JP2643164B2 - Power supply - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は電源装置、特に複写機やレーザビームプリン
タなどの電子写真方式の画像形成装置における電源装置
に関するものである。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply device, and more particularly to a power supply device for an electrophotographic image forming apparatus such as a copying machine or a laser beam printer.
［従来の技術］ 複写機およびレーザビームプリンタなどの電子写真方
式の画像形成装置では、帯電器用、現像バイアス用など
の高圧の直流、原稿搬送用のモータ、シーケンス制御回
路などに給電するための低圧の直流、あるいは原稿照明
用の蛍光灯などに給電するための交流の電源が必要であ
る。2. Description of the Related Art In electrophotographic image forming apparatuses such as copiers and laser beam printers, high-voltage direct current for a charger and a developing bias, a low-voltage for feeding a motor for conveying a document, a sequence control circuit, and the like. Or an AC power supply for supplying power to a fluorescent lamp or the like for illuminating a document.
［発明が解決しようとする問題点］ 従って、この種の画像形成装置では、低圧から高圧に
わたるさまざまな電源電圧が必要であり、またそれらは
独立して安定化され、あるいはオン、オフ制御される必
要がある。このため、従来装置では第５図に示すように
商用電源などの交流入力30を主電源31によって変圧、整
流、平滑することによって24V程度の直流電圧を得、こ
の電圧をシーケンス制御回路、モータ回路などに給電す
るとともに、スイッチングコンバータなどを用いた昇圧
回路などから構成される電源部32、33に入力し、再度電
圧変換を行なう帯電器などの高圧負荷および原稿照明用
の蛍光灯などに給電していた。[Problems to be Solved by the Invention] Therefore, this type of image forming apparatus requires various power supply voltages ranging from low voltage to high voltage, and they are independently stabilized or controlled on / off. There is a need. For this reason, in the conventional apparatus, as shown in FIG. 5, an AC input 30 such as a commercial power supply is transformed, rectified and smoothed by a main power supply 31 to obtain a DC voltage of about 24 V, and this voltage is applied to a sequence control circuit and a motor circuit. Power supply units 32 and 33, which consist of a booster circuit using a switching converter, etc., and supply power to high-voltage loads such as chargers that perform voltage conversion again and fluorescent lamps for document illumination. I was
以上のような構造では、変圧のためのトランスの数が
必然的に多くなり、電源部が大型化するとともに、電圧
変換を何度も行なうために電力効率がよくないという問
題があった。The structure described above has a problem that the number of transformers for voltage transformation is inevitably increased, the power supply unit is enlarged, and the power efficiency is not good because the voltage conversion is performed many times.
［問題点を解決するための手段］ 以上の問題点を解決するために、本発明においては、 複数の２次巻線を有するコンバータトランスと、 上記コンバータトランスの１次側に設けられ、１次巻
線を励磁するスイッチング回路と、 上記スイッチング回路の駆動時間を制御するためにパ
ルス幅変調された信号を上記スイッチング回路に供給す
るPWM回路と、 上記コンバータトランスの第１の２次巻線に接続さ
れ、高圧負荷に給電するためにダイオードとコンデンサ
とからなる第１の整流平滑回路と、 上記コンバータトランスの第２の２次巻線に接続さ
れ、低圧負荷に給電するためにダイオードとコンデンサ
からなる第２の整流平滑回路と、 上記第１の２次巻線の出力に対応した値に応じて上記
PWM回路を制御する制御回路と、 を有し、 上記第１の２次巻線の極性と上記第１の整流平滑回路
のダイオードの極性とが、上記スイッチング回路がオフ
している期間に上記第１の整流回路から高圧負荷へ給電
されるように設定されており、且つ、上記スイッチング
回路のオン期間の増加に応じて上記第１の整流平滑回路
の出力電圧が大きくなるものであり、 上記第２の２次巻線の極性と上記第２の整流平滑回路
のダイオードの極性とが、上記スイッチング回路がオン
している期間に上記第２の整流回路から低圧負荷へ給電
されるように設定されており、且つ、上記ダイオードと
上記コンデンサを直接接続したことにより上記スイッチ
ング回路のオン期間に拘らず、上記第２の整流平滑回路
の出力電圧が一定となる 構成を採用した。[Means for Solving the Problems] In order to solve the above problems, in the present invention, there is provided a converter transformer having a plurality of secondary windings, and a primary transformer provided on the primary side of the converter transformer. A switching circuit for exciting the winding, a PWM circuit for supplying a pulse width modulated signal to the switching circuit for controlling a drive time of the switching circuit, and a first secondary winding of the converter transformer A first rectifying / smoothing circuit including a diode and a capacitor for supplying power to the high-voltage load; and a diode and a capacitor connected to the second secondary winding of the converter transformer for supplying power to the low-voltage load. A second rectifying / smoothing circuit, and the second rectifying / smoothing circuit according to a value corresponding to an output of the first secondary winding.
And a control circuit for controlling a PWM circuit, wherein the polarity of the first secondary winding and the polarity of the diode of the first rectifying / smoothing circuit are the same as those of the first rectifying / smoothing circuit during a period when the switching circuit is off. And the output voltage of the first rectifying / smoothing circuit is increased in accordance with an increase in the on-period of the switching circuit. The polarity of the secondary winding and the polarity of the diode of the second rectifying / smoothing circuit are set such that power is supplied from the second rectifying circuit to the low-voltage load while the switching circuit is on. In addition, the output voltage of the second rectifying / smoothing circuit is constant regardless of the ON period of the switching circuit by directly connecting the diode and the capacitor.
［作用］ 以上の構成によれば、第１の２次巻線の極性と第１の
整流平滑回路のダイオードの極性の設定、および第２の
２次巻線の極性と第２の整流平滑回路のダイオードの極
性の設定により、第１の整流回路から高圧負荷への給電
に関しては、スイッチング回路のオン期間の増加に応じ
て第１の整流平滑回路の出力電圧が大きくなるように制
御できるとともに、一方、第２の整流平滑回路から低圧
負荷への給電に関しては、ダイオードとコンデンサを直
接接続したことによりスイッチング回路のオン期間に拘
らず、第２の整流平滑回路の出力電圧が一定となるよう
に制御することができる。[Operation] According to the above configuration, the polarity of the first secondary winding and the polarity of the diode of the first rectifying and smoothing circuit are set, and the polarity of the second secondary winding and the second rectifying and smoothing circuit are set. With respect to the power supply from the first rectifier circuit to the high-voltage load, the output voltage of the first rectifier / smoothing circuit can be controlled to increase according to the increase of the ON period of the switching circuit, On the other hand, regarding the power supply from the second rectifying / smoothing circuit to the low-voltage load, the output voltage of the second rectifying / smoothing circuit is constant regardless of the ON period of the switching circuit by directly connecting the diode and the capacitor. Can be controlled.
［実施例］ 以下、図面に示す実施例に基づき、本発明を詳細に説
明する。EXAMPLES Hereinafter, the present invention will be described in detail based on examples shown in the drawings.
第１図は本発明を採用した電源装置の回路構成を示し
ている。図において符号１は商用交流電源、あるいは他
の変圧回路などで得られる交流電源で、この交流電源１
の出力はダイオードD6によって整流され、コンバータト
ランスT1の一次巻線81に供給される。ダイオードD6が出
力する直流の一次巻線81に対する印加は、トランジスタ
Q1によって断続される。トランジスタQ1のコレクタ、エ
ミッタ回路の間には、一次巻線81と一定の共振周波数を
得るためのコンデンサC1とダンパ用のダイオードD1が接
続されている。トランジスタQ1のベースは発振器および
パルス幅変調器から構成されたPWM回路によって制御さ
れる。このPWM回路２は後述のように二次側の出力電圧
に応じてトランジスタQ1の導通比率（デューティ比）を
制御することによって二次側の出力電圧を安定化するた
めに用いられる。FIG. 1 shows a circuit configuration of a power supply device employing the present invention. In the figure, reference numeral 1 denotes a commercial AC power supply or an AC power supply obtained from another transformer circuit.
Is rectified by the diode D6 and supplied to the primary winding 81 of the converter transformer T1. The DC primary winding 81 output by the diode D6 is applied to the transistor
Intermittent by Q1. A primary winding 81, a capacitor C1 for obtaining a constant resonance frequency, and a damper diode D1 are connected between the collector and the emitter circuit of the transistor Q1. The base of the transistor Q1 is controlled by a PWM circuit including an oscillator and a pulse width modulator. This PWM circuit 2 is used to stabilize the secondary output voltage by controlling the conduction ratio (duty ratio) of the transistor Q1 according to the secondary output voltage as described later.
コンバータトランスT1の二次側には、４個の二次巻線
82〜85が設けられている。Four secondary windings on the secondary side of converter transformer T1
82 to 85 are provided.
二次巻線82は帯電器、あるいは現像バイアスなどを供
給するための高圧巻線で、ダイオードD2、コンデンサC2
による整流、平滑回路が接続されている。コンバータト
ランスT1の巻線の極性、およびダイオードD2の導通極性
を選択することによってこの巻線のスイッチングモード
はフライバックモードとなっている。すなわち、一次巻
線81が遮断される期間に二次巻線82に発生される電圧が
ダイオードD2を介して負荷に給電される。The secondary winding 82 is a high-voltage winding for supplying a charging device or a developing bias, and includes a diode D2 and a capacitor C2.
Rectifying and smoothing circuits are connected. By selecting the polarity of the winding of the converter transformer T1 and the conduction polarity of the diode D2, the switching mode of this winding is a flyback mode. That is, the voltage generated in the secondary winding 82 while the primary winding 81 is shut off is supplied to the load via the diode D2.
また、二次巻線82の共通端子〜接地間には出力制御用
のトランジスタQ3のコレクタ〜エミッタおよび抵抗R1の
直列接続回路が挿入されている。このトランジスタQ3の
ベースに加える制御電圧V1をシーケンス制御回路により
制御することにより高圧出力を制御できる。Further, a series connection circuit of the collector-emitter of the transistor Q3 for output control and the resistor R1 is inserted between the common terminal of the secondary winding 82 and the ground. It controls the high voltage output by controlling the control voltages V 1 applied to the base of the transistor Q3 by a sequence control circuit.
トランジスタQ3の過電圧保護のため、コレクタ〜エミ
ッタ間にバリスタなどの定電圧素子を接続してもよい。
また、出力端子〜接地間にブリーダ抵抗を接続してもよ
い。To protect the transistor Q3 from overvoltage, a constant voltage element such as a varistor may be connected between the collector and the emitter.
Also, a bleeder resistor may be connected between the output terminal and the ground.
二次巻線83にはダイオードD3、コンデンサC3から構成
される整流、平滑回路が接続され、直流に交換された出
力電圧はマイクロコンピュータなどのシーケンス制御部
を電源として供給される。二次巻線83の極性は二次巻線
82と逆になっており、従ってこの巻線のスイッチングモ
ードは一次側のスイッチングトランジスタと二次側の整
流ダイオードが同時に導通する、いわゆるフォワードモ
ードになっている。A rectifying and smoothing circuit including a diode D3 and a capacitor C3 is connected to the secondary winding 83, and the output voltage converted to DC is supplied using a sequence control unit such as a microcomputer as a power supply. The polarity of the secondary winding 83 is the secondary winding
Therefore, the switching mode of this winding is a so-called forward mode in which the switching transistor on the primary side and the rectifier diode on the secondary side conduct simultaneously.
二次巻線84は電圧検出用の巻線で、ダイオードD4、コ
ンデンサC4から成る整流、平滑回路が接続されている。
この巻線のスイッチングモードは二次巻線82と同じフラ
イバックモードである。整流出力は抵抗による分圧回路
などから構成された電圧検出回路３に入力され、フォト
カプラPC1を介して一次側のPWM回路２にフィードバック
される。従って、PWM回路２は電圧検出回路３によって
検出された出力電圧を一定にするようにトランジスタQ1
のデューティ比を制御する。The secondary winding 84 is a voltage detection winding, and is connected to a rectifying and smoothing circuit including a diode D4 and a capacitor C4.
The switching mode of this winding is the same flyback mode as that of the secondary winding 82. The rectified output is input to a voltage detection circuit 3 including a voltage dividing circuit using a resistor, and is fed back to the primary-side PWM circuit 2 via a photocoupler PC1. Therefore, the PWM circuit 2 controls the transistor Q1 so that the output voltage detected by the voltage detection circuit 3 is constant.
Is controlled.
二次巻線85は原稿照明用の蛍光灯LA1に給電するため
のもので、二次巻線85の一端はインダクタL1を介して蛍
光灯LA1のフィラメントの一端に接続されている。二次
巻線85の他端は蛍光灯LA1の反対側のフィラメントの一
端に接続されている。蛍光灯LA1の両端のフィラメント
の両端は、それぞれ交流バイパス用のコンデンサC5、C6
によって接続されている。The secondary winding 85 supplies power to the fluorescent lamp LA1 for document illumination, and one end of the secondary winding 85 is connected to one end of a filament of the fluorescent lamp LA1 via the inductor L1. The other end of the secondary winding 85 is connected to one end of a filament on the opposite side of the fluorescent lamp LA1. Both ends of the filament at both ends of the fluorescent lamp LA1 are connected to capacitors C5 and C6 for AC bypass, respectively.
Connected by
蛍光灯LA1の各フィラメントの、二次巻線が接続され
るのと反対側の端子は、ブリッジダイオードD5に接続さ
れている。ブリッジダイオードD5の残りの２本の端子は
トランジスタQ2のコレクタ、エミッタに接続され、エミ
ッタ側が接地されている。トランジスタQ2のベースには
符号２のブロックと同様に構成されたPWM回路７が接続
されている。このPWM回路７はフォトダイオードPD1で検
出した原稿照明光の光量を一定にするように蛍光灯LA1
の発光制御を行なうものである。The terminal of each filament of the fluorescent lamp LA1 on the side opposite to the side where the secondary winding is connected is connected to the bridge diode D5. The other two terminals of the bridge diode D5 are connected to the collector and the emitter of the transistor Q2, and the emitter is grounded. The base of the transistor Q2 is connected to a PWM circuit 7 configured in the same manner as the block denoted by reference numeral 2. The PWM circuit 7 controls the fluorescent lamp LA1 so that the light amount of the original illumination light detected by the photodiode PD1 is constant.
Is performed.
すなわち、フォトダイオードPD1の出力は増幅器４で
所定レベルまで増幅された後、オペアンプなどから構成
された誤差増幅器６の一方の入力端に接続される。誤差
増幅器６の他方の入力にはツェナーダイオードなどを用
いて形成された基準電圧５が接続される。従って、誤差
増幅器６は増幅器４の出力と基準電圧５の誤差に対応す
る電圧をPWM回路７に入力し、トランジスタQ2の導通比
率を変化させることによって蛍光灯LA1の光量を一定に
制御する。That is, the output of the photodiode PD1 is amplified to a predetermined level by the amplifier 4, and then connected to one input terminal of an error amplifier 6 composed of an operational amplifier or the like. The other input of the error amplifier 6 is connected to a reference voltage 5 formed using a Zener diode or the like. Therefore, the error amplifier 6 inputs a voltage corresponding to the error between the output of the amplifier 4 and the reference voltage 5 to the PWM circuit 7, and controls the light amount of the fluorescent lamp LA1 to be constant by changing the conduction ratio of the transistor Q2.
次に、以上の構成における動作について説明する。 Next, the operation in the above configuration will be described.
第１図の交流電源１によってダイオードD6に交流を入
力し、各ブロックに電源を供給すると、ダイオードD6に
よって整流された直流がコンバータトランスT1の一次巻
線81とトランジスタQ1の直列接続の両端に印加され、PW
M回路２が出力するパルスによってトランジスタQ1がス
イッチングされ、その結果コンバータトランスT1の一次
側に交流信号が入力される。When an alternating current is input to the diode D6 by the AC power supply 1 in FIG. 1 and power is supplied to each block, a DC rectified by the diode D6 is applied to both ends of the series connection of the primary winding 81 of the converter transformer T1 and the transistor Q1. And PW
The transistor Q1 is switched by the pulse output from the M circuit 2, and as a result, an AC signal is input to the primary side of the converter transformer T1.
このため、コンバータトランスT1の二次巻線82〜85に
はそれぞれ巻線比に対応した交流電圧が発生し、各整流
回路を介して、あるいはそのまま各負荷に給電される。Therefore, an AC voltage corresponding to the turn ratio is generated in each of the secondary windings 82 to 85 of the converter transformer T1, and is supplied to each load via each rectifier circuit or as it is.
第２図に第１図の符号11〜13で示す接続点の電圧波形
を示す。FIG. 2 shows voltage waveforms at connection points indicated by reference numerals 11 to 13 in FIG.
第２図（Ａ）はトランジスタQ1のコレクタ電圧波形で
ある。トランジスタQ1が導通している場合、コレクタ電
圧は0V、遮断されている場合にはコンバータトランスT1
の一次巻線81側から見た内部容量とコンデンサC1による
合成容量とコンバータトランスT1の一次巻線81のインダ
クタンスによる共振が発生し、図示のようなフライバッ
ク波形が得られる。FIG. 2A shows the collector voltage waveform of the transistor Q1. When the transistor Q1 is conducting, the collector voltage is 0V.
Resonance occurs due to the internal capacitance seen from the primary winding 81 side, the combined capacitance of the capacitor C1 and the inductance of the primary winding 81 of the converter transformer T1, and a flyback waveform as shown in the figure is obtained.
一方、第２図（Ｂ）は接続点11、13、すなわちフライ
バック巻線の出力波形で、図示のようにダイオードD2、
D3が一次側のトランジスタQ1のオフ期間に導通する、い
わゆるフライバックモードの給電が行なわれる。接続点
11、13の電圧は、トランジスタQ1がオフの期間に発生す
る一次側のフライバック電圧波形のピーク電圧に依存し
た値となる。On the other hand, FIG. 2B shows the output waveforms of the connection points 11 and 13, ie, the flyback winding.
Power supply in a so-called flyback mode, in which D3 conducts during the off period of the transistor Q1 on the primary side, is performed. Connection point
The voltages of 11 and 13 have values depending on the peak voltage of the primary-side flyback voltage waveform generated during the period when the transistor Q1 is off.
第２図（Ｃ）は接続点12、すなわちシーケンス制御用
のフォワードモードの巻線の出力電圧を示している。こ
の巻線では、前記のフライバック巻線と巻線の極性が逆
になっているので、一次側のスイッチングトランジスタ
がオンで、二次側の出力電圧が5Vを越える期間において
ダイオードD3が導通する、いわゆるフォワードモードの
給電が行なわれる。この場合、出力電圧はトランジスタ
Q1がオンの期間の電圧波形に依存する。FIG. 2C shows the connection point 12, that is, the output voltage of the winding in the forward mode for sequence control. In this winding, the polarity of the flyback winding and the winding is reversed, so that the switching transistor on the primary side is on and the diode D3 conducts during the period when the output voltage on the secondary side exceeds 5V. , So-called forward mode power supply is performed. In this case, the output voltage is
It depends on the voltage waveform during the period when Q1 is on.
次に、第３図を参照して電圧検出回路３およびPWM回
路２のフィードバックによる出力制御について説明す
る。電圧検出が行なわれる巻線の給電モードはフライバ
ックモードである。Next, output control by feedback of the voltage detection circuit 3 and the PWM circuit 2 will be described with reference to FIG. The power supply mode of the winding on which the voltage detection is performed is a flyback mode.
第３図（Ａ）はコンバータトランスT1によって発生さ
れるフライバック電圧およびフォワード電圧の変化を示
している。ここで符号V1がフォワード電圧、符号V2がフ
ライバック電圧である。フォワード電圧はダイオードD6
が発生する直流電圧に依存し、フライバック電圧V2はコ
ンバータトランスT1の一次側のオン時間、すなわちコン
バータトランスT1の一次側が次に遮断されるまでに蓄積
されるエネルギーに比例する。従って、PWM回路２によ
ってトランジスタQ1のオン時間を徐々に小さくしていく
と、第３図（Ｂ）、（Ｃ）に示すようにフォワード電圧
V1はほとんど変化しないが、フライバック電圧V2はオン
時間に比例して小さくなる。ただし、ある程度以上に一
次側のオン時間を小さくするとフォワード電圧もそれに
比例して低下する。この様子を第４図に示す。FIG. 3A shows changes in the flyback voltage and the forward voltage generated by the converter transformer T1. Here, the symbol V1 is a forward voltage, and the symbol V2 is a flyback voltage. Forward voltage is diode D6
The flyback voltage V2 is proportional to the on-time of the primary side of the converter transformer T1, that is, the energy stored until the primary side of the converter transformer T1 is cut off next. Accordingly, when the on-time of the transistor Q1 is gradually reduced by the PWM circuit 2, the forward voltage is reduced as shown in FIGS. 3 (B) and 3 (C).
V1 hardly changes, but flyback voltage V2 decreases in proportion to the on-time. However, if the on-time of the primary side is reduced to a certain degree or more, the forward voltage also decreases in proportion thereto. This is shown in FIG.
第４図の横軸はコンバータトランスT1の一次側の導通
時間、縦軸は出力電圧を示している。第４図において符
号ｂまでの期間では、フライバック電圧、フォワード電
圧も共に一次側のオン時間に比例して大きくなる。しか
し、オン時間が符号ｂよりも大きい領域では、フォワー
ド電圧は一定に制御される。この電圧は前記のように一
次側の印加電圧に比例する。The horizontal axis in FIG. 4 shows the conduction time on the primary side of the converter transformer T1, and the vertical axis shows the output voltage. In FIG. 4, in the period up to the symbol b, both the flyback voltage and the forward voltage increase in proportion to the on-time of the primary side. However, the forward voltage is controlled to be constant in a region where the on-time is larger than the sign b. This voltage is proportional to the applied voltage on the primary side as described above.
次に、各電源出力の制御について説明する。 Next, control of each power supply output will be described.
画像形成装置の主電源を投入して交流電源１をダイオ
ードD6に接続すると、この初期段階ではフォトカプラPC
1のフォトトランジスタは点灯しておらず、PWM回路２は
第４図のｄ点まで電圧を上げるようにトランジスタQ1を
制御する。すなわち、オン時間を徐々に長くしてゆく。
第４図の符号ｄよりもオン時間が長くなると、二次巻線
84から電圧検出回路３を介して検出される電圧がフォト
カプラPC1のフォトダイオードを点灯させるに到る値と
なり、出力値がPWM回路２にフィードバックされる。When the main power of the image forming apparatus is turned on and the AC power supply 1 is connected to the diode D6, at this initial stage, the photocoupler PC
The phototransistor 1 is not lit, and the PWM circuit 2 controls the transistor Q1 to increase the voltage to the point d in FIG. That is, the on-time is gradually increased.
When the ON time is longer than the reference d in FIG.
From 84, the voltage detected via the voltage detection circuit 3 becomes a value enough to light the photodiode of the photocoupler PC1, and the output value is fed back to the PWM circuit 2.
これによって、PWM回路２は符号ｃあるいはｄの領域
まで出力電圧を上げるようにオン時間を増加させる。こ
の段階までの出力制御は第１図に示すように二次巻線84
を用いたフライバック電圧ではなく、二次巻線83のフォ
ワード電圧でも構わない。第４図の符号ｄあるいはｃま
で電圧が立ち上がると二次巻線83に接続されたシーケン
ス制御部が電圧検出回路などの電圧検出に基づいて起動
される。ただし、二次巻線82、85などに発生される交流
出力電圧は低く抑えられ、フォワード電圧を用いたシー
ケンス制御用の電圧のみが一定値に制御される。この状
態を、装置のスタンバイ状態という。As a result, the PWM circuit 2 increases the on-time so as to increase the output voltage to the area of the code c or d. The output control up to this stage is performed by the secondary winding 84 as shown in FIG.
The forward voltage of the secondary winding 83 may be used instead of the flyback voltage using When the voltage rises to the reference d or c in FIG. 4, the sequence control unit connected to the secondary winding 83 is started based on voltage detection by a voltage detection circuit or the like. However, the AC output voltage generated in the secondary windings 82, 85 and the like is kept low, and only the voltage for sequence control using the forward voltage is controlled to a constant value. This state is called a standby state of the device.
スタンバイ状態では、制御電圧V1を低下させることに
より、トランジスタQ3を遮断し、高圧出力を遮断または
かなり小さい電圧値まで低下させることができる。In the standby state, by decreasing the control voltage V 1, and cut off the transistors Q3, it can be reduced to cut off or considerably smaller voltage value high voltage output.
次に、シーケンス制御部は不図示の操作部などからの
キー入力によって装置の各部を立ち上げる。シーケンス
制御部は電圧検出回路３に信号を送り、蛍光灯LA1の予
熱に必要な電圧および点灯に必要な電圧を得るようにフ
ライバック電圧を制御する。このとき電圧検出回路３の
基準値などを制御することによって、PWM回路２による
オン時間を符号ａの領域まで上昇させる。Next, the sequence control unit starts up each unit of the apparatus by key input from an operation unit (not shown) or the like. The sequence control unit sends a signal to the voltage detection circuit 3 to control the flyback voltage so as to obtain a voltage required for preheating the fluorescent lamp LA1 and a voltage required for lighting. At this time, by controlling the reference value and the like of the voltage detection circuit 3, the on-time by the PWM circuit 2 is increased to the area indicated by the symbol a.
蛍光灯LA1の制御状態は予熱状態および点灯状態に分
けられる。予熱状態ではトランジスタQ2が導通状態に制
御され、蛍光灯LA1の各フィラメントに電流が流され
る。一方、点灯状態ではトランジスタQ2を遮断し、蛍光
灯LA1の両端のフィラメント間に管電流が流される。The control state of the fluorescent lamp LA1 is divided into a preheating state and a lighting state. In the preheating state, the transistor Q2 is controlled to be in a conductive state, and a current flows through each filament of the fluorescent lamp LA1. On the other hand, in the lighting state, the transistor Q2 is shut off, and a tube current flows between the filaments at both ends of the fluorescent lamp LA1.
予熱状態では、インダクタL1を介して供給される電流
は蛍光灯LA1の両端のフィラメントとコンデンサC5、C6
を通り、ブリッジダイオードD5を介してトランジスタQ2
のコレクタ、エミッタに流れる。トランジスタQ2が導通
状態では、二次巻線85から流れる電流はインダクタL1を
通ってフィラメント間ではなく、各フィラメントに流
れ、従って蛍光灯LA1は点灯せず、予熱状態に制御され
る。In the preheating state, the current supplied through the inductor L1 is applied to the filaments at both ends of the fluorescent lamp LA1 and the capacitors C5 and C6.
Through the bridge diode D5 to the transistor Q2
Flows into the collector and the emitter. When the transistor Q2 is conductive, the current flowing from the secondary winding 85 flows through the inductor L1 and not between the filaments but to each filament, so that the fluorescent lamp LA1 does not turn on and is controlled to the preheated state.
次にトランジスタQ2が遮断されるとブリッジダイオー
ドD5が遮断され、二次巻線85の出力電流はインダクタL1
を介して蛍光灯LA1の一方のフィラメントから他方のフ
ィラメントに管電流として流れる。Next, when the transistor Q2 is turned off, the bridge diode D5 is turned off, and the output current of the secondary winding 85 becomes the inductor L1.
Flows from one filament of the fluorescent lamp LA1 to the other filament of the fluorescent lamp LA1 as a tube current.
装置起動直後のスタンバイ状態では、蛍光灯LA1を消
灯状態に制御する。この場合、トランジスタQ2をオンに
する。スタンバイ状態では前述のように二次巻線85の出
力が小さく、トランジスタQ2を導通状態に制御しても予
熱電流は小さく抑えることができる。また、所定時間ト
ランジスタQ2を導通させた後遮断しても、二次巻線85の
出力が小さいためランプが点灯されることがない。In a standby state immediately after the apparatus is started, the fluorescent lamp LA1 is controlled to be turned off. In this case, the transistor Q2 is turned on. In the standby state, as described above, the output of the secondary winding 85 is small, and even if the transistor Q2 is controlled to be in the conductive state, the preheating current can be kept small. Further, even if the transistor Q2 is turned on after being turned on for a predetermined time, the lamp is not turned on because the output of the secondary winding 85 is small.
次に、操作部などからコピー命令などが入力された場
合には、前述のようにしてPWM回路２によってトランジ
スタQ1のオン時間を増加させ、予熱が行なえる電圧まで
二次巻線85の出力を増大させ、蛍光灯LA1の予熱を行な
う。このとき、トランジスタQ2は導通状態に制御され
る。Next, when a copy command or the like is input from the operation unit or the like, the on-time of the transistor Q1 is increased by the PWM circuit 2 as described above, and the output of the secondary winding 85 is increased to a voltage at which preheating can be performed. Increase and preheat fluorescent lamp LA1. At this time, the transistor Q2 is controlled to be conductive.
次に、蛍光灯LA1を点灯させるには、トランジスタQ2
を遮断する。蛍光灯LA1の点灯直後では管電流が流れな
いため、インダクタL1の両端の電圧降下はなく、蛍光灯
LA1の両端のフィラメント間に始動電圧として高電圧が
加えられ、これによって蛍光灯LA1が点灯する。蛍光灯L
A1が点灯状態となると、管電流が一方のフィラメントか
ら他方のフィラメントに流れ、インダクタL1の両端の電
圧が降下し、蛍光灯LA1のフィラメント管の電圧が安定
化される。Next, to turn on the fluorescent lamp LA1, the transistor Q2
Cut off. Since the tube current does not flow immediately after the fluorescent lamp LA1 is turned on, there is no voltage drop across the inductor L1 and the fluorescent lamp
A high voltage is applied as a starting voltage between the filaments at both ends of LA1, which turns on the fluorescent lamp LA1. Fluorescent light L
When A1 is turned on, the tube current flows from one filament to the other filament, the voltage across inductor L1 drops, and the voltage of the filament tube of fluorescent lamp LA1 is stabilized.
蛍光灯LA1が予熱状態から点灯状態に切り替わる場
合、二次巻線85から見た負荷インピーダンスはインダク
タL1とコンデンサC5、C6および蛍光灯LA1のフィラメン
トの合成インピーダンスから、インダクタL1と巻電流が
流れている状態の蛍光灯LA1の両端のインピーダンスの
合成インピーダンスへと変化する。予熱状態から点灯状
態へ変わる時、負荷インピーダンスの変化は蛍光灯LA1
と直列にインダクタL1が挿入されているため、かなり小
さくすることができる。従って、コンバータトランスT1
の一次側から見たインピーダンスの変化もかなり小さ
く、これによってフライバック波形の変化が最低限に抑
えられ、蛍光灯の点灯を安定に制御することができる。When the fluorescent lamp LA1 is switched from the preheating state to the lighting state, the load impedance viewed from the secondary winding 85 is such that the inductor L1 and the winding current flow from the combined impedance of the inductor L1, the capacitors C5 and C6, and the filament of the fluorescent lamp LA1. It changes to a combined impedance of the impedances at both ends of the fluorescent lamp LA1 in the on state. When changing from the preheating state to the lighting state, the load impedance changes with the fluorescent lamp LA1.
Since the inductor L1 is inserted in series with the capacitor, the size can be considerably reduced. Therefore, converter transformer T1
The change in impedance as seen from the primary side is also very small, whereby the change in the flyback waveform is minimized and the lighting of the fluorescent lamp can be controlled stably.
次に、蛍光灯LA1の光量制御について述べる。蛍光灯L
A1の光量はフォトダイオードPD1によって検出され、増
幅器４で増幅され、誤差増幅器６によって基準電圧との
誤差電圧が出力される。PWM回路７はこの誤差電圧に応
じてトランジスタQ2のオン時間を制御する。トランジス
タQ2がオンの期間では、蛍光灯LA1の両端の電圧が低下
するので、蛍光灯LA1はトランジスタQ2がオンの期間だ
け消灯する。基準電圧５をあらかじめ一定光量が得られ
るように設定しておくことにより、以上のようなフィー
ドバックループによって蛍光灯LA1の光量を一定に制御
することができる。また、基準電圧５を制御することに
よって蛍光灯LA1の発呼雨量を所望に制御することもで
きる。Next, the light amount control of the fluorescent lamp LA1 will be described. Fluorescent light L
The light amount of A1 is detected by the photodiode PD1, amplified by the amplifier 4, and an error voltage from the reference voltage is output by the error amplifier 6. The PWM circuit 7 controls the ON time of the transistor Q2 according to the error voltage. During the period when the transistor Q2 is on, the voltage across the fluorescent lamp LA1 decreases, so that the fluorescent lamp LA1 is turned off only while the transistor Q2 is on. By setting the reference voltage 5 in advance so that a constant light amount can be obtained, the light amount of the fluorescent lamp LA1 can be controlled to be constant by the above-described feedback loop. Further, by controlling the reference voltage 5, the amount of call rain of the fluorescent lamp LA1 can be controlled as desired.
以上のような蛍光灯LA1の制御を行なっても、シーケ
ンス制御回路二はフォワード電圧が印加されるので、シ
ーケンス制御回路にはほぼ一定の安定化された電源電圧
を供給することができる。また、帯電器などの負荷に対
して一定の電圧を与えるようにフライバック電圧を上昇
させたも、フォワード電圧によるシーケンス電源電圧は
ほぼ一定に制御することができる。Even when the fluorescent lamp LA1 is controlled as described above, since the forward voltage is applied to the sequence control circuit 2, a substantially constant and stabilized power supply voltage can be supplied to the sequence control circuit. Further, even if the flyback voltage is increased so as to apply a constant voltage to a load such as a charger, the sequence power supply voltage by the forward voltage can be controlled to be substantially constant.
従って、電子写真方式の画像形成装置において、低圧
から高圧の各負荷に対して共通のコンバータトランスを
用いて電源を供給することができるので、トランスの数
を減少させ、電源装置の容積、重量をかなり小さくする
ことができると共に、出力制御にシリーズレギュレータ
やチョッパ回路など効率の悪い回路を用いないので、電
力効率を低下させることがないという優れた利点があ
る。また、共通のコンバータトランスを用いて蛍光灯の
点灯制御を行なえるので、この点においても従来装置よ
りもトランス、その他の電源素子の数を減少させること
ができ、しかも上記実施例では蛍光灯と直列にインピー
ダンスを接続し、インピーダンスの変化を点灯、消灯、
予熱の各状態においてほぼ一定にすることができるの
で、蛍光灯をどのような状態に制御してもコンバータト
ランスの一次側から見た電圧共振の状態を変化すること
がなく、フライバックモードを用いた蛍光灯を安定に点
灯させることができると共に、他のフライバックモード
の負荷に対する影響を小さくできるという優れた利点が
ある。Therefore, in an electrophotographic image forming apparatus, power can be supplied to each load from low voltage to high voltage using a common converter transformer, so that the number of transformers is reduced, and the volume and weight of the power supply device are reduced. Since the power control can be made considerably small and a circuit with low efficiency such as a series regulator or a chopper circuit is not used for output control, there is an excellent advantage that power efficiency is not reduced. In addition, since the lighting control of the fluorescent lamp can be performed by using the common converter transformer, the number of transformers and other power supply elements can be reduced as compared with the conventional device in this point, and in the above-described embodiment, the number of the fluorescent lamp and the other power supply elements can be reduced. Connect the impedance in series, turn on and off the impedance change,
Since it can be made almost constant in each state of preheating, the state of voltage resonance seen from the primary side of the converter transformer does not change regardless of the state of the fluorescent lamp, and the flyback mode is used. There is an excellent advantage that the used fluorescent lamp can be stably turned on and the influence of other flyback modes on the load can be reduced.
さらに、トランジスタQ3による高圧出力制御手段を設
けているので、ランプの消灯あるいは予熱時に高圧出力
を遮断あるいは低下させることができる。Further, since the high voltage output control means by the transistor Q3 is provided, the high voltage output can be cut off or reduced when the lamp is turned off or preheated.
以上の実施例では蛍光灯と直列に挿入する交流負荷を
インダクタから構成したが、コンデンサなどを用いても
よい。In the above embodiment, the AC load inserted in series with the fluorescent lamp is constituted by an inductor, but a capacitor or the like may be used.
［発明の効果］ 以上から明らかなように、本発明によれば、第１の２
次巻線の極性と第１の整流平滑回路のダイオードの極性
の設定、および第２の２次巻線の極性と第２の整流平滑
回路のダイオードの極性の設定により、第１の整流回路
から高圧負荷への給電に関しては、スイッチング回路の
オン期間の増加に応じて第１の整流平滑回路の出力電圧
が大きくなるように制御できるとともに、一方、第２の
整流平滑回路から低圧負荷への給電に関しては、ダイオ
ードとコンデンサを直接接続したことによりスイッチン
グ回路のオン期間に拘らず、第２の整流平滑回路の出力
電圧が一定となるように制御することができ、共通のコ
ンバータトランスを用いた簡単安価かつ小型軽量な構成
により、高圧および低圧の負荷に対しての給電を相互に
互いに影響を与えることなくそれぞれ独立して制御する
ことができる、という優れた効果がある。[Effect of the Invention] As is clear from the above, according to the present invention, the first 2
By setting the polarity of the secondary winding and the polarity of the diode of the first rectifying / smoothing circuit, and setting the polarity of the second secondary winding and the polarity of the diode of the second rectifying / smoothing circuit, Regarding power supply to the high-voltage load, the output voltage of the first rectifying / smoothing circuit can be controlled to increase in accordance with an increase in the ON period of the switching circuit, and power supply from the second rectifying / smoothing circuit to the low-voltage load. Regarding the above, by directly connecting the diode and the capacitor, it is possible to control the output voltage of the second rectifying / smoothing circuit to be constant regardless of the ON period of the switching circuit. The inexpensive, compact and lightweight configuration allows power supply to high-voltage and low-voltage loads to be controlled independently of each other without affecting each other. Cormorants there is excellent effect.
第１図は本発明を採用した電源装置の構成を示した回路
図、第２図（Ａ）〜（Ｃ）、および第３図（Ａ）〜
（Ｃ）は第１図の回路における各部の電圧波形を示した
波形図、第４図は第１図の回路におけるトランス一次側
のオン時間に関連した出力電圧の変化を示した線図、第
５図は従来の電源装置を示したブロック図である。 １……交流電源、２……PWM回路 ３……電圧検出回路、４……増幅器 ５……基準電圧、６……誤差増幅器 ７……PWM回路、81……一次巻線 82〜85……二次巻線 D1〜D4……ダイオード D5、D6……ブリッジダイオード PC1……フォトカプラFIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a power supply device employing the present invention, and FIGS. 2 (A) to (C) and FIGS. 3 (A) to 3 (A).
FIG. 4C is a waveform diagram showing voltage waveforms at various points in the circuit of FIG. 1, FIG. 4 is a diagram showing a change in output voltage related to the on-time of the transformer primary side in the circuit of FIG. FIG. 5 is a block diagram showing a conventional power supply device. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... AC power supply 2 ... PWM circuit 3 ... Voltage detection circuit 4 ... Amplifier 5 ... Reference voltage 6 ... Error amplifier 7 ... PWM circuit 81 ... Primary winding 82-85 ... Secondary winding D1 ~ D4 …… Diode D5, D6 …… Bridge diode PC1 …… Photocoupler
Claims (5)
スと、 上記コンバータトランスの１次側に設けられ、１次巻線
を励磁するスイッチング回路と、 上記スイッチング回路の駆動時間を制御するためにパル
ス幅変調された信号を上記スイッチング回路に供給する
PWM回路と、 上記コンバータトランスの第１の２次巻線に接続され、
高圧負荷に給電するためにダイオードとコンデンサとか
らなる第１の整流平滑回路と、 上記コンバータトランスの第２の２次巻線に接続され、
低圧負荷に給電するためにダイオードとコンデンサから
なる第２の整流平滑回路と、 上記第１の２次巻線の出力に対応した値に応じて上記PW
M回路を制御する制御回路と、 を有し、 上記第１の２次巻線の極性と上記第１の整流平滑回路の
ダイオードの極性とが、上記スイッチング回路がオフし
ている期間に上記第１の整流回路から高圧負荷へ給電さ
れるように設定されており、且つ、上記スイッチング回
路のオン期間の増加に応じて上記第１の整流平滑回路の
出力電圧が大きくなるものであり、 上記第２の２次巻線の極性と上記第２の整流平滑回路の
ダイオードの極性とが、上記スイッチング回路がオンし
ている期間に上記第２の整流回路から低圧負荷へ給電さ
れるように設定されており、且つ、上記ダイオードと上
記コンデンサを直接接続したことにより上記スイッチン
グ回路のオン期間に拘らず、上記第２の整流平滑回路の
出力電圧が一定となるものであることを特徴とする電源
装置。1. A converter transformer having a plurality of secondary windings, a switching circuit provided on a primary side of the converter transformer for exciting a primary winding, and a driving time of the switching circuit for controlling a driving time of the switching circuit. Supply pulse width modulated signal to the switching circuit
A PWM circuit, connected to the first secondary winding of the converter transformer,
A first rectifying and smoothing circuit including a diode and a capacitor for supplying power to a high-voltage load, and a second secondary winding of the converter transformer,
A second rectifying / smoothing circuit including a diode and a capacitor for supplying power to the low-voltage load, and the PW according to a value corresponding to an output of the first secondary winding.
A control circuit for controlling an M circuit, wherein the polarity of the first secondary winding and the polarity of the diode of the first rectifying / smoothing circuit are such that the polarity of the first And the output voltage of the first rectifying / smoothing circuit is increased in accordance with an increase in the on-period of the switching circuit. The polarity of the secondary winding and the polarity of the diode of the second rectifying / smoothing circuit are set such that power is supplied from the second rectifying circuit to the low-voltage load while the switching circuit is on. And the output voltage of the second rectifying / smoothing circuit becomes constant irrespective of the ON period of the switching circuit by directly connecting the diode and the capacitor. Source equipment.
おいて高圧負荷への給電量を制御する高圧制御回路を有
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電源
装置。2. A power supply according to claim 1, further comprising a high-voltage control circuit connected to said first secondary winding and controlling a power supply amount to a high-voltage load on a secondary side. apparatus.
置の電源装置であり、上記低圧負荷は上記画像形成装置
のシーケンス制御回路であり、上記高圧負荷は帯電器或
いは現像器であることを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の電源装置。3. A power supply device for an electrophotographic image forming apparatus, wherein the low-voltage load is a sequence control circuit of the image forming apparatus, and the high-voltage load is a charger or a developing device. Claims 1
The power supply according to the item.
バイ時に上記高圧負荷への給電を低く抑えるべく、上記
スイッチング回路のオン時間を制御することを特徴とす
る特許請求の範囲第３項記載の電源装置。4. The apparatus according to claim 3, wherein said control circuit controls an on-time of said switching circuit so as to suppress power supply to said high-voltage load during standby of said image forming apparatus. Power supply.
に対応した値が増大すると上記スイッチング回路のオン
期間を長くすることを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の電源装置。5. The power supply according to claim 1, wherein said control circuit extends the ON period of said switching circuit when the value corresponding to the output of said first secondary winding increases. apparatus.
Priority Applications (4)
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