 ,Q2 のゲート間電位差はVCC−(VGS1 +
VSG2 )であるので、(VGS1 +VSG2 )を一定に保つ
ことにより、トランジスタQ1 ,Q2 のゲート間電位差
を常に一定に保つことができる。
い時に、トランジスタQ2 のドレインからトランジスタ
Q1 のドレインに向かって流れる電流をアイドル電流I
idleとすると、
R2 IB3 を大きくすることによって十分小さな値に抑
えることができる。
電流Isourceがある時には、トランジスタQ2 のソース
・ゲート間電圧VSG2 が大きくなる。このとき、数26
で説明したように、トランジスタQ1 ,Q2 のゲート間
電位差はほぼ一定であるから、トランジスタQ1 のゲー
ト・ソース間電圧VGS1 は小さくなり、結果としてトラ
ンジスタQ1 のドレイン電流ID1は小さくなる。
V2maxは、トランジスタQ2 のソース・ドレイン間電圧
をVSD2 と置くと、次のようになる。
小さな値(例えば0.2V以下)とすることができるの
で、電源電圧VCC近くまで高い電圧を出力することがで
きる。
接続され、流入電流Isinkがある時には、トランジスタ
Q1 のゲート・ソース間電圧VGS1 が大きくなる。この
場合、数26で説明したように、トランジスタQ1 ,Q
2 のゲート間電位差はほぼ一定であるから、トランジス
タQ2 のソース・ゲート間電圧VSG2 は小さくなり、結
果としてトランジスタQ2 のドレイン電流ID2は小さく
なる。
V2minは、トランジスタQ1 のドレイン・ソース間電圧
をVDS1 と置くと、次のようになる。
小さな値(例えば0.2V以下)にすることができるの
で、接地電位近くまで低い電圧を出力することができ
る。
スタは、飽和領域内で動作しているから、次式が得られ
る。
ート・ソース間電圧をVGS5 、ドレイン・ソース間電圧
をVDS5 、形状で決まる定数をβ5 とする。
ト・ソース間電圧をVGS3 とすると次式で表せる。
飽和領域内にあるから、
2,43を代入すると、
定電流IB1,IB4及びトランジスタQ8 のドレイン・ソ
ース電流ID8に分流するから、
D1,IDS8 は少なくなり、その結果、抵抗R2 の両端電
圧も下がるため、トランジスタQ2 のソース・ゲート間
電圧VSG2 は大きくなりそのドレイン電流ID2が多くな
る。逆に入力電圧V1 を大きくすると、ID1,IDS8 は
多くなり、その結果、抵抗R2 の両端電圧も上がるた
め、トランジスタQ2 のソース・ゲート間電圧VSG2 は
小さくなりそのドレイン電流ID2がは少なくなる。
プルドライブ回路は以上のように構成されており、動作
電源電圧VCCは数31より求められる。数31の右辺に
おいて、可変の項はIDS 8 ・R1 とVDS5 とID6・R2
であり、これらを小さく設定することにより動作電源電
圧VCCはかなり低くすることができる。一方、出力トラ
ンジスタである第1,第2のソース接地トランジスタQ
1 ,Q2 を駆動するのに必要な入力電圧V1 は、バッフ
ァ回路10を構成するトランジスタQ3 ,Q4 を飽和領
域内で動作させ、かつ、第1のソース接地トランジスタ
Q1 をも飽和領域内で動作させる必要があるため、ある
程度の大きさの電圧が必要となる。したがって、電源電
圧VCCを数31による限界近くまで下げた場合、最低限
必要とされる入力電圧が電源電圧付近やこれを超えたり
することがある。その様な場合には、出力電圧がある電
圧値にはり付いてしまい、入出力間の線形的関係が損な
われてしまう。したがって、実際には、電源電圧VCCを
あまり下げることはできないなどの問題点があった。
ためになされたもので、低い電源電圧のもとで、入力電
圧を下げても動作できるAB級プッシュプルドライブ回
路を得ることを目的とする。
ッシュプルドライブ回路は、第1の中間ノードと接地電
位端子との間に接続され、ゲート電極が入力端子に接続
されるPタイプのMOSトランジスタと、前記第1の中
間ノードに定電流を与える定電流源とを有するバッファ
回路、前記第1の中間ノードに一端が接続される抵抗素
子と、この抵抗素子の他端と前記接地電位端子との間に
接続される入力側のNタイプのMOSトランジスタと、
第2の中間ノードと前記接地電位端子との間に接続さ
れ、前記入力側MOSトランジスタのゲート電極にゲー
ト電極が接続される出力側のNタイプのMOSトランジ
スタとを有するカレントミラー回路を有する電圧−電流
変換回路、第3の中間ノードと前記接地電位端子との間
に接続され、ゲート電極が前記第2の中間ノードに接続
されるPタイプのMOSトランジスタと、前記第3の中
間ノードに定電流を与える定電流源と、前記第2の中間
ノードと第4の中間ノードとの間に接続される抵抗素子
と、前記第4の中間ノードと電源電位端子との間に接続
され、ゲート電極が前記第3の中間ノードに接続される
PタイプのMOSトランジスタとを有する反転形増幅回
路、出力端子と前記接地電位端子との間に接続され、ゲ
ート電極が前記入力端子に接続されるNタイプのMOS
トランジスタと、前記出力端子と前記電源電位端子との
間に接続され、ゲート電極が前記第4の中間ノードに接
続されるPタイプのMOSトランジスタとを有する出力
回路を備えて構成されている。
は、出力回路を構成するNタイプのMOSトランジスタ
を飽和領域内にて動作させることができなければならな
いが、該NタイプのMOSトランジスタのゲートが入力
端子に直結されているので、その電圧値は小さくて済
む。またその小さい電圧により、バッファ回路、電圧−
電流変換回路および反転形増幅回路を介して、出力回路
を構成するPタイプのMOSトランジスタをも飽和領域
内にて動作させることが可能である。
ドライブ回路の一実施例を示す回路図である。この実施
例の回路において、図2の従来回路と異なる点は、第1
のソース接地トランジスタQ1 のゲート・ソース間電圧
をバッファ回路10を介さずに入力端子1から直接印加
するようにし、バッファ回路10は第2のソース接地ト
ランジスタQ2 側のみをドライブするようにした点であ
る。
力端子1に直接に接続される。バッファ回路10は、P
チャネルMOSトランジスタQ31および定電流源I11よ
り成る。トランジスタQ31のゲートは入力端子1に接続
され、ソースは定電流源I11を介して電源端子100に
接続されるとともに電流−電圧変換回路20内の抵抗R
1 の一端に接続され、ドレインは接地されている。その
他の構成は図2の従来回路と同様である。
2 のゲート間電位差(すなわちVCC−(VGS1 +
VSG2 ))が常に一定に保たれる動作は図2の従来回路
で説明したのと同じである。
ランジスタQ31のソース電圧VS31は、トランジスタQ
8 のゲート・ソース間電圧をVGS8 、ドレイン・ソース
電流をIDS8 と置くと、
のソース接地トランジスタQ1 のゲート・ソース間電圧
VGS1 と等しいから、
ソース・ゲート間電圧VSG31より
ドレイン・ソース電流IDS8 は
ー比1:1のカレントミラーを構成するから、トランジ
スタQ5 のドレイン電流ID5は
て見ると、図2の従来回路に関し述べたように数5,数
6が成立するから、
ID31 、形状で決まる定数をβ31と置くと、
1,54を代入すると、数22(図2)に対応するもの
として、次の数55(図1)が得られる。
置くと、数23に対応するものとして、
て、
ので、IDS8 ,ID31 の変化が小さいとすれば、数57
の右辺はほぼ一定である。よって
+R3 =R2 と置くと、数52は次のように変形でき
る。
VSG7 は一定である。また、上述のようにIDS8 ,I
D31 の変化が小さいとすれば、前記数19,数21,数
54よりVGS8 ,VSG6 ,VSG31もほぼ一定となる。よ
って、R2 IB3を適当に設定することにより、(VGS1
+VSG2 )を常に一定に保つことができる。トランジス
タQ1 ,Q2 のゲート間電位差はVCC−(VGS1 +V
SG2 )であるので、(VGS1+VSG2 )を一定に保つこ
とにより、トランジスタQ1 ,Q2 のゲート間電位差を
常に一定に保つことができる。
数27から、数57は
ドレインからトランジスタQ1 のドレインに向かって流
れるアイドル電流Iidleは、R2 IB3を大きくすること
により、十分小さな値に抑えることができるのがわか
る。
最大は数29、最小は数30から得られる。したがっ
て、図2の従来回路と同様に、接地電位近くの電圧か
ら、電源電圧VCC近くまでの電圧が出力端子2より出力
される。
スタは飽和領域内で動作しているから、数31(図2)
に対応するものとして、
ついては、数61より求められる。数61の右辺におい
て、可変の項はIDS8 ・R1 とID6・R2 とVSG31であ
り、これらを小さく設定することにより動作電源電圧V
CCはかなり低くすることができる。
り、数40(図2)に対応するものとして、
0より、数46(図2)に対応するものとして、
で動作させつつ(数70を満足)、トランジスタQ31も
飽和領域内で動作させる(数71を満足)ような範囲に
入力電圧V1 を置けば良い。したがって、数71のI
DS8 (R1 +R3 )の項を調整することにより、数70
で与えられる入力電圧V1 の値を最小値にすることがで
きる。この最小値は、図2の従来回路で要求される入力
電圧V1 の最小値と比べるとかなり低くすることが可能
である。
ば、出力回路を構成するNタイプのMOSトランジスタ
のゲート電極を入力端子に直結するとともに、出力回路
を構成するPタイプのMOSトランジスタのゲート電極
を、バッファ回路、電流−電圧変換回路および反転形増
幅回路を介して入力端子に連結し、しかも、バッファ回
路として、ゲート電極が入力端子に接続されるPタイプ
のMOSトランジスタを有するものとし、電圧−電流変
換回路として、バッファ回路のPタイプのMOSトラン
ジスタに接続される抵抗素子と、この抵抗素子に接続さ
れる入力側のNタイプのMOSトランジスタ及び出力側
のNタイプのMOSトランジスタを有するカレントミラ
ー回路を有するものとしたので、入力電圧を出力回路を
構成するNタイプのMOSトランジスタが飽和領域内で
動作できる限界電圧まで下げることができ、かつ、低い
電源電圧のもとでも動作でき、接地電圧近くから電源電
圧近くまでの広い出力電圧を得られるという効果があ
る。また、素子点数を減らすことができるという効果も
ある。さらに、反転増幅回路として、図1に示す通りの
所定の接続関係を有するPタイプのMOSトランジスタ
と、定電流源と、抵抗素子と、PタイプのMOSトラン
ジスタとを有するものとしたので、反転形増幅回路を構
成する抵抗素子と定電流源を所定の値に設定することに
より、出力端子に負荷電流が流れていない時、つまり、
入力端子に入力信号が印加されない時及び入力信号の値
が印加されていない時と同じ値である時に、出力回路を
構成するPタイプ及びNタイプの両MOSトランジスタ
に十分小さなアイドル電流I idel (数60を参照)を流
すことができ、出力回路における消費電力をそれ程増加
させることなく、入力信号の印加に対して出力信号が早
い追従を示し、周波数特性が良好であるとともに、か
つ、入力信号に対する出力信号のクロスオーバー歪みを
抑制できるという効果を有する。しかも、出力回路を構
成するPタイプのMOSトランジスタに流れる最大電
流、つまり出力回路を構成するNタイプのMOSトラン
ジスタがオフ状態の時に流れる電流を、反転形増幅回
路、特に、反転形増幅回路を構成する抵抗素子及び定電
流源によって容易に決定できるため、出力回路を構成す
るPタイプのMOS トランジスタの破壊を容易に防げる
回路構成とすることができるという効果を有する。
ドライブ回路を示す回路図である。
回路図である。
Claims (2)
- 【請求項1】 第1の中間ノードと接地電位端子との間
に接続され、ゲート電極が入力端子に接続されるPタイ
プのMOSトランジスタと、前記第1の中間ノードに定
電流を与える定電流源とを有するバッファ回路、 前記第1の中間ノードに一端が接続される抵抗素子と、
この抵抗素子の他端と前記接地電位端子との間に接続さ
れる入力側のNタイプのMOSトランジスタと、第2の
中間ノードと前記接地電位端子との間に接続され、前記
入力側MOSトランジスタのゲート電極にゲート電極が
接続される出力側のNタイプのMOSトランジスタとを
有するカレントミラー回路を有する電圧−電流変換回
路、 第3の中間ノードと前記接地電位端子との間に接続さ
れ、ゲート電極が前記第2の中間ノードに接続されるP
タイプのMOSトランジスタと、前記第3の中間ノード
に定電流を与える定電流源と、前記第2の中間ノードと
第4の中間ノードとの間に接続される抵抗素子と、前記
第4の中間ノードと電源電位端子との間に接続され、ゲ
ート電極が前記第3の中間ノードに接続されるPタイプ
のMOSトランジスタとを有する反転形増幅回路、 出力端子と前記接地電位端子との間に接続され、ゲート
電極が前記入力端子に接続されるNタイプのMOSトラ
ンジスタと、前記出力端子と前記電源電位端子との間に
接続され、ゲート電極が前記第4の中間ノードに接続さ
れるPタイプのMOSトランジスタとを有する出力回路
を備えた AB級プッシュプルドライブ回路。 - 【請求項2】 前記電圧−電流変換回路は、前記入力側
MOSトランジスタと前記接地電位端子との間に接続さ
れる抵抗素子と、前記出力側MOSトランジスタと前記
接地電位端子との間に接続される抵抗素子とをさらに備
えていることを特徴とする請求項1記載のAB級プッシ
ュプルドライブ回路。
Priority Applications (2)
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP4055121A JP2725941B2 (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | Ab級プッシュプルドライブ回路 |
Publications (2)
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JPH05259754A JPH05259754A (ja) | 1993-10-08 |
JP2725941B2 true JP2725941B2 (ja) | 1998-03-11 |
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Family Applications (1)
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JP4055121A Expired - Lifetime JP2725941B2 (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | Ab級プッシュプルドライブ回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
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- 1992-03-13 JP JP4055121A patent/JP2725941B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-02-17 US US08/018,537 patent/US5334950A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
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