JP2023047921A

JP2023047921A - optical modulation circuit

Info

Publication number: JP2023047921A
Application number: JP2021157116A
Authority: JP
Inventors: 裕之津田; Hiroyuki Tsuda
Original assignee: Keio University
Current assignee: Keio University
Priority date: 2021-09-27
Filing date: 2021-09-27
Publication date: 2023-04-06

Abstract

To provide a small-sized and low-loss broadband optical modulation circuit in which a high-speed phase modulation part and a low-speed phase modulation part are provided in one modulator structure, and flat frequency modulation characteristics are accomplished from a DC component up to 10 GHz or more.SOLUTION: An optical modulation circuit comprises: an optical modulator constituted of a silicon optical waveguide; and a drive circuit. The optical modulator includes an optical modulator that has in each of two arm waveguides of a Mach-Zehnder interference waveguide: a pn depletion layer-type phase modulation part which bears high-frequency modulation and to which a reverse bias is applied; a pin injection-type phase modulation part which bears low-frequency modulation; and a phase modulation part which bears an arm balance by a heater. The drive circuit includes: a first drive circuit that generates and amplifies a high-frequency signal, applies a bias to the high-frequency signal, and outputs the same to the pn depletion layer-type phase modulation part; a second drive circuit that generates and amplifies a low-frequency signal and outputs the same to the pin injection-type phase modulation part; and a bias adjustment circuit that applies current to the heater.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本開示は、光変調回路に関する。 The present disclosure relates to optical modulation circuits.

大出力（概ね５０オーム負荷に対して５０ミリワット以上）の電気増幅器において、周波数帯域の低周波側カットオフ周波数を１０キロヘルツ以下とする場合、高周波側のカットオフ周波数を１０ギガヘルツ以上とすることは大変困難である。一方、光変調器の駆動電圧は、シリコン変調器の場合、プッシュプル動作でもピーク・ピーク値で５ボルト程度必要であり、５０オーム負荷に対して２５０ミリワットの出力の電気増幅器がドライバとして必要である。 In an electric amplifier with a large output (approximately 50 milliwatts or more for a 50 ohm load), if the cutoff frequency on the low frequency side of the frequency band is set to 10 kHz or less, it is impossible to set the cutoff frequency on the high frequency side to 10 GHz or more. It is very difficult. On the other hand, in the case of a silicon modulator, a drive voltage of about 5 volts peak-to-peak is required even for push-pull operation, and an electric amplifier with an output of 250 milliwatts for a 50-ohm load is required as a driver. be.

また、高速動作のために逆バイアスを印加する必要があり、直流バイアス電圧を印加するためにバイアスＴが必要となるが、高周波信号の低域カットオフを下げると素子が大型化する問題もある。前述のように、１キロヘルツから１０ギガヘルツまでの周波数範囲で、大出力の電気増幅器は実現が困難である。したがって、市販の光変調器駆動用電気増幅器の周波数帯域は、１００キロヘルツから１０ギガヘルツまでの周波数範囲などと低周波側のカットオフ周波数を高くしている。 In addition, it is necessary to apply a reverse bias for high-speed operation, and a bias T is required to apply a DC bias voltage. . As noted above, in the frequency range from 1 kHz to 10 GHz, high power electrical amplifiers are difficult to implement. Therefore, the frequency band of commercially available electric amplifiers for driving optical modulators has a high cutoff frequency on the low frequency side, such as a frequency range from 100 kHz to 10 GHz.

例えば、長距離光通信においては、送信信号の周波数帯域が１００キロヘルツから１０ギガヘルツまでの周波数範囲に収まるような変復調方式を利用している。しかしながら、光パケット伝送方式又は光バースト伝送方式では、パケット間又はバースト信号間に無信号状態があるため、１０キロヘルツ以下の低周波から１０ギガヘルツ以上の高周波まで動作可能な光変調器を必要としている。 For example, in long-distance optical communication, a modulation/demodulation system is used in which the frequency band of transmission signals is within the frequency range of 100 kHz to 10 GHz. However, in the optical packet transmission system or the optical burst transmission system, since there is no signal between packets or between burst signals, an optical modulator that can operate from a low frequency of 10 kHz or less to a high frequency of 10 GHz or more is required. .

特許第４９３５０９３号公報Japanese Patent No. 4935093

特許文献１には、送信信号を低速成分と高速成分に分離して、増幅し、電気的に合成して変調器を駆動する技術が開示されている。特許文献１に開示されている技術に基づく、第１比較例の光変調回路９ｚを図２１に示す。光変調回路９ｚは、光源５０１と、光変調器５０２と、信号源５０３と、分岐回路５０４と、変調器ドライバ５０５と、低周波増幅器５０６と、加算回路５０７と、を備える。光変調器５０２は、例えば、ニオブ酸リチウムを用いた光変調器である。変調器ドライバ５０５の低周波側のカットオフ周波数は１００キロヘルツ程度である。 Patent Document 1 discloses a technique of separating a transmission signal into a low-speed component and a high-speed component, amplifying them, electrically combining them, and driving a modulator. FIG. 21 shows an optical modulation circuit 9z of a first comparative example based on the technology disclosed in Patent Document 1. As shown in FIG. The optical modulation circuit 9z includes a light source 501, an optical modulator 502, a signal source 503, a branch circuit 504, a modulator driver 505, a low frequency amplifier 506, and an adder circuit 507. The optical modulator 502 is, for example, an optical modulator using lithium niobate. The cutoff frequency on the low frequency side of modulator driver 505 is on the order of 100 kHz.

第１比較例の光変調回路９ｚの課題は、加算回路を具体的に構成する方法である。例えば、バイアスＴを用いて加算することが可能であるが、バイアスＴのインダクタ側端子から合成側端子への高周波カットオフ周波数をｆＬＣ、キャパシタ側端子から合成側端子への低周波カットオフ周波数をｆＨＣとすると、ｆＨＣ≧ｆＬＣとなる。バイアスＴの設計によるが、ｆＬＣを１０キロヘルツ以上とすることは雑音の観点から困難であり、ｆＨＣ＞ｆＬＣとなる。すなわち、周波数ｆＬＣから周波数ｆＨＣの間の周波数帯は合成できない周波数帯となり、光信号によっては、波形歪みが大きくなる問題が生じる。なお、特許文献１では、加算回路の詳細の記載はなく、この課題をどのように解決するのか不明である。 The problem with the optical modulation circuit 9z of the first comparative example is how to specifically configure the adder circuit. For example, it is possible to add using a bias T, where fLC is the high-frequency cutoff frequency from the inductor-side terminal of the bias T to the synthesis-side terminal, and fLC is the low-frequency cutoff frequency from the capacitor-side terminal to the synthesis-side terminal of the bias T. If fHC, then fHC≧fLC. Depending on the design of the bias T, it is difficult to set fLC to 10 kHz or more from the viewpoint of noise, and fHC>fLC. That is, the frequency band between the frequency fLC and the frequency fHC is a frequency band that cannot be synthesized, and depending on the optical signal, there is a problem that the waveform distortion becomes large. Note that Patent Document 1 does not describe the details of the adder circuit, and it is unclear how to solve this problem.

また、第１比較例を変形した第２比較例の光変調回路９ｚａを図２２に示す。光変調回路９ｚａは、光変調回路９ｚに加えて、第２光変調器５０８を備える。第２比較例の光変調回路９ｚａは、二つの光変調器と、二つの光変調器のそれぞれに別々の駆動系を用いて、光信号を低速変調と高速変調の多段変調することにより、光パケット又は光バースト信号を生成する方法である。第２比較例の光変調回路９ｚａの課題は、変調器を多段にするため回路が大型化すること、変調器の損失が増大すること、別々の変調器を駆動するので変調器ドライバ５０５と低周波増幅器５０６の位相同期が困難であることである。 FIG. 22 shows an optical modulation circuit 9za of a second comparative example obtained by modifying the first comparative example. The optical modulation circuit 9za includes a second optical modulator 508 in addition to the optical modulation circuit 9z. The optical modulation circuit 9za of the second comparative example uses two optical modulators and separate drive systems for each of the two optical modulators to modulate an optical signal in multiple steps of low-speed modulation and high-speed modulation, thereby modulating the optical signal. A method for generating a packet or optical burst signal. The problems of the optical modulation circuit 9za of the second comparative example are that the circuit becomes large because the modulators are provided in multiple stages, the loss of the modulators increases, and the modulator driver 505 and the modulator driver 505 are low because they drive separate modulators. Phase synchronization of the frequency amplifier 506 is difficult.

本開示は、一つの変調器構造に高速位相変調部と低速位相変調部を設けて、直流成分から１０ギガヘルツ以上に至る平坦な周波数変調特性を有し、小型で低損失な広帯域光変調回路を提供する。 The present disclosure provides a high-speed phase modulation section and a low-speed phase modulation section in one modulator structure, and has a flat frequency modulation characteristic from a DC component to 10 GHz or more, and a small, low-loss wideband optical modulation circuit. offer.

本開示の一態様では、シリコン光導波路によって構成される光変調器と、駆動回路と、を備え、前記光変調器は、マッハツェンダー型干渉導波路の二つのアーム導波路のそれぞれに、高周波の変調を担い逆バイアスが印加されるｐｎ空乏層型位相変調部と、低周波の変調を担うｐｉｎ注入型位相変調部と、アームバランスを担うヒータによる位相変調部と、を有する光変調器、を備え、前記駆動回路は、高周波信号を生成、増幅し、バイアスを前記高周波信号に印加し、前記ｐｎ空乏層型位相変調部に出力する第１駆動回路と、低周波信号を生成、増幅し、前記ｐｉｎ注入型位相変調部に出力する第２駆動回路と、前記ヒータに電流を印加するバイアス調整回路と、を備える光変調回路が提供される。 An aspect of the present disclosure includes an optical modulator configured by a silicon optical waveguide, and a drive circuit, wherein the optical modulator outputs high-frequency waves to each of two arm waveguides of a Mach-Zehnder interference waveguide an optical modulator having a pn depletion layer type phase modulation section for modulation and to which a reverse bias is applied, a pin injection type phase modulation section for low-frequency modulation, and a heater-based phase modulation section for arm balance; a first drive circuit for generating and amplifying a high frequency signal, applying a bias to the high frequency signal and outputting it to the pn depletion layer type phase modulation section; and generating and amplifying a low frequency signal, A light modulation circuit is provided that includes a second drive circuit that outputs to the pin injection type phase modulation section, and a bias adjustment circuit that applies current to the heater.

本開示によれば、広帯域にわたって平坦な周波数変調特性を有する小型で低損失な、広帯域の光変調回路を提供できる。 According to the present disclosure, it is possible to provide a compact, low-loss, wideband optical modulation circuit having flat frequency modulation characteristics over a wideband.

図１は、第１実施形態に係る光変調回路の構成例を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of an optical modulation circuit according to the first embodiment. 図２は、第１実施形態に係る光変調回路の光変調器の光導波路を説明する図である。FIG. 2 is a diagram for explaining the optical waveguide of the optical modulator of the optical modulation circuit according to the first embodiment. 図３は、第１実施形態に係る光変調回路の光変調器を説明する図である。FIG. 3 is a diagram for explaining the optical modulator of the optical modulation circuit according to the first embodiment. 図４は、第１実施形態に係る光変調回路の光変調器の断面図（その１）である。4 is a cross-sectional view (part 1) of the optical modulator of the optical modulation circuit according to the first embodiment; FIG. 図５は、第１実施形態に係る光変調回路の光変調器の断面図（その２）である。FIG. 5 is a cross-sectional view (part 2) of the optical modulator of the optical modulation circuit according to the first embodiment. 図６は、第１実施形態に係る光変調回路の光変調器の断面図（その３）である。FIG. 6 is a cross-sectional view (No. 3) of the optical modulator of the optical modulation circuit according to the first embodiment. 図７は、第１実施形態に係る光変調回路の光変調器の断面図（その４）である。FIG. 7 is a cross-sectional view (No. 4) of the optical modulator of the optical modulation circuit according to the first embodiment. 図８は、第１実施形態に係る光変調回路の光変調器の断面図（その５）である。FIG. 8 is a sectional view (No. 5) of the optical modulator of the optical modulation circuit according to the first embodiment. 図９は、第１実施形態に係る光変調回路の光変調器の断面図（その６）である。FIG. 9 is a sectional view (No. 6) of the optical modulator of the optical modulation circuit according to the first embodiment. 図１０は、第１実施形態に係る光変調回路の光変調器の断面図（その７）である。FIG. 10 is a cross-sectional view (No. 7) of the optical modulator of the optical modulation circuit according to the first embodiment. 図１１は、第１実施形態に係る光変調回路の動作を説明する図（その１）である。FIG. 11 is a diagram (part 1) for explaining the operation of the optical modulation circuit according to the first embodiment; 図１２は、第１実施形態に係る光変調回路の動作を説明する図（その２）である。12 is a diagram (part 2) for explaining the operation of the optical modulation circuit according to the first embodiment; FIG. 図１３は、第１実施形態に係る光変調回路の動作を説明する図（その３）である。FIG. 13 is a diagram (part 3) for explaining the operation of the optical modulation circuit according to the first embodiment; 図１４は、第１実施形態に係る光変調回路の動作を説明する図（その４）である。14 is a diagram (part 4) for explaining the operation of the optical modulation circuit according to the first embodiment; FIG. 図１５は、第１実施形態に係る光変調回路の動作を説明する図（その５）である。15 is a diagram (No. 5) for explaining the operation of the optical modulation circuit according to the first embodiment; FIG. 図１６は、第１実施形態に係る光変調回路の動作を説明する図（その６）である。16 is a diagram (No. 6) for explaining the operation of the optical modulation circuit according to the first embodiment; FIG. 図１７は、第１実施形態に係る光変調回路の動作を説明する図（その７）である。17 is a diagram (No. 7) for explaining the operation of the optical modulation circuit according to the first embodiment; FIG. 図１８は、第１実施形態に係る光変調回路の動作を説明する図（その８）である。18 is a diagram (part 8) for explaining the operation of the optical modulation circuit according to the first embodiment; FIG. 図１９は、第１実施形態に係る光変調回路の動作を説明する図（その９）である。19 is a diagram (part 9) for explaining the operation of the optical modulation circuit according to the first embodiment; FIG. 図２０は、第２実施形態に係る光変調回路の構成例を示す図である。FIG. 20 is a diagram showing a configuration example of an optical modulation circuit according to the second embodiment. 図２１は、第１比較例の光変調回路の構成例を示す図である。FIG. 21 is a diagram showing a configuration example of an optical modulation circuit of a first comparative example. 図２２は、第２比較例の光変調回路の構成例を示す図である。FIG. 22 is a diagram showing a configuration example of an optical modulation circuit of a second comparative example.

以下、図面を参照して、本実施形態に係る光変調回路について詳細に説明する。 Hereinafter, the optical modulation circuit according to this embodiment will be described in detail with reference to the drawings.

＜＜第１実施形態＞＞
＜光変調回路１＞
第１実施形態に係る光変調回路１の構成例を示す図である。第１実施形態に係る光変調回路１は、入力ポートＰｉｎから入力された入力光Ｌａを位相変調して、ＢａｒポートＰｂａｒから出力光Ｌｂ又はＣｒｏｓｓポートＰｃｒｏｓｓから出力光Ｌｃを出力する。光変調回路１は、光変調器１００と、駆動回路２００と、を備える。 <<First Embodiment>>
<Light modulation circuit 1>
1 is a diagram showing a configuration example of an optical modulation circuit 1 according to a first embodiment; FIG. The optical modulation circuit 1 according to the first embodiment phase-modulates the input light La inputted from the input port Pin, and outputs the output light Lb from the Bar port Pbar or the output light Lc from the cross port Pcross. The optical modulation circuit 1 includes an optical modulator 100 and a drive circuit 200 .

［光変調器１００］
光変調器１００は、駆動回路２００からの信号により、入力光Ｌａを位相変調する。光変調器１００は、シリコン光導波路により構成されるマッハツェンダー干渉計１０１に、高速位相変調部１０２と、低速位相変調部１０３と、位相補正部１０４と、を有する。 [Optical modulator 100]
The optical modulator 100 phase-modulates the input light La according to the signal from the drive circuit 200 . The optical modulator 100 includes a Mach-Zehnder interferometer 101 configured by a silicon optical waveguide, a high-speed phase modulation section 102 , a low-speed phase modulation section 103 and a phase correction section 104 .

マッハツェンダー干渉計１０１は、一対のアーム導波路（図２、アームＡ１及びアームＡ２を参照）を有し、アーム間の位相変化を振幅変化に変換する。すなわち、マッハツェンダー干渉計１０１は、マッハツェンダー型干渉導波路を有する。 The Mach-Zehnder interferometer 101 has a pair of arm waveguides (see FIG. 2, arms A1 and A2) and converts phase changes between the arms into amplitude changes. That is, the Mach-Zehnder interferometer 101 has a Mach-Zehnder interference waveguide.

高速位相変調部１０２は、高周波の変調を担い、高周波信号の電気信号により光を変調する。高速位相変調部１０２は、ｐｎ欠乏層型位相変調器を有する。高速位相変調部１０２は、アームＡ１を伝搬する光を位相変調する変調器１０２ａと、アームＡ２を伝搬する光を位相変調する変調器１０２ｂと、を有する。 The high-speed phase modulation unit 102 is in charge of high-frequency modulation, and modulates light with an electric signal of high-frequency signal. The high-speed phase modulation section 102 has a pn depletion type phase modulator. The high-speed phase modulation section 102 has a modulator 102a that phase-modulates the light propagating through the arm A1, and a modulator 102b that phase-modulates the light propagating through the arm A2.

低速位相変調部１０３は、低周波の変調を担い、低周波信号の電気信号により光を変調する。低速位相変調部１０３は、ｐｉｎ注入型位相変調器を有する。低速位相変調部１０３は、アームＡ１を伝搬する光を位相変調する変調器１０３ａと、アームＡ２を伝搬する光を位相変調する変調器１０３ｂと、を有する。 The low-speed phase modulation unit 103 performs low-frequency modulation, and modulates light with an electrical signal of a low-frequency signal. Slow phase modulation section 103 has a pin injection phase modulator. The slow phase modulation section 103 has a modulator 103a that phase-modulates the light propagating through the arm A1 and a modulator 103b that phase-modulates the light propagating through the arm A2.

位相補正部１０４は、一対のアームのアーム間におけるバランス（アームバランス）を調整する。具体的には、出力光Ｌｂを出力する場合に出力光Ｌｃが出力しないように、また、出力光Ｌｃを出力する場合に出力光Ｌｂを出力しないように、位相の調整を行う。位相補正部１０４は、アームＡ１を伝搬する光を位相補正する補正器１０４ａと、アームＡ２を伝搬する光を位相補正する補正器１０４ｂと、を有する。 The phase correction unit 104 adjusts the balance (arm balance) between the pair of arms. Specifically, the phase is adjusted so that the output light Lc is not output when the output light Lb is output, and the output light Lb is not output when the output light Lc is output. The phase corrector 104 has a corrector 104a that phase-corrects the light propagating through the arm A1 and a corrector 104b that corrects the phase of the light propagating through the arm A2.

図２は、第１実施形態に係る光変調回路１の光変調器１００におけるマッハツェンダー干渉計１０１の光導波路を説明する図である。 FIG. 2 is a diagram for explaining the optical waveguide of the Mach-Zehnder interferometer 101 in the optical modulator 100 of the optical modulation circuit 1 according to the first embodiment.

マッハツェンダー干渉計１０１は、入力側及び出力側のそれぞれに分岐比が１対１の導波路カプラ１０６を備える。マッハツェンダー干渉計１０１は、導波路カプラ１０６の間に、アームＡ１とアームＡ２の一対のアームを有する。 The Mach-Zehnder interferometer 101 includes waveguide couplers 106 having a branching ratio of 1:1 on each of the input side and the output side. Mach-Zehnder interferometer 101 has a pair of arms, arm A1 and arm A2, between waveguide couplers 106 .

マッハツェンダー干渉計１０１は、アームＡ１の高速位相変調部１０２に対応する位置に導波路１０７ａと、アームＡ２の高速位相変調部１０２に対応する位置に導波路１０７ｂと、を有する。さらに、マッハツェンダー干渉計１０１は、アームＡ１の低速位相変調部１０３に対応する位置に導波路１０８ａと、アームＡ２の低速位相変調部１０３に対応する位置に導波路１０８ｂと、を有する。 Mach-Zehnder interferometer 101 has a waveguide 107a at a position corresponding to high-speed phase modulating section 102 on arm A1, and a waveguide 107b at a position corresponding to high-speed phase modulating section 102 on arm A2. Further, the Mach-Zehnder interferometer 101 has a waveguide 108a at a position corresponding to the slow phase modulating section 103 on the arm A1 and a waveguide 108b at a position corresponding to the slow phase modulating section 103 on the arm A2.

導波路１０７ａ、導波路１０７ｂ、導波路１０８ａ及び導波路１０８ｂのそれぞれは、リブ構造を有する導波路である。導波路１０７ａ、導波路１０７ｂ、導波路１０８ａ及び導波路１０８ｂのそれぞれと、前後の導波路１０５とは、細線－リブ変換導波路で接続される。 Each of waveguide 107a, waveguide 107b, waveguide 108a and waveguide 108b is a waveguide having a rib structure. Each of the waveguides 107a, 107b, 108a and 108b and the front and rear waveguides 105 are connected by thin line-rib conversion waveguides.

マッハツェンダー干渉計１０１のそれぞれのアームの導波路について説明する。マッハツェンダー干渉計１０１は、アームＡ１に、入力側の導波路カプラ１０６から出力側の導波路カプラ１０６まで順に導波路１０５、導波路１０７ａ、導波路１０５、導波路１０８ａ及び導波路１０５を有する。また、マッハツェンダー干渉計１０１は、アームＡ２に、入力側の導波路カプラ１０６から出力側の導波路カプラ１０６まで順に導波路１０５、導波路１０７ｂ、導波路１０５、導波路１０８ｂ及び導波路１０５を有する。 A waveguide of each arm of the Mach-Zehnder interferometer 101 will be described. Mach-Zehnder interferometer 101 has waveguides 105, 107a, 105, 108a and 105 in order from waveguide coupler 106 on the input side to waveguide coupler 106 on the output side in arm A1. Further, the Mach-Zehnder interferometer 101 includes waveguides 105, 107b, 105, 108b and 105 in order from the waveguide coupler 106 on the input side to the waveguide coupler 106 on the output side in the arm A2. have.

マッハツェンダー干渉計１０１に設けられる電気配線について説明する。図３は、第１実施形態に係る光変調回路１の光変調器１００の電気配線について説明する図である。 Electrical wiring provided in the Mach-Zehnder interferometer 101 will be described. FIG. 3 is a diagram illustrating electrical wiring of the optical modulator 100 of the optical modulation circuit 1 according to the first embodiment.

高速位相変調部１０２は、信号配線１１２ａ及び信号配線１１２ｂと、接地配線１０９と、を備える。信号配線１１２ａには、バイアス印加回路２０２ａが接続される。信号配線１１２ｂには、バイアス印加回路２０２ｂが接続される。信号配線１１２ａ及び信号配線１１２ｂのそれぞれには、高速の信号が入力される。信号配線１１２ａと接地配線１０９とは、コプレーナ線路を形成する。また、信号配線１１２ｂと接地配線１０９とは、コプレーナ線路を形成する。 The high-speed phase modulation section 102 includes signal wiring 112a and signal wiring 112b, and a ground wiring 109. FIG. A bias application circuit 202a is connected to the signal wiring 112a. A bias applying circuit 202b is connected to the signal wiring 112b. A high-speed signal is input to each of the signal wiring 112a and the signal wiring 112b. The signal wiring 112a and the ground wiring 109 form a coplanar line. Also, the signal wiring 112b and the ground wiring 109 form a coplanar line.

信号配線１１２ａと接地配線１０９とは、終端抵抗１２２ａにより接続される。終端抵抗１２２ａは、信号配線１１２ａと接地配線１０９とにより形成されるコプレーナ線路とインピーダンス整合する。信号配線１１２ｂと接地配線１０９とは、終端抵抗１２２ｂにより接続される。終端抵抗１２２ｂは、信号配線１１２ｂと接地配線１０９とにより形成されるコプレーナ線路とインピーダンス整合する。 The signal wiring 112a and the ground wiring 109 are connected by a terminating resistor 122a. The terminating resistor 122a is impedance-matched with the coplanar line formed by the signal wiring 112a and the ground wiring 109. FIG. The signal wiring 112b and the ground wiring 109 are connected by a terminating resistor 122b. The terminating resistor 122b is impedance-matched with the coplanar line formed by the signal wiring 112b and the ground wiring 109. FIG.

低速位相変調部１０３は、信号配線１１３ａ及び信号配線１１３ｂと、接地配線１３３ａ及び接地配線１３３ｂと、を備える。信号配線１１３ａ及び信号配線１１３ｂには、差動低周波信号増幅回路２０３が接続される。信号配線１１３ａ及び信号配線１１３ｂのそれぞれには、低速の信号が入力される。 The low-speed phase modulation unit 103 includes signal wiring 113a and signal wiring 113b, and ground wiring 133a and ground wiring 133b. A differential low-frequency signal amplifier circuit 203 is connected to the signal wiring 113a and the signal wiring 113b. A low-speed signal is input to each of the signal wiring 113a and the signal wiring 113b.

信号配線１１３ａと接地配線１３３ａとは、マッチング抵抗１２３ａにより接続される。信号配線１１３ｂと接地配線１３３ｂとは、マッチング抵抗１２３ｂにより接続される。マッチング抵抗１２３ａ及びマッチング抵抗１２３ｂのそれぞれは、数十オーム程度の抵抗である。 The signal wiring 113a and the ground wiring 133a are connected by a matching resistor 123a. The signal wiring 113b and the ground wiring 133b are connected by a matching resistor 123b. Each of the matching resistors 123a and 123b is a resistor of several tens of ohms.

位相補正部１０４は、配線１１４ａ及び配線１１４ｂと、配線１３４ａ及び配線１３４ｂと、を備える。配線１１４ａと配線１３４ａとは、ヒータ抵抗１２４ａに接続する。配線１１４ｂと配線１３４ｂとは、ヒータ抵抗１２４ｂに接続する。ヒータ抵抗１２４ａ及びヒータ抵抗１２４ｂに電力が供給されることにより、ヒータ抵抗１２４ａ及びヒータ抵抗１２４ｂの近傍に設けられる導波路１０５が加熱される。導波路１０５が加熱されることにより、導波路１０５を伝搬する光の位相が変化する。導波路１０５を伝搬する光の位相を変化させることにより、アーム間のアンバランスを補正する。 The phase correction unit 104 includes wirings 114a and 114b, and wirings 134a and 134b. The wiring 114a and the wiring 134a are connected to the heater resistor 124a. The wiring 114b and the wiring 134b are connected to the heater resistor 124b. By supplying power to the heater resistor 124a and the heater resistor 124b, the waveguide 105 provided in the vicinity of the heater resistor 124a and the heater resistor 124b is heated. Heating the waveguide 105 changes the phase of the light propagating through the waveguide 105 . By changing the phase of the light propagating through the waveguide 105, the imbalance between the arms is corrected.

次に、光変調器１００の断面形状について説明する。なお、本開示の説明においては、アームＡ１とアームＡ２とは、形状は対称であることから、アームＡ１について説明して、アームＡ２については説明を省略する。 Next, the cross-sectional shape of the optical modulator 100 will be described. In the description of the present disclosure, since the arms A1 and A2 are symmetrical in shape, the arm A1 will be described and the description of the arm A2 will be omitted.

図４から図１０のそれぞれは、第１実施形態に係る光変調回路１の光変調器１００の断面図である。具体的には、図４は、図３におけるＡ－Ａ断面図である。図５は、図３におけるＢ－Ｂ断面図である。図６は、図３におけるＣ－Ｃ断面図である。図７は、図３におけるＤ－Ｄ断面図である。図８は、図３におけるＥ－Ｅ断面図である。図９は、図３におけるＦ－Ｆ断面図である。図１０は、図３におけるＧ－Ｇ断面図である。 4 to 10 are cross-sectional views of the optical modulator 100 of the optical modulation circuit 1 according to the first embodiment. Specifically, FIG. 4 is a sectional view taken along line AA in FIG. 5 is a cross-sectional view taken along the line BB in FIG. 3. FIG. 6 is a cross-sectional view taken along line CC in FIG. 3. FIG. FIG. 7 is a cross-sectional view taken along line DD in FIG. 8 is a cross-sectional view taken along line EE in FIG. 3. FIG. 9 is a cross-sectional view taken along the line FF in FIG. 3. FIG. FIG. 10 is a cross-sectional view taken along line GG in FIG.

図３におけるＡ－Ａ断面図である図４に示すように、光変調器１００は、シリコン基板１４０を備える。また、光変調器１００は、シリコン基板１４０の上に、酸化シリコン薄膜である酸化シリコン層１５０を有する。 As shown in FIG. 4, which is a cross-sectional view along AA in FIG. 3, the optical modulator 100 includes a silicon substrate 140. As shown in FIG. The optical modulator 100 also has a silicon oxide layer 150 which is a silicon oxide thin film on the silicon substrate 140 .

図３におけるＡ－Ａ断面図である図４に開示のように、酸化シリコン層１５０の内部に、信号配線１１２ａと、接地配線１０９とが埋め込まれている。また、酸化シリコン層１５０における信号配線１１２ａと接地配線１０９との間の下に、導波路１０５が設けられる。導波路１０５の横幅Ｗ１は、例えば４５０ナノメートルである。また、導波路１０５の高さｈ１は、例えば、２２０ナノメートルである。なお、酸化シリコン層１５０の厚さＤ１は、例えば、５０００ナノメートルである。 As disclosed in FIG. 4, which is a cross-sectional view taken along line AA in FIG. A waveguide 105 is provided under the silicon oxide layer 150 between the signal wiring 112 a and the ground wiring 109 . A width W1 of the waveguide 105 is, for example, 450 nanometers. Also, the height h1 of the waveguide 105 is, for example, 220 nanometers. Note that the thickness D1 of the silicon oxide layer 150 is, for example, 5000 nanometers.

次に、図３におけるＢ－Ｂ断面図である図５について説明する。Ｂ－Ｂ断面図の部分は、高速位相変調部１０２の一部である。酸化シリコン層１５０における信号配線１１２ａと接地配線１０９の下に、リブ導波路１０７ａｓが設けられる。リブ導波路１０７ａｓは、シリコンにより形成される。リブ導波路１０７ａｓの領域ＲＡに、伝搬光が閉じ込められる。リブ導波路１０７ａｓのリブ構造の段差Ｈ２は、例えば、１１０ナノメートルである。また、リブ導波路１０７ａｓのリブ構造の幅Ｗ２は、例えば、６００ナノメートルである。 Next, FIG. 5, which is a cross-sectional view taken along line BB in FIG. 3, will be described. The portion of the BB cross-sectional view is part of the high-speed phase modulating section 102 . A rib waveguide 107as is provided under the signal wiring 112a and the ground wiring 109 in the silicon oxide layer 150 . The rib waveguide 107as is made of silicon. Propagating light is confined in the region RA of the rib waveguide 107as. A step H2 of the rib structure of the rib waveguide 107as is, for example, 110 nm. Also, the width W2 of the rib structure of the rib waveguide 107as is, for example, 600 nanometers.

次に、図３におけるＣ－Ｃ断面図である図６について説明する。Ｃ－Ｃ断面図の部分は、高速位相変調部１０２の一部である。酸化シリコン層１５０における信号配線１１２ａと接地配線１０９の下に、ｎ型シリコンにより形成されるｎ型シリコン層１０７ａｎと、ｐ型シリコンにより形成されるｐ型シリコン層１０７ａｐと、が設けられる。すなわち、高速位相変調部１０２は、ｐｎ空乏層型位相変調部である。ｎ型シリコン及びｐ型シリコンは、回路作成時に公知のイオン注入によって形成される。なお、ｎ型シリコン層１０７ａｎ及びｐ型シリコン層１０７ａｐにおいて、光の損失を抑えるために光閉じ込め部近傍でのイオン注入量を減らしてもよい。 Next, FIG. 6, which is a sectional view taken along line CC in FIG. 3, will be described. The CC cross-sectional view is part of the high-speed phase modulation section 102 . Under the signal wiring 112a and the ground wiring 109 in the silicon oxide layer 150, an n-type silicon layer 107an made of n-type silicon and a p-type silicon layer 107ap made of p-type silicon are provided. That is, the high-speed phase modulating section 102 is a pn depletion layer type phase modulating section. N-type silicon and p-type silicon are formed by well-known ion implantation during circuit fabrication. Note that in the n-type silicon layer 107an and the p-type silicon layer 107ap, the amount of ion implantation near the light confinement portion may be reduced in order to suppress light loss.

ｎ型シリコン層１０７ａｎは、信号配線１１２ａに電気的に接続される。ｐ型シリコン層１０７ａｐは、接地配線１０９と電気的に接続される。ｐ型シリコン層１０７ａｐは、接地配線１０９を介して接地される。また、ｎ型シリコン層１０７ａｎは、信号配線１１２ａにより正の電位が印加される。したがって、ｎ型シリコン層１０７ａｎとｐ型シリコン層１０７ａｐとの間のｐｎ接合には、逆バイアスが印加される。 The n-type silicon layer 107an is electrically connected to the signal wiring 112a. P-type silicon layer 107ap is electrically connected to ground wiring 109 . The p-type silicon layer 107ap is grounded via a ground wiring 109. As shown in FIG. A positive potential is applied to the n-type silicon layer 107an through the signal wiring 112a. Therefore, a reverse bias is applied to the pn junction between the n-type silicon layer 107an and the p-type silicon layer 107ap.

ｎ型シリコン層１０７ａｎとｐ型シリコン層１０７ａｐとの間のｐｎ接合には、逆バイアスが印加されると、ｐｎ接合部分に空乏層が生じる。空乏層が生じることにより、ｎ型シリコン層１０７ａｎとｐ型シリコン層１０７ａｐとの接合部分にキャリア密度変化が生じる。ｎ型シリコン層１０７ａｎとｐ型シリコン層１０７ａｐとの接合部分のキャリア密度変化に応じて、ｎ型シリコン層１０７ａｎとｐ型シリコン層１０７ａｐとの接合部分の屈折率が変化する。したがって、ｎ型シリコン層１０７ａｎ及びｐ型シリコン層１０７ａｐにより形成されるリブ導波路を伝搬する光の位相が変調される。 When a reverse bias is applied to the pn junction between the n-type silicon layer 107an and the p-type silicon layer 107ap, a depletion layer is generated at the pn junction portion. Due to the formation of the depletion layer, the carrier density changes at the junction between the n-type silicon layer 107an and the p-type silicon layer 107ap. The refractive index of the junction portion between the n-type silicon layer 107an and the p-type silicon layer 107ap changes according to the carrier density change at the junction portion between the n-type silicon layer 107an and the p-type silicon layer 107ap. Therefore, the phase of light propagating through the rib waveguide formed by the n-type silicon layer 107an and the p-type silicon layer 107ap is modulated.

ｎ型シリコン層１０７ａｎとｐ型シリコン層１０７ａｐへの電圧印加に対する空乏層の応答が高速であることから、高速位相変調部１０２において、数十ギガヘルツの高速変調ができる。 Since the depletion layer responds quickly to voltage application to the n-type silicon layer 107an and the p-type silicon layer 107ap, the high-speed phase modulation section 102 can perform high-speed modulation of several tens of gigahertz.

なお、ｐ型シリコン層１０７ａｐが第１ｐ型シリコン層の一例、ｎ型シリコン層１０７ａｎが第１ｎ型シリコン層の一例、である。 The p-type silicon layer 107ap is an example of a first p-type silicon layer, and the n-type silicon layer 107an is an example of a first n-type silicon layer.

次に、図３におけるＤ－Ｄ断面図である図７について説明する。Ｄ－Ｄ断面図の部分は、高速位相変調部１０２の一部である。信号配線１１２ａと接地配線１０９との下側に、終端抵抗１２２ａが設けられる。終端抵抗１２２ａは、例えば、窒化チタンにより形成される。なお、酸化シリコン層１５０における信号配線１１２ａと接地配線１０９の下に、リブ導波路１０７ａｓが設けられる。 Next, FIG. 7, which is a cross-sectional view taken along line DD in FIG. 3, will be described. The portion of the DD cross-sectional view is part of the high-speed phase modulating section 102 . A terminating resistor 122a is provided below the signal wiring 112a and the ground wiring 109 . The terminating resistor 122a is made of titanium nitride, for example. A rib waveguide 107as is provided under the signal wiring 112a and the ground wiring 109 in the silicon oxide layer 150. FIG.

次に、図３におけるＥ－Ｅ断面図である図８について説明する。酸化シリコン層１５０における信号配線１１２ａと接地配線１０９との間の下に、導波路１０５が設けられる。導波路１０５は、図４における細線導波路である導波路１０５と同様である。 Next, FIG. 8, which is a cross-sectional view taken along line EE in FIG. 3, will be described. A waveguide 105 is provided under the silicon oxide layer 150 between the signal wiring 112 a and the ground wiring 109 . The waveguide 105 is similar to the waveguide 105, which is the thin wire waveguide in FIG.

次に、図３におけるＦ－Ｆ断面図である図９について説明する。Ｆ－Ｆ断面図の部分は、低速位相変調部１０３の一部である。酸化シリコン層１５０における信号配線１１２ａと接地配線１０９の下に、ｎ型シリコン層１０８ａｎと、ｐ型シリコン層１０８ａｐと、ｉ型シリコン層１０８ａｉと、が設けられる。ｎ型シリコン層１０８ａｎは、ｎ型シリコンにより形成される。ｐ型シリコン層１０８ａｐは、ｐ型シリコンにより形成される。ｉ型シリコン層１０８ａｉは、真性半導体シリコンにより形成される。すなわち、低速位相変調部１０３は、ｐｉｎ注入型位相変調部である。なお、ｎ型シリコン層１０８ａｎ、ｐ型シリコン層１０８ａｐ及びｉ型シリコン層１０８ａｉは、前後の１０５と、細線－リブ変換導波路で接続される。 Next, FIG. 9, which is a sectional view taken along line FF in FIG. 3, will be described. The portion of the FF cross-sectional view is part of the low-speed phase modulating section 103 . An n-type silicon layer 108an, a p-type silicon layer 108ap, and an i-type silicon layer 108ai are provided under the signal wiring 112a and the ground wiring 109 in the silicon oxide layer 150 . The n-type silicon layer 108an is made of n-type silicon. The p-type silicon layer 108ap is made of p-type silicon. The i-type silicon layer 108ai is made of intrinsic semiconductor silicon. That is, the low-speed phase modulating section 103 is a pin injection type phase modulating section. The n-type silicon layer 108an, the p-type silicon layer 108ap, and the i-type silicon layer 108ai are connected to the front and rear portions 105 by thin wire-rib conversion waveguides.

ｎ型シリコン層１０８ａｎは、接地配線１３３ａに電気的に接続される。ｎ型シリコン層１０８ａｎは、接地配線１３３ａを介して接地される。ｐ型シリコン層１０８ａｐは、信号配線１１３ａと電気的に接続される。ｐ型シリコン層１０８ａｐは、信号配線１１３ａにより正の電位が印加される。したがって、ｎ型シリコン層１０８ａｎとｐ型シリコン層１０８ａｐとの間には、ｉ型シリコン層１０８ａｉを介して順方向に電流が注入される。すなわち、ｐ型シリコン層１０８ａｐ、ｉ型シリコン層１０８ａｉ及びｎ型シリコン層１０８ａｎにより構成させるｐｉｎ構造には順方向の電流が注入される。 The n-type silicon layer 108an is electrically connected to the ground wiring 133a. The n-type silicon layer 108an is grounded via a ground wiring 133a. The p-type silicon layer 108ap is electrically connected to the signal wiring 113a. A positive potential is applied to the p-type silicon layer 108ap through the signal wiring 113a. Therefore, forward current is injected between the n-type silicon layer 108an and the p-type silicon layer 108ap through the i-type silicon layer 108ai. That is, a forward current is injected into the pin structure composed of the p-type silicon layer 108ap, the i-type silicon layer 108ai and the n-type silicon layer 108an.

ｐｉｎ構造に順方向に電流が注入されることにより、キャリアプラズマ効果によって屈折率が変化する。したがって、ｐ型シリコン層１０８ａｐ、ｉ型シリコン層１０８ａｉ及びｎ型シリコン層１０８ａｎにより形成されるリブ導波路を伝搬する光の位相が変調される。ｐｉｎ型光変調回路により、２００から３００メガヘルツまでの変調ができる。逆バイアスによる変調よりも最大変調速度が低いが、光伝搬損失は１／１０程度である。 Forward current injection into the pin structure changes the refractive index due to the carrier plasma effect. Therefore, the phase of light propagating through the rib waveguide formed by the p-type silicon layer 108ap, the i-type silicon layer 108ai and the n-type silicon layer 108an is modulated. A pin-type optical modulation circuit allows modulation from 200 to 300 megahertz. Although the maximum modulation speed is lower than that of reverse bias modulation, the optical propagation loss is about 1/10.

なお、ｐ型シリコン層１０８ａｐが第２ｐ型シリコン層の一例、ｎ型シリコン層１０８ａｎが第２ｎ型シリコン層の一例、である。 The p-type silicon layer 108ap is an example of a second p-type silicon layer, and the n-type silicon layer 108an is an example of a second n-type silicon layer.

次に、図３におけるＧ－Ｇ断面図である図１０について説明する。Ｇ－Ｇ断面図の部分は、位相補正部１０４の一部である。導波路１０５の上側にヒータ抵抗１２４ａが設けられる。ヒータ抵抗１２４ａは、例えば、窒化チタンにより形成される。 Next, FIG. 10, which is a cross-sectional view taken along line GG in FIG. 3, will be described. A portion of the GG cross-sectional view is part of the phase corrector 104 . A heater resistor 124 a is provided above the waveguide 105 . The heater resistor 124a is made of titanium nitride, for example.

［駆動回路２００］
駆動回路２００は、差動高周波信号生成回路３００及び差動低周波信号生成回路４００からの入力される信号から駆動信号を生成して、光変調器１００に出力する。また、駆動回路２００は、アーム間のアンバランスを調整するヒータを駆動する信号を生成して、光変調器１００に出力する。 [Drive circuit 200]
The driving circuit 200 generates a driving signal from signals input from the differential high-frequency signal generating circuit 300 and the differential low-frequency signal generating circuit 400 and outputs the driving signal to the optical modulator 100 . The drive circuit 200 also generates a signal for driving a heater that adjusts the imbalance between the arms, and outputs the signal to the optical modulator 100 .

図１を用いて駆動回路２００について説明する。駆動回路２００は、差動高周波信号増幅回路２０１と、バイアス印加回路２０２ａ及びバイアス印加回路２０２ｂと、差動低周波信号増幅回路２０３と、ヒータ駆動回路２０４と、を備える。なお、差動高周波信号増幅回路２０１、バイアス印加回路２０２ａ及びバイアス印加回路２０２ｂをまとめて高周波駆動回路２０５という。高周波駆動回路２０５は、差動高周波信号生成回路３００からの高周波信号を増幅し、バイアスを加える。差動高周波信号増幅回路２０１は、差動低周波信号生成回路４００からの低周波信号を増幅する。 The driving circuit 200 will be described with reference to FIG. The drive circuit 200 includes a differential high frequency signal amplifier circuit 201 , a bias application circuit 202 a and a bias application circuit 202 b , a differential low frequency signal amplifier circuit 203 and a heater drive circuit 204 . The differential high-frequency signal amplifier circuit 201, the bias application circuit 202a, and the bias application circuit 202b are collectively referred to as a high-frequency drive circuit 205. FIG. The high frequency drive circuit 205 amplifies the high frequency signal from the differential high frequency signal generation circuit 300 and applies a bias. The differential high frequency signal amplifier circuit 201 amplifies the low frequency signal from the differential low frequency signal generation circuit 400 .

図１１は、差動低周波信号生成回路４００からの出力信号Ｖ１の一例を示す。図１１の上のグラフは、差動信号である差動低周波信号生成回路４００から出力信号Ｖ１の正側の電圧信号Ｖ１＋を示す。図１１の下のグラフは、差動信号である差動低周波信号生成回路４００から出力信号Ｖ１の負側の電圧信号Ｖ１－を示す。なお、縦軸は電圧、横軸は時間を表す。正側の電圧信号Ｖ１＋と、負側の電圧信号Ｖ１－とは、逆位相の関係になっている。また、正側の電圧信号Ｖ１＋及び負側の電圧信号Ｖ１－のそれぞれは、直流成分を含んでいる。 FIG. 11 shows an example of the output signal V1 from the differential low-frequency signal generation circuit 400. As shown in FIG. The upper graph in FIG. 11 shows the voltage signal V1+ on the positive side of the output signal V1 from the differential low-frequency signal generation circuit 400, which is a differential signal. The lower graph in FIG. 11 shows the voltage signal V1− on the negative side of the output signal V1 from the differential low-frequency signal generation circuit 400, which is a differential signal. The vertical axis represents voltage, and the horizontal axis represents time. The voltage signal V1+ on the positive side and the voltage signal V1- on the negative side have an opposite phase relationship. Also, each of the positive side voltage signal V1+ and the negative side voltage signal V1− includes a DC component.

図１２は、差動高周波信号生成回路３００からの出力信号Ｖ２の一例を示す。図１２の上のグラフは、差動信号である差動高周波信号生成回路３００から出力信号Ｖ２の正側の電圧信号Ｖ２＋を示す。図１２の下のグラフは、差動信号である差動高周波信号生成回路３００から出力信号Ｖ２の負側の電圧信号Ｖ２－を示す。なお、縦軸は電圧、横軸は時間を表す。正側の電圧信号Ｖ２＋と、負側の電圧信号Ｖ２－とは、逆位相の関係になっている。 FIG. 12 shows an example of the output signal V2 from the differential high-frequency signal generation circuit 300. As shown in FIG. The upper graph in FIG. 12 shows the voltage signal V2+ on the positive side of the output signal V2 from the differential high-frequency signal generation circuit 300, which is a differential signal. The lower graph in FIG. 12 shows the voltage signal V2− on the negative side of the output signal V2 from the differential high-frequency signal generating circuit 300, which is a differential signal. The vertical axis represents voltage, and the horizontal axis represents time. The voltage signal V2+ on the positive side and the voltage signal V2- on the negative side have an opposite phase relationship.

なお、図１１の時間軸と図１２の時間軸とは、スケールが異なる。具体的には、図１１の時間Ｔ１は、図１２の時間Ｔ２に対して１０００倍である。すなわち、図１２の時間軸は、図１１の時間軸を１０００倍に拡大して表示している。以下のグラフについても同様である。時間軸を示すために、それぞれのグラフに、時間Ｔ１と時間Ｔ２を示す。 Note that the time axis of FIG. 11 and the time axis of FIG. 12 have different scales. Specifically, the time T1 in FIG. 11 is 1000 times the time T2 in FIG. That is, the time axis of FIG. 12 is displayed by enlarging the time axis of FIG. 11 by 1000 times. The same applies to the following graphs. To indicate the time axis, each graph shows time T1 and time T2.

差動低周波信号増幅回路２０３の低域側カットオフ周波数は、周波数ｆＬ１であるとする。また、差動低周波信号増幅回路２０３は、直流成分から周波数ｆＨ１（ただし、周波数ｆＨ１は周波数ｆＬ１より大きい。）の帯域を有するとする。抵抗５０オームの負荷に対して５０ミリワット以上の大出力において、直流成分から周波数５００ＭＨｚまでの増幅器は、既に市販されている。なお、第１実施形態に係る差動低周波信号増幅回路２０３は、一つの回路により構成されているが、差動信号の各信号を別に増幅する二つの回路を備えてもよい。 Assume that the low-side cutoff frequency of differential low-frequency signal amplifier circuit 203 is frequency fL1. It is also assumed that differential low-frequency signal amplifier circuit 203 has a frequency band of frequency fH1 (frequency fH1 is greater than frequency fL1) from the DC component. Amplifiers from DC components to frequencies of 500 MHz are already commercially available at high powers of 50 milliwatts or more into a resistive 50 ohm load. Although the differential low-frequency signal amplifier circuit 203 according to the first embodiment is configured by one circuit, it may be provided with two circuits for separately amplifying each signal of the differential signal.

図１３は、差動低周波信号増幅回路２０３の出力信号を示す。図１３の上のグラフは、差動低周波信号増幅回路２０３から出力信号Ｖ３の正側の電圧信号Ｖ３＋を示す。図１３の下のグラフは、差動低周波信号増幅回路２０３から出力信号Ｖ３の負側の電圧信号Ｖ３－を示す。なお、縦軸は電圧、横軸は時間を表す。 FIG. 13 shows the output signal of the differential low-frequency signal amplifier circuit 203. As shown in FIG. The upper graph in FIG. 13 shows the voltage signal V3+ on the positive side of the output signal V3 from the differential low-frequency signal amplifier circuit 203. FIG. The lower graph in FIG. 13 shows the voltage signal V3− on the negative side of the output signal V3 from the differential low-frequency signal amplifier circuit 203. In FIG. The vertical axis represents voltage, and the horizontal axis represents time.

電圧信号Ｖ３＋は、低速位相変調部１０３の変調器１０３ａの信号配線１１３ａに印加される。なお、変調器１０３ａの接地配線１３３ａは接地される。すなわち、接地配線１３３ａの電位は０ボルトである。また、電圧信号Ｖ３－は、低速位相変調部１０３の変調器１０３ｂの信号配線１１３ｂに印加される。なお、変調器１０３ｂの接地配線１３３ｂは接地される。すなわち、接地配線１３３ｂの電位は０ボルトである。電圧信号Ｖ３＋及び電圧信号Ｖ３－のそれぞれのピーク・ピーク値は、電圧Ｖｐｐ１である。 The voltage signal V3+ is applied to the signal wiring 113a of the modulator 103a of the low-speed phase modulation section 103. FIG. The ground wiring 133a of the modulator 103a is grounded. That is, the potential of ground wiring 133a is 0 volt. Also, the voltage signal V3− is applied to the signal wiring 113b of the modulator 103b of the low-speed phase modulation section 103. FIG. A ground wiring 133b of the modulator 103b is grounded. That is, the potential of ground wiring 133b is 0 volt. The peak-to-peak value of each of voltage signal V3+ and voltage signal V3- is voltage Vpp1.

ｐｉｎ注入型位相変調器である変調器１０３ａは、ｐ型シリコン層１０８ａｐ側の電極の電位を、ｎ型シリコン層１０８ａｎ側の電極の電位よりも高くしなければならない。 In the modulator 103a, which is a pin injection type phase modulator, the potential of the electrode on the p-type silicon layer 108ap side must be higher than the potential of the electrode on the n-type silicon layer 108an side.

図１４は、光変調器１００の光出力特性を示す。縦軸は光出力の光強度、横軸は電圧信号Ｖ３＋の電圧、である。なお、信号配線１１２ａ及び信号配線１１２ｂには、０．１ボルト程度の僅かな逆バイアス電圧が印加されているとする。 14 shows optical output characteristics of the optical modulator 100. FIG. The vertical axis is the light intensity of the optical output, and the horizontal axis is the voltage of the voltage signal V3+. It is assumed that a slight reverse bias voltage of about 0.1 volt is applied to the signal wiring 112a and the signal wiring 112b.

図１３に示す電圧信号が印加されたときの光変調器１００からの光信号波形を図１５に示す。縦軸は出力光Ｌｂの光強度、横軸は時間、である。線Ｌｂ１は、出力光Ｌｂの波形を示す。 FIG. 15 shows the optical signal waveform from the optical modulator 100 when the voltage signal shown in FIG. 13 is applied. The vertical axis is the light intensity of the output light Lb, and the horizontal axis is time. A line Lb1 indicates the waveform of the output light Lb.

図１６は、バイアス印加回路２０２ａの出力信号Ｖ４＋及びバイアス印加回路２０２ｂの出力信号Ｖ４－の一例を示す。図１６の上のグラフは、バイアス印加回路２０２ａの出力信号Ｖ４＋を示す。図１６の下のグラフは、バイアス印加回路２０２ｂの出力信号Ｖ４－を示す。なお、縦軸は電圧、横軸は時間を表す。 FIG. 16 shows an example of the output signal V4+ of the bias application circuit 202a and the output signal V4- of the bias application circuit 202b. The upper graph of FIG. 16 shows the output signal V4+ of bias application circuit 202a. The lower graph in FIG. 16 shows the output signal V4- of the bias application circuit 202b. The vertical axis represents voltage, and the horizontal axis represents time.

バイアス印加回路２０２ａ及びバイアス印加回路２０２ｂのそれぞれは、例えば、バイアスＴである。したがって、出力信号Ｖ４＋及び出力信号Ｖ４－のそれぞれには、バイアス電位Ｖｓが加えられる。出力信号Ｖ４＋及び出力信号Ｖ４－のそれぞれのピーク・ピーク値は、電圧Ｖｐｐ２である。 Each of the bias application circuit 202a and the bias application circuit 202b is a bias T, for example. Therefore, the bias potential Vs is applied to each of the output signal V4+ and the output signal V4-. The peak-to-peak value of each of output signal V4+ and output signal V4- is voltage Vpp2.

出力信号Ｖ４＋は、信号配線１１２ａを介して、ｎ型シリコン層１０７ａｎに印加される。ｐ型シリコン層１０７ａｐは、接地配線１０９を介して接地されている。したがって、ｐ型シリコン層１０７ａｐは電位が０ボルトである。出力信号Ｖ４－は、信号配線１１２ｂを介して、変調器１０２ｂのｎ型シリコン層に印加される。 The output signal V4+ is applied to the n-type silicon layer 107an through the signal wiring 112a. The p-type silicon layer 107ap is grounded through a ground wiring 109. As shown in FIG. Therefore, the potential of the p-type silicon layer 107ap is 0 volts. The output signal V4− is applied to the n-type silicon layer of the modulator 102b via the signal wiring 112b.

図１７は、光変調器１００の光出力特性を示す。縦軸は光出力の光強度、横軸は出力信号Ｖ４＋と出力信号Ｖ４－との差分、である。このとき、信号配線１１３ａ及び信号配線１１３ｂは０．１ボルト程度の僅かな順方向バイアス電圧が印加されているとする。この光出力特性は、配線１１４ａ及び配線１１４ｂのそれぞれへの注入電流を変えることで、図中の矢印に示すように調整できる。 17 shows optical output characteristics of the optical modulator 100. FIG. The vertical axis is the light intensity of the optical output, and the horizontal axis is the difference between the output signal V4+ and the output signal V4-. At this time, it is assumed that a slight forward bias voltage of about 0.1 volt is applied to the signal wirings 113a and 113b. This optical output characteristic can be adjusted as indicated by the arrows in the figure by changing the injection currents to the wirings 114a and 114b.

図１６に示す電圧信号が印加されたときの光変調器１００からの光信号波形を図１８に示す。縦軸は出力光Ｌｂの光強度、横軸は時間、である。線Ｌｂ２は、出力光Ｌｂの波形を示す。 FIG. 18 shows the optical signal waveform from the optical modulator 100 when the voltage signal shown in FIG. 16 is applied. The vertical axis is the light intensity of the output light Lb, and the horizontal axis is time. A line Lb2 indicates the waveform of the output light Lb.

ヒータ駆動回路２０４は、ヒータ抵抗１２４ａ及びヒータ抵抗１２４ｂのそれぞれに電流を供給する。ヒータ抵抗１２４ａ及びヒータ抵抗１２４ｂのそれぞれは、ヒータ駆動回路２０４から電流が供給されることにより発熱する。ヒータ抵抗１２４ａ及びヒータ抵抗１２４ｂのそれぞれの発熱量がヒータ駆動回路２０４により適切に調整されることにより、アームバランスが調整され、出力光のバイアスが調整される。 The heater drive circuit 204 supplies current to each of the heater resistors 124a and 124b. Each of the heater resistor 124a and the heater resistor 124b generates heat when current is supplied from the heater drive circuit 204. FIG. By appropriately adjusting the amount of heat generated by each of the heater resistors 124a and 124b by the heater drive circuit 204, the arm balance is adjusted and the bias of the output light is adjusted.

次に、低周波信号を信号配線１１３ａ及び信号配線１１３ｂに、高周波信号を信号配線１１２ａ及び信号配線１１２ｂに、位相を合わせて同時に入力し、適切に配線１１４ａ及び配線１１４ｂに電流を供給して動作点を制御した場合の光出力を図１９に示す。縦軸は出力光Ｌｂの光強度、横軸は時間、である。線Ｌｂ３は、出力光Ｌｂの波形を示す。図１９のように、光変調器１００から、高周波信号及び低周波信号に基づく、出力光Ｌｂが出力される。 Next, a low-frequency signal is input to the signal wirings 113a and 113b, and a high-frequency signal is input to the signal wirings 112a and 112b at the same time in phase. FIG. 19 shows the light output when the point is controlled. The vertical axis is the light intensity of the output light Lb, and the horizontal axis is time. A line Lb3 indicates the waveform of the output light Lb. As shown in FIG. 19, the optical modulator 100 outputs the output light Lb based on the high frequency signal and the low frequency signal.

なお、高周波駆動回路２０５が第１駆動回路の一例、差動低周波信号増幅回路２０３が第２駆動回路の一例、ヒータ駆動回路２０４がバイアス調整回路の一例、である。 The high frequency drive circuit 205 is an example of a first drive circuit, the differential low frequency signal amplifier circuit 203 is an example of a second drive circuit, and the heater drive circuit 204 is an example of a bias adjustment circuit.

＜作用・効果＞
第１実施形態に係る光変調回路１によれば、直流成分から高速の周波数成分（１０ギガヘルツ以上）を含む超広帯域光パケット信号、光バースト信号などを生成することができる。第１実施形態に係る光変調回路１は、単一の光変調器を利用するので、多段の光変調器を用いる広帯域光変調回路よりも余分な接続が不要であるため小型かつ低損失な広帯域光変調回路を実現できる。 <Action/effect>
According to the optical modulation circuit 1 according to the first embodiment, it is possible to generate an ultra-wideband optical packet signal, an optical burst signal, etc. containing a high-speed frequency component (10 GHz or more) from a DC component. Since the optical modulation circuit 1 according to the first embodiment uses a single optical modulator, it does not require extra connections as compared to a broadband optical modulation circuit using multi-stage optical modulators. An optical modulation circuit can be realized.

第１実施形態に係る光変調回路１は、概ね２００メガヘルツ程度までの変調にはｐｉｎ注入型位相変調部を利用して低損失化できる。また、第１実施形態に係る光変調回路１は、ｐｎ空乏層型位相変調部の利用により２００メガヘルツを超える変調ができる。 The optical modulation circuit 1 according to the first embodiment can reduce the loss by using the pin injection type phase modulation section for modulation up to about 200 MHz. Further, the optical modulation circuit 1 according to the first embodiment can perform modulation exceeding 200 MHz by using the pn depletion layer type phase modulation section.

第１実施形態に係る光変調回路１は、同時にｐｉｎ注入型位相変調部とｐｎ空乏層型位相変調部を駆動することで、直流成分から１０ギガヘルツ以上の広帯域光信号を生成することができる。また、第１実施形態に係る光変調回路１は、ｐｉｎ注入型位相変調部とｐｎ空乏層型位相変調部を近接して備えることから、複数の駆動信号の位相同期が容易になり、ワンダの発生も抑制できる。 The optical modulation circuit 1 according to the first embodiment can generate a broadband optical signal of 10 GHz or more from a DC component by simultaneously driving the pin injection type phase modulation section and the pn depletion layer type phase modulation section. Further, since the optical modulation circuit 1 according to the first embodiment includes the pin injection type phase modulation section and the pn depletion layer type phase modulation section close to each other, it becomes easy to synchronize the phases of a plurality of drive signals, thereby reducing wander. The occurrence can also be suppressed.

＜＜第２実施形態＞＞
＜光変調回路２＞
第２実施形態に係る光変調回路２は、第１実施形態に係る光変調回路１に対して、入力される信号と、入力された信号を処理する駆動回路が異なる。 <<Second Embodiment>>
<Optical modulation circuit 2>
The optical modulation circuit 2 according to the second embodiment differs from the optical modulation circuit 1 according to the first embodiment in the input signal and the drive circuit that processes the input signal.

図２０は、第２実施形態に係る光変調回路２の構成例を示す図である。光変調回路２は、光変調回路１の駆動回路２００に換えて、駆動回路２００Ａを備える。駆動回路２００Ａは、駆動回路２００の構成に加えて更に周波数分離回路２０９を備える。 FIG. 20 is a diagram showing a configuration example of the optical modulation circuit 2 according to the second embodiment. The optical modulation circuit 2 includes a driving circuit 200A in place of the driving circuit 200 of the optical modulation circuit 1. FIG. The drive circuit 200A further includes a frequency separation circuit 209 in addition to the configuration of the drive circuit 200. FIG.

光変調回路２には、広帯域信号発生器３５０から低周波信号と高周波信号が加算された広帯域信号が入力される。周波数分離回路２０９は、広帯域信号発生器３５０から入力された広帯域信号を、低周波信号と高周波信号に分離する。そして、周波数分離回路２０９は、分離した低周波信号及び高周波信号を、それぞれ差動低周波信号増幅回路２０３及び差動高周波信号増幅回路２０１に入力する。 A wideband signal obtained by adding a low-frequency signal and a high-frequency signal is input from the wideband signal generator 350 to the optical modulation circuit 2 . The frequency separation circuit 209 separates the wideband signal input from the wideband signal generator 350 into a low frequency signal and a high frequency signal. Then, the frequency separation circuit 209 inputs the separated low-frequency signal and high-frequency signal to the differential low-frequency signal amplifier circuit 203 and the differential high-frequency signal amplifier circuit 201, respectively.

周波数分離回路２０９は、例えば、ローパスフィルタとハイパスフィルタを並列に接続して、ローパスフィルタの広域カットオフ周波数とハイパスフィルタの低域カットオフ周波数を一致させて構成することができる。 The frequency separation circuit 209 can be configured, for example, by connecting a low-pass filter and a high-pass filter in parallel and matching the wide-range cutoff frequency of the low-pass filter with the low-range cutoff frequency of the high-pass filter.

第２実施形態に係る光変調回路２は、第１実施形態に係る光変調回路１に対して、低周波信号と高周波信号の生成方法が異なるが、第１実施形態に係る光変調回路１と同様の動作をし、同様の作用・効果を有する。 The optical modulation circuit 2 according to the second embodiment differs from the optical modulation circuit 1 according to the first embodiment in the method of generating the low-frequency signal and the high-frequency signal. They operate in the same way and have the same actions and effects.

以上、光変調回路を実施形態により説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。 Although the optical modulation circuit has been described above with reference to the embodiments, the present invention is not limited to the above embodiments. Various modifications and improvements such as combination or replacement with part or all of other embodiments are possible within the scope of the present invention.

１、２光変調回路
１００光変調器
１０１マッハツェンダー干渉計
１０２高速位相変調部
１０２ａ、１０２ｂ変調器
１０３低速位相変調部
１０３ａ、１０３ｂ変調器
１０４位相補正部
１０４ａ、１０４ｂ補正器
１０５導波路
１０６導波路カプラ
１０７ａ、１０７ｂ導波路
１０７ａｎｎ型シリコン層
１０７ａｐｐ型シリコン層
１０８ａ、１０８ｂ導波路
１０８ａｉｉ型シリコン層
１０８ａｎｎ型シリコン層
１０８ａｐｐ型シリコン層
１０９接地配線
１１２ａ、１１２ｂ信号配線
１１３ａ、１１３ｂ信号配線
１１４ａ、１１４ｂ配線
１２４ａ、１２４ｂヒータ抵抗
１３３ａ、１３３ｂ接地配線
１３４ａ、１３４ｂ配線
２００、２００Ａ駆動回路
２０１差動高周波信号増幅回路
２０２ａ、２０２ｂバイアス印加回路
２０３差動低周波信号増幅回路
２０４ヒータ駆動回路
２０５高周波駆動回路
２０９周波数分離回路
３００差動高周波信号生成回路
３５０広帯域信号発生器
４００差動低周波信号生成回路
Ａ１、Ａ２アーム
1, 2 Optical Modulation Circuit 100 Optical Modulator 101 Mach-Zehnder Interferometer 102 High Speed Phase Modulators 102a, 102b Modulator 103 Low Speed Phase Modulators 103a, 103b Modulator 104 Phase Correctors 104a, 104b Corrector 105 Waveguide 106 Waveguide coupler 107a, 107b waveguide 107an n-type silicon layer 107app p-type silicon layer 108a, 108b waveguide 108ai i-type silicon layer 108an n-type silicon layer 108app p-type silicon layer 109 ground wiring 112a, 112b signal wiring 113a, 113b signal wiring 114a , 114b wirings 124a, 124b heater resistors 133a, 133b ground wirings 134a, 134b wirings 200, 200A drive circuit 201 differential high-frequency signal amplifier circuits 202a, 202b bias application circuit 203 differential low-frequency signal amplifier circuit 204 heater drive circuit 205 high-frequency drive Circuit 209 Frequency Separation Circuit 300 Differential High Frequency Signal Generation Circuit 350 Broadband Signal Generator 400 Differential Low Frequency Signal Generation Circuits A1, A2 Arm

Claims

シリコン光導波路によって構成される光変調器と、
駆動回路と、を備え、
前記光変調器は、
マッハツェンダー型干渉導波路の二つのアーム導波路のそれぞれに、
高周波の変調を担い逆バイアスが印加されるｐｎ空乏層型位相変調部と、
低周波の変調を担うｐｉｎ注入型位相変調部と、
アームバランスを担うヒータによる位相変調部と、を有する光変調器、を備え、
前記駆動回路は、
高周波信号を増幅し、バイアスを前記高周波信号に印加し、前記ｐｎ空乏層型位相変調部に出力する第１駆動回路と、
低周波信号を増幅し、前記ｐｉｎ注入型位相変調部に出力する第２駆動回路と、
前記ヒータに電流を印加するバイアス調整回路と、を備える、
光変調回路。 an optical modulator composed of a silicon optical waveguide;
a drive circuit;
The optical modulator is
In each of the two arm waveguides of the Mach-Zehnder interference waveguide,
a pn depletion layer type phase modulation section that performs high frequency modulation and is applied with a reverse bias;
a pin injection type phase modulation unit responsible for modulating low frequencies;
an optical modulator having a phase modulation unit with a heater that is responsible for arm balance,
The drive circuit is
a first drive circuit that amplifies a high frequency signal, applies a bias to the high frequency signal, and outputs the amplified signal to the pn depletion layer type phase modulation section;
a second drive circuit that amplifies a low-frequency signal and outputs it to the pin injection type phase modulation unit;
a bias adjustment circuit that applies a current to the heater,
light modulation circuit.

前記ｐｎ空乏層型位相変調部は、
ｐ型シリコンにより形成される第１ｐ型シリコン層と、前記第１ｐ型シリコン層に接合されるｎ型シリコンにより形成される第１ｎ型シリコン層と、を備える、
請求項１に記載の光変調回路。 The pn depletion layer type phase modulation section is
A first p-type silicon layer formed of p-type silicon, and a first n-type silicon layer formed of n-type silicon joined to the first p-type silicon layer,
2. The optical modulation circuit according to claim 1.

前記ｐｉｎ注入型位相変調部は、
ｐ型シリコンにより形成される第２ｐ型シリコン層と、前記第２ｐ型シリコン層に接合される真性半導体シリコンにより形成されるｉ型シリコン層と、前記ｉ型シリコン層に接合されるｎ型シリコンにより形成される第２ｎ型シリコン層と、を備える、
請求項１又は請求項２のいずれかに記載の光変調回路。
The pin injection type phase modulation unit is
A second p-type silicon layer made of p-type silicon, an i-type silicon layer made of intrinsic semiconductor silicon bonded to the second p-type silicon layer, and an n-type silicon layer bonded to the i-type silicon layer a second n-type silicon layer formed;
3. The optical modulation circuit according to claim 1 or 2.