JP2020063712A - 触媒温度算出装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高める。【解決手段】触媒温度算出装置6は、信号生成部8、EHC2に印加される電圧を検出する電圧検出部9、EHC2に流れる電流を検出する電流検出部10および温度推定部11を備える。信号生成部8は、車両のボディアースを基準とした低圧電源14から電力供給を受け、EHC2への通電を行う通電部3の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をEHC2に与えることができるもので、絶縁部8aを有する。温度推定部11は、通電部3によるECH2への通電が停止されて検出用信号がEHC2に与えられる検出期間における電圧検出信号Sbと電流検出信号Scとに基づいてEHC2の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいてEHC2の温度を推定する。信号生成部8は、検出用信号の電圧を複数段階に切り替え可能な構成となっている。【選択図】図1
Description
本発明は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化する電気加熱式の触媒の温度を算出する触媒温度算出装置に関する。
従来、内燃機関の排気を浄化する電気加熱式の触媒が設けられる車両は、その触媒の温度をフィードバック制御するためのシステムであるEHCシステムを備えている。なお、以下では、電気加熱式の触媒のことをEHCとも呼ぶこととする。EHCシステムには、EHCの温度を速やかに所望する目標温度まで上昇させる制御を実現するため、例えば特許文献1に開示されるようなEHCの温度を算出する触媒温度算出装置が設けられる。
EHCの温度は、その直流抵抗と相関があることが知られている。なお、以下では、直流抵抗のことを電気特性とも呼ぶこととする。そこで、従来の触媒温度算出装置では、EHCに対して高電圧が通電される期間にEHCに流れる電流およびEHCに印加される電圧が計測される。そして、従来の触媒温度算出装置では、電流および電圧の計測値からEHCの電気特性が算出され、その電気特性に基づいてEHCの温度が推定される。
例えばハイブリッド車などの電動車両は、高電圧バッテリを備えており、その高電圧バッテリによりEHCへの通電が行われる。この場合、高電圧バッテリから電力供給を受けるインバータおよびインバータにより駆動されるモータの動作に伴って生じる高電圧ノイズが高電圧バッテリの出力に重畳する。そのため、このような環境下では、高電圧ノイズの影響により、触媒温度算出装置による電流および電圧の計測誤差が大きくなり、その結果、温度の算出精度が低下するおそれがある。
そこで、このような高電圧ノイズが触媒温度算出装置による電流および電圧の計測結果に及ぼす影響を排除するため、例えば電池監視ICなどで実施されている数秒程度の平均化処理を実施することが考えられる。しかし、EHCシステムにおいて、このような平均化処理を実施すると、EHCの温度を算出するまでに要する時間が長期化して温度フィードバック制御が破綻する可能性があり、システムの安全性の担保が困難となる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができる触媒温度算出装置を提供することにある。
請求項1に記載の触媒温度算出装置は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒の温度を算出する。触媒温度算出装置は、信号生成部(8、62)、触媒に印加される電圧を検出する電圧検出部(9、72)、触媒に流れる電流を検出する電流検出部(10)および温度推定部(11)を備える。信号生成部は、車両のボディアースを基準とした電源から電力供給を受け、触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号を触媒に与えることができる。温度推定部は、検出用信号が触媒に与えられる検出期間における電圧検出部による電圧の検出値および電流検出部による電流の検出値に基づいて触媒の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいて触媒の温度を推定する。
上記構成では、触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号が触媒に与えられる検出期間に、触媒に印加される電圧および触媒に流れる電流が検出される。そのため、上記構成によれば、従来技術において説明した高電圧ノイズが通電部の出力電圧に重畳するような場合でも、その影響により、電圧および電流の検出誤差が大きくなることがない。そのため、上記構成では、数秒程度の平均化処理などを実施することなく、温度の推定精度を良好に維持することができる。また、この場合、上記した検出期間は、通電部による触媒への通電が停止されている期間となっている。このような構成によれば、高電圧ノイズが電圧および電流の検出結果に及ぼす影響を一層低減することができ、その結果、電圧および電流の検出誤差を一層小さく抑えることができる。
したがって、上記構成によれば、電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができるという優れた効果が得られる。そして、このような効果を奏する触媒温度算出装置を用いた触媒の温度を制御するEHCシステムによれば、運転条件または始動条件に関わらず温度のフィードバック制御が成立することになり、車両の排気エミッションの改善に寄与することができる。特に、ゼロエミッション達成のために触媒の温度を短時間で目標温度まで昇温する必要があるEHCシステムほど、高応答の温度フィードバック制御が必要となることから、上記構成の触媒温度算出装置を用いるメリットが大きくなる。
車両絶縁の法規対応の観点から、比較的高い電圧により触媒への通電を行う通電部は、車両のボディアースとの間で絶縁されている必要がある。そこで、上記構成の触媒温度算出装置において、信号生成部は、検出用信号の出力ノードと車両のボディアースを基準とした電源との間を絶縁する絶縁部(8a、21)を有している。このような構成によれば、検出用信号の出力ノードに接続される触媒、ひいては通電部と、車両のボディアースとの間の絶縁を確保することができる。
上記構成において、触媒に流れる電流を検出するためには、検出用信号の出力ノードから触媒へと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗が設けられるのが一般的である。ここで、仮に、信号生成部が絶縁部を備えていない構成であるとすると、上記検出抵抗として、絶縁法規を満足できる程度に高い抵抗値のものを用いる必要が生じる。比較的高い抵抗値の検出抵抗を用いると、次のような問題が生じる。
すなわち、検出期間に触媒に印加される電圧は、検出用信号の電圧を、検出抵抗と触媒の直流抵抗とにより分圧した電圧となる。そのため、検出抵抗の抵抗値が高いほど、検出期間における触媒への印加電圧および触媒に流れる電流が小さくなり、電圧検出部による電圧の検出精度および電流検出部による電流の検出精度が低下するおそれがある。これに対し、上記構成のように信号生成部が絶縁部を備えた構成である場合、検出抵抗の抵抗値を低く抑えることができるため、電圧および電流の検出精度を高めることができる。
上記構成において、通電部には、回路の簡素化などを目的としてスイッチング電源が用いられることがある。このようなスイッチング電源においては、サージ電圧からの回路保護などの観点から、IGBTなどのスイッチング素子に対して逆並列接続される還流用ダイオードが設けられる。通電部として、このような構成が採用される場合、次のような問題が生じる。すなわち、一般に、ダイオードには、そのカソードからアノードに向けて流れる漏れ電流である逆リーク電流が流れる。このような逆リーク電流は、温度が高くなるほど大きくなる。
スイッチング電源の出力と触媒との間を接続するためのハーネスの距離が長いほどサージ電圧が高くなることから、スイッチング電源の回路は、触媒の近傍、つまり内燃機関に近い箇所に搭載されることが多い。このように、スイッチング電源の回路が内燃機関に近い箇所に搭載されると、還流用ダイオードの周囲温度が高くなることから、還流ダイオードによる逆リーク電流が大きなものとなる。そのため、上記構成では、検出期間において、還流用ダイオードによる比較的大きな逆リーク電流が触媒へと流れてしまい、その影響により上記電流検出部による電流の検出結果に誤差が生じるおそれがある。
上記した逆リーク電流は、温度に依存して変化するものの、温度の変化は比較的緩やかなものであることから検出期間では一定であると仮定することができる。一方、信号生成部は、検出用信号の電圧または電流を複数段階に切り替え可能な構成となっている。つまり、この場合、触媒に与えられる検出用信号の電圧または電流を変化させることができる構成となっている。
検出期間において、検出用信号の電圧または電流を変化させれば、電圧検出部による電圧の検出値および電流検出部による電流の検出値も、その変化と同様に変化する。前述したように検出期間における逆リーク電流が一定であるとすれば、このような各検出値の変化は、逆リーク電流の影響を受けないものとなる。したがって、上記構成によれば、還流ダイオードによる逆リーク電流の影響を受けることなく、触媒の直流抵抗を精度良く検出し、その検出結果に基づいて触媒の温度を精度良く算出することができる。
以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
(第1実施形態)
以下、第1実施形態について図1〜図8を参照して説明する。
(第1実施形態)
以下、第1実施形態について図1〜図8を参照して説明する。
<EHCシステムの構成>
図1に示すEHCシステム1は、例えばハイブリッド車などの車両に設けられるものであり、EHC2を加熱するとともにEHC2の温度が所望する目標温度となるように温度フィードバック制御を行う。EHC2は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒である。EHCシステム1は、通電部3、通電制御部4、ECU5、触媒温度算出装置6などを備えている。通電部3は、高圧電源7から電力供給を受け、高圧電源7の電圧に応じた電圧を出力し、その出力電圧をEHC2に印加することができる。
図1に示すEHCシステム1は、例えばハイブリッド車などの車両に設けられるものであり、EHC2を加熱するとともにEHC2の温度が所望する目標温度となるように温度フィードバック制御を行う。EHC2は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒である。EHCシステム1は、通電部3、通電制御部4、ECU5、触媒温度算出装置6などを備えている。通電部3は、高圧電源7から電力供給を受け、高圧電源7の電圧に応じた電圧を出力し、その出力電圧をEHC2に印加することができる。
高圧電源7は、車両に搭載されるバッテリのうち、比較的高い電圧(例えば数百V)を出力する高電圧バッテリである。なお、以下では、EHC2に対して通電部3が印加する電圧のことを高電圧とも呼ぶこととする。通電部3は、高電圧の給電経路に直列に介在する例えばIGBTなどのスイッチング素子を備えた電源回路、つまりスイッチング電源として構成されている。このような構成により、通電部3は、EHC2に対する高電圧の印加、つまりEHC2への通電を実行および停止することができる。
通電部3の動作、具体的には通電部3によるEHC2への通電の実行および停止は、通電制御部4により制御される。通電制御部4には、触媒温度算出装置6から出力されるEHC2の温度推定値を表す温度検出信号Saが与えられている。また、通電制御部4には、ECU5からEHC2への通電の実行および停止のタイミングなどを指令する指令信号が与えられている。
通電制御部4は、温度検出信号Saが表すEHC2の温度推定値およびECU5から与えられる指令信号に基づいて通電部3の動作を制御する。また、通電制御部4は、EHC2の温度推定値などをECU5へと送信する。ECU5は、電池ECUおよびエンジンECUである。電池ECUは、高圧電源7を監視する機能などを有する電子制御装置である。エンジンECUは、車両の様々な運転状態における各種センサ信号に基づいて各種アクチュエータを統合的に制御し、最適なエンジン状態での動作を実現する電子制御装置である。
触媒温度算出装置6は、EHC2の温度を算出するものであり、信号生成部8、電圧検出部9、電流検出部10、温度推定部11、通電制御部12、逆流阻止部13などを備えている。信号生成部8は、低圧電源14から電力供給を受け、通電部3の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をEHC2に与えることができる。信号生成部8は、検出用信号の電圧を複数段階に切り替え可能な構成となっている。本実施形態では、信号生成部8は、検出用信号の電圧を、第1段階および第2段階の2段階に切り替え可能な構成となっている。
なお、以下では、第1段階の電圧のことを第1電圧とも呼び、第2段階の電圧のことを第2電圧とも呼ぶ。この場合、第1電圧および第2電圧の関係は、「第1電圧<第2電圧」となっている。信号生成部8の動作、具体的には検出用信号をEHC2に与えるか否か、検出用信号の電圧の切り替えなどの動作は、通電制御部12により制御される。通電制御部12は、通電制御部4から与えられる信号などに基づいて、上記各動作を制御する。
信号生成部8は、検出用信号の出力ノードと低圧電源14との間を絶縁する絶縁部8aを備えている。低圧電源14は、車両に搭載されるバッテリのうち、比較的低い電圧(例えば12V、24Vなど)を出力する低電圧バッテリである。このような低電圧バッテリである低圧電源14は、車両のボディアースを基準とした電源となっている。
電圧検出部9は、EHC2に印加される電圧を検出する。電圧検出部9から出力される電圧の検出値を表す電圧検出信号Sbは、温度推定部11に与えられる。電流検出部10は、EHC2に流れる電流を検出する。電流検出部10から出力される電流の検出値を表す電流検出信号Scは、温度推定部11に与えられる。温度推定部11は、電圧検出信号Sbおよび電流検出信号Scに基づいてEHC2の温度を推定する。
具体的には、温度推定部11は、検出用信号がEHC2に与えられる検出期間における電圧検出信号Sbが表す電圧の検出値および電流検出信号Scが表す電流の検出値に基づいて、EHC2の直流抵抗を算出する。なお、以下では、直流抵抗のことを電気特性と呼ぶことがある。本実施形態では、温度推定部11は、通電制御部4、12とともに1つの演算・制御部として構成されている。このような演算・制御部は、CPU、ROM、RAMなどを含むマイクロコンピュータなどから構成される。温度推定部11および通電制御部4、12は、演算・制御部のCPUがROMなどに記憶されたプログラムを実行することにより実現されている、つまりソフトウェアにより実現されている。
EHC2の温度は、EHC2の仕様などに依存するが、その電気特性と相関がある。温度推定部11には、使用されるEHC2の温度と電気特性との相関を表すテーブルが記憶されている。温度推定部11は、上述したようにして算出した電気特性および上記テーブルに基づいてEHC2の温度を推定する。温度推定部11から出力される温度の推定値を表す温度検出信号Saは、前述したように通電制御部4に与えられる。
上記構成では、高圧電源7から電力供給を受ける通電部3と、低圧電源14から電力供給を受ける信号生成部8との両方が、EHC2に対して電圧を印加することができるようになっている。そのため、通電部3によりEHC2への通電が行われている期間、通電部3から信号生成部8へと電流が流れるおそれがある。逆流阻止部13は、このような電流である逆流を阻止するために設けられている。
<触媒温度算出装置の具体構成>
上記したような機能を有する触媒温度算出装置6の具体的な構成としては、例えば図2に示すような構成を採用することができる。図2に示す構成において、信号生成部8は、検出用信号として直流電圧を生成し、その直流電圧をEHC2に印加することができる構成となっている。また、信号生成部8は、検出用信号としての直流電圧の電圧値を2段階に切り替えることができる構成となっている。この場合、信号生成部8による直流電圧の印加の実行および停止と、その直流電圧の電圧値の切り替えと、は、通電制御部12により制御される。
上記したような機能を有する触媒温度算出装置6の具体的な構成としては、例えば図2に示すような構成を採用することができる。図2に示す構成において、信号生成部8は、検出用信号として直流電圧を生成し、その直流電圧をEHC2に印加することができる構成となっている。また、信号生成部8は、検出用信号としての直流電圧の電圧値を2段階に切り替えることができる構成となっている。この場合、信号生成部8による直流電圧の印加の実行および停止と、その直流電圧の電圧値の切り替えと、は、通電制御部12により制御される。
信号生成部8は、絶縁電源15、抵抗16〜18、例えばNチャネル型MOSFETであるスイッチング素子19およびOPアンプ20を備えている。絶縁電源15は、絶縁型のDC/DCコンバータであり、低圧電源14から電源線L1、L2を介して供給される直流電圧VBを任意の電圧値を有する直流電圧Vdに変換し、電源線L3、L4を介して出力する。なお、電源線L2は、車両のボディアースに接続されている。また、電源線L4の電位は、触媒温度算出装置6を含むEHCシステム1の基準電位となる。絶縁電源15は、トランス21、例えばNチャネル型MOSFETであるスイッチング素子22、ダイオード23およびコンデンサ24を備えている。
トランス21は、前述した絶縁部8aとして機能するもので、一次巻線21aおよび二次巻線21bを備えている。一次巻線21aの一方の端子は電源線L1に接続され、その他方の端子はスイッチング素子22のドレインに接続されている。スイッチング素子22のソースは、電源線L2に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子22のゲートには、通電制御部12により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子22は、そのゲート駆動信号に応じて、所定の周波数でオンオフされる、つまりスイッチング動作される。
二次巻線21bの一方の端子はダイオード23を順方向に介して電源線L3に接続され、その他方の端子は電源線L4に接続されている。コンデンサ24は、電源線L3、L4間に接続されている。上記構成の絶縁電源15では、スイッチング素子22のスイッチング動作により、直流電圧Vdが生成される。
抵抗16、17は、電源線L3、L4間に直列接続されている。スイッチング素子19のドレインは、抵抗18を介して、抵抗16、17の相互接続ノードであるノードN1に接続されている。スイッチング素子19のソースは、電源線L4に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子19のゲートには、通電制御部12により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子19は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。
OPアンプ20は、電源線L3、L4を介して直流電圧Vdの供給を受けて動作する。OPアンプ20は、その反転入力端子と出力端子が接続されており、ボルテージフォロアとして機能する。OPアンプ20の非反転入力端子には、ノードN1の電圧が与えられている。OPアンプ20の出力端子は、信号生成部8における検出用信号の出力ノードとなるノードN2に接続されている。したがって、上記構成の信号生成部8では、OPアンプ20から出力される直流電圧が検出用信号に相当する。
上記構成では、スイッチング素子19がオンのとき、ノードN1の電圧、ひいてはOPアンプ20から出力される直流電圧は、直流電圧Vdを、抵抗16の抵抗値と、抵抗17および抵抗18の並列合成抵抗値と、により定まる分圧比で分圧した電圧となる。また、上記構成では、スイッチング素子19がオフのとき、ノードN1の電圧、ひいてはOPアンプ20のから出力される直流電圧は、直流電圧Vdを、抵抗16の抵抗値と、抵抗17の抵抗値と、により定まる分圧比で分圧した電圧となる。
この場合、スイッチング素子19がオンのときのノードN1の電圧が前述した第1電圧に相当するとともに、スイッチング素子19がオフのときのノードN1の電圧が前述した第2電圧に相当する。このように、上記構成では、検出用信号となる直流電圧は、第1電圧と、その第1電圧より高い第2電圧と、の2段階に切り替えられる。第1電圧の値および第2電圧の値は、抵抗16〜18の各抵抗値により定まる分圧比に応じて、所望する値に設定されている。上記構成の信号生成部8は、絶縁部8aとして機能するトランス21により、車両のボディアースを基準とした低圧電源14との絶縁が確保されている。
図2に示す構成では、EHC2に流れる電流を検出するため、信号生成部8のノードN2からEHC2へと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗25が設けられている。具体的には、検出抵抗25の一方の端子はノードN2に接続され、その他方の端子はノードN3に接続されている。ノードN3には、前述した逆流阻止部13として機能するダイオード26のアノードが接続されている。ダイオード26のカソードは、ノードN4に接続されている。つまり、ダイオード26は、通電部3と信号生成部8との間に、信号生成部8側をアノードとして接続されている。ノードN4と、電源線L4に接続されるノードN5との間には、EHC2が接続されている。
電圧検出部9には、ダイオード26とEHC2との相互接続ノードに相当するノードN4の電圧が与えられている。電圧検出部9は、ノードN4の電圧に基づいてEHC2に印加される電圧を検出する。より詳細には、電圧検出部9は、電源線L4の電位を基準としたノードN4の電圧、つまりノードN4およびノードN5間の電圧に基づいてEHC2に印加される電圧を検出する。電流検出部10には、検出抵抗25の各端子電圧が与えられている。電流検出部10は、検出抵抗25の各端子電圧の差に基づいてEHC2に流れる電流を検出する。
上記構成において、通電部3は、例えばIGBTであるスイッチング素子27、28を備えたスイッチング電源となっている。この場合、サージ電圧からの回路保護などの観点から、スイッチング素子27、28には、還流ダイオードが逆並列接続されている。なお、以下では、還流用ダイオードのことをFWDと省略する。スイッチング素子27のコレクタは、高圧電源7の高電位側端子に接続され、そのエミッタはノードN4に接続されている。
スイッチング素子28のエミッタは、高圧電源7の低電位側端子に接続され、そのコレクタはノードN5に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子27、28の各ゲートには、通電制御部4により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子27、28は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。このような構成により、通電部3によるEHC2への通電の実行および停止が、通電制御部4により制御されるようになっている。この場合、通電制御部4は、EHC2への通電を実行する際にはスイッチング素子27、28をオン制御するとともに、EHC2への通電を停止する際にはスイッチング素子27、28をオフ制御する。
通電制御部4は、このようなECH2への通電の状況、つまり通電を実行中であるか否かを表す信号を、通電制御部12へと出力する。通電制御部12は、通電制御部4から与えられる上記信号などに基づいて、絶縁電源15のスイッチング素子22の動作を制御する。具体的には、通電制御部12は、通電部3によるEHC2への通電が停止されている期間にOPアンプ20の出力電圧がEHC2に印加されるように、絶縁電源15のスイッチング素子22の動作を制御する。したがって、本実施形態では、検出用信号がEHC2に与えられる検出期間は、通電部3によるEHC2への通電が停止されている期間となる。
<電圧検出部および電流検出部の具体構成>
電圧検出部9および電流検出部10の具体的な構成としては、例えば図3に示すような構成を採用することができる。図3に示すように、電圧検出部9は、増幅回路29、低域通過フィルタ30およびA/D変換器31を備えている。なお、以下では、低域通過フィルタのことをLPFと省略するとともに、A/D変換器のことをADCと省略することとする。
電圧検出部9および電流検出部10の具体的な構成としては、例えば図3に示すような構成を採用することができる。図3に示すように、電圧検出部9は、増幅回路29、低域通過フィルタ30およびA/D変換器31を備えている。なお、以下では、低域通過フィルタのことをLPFと省略するとともに、A/D変換器のことをADCと省略することとする。
増幅回路29は、OPアンプ32および抵抗33、34により構成されている。OPアンプ32は、電源線L3、L4を介して直流電圧Vdの供給を受けて動作する。OPアンプ32の非反転入力端子には、抵抗33を介して検出対象の電圧であるノードN4の電圧が与えられる。OPアンプ32の反転入力端子は、抵抗34を介して、その出力端子に接続されている。このような構成により、増幅回路29は、OPアンプ32の出力端子から、検出対象の電圧を増幅した電圧を出力する。
LPF30は、抵抗35およびコンデンサ36からなるRCフィルタである。抵抗35は、OPアンプ32の出力端子およびコンデンサ36の一方の端子の間に接続されている。コンデンサ36の他方の端子は、電源線L4に接続されている。抵抗35およびコンデンサ36の相互接続ノードであるノードN6は、ADC31の入力端子に接続されている。ADC31は、ノードN6の電圧、つまりLPF30の出力電圧をデジタル信号に変換して出力する。ADC31から出力されるデジタル信号は、電圧検出信号Sbとして温度推定部11に与えられる。
また、図3に示すように、電流検出部10は、増幅回路37、LPF38およびADC39を備えている。増幅回路37は、OPアンプ40および抵抗41〜44により構成されている。OPアンプ40は、電源線L3、L4を介して直流電圧Vdの供給を受けて動作する。OPアンプ40の非反転入力端子および反転入力端子には、それぞれ抵抗41および抵抗42を介して検出抵抗25の各端子電圧が与えられる。
OPアンプ40の非反転入力端子は、抵抗43を介して電源線L4に接続されている。OPアンプ40の反転入力端子は、抵抗44を介して、その出力端子に接続されている。このような構成により、増幅回路37は、OPアンプ40の出力端子から、検出抵抗25の各端子電圧の差電圧を増幅した電圧を出力する。
LPF38は、抵抗45およびコンデンサ46からなるRCフィルタである。抵抗45は、OPアンプ40の出力端子およびコンデンサ46の一方の端子の間に接続されている。コンデンサ46の他方の端子は、電源線L4に接続されている。抵抗45およびコンデンサ46の相互接続ノードであるノードN7は、ADC39の入力端子に接続されている。ADC39は、ノードN7の電圧、つまりLPF38の出力電圧をデジタル信号に変換して出力する。ADC39から出力されるデジタル信号は、電流検出信号Scとして温度推定部11に与えられる。
車両に搭載される高電圧バッテリである高圧電源7の出力には、高圧電源7から電力供給を受ける図示しないインバータおよびインバータにより駆動される図示しないモータの動作に伴って生じる高電圧ノイズが重畳する。電圧検出部9および電流検出部10は、このような高電圧ノイズが重畳した電圧に基づいて、電圧および電流を検出する構成となっている。そこで、電圧検出部9および電流検出部10には、このような高電圧ノイズの影響を除去するためのLPF30および38が設けられている。
<直流抵抗REHCの検出手法>
この場合、EHC2としては、その直流抵抗REHCと温度とに相関があるものが用いられる。温度推定部11は、上記検出期間における電圧検出信号Sbおよび電流検出信号Scに基づいてEHC2の直流抵抗REHCを検出し、その検出結果に基づいてEHC2の温度を推定する。ただし、この場合、通電部3がFWDを有するスイッチング素子27、28から構成されていることに起因して次のような問題が生じるおそれがある。すなわち、一般に、ダイオードには、そのカソードからアノードに向けて流れる漏れ電流である逆リーク電流が流れる。このような逆リーク電流は、温度が高くなるほど大きくなる。
この場合、EHC2としては、その直流抵抗REHCと温度とに相関があるものが用いられる。温度推定部11は、上記検出期間における電圧検出信号Sbおよび電流検出信号Scに基づいてEHC2の直流抵抗REHCを検出し、その検出結果に基づいてEHC2の温度を推定する。ただし、この場合、通電部3がFWDを有するスイッチング素子27、28から構成されていることに起因して次のような問題が生じるおそれがある。すなわち、一般に、ダイオードには、そのカソードからアノードに向けて流れる漏れ電流である逆リーク電流が流れる。このような逆リーク電流は、温度が高くなるほど大きくなる。
また、通電部3の出力とEHC2との間を接続するためのハーネスの距離が長いほどサージ電圧が高くなることから、スイッチング電源の回路は、EHC2の近傍、つまりエンジンルームなどの内燃機関に近い箇所に搭載されることが多い。このように、スイッチング電源の回路が内燃機関に近い箇所に搭載されると、FWDの周囲温度が高くなることから、FWDによる逆リーク電流が例えばmAオーダーの比較的大きな電流となる。
このようなことから、上記構成では、通電部3のスイッチング素子27、28がオフされる検出期間において、FWDによる比較的大きな逆リーク電流ILEAKがEHC2へと流れることにより、電流検出部10による電流の検出値と、EHC2に実際に流れる電流の値とに乖離が生じる。つまり、上記構成では、逆リーク電流ILEAKの影響により、電流検出部10による電流の検出結果に誤差が生じてしまい、それにより、直流抵抗REHCの検出精度が低下するおそれがある。
そこで、本実施形態では、次のようにして直流抵抗REHCが検出されるようになっている。すなわち、逆リーク電流ILEAKは、前述したように温度に依存して変化する。ただし、温度の変化は、比較的緩やかなものであり、温度が変化するのに要する時間は、例えば数秒程度の時間となることが一般的である。これに対し、上記した検出期間は、EHC2の温度のフィードバック制御を成立させる必要があることなどから、例えばマイクロ秒オーダー、ミリ秒オーダーなどの比較的短い時間に設定される。このようなことから、逆リーク電流ILEAKは、検出期間においては一定であると仮定することができる。
そして、信号生成部8は、検出用信号の電圧を2段階に切り替え可能な構成となっている。つまり、この場合、EHC2に与えられる検出用信号の電圧を変化させることができる構成となっている。検出期間において、検出用信号の電圧を変化させれば、電圧検出部9による電圧の検出値および電流検出部10による電流の検出値も、その変化と同様に変化する。前述したように検出期間における逆リーク電流ILEAKが一定であるとすれば、このような各検出値の変化は、逆リーク電流ILEAKの影響を受けないものとなる。
本実施形態の温度推定部11は、上述したような考え方に基づいて、次のように直流抵抗REHCを検出する。すなわち、温度推定部11は、検出用信号の電圧が第1電圧から第2電圧へと切り替えられた際における電圧検出部9による電圧の検出値の差分および電流検出部10による電流の検出値の差分に基づいて直流抵抗REHCを検出する。以下、直流抵抗REHCの具体的な検出手法について、図4および図5を参照して説明する。
以下の説明では、図4に示すように、検出用信号の電圧、つまりOPアンプ20の出力電圧をVOUTとし、検出用信号の電流、つまりノードN2からEHC2へと流れる電流をIOUTとし、検出抵抗25の抵抗値をRsとし、EHC2に印加される電圧をVvとし、EHC2に流れる電流をIEHCとし、電流IOUTが検出抵抗25に流れることにより生じる電圧降下、つまり検出抵抗25の端子間電圧をViとする。上記構成では、電圧検出部9は、電圧Vvに対応する電圧を検出するようになっており、電流検出部10は、電圧Viに対応する電流IOUTを検出するようになっている。この場合、回路方程式により、下記(1)式が導出される。
Vv=REHC(IOUT+ILEAK) …(1)
Vv=REHC(IOUT+ILEAK) …(1)
本実施形態では、図5に示すように、検出期間を除く期間、つまりEHC2への通電が実行されている期間Ta、Tcにおいて、OPアンプ20の出力電圧、つまり検出用信号の電圧VOUTは、第1電圧に切り替えられている。そして、検出用信号の電圧VOUTは、検出期間の開始時点である時刻t1から検出期間の途中の時刻t2までの期間、第1電圧に切り替えられた状態が維持されている。したがって、時刻t1から時刻t2までの期間、検出用信号の電流IOUTは、第1電圧に応じた一定の第1電流となる。
この場合、検出用信号の電圧VOUTは、時刻t2において、第2電圧に切り替えられる。そして、検出用信号の電圧VOUTは、時刻t2から検出期間の終了時点である時刻t3までの期間、第2電圧に切り替えられた状態が維持されている。したがって、時刻t2から時刻t3までの期間、検出用信号の電流IOUTは、第2電圧に応じた一定の第2電流となる。検出用信号の電流IOUTの電流値、つまり第1電流および第2電流は、通電部3の構成に基づいて想定される逆リーク電流ILEAKの電流値よりも十分に大きい値となっている。つまり、信号生成部8は、通電部3によるEHC2への通電が停止されている期間において通電部3から信号生成部8へと流れる逆リーク電流ILEAKよりも大きい電流IOUTを有する検出用信号をEHC2に与えることができる構成となっている。
このように、検出用信号の電圧VOUTが第1電圧から第2電圧へと切り替えられた際における電圧Vvの変化量である差電圧ΔVvは、検出期間において逆リーク電流ILEAKが一定であるという仮定に基づいて、下記(2)式により表される。ただし、検出用信号の電圧が第1電圧から第2電圧へと切り替えられた際における電流IOUTの変化量を差電流ΔIOUTとする。なお、差電圧ΔVvおよび差電流ΔIOUTは、それぞれ上述した電圧の検出値の差分および電流の検出値の差分に相当する。
ΔVv=REHC・ΔIOUT …(2)
ΔVv=REHC・ΔIOUT …(2)
上記(2)式におけるΔIOUTは、検出用信号の電圧が第1電圧から第2電圧へと切り替えられた際における電流IEHCの変化量である差電流ΔIEHCと同等の値となる。上記(2)式を直流抵抗REHCについて解くと、下記(3)式が導出される。下記(3)式から明らかなように、このような手法により検出される直流抵抗REHCの値は、FWDの逆リーク電流ILEAKの影響を受けることがない値となる。
次に、上記構成のEHCシステム1の全体的な動作について説明する。
EHCシステム1では、車両が始動されると、図6に示すような内容の制御が実行される。なお、図6に示す各処理のうち、ステップS101〜S106は、触媒温度算出装置6を主体として実行されるものであり、EHC2の温度を算出するための処理である。また、ステップS107〜S110は、通電制御部4を主体として実行されるものであり、EHC2の温度が目標温度Tgとなるようにフィードバック制御するための処理である。
EHCシステム1では、車両が始動されると、図6に示すような内容の制御が実行される。なお、図6に示す各処理のうち、ステップS101〜S106は、触媒温度算出装置6を主体として実行されるものであり、EHC2の温度を算出するための処理である。また、ステップS107〜S110は、通電制御部4を主体として実行されるものであり、EHC2の温度が目標温度Tgとなるようにフィードバック制御するための処理である。
まず、ステップS101では、信号生成部8からEHC2に対し、第1電圧を有する検出用信号の出力が開始される。ステップS102では、EHC2に印加される電圧の検出およびEHC2に流れる電流の検出が実行される。ステップS103では、信号生成部8からEHC2に対し、第2電圧を有する検出用信号の出力が開始される。ステップS104では、EHC2に印加される電圧の検出およびEHC2に流れる電流の検出が実行される。なお、以下の説明および図5では、第1電圧を有する検出用信号のことを第1検出用信号とも呼び、第2電圧を有する検出用信号のことを第2検出用信号とも呼ぶ。
ステップS105では、前述したような検出手法により、電気特性が算出される。すなわち、ステップS105では、ステップS102で検出された電圧の検出値およびステップS104で検出された電圧の検出値の差分と、ステップS102で検出された電流の検出値およびステップS104で検出された電流の検出値の差分と、に基づいて直流抵抗REHCが算出される。ステップS106では、ステップS105で算出された電気特性などに基づいてEHC2の温度が推定される。
ステップS107では、EHC2の目標温度Tgと、ステップS103で推定された推定温度Teとの差ΔT(=Tg−Te)が閾値Tth未満であるか否かが判断される。閾値Tthは、EHC2の温度が目標温度Tgに達したか否かを判断するためのものであり、本実施形態では、ゼロに設定されている。なお、閾値Tthは、種々の誤差を考慮したうえで上記判断ができるような任意の値に設定すればよい。
ここで、EHC2の温度が目標温度Tgに達している場合、差ΔTがゼロ未満、つまり「ΔT<0」となる。この場合、ステップS107で「YES」となり、本制御が終了となる。一方、EHC2の温度が目標温度Tgに達していない場合、差ΔTがゼロ以上、つまり「ΔT≧0」となる。この場合、ステップS107で「NO」となり、ステップS108に進む。ステップS108では、信号生成部8からEHCへの検出用信号の出力が停止されるとともに、通電部3によるEHC2への通電が開始される。これにより、EHC2の加熱が開始される。
ステップS109は、EHC2の加熱が開始された開始時点から所定時間が経過するまで待機するために設けられている。したがって、ステップS109では、所定時間が経過したか否かが判断される。ここで、開始時点から所定時間が経過すると、ステップS109で「YES」となり、ステップS110に進む。ステップS110では、通電部3によるEHC2への通電が停止される。これにより、EHC2の加熱が停止される。ステップS110の実行後は、ステップS101へ戻り、再びEHC2の温度を算出するための各処理から順に実行される。
上述した制御において、信号生成部8から検出用信号がEHC2に与えられる検出期間は、電圧検出部9が電圧検出に要する時間、電流検出部10が電流検出に要する時間、温度推定部11が温度の推定に要する時間などに応じた期間となる。詳細は後述するが、本実施形態では、これらの時間を短く抑えることができるようになっているため、検出期間を短くすることができる。
また、上述した制御において、通電部3によるEHC2への通電が行われる通電期間は、ステップS109で用いられる所定時間に応じた期間となる。そして、その所定時間は、差ΔTに基づいて決定されるようになっている。すなわち、差ΔTが大きいほど所定時間が長い時間に設定されて通電期間が長くなり、差ΔTが小さいほど所定時間が短い時間に設定されて通電期間が短くなる。
EHCシステム1において上述したような制御が実行されることにより、車両の始動後、EHC2の温度が短時間で目標温度Tgまで昇温されることになる。なお、この場合、通電部3によるEHC2への通電が行われる期間と、信号生成部8により検出用信号がEHC2に与えられる期間とが重複しないようになっている。すなわち、この場合、通電部3によるEHC2への通電が停止されている期間に、検出用信号がEHC2に与えられることによりEHC2の電気特性、ひいては温度が求められるようになっている。
以上説明したように、本実施形態の触媒温度算出装置6は、通電部3の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をEHC2に与えることができる信号生成部8を備えている。そして、この場合、検出用信号がEHC2に与えられる検出期間に、EHC2に印加される電圧およびEHC2に流れる電流が検出される。そのため、上記構成によれば、高圧電源7で発生する高電圧ノイズが通電部3の出力電圧に重畳するような場合でも、その影響により、電圧および電流の検出誤差が大きくなることがない。そのため、本実施形態の触媒温度算出装置6では、数秒程度の平均化処理などを実施することなく、温度の推定精度を良好に維持することができる。
したがって、本実施形態の触媒温度算出装置6によれば、EHC2の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができるという優れた効果が得られる。そして、このような効果を奏する触媒温度算出装置6を用いたEHCシステム1によれば、運転条件または始動条件に関わらず温度のフィードバック制御が成立することになり、車両の排気エミッションの改善に寄与することができる。特に、ゼロエミッション達成のためにEHC2の温度を短時間で目標温度まで昇温する必要があるシステムほど、高応答の温度フィードバック制御が必要となることから、上記構成の触媒温度算出装置6を用いるメリットが大きくなる。
車両絶縁の法規対応の観点から、例えば数百Vといった比較的高い電圧によりEHC2への通電を行う通電部3は、車両のボディアースとの間で絶縁されている必要がある。そこで、本実施形態の信号生成部8は、検出用信号の出力ノードと車両のボディアースを基準とした低圧電源14との間を絶縁する絶縁部8aを備えている。このような構成によれば、検出用信号の出力ノードに接続されるEHC2、ひいては通電部3と、車両のボディアースとの間の絶縁を確保することができる。
一般に、EHCの温度を算出する触媒温度算出装置において、EHCに流れる電流を検出するためには、検出用信号の出力ノードからEHCへと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗が設けられる。ここで、仮に、信号生成部8が絶縁部8aを備えていない構成であるとすると、上記検出抵抗として、絶縁法規を満足できる程度に高い抵抗値のものを用いる必要が生じる。比較的高い抵抗値の検出抵抗を用いると、次のような問題が生じる。
すなわち、検出期間にEHC2に印加される電圧は、検出用信号の電圧を、検出抵抗25とEHC2の直流抵抗とにより分圧した電圧となる。そのため、検出抵抗25の抵抗値が高いほど、検出期間におけるEHC2への印加電圧およびEHC2に流れる電流が小さくなり、電圧検出部9による電圧の検出精度および電流検出部10による電流の検出精度が低下するおそれがある。これに対し、本実施形態の構成のように信号生成部8が絶縁部8aを備えた構成である場合、検出抵抗25の抵抗値を低く抑えることができるため、電圧および電流の検出精度を高めることができる。
本実施形態のEHCシステム1を構成する通電部3は、FWDを有するIGBTからなるスイッチング素子27、28を有するスイッチング電源として構成されている。このような構成では、検出期間において、FWDによる比較的大きな逆リーク電流ILEAKがEHC2へと流れてしまい、その影響により電流検出部10による電流の検出結果、ひいては温度推定部11による直流抵抗REHCの算出結果に誤差が生じるおそれがある。
そこで、本実施形態では、検出期間において、信号生成部8は、検出用信号の電圧を2段階に切り替える。そして、温度推定部11は、検出用信号の電圧が第1電圧から第2電圧へと切り替えられた際における電圧検出部9による電圧の検出値の差分および電流検出部10による電流の検出値の差分に基づいて直流抵抗REHCを検出する。このようにすることで、FWDによる逆リーク電流ILEAKの影響を受けることなく、EHC2の直流抵抗REHCを精度良く検出し、その検出結果に基づいてEHC2の温度を精度良く算出することができる。
本実施形態では、信号生成部8は、通電部3の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成する構成である。そのため、通電部3によりEHC2への通電が行われる期間、通電部3から信号生成部8へと流れる電流、つまり逆流が生じる可能性があり、このような逆流が流れると信号生成部8が故障するおそれがある。そこで、触媒温度算出装置6は、通電部3によりEHC2への通電が行われている期間において通電部3から信号生成部8へと流れる電流を阻止する逆流阻止部13を備えている。このような構成によれば、通電部3によりEHC2への通電が行われている期間における逆流の発生を確実に防止することができる。
EHC2は、その直流抵抗REHCが低いほど、その温度を速やかに上昇させることができる。ただし、EHC2の直流抵抗REHCが低くなると、検出抵抗25の抵抗値によっては、電圧および電流の検出精度が低下するおそれがある。これは、前述したように、検出期間にEHC2に印加される電圧が、検出用信号の電圧を検出抵抗25とEHC2の直流抵抗REHCとにより分圧した電圧となることに起因している。
しかし、本実施形態では、信号生成部8が絶縁部8aを備えていることから、検出抵抗25の抵抗値を低く抑えることができるため、EHC2として、直流抵抗REHCの低いものを採用することができる。本実施形態では、EHC2として、例えば、通電部3と車両のボディアースとの間の絶縁抵抗より小さい直流抵抗REHCを有するものを採用することができる。そして、上記構成の触媒温度算出装置6と、直流抵抗REHCの低いEHC2とを採用したEHCシステム1によれば、EHC2の温度を素早く上昇させることが可能となり、排気エミッションを一層改善することができる。
本実施形態では、検出用信号がEHC2に与えられる検出期間には、通電部3によるEHC2への通電が停止されるようになっている。このような構成によれば、高圧電源7において発生する高電圧ノイズが電圧検出部9および電流検出部10の検出動作に与える影響を一層低減することができ、その結果、電圧および電流の検出誤差を一層小さく抑えることができる。
電圧検出部9は、検出対象の電圧を増幅するためのOPアンプ32を備えている。また、電流検出部10は、検出抵抗25の各端子電圧の差電圧を増幅するためのOPアンプ40を備えている。OPアンプ32、40などのアンプには、通常、下記(4)式に示すようなオフセットβがある。ただし、アンプの入力電圧をVinとし、アンプの出力電圧をVoutとし、アンプの増幅率をαとする。
Vout=α×Vin+β …(4)
Vout=α×Vin+β …(4)
このようなアンプのオフセットβは、逆リーク電流ILEAKと同様、温度に依存して変化するものであり、その変化は比較的緩やかなものとなる。したがって、アンプのオフセットβについても、逆リーク電流ILEAKと同様、検出期間においては一定であると仮定することができる。そのため、本実施形態のように、検出用信号の電圧が変化した際における電圧検出部9による電圧の検出値の差分および電流検出部10による電流の検出値の差分に基づいて直流抵抗REHCを検出するようにすれば、アンプのオフセットβの影響を受けることなく、直流抵抗REHCを検出することができる。したがって、本実施形態によれば、EHC2の温度の算出精度を一層高めることができる。
なお、本実施形態のような直流抵抗REHCの検出手法を採用しない場合でも、OPアンプ32、40としてオフセット補正機能を有するアンプを採用するという対策、OPアンプ32、40の周辺回路としてオフセット補正用の回路を追加するという対策などを施せば、アンプのオフセットβの影響を受けることなく直流抵抗REHCを検出することができる。しかし、これらの対策では、回路構成が複雑化するとともに装置の製造コストが高くなるというデメリットがある。これに対し、本実施形態によれば、安価且つ簡易な構成で、アンプのオフセットβの影響を受けることなく直流抵抗REHCを検出することができる。
上述したように、本実施形態の検出手法によれば、理想的には、逆リーク電流ILEAKの影響を受けることなく、直流抵抗REHCを検出することができる。しかし、実際には、回路素子のばらつきなどに起因して、直流抵抗REHCの検出結果に対する逆リーク電流ILEAKの影響を完全には排除できない可能性がある。そこで、信号生成部8は、逆リーク電流ILEAKよりも大きい電流IOUTを有する検出用信号をEHC2に与えることができる構成となっている。このような構成によれば、直流抵抗REHCの検出結果に対する逆リーク電流ILEAKの影響を完全には排除できない場合でも、それによる直流抵抗REHCの検出精度の低下を最小限にとどめることができる。
<絶縁電源の変形例>
本実施形態のように、検出用信号を生成する信号生成部に絶縁電源が含まれるような構成とする場合、その絶縁電源としては、種々の構成を採用することができる。例えば、信号生成部に用いられる絶縁電源として、図7および図8に示すような構成を採用することができる。
本実施形態のように、検出用信号を生成する信号生成部に絶縁電源が含まれるような構成とする場合、その絶縁電源としては、種々の構成を採用することができる。例えば、信号生成部に用いられる絶縁電源として、図7および図8に示すような構成を採用することができる。
図7に示す絶縁電源15Aは、一般的なフライバック方式の絶縁電源15に対し、ダイオード47が追加された構成となっている。ダイオード47は、電源線L3、L4間に、電源線L4側をアノードとして接続されている。また、図8に示す絶縁電源15Bは、絶縁電源15Aに対し、インダクタ48が追加されている。インダクタ48は、ダイオード23、47の共通のカソードと、電源線L3との間に接続されている。つまり、絶縁電源15Bは、一般的なフォワード方式の絶縁電源の構成となっている。これらの構成によっても、絶縁電源15と同様、トランス21を絶縁部8aとして機能させることができる。
(第2実施形態)
以下、第1実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第2実施形態について図9〜図11を参照して説明する。
<触媒温度算出装置の具体構成>
図9に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置51は、図2に示した第1実施形態の触媒温度算出装置6に対し、ダイオード26に代えて例えばNチャネル型MOSFETであるスイッチング素子52を備えている点などが異なる。
以下、第1実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第2実施形態について図9〜図11を参照して説明する。
<触媒温度算出装置の具体構成>
図9に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置51は、図2に示した第1実施形態の触媒温度算出装置6に対し、ダイオード26に代えて例えばNチャネル型MOSFETであるスイッチング素子52を備えている点などが異なる。
スイッチング素子52のソースは、ノードN3に接続され、そのドレインはノードN4に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子52のゲートには、通電制御部12から出力されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子52は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。つまり、スイッチング素子52のオンオフは、通電制御部12により制御される。
具体的には、通電制御部12は、通電部3によるEHC2への通電が実行されている期間にはスイッチング素子52がオフされるとともに、通電部3によるEHC2への通電が停止されている期間にはスイッチング素子52がオンされるようにスイッチング素子52のオンオフを制御する。
上記構成によれば、スイッチング素子52は、通電部3によりEHC2への通電が行われている期間において通電部3から信号生成部8へと流れる電流を阻止する逆流阻止部13として機能する。このような本実施形態によっても、第1実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。
<直流抵抗REHCの検出手法>
上記構成では、直流抵抗REHCの検出手法として、第1実施形態と同様の手法に加え、次のような変形例の検出手法を採用することもできる。すなわち、この場合、信号生成部8から第1電圧に相当する0Vの検出用信号が出力される第1状態と、信号生成部8から第2電圧の検出用信号が出力される第2状態と、が切り替えられる。なお、この変形例における第2電圧としては、第1実施形態における第1電圧および第2電圧のうちいずれか一方を採用すればよい。
上記構成では、直流抵抗REHCの検出手法として、第1実施形態と同様の手法に加え、次のような変形例の検出手法を採用することもできる。すなわち、この場合、信号生成部8から第1電圧に相当する0Vの検出用信号が出力される第1状態と、信号生成部8から第2電圧の検出用信号が出力される第2状態と、が切り替えられる。なお、この変形例における第2電圧としては、第1実施形態における第1電圧および第2電圧のうちいずれか一方を採用すればよい。
図10に示すように、スイッチング素子52がオフされることにより、第1状態に切り替えられる。なお、図10では、オフ状態のスイッチング素子52を、接点が開放されたスイッチのシンボルとして表している。第1状態においてEHC2に印加される電圧をVv1とすると、回路方程式により、下記(5)式が導出される。
Vv1=REHC・ILEAK …(5)
Vv1=REHC・ILEAK …(5)
また、図11に示すように、スイッチング素子52がオンされることにより、第2状態に切り替えられる。なお、図11では、オン状態のスイッチング素子52を、接点が閉鎖されたスイッチのシンボルとして表している。この第2状態においてEHC2に印加される電圧をVv2とするとともに、ノードN2からEHC2へと流れる電流をIOUT2とすると、回路方程式により、下記(6)式が導出される。
Vv2=REHC(IOUT2+ILEAK) …(6)
Vv2=REHC(IOUT2+ILEAK) …(6)
第1実施形態と同様、検出期間における逆リーク電流ILEAKが一定であるとすれば、電圧Vv1および電圧Vv2の差、具体的には電圧Vv2から電圧Vv1を減算して得られる差電圧ΔVvは、下記(7)式により表される。
ΔVv=Vv2−Vv1=REHC・IOUT2 …(7)
ΔVv=Vv2−Vv1=REHC・IOUT2 …(7)
上記(7)式を直流抵抗REHCについて解くと、下記(8)式が導出される。ただし、電流IOUT2が検出抵抗25に流れることにより生じる電圧降下、つまり第2状態における検出抵抗25の端子間電圧をVi2とする。下記(8)式から明らかなように、このような変形例の手法により検出される直流抵抗REHCの値は、第1実施形態の検出手法と同様、FWDの逆リーク電流ILEAKの影響を受けることがない値となる。
(第3実施形態)
以下、第1実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第3実施形態について図12を参照して説明する。
<触媒温度算出装置の具体構成>
図12に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置61は、図2に示した第1実施形態の触媒温度算出装置6に対し、信号生成部8に代えて信号生成部62を備えている点などが異なる。
以下、第1実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第3実施形態について図12を参照して説明する。
<触媒温度算出装置の具体構成>
図12に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置61は、図2に示した第1実施形態の触媒温度算出装置6に対し、信号生成部8に代えて信号生成部62を備えている点などが異なる。
信号生成部62は、信号生成部8に対し、トランジスタ63および抵抗64が追加されている点などが異なる。トランジスタ63は、PNP形バイポーラトランジスタであり、そのエミッタは抵抗64を介して電源線L3に接続されている。この場合、OPアンプ20の反転入力端子は、トランジスタ63のエミッタに接続され、その出力端子はトランジスタ63のベースに接続されている。
上記構成によれば、OPアンプ20の作用により、トランジスタ63のコレクタ電流が一定の電流となるように、トランジスタ63の導通状態が制御される。具体的には、スイッチング素子19がオンのときには、トランジスタ63のコレクタ電流が第1電圧に応じた一定の第1電流となるように、トランジスタ63の導通状態が制御される。また、スイッチング素子19がオフのときには、トランジスタ63のコレクタ電流が第2電圧に応じた一定の第2電流となるように、トランジスタ63の導通状態が制御される。
上記構成の信号生成部62では、トランジスタ63のコレクタ電流、つまりトランジスタ63のコレクタから検出抵抗25側へと流れる直流電流が検出用信号に相当する。つまり、信号生成部62は、検出用信号の電流を2段階に切り替え可能な構成となっている。
この場合、検出用信号となる直流電流の電流値、つまり第1電流の値および第2電流の値は、抵抗16〜18の各抵抗値により定まる分圧比および抵抗64の抵抗値に応じて、所望する値に設定されている。
この場合、検出用信号となる直流電流の電流値、つまり第1電流の値および第2電流の値は、抵抗16〜18の各抵抗値により定まる分圧比および抵抗64の抵抗値に応じて、所望する値に設定されている。
以上説明した本実施形態の構成も、第1実施形態などの構成と同様、EHC2に与えられる検出用信号の電圧および電流を変化させることができるようになっている。そのため、本実施形態の構成によっても、直流抵抗REHCの検出手法として前述した各手法を採用することが可能となる。したがって、本実施形態によっても、第1実施形態などと同様の作用および効果が得られる。
(第4実施形態)
以下、第1実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第4実施形態について図13および図14を参照して説明する。
<触媒温度算出装置の具体構成>
図13に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置71は、図2に示した第1実施形態の触媒温度算出装置6に対し、電圧検出部9に代えて電圧検出部72を備えている点などが異なる。電圧検出部72は、電圧検出部9と同様の構成となっている。
以下、第1実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第4実施形態について図13および図14を参照して説明する。
<触媒温度算出装置の具体構成>
図13に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置71は、図2に示した第1実施形態の触媒温度算出装置6に対し、電圧検出部9に代えて電圧検出部72を備えている点などが異なる。電圧検出部72は、電圧検出部9と同様の構成となっている。
ただし、電圧検出部72には、信号生成部8とダイオード26との相互接続ノードに相当するノードN3の電圧が与えられている。電圧検出部72は、ノードN3の電圧に基づいてEHC2に印加される電圧を検出する。より詳細には、電圧検出部72は、電源線L4の電位を基準としたノードN3の電圧、つまりノードN3およびノードN5間の電圧に基づいてEHC2に印加される電圧を検出する。
<直流抵抗REHCの検出手法>
本実施形態のように、逆流阻止部としてダイオード26を用いるとともに、電圧検出部72がダイオード26のアノード側の電圧を検出する構成の場合、次のような問題が生じる可能性がある。すなわち、一般に、ダイオードの順方向電圧は、常に一定ではなく、そのダイオードに流れる電流などに応じて変化する。そのため、本実施形態の構成では、検出用信号の電圧が2段階に切り替えられた際、切り替えの前後においてダイオード26の順方向電圧が異なる値となる。このようなダイオード26の順方向電圧の変化を無視してEHC2に印加される電圧、ひいてはEHC2の直流抵抗REHCの検出を行うと、その検出精度が低下するおそれがある。
本実施形態のように、逆流阻止部としてダイオード26を用いるとともに、電圧検出部72がダイオード26のアノード側の電圧を検出する構成の場合、次のような問題が生じる可能性がある。すなわち、一般に、ダイオードの順方向電圧は、常に一定ではなく、そのダイオードに流れる電流などに応じて変化する。そのため、本実施形態の構成では、検出用信号の電圧が2段階に切り替えられた際、切り替えの前後においてダイオード26の順方向電圧が異なる値となる。このようなダイオード26の順方向電圧の変化を無視してEHC2に印加される電圧、ひいてはEHC2の直流抵抗REHCの検出を行うと、その検出精度が低下するおそれがある。
本実施形態では、ダイオード26の順方向電圧の影響による直流抵抗REHCの検出精度の低下を抑制するため、次のようにして直流抵抗REHCが検出されるようになっている。すなわち、本実施形態の温度推定部11は、逆流阻止部13として機能するダイオード26による電圧降下、つまりダイオード26の順方向電圧を推定し、その推定結果も考慮してEHC2の直流抵抗REHCを検出するようになっている。以下、本実施形態における直流抵抗REHCの具体的な検出手法について、図14を参照して説明する。
以下の説明では、図14に示すように、ダイオード26の順方向電圧をVfとする。また、上記構成では、電圧検出部72により検出される電圧Vvは、ダイオード26のアノード側の電圧となっている。この場合、回路方程式により、下記(9)式が導出される。
Vv=Vf+REHC(IOUT+ILEAK) …(9)
Vv=Vf+REHC(IOUT+ILEAK) …(9)
第1実施形態と同様、検出期間における逆リーク電流ILEAKが一定であるとすれば、差電圧ΔVvは、下記(10)式により表される。ただし、検出用信号の電圧VOUTが第1電圧から第2電圧へと切り替えられた際における電圧Vfの変化量を差電圧ΔVfとする。
ΔVv=ΔVf+REHC・ΔIOUT …(10)
ΔVv=ΔVf+REHC・ΔIOUT …(10)
また、この場合、ダイオードの理論式により下記(11)式が導出される。また、その(11)式を順方向電圧Vfについて解くと下記(12)式が導出される。ただし、ダイオードの逆バイアス時における飽和電流をISとし、電子の電荷をqとし、結合係数、つまりキャリアの再結合電流に対する補正値をnとし、ボルツマン定数をkとし、温度をTとする。
ここで、検出用信号の電流IOUTが1mAより大きく、且つ、ダイオード26として飽和電流ISが1μA未満である一般的な汎用ダイオードを採用したとすると、上記(12)式から下記(13)式が導出される。また、差電圧ΔVfは、下記(14)式により表される。ただし、検出用信号の電圧VOUTが第1電圧に切り替えられた際における電流IOUTをIOUT1とし、検出用信号の電圧VOUTが第2電圧に切り替えられた際における電流IOUTをIOUT2とする。
上記(10)式および上記(14)式から、下記(15)式が導出される。ただし、検出用信号の電圧VOUTが第1電圧に切り替えられた際における検出抵抗25の端子間電圧ViをVi1とし、検出用信号の電圧VOUTが第2電圧に切り替えられた際における検出抵抗25の端子間電圧ViをVi2とする。また、検出用信号の電圧VOUTが第1電圧から第2電圧へと切り替えられた際における検出抵抗25の端子間電圧Viの変化量を差電圧ΔViとする。下記(15)式から明らかなように、このような手法により検出される直流抵抗REHCの値は、逆リーク電流ILEAKの影響およびダイオード26の順方向電圧Vfの変動の影響を受けることがない値となる。
以上説明した本実施形態によっても、第1実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。さらに、本実施形態によれば、次のような効果が得られる。すなわち、電圧検出部72は、ダイオード26のアノード側の電圧からEHC2に印加される電圧を検出する構成となっている。このような構成によれば、電圧検出部72には、通電部3から出力される高電圧が印加されることがない。そのため、電圧検出部72に対し、高電圧から回路素子を保護するための構成、つまり過電圧保護のための構成などを付与する必要がなく、電圧検出部72の回路規模を小さく抑えることができる。
ただし、このような構成では、前述したように、検出用信号の切り替え時におけるダイオード26の順方向電圧の変動の影響により直流抵抗REHCの検出精度が低下する可能性がある。しかし、本実施形態の温度推定部11は、本実施形態の温度推定部11は、ダイオード26の順方向電圧を推定し、その推定結果も考慮してEHC2の直流抵抗REHCを検出するようになっている。したがって、本実施形態によれば、ダイオード26の順方向電圧の変動の影響を受けることなく、EHC2の直流抵抗REHCを精度良く検出し、その検出結果に基づいてEHC2の温度を精度良く推定することができる。
(第5実施形態)
以下、第4実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第5実施形態について図15〜図17を参照して説明する。
<触媒温度算出装置の具体構成>
図15に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置81は、図13に示した第4実施形態の触媒温度算出装置71に対し、ダイオード26に代えて第2実施形態と同様のスイッチング素子52を備えている点などが異なる。
以下、第4実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第5実施形態について図15〜図17を参照して説明する。
<触媒温度算出装置の具体構成>
図15に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置81は、図13に示した第4実施形態の触媒温度算出装置71に対し、ダイオード26に代えて第2実施形態と同様のスイッチング素子52を備えている点などが異なる。
<直流抵抗REHCの検出手法>
本実施形態の構成によっても、直流抵抗REHCの検出手法として第1実施形態において説明した手法を採用することができる。以下、図16および図17を参照しながら、その理由について説明する。なお、図16および図17では、オン状態のスイッチング素子52を抵抗のシンボルとして表している。以下の説明では、検出用信号の電圧VOUTが第1電圧に切り替えられた状態を第1状態とし、検出用信号の電圧VOUTが第2電圧に切り替えられた状態を第2状態とする。
本実施形態の構成によっても、直流抵抗REHCの検出手法として第1実施形態において説明した手法を採用することができる。以下、図16および図17を参照しながら、その理由について説明する。なお、図16および図17では、オン状態のスイッチング素子52を抵抗のシンボルとして表している。以下の説明では、検出用信号の電圧VOUTが第1電圧に切り替えられた状態を第1状態とし、検出用信号の電圧VOUTが第2電圧に切り替えられた状態を第2状態とする。
図16に示すように、第1状態における電圧VOUT、電流IOUT、電圧Vi、電圧Vvを、それぞれ電圧VOUT1、電流IOUT1、電圧Vi1、電圧Vv1とすると、回路方程式により、下記(16)式が導出される。ただし、スイッチング素子52のオン抵抗をRONとする。
Vv1=RON・IOUT1+REHC(IOUT1+ILEAK) …(16)
Vv1=RON・IOUT1+REHC(IOUT1+ILEAK) …(16)
図17に示すように、第2状態における電圧VOUT、電流IOUT、電圧Vi、電圧Vvを、それぞれ電圧VOUT2、電流IOUT2、電圧Vi2、電圧Vv2とすると、回路方程式により、下記(17)式が導出される。
Vv2=RON・IOUT2+REHC(IOUT2+ILEAK) …(17)
Vv2=RON・IOUT2+REHC(IOUT2+ILEAK) …(17)
スイッチング素子52は、一般的なMOSFETであり、そのオン抵抗RONは、mΩオーダーとなっている。したがって、オン抵抗RONは、直流抵抗REHCに比べて十分に小さく、それらは「RON<<REHC」という関係となっている。このような関係を考慮すれば、上記(16)式および(17)式から、下記(18)式および(19)式が導出される。
Vv1≒REHC(IOUT1+ILEAK) …(18)
Vv2≒REHC(IOUT2+ILEAK) …(19)
Vv1≒REHC(IOUT1+ILEAK) …(18)
Vv2≒REHC(IOUT2+ILEAK) …(19)
第1実施形態と同様、検出期間における逆リーク電流ILEAKが一定であるとすれば、電圧Vv1および電圧Vv2の差、具体的には電圧Vv2から電圧Vv1を減算して得られる差電圧ΔVvは、下記(20)式により表される。
ΔVv=Vv2−Vv1=REHC(IOUT2−IOUT1)
=REHC・ΔIOUT …(20)
ΔVv=Vv2−Vv1=REHC(IOUT2−IOUT1)
=REHC・ΔIOUT …(20)
上記(20)式を直流抵抗REHCについて解くと、下記(21)式が導出される。下記(21)式は、第1実施形態の検出手法における(3)式と同様の式である。したがって、本実施形態の構成によれば、第1実施形態と同様の検出手法を採用することができる。そして、その検出手法により検出される直流抵抗REHCの値は、FWDの逆リーク電流ILEAKの影響を受けることがない値となる。したがって、本実施形態によっても、第1実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。
(第6実施形態)
以下、第4実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第6実施形態について図18を参照して説明する。
図18に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置91は、図13に示した第4実施形態の触媒温度算出装置71に対し、信号生成部8に代えて第3実施形態と同様の信号生成部62を備えている点などが異なる。
以下、第4実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第6実施形態について図18を参照して説明する。
図18に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置91は、図13に示した第4実施形態の触媒温度算出装置71に対し、信号生成部8に代えて第3実施形態と同様の信号生成部62を備えている点などが異なる。
このような本実施形態の構成によっても、第1実施形態などの構成と同様、EHC2に与えられる検出用信号の電圧および電流を変化させることができるようになっている。そのため、本実施形態の構成によっても、直流抵抗REHCの検出手法として第4実施形態において説明した手法を採用することが可能となる。したがって、本実施形態によっても、第4実施形態と同様の作用および効果が得られる。
(その他の実施形態)
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。
本発明は、EHCシステム1に設けられる触媒温度算出装置に限らず、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するEHCの温度を算出する触媒温度算出装置全般に適用することができる。
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。
本発明は、EHCシステム1に設けられる触媒温度算出装置に限らず、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するEHCの温度を算出する触媒温度算出装置全般に適用することができる。
信号生成部8は、検出用信号の電圧を複数段階に切り替え可能な構成であればよく、例えば検出用信号の電圧を3段階以上に切り替え可能な構成であってもよい。また、信号生成部62は、検出用信号の電流を複数段階に切り替え可能な構成であればよく、例えば検出用信号の電流を3段階以上に切り替え可能な構成であってもよい。
電圧検出部の具体的な構成としては、図3に示した構成に限らずともよく、EHCに印加される電圧を検出することができる構成であればよい。また、電流検出部の具体的な構成としては、図3に示した構成に限らずともよく、EHCに流れる電流を検出することができる構成であればよい。
電圧検出部の具体的な構成としては、図3に示した構成に限らずともよく、EHCに印加される電圧を検出することができる構成であればよい。また、電流検出部の具体的な構成としては、図3に示した構成に限らずともよく、EHCに流れる電流を検出することができる構成であればよい。
絶縁部は、絶縁電源15などのトランス21を用いた構成に限らずともよく、検出用信号の出力ノードと低圧電源14との間を絶縁する構成であればよい。例えば、低圧電源14から信号生成部8などへの電力供給ラインをフォトカプラなどにより接続することで、上記絶縁を実現する構成でもよい。
上記各実施形態において、信号生成部8、62が、通電部3によりEHC2への通電が行われている期間において通電部3から信号生成部8、62へと電流が流れても故障などの問題が生じないような構成となっていれば、逆流阻止部13を省いてもよい。
上記各実施形態において、信号生成部8、62が、通電部3によりEHC2への通電が行われている期間において通電部3から信号生成部8、62へと電流が流れても故障などの問題が生じないような構成となっていれば、逆流阻止部13を省いてもよい。
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
2…EHC、3…通電部、6、51、61、71、81、91…触媒温度算出装置、7…高圧電源、8、62…信号生成部、8a…絶縁部、9、72…電圧検出部、10…電流検出部、11…温度推定部、13…逆流阻止部、14…低圧電源、21…トランス、26…ダイオード、52…スイッチング素子。
Claims (7)
- 車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒の温度を算出する触媒温度算出装置であって、
前記車両のボディアースを基準とした電源から電力供給を受け、前記触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号を前記触媒に与えることができるものであり、前記検出用信号の出力ノードと前記電源との間を絶縁する絶縁部(8a、21)を有する信号生成部(8、62)と、
前記触媒に印加される電圧を検出する電圧検出部(9、72)と、
前記触媒に流れる電流を検出する電流検出部(10)と、
前記検出用信号が前記触媒に与えられる検出期間における前記電圧検出部による電圧の検出値および前記電流検出部による電流の検出値に基づいて前記触媒の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいて前記触媒の温度を推定する温度推定部(11)と、
を備え、
前記検出期間は、前記通電部による前記触媒への通電が停止されている期間であり、
前記信号生成部は、前記検出用信号の電圧または電流を複数段階に切り替え可能な構成である触媒温度算出装置。 - 前記複数段階のうちいずれか1つの段階を第1段階とするとともに、その第1段階とは異なる段階を第2段階としたとき、
前記温度推定部は、前記検出用信号の電圧または電流が前記第1段階に切り替えられた際における前記電圧検出部による電圧の検出値および前記第2段階に切り替えられた際における前記電圧検出部による電圧の検出値の差分と、前記検出用信号の電圧または電流が前記第2段階に切り替えられた際における前記電流検出部による電流の検出値および前記第2段階に切り替えられた際における前記電流検出部による電流の検出値の差分と、に基づいて前記触媒の直流抵抗を検出する請求項1に記載の触媒温度算出装置。 - さらに、前記通電部により前記触媒への通電が行われている期間において前記通電部から前記信号生成部へと流れる電流を阻止する逆流阻止部(13、26、52)を備える請求項1または2に記載の触媒温度算出装置。
- 前記電圧検出部(72)は、前記信号生成部と前記逆流阻止部との相互接続ノードの電圧から前記触媒に印加される電圧を検出する請求項3に記載の触媒温度算出装置。
- 前記温度推定部は、前記逆流阻止部による電圧降下を推定し、その推定結果も考慮して前記触媒の直流抵抗を検出する請求項4に記載の触媒温度算出装置。
- 前記逆流阻止部は、前記通電部と前記信号生成部との間に前記信号生成部側をアノードとして接続されたダイオード(26)を備える請求項3から5のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。
- 前記信号生成部は、前記通電部による前記触媒への通電が停止されている期間において前記通電部から前記信号生成部へと流れる逆リーク電流よりも大きい電流を有する前記検出用信号を前記触媒に与えることができる構成である請求項1から6のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。
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