JP2019004653A - Pwm制御装置、スイッチング電源装置、画像形成装置、pwm制御方法、及びプログラム - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 25
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 title 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 47
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims abstract description 7
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 39
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 32
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 21
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 20
- 230000004044 response Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 19
- 108091008695 photoreceptors Proteins 0.000 description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 5
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 4
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 2
- 101100228149 Drosophila melanogaster Trl gene Proteins 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- G03G—ELECTROGRAPHY; ELECTROPHOTOGRAPHY; MAGNETOGRAPHY
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-
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- G03G15/00—Apparatus for electrographic processes using a charge pattern
- G03G15/50—Machine control of apparatus for electrographic processes using a charge pattern, e.g. regulating differents parts of the machine, multimode copiers, microprocessor control
- G03G15/5004—Power supply control, e.g. power-saving mode, automatic power turn-off
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H—ELECTRICITY
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- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
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- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
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Abstract
Description
PWM制御装置には、周波数指令値fsに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算部42と、三角波キャリア信号を生成するカウンタと、正弦波信号と三角波キャリア信号を比較することにより生成したPWM信号を電力変換装置に与える比較器と、を備えている。
従来の技術にあっては、基準となる正弦波信号の周期と、三角波キャリア信号(以降キャリア信号)の周期とが異なる(整数倍にならない)場合があり、正弦波信号から生成された同じ変調波であっても、周期毎のPWM駆動信号で表されるスイッチング位相の違いにより、出力正弦波のピーク部分の電圧が変動したときには、感光体の表面電位が一定にならないので、周波数干渉などの異常画像の要因となっていた。
また、正弦波信号の正ピーク部分と負ピーク部分との間に波形の違いがある場合、感光体の表面電位が一定にならず、これも異常画像の原因となっていた。
特許文献1には、電力変換装置においてビート現象(周波数干渉)を防止することを目的として、基準となる正弦波信号とキャリア信号とを同期させる方法が開示されている。
本発明の一実施形態は、上記に鑑みてなされたもので、その目的として、出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することにある。
本発明は、出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制するために、以下の構成を有する。
すなわち、本発明のPWM制御装置は、周波数指令値fsに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算部と、第1三角波キャリア信号を生成する第1カウンタと、正弦波信号と第1三角波キャリア信号を比較することにより生成したPWM信号を電力変換装置に与える比較器と、を備えるPWM制御装置であって、第1三角波キャリア信号の位相角に対してπ[rad]遅れた第2三角波キャリア信号を生成する第2カウンタと、周波数指令値fsに対する第1三角波キャリア信号の周波数fcの比率を表す逓倍数nに基づいて、正弦波信号の位相角が0[rad]からπ/2[rad]まで、又は位相角が0[rad]から3π/2[rad]までに発生する第1三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数kを算出するキャリア数算出部と、キャリア数kに基づいて、正弦波信号の位相角が0[rad]からπ[rad]までの第1位相角範囲、又は正弦波信号の位相角がπ[rad]から2π[rad]までの第2位相角範囲において比較器に与える三角波キャリア信号を第1三角波キャリア信号又は第2三角波キャリア信号に切替るキャリア制御部と、を備えることを特徴とする。
以上の構成を備えることにより、出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することができる。
上記記載の本発明の特徴について、以下の図面を用いて詳細に解説する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
上記の本発明の特徴に関して、以下、図面を用いて詳細に説明する。
<画像形成装置>
図1は、本発明の第1実施形態に係る画像形成装置1の基本的な構成を示す図である。
図1を参照して、画像形成装置における複写モードでの動作について簡単に説明する。
複写モードでは、原稿束がADF2により、順に画像読み取り装置3に給送され、画像読み取り装置3により、各原稿から画像情報が読み取られる。
そして、原稿束から読み取られた画像情報は、画像処理手段を介して書き込みユニット4により光情報に変換され、感光体6は、帯電器により一様に帯電された後に書き込みユニット4からの光情報で露光されて静電潜像が形成される。
この感光体6上の静電潜像は、現像装置7により現像されてトナー像となる。このトナー像は、搬送ベルト8により記録媒体に転写され、定着装置9によりトナー像が記録媒体に定着されて、排出される。
図2は、本発明の第1実施形態に係るスイッチング電源装置である帯電高圧電源20と帯電ローラ11との関係を示す図である。
指令値発生器15は、出力制御信号である電圧指令、及び周波数指令を帯電高圧電源20に出力し、帯電高圧電源20から出力される出力電流FB信号を入力する。
帯電高圧電源20は、指令値発生器15から入力される電圧指令、及び周波数指令に基づいて、高電圧、及び電流を発生して帯電ローラ11に出力するとともに、出力電流FB信号を指令値発生器15に出力する。
帯電ローラ11は、帯電高圧電源20が発生した高電圧、及び電流を感光体6に印加する。
図3は、従来のスイッチング電源装置である帯電高圧電源の構成を示す回路図である。
電力変換装置31Aは、一対のスイッチング素子Q1,Q2と、トランス36の1次巻線M1との間に直流成分を除去するコンデンサC2を含むフィルタ回路34を備えることを特徴とする。
PWM制御装置30Aは、CPU(central processing unit)30Aa、ROM(read only memory)30Ab、RAM(random access memory)30Ac、ADC(analog to digital converter)30Adを備えている。
CPU30Aaは、ROM30AbからオペレーティングシステムOSを読み出してRAM30Ac上に展開してOSを起動し、OS管理下において、ROM30Abからアプリケーションソフトウエアのプログラム(処理モジュール)を読み出し、各種処理を実行する。
なお、PWM制御装置30Aは、上述したソフトウエアによる各種処理に代わって、FPGA(field-programmable gate array)等を用いたハードウエアによる各種処理を実行してもよい。
PWM制御装置30Aは、指令値発生器15からの周波数指令、電圧指令、及び帯電高圧電源20からの出力電流FB信号を受けて、PWM制御を行い、PWM駆動信号を電力変換装置31Aに出力する。
電力変換装置31Aは、PWM制御装置30Aから与えられるPWM駆動信号をハーフブリッジ回路32に入力し、フィルタ回路34において正弦波状にフィルタリング、及び直流分除去コンデンサC2により直流分を除去し、トランス36において高電圧に昇圧し、正弦波状の高電圧を出力する。
直流分除去コンデンサC2を含むフィルタ回路34において、出力正弦波電圧の周期変動を抑制し、正ピーク部分の電圧と負ピーク部分の電圧とを同等にすることにより、感光体6の表面電位を一定に保つことができる。このため、特別な制御を行うことなく簡易に直流分除去が可能になる。
図4は、従来のPWM制御装置30Aの構成を示すブロック図である。
従来のPWM制御装置30Aは、上述したように例えばCPU30Aa、ROM30Ab、RAM30Acを有するマイコンにより構成されている。そして、PWM制御装置30Aは、処理モジュールとして、キャリア・正弦波同期制御部41、正弦波計算部42、乗算部43、加算部44、比較器45、オフセット46、第1カウンタA47、クロック48、Vpp制御演算部51を備えている。
キャリア・正弦波同期制御部41は、指令値発生器15から入力された周波数指令値fs、第1カウンタA47から入力された第1三角波キャリア信号Aの周波数fcに基づいて、第1三角波キャリア信号の周波数fcを周波数指令値fsで除算した値である整数の逓倍数nを算出し、逓倍数nから角速度ωを算出して、角速度ωを正弦波計算部42に与えることにより、第1三角波キャリア信号と正弦波信号Aとを同期させる。
n=fc/fs (1)
fs=fc/n [Hz] (2)
ω=2πfs=2πfc/n [rad/s] (3)
正弦波計算部42は、指令値発生器15から電圧指令を受け、また出力電圧FB情報をADコンバータ50においてディジタル変換された情報に基づいて、Vpp制御演算部51においてVpp(正弦波の電圧)制御を行う。
変調波y=Vpp*sinωt+OFFSET (4)
を生成する。
カウンタA47は、クロック48をカウントし、三角波キャリア信号(搬送波)を生成し、比較器45に出力する。
比較器45は、変調波yと三角波キャリア信号とを比較し、PWM信号を生成して、トランジスタQ1に出力する。
また、反転器49は、PWM信号を反転してトランジスタQ2に出力する。
図5は、図4に示す従来のPWM制御装置30Aによる正ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。
上述したように、比較器45は、変調波y(sig1)と三角波キャリア信号(sig2)とを比較し、PWM信号を生成して、トランジスタQ1にHサイドのPWM信号(sig4)を出力し、また反転器49は、PWM信号を反転してトランジスタQ2にLサイドのPWM信号(sig5)を出力する。
このとき、図5に示すように、正ピーク部分のHサイドのPWM信号(sig4)の位相について、区間t1は”OFF”となり、その間出力電圧は下降するために出力電圧は低下方向に歪むことになる。
しかし、図5に示すように負ピーク部分に関して、LサイドのPWM信号(sig5)の位相について区間t2は”ON”となり、出力電圧の歪みは発生しない。
すなわち、出力電圧の正弦波(sig6)の正ピーク部分にのみ歪みが発生するため、感光体6の表面電位が一定にならないといった問題があった。
図6は、図4に示す従来のPWM制御装置30Aによる負ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。
図6に示すように、正ピーク部分のHサイドのPWM信号の位相について区間t1は”ON”となり、出力電圧の歪みは発生しない。
しかし、図6に示すように、負ピーク部分に関して、LサイドのPWM信号の位相について区間t2は”OFF”となり、その間出力電圧は下降するために出力電圧は増加方向に歪むことになる。
すなわち、出力電圧の正弦波の負ピーク部分にのみ歪みが発生するため、感光体6の表面電位が一定にならないといった問題があった。
図7は、図4に示す従来のPWM制御装置30Aによる正ピーク部分と負ピーク部分に歪が発生した時のキャリア信号と変調波との位相の関係の一例を示すタイミングチャートある。
図7に示すように、正ピーク部分のHサイドのPWM信号の位相について区間t1は”ON”となり、また、負ピーク部分に関して、LサイドのPWM信号の位相について区間t2は”ON”となる。
つまり、正ピーク部分と負ピーク部分のPWM信号のON位相はt1=t2となるため、正ピーク部分と負ピーク部分とに電位差が発生せず、感光体6の表面電位は一定に保たれることになる。
図8は、本発明の第1実施形態に係る画像形成装置に用いるPWM制御装置30Bの構成を示す図である。
本発明の第1実施形態に係る画像形成装置は、図8に示すPWM制御装置30Bの構成を図3に示すPWM制御装置30に適用する。
本発明の実施形態に係るPWM制御装置30Bは、上述したように例えばCPU30Aa、ROM30Ab、RAM30Acを有するマイコンにより構成されている。そして、PWM制御装置30Bは、従来のPWM制御装置30Aに対して、処理モジュールとして、新たにキャリア数算出部61、キャリア制御部62、カウンタB65、切替部66を備えている。
キャリア数算出部61は、第1三角波キャリア信号の周波数fcを周波数指令値fsで除算した値である整数の逓倍数nを算出する。
キャリア数算出部61は、周波数指令値fsに対する第1三角波キャリア信号の周波数fcの比率を表す逓倍数nに基づいて、正弦波信号の位相角が0[rad]からπ/2[rad]まで、又は位相角が0[rad]から3π/2[rad]までに発生する第1三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数kを算出する。
キャリア制御部62は、キャリア数kに基づいて、正弦波信号の位相角が0[rad]からπ[rad]までの第1位相角範囲、又は正弦波信号の位相角がπ[rad]から2π[rad]までの第2位相角範囲において比較器45に与える三角波キャリア信号を第1三角波キャリア信号又は第2三角波キャリア信号に切替る。
選択命令生成部63は、キャリア数kに基づいて、PWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避するように、第1位相角範囲(0〜π[rad])において比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第1選択命令と、第2位相角範囲(π〜2π[rad])において比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第2選択命令との少なくとも一方を生成する。
電圧歪み位相予測部63aは、キャリア数kの少数点第一位が0である場合にPWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の正ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測し、或いはキャリア数kの少数点第一位が5である場合にPWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の負ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測する。
また、選択命令生成部63は、負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測された場合は、第1位相角範囲に対応して比較器45に第1三角波キャリア信号を与えるように第1選択命令を生成し、かつ第2位相角範囲に対応して比較器45に第2三角波キャリア信号を与えるように第2選択命令を生成する。
カウンタB65は、クロック48を計数して計数値Bを切替部66に出力する。なお、カウンタB65の計数値Bの位相角は、カウンタA47の計数値Aの位相角に対して、π[rad](180°)進んでいる。
切替部66は、キャリア位相制御部64からの指令を受け、カウンタA47及びカウンタB65の切り替えを行い、歪位相(正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれる位相)を回避することが可能な最適な三角波キャリア信号を比較器45へ出力する。
図9は、本発明の第1実施形態に係る画像形成装置に用いるPWM制御装置30Bの動作を示すフローチャートであり、起動から定常動作までの流れを示している。
ステップS5では、PWM制御装置30Bを構成するマイコンを起動する。この際、マイコン内に設けられた電子部品に電源が供給され、CPUがリセットされ、ROMからオペレーティングシステムOSを読み出してRAM上に展開してOSを起動し、OS管理下において、ROMからプログラムを読み出して各種処理を実行する。なお、CPUには基本クロックが入力されている。
ステップS10では、CPUは、クロック動作開始処理を実行する。CPUは、クロック設定用レジスタに所望の分周周波数を設定して、クロック48の動作を開始することで、基本クロックに同期したクロックがクロック48から出力される。
ステップS15では、CPUは、カウンタリセットタイミング決定処理を実行する。すなわち、CPUは、キャリア周波数を決定する。
ステップS25では、CPUは、キャリア逓倍数nを計算する。すなわち、キャリア・正弦波同期制御部41は、指令値発生器15から入力された周波数指令値fs、第1カウンタから入力された第1三角波キャリア信号の周波数fcに基づいて、第1三角波キャリア信号の周波数fcを周波数指令値fsで除算した値である整数の逓倍数nを算出する。
n=fc/fs (5)
ステップS30では、CPUは、角速度ωを計算する。すなわち、キャリア・正弦波同期制御部41は、逓倍数n、第1三角波キャリア信号の周波数fcに基づいて、角速度ωを計算する。
fs=fc/n [Hz] (6)
ω=2πfs=2πfc/n [rad/s] (7)
ステップS35では、CPUは、基準正弦波信号sin(ωt)の生成を開始する。すなわち、正弦波計算部42は、角速度ωに従った正弦波信号(sinωt)を計算する。これにより、カウンタA47から出力されたキャリア信号Aと、正弦波計算部42から出力される正弦波信号(sinωt)とを同期させることができる。
ステップS40では、CPUは、キャリア数算出処理を実行するためサブルーチン(図12(a))をコールする。
ここで、キャリア数算出部61は、第1三角波キャリア信号の周波数fcを周波数指令値fsで除算した値である整数の逓倍数nを算出する。
また、キャリア数算出部61は、周波数指令値fsに対する第1三角波キャリア信号の周波数fcの比率を表す逓倍数nに基づいて、正弦波信号の位相角が0[rad]からπ/2[rad]までに発生する第1三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数kを算出する。
なお、キャリア数算出部61は、周波数指令値fsに対する第1三角波キャリア信号の周波数fcの比率を表す逓倍数nに基づいて、正弦波信号の位相角が0[rad]から3π/2[rad]までに発生する第1三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数kを算出するように構成してもよい。
図12(a)は、図8に示すキャリア数算出処理(S40)を示すサブルーチンのフローチャートである。
キャリア数算出処理について、詳しく説明する。なお、後述するケース(1)〜(4)の処理は、フローチャート上のステップS105、S110において実行される。
図5に示すケース(1)では、指令周波数100Hzに対し、キャリア周波数は2000Hzなので、変調波の1周期に含まれるキャリア信号の逓倍数nは、キャリア周波数を指令周波数で除算すると、例えば、
2000/100=20
であり、0〜π/2[rad](0°〜90°)までの期間に入るキャリア数kは、
k=20×(90°/360°)=5.00
となる。
2000/111≒18
であり、0〜π/2[rad](0°〜90°)までの期間に入るキャリア数kは、
k=18×(90°/360°)=4.50
となる。
図7に示すケース(3)では、指令周波数105Hzに対し、キャリア周波数は2000Hzなので、変調波の1周期に含まれるキャリア信号の逓倍数nは、
2000/105≒19
であり、0〜π/2[rad](0°〜90°)までの期間に入るキャリア数kは、
k=19×(90°/360°)=4.75
となる。
2000/117≒17
であり、0〜π/2[rad](0°〜90°)までの期間に入るキャリア数kは、
k=17÷90°/360=4.25
となる。
この時も上述した例と同様に、正ピーク部分と負ピーク部分のPWM信号の位相はt1=t2となるため、正ピーク部分と負ピーク部分に電位差は発生せず、感光体の表面電位は一定に保たれることになる。
つまり、キャリア数算出部61は、キャリア周波数を指令周波数で除算した結果である逓倍数(整数倍)nの値に基づいて、キャリア数kを算出する。
ケース(1)(2)では、キャリア数kの少数点以下の成分値がそれぞれ「0.00」「0.50」であり、図5、図6に示すように、それぞれ正ピーク部分、負ピーク部分に電圧出力が歪むことが理解できる。
ケース(3)(4)では、キャリア数kの少数点以下の成分値がそれぞれ「0.75」「0.25」であり、図7、その他に示すようにそれぞれに電圧出力が歪まないことが理解できる。
ステップS45では、CPUは、選択命令生成処理を実行するためサブルーチン(図12(b))をコールする。
ここで、選択命令生成部63は、キャリア数kに基づいて、PWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避するように、第1位相角範囲(0〜π[rad])において比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第1選択命令と、第2位相角範囲(π〜2π[rad])において比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第2選択命令との少なくとも一方を生成する。
また、選択命令生成部63は、キャリア数kに基づいて、PWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれるか否かを予測する電圧歪み位相予測部63aを備え、正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測される場合は、電圧歪みの発生を回避するように、第1位相角範囲(0〜π[rad])において、比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第1選択命令、又は第2位相角範囲(π〜2π[rad])において、比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第2選択命令を生成する。
図12(b)は、図8に示す選択命令生成部63による選択命令生成処理について示すサブルーチンのフローチャートである。
ステップS160では、CPUは、k=××.5か否かを判定する。すなわち、選択命令生成部63は、キャリア数算出部61により算出されたキャリア数kの少数点第一位が「5」であるか否かを判定する。
ステップS165では、CPUは、選択命令生成部63は、k=××.0か否かを判定する。すなわち、選択命令生成部63は、キャリア数kの少数点第一位が「0」であるか否かを判定する。
ステップS175では、選択命令生成部63は、フラグ=F1と設定して、メインルーチンに復帰(リターン)する。
ステップS185では、選択命令生成部63は、フラグ=F2と設定して、メインルーチンに復帰(リターン)する。
ステップS185では、選択命令生成部63は、フラグ=F3と設定して、メインルーチンに復帰(リターン)する。
ケース(1)では、キャリア数kが5.00である場合に、正弦波信号0〜π[rad](0°〜180°)においてカウンタBを選択し、正弦波信号π〜2π[rad](180°〜360°)においてカウンタAを選択する。
ケース(2)では、キャリア数kが4.50である場合に、正弦波信号0〜π[rad](0°〜180°)においてカウンタAを選択し、正弦波信号π〜2π[rad](180°〜360°)においてカウンタBを選択する。
ケース(3)では、キャリア数kが4.75である場合に、カウンタ切替が無く、正弦波信号0〜2π[rad](0°〜360°)においてカウンタAを選択する。
ケース(4)では、キャリア数kが4.25である場合に、カウンタ切替が無く、正弦波信号0〜2π[rad](0°〜360°)においてカウンタAを選択する。
ステップS55では、CPUは、キャリア生成(カウンタB動作)開始処理を実行する。すなわち、カウンタB65は、クロック48を計数して計数値Bを切替部66に出力する。なお、カウンタB65の計数値Bの位相角は、カウンタA47の計数値Aの位相角に対して、π[rad](180°)進んでいる。
ステップS60では、CPUは、指令値発生器15から出力制御信号として電圧指令を受信する。すなわち、Vpp制御演算部51は、指令値発生器15から電圧指令を受け、また出力電圧FB情報をADコンバータ50においてディジタル変換された情報からVpp制御値を計算し、乗算部43をVpp制御値に与える。
ステップS65では、CPUは、変調波計算処理を実行する。すなわち、乗算部43は、正弦波信号とVpp制御値を乗算し、加算部44は、乗算結果をオフセット46と加算し、
変調波y=Vpp*sinωt+OFFSET (8)
を生成する。
ステップS70では、CPUは、キャリア位相制御処理を実行するためサブルーチン(図13)をコールする。
ここで、キャリア位相制御部64は、正弦波信号の位相角が第1位相角範囲(0〜π[rad])にある場合に第1選択命令に従った選択信号を生成し、正弦波信号の位相角が第2位相角範囲(π〜2π[rad])にある場合に第2選択命令に従った選択信号を生成する。
図13は、図8に示すキャリア位相制御部64によるキャリア位相制御処理について示すサブルーチンのフローチャートである。
正弦波信号の角速度(ωt)を監視し、選択命令生成部63から入力したフラグにより指定されるカウンタ選択命令に従って切替部66を切替る。
ステップS210では、キャリア位相制御部64は、正弦波計算部42により生成されている正弦波信号sinωtを入力する。
ステップS215では、キャリア位相制御部64は、正弦波信号sinωtの角速度(ωt)が、
ωt=π〜2π
すなわち、角速度が180°〜360°の期間に入っているか否かを判定する。
ここで、角速度(ωt)がπ〜2πの範囲にある場合にステップS225に進む。一方、角速度(ωt)がπ〜2πの範囲にない場合(0〜π)にステップS220に進む。
一方、正弦波信号の角速度がπ〜2π(180°〜360°)の期間に入っている場合に、ステップS225では、キャリア位相制御部64は、選択命令生成部63から入力したフラグによりカウンタA選択命令を受けているか否かを判定する。
一方、カウンタB選択命令を受けている場合に、ステップS235では、キャリア位相制御部64は、カウンタBを選択するために切替信号S0(sig3)=1に設定する。
図18では、図8に示すキャリア位相制御部64による処理結果を示す図であり、各フラグに対して、正弦波信号(0°〜180°)、正弦波信号(180°〜360°)での切替信号S0(sig3)を示している。
キャリア位相制御部64は、正弦波信号の角速度の範囲に応じて切替信号S0(sig3)を切替部66に出力する。切替部66では、カウンタA47からキャリア信号Aを入力しており、同時にカウンタB65からキャリア信号Bを入力しており、キャリア位相制御部64から入力された切替信号S0に応じて選択されたキャリア信号を比較器45に出力する。
ステップS80では、CPUは、キャリア比較処理を実行するとともに、PWM信号出力処理を実行する。すなわち、比較器45は、変調波yと三角波キャリア信号とを比較し、PWM信号を生成して、トランジスタQ1に出力する。また、反転器49は、PWM信号を反転してトランジスタQ2に出力する。
ステップS85では、CPUは、指令値発生器15から出力制御信号として停止命令を受信したか否かを判定する。停止命令を受信した場合にはステップS20に進む。一方、停止命令を受信しなかった場合にはステップS60、ステップS70に進む。
図10は、図8に示すカウンタA47及びカウンタB65の動作を示すシーケンス図である。
カウンタAとカウンタBの位相差はπ[rad](180°)に設定されている。
カウンタB65の計数値B(sig2B)の位相角は、カウンタA47の計数値A(sig2A)の位相角に対して、π[rad](180°)進んでいる。
図11は、図8に示す切替部66の具体的な回路図である。
切替部66は、キャリア信号Aが入力データd0として入力され、キャリア信号Bが入力データd1として入力され、選択信号S0に応じて出力データをd0またはd1に切替るマルチプレクサにより構成されており、図5に示すキャリア位相制御部64からの選択信号S0(sig3)が“0”である場合はカウンタA47の値を出力し、選択信号が”1”である場合はカウンタB65値を比較器45へ出力する。
図14は、本発明の第1実施形態に係る画像形成装置に用いるPWM制御装置30Bにより正ピーク部分の歪みを解消した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。
図14では、図8、図9に示す制御を行うことにより正ピーク部分の歪みを解消したものである。
この場合、指令周波数100Hzに対し、キャリア周波数は2000Hzなので、変調波1周期に含まれるキャリア信号の逓倍数は2000/100=20であり、90°時のキャリア数は、
20÷90°/360°=5.00
となる。
図14に示すように、90°時のスイッチング位相を予測計算し、図10で示したカウンタA、カウンタBを図12に示した判定基準において図11に示した切替部66を動作させることにより、正弦波(sig1)の位相に応じてキャリア信号を切り替えることができ、図15に示す出力正弦波(sig6)の正ピーク部分と負ピーク部分のON時間t1、t2を同様(t1=t2)にすることができる。
従って、感光体6の表面電位を一定にすることができ、異常画像を防止することができる。
図15は、本発明の第1実施形態に係る画像形成装置に用いるPWM制御装置30Bにより負ピーク部分の歪みを解消した時のキャリア信号と変調波との位相関係の一例を示すタイミングチャートある。
図15は、図8、図9に示す制御を行うことにより負ピーク部分の歪みを解消したものである。
この場合、指令周波数111Hzに対し、キャリア周波数は2000Hzなので、変調波1周期に含まれるキャリア信号の逓倍数は2000/111≒18であり、90°時のキャリア数は、
18÷90°/360°=4.50
となる。
図14に示すように、90°時のスイッチング位相を予測計算し、図10で示したカウンタA、カウンタBを図12に示した判定基準において図11に示した切替部66を動作させることにより、正弦波(sig1)の位相に応じてキャリア信号を切り替えることができ、図15に示す出力正弦波(sig6)の正ピーク部分と負ピーク部分のON時間t1、t2を同様(t1=t2)にすることができる。
従って、感光体6の表面電位を一定にすることができ、従来技術のような異常画像の発生を防止することができる。
図19は、本発明の第2実施形態に係るスイッチング電源装置である帯電高圧電源の構成を示す回路図である。
第2実施形態では、電力変換装置31は、直流電源の両極端子に直列接続された一対のコンデンサC12,C13を備え、一対のスイッチング素子は、第1トランジスタQ1、及び第2トランジスタQ2を備え、第1トランジスタQ1のソース端子が直流電源の正極端子に接続され、第1トランジスタQ1と第2トランジスタQ2のドレイン端子同士が共通接続され、ドレイン端子がローパスフィルタ72を介して1次巻線M1の端子に接続され、第2トランジスタQ2のソース端子が一対のコンデンサC12,C13の共通接続点である中点、及び1次巻線M1の他端子に接続されることを特徴とする。
PWM制御装置30Bは、指令値発生器15からの周波数指令、電圧指令、及び帯電高圧電源20からの出力電流FB信号を受けて、PWM制御を行い、PWM駆動信号を電力変換装置31Aに出力する。
電力変換装置31Aは、PWM制御装置30Aから与えられるPWM駆動信号をハーフブリッジ回路32に入力し、中点生成コンデンサ71においてコンデンサC12,C13の接続点で中点電位を生成し、ハーフブリッジ回路32においてPWM信号に従って正弦波状のエンベロープを有する電力パルス信号を生成し、ローパスフィルタ72において電力パルス信号を正弦波状にフィルタリングし、トランス36において高電圧に昇圧し、正弦波状の高電圧を出力する。
中点生成コンデンサ71において、出力正弦波電圧の周期変動を抑制し、正ピーク部分の電圧と負ピーク部分の電圧を同等とすることにより、感光体6の表面電位を一定に保つことができる。このため、直流分の制御が可能になる。
<第1態様>
本態様のPWM制御装置30Bは、周波数指令値fsに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算部42と、第1三角波キャリア信号を生成するカウンタA47(第1カウンタ)と、正弦波信号と第1三角波キャリア信号を比較することにより生成したPWM信号を電力変換装置31に与える比較器45と、を備えるPWM制御装置30Bであって、第1三角波キャリア信号の位相角に対してπ[rad]遅れた第2三角波キャリア信号を生成するカウンタB65(第2カウンタ)と、周波数指令値fsに対する第1三角波キャリア信号の周波数fcの比率を表す逓倍数nに基づいて、正弦波信号の位相角が0[rad]からπ/2[rad]まで、又は位相角が0[rad]から3π/2[rad]までに発生する第1三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数kを算出するキャリア数算出部61と、キャリア数kに基づいて、正弦波信号の位相角が0[rad]からπ[rad]までの第1位相角範囲、又は正弦波信号の位相角がπ[rad]から2π[rad]までの第2位相角範囲において比較器45に与える三角波キャリア信号を第1三角波キャリア信号又は第2三角波キャリア信号に切替るキャリア制御部62と、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、正弦波信号の位相角が0[rad]からπ/2[rad]まで、又は位相角が0[rad]から3π/2[rad]までに発生する第1三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数kに基づいて、正弦波信号の位相角が0[rad]からπ[rad]までの第1位相角範囲、又は正弦波信号の位相角がπ[rad]から2π[rad]までの第2位相角範囲において比較器45に与える三角波キャリア信号を第1三角波キャリア信号又は第2三角波キャリア信号に切替ることで、電力変換装置31により発生される出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することができる。
本態様のキャリア制御部62は、キャリア数kに基づいて、PWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避するように、第1位相角範囲において比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第1選択命令と、第2位相角範囲において比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第2選択命令との少なくとも一方を生成する選択命令生成部63と、正弦波信号の位相角が第1位相角範囲にある場合に第1選択命令に従った選択信号を生成し、正弦波信号の位相角が第2位相角範囲にある場合に第2選択命令に従った選択信号を生成するキャリア位相制御部64と、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、キャリア数kに基づいて、PWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避するように、第1位相角範囲において比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第1選択命令と、第2位相角範囲において比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第2選択命令との少なくとも一方を生成し、正弦波信号の位相角が第1位相角範囲にある場合に第1選択命令に従った選択信号を生成し、正弦波信号の位相角が第2位相角範囲にある場合に第2選択命令に従った選択信号を生成するので、PWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避することができる。
本態様の選択命令生成部63は、キャリア数kに基づいて、PWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれるか否かを予測する電圧歪み位相予測部63aを備え、選択命令生成部63は、正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測される場合は、電圧歪みの発生を回避するように、第1位相角範囲において、比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第1選択命令、又は第2位相角範囲において、比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第2選択命令を生成することを特徴とする。
本態様によれば、正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測される場合は、電圧歪みの発生を回避するように、第1位相角範囲において、比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第1選択命令、又は第2位相角範囲において、比較器45に与える三角波キャリア信号を指定する第2選択命令を生成することで、正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測される場合に電圧歪みの発生を回避することができる。
本態様の電圧歪み位相予測部63aは、キャリア数kの少数点第一位が0である場合にPWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の正ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測し、或いはキャリア数kの少数点第一位が5である場合にPWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の負ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測することを特徴とする。
本態様によれば、キャリア数kの少数点第一位が0である場合にPWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の正ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測し、或いはキャリア数kの少数点第一位が5である場合にPWM信号の位相に応じて電力変換装置31により発生される正弦波電圧の負ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測することで、電力変換装置31により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、或いは負ピーク部分に電圧歪みが含まれることを予測することができる。
本態様の選択命令生成部63は、正ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測された場合は、第1位相角範囲に対応して比較器45に第2三角波キャリア信号を与えるように第2選択命令を生成し、かつ第2位相角範囲に対応して比較器45に第1三角波キャリア信号を与えるように第1選択命令を生成することを特徴とする。
本態様によれば、正ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測された場合は、第1位相角範囲に対応して比較器45に第2三角波キャリア信号を与えるように第2選択命令を生成し、かつ第2位相角範囲に対応して比較器45に第1三角波キャリア信号を与えるように第1選択命令を生成することで、電力変換装置31により発生される出力正弦波の正ピークにおける波形歪を抑制することができる。
本態様の選択命令生成部63は、負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測された場合は、第1位相角範囲に対応して比較器45に第1三角波キャリア信号を与えるように第1選択命令を生成し、かつ第2位相角範囲に対応して比較器45に第2三角波キャリア信号を与えるように第2選択命令を生成することを特徴とする。
本態様によれば、負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測された場合は、第1位相角範囲に対応して比較器45に第1三角波キャリア信号を与えるように第1選択命令を生成し、かつ第2位相角範囲に対応して比較器45に第2三角波キャリア信号を与えるように第2選択命令を生成することで、電力変換装置31により発生される出力正弦波の負ピーク部分における波形歪を抑制することができる。
本態様のキャリア数算出部61は、第1三角波キャリア信号の周波数fcを周波数指令値fsで除算した値である整数の逓倍数nを算出することを特徴とする。
本態様によれば、第1三角波キャリア信号の周波数fcを周波数指令値fsで除算した値である整数の逓倍数nを算出することで、周波数指令値fsの逓倍数nの第1三角波キャリア信号の周波数fcを発生することができる。
本態様のPWM制御装置30Bは、指令値発生器15から入力された周波数指令値fs、第1カウンタから入力された第1三角波キャリア信号の周波数fcに基づいて、第1三角波キャリア信号の周波数fcを周波数指令値fsで除算した値である整数の逓倍数nを算出し、逓倍数nから角速度ωを算出して、角速度ωを正弦波計算部42に与えることにより、第1三角波キャリア信号と正弦波信号とを同期させるキャリア・正弦波同期制御部41を備えることを特徴とする。
本態様によれば、第1三角波キャリア信号と正弦波信号とを同期させることができる。
本態様のスイッチング電源装置30は、第1態様乃至第8態様記載の何れか一つに記載のPWM制御装置30Bと、電力変換装置31と、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、電力変換装置31により発生される出力正弦波の正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪を抑制することができる。
本態様の電力変換装置31は、直流電源に接続され、PWM制御装置30Bにより生成されたPWM信号により交互にON/OFFする一対のスイッチング素子Q1,Q2と、一対のスイッチング素子Q1,Q2が交互にON/OFFすることにより直流電源から供給される電力を磁気エネルギに変換する1次巻線M1、1次巻線M1に磁気結合して磁気エネルギを誘起する2次巻線M2を有するトランス36と、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、PWM信号により一対のスイッチング素子Q1,Q2が交互にON/OFFすることにより直流電源から供給される電力を1次巻線M1において磁気エネルギに変換し、1次巻線M1に磁気結合して磁気エネルギを2次巻線M2に誘起することで、正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪が抑制された出力正弦波を発生することができる。
本態様の電力変換装置31A(図3)は、一対のスイッチング素子Q1,Q2と、トランス36の1次巻線M1との間に直流成分を除去するコンデンサC2を含むフィルタ回路34を備えることを特徴とする。
本態様によれば、直流成分を除去するコンデンサを含むフィルタ回路により、出力正弦波電圧の周期変動を抑制し、正ピーク部分の電圧と負ピーク部分の電圧とを同等にすることができる。この結果、電力変換装置31Aから出力される出力正弦波電圧の直流成分を除去することができる。
本態様の電力変換装置31B(図19)は、直流電源の両極端子に直列接続された一対のコンデンサC12,C13を備え、一対のスイッチング素子は、第1トランジスタQ1、及び第2トランジスタQ2を備え、第1トランジスタQ1のソース端子が直流電源の正極端子に接続され、第1トランジスタQ1と第2トランジスタQ2のドレイン端子同士が共通接続され、ドレイン端子がローパスフィルタ72を介して1次巻線M1の端子に接続され、第2トランジスタQ2のソース端子が一対のコンデンサC12,C13の共通接続点である中点、及び1次巻線M1の他端子に接続されることを特徴とする。
本態様によれば、第2トランジスタQ2のソース端子を、一対のコンデンサC12,C13の共通接続点である中点、及び1次巻線M1の他端子に接続することで、一対のコンデンサC12,C13の中点において出力正弦波電圧の周期変動を抑制するので、正ピーク部分の電圧と負ピーク部分の電圧とを同等とすることができる。この結果、電力変換装置31Bから出力される直流成分の制御が可能になる。
本態様の画像形成装置は、第9態様乃至第12態様の何れか一つに記載のスイッチング電源装置と、トランス36の2次巻線M2に接続された帯電ローラ11(帯電部材)と、帯電ローラ11に対向する感光体6と、を備えることを特徴とする。
本態様によれば、正ピーク部分又は負ピーク部分における波形歪が抑制された出力正弦波を発生して、帯電ローラ11を介して感光体6に印加することができるので、安定した電圧歪みがない正弦波電圧により感光体の表面電位を一定に保つことができる。
本態様のPWM制御方法は、周波数指令値fsに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算ステップと、第1三角波キャリア信号を生成する第1カウンタステップと、正弦波信号と第1三角波キャリア信号を比較することにより生成したPWM信号を電力変換装置31に与える比較ステップと、を実行するPWM制御方法であって、第1三角波キャリア信号の位相角に対してπ[rad]遅れた第2三角波キャリア信号を生成する第2カウンタステップと、周波数指令値fsに対する第1三角波キャリア信号の周波数fcの比率を表す逓倍数nに基づいて、正弦波信号の位相角が0[rad]からπ/2[rad]まで、又は位相角が0[rad]から3π/2[rad]までに発生する第1三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数kを算出するキャリア数算出ステップと、キャリア数kに基づいて、正弦波信号の位相角が0[rad]からπ[rad]までの第1位相角範囲、又は正弦波信号の位相角がπ[rad]から2π[rad]までの第2位相角範囲において比較器45に与える三角波キャリア信号を第1三角波キャリア信号又は第2三角波キャリア信号に切替る三角波キャリア制御ステップと、を実行することを特徴とする。
第14態様の作用、及び効果は第1態様と同様であるので、その説明を省略する。
本態様のプログラムは、請求項14記載のPWM制御方法における各ステップをプロセッサに実行させることを特徴とする。
本態様によれば、各ステップをプロセッサに実行させることができる。
Claims (15)
- 周波数指令値fsに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算部と、
第1三角波キャリア信号を生成する第1カウンタと、
前記正弦波信号と前記第1三角波キャリア信号を比較することにより生成したPWM信号を電力変換装置に与える比較器と、を備えるPWM制御装置であって、
前記第1三角波キャリア信号の位相角に対してπ[rad]遅れた第2三角波キャリア信号を生成する第2カウンタと、
前記周波数指令値fsに対する第1三角波キャリア信号の周波数fcの比率を表す逓倍数nに基づいて、前記正弦波信号の位相角が0[rad]からπ/2[rad]まで、又は前記位相角が0[rad]から3π/2[rad]までに発生する前記第1三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数kを算出するキャリア数算出部と、
前記キャリア数kに基づいて、前記正弦波信号の位相角が0[rad]からπ[rad]までの第1位相角範囲、又は前記正弦波信号の位相角がπ[rad]から2π[rad]までの第2位相角範囲において前記比較器に与える三角波キャリア信号を前記第1三角波キャリア信号又は前記第2三角波キャリア信号に切替るキャリア制御部と、を備えることを特徴とするPWM制御装置。 - 前記キャリア制御部は、
前記キャリア数kに基づいて、前記PWM信号の位相に応じて前記電力変換装置により発生される正弦波電圧の正ピーク部分、又は負ピーク部分における電圧歪みの発生を回避するように、前記第1位相角範囲において前記比較器に与える前記三角波キャリア信号を指定する第1選択命令と、前記第2位相角範囲において前記比較器に与える前記三角波キャリア信号を指定する第2選択命令との少なくとも一方を生成する選択命令生成部と、
前記正弦波信号の位相角が前記第1位相角範囲にある場合に第1選択命令に従った選択信号を生成し、前記正弦波信号の位相角が前記第2位相角範囲にある場合に第2選択命令に従った選択信号を生成するキャリア位相制御部と、を備えることを特徴とする請求項1記載のPWM制御装置。 - 前記選択命令生成部は、
前記キャリア数kに基づいて、前記PWM信号の位相に応じて前記電力変換装置により発生される正弦波電圧の正ピーク部分又は負ピーク部分に電圧歪みが含まれるか否かを予測する電圧歪み位相予測部を備え、
前記選択命令生成部は、前記正ピーク部分又は前記負ピーク部分に電圧歪みが含まれると予測される場合は、電圧歪みの発生を回避するように、前記第1位相角範囲において、前記比較器に与える前記三角波キャリア信号を指定する第1選択命令、又は前記第2位相角範囲において、前記比較器に与える前記三角波キャリア信号を指定する第2選択命令を生成することを特徴とする請求項2記載のPWM制御装置。 - 前記電圧歪み位相予測部は、
前記キャリア数kの少数点第一位が0である場合に前記PWM信号の位相に応じて前記電力変換装置により発生される正弦波電圧の正ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測し、或いは前記キャリア数kの少数点第一位が5である場合に前記PWM信号の位相に応じて前記電力変換装置により発生される正弦波電圧の負ピーク部分に電圧歪みが含まれることと予測することを特徴とする請求項3記載のPWM制御装置。 - 前記選択命令生成部は、前記正ピーク部分に前記電圧歪みが含まれると予測された場合は、前記第1位相角範囲に対応して前記比較器に前記第2三角波キャリア信号を与えるように第2選択命令を生成し、かつ前記第2位相角範囲に対応して前記比較器に前記第1三角波キャリア信号を与えるように第1選択命令を生成することを特徴とする請求項2記載のPWM制御装置。
- 前記選択命令生成部は、前記負ピーク部分に前記電圧歪みが含まれると予測された場合は、前記第1位相角範囲に対応して前記比較器に前記第1三角波キャリア信号を与えるように第1選択命令を生成し、かつ前記第2位相角範囲に対応して前記比較器に前記第2三角波キャリア信号を与えるように第2選択命令を生成することを特徴とする請求項2記載のPWM制御装置。
- 前記キャリア数算出部は、前記第1三角波キャリア信号の周波数fcを周波数指令値fsで除算した値である整数の逓倍数nを算出することを特徴とする請求項1記載のPWM制御装置。
- 指令値発生器から入力された周波数指令値fs、前記第1カウンタから入力された第1三角波キャリア信号の周波数fcに基づいて、前記第1三角波キャリア信号の周波数fcを周波数指令値fsで除算した値である整数の逓倍数nを算出し、前記逓倍数nから角速度ωを算出して、前記角速度ωを前記正弦波計算部42に与えることにより、前記第1三角波キャリア信号と前記正弦波信号とを同期させるキャリア・正弦波同期制御部を備えることを特徴とする請求項1記載のPWM制御装置。
- 請求項1乃至8記載の何れか一項記載のPWM制御装置と、
電力変換装置と、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記電力変換装置は、
直流電源に接続され、前記PWM制御装置により生成されたPWM信号により交互にON/OFFする一対のスイッチング素子と、
前記一対のスイッチング素子が交互にON/OFFすることにより前記直流電源から供給される電力を磁気エネルギに変換する1次巻線、前記1次巻線に磁気結合して磁気エネルギを誘起する2次巻線を有するトランスと、を備えることを特徴とする請求項9記載のスイッチング電源装置。 - 前記一対のスイッチング素子と、前記トランスの1次巻線との間に直流成分を除去するコンデンサを含むフィルタ回路を備えることを特徴とする請求項10記載のスイッチング電源装置。
- 前記直流電源の両極端子に直列接続された一対のコンデンサを備え、
前記一対のスイッチング素子は、第1トランジスタ、及び第2トランジスタを備え、
前記第1トランジスタのソース端子が前記直流電源の正極端子に接続され、
前記第1トランジスタと前記第2トランジスタのドレイン端子同士が共通接続され、
前記ドレイン端子がローパスフィルタを介して1次巻線の端子に接続され、
前記第2トランジスタのソース端子が前記一対のコンデンサの共通接続点である中点、及び前記1次巻線の他端子に接続されることを特徴とする請求項10記載のスイッチング電源装置。 - 請求項9乃至12記載の何れか一項記載のスイッチング電源装置と、
前記トランスの2次巻線に接続された帯電部材と、
前記帯電部材に対向する感光体と、を備えることを特徴とする画像形成装置。 - 周波数指令値fsに応じて正弦波信号を生成する正弦波計算ステップと、
第1三角波キャリア信号を生成する第1カウンタステップと、
前記正弦波信号と前記第1三角波キャリア信号を比較することにより生成したPWM信号を電力変換装置に与える比較ステップと、を実行するPWM制御方法であって、
前記第1三角波キャリア信号の位相角に対してπ[rad]遅れた第2三角波キャリア信号を生成する第2カウンタステップと、
前記周波数指令値fsに対する第1三角波キャリア信号の周波数fcの比率を表す逓倍数nに基づいて、前記正弦波信号の位相角が0[rad]からπ/2[rad]まで、又は前記位相角が0[rad]から3π/2[rad]までに発生する前記第1三角波キャリア信号の個数を表すキャリア数kを算出するキャリア数算出ステップと、
前記キャリア数kに基づいて、前記正弦波信号の位相角が0[rad]からπ[rad]までの第1位相角範囲、又は前記正弦波信号の位相角がπ[rad]から2π[rad]までの第2位相角範囲において前記比較器に与える三角波キャリア信号を前記第1三角波キャリア信号又は前記第2三角波キャリア信号に切替る三角波キャリア制御ステップと、を実行することを特徴とするPWM制御方法。 - 請求項14記載のPWM制御方法における各ステップをプロセッサに実行させることを特徴とするプログラム。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017119478A JP2019004653A (ja) | 2017-06-19 | 2017-06-19 | Pwm制御装置、スイッチング電源装置、画像形成装置、pwm制御方法、及びプログラム |
US15/996,662 US10298111B2 (en) | 2017-06-19 | 2018-06-04 | PWM controller, switched-mode power supply, image forming apparatus, and PWM control method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017119478A JP2019004653A (ja) | 2017-06-19 | 2017-06-19 | Pwm制御装置、スイッチング電源装置、画像形成装置、pwm制御方法、及びプログラム |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2019004653A true JP2019004653A (ja) | 2019-01-10 |
Family
ID=64657719
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2017119478A Pending JP2019004653A (ja) | 2017-06-19 | 2017-06-19 | Pwm制御装置、スイッチング電源装置、画像形成装置、pwm制御方法、及びプログラム |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US10298111B2 (ja) |
JP (1) | JP2019004653A (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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EP3683866A1 (en) | 2019-01-15 | 2020-07-22 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Negative electrode |
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2017
- 2017-06-19 JP JP2017119478A patent/JP2019004653A/ja active Pending
-
2018
- 2018-06-04 US US15/996,662 patent/US10298111B2/en active Active
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Publication number | Publication date |
---|---|
US10298111B2 (en) | 2019-05-21 |
US20180367021A1 (en) | 2018-12-20 |
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