JP2019004653A - Ｐｗｍ制御装置、スイッチング電源装置、画像形成装置、ｐｗｍ制御方法、及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することにある。【解決手段】第１三角波キャリア信号の位相角に対してπ［ｒａｄ］遅れた第２三角波キャリア信号を生成するカウンタＢ６５と、周波数指令値ｆｓに対する第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃの比率を表す逓倍数ｎに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ／２［ｒａｄ］まで、又は位相角が０［ｒａｄ］から３π／２［ｒａｄ］までに発生する第１三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数ｋを算出するキャリア数算出部６１と、キャリア数ｋに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ［ｒａｄ］までの第１位相角範囲、又は正弦波信号の位相角がπ［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］までの第２位相角範囲において比較器４５に与える三角波キャリア信号を第１三角波キャリア信号又は第２三角波キャリア信号に切替るキャリア制御部６２と、を備える。【選択図】図８

Description

本発明は、ＰＷＭ制御装置、スイッチング電源装置、画像形成装置、ＰＷＭ制御方法、及びプログラムに関する。

従来、画像形成装置では、ＰＷＭ制御装置と、電力変換装置とを備えたスイッチング電源装置を利用して高電圧を発生していた。
ＰＷＭ制御装置には、周波数指令値ｆｓに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算部４２と、三角波キャリア信号を生成するカウンタと、正弦波信号と三角波キャリア信号を比較することにより生成したＰＷＭ信号を電力変換装置に与える比較器と、を備えている。
従来の技術にあっては、基準となる正弦波信号の周期と、三角波キャリア信号（以降キャリア信号）の周期とが異なる（整数倍にならない）場合があり、正弦波信号から生成された同じ変調波であっても、周期毎のＰＷＭ駆動信号で表されるスイッチング位相の違いにより、出力正弦波のピーク部分の電圧が変動したときには、感光体の表面電位が一定にならないので、周波数干渉などの異常画像の要因となっていた。
また、正弦波信号の正ピーク部分と負ピーク部分との間に波形の違いがある場合、感光体の表面電位が一定にならず、これも異常画像の原因となっていた。
特許文献１には、電力変換装置においてビート現象（周波数干渉）を防止することを目的として、基準となる正弦波信号とキャリア信号とを同期させる方法が開示されている。

しかしながら、特許文献１にあっては、特定周波数時の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することができないため、感光体の表面電位が一定にならないという問題を解消できていない。
本発明の一実施形態は、上記に鑑みてなされたもので、その目的として、出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することにある。

上記課題を解決するたに、請求項１記載の発明は、周波数指令値ｆｓに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算部と、第１三角波キャリア信号を生成する第１カウンタと、前記正弦波信号と前記第１三角波キャリア信号を比較することにより生成したＰＷＭ信号を電力変換装置に与える比較器と、を備えるＰＷＭ制御装置であって、前記第１三角波キャリア信号の位相角に対してπ［ｒａｄ］遅れた第２三角波キャリア信号を生成する第２カウンタと、前記周波数指令値ｆｓに対する第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃの比率を表す逓倍数ｎに基づいて、前記正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ／２［ｒａｄ］まで、又は前記位相角が０［ｒａｄ］から３π／２［ｒａｄ］までに発生する前記第１三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数ｋを算出するキャリア数算出部と、前記キャリア数ｋに基づいて、前記正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ［ｒａｄ］までの第１位相角範囲、又は前記正弦波信号の位相角がπ［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］までの第２位相角範囲において前記比較器に与える三角波キャリア信号を前記第１三角波キャリア信号又は前記第２三角波キャリア信号に切替るキャリア制御部と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することができる。

本発明の第１実施形態に係る画像形成装置の基本的な構成を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置である帯電高圧電源と帯電ローラとの関係を示す図である。 従来のスイッチング電源装置である帯電高圧電源の構成を示す回路図である。 従来のＰＷＭ制御装置の構成を示すブロック図である。 図４に示す従来のＰＷＭ制御装置による正ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。 図４に示す従来のＰＷＭ制御装置による負ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。 図４に示す従来のＰＷＭ制御装置による正ピーク部分と負ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相の関係の一例を示すタイミングチャートある。 本発明の第１実施形態に係る画像形成装置に用いるＰＷＭ制御装置の構成を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る画像形成装置に用いるＰＷＭ制御装置の動作を示すフローチャートである。 図８に示すカウンタＡ及びカウンタＢの動作を示すシーケンス図である。 図８に示す切替部の具体的な回路図である。 （ａ）は図８に示すキャリア数算出処理を示すサブルーチンのフローチャートであり、（ｂ）は図８に示す選択命令生成部による選択命令生成処理について示すサブルーチンのフローチャートである。 図８に示すキャリア位相制御部によるキャリア位相制御処理について示すサブルーチンのフローチャートである。 本発明の第１実施形態に係る画像形成装置に用いるＰＷＭ制御装置により正ピーク部分の歪みを解消した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。 本発明の第１実施形態に係る画像形成装置に用いるＰＷＭ制御装置により負ピーク部分の歪みを解消した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。 図８に示すキャリア数算出部による算出結果と電圧歪みとの関係を示す図である。 図８に示す選択命令生成部による処理結果を示す図である。 図８に示すキャリア位相制御部による処理結果を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置である帯電高圧電源の構成を示す回路図である。

以下、本発明を図面に示した実施の形態により詳細に説明する。
本発明は、出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制するために、以下の構成を有する。
すなわち、本発明のＰＷＭ制御装置は、周波数指令値ｆｓに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算部と、第１三角波キャリア信号を生成する第１カウンタと、正弦波信号と第１三角波キャリア信号を比較することにより生成したＰＷＭ信号を電力変換装置に与える比較器と、を備えるＰＷＭ制御装置であって、第１三角波キャリア信号の位相角に対してπ［ｒａｄ］遅れた第２三角波キャリア信号を生成する第２カウンタと、周波数指令値ｆｓに対する第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃの比率を表す逓倍数ｎに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ／２［ｒａｄ］まで、又は位相角が０［ｒａｄ］から３π／２［ｒａｄ］までに発生する第１三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数ｋを算出するキャリア数算出部と、キャリア数ｋに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ［ｒａｄ］までの第１位相角範囲、又は正弦波信号の位相角がπ［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］までの第２位相角範囲において比較器に与える三角波キャリア信号を第１三角波キャリア信号又は第２三角波キャリア信号に切替るキャリア制御部と、を備えることを特徴とする。
以上の構成を備えることにより、出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することができる。
上記記載の本発明の特徴について、以下の図面を用いて詳細に解説する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
上記の本発明の特徴に関して、以下、図面を用いて詳細に説明する。

＜第１実施形態＞
＜画像形成装置＞
図１は、本発明の第１実施形態に係る画像形成装置１の基本的な構成を示す図である。
図１を参照して、画像形成装置における複写モードでの動作について簡単に説明する。
複写モードでは、原稿束がＡＤＦ２により、順に画像読み取り装置３に給送され、画像読み取り装置３により、各原稿から画像情報が読み取られる。
そして、原稿束から読み取られた画像情報は、画像処理手段を介して書き込みユニット４により光情報に変換され、感光体６は、帯電器により一様に帯電された後に書き込みユニット４からの光情報で露光されて静電潜像が形成される。
この感光体６上の静電潜像は、現像装置７により現像されてトナー像となる。このトナー像は、搬送ベルト８により記録媒体に転写され、定着装置９によりトナー像が記録媒体に定着されて、排出される。

＜帯電高圧電源と帯電ローラ＞
図２は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置である帯電高圧電源２０と帯電ローラ１１との関係を示す図である。
指令値発生器１５は、出力制御信号である電圧指令、及び周波数指令を帯電高圧電源２０に出力し、帯電高圧電源２０から出力される出力電流ＦＢ信号を入力する。
帯電高圧電源２０は、指令値発生器１５から入力される電圧指令、及び周波数指令に基づいて、高電圧、及び電流を発生して帯電ローラ１１に出力するとともに、出力電流ＦＢ信号を指令値発生器１５に出力する。
帯電ローラ１１は、帯電高圧電源２０が発生した高電圧、及び電流を感光体６に印加する。

＜帯電高圧電源＞
図３は、従来のスイッチング電源装置である帯電高圧電源の構成を示す回路図である。
電力変換装置３１Ａは、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、トランス３６の１次巻線Ｍ１との間に直流成分を除去するコンデンサＣ２を含むフィルタ回路３４を備えることを特徴とする。
ＰＷＭ制御装置３０Ａは、ＣＰＵ（central processing unit）３０Ａａ、ＲＯＭ（read only memory）３０Ａｂ、ＲＡＭ（random access memory）３０Ａｃ、ＡＤＣ（analog to digital converter）３０Ａｄを備えている。
ＣＰＵ３０Ａａは、ＲＯＭ３０ＡｂからオペレーティングシステムＯＳを読み出してＲＡＭ３０Ａｃ上に展開してＯＳを起動し、ＯＳ管理下において、ＲＯＭ３０Ａｂからアプリケーションソフトウエアのプログラム（処理モジュール）を読み出し、各種処理を実行する。
なお、ＰＷＭ制御装置３０Ａは、上述したソフトウエアによる各種処理に代わって、ＦＰＧＡ（field-programmable gate array）等を用いたハードウエアによる各種処理を実行してもよい。
ＰＷＭ制御装置３０Ａは、指令値発生器１５からの周波数指令、電圧指令、及び帯電高圧電源２０からの出力電流ＦＢ信号を受けて、ＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ駆動信号を電力変換装置３１Ａに出力する。
電力変換装置３１Ａは、ＰＷＭ制御装置３０Ａから与えられるＰＷＭ駆動信号をハーフブリッジ回路３２に入力し、フィルタ回路３４において正弦波状にフィルタリング、及び直流分除去コンデンサＣ２により直流分を除去し、トランス３６において高電圧に昇圧し、正弦波状の高電圧を出力する。
直流分除去コンデンサＣ２を含むフィルタ回路３４において、出力正弦波電圧の周期変動を抑制し、正ピーク部分の電圧と負ピーク部分の電圧とを同等にすることにより、感光体６の表面電位を一定に保つことができる。このため、特別な制御を行うことなく簡易に直流分除去が可能になる。

＜従来のＰＷＭ制御装置＞
図４は、従来のＰＷＭ制御装置３０Ａの構成を示すブロック図である。
従来のＰＷＭ制御装置３０Ａは、上述したように例えばＣＰＵ３０Ａａ、ＲＯＭ３０Ａｂ、ＲＡＭ３０Ａｃを有するマイコンにより構成されている。そして、ＰＷＭ制御装置３０Ａは、処理モジュールとして、キャリア・正弦波同期制御部４１、正弦波計算部４２、乗算部４３、加算部４４、比較器４５、オフセット４６、第１カウンタＡ４７、クロック４８、Ｖｐｐ制御演算部５１を備えている。
キャリア・正弦波同期制御部４１は、指令値発生器１５から入力された周波数指令値ｆｓ、第１カウンタＡ４７から入力された第１三角波キャリア信号Ａの周波数ｆｃに基づいて、第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃを周波数指令値ｆｓで除算した値である整数の逓倍数ｎを算出し、逓倍数ｎから角速度ωを算出して、角速度ωを正弦波計算部４２に与えることにより、第１三角波キャリア信号と正弦波信号Ａとを同期させる。

正弦波計算部４２は、角速度ωに従って正弦波（ｓｉｎωｔ）を計算する。これにより、カウンタＡ４７から出力されたキャリア信号Ａと、正弦波計算部４２から出力される正弦波信号（ｓｉｎωｔ）とを同期させることができる。
ｎ＝ｆｃ／ｆｓ （１）
ｆｓ＝ｆｃ／ｎ ［Ｈｚ］ （２）
ω＝２πｆｓ＝２πｆｃ／ｎ ［ｒａｄ／ｓ］ （３）
正弦波計算部４２は、指令値発生器１５から電圧指令を受け、また出力電圧ＦＢ情報をＡＤコンバータ５０においてディジタル変換された情報に基づいて、Ｖｐｐ制御演算部５１においてＶｐｐ（正弦波の電圧）制御を行う。

乗算部４３は、正弦波信号とＶｐｐ制御値を乗算し、加算部４４は、乗算結果をオフセット４６と加算し、
変調波ｙ＝Ｖｐｐ＊ｓｉｎωｔ＋ＯＦＦＳＥＴ （４）
を生成する。
カウンタＡ４７は、クロック４８をカウントし、三角波キャリア信号（搬送波）を生成し、比較器４５に出力する。
比較器４５は、変調波ｙと三角波キャリア信号とを比較し、ＰＷＭ信号を生成して、トランジスタＱ１に出力する。
また、反転器４９は、ＰＷＭ信号を反転してトランジスタＱ２に出力する。

＜従来の正ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相関係＞
図５は、図４に示す従来のＰＷＭ制御装置３０Ａによる正ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。
上述したように、比較器４５は、変調波ｙ（ｓｉｇ１）と三角波キャリア信号（ｓｉｇ２）とを比較し、ＰＷＭ信号を生成して、トランジスタＱ１にＨサイドのＰＷＭ信号（ｓｉｇ４）を出力し、また反転器４９は、ＰＷＭ信号を反転してトランジスタＱ２にＬサイドのＰＷＭ信号（ｓｉｇ５）を出力する。
このとき、図５に示すように、正ピーク部分のＨサイドのＰＷＭ信号（ｓｉｇ４）の位相について、区間ｔ１は”ＯＦＦ”となり、その間出力電圧は下降するために出力電圧は低下方向に歪むことになる。
しかし、図５に示すように負ピーク部分に関して、ＬサイドのＰＷＭ信号（ｓｉｇ５）の位相について区間ｔ２は”ＯＮ”となり、出力電圧の歪みは発生しない。
すなわち、出力電圧の正弦波（ｓｉｇ６）の正ピーク部分にのみ歪みが発生するため、感光体６の表面電位が一定にならないといった問題があった。

＜従来の負ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相関係＞
図６は、図４に示す従来のＰＷＭ制御装置３０Ａによる負ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。
図６に示すように、正ピーク部分のＨサイドのＰＷＭ信号の位相について区間ｔ１は”ＯＮ”となり、出力電圧の歪みは発生しない。
しかし、図６に示すように、負ピーク部分に関して、ＬサイドのＰＷＭ信号の位相について区間ｔ２は”ＯＦＦ”となり、その間出力電圧は下降するために出力電圧は増加方向に歪むことになる。
すなわち、出力電圧の正弦波の負ピーク部分にのみ歪みが発生するため、感光体６の表面電位が一定にならないといった問題があった。

＜従来の正ピーク部分と負ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相の関係＞
図７は、図４に示す従来のＰＷＭ制御装置３０Ａによる正ピーク部分と負ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相の関係の一例を示すタイミングチャートある。
図７に示すように、正ピーク部分のＨサイドのＰＷＭ信号の位相について区間ｔ１は”ＯＮ”となり、また、負ピーク部分に関して、ＬサイドのＰＷＭ信号の位相について区間ｔ２は”ＯＮ”となる。
つまり、正ピーク部分と負ピーク部分のＰＷＭ信号のＯＮ位相はｔ１＝ｔ２となるため、正ピーク部分と負ピーク部分とに電位差が発生せず、感光体６の表面電位は一定に保たれることになる。

＜本発明のＰＷＭ制御装置３０Ｂ＞
図８は、本発明の第１実施形態に係る画像形成装置に用いるＰＷＭ制御装置３０Ｂの構成を示す図である。
本発明の第１実施形態に係る画像形成装置は、図８に示すＰＷＭ制御装置３０Ｂの構成を図３に示すＰＷＭ制御装置３０に適用する。
本発明の実施形態に係るＰＷＭ制御装置３０Ｂは、上述したように例えばＣＰＵ３０Ａａ、ＲＯＭ３０Ａｂ、ＲＡＭ３０Ａｃを有するマイコンにより構成されている。そして、ＰＷＭ制御装置３０Ｂは、従来のＰＷＭ制御装置３０Ａに対して、処理モジュールとして、新たにキャリア数算出部６１、キャリア制御部６２、カウンタＢ６５、切替部６６を備えている。
キャリア数算出部６１は、第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃを周波数指令値ｆｓで除算した値である整数の逓倍数ｎを算出する。
キャリア数算出部６１は、周波数指令値ｆｓに対する第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃの比率を表す逓倍数ｎに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ／２［ｒａｄ］まで、又は位相角が０［ｒａｄ］から３π／２［ｒａｄ］までに発生する第１三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数ｋを算出する。
キャリア制御部６２は、キャリア数ｋに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ［ｒａｄ］までの第１位相角範囲、又は正弦波信号の位相角がπ［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］までの第２位相角範囲において比較器４５に与える三角波キャリア信号を第１三角波キャリア信号又は第２三角波キャリア信号に切替る。

キャリア制御部６２は、選択命令生成部６３、キャリア位相制御部６４、を備えている。
選択命令生成部６３は、キャリア数ｋに基づいて、ＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避するように、第１位相角範囲（０〜π［ｒａｄ］）において比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第１選択命令と、第２位相角範囲（π〜２π［ｒａｄ］）において比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第２選択命令との少なくとも一方を生成する。

選択命令生成部６３は、キャリア数ｋに基づいて、ＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれるか否かを予測する電圧歪み位相予測部６３ａを備え、選択命令生成部６３は、正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測される場合は、電圧歪みの発生を回避するように、第１位相角範囲において、比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第１選択命令、又は第２位相角範囲において、比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第２選択命令を生成する。
電圧歪み位相予測部６３ａは、キャリア数ｋの少数点第一位が０である場合にＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測し、或いはキャリア数ｋの少数点第一位が５である場合にＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の負ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測する。

選択命令生成部６３は、正ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測された場合は、第１位相角範囲（０〜π［ｒａｄ］）に対応して比較器４５に第２三角波キャリア信号を与えるように第２選択命令を生成し、かつ第２位相角範囲（π〜２π［ｒａｄ］）に対応して比較器４５に第１三角波キャリア信号を与えるように第１選択命令を生成する。
また、選択命令生成部６３は、負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測された場合は、第１位相角範囲に対応して比較器４５に第１三角波キャリア信号を与えるように第１選択命令を生成し、かつ第２位相角範囲に対応して比較器４５に第２三角波キャリア信号を与えるように第２選択命令を生成する。

キャリア位相制御部６４は、正弦波信号の位相角が第１位相角範囲（０〜π［ｒａｄ］）にある場合に第１選択命令に従った選択信号を生成し、正弦波信号の位相角が第２位相角範囲（π〜２π［ｒａｄ］）にある場合に第２選択命令に従った選択信号を生成する。
カウンタＢ６５は、クロック４８を計数して計数値Ｂを切替部６６に出力する。なお、カウンタＢ６５の計数値Ｂの位相角は、カウンタＡ４７の計数値Ａの位相角に対して、π［ｒａｄ］（１８０°）進んでいる。
切替部６６は、キャリア位相制御部６４からの指令を受け、カウンタＡ４７及びカウンタＢ６５の切り替えを行い、歪位相（正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれる位相）を回避することが可能な最適な三角波キャリア信号を比較器４５へ出力する。

＜フローチャート＞
図９は、本発明の第１実施形態に係る画像形成装置に用いるＰＷＭ制御装置３０Ｂの動作を示すフローチャートであり、起動から定常動作までの流れを示している。
ステップＳ５では、ＰＷＭ制御装置３０Ｂを構成するマイコンを起動する。この際、マイコン内に設けられた電子部品に電源が供給され、ＣＰＵがリセットされ、ＲＯＭからオペレーティングシステムＯＳを読み出してＲＡＭ上に展開してＯＳを起動し、ＯＳ管理下において、ＲＯＭからプログラムを読み出して各種処理を実行する。なお、ＣＰＵには基本クロックが入力されている。
ステップＳ１０では、ＣＰＵは、クロック動作開始処理を実行する。ＣＰＵは、クロック設定用レジスタに所望の分周周波数を設定して、クロック４８の動作を開始することで、基本クロックに同期したクロックがクロック４８から出力される。
ステップＳ１５では、ＣＰＵは、カウンタリセットタイミング決定処理を実行する。すなわち、ＣＰＵは、キャリア周波数を決定する。

ステップＳ２０では、ＣＰＵは、指令値発生器１５から出力制御信号として周波数指令ｆｓを受信する。
ステップＳ２５では、ＣＰＵは、キャリア逓倍数ｎを計算する。すなわち、キャリア・正弦波同期制御部４１は、指令値発生器１５から入力された周波数指令値ｆｓ、第１カウンタから入力された第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃに基づいて、第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃを周波数指令値ｆｓで除算した値である整数の逓倍数ｎを算出する。
ｎ＝ｆｃ／ｆｓ （５）
ステップＳ３０では、ＣＰＵは、角速度ωを計算する。すなわち、キャリア・正弦波同期制御部４１は、逓倍数ｎ、第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃに基づいて、角速度ωを計算する。
ｆｓ＝ｆｃ／ｎ ［Ｈｚ］ （６）
ω＝２πｆｓ＝２πｆｃ／ｎ ［ｒａｄ／ｓ］ （７）

以下、ステップＳ３５、ステップＳ４０では、並列処理を実行することとする。
ステップＳ３５では、ＣＰＵは、基準正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）の生成を開始する。すなわち、正弦波計算部４２は、角速度ωに従った正弦波信号（ｓｉｎωｔ）を計算する。これにより、カウンタＡ４７から出力されたキャリア信号Ａと、正弦波計算部４２から出力される正弦波信号（ｓｉｎωｔ）とを同期させることができる。

＜キャリア数算出処理＞
ステップＳ４０では、ＣＰＵは、キャリア数算出処理を実行するためサブルーチン（図１２（ａ））をコールする。
ここで、キャリア数算出部６１は、第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃを周波数指令値ｆｓで除算した値である整数の逓倍数ｎを算出する。
また、キャリア数算出部６１は、周波数指令値ｆｓに対する第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃの比率を表す逓倍数ｎに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ／２［ｒａｄ］までに発生する第１三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数ｋを算出する。
なお、キャリア数算出部６１は、周波数指令値ｆｓに対する第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃの比率を表す逓倍数ｎに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］から３π／２［ｒａｄ］までに発生する第１三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数ｋを算出するように構成してもよい。
図１２（ａ）は、図８に示すキャリア数算出処理（Ｓ４０）を示すサブルーチンのフローチャートである。
キャリア数算出処理について、詳しく説明する。なお、後述するケース（１）〜（４）の処理は、フローチャート上のステップＳ１０５、Ｓ１１０において実行される。
図５に示すケース（１）では、指令周波数１００Ｈｚに対し、キャリア周波数は２０００Ｈｚなので、変調波の１周期に含まれるキャリア信号の逓倍数ｎは、キャリア周波数を指令周波数で除算すると、例えば、
２０００／１００＝２０
であり、０〜π／２［ｒａｄ］（０°〜９０°）までの期間に入るキャリア数ｋは、
ｋ＝２０×（９０°／３６０°）＝５．００
となる。

図６に示すケース（２）では、指令周波数１１１Ｈｚに対し、キャリア周波数は２０００Ｈｚなので、変調波の１周期に含まれるキャリア信号の逓倍数ｎは、キャリア周波数を指令周波数で除算すると、例えば、
２０００／１１１≒１８
であり、０〜π／２［ｒａｄ］（０°〜９０°）までの期間に入るキャリア数ｋは、
ｋ＝１８×（９０°／３６０°）＝４．５０
となる。
図７に示すケース（３）では、指令周波数１０５Ｈｚに対し、キャリア周波数は２０００Ｈｚなので、変調波の１周期に含まれるキャリア信号の逓倍数ｎは、
２０００／１０５≒１９
であり、０〜π／２［ｒａｄ］（０°〜９０°）までの期間に入るキャリア数ｋは、
ｋ＝１９×（９０°／３６０°）＝４．７５
となる。

また、もう一つの例としてケース（４）では、指令周波数１１７Ｈｚに対し、キャリア周波数は２０００Ｈｚなので、変調波の１周期に含まれるキャリア信号の逓倍数ｎは、
２０００／１１７≒１７
であり、０〜π／２［ｒａｄ］（０°〜９０°）までの期間に入るキャリア数ｋは、
ｋ＝１７÷９０°／３６０＝４．２５
となる。
この時も上述した例と同様に、正ピーク部分と負ピーク部分のＰＷＭ信号の位相はｔ１＝ｔ２となるため、正ピーク部分と負ピーク部分に電位差は発生せず、感光体の表面電位は一定に保たれることになる。
つまり、キャリア数算出部６１は、キャリア周波数を指令周波数で除算した結果である逓倍数（整数倍）ｎの値に基づいて、キャリア数ｋを算出する。

図１６は、図８に示すキャリア数算出部６１による算出結果と電圧歪みとの関係を示す図であり、各ケースに対して、指令周波数、キャリア周波数、逓倍数ｎ、キャリア数ｋ、電圧出力歪み、及び参照図の関係を示す図である。
ケース（１）（２）では、キャリア数ｋの少数点以下の成分値がそれぞれ「０．００」「０．５０」であり、図５、図６に示すように、それぞれ正ピーク部分、負ピーク部分に電圧出力が歪むことが理解できる。
ケース（３）（４）では、キャリア数ｋの少数点以下の成分値がそれぞれ「０．７５」「０．２５」であり、図７、その他に示すようにそれぞれに電圧出力が歪まないことが理解できる。

＜選択命令生成処理＞
ステップＳ４５では、ＣＰＵは、選択命令生成処理を実行するためサブルーチン（図１２（ｂ））をコールする。
ここで、選択命令生成部６３は、キャリア数ｋに基づいて、ＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避するように、第１位相角範囲（０〜π［ｒａｄ］）において比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第１選択命令と、第２位相角範囲（π〜２π［ｒａｄ］）において比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第２選択命令との少なくとも一方を生成する。
また、選択命令生成部６３は、キャリア数ｋに基づいて、ＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれるか否かを予測する電圧歪み位相予測部６３ａを備え、正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測される場合は、電圧歪みの発生を回避するように、第１位相角範囲（０〜π［ｒａｄ］）において、比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第１選択命令、又は第２位相角範囲（π〜２π［ｒａｄ］）において、比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第２選択命令を生成する。
図１２（ｂ）は、図８に示す選択命令生成部６３による選択命令生成処理について示すサブルーチンのフローチャートである。
ステップＳ１６０では、ＣＰＵは、ｋ＝××．５か否かを判定する。すなわち、選択命令生成部６３は、キャリア数算出部６１により算出されたキャリア数ｋの少数点第一位が「５」であるか否かを判定する。
ステップＳ１６５では、ＣＰＵは、選択命令生成部６３は、ｋ＝××．０か否かを判定する。すなわち、選択命令生成部６３は、キャリア数ｋの少数点第一位が「０」であるか否かを判定する。

キャリア数ｋの少数点第一位が「２」又は「７」である場合、ステップＳ１７０では、選択命令生成部６３は、キャリア位相を切り替える必要がないと決定する。すなわち、常時、カウンタＡにより生成されたキャリア信号Ａを選択すればよい。
ステップＳ１７５では、選択命令生成部６３は、フラグ＝Ｆ１と設定して、メインルーチンに復帰（リターン）する。

キャリア数ｋの少数点第一位が「０」である場合、ステップＳ１８０では、選択命令生成部６３は、正弦波信号が０°〜１８０°の期間ではカウンタＢにより生成されたキャリア信号Ｂを選択するためのカウンタＢ選択命令と決定し、正弦波信号が１８０°〜３６０°の期間ではカウンタＡにより生成されたキャリア信号Ａを選択するためのカウンタＡ選択命令と決定する。
ステップＳ１８５では、選択命令生成部６３は、フラグ＝Ｆ２と設定して、メインルーチンに復帰（リターン）する。

キャリア数ｋの少数点第一位が「５」である場合、ステップＳ１９０では、選択命令生成部６３は、正弦波信号が０°〜１８０°の期間ではカウンタＡにより生成されたキャリア信号Ａを選択するためのカウンタＡ選択命令と決定し、正弦波信号が１８０°〜３６０°の期間ではカウンタＢにより生成されたキャリア信号Ｂを選択するためのカウンタＢ選択命令と決定する。
ステップＳ１８５では、選択命令生成部６３は、フラグ＝Ｆ３と設定して、メインルーチンに復帰（リターン）する。

図１７は、図８に示す選択命令生成部６３による処理結果を示す図であり、各ケースに対して、キャリア数ｋ、カウンタ切替無し、正弦波信号０〜π［ｒａｄ］（０°〜１８０°）、正弦波信号π〜２π［ｒａｄ］（１８０°〜３６０°）、フラグを示している。
ケース（１）では、キャリア数ｋが５．００である場合に、正弦波信号０〜π［ｒａｄ］（０°〜１８０°）においてカウンタＢを選択し、正弦波信号π〜２π［ｒａｄ］（１８０°〜３６０°）においてカウンタＡを選択する。
ケース（２）では、キャリア数ｋが４．５０である場合に、正弦波信号０〜π［ｒａｄ］（０°〜１８０°）においてカウンタＡを選択し、正弦波信号π〜２π［ｒａｄ］（１８０°〜３６０°）においてカウンタＢを選択する。
ケース（３）では、キャリア数ｋが４．７５である場合に、カウンタ切替が無く、正弦波信号０〜２π［ｒａｄ］（０°〜３６０°）においてカウンタＡを選択する。
ケース（４）では、キャリア数ｋが４．２５である場合に、カウンタ切替が無く、正弦波信号０〜２π［ｒａｄ］（０°〜３６０°）においてカウンタＡを選択する。

ステップＳ５０では、ＣＰＵは、キャリア生成（カウンタＡ動作）開始処理を実行する。すなわち、カウンタＡ４７は、クロック４８をカウントし、三角波キャリア信号（搬送波）を生成し、切替部６６に出力する。
ステップＳ５５では、ＣＰＵは、キャリア生成（カウンタＢ動作）開始処理を実行する。すなわち、カウンタＢ６５は、クロック４８を計数して計数値Ｂを切替部６６に出力する。なお、カウンタＢ６５の計数値Ｂの位相角は、カウンタＡ４７の計数値Ａの位相角に対して、π［ｒａｄ］（１８０°）進んでいる。

以下、ステップＳ６０、ステップＳ７０では、並列処理を実行することとする。
ステップＳ６０では、ＣＰＵは、指令値発生器１５から出力制御信号として電圧指令を受信する。すなわち、Ｖｐｐ制御演算部５１は、指令値発生器１５から電圧指令を受け、また出力電圧ＦＢ情報をＡＤコンバータ５０においてディジタル変換された情報からＶｐｐ制御値を計算し、乗算部４３をＶｐｐ制御値に与える。
ステップＳ６５では、ＣＰＵは、変調波計算処理を実行する。すなわち、乗算部４３は、正弦波信号とＶｐｐ制御値を乗算し、加算部４４は、乗算結果をオフセット４６と加算し、
変調波ｙ＝Ｖｐｐ＊ｓｉｎωｔ＋ＯＦＦＳＥＴ （８）
を生成する。

＜キャリア位相制御処理＞
ステップＳ７０では、ＣＰＵは、キャリア位相制御処理を実行するためサブルーチン（図１３）をコールする。
ここで、キャリア位相制御部６４は、正弦波信号の位相角が第１位相角範囲（０〜π［ｒａｄ］）にある場合に第１選択命令に従った選択信号を生成し、正弦波信号の位相角が第２位相角範囲（π〜２π［ｒａｄ］）にある場合に第２選択命令に従った選択信号を生成する。
図１３は、図８に示すキャリア位相制御部６４によるキャリア位相制御処理について示すサブルーチンのフローチャートである。
正弦波信号の角速度（ωｔ）を監視し、選択命令生成部６３から入力したフラグにより指定されるカウンタ選択命令に従って切替部６６を切替る。
ステップＳ２１０では、キャリア位相制御部６４は、正弦波計算部４２により生成されている正弦波信号ｓｉｎωｔを入力する。
ステップＳ２１５では、キャリア位相制御部６４は、正弦波信号ｓｉｎωｔの角速度（ωｔ）が、
ωｔ＝π〜２π
すなわち、角速度が１８０°〜３６０°の期間に入っているか否かを判定する。
ここで、角速度（ωｔ）がπ〜２πの範囲にある場合にステップＳ２２５に進む。一方、角速度（ωｔ）がπ〜２πの範囲にない場合（０〜π）にステップＳ２２０に進む。

正弦波信号の角速度が０〜π（０°〜１８０°）の期間に入っている場合に、ステップＳ２２０では、キャリア位相制御部６４は、選択命令生成部６３から入力したフラグによりカウンタＡ選択命令を受けているか否かを判定する。
一方、正弦波信号の角速度がπ〜２π（１８０°〜３６０°）の期間に入っている場合に、ステップＳ２２５では、キャリア位相制御部６４は、選択命令生成部６３から入力したフラグによりカウンタＡ選択命令を受けているか否かを判定する。

フラグによりカウンタＡ選択命令を受けている場合に、ステップＳ２３０では、キャリア位相制御部６４は、カウンタＡから出力されるキャリアを選択（キャリア選択）するために切替信号Ｓ０（ｓｉｇ３）＝０に設定する。
一方、カウンタＢ選択命令を受けている場合に、ステップＳ２３５では、キャリア位相制御部６４は、カウンタＢを選択するために切替信号Ｓ０（ｓｉｇ３）＝１に設定する。
図１８では、図８に示すキャリア位相制御部６４による処理結果を示す図であり、各フラグに対して、正弦波信号（０°〜１８０°）、正弦波信号（１８０°〜３６０°）での切替信号Ｓ０（ｓｉｇ３）を示している。
キャリア位相制御部６４は、正弦波信号の角速度の範囲に応じて切替信号Ｓ０（ｓｉｇ３）を切替部６６に出力する。切替部６６では、カウンタＡ４７からキャリア信号Ａを入力しており、同時にカウンタＢ６５からキャリア信号Ｂを入力しており、キャリア位相制御部６４から入力された切替信号Ｓ０に応じて選択されたキャリア信号を比較器４５に出力する。

ステップＳ７５では、ＣＰＵは、カウンタ切替処理を実行する。すなわち、切替部６６は、キャリア位相制御部６４からの指令を受け、カウンタＡ４７及びカウンタＢ６５の切り替えを行い、歪位相（正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれる位相）を回避することが可能な最適な三角波キャリア信号を比較器４５へ出力する。
ステップＳ８０では、ＣＰＵは、キャリア比較処理を実行するとともに、ＰＷＭ信号出力処理を実行する。すなわち、比較器４５は、変調波ｙと三角波キャリア信号とを比較し、ＰＷＭ信号を生成して、トランジスタＱ１に出力する。また、反転器４９は、ＰＷＭ信号を反転してトランジスタＱ２に出力する。

これに応じて、電力変換装置３１Ａでは、ＰＷＭ制御装置３０Ａから与えられるＰＷＭ駆動信号をハーフブリッジ回路３２に入力し、ハーフブリッジ回路３２においてＰＷＭ信号に従って正弦波状のエンベロープを有する電力パルス信号を生成し、フィルタ回路３４において電力パルス信号を正弦波状にフィルタリングし、及び直流分除去コンデンサＣ２により直流分を除去し、トランス３６において高電圧に昇圧し、正弦波状の高電圧を出力する。
ステップＳ８５では、ＣＰＵは、指令値発生器１５から出力制御信号として停止命令を受信したか否かを判定する。停止命令を受信した場合にはステップＳ２０に進む。一方、停止命令を受信しなかった場合にはステップＳ６０、ステップＳ７０に進む。

＜カウンタＡ４７及びカウンタＢ６５のシーケンス図＞
図１０は、図８に示すカウンタＡ４７及びカウンタＢ６５の動作を示すシーケンス図である。
カウンタＡとカウンタＢの位相差はπ［ｒａｄ］（１８０°）に設定されている。
カウンタＢ６５の計数値Ｂ（ｓｉｇ２Ｂ）の位相角は、カウンタＡ４７の計数値Ａ（ｓｉｇ２Ａ）の位相角に対して、π［ｒａｄ］（１８０°）進んでいる。

＜切替部＞
図１１は、図８に示す切替部６６の具体的な回路図である。
切替部６６は、キャリア信号Ａが入力データｄ０として入力され、キャリア信号Ｂが入力データｄ１として入力され、選択信号Ｓ０に応じて出力データをｄ０またはｄ１に切替るマルチプレクサにより構成されており、図５に示すキャリア位相制御部６４からの選択信号Ｓ０（ｓｉｇ３）が“０”である場合はカウンタＡ４７の値を出力し、選択信号が”１”である場合はカウンタＢ６５値を比較器４５へ出力する。

＜本発明により正ピーク部分の歪みを解消した時のキャリア信号と変調波との位相関係＞
図１４は、本発明の第１実施形態に係る画像形成装置に用いるＰＷＭ制御装置３０Ｂにより正ピーク部分の歪みを解消した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。
図１４では、図８、図９に示す制御を行うことにより正ピーク部分の歪みを解消したものである。
この場合、指令周波数１００Ｈｚに対し、キャリア周波数は２０００Ｈｚなので、変調波１周期に含まれるキャリア信号の逓倍数は２０００／１００＝２０であり、９０°時のキャリア数は、
２０÷９０°／３６０°＝５．００
となる。
図１４に示すように、９０°時のスイッチング位相を予測計算し、図１０で示したカウンタＡ、カウンタＢを図１２に示した判定基準において図１１に示した切替部６６を動作させることにより、正弦波（ｓｉｇ１）の位相に応じてキャリア信号を切り替えることができ、図１５に示す出力正弦波（ｓｉｇ６）の正ピーク部分と負ピーク部分のＯＮ時間ｔ１、ｔ２を同様（ｔ１＝ｔ２）にすることができる。
従って、感光体６の表面電位を一定にすることができ、異常画像を防止することができる。

＜本発明により負ピーク部分の歪みを解消した時のキャリア信号と変調波との位相関係＞
図１５は、本発明の第１実施形態に係る画像形成装置に用いるＰＷＭ制御装置３０Ｂにより負ピーク部分の歪みを解消した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。
図１５は、図８、図９に示す制御を行うことにより負ピーク部分の歪みを解消したものである。
この場合、指令周波数１１１Ｈｚに対し、キャリア周波数は２０００Ｈｚなので、変調波１周期に含まれるキャリア信号の逓倍数は２０００／１１１≒１８であり、９０°時のキャリア数は、
１８÷９０°／３６０°＝４．５０
となる。
図１４に示すように、９０°時のスイッチング位相を予測計算し、図１０で示したカウンタＡ、カウンタＢを図１２に示した判定基準において図１１に示した切替部６６を動作させることにより、正弦波（ｓｉｇ１）の位相に応じてキャリア信号を切り替えることができ、図１５に示す出力正弦波（ｓｉｇ６）の正ピーク部分と負ピーク部分のＯＮ時間ｔ１、ｔ２を同様（ｔ１＝ｔ２）にすることができる。
従って、感光体６の表面電位を一定にすることができ、従来技術のような異常画像の発生を防止することができる。

以上のように、正弦波信号（ｓｉｇ１）の位相角が０［ｒａｄ］からπ／２［ｒａｄ］まで、又は位相角が０［ｒａｄ］から３π／２［ｒａｄ］までに発生する第１三角波キャリア信号（ｓｉｇ２Ａ）の個数を表すキャリア数ｋに基づいて、正弦波信号（ｓｉｇ１）の位相角が０［ｒａｄ］からπ［ｒａｄ］までの第１位相角範囲、又は正弦波信号（ｓｉｇ１）の位相角がπ［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］までの第２位相角範囲において比較器４５に与える三角波キャリア信号を第１三角波キャリア信号（ｓｉｇ２Ａ）又は第２三角波キャリア信号（ｓｉｇ２Ｂ）に切替ることで、電力変換装置３１により発生される出力正弦波（ｓｉｇ６）の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することができる。

＜第２実施形態＞
図１９は、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置である帯電高圧電源の構成を示す回路図である。
第２実施形態では、電力変換装置３１は、直流電源の両極端子に直列接続された一対のコンデンサＣ１２，Ｃ１３を備え、一対のスイッチング素子は、第１トランジスタＱ１、及び第２トランジスタＱ２を備え、第１トランジスタＱ１のソース端子が直流電源の正極端子に接続され、第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２のドレイン端子同士が共通接続され、ドレイン端子がローパスフィルタ７２を介して１次巻線Ｍ１の端子に接続され、第２トランジスタＱ２のソース端子が一対のコンデンサＣ１２，Ｃ１３の共通接続点である中点、及び１次巻線Ｍ１の他端子に接続されることを特徴とする。
ＰＷＭ制御装置３０Ｂは、指令値発生器１５からの周波数指令、電圧指令、及び帯電高圧電源２０からの出力電流ＦＢ信号を受けて、ＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ駆動信号を電力変換装置３１Ａに出力する。
電力変換装置３１Ａは、ＰＷＭ制御装置３０Ａから与えられるＰＷＭ駆動信号をハーフブリッジ回路３２に入力し、中点生成コンデンサ７１においてコンデンサＣ１２，Ｃ１３の接続点で中点電位を生成し、ハーフブリッジ回路３２においてＰＷＭ信号に従って正弦波状のエンベロープを有する電力パルス信号を生成し、ローパスフィルタ７２において電力パルス信号を正弦波状にフィルタリングし、トランス３６において高電圧に昇圧し、正弦波状の高電圧を出力する。
中点生成コンデンサ７１において、出力正弦波電圧の周期変動を抑制し、正ピーク部分の電圧と負ピーク部分の電圧を同等とすることにより、感光体６の表面電位を一定に保つことができる。このため、直流分の制御が可能になる。

＜本実施形態の態様例の作用、効果のまとめ＞
＜第１態様＞
本態様のＰＷＭ制御装置３０Ｂは、周波数指令値ｆｓに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算部４２と、第１三角波キャリア信号を生成するカウンタＡ４７（第１カウンタ）と、正弦波信号と第１三角波キャリア信号を比較することにより生成したＰＷＭ信号を電力変換装置３１に与える比較器４５と、を備えるＰＷＭ制御装置３０Ｂであって、第１三角波キャリア信号の位相角に対してπ［ｒａｄ］遅れた第２三角波キャリア信号を生成するカウンタＢ６５（第２カウンタ）と、周波数指令値ｆｓに対する第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃの比率を表す逓倍数ｎに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ／２［ｒａｄ］まで、又は位相角が０［ｒａｄ］から３π／２［ｒａｄ］までに発生する第１三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数ｋを算出するキャリア数算出部６１と、キャリア数ｋに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ［ｒａｄ］までの第１位相角範囲、又は正弦波信号の位相角がπ［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］までの第２位相角範囲において比較器４５に与える三角波キャリア信号を第１三角波キャリア信号又は第２三角波キャリア信号に切替るキャリア制御部６２と、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ／２［ｒａｄ］まで、又は位相角が０［ｒａｄ］から３π／２［ｒａｄ］までに発生する第１三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数ｋに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ［ｒａｄ］までの第１位相角範囲、又は正弦波信号の位相角がπ［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］までの第２位相角範囲において比較器４５に与える三角波キャリア信号を第１三角波キャリア信号又は第２三角波キャリア信号に切替ることで、電力変換装置３１により発生される出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することができる。

＜第２態様＞
本態様のキャリア制御部６２は、キャリア数ｋに基づいて、ＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避するように、第１位相角範囲において比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第１選択命令と、第２位相角範囲において比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第２選択命令との少なくとも一方を生成する選択命令生成部６３と、正弦波信号の位相角が第１位相角範囲にある場合に第１選択命令に従った選択信号を生成し、正弦波信号の位相角が第２位相角範囲にある場合に第２選択命令に従った選択信号を生成するキャリア位相制御部６４と、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、キャリア数ｋに基づいて、ＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避するように、第１位相角範囲において比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第１選択命令と、第２位相角範囲において比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第２選択命令との少なくとも一方を生成し、正弦波信号の位相角が第１位相角範囲にある場合に第１選択命令に従った選択信号を生成し、正弦波信号の位相角が第２位相角範囲にある場合に第２選択命令に従った選択信号を生成するので、ＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避することができる。

＜第３態様＞
本態様の選択命令生成部６３は、キャリア数ｋに基づいて、ＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれるか否かを予測する電圧歪み位相予測部６３ａを備え、選択命令生成部６３は、正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測される場合は、電圧歪みの発生を回避するように、第１位相角範囲において、比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第１選択命令、又は第２位相角範囲において、比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第２選択命令を生成することを特徴とする。
本態様によれば、正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測される場合は、電圧歪みの発生を回避するように、第１位相角範囲において、比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第１選択命令、又は第２位相角範囲において、比較器４５に与える三角波キャリア信号を指定する第２選択命令を生成することで、正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測される場合に電圧歪みの発生を回避することができる。

＜第４態様＞
本態様の電圧歪み位相予測部６３ａは、キャリア数ｋの少数点第一位が０である場合にＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測し、或いはキャリア数ｋの少数点第一位が５である場合にＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の負ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測することを特徴とする。
本態様によれば、キャリア数ｋの少数点第一位が０である場合にＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測し、或いはキャリア数ｋの少数点第一位が５である場合にＰＷＭ信号の位相に応じて電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の負ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測することで、電力変換装置３１により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、或いは負ピーク部分に電圧歪みが含まれることを予測することができる。

＜第５態様＞
本態様の選択命令生成部６３は、正ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測された場合は、第１位相角範囲に対応して比較器４５に第２三角波キャリア信号を与えるように第２選択命令を生成し、かつ第２位相角範囲に対応して比較器４５に第１三角波キャリア信号を与えるように第１選択命令を生成することを特徴とする。
本態様によれば、正ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測された場合は、第１位相角範囲に対応して比較器４５に第２三角波キャリア信号を与えるように第２選択命令を生成し、かつ第２位相角範囲に対応して比較器４５に第１三角波キャリア信号を与えるように第１選択命令を生成することで、電力変換装置３１により発生される出力正弦波の正ピークにおける波形歪を抑制することができる。

＜第６態様＞
本態様の選択命令生成部６３は、負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測された場合は、第１位相角範囲に対応して比較器４５に第１三角波キャリア信号を与えるように第１選択命令を生成し、かつ第２位相角範囲に対応して比較器４５に第２三角波キャリア信号を与えるように第２選択命令を生成することを特徴とする。
本態様によれば、負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測された場合は、第１位相角範囲に対応して比較器４５に第１三角波キャリア信号を与えるように第１選択命令を生成し、かつ第２位相角範囲に対応して比較器４５に第２三角波キャリア信号を与えるように第２選択命令を生成することで、電力変換装置３１により発生される出力正弦波の負ピーク部分における波形歪を抑制することができる。

＜第７態様＞
本態様のキャリア数算出部６１は、第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃを周波数指令値ｆｓで除算した値である整数の逓倍数ｎを算出することを特徴とする。
本態様によれば、第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃを周波数指令値ｆｓで除算した値である整数の逓倍数ｎを算出することで、周波数指令値ｆｓの逓倍数ｎの第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃを発生することができる。

＜第８態様＞
本態様のＰＷＭ制御装置３０Ｂは、指令値発生器１５から入力された周波数指令値ｆｓ、第１カウンタから入力された第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃに基づいて、第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃを周波数指令値ｆｓで除算した値である整数の逓倍数ｎを算出し、逓倍数ｎから角速度ωを算出して、角速度ωを正弦波計算部４２に与えることにより、第１三角波キャリア信号と正弦波信号とを同期させるキャリア・正弦波同期制御部４１を備えることを特徴とする。
本態様によれば、第１三角波キャリア信号と正弦波信号とを同期させることができる。

＜第９態様＞
本態様のスイッチング電源装置３０は、第１態様乃至第８態様記載の何れか一つに記載のＰＷＭ制御装置３０Ｂと、電力変換装置３１と、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、電力変換装置３１により発生される出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することができる。

＜第１０態様＞
本態様の電力変換装置３１は、直流電源に接続され、ＰＷＭ制御装置３０Ｂにより生成されたＰＷＭ信号により交互にＯＮ／ＯＦＦする一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にＯＮ／ＯＦＦすることにより直流電源から供給される電力を磁気エネルギに変換する１次巻線Ｍ１、１次巻線Ｍ１に磁気結合して磁気エネルギを誘起する２次巻線Ｍ２を有するトランス３６と、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、ＰＷＭ信号により一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にＯＮ／ＯＦＦすることにより直流電源から供給される電力を１次巻線Ｍ１において磁気エネルギに変換し、１次巻線Ｍ１に磁気結合して磁気エネルギを２次巻線Ｍ２に誘起することで、正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪が抑制された出力正弦波を発生することができる。

＜第１１態様＞
本態様の電力変換装置３１Ａ（図３）は、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、トランス３６の１次巻線Ｍ１との間に直流成分を除去するコンデンサＣ２を含むフィルタ回路３４を備えることを特徴とする。
本態様によれば、直流成分を除去するコンデンサを含むフィルタ回路により、出力正弦波電圧の周期変動を抑制し、正ピーク部分の電圧と負ピーク部分の電圧とを同等にすることができる。この結果、電力変換装置３１Ａから出力される出力正弦波電圧の直流成分を除去することができる。

＜第１２態様＞
本態様の電力変換装置３１Ｂ（図１９）は、直流電源の両極端子に直列接続された一対のコンデンサＣ１２，Ｃ１３を備え、一対のスイッチング素子は、第１トランジスタＱ１、及び第２トランジスタＱ２を備え、第１トランジスタＱ１のソース端子が直流電源の正極端子に接続され、第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２のドレイン端子同士が共通接続され、ドレイン端子がローパスフィルタ７２を介して１次巻線Ｍ１の端子に接続され、第２トランジスタＱ２のソース端子が一対のコンデンサＣ１２，Ｃ１３の共通接続点である中点、及び１次巻線Ｍ１の他端子に接続されることを特徴とする。
本態様によれば、第２トランジスタＱ２のソース端子を、一対のコンデンサＣ１２，Ｃ１３の共通接続点である中点、及び１次巻線Ｍ１の他端子に接続することで、一対のコンデンサＣ１２，Ｃ１３の中点において出力正弦波電圧の周期変動を抑制するので、正ピーク部分の電圧と負ピーク部分の電圧とを同等とすることができる。この結果、電力変換装置３１Ｂから出力される直流成分の制御が可能になる。

＜第１３態様＞
本態様の画像形成装置は、第９態様乃至第１２態様の何れか一つに記載のスイッチング電源装置と、トランス３６の２次巻線Ｍ２に接続された帯電ローラ１１（帯電部材）と、帯電ローラ１１に対向する感光体６と、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪が抑制された出力正弦波を発生して、帯電ローラ１１を介して感光体６に印加することができるので、安定した電圧歪みがない正弦波電圧により感光体の表面電位を一定に保つことができる。

＜第１４態様＞
本態様のＰＷＭ制御方法は、周波数指令値ｆｓに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算ステップと、第１三角波キャリア信号を生成する第１カウンタステップと、正弦波信号と第１三角波キャリア信号を比較することにより生成したＰＷＭ信号を電力変換装置３１に与える比較ステップと、を実行するＰＷＭ制御方法であって、第１三角波キャリア信号の位相角に対してπ［ｒａｄ］遅れた第２三角波キャリア信号を生成する第２カウンタステップと、周波数指令値ｆｓに対する第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃの比率を表す逓倍数ｎに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ／２［ｒａｄ］まで、又は位相角が０［ｒａｄ］から３π／２［ｒａｄ］までに発生する第１三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数ｋを算出するキャリア数算出ステップと、キャリア数ｋに基づいて、正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ［ｒａｄ］までの第１位相角範囲、又は正弦波信号の位相角がπ［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］までの第２位相角範囲において比較器４５に与える三角波キャリア信号を第１三角波キャリア信号又は第２三角波キャリア信号に切替る三角波キャリア制御ステップと、を実行することを特徴とする。
第１４態様の作用、及び効果は第１態様と同様であるので、その説明を省略する。

＜第１５態様＞
本態様のプログラムは、請求項１４記載のＰＷＭ制御方法における各ステップをプロセッサに実行させることを特徴とする。
本態様によれば、各ステップをプロセッサに実行させることができる。

１…画像形成装置、６…感光体、７…現像装置、８…搬送ベルト、９…定着装置、１１…帯電ローラ、１５…指令値発生器、２０…帯電高圧電源、３０…スイッチング電源装置、３０Ｂ…ＰＷＭ制御装置、３１…電力変換装置、３２…ハーフブリッジ回路、３４…フィルタ回路、３６…トランス、４１…キャリア・正弦波同期制御部、４２…正弦波計算部、４３…乗算部、４４…加算部、４５…比較器、４６…オフセット、４７…カウンタＡ、４８…クロック、４９…反転器、５０…ＡＤコンバータ、５１…Ｖｐｐ制御演算部、６１…キャリア数算出部、６２…キャリア制御部、６３…選択命令生成部、６３ａ…電圧歪み位相予測部、６４…キャリア位相制御部、６５…カウンタＢ、６６…切替部、７１…中点生成コンデンサ、７２…ローパスフィルタ、Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子Ｑ、Ｃ１２，Ｃ１３…コンデンサＣ、Ｃ２…直流分除去コンデンサ

特開平８−２５１９３０号公報

Claims (15)

1. 周波数指令値ｆｓに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算部と、
   第１三角波キャリア信号を生成する第１カウンタと、
   前記正弦波信号と前記第１三角波キャリア信号を比較することにより生成したＰＷＭ信号を電力変換装置に与える比較器と、を備えるＰＷＭ制御装置であって、
   前記第１三角波キャリア信号の位相角に対してπ［ｒａｄ］遅れた第２三角波キャリア信号を生成する第２カウンタと、
   前記周波数指令値ｆｓに対する第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃの比率を表す逓倍数ｎに基づいて、前記正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ／２［ｒａｄ］まで、又は前記位相角が０［ｒａｄ］から３π／２［ｒａｄ］までに発生する前記第１三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数ｋを算出するキャリア数算出部と、
   前記キャリア数ｋに基づいて、前記正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ［ｒａｄ］までの第１位相角範囲、又は前記正弦波信号の位相角がπ［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］までの第２位相角範囲において前記比較器に与える三角波キャリア信号を前記第１三角波キャリア信号又は前記第２三角波キャリア信号に切替るキャリア制御部と、を備えることを特徴とするＰＷＭ制御装置。
2. 前記キャリア制御部は、
   前記キャリア数ｋに基づいて、前記ＰＷＭ信号の位相に応じて前記電力変換装置により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避するように、前記第１位相角範囲において前記比較器に与える前記三角波キャリア信号を指定する第１選択命令と、前記第２位相角範囲において前記比較器に与える前記三角波キャリア信号を指定する第２選択命令との少なくとも一方を生成する選択命令生成部と、
   前記正弦波信号の位相角が前記第１位相角範囲にある場合に第１選択命令に従った選択信号を生成し、前記正弦波信号の位相角が前記第２位相角範囲にある場合に第２選択命令に従った選択信号を生成するキャリア位相制御部と、を備えることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ制御装置。
3. 前記選択命令生成部は、
   前記キャリア数ｋに基づいて、前記ＰＷＭ信号の位相に応じて前記電力変換装置により発生される正弦波電圧の正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれるか否かを予測する電圧歪み位相予測部を備え、
   前記選択命令生成部は、前記正ピーク部分又は前記負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測される場合は、電圧歪みの発生を回避するように、前記第１位相角範囲において、前記比較器に与える前記三角波キャリア信号を指定する第１選択命令、又は前記第２位相角範囲において、前記比較器に与える前記三角波キャリア信号を指定する第２選択命令を生成することを特徴とする請求項２記載のＰＷＭ制御装置。
4. 前記電圧歪み位相予測部は、
   前記キャリア数ｋの少数点第一位が０である場合に前記ＰＷＭ信号の位相に応じて前記電力変換装置により発生される正弦波電圧の正ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測し、或いは前記キャリア数ｋの少数点第一位が５である場合に前記ＰＷＭ信号の位相に応じて前記電力変換装置により発生される正弦波電圧の負ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測することを特徴とする請求項３記載のＰＷＭ制御装置。
5. 前記選択命令生成部は、前記正ピーク部分に前記電圧歪みが含まれると予測された場合は、前記第１位相角範囲に対応して前記比較器に前記第２三角波キャリア信号を与えるように第２選択命令を生成し、かつ前記第２位相角範囲に対応して前記比較器に前記第１三角波キャリア信号を与えるように第１選択命令を生成することを特徴とする請求項２記載のＰＷＭ制御装置。
6. 前記選択命令生成部は、前記負ピーク部分に前記電圧歪みが含まれると予測された場合は、前記第１位相角範囲に対応して前記比較器に前記第１三角波キャリア信号を与えるように第１選択命令を生成し、かつ前記第２位相角範囲に対応して前記比較器に前記第２三角波キャリア信号を与えるように第２選択命令を生成することを特徴とする請求項２記載のＰＷＭ制御装置。
7. 前記キャリア数算出部は、前記第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃを周波数指令値ｆｓで除算した値である整数の逓倍数ｎを算出することを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ制御装置。
8. 指令値発生器から入力された周波数指令値ｆｓ、前記第１カウンタから入力された第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃに基づいて、前記第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃを周波数指令値ｆｓで除算した値である整数の逓倍数ｎを算出し、前記逓倍数ｎから角速度ωを算出して、前記角速度ωを前記正弦波計算部４２に与えることにより、前記第１三角波キャリア信号と前記正弦波信号とを同期させるキャリア・正弦波同期制御部を備えることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ制御装置。
9. 請求項１乃至８記載の何れか一項記載のＰＷＭ制御装置と、
   電力変換装置と、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
10. 前記電力変換装置は、
    直流電源に接続され、前記ＰＷＭ制御装置により生成されたＰＷＭ信号により交互にＯＮ／ＯＦＦする一対のスイッチング素子と、
    前記一対のスイッチング素子が交互にＯＮ／ＯＦＦすることにより前記直流電源から供給される電力を磁気エネルギに変換する１次巻線、前記１次巻線に磁気結合して磁気エネルギを誘起する２次巻線を有するトランスと、を備えることを特徴とする請求項９記載のスイッチング電源装置。
11. 前記一対のスイッチング素子と、前記トランスの１次巻線との間に直流成分を除去するコンデンサを含むフィルタ回路を備えることを特徴とする請求項１０記載のスイッチング電源装置。
12. 前記直流電源の両極端子に直列接続された一対のコンデンサを備え、
    前記一対のスイッチング素子は、第１トランジスタ、及び第２トランジスタを備え、
    前記第１トランジスタのソース端子が前記直流電源の正極端子に接続され、
    前記第１トランジスタと前記第２トランジスタのドレイン端子同士が共通接続され、
    前記ドレイン端子がローパスフィルタを介して１次巻線の端子に接続され、
    前記第２トランジスタのソース端子が前記一対のコンデンサの共通接続点である中点、及び前記１次巻線の他端子に接続されることを特徴とする請求項１０記載のスイッチング電源装置。
13. 請求項９乃至１２記載の何れか一項記載のスイッチング電源装置と、
    前記トランスの２次巻線に接続された帯電部材と、
    前記帯電部材に対向する感光体と、を備えることを特徴とする画像形成装置。
14. 周波数指令値ｆｓに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算ステップと、
    第１三角波キャリア信号を生成する第１カウンタステップと、
    前記正弦波信号と前記第１三角波キャリア信号を比較することにより生成したＰＷＭ信号を電力変換装置に与える比較ステップと、を実行するＰＷＭ制御方法であって、
    前記第１三角波キャリア信号の位相角に対してπ［ｒａｄ］遅れた第２三角波キャリア信号を生成する第２カウンタステップと、
    前記周波数指令値ｆｓに対する第１三角波キャリア信号の周波数ｆｃの比率を表す逓倍数ｎに基づいて、前記正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ／２［ｒａｄ］まで、又は前記位相角が０［ｒａｄ］から３π／２［ｒａｄ］までに発生する前記第１三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数ｋを算出するキャリア数算出ステップと、
    前記キャリア数ｋに基づいて、前記正弦波信号の位相角が０［ｒａｄ］からπ［ｒａｄ］までの第１位相角範囲、又は前記正弦波信号の位相角がπ［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］までの第２位相角範囲において前記比較器に与える三角波キャリア信号を前記第１三角波キャリア信号又は前記第２三角波キャリア信号に切替る三角波キャリア制御ステップと、を実行することを特徴とするＰＷＭ制御方法。
15. 請求項１４記載のＰＷＭ制御方法における各ステップをプロセッサに実行させることを特徴とするプログラム。

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