JP2017079427A - 電子制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】Ａ／Ｄ変換精度を向上できるようにした電子制御装置を提供する。【解決手段】基準電圧生成回路１７が電源ＩＣ３のリファレンス電圧よりも予め高精度に調整された基準電圧を生成し、Ａ／Ｄ変換部１８がこの基準電圧を用いてリファレンス電圧をＡ／Ｄ変換処理してリファレンス値とする。他方、Ａ／Ｄ変換器１３はリファレンス電圧を用いてセンサ２のセンサ信号をＡ／Ｄ変換処理する。そして、補正回路１５がリファレンス値を用いてセンサ２のセンサ信号のＡ／Ｄ変換結果を補正する。【選択図】図１

Description

本発明は、アナログデジタル（以下、Ａ／Ｄと略す）変換部を備える電子制御装置に関する。

Ａ／Ｄ変換部は参照電圧を用いてＡ／Ｄ変換処理を行うように構成されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１には、ＡＶｒｅｆ、ＡＶＤＤを参照電圧としてＡ／Ｄ変換処理した結果に応じてＡ／Ｄ変換器の電源の異常を判定している構成が開示されている。

特開２００９−２３９７６９号公報

特許文献１記載の技術を用いると、例えばＡＶｒｅｆ、ＡＶＤＤの双方が実際には異常な電圧であって、ＡＶｒｅｆを参照電圧とした変換結果＝ＡＶＤＤを参照電圧とした変換結果と判断したときには、ＡＶＤＤ、ＡＶｒｅｆが共に正常であると判定されてしまい誤判断されてしまう虞がある。また、特許文献１には、ＡＶｒｅｆ、ＡＶＤＤの電圧精度が言及されていない。特に例えば車両用のＡ／Ｄ変換回路は、車載温度の耐用範囲、耐用年数、バッテリ電源の電圧変動に応じた電源電圧の変動、など厳しい使用条件が課される。このような使用条件を考慮すると、参照電圧の精度の確保が困難となってきており、この結果、Ａ／Ｄ変換精度の確保も厳しくなる。

また、特許文献１記載の技術では、異常時において理想直線のテーブルデータに記憶されたメモリを参照し、理想直線と異常時の変換値の直線との差分により補正値を求めているが、前述した精度の影響を考慮すると補正の正確性に乏しくなる。前述した例では車両用の例を挙げたがこのような課題は車両用に限られるものではない。

本発明の目的は、Ａ／Ｄ変換精度を向上できるようにした電子制御装置を提供することにある。

請求項１記載の発明は、基準電圧生成部（１７）がリファレンス電圧生成部（３）のリファレンス電圧よりも予め高精度に調整された基準電圧を生成し、Ａ／Ｄ変換部（１８）がこの基準電圧を用いてリファレンス電圧をＡ／Ｄ変換処理してリファレンス値とする。他方、Ａ／Ｄ変換部（１３）がリファレンス電圧を用いて対象信号をＡ／Ｄ変換処理する。そして、補正部（１５）がリファレンス値を用いて対象信号のＡ／Ｄ変換結果を補正する。これにより、たとえＡ／Ｄ変換回路のリファレンス電圧が何らかの影響で変動した場合であってもＡ／Ｄ変換結果を補正できるためＡ／Ｄ変換精度を向上できる。

一実施形態に係る電子制御装置を概略的に示す電気的構成図 リファレンス電圧監視回路を詳細に示す電気的構成図 動作の流れを概略的に示すフローチャート

以下、電子制御装置及び集積回路の一実施形態について図面を参照しながら説明する。図１は車両に搭載される電子制御装置１の全体の電気的構成例を概略的に示す。電子制御装置（Electronic Control Unit：ＥＣＵ）１は、センサ２のセンサ信号を受付けて各種制御を実行する構成であり、電源ＩＣ３と車載用のマイクロコンピュータ（以下、マイコン）４とを備えて構成される。電源ＩＣ３はリファレンス電圧生成部として構成され、例えば５Ｖ電源電圧を生成する集積回路であり電源電圧をマイコン４に出力する。

マイコン４は電源ＩＣ３の電源を用いて動作する。マイコン４にはローパスフィルタ（以下フィルタと略す）５を通じてセンサ２が接続されている。センサ２は車両用信号を検出するように構成され、所定範囲のアナログ電圧を出力する。

マイコン４には、実行部としてのＣＰＵ６、並びに、ＲＯＭ、ＲＡＭ、及びＥＥＰＲＯＭなどの非遷移的実体的記録媒体となるメモリ７の他、Ａ／Ｄ変換回路８、異常監視回路９、及び、通知部としてのリセット回路１０が搭載されている。マイコン４のＣＰＵ６はメモリ７に記憶されたプログラムに基づいて処理を実行することで、図１に示すようにソフトウェア的にメイン処理１１を実行し、例えば異常時に異常監視回路９から割込を受付けると異常時の割込処理１２を実行するように構成される。図１にはこれらの処理を図示している。

Ａ／Ｄ変換回路８は、Ａ／Ｄ変換処理を主として行うＡ／Ｄ変換器１３、リファレンス電圧監視回路１４、補正部としての補正回路１５、及び、Ａ／Ｄ変換結果を格納するためのＡ／Ｄ変換結果レジスタ（以下レジスタと略す）１６、を備える。Ａ／Ｄ変換器１３は、第１Ａ／Ｄ変換部に相当するもので、例えば並列比較タイプのｎビット（＝２＾ｎ：例えばｎ＝１２）の分解能のもので構成され、リファレンス電圧を用いてフィルタ５を通じて入力されたセンサ２のセンサ信号をＡ／Ｄ変換処理する。このＡ／Ｄ変換器１３は、電源ＩＣ３から入力される電圧をリファレンス電圧とすると共に、このリファレンス電圧を限度電圧とし、このリファレンス電圧をｎビットの分解能（例えば１２ビットの場合には４０９６）でセンサ２のセンサ信号を量子化する。

例えば、電源ＩＣ３による５Ｖ電源により１２ビット分解能でＡ／Ｄ変換処理した場合には、分解可能な量子化最小レベルは約１．２２ｍＶとなる。以下の実施形態の説明では、説明の便宜上、Ａ／Ｄ変換処理の分解能となる量子化最小レベルを１ＬＳＢとして説明を行う。Ａ／Ｄ変換器１３の後段には補正回路１５が接続されており、Ａ／Ｄ変換器１３はそのＡ／Ｄ変換結果を補正回路１５に出力する。

他方、リファレンス電圧監視回路１４は、基準電圧生成回路１７、Ａ／Ｄ変換器１８、及び、リファレンス値記憶部１９、を備える。基準電圧生成回路１７は基準電圧生成部として構成されるもので、例えばバンドギャップリファレンス回路により構成されバンドギャップ基準電圧Ｖbgを生成する。図２はリファレンス電圧監視回路１４の実装時の詳細構成例を示す。基準電圧生成回路１７が例えばＭＯＳトランジスタのバンドギャップリファレンス回路で構成されていると、例えば１．数Ｖ（例えば１．１２Ｖ〜１．２５Ｖ）の基準電圧を高精度に生成できる。この基準電圧生成回路１７の出力電圧に合わせて抵抗分圧回路Ｒ１及びＲ２が構成されている。Ａ／Ｄ変換器１８は第２Ａ／Ｄ変換部として構成されるもので、バンドギャップリファレンス回路の基準電圧を参照電圧として電源ＩＣ３が出力するリファレンス電圧をＡ／Ｄ変換するが、抵抗分圧回路Ｒ１及びＲ２は、このＡ／Ｄ変換器１８によるＡ／Ｄ変換処理を可能にするために設けられる。

抵抗分圧回路Ｒ１及びＲ２は、電源ＩＣ３から入力されるリファレンス電圧を分圧し、この分圧電圧ＡＶrefをＡ／Ｄ変換器１８に出力する。分圧電圧ＡＶrefは、前述の基準電圧生成回路１７が出力する基準電圧よりも低い電圧に調整される。バンドギャップ基準電圧Ｖbgを用いることで高精度の基準電圧を生成でき、例えば、車載適用時の温度範囲内において例えば±１ｍＶ以内の誤差で基準電圧を生成できる。

Ａ／Ｄ変換器１８は、例えば前述のＡ／Ｄ変換器１３と同一回路構成となっている。このＡ／Ｄ変換器１８は、基準電圧生成回路１７のバンドギャップ基準電圧Ｖbgを用いてリファレンス電圧をＡ／Ｄ変換処理する。このＡ／Ｄ変換器１８は、バンドギャップ基準電圧Ｖbgを限度電圧とし、このバンドギャップ基準電圧Ｖbgをｎビットの分解能（例えば１２ビットの場合には４０９６）でリファレンス電圧を量子化するように構成される。Ａ／Ｄ変換器１８は、Ａ／Ｄ変換結果をリファレンス値としてリファレンス値記憶部１９に出力する。リファレンス値記憶部１９は、電源ＩＣ３から入力されるリファレンス電圧のＡ／Ｄ変換結果を格納するために設けられ、例えばメモリ７の一部所定領域に設けられる。

このリファレンス値記憶部１９の保持内容は、補正回路１５及び異常監視回路９から参照可能になっている。補正回路１５はＡ／Ｄ変換器１３のＡ／Ｄ変換結果を入力しリファレンス値記憶部１９の記憶内容に基づいてＡ／Ｄ変換結果を補正する。補正回路１５はその補正結果をレジスタ１６に保存する。これにより、Ａ／Ｄ変換回路８は、センサ２のセンサ信号をアナログ入力し、このアナログ入力信号をデジタル信号に変換した結果をレジスタ１６に格納できる。

異常監視回路９は、判定閾値保持レジスタ（以下レジスタと略す）２０、異常判定回路２１、及びインタフェース２２を備える。レジスタ２０には、リファレンス電圧の異常時の基準となる閾値が判定値として保持されており、異常判定回路２１は異常判定部として構成されるもので、リファレンス値記憶部１９に保持されるリファレンス電圧が正常範囲に入っているか否かを判定する。そして異常判定回路２１は、リファレンス値記憶部１９に保持されるリファレンス電圧が正常範囲に入っていなければ、インタフェース２２を通じてリセット回路１０及びＣＰＵ６に異常通知する。リセット回路１０は、異常判定回路２１からインタフェース２２を通じて異常通知を受付けると、電源ＩＣ３をリセット制御する。これにより、電源ＩＣ３はリセットされることになり、電源ＩＣ３はリファレンス電圧を初期化して再出力する。またＣＰＵ６は、異常判定回路２１から異常通知を受付けると異常時の割込処理１２を実行する。このとき、たとえレジスタ１６にＡ／Ｄ変換結果が格納されたとしても当該Ａ／Ｄ変換結果の信頼性が劣ることを判断できる。

以下では、上記構成のＡ／Ｄ変換処理について詳細に説明する。図３は処理の流れを概略的に示すフローチャートである。図３に示すように、マイコン６は、ＣＰＵ６の内部又は外部から初期設定トリガを発生すると、ステップＳ１において初期設定する。そして、マイコン６は、ステップＳ２においてＡ／Ｄ変換トリガを待機し、Ａ／Ｄ変換トリガを受付けるとステップＳ３〜Ｓ５の処理を行う。ステップＳ３において、マイコン６は、Ａ／Ｄ変換時におけるリファレンス値をリファレンス値記憶部１９に記憶させる。このときのリファレンス値は、リファレンス電圧をＡ／Ｄ変換器１８によりデジタル変換したリファレンスデジタル値そのものであっても、リファレンスデジタル値を理論的に変換したアナログ電圧値であっても良く、リファレンス電圧をデジタル変換したＡ／Ｄ変換結果を使用した値であれば、その形態は限られない。例えば、Ａ／Ｄ変換器１８が、リファレンス電圧をＡ／Ｄ変換処理した結果として、リファレンスデジタル値３２１１ＬＳＢと得られた場合について説明する。このとき、リファレンス電圧をこのリファレンスデジタル値３２１１ＬＳＢに応じて理論的に換算すると、下記の（１）式のように得られる。

３２１１ＬＳＢ × （１．２５Ｖ ÷ ４０９６） ≒ ４．９Ｖ…（１）
ここで、リファレンス電圧の標準値であると共に理想値である標準リファレンス電圧を５Ｖとし、抵抗分圧回路Ｒ１及びＲ２の分圧比を１／４とし、分解能１２ビット（２＾１２＝４０９６）としている。このため、（１）式における「１．２５Ｖ」は抵抗分圧回路Ｒ１及びＲ２による分圧電圧の標準値を示すものとなる。ここで、リファレンス値記憶部１９が記憶するリファレンス値としては、リファレンスデジタル値３２１１ＬＳＢとしても良いし、リファレンスデジタル値を理論的に変換したアナログ電圧値４．９Ｖとしても良い。

そして、マイコン４は、ステップＳ４においてＡ／Ｄ変換器１３によりセンサ２のセンサ信号を対象信号としてＡ／Ｄ変換処理する。本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器１８と１３は別体で設けられているため、ステップＳ３とＳ４の処理は並列処理しても良く、この場合、処理を高速化できる。このときＡ／Ｄ変換器１３は、リファレンス電圧を用いて、センサ２のセンサ信号を入力してＡ／Ｄ変換処理する。例えば、Ａ／Ｄ変換器１３が、センサ２のセンサ信号をＡ／Ｄ変換処理した結果として、２０００ＬＳＢと得られたと仮定して以下説明する。

その後、補正回路１５は、ステップＳ５においてステップＳ３とＳ４の結果を用いてＡ／Ｄ変換結果を補正する。すなわち、補正回路は、ステップＳ４の処理を行うことにより得られた２０００ＬＳＢを、リファレンス値記憶部１９に記憶されたリファレンス値に応じて補正する。例えば補正回路１５は下記のように補正を行う。まず、補正回路１５は、Ａ／Ｄ変換器１３の入力電圧値Ｖｉｎを、（２）式に示すようにＡ／Ｄ変換器１３のデジタル変換結果から逆算する。

Ｖｉｎ ＝ （Ｓ４のＡ／Ｄ変換結果） × （（１）式の結果） ÷ ４０９６
＝ ２０００ＬＳＢ × （４．９Ｖ ÷ ４０９６）
＝ ２．４Ｖ …（２）
例えば、補正回路１５は、入力電圧Ｖｉｎを電源ＩＣ３の標準リファレンス値に対応するように補正する。このとき補正回路１５は、下記の（３）式に示すように算出する。

補正後Ｖｉｎ ＝ Ｖｉｎ ÷ （５Ｖ ÷ ４０９６）
＝ ２．４Ｖ ÷ （５Ｖ ÷ ４０９６）
＝１９６６ＬＳＢ …（３）
この（３）式の「５Ｖ」が電源ＩＣ３の標準的なリファレンス電圧を示しており、標準リファレンス値に対応している。したがって、補正回路１５は、リファレンス値と、標準リファレンス値と、を用いてＡ／Ｄ変換結果を補正することになり、例えば、補正回路１５が、リファレンス値と、標準リファレンス値と、の比に基づいてＡ／Ｄ変換結果を補正することになる。したがって、Ａ／Ｄ変換器１３は、そのまま電源ＩＣ３のリファレンス電圧を用いてセンサ２の出力アナログ信号をＡ／Ｄ変換処理することで２０００ＬＳＢと算出されたものの、補正後には１９６６ＬＳＢと導出されることになる。

以下、比較例の技術と本実施形態に係る技術との誤差を比較する。
＜比較例の技術の精度＞
例えば、一般的なＡ／Ｄ変換器を用いた場合、当該Ａ／Ｄ変換器の電源電圧の精度に応じてデジタル値の出力結果が異なる。例えば、電源電圧の精度を５Ｖ±２０ｍＶとし、この精度誤差をそのままＡ／Ｄ変換器の出力誤差に換算可能とする場合には、次のように導出される。

２．５ ÷ ｛（５Ｖ＋２０ｍＶ） ÷ ４０９６) }＝ ２０４０ＬＳＢ…（４）
２．５ ÷ ｛（５Ｖ−２０ｍＶ） ÷ ４０９６｝｝＝ ２０５６ＬＳＢ…（５）
の差が１６ＬＳＢと求められる。

例えば、５Ｖ電源の１２ビットＡ／Ｄ変換回路を用いたときに、参照電圧が５０［ｍＶ］程度変動すると、Ａ／Ｄ変換入力アナログ信号電圧が２．５［Ｖ］印加されたときには、Ａ／Ｄ変換結果は十〜数十ＬＳＢ（約２０ＬＳＢ程度）変動する。

＜本実施形態に係る技術の精度＞
本実施形態に係る構成においては、補正回路１５がＡ／Ｄ変換器１３のＡ／Ｄ変換結果を補正するため、リファレンス電圧監視回路１４を構成する抵抗Ｒ１、Ｒ２の公差に起因した分圧電圧ＡＶrefの誤差、基準電圧生成回路１７のバンドギャップ基準電圧Ｖbgの誤差、に基づいて誤差が規定されることになる。このとき、抵抗分圧回路の抵抗Ｒ１、Ｒ２が例えばチップ抵抗により構成されていると、一般にチップ抵抗の最小公差を±０．０１％に抑えることができる。これらの抵抗分圧回路の抵抗Ｒ１、Ｒ２は、その周辺温度が変化したとしても抵抗値は同一方向に変化するため、抵抗分圧回路Ｒ１及びＲ２の分圧電圧ＡＶrefにはその温度変化の影響は表れにくく、分圧電圧生成時にキャンセルでき、リファレンス電圧の分圧電圧ＡＶrefを概ね一定にできる。また、バンドギャップ基準電圧Ｖbgは、電源電圧ＶDDが５Ｖであれば±１ｍＶ程度の精度で構成できる。このような仮定条件の下での計算処理は省略するが、Ａ／Ｄ変換回路８は数ＬＳＢ（例えば３〜４ＬＳＢ程度）の精度に抑えることができる。

このため、例えば抵抗Ｒ１の抵抗値を４ｋΩ、抵抗Ｒ２の抵抗値を１ｋΩ、とし、前述に例示したように、Ａ／Ｄ変換器の入力変換結果を２０００ＬＳＢとし、補正回路により１９６６ＬＳＢと補正された場合、数ＬＳＢ（例えば３〜４ＬＳＢ程度）の精度でＡ／Ｄ変換結果を算出できる。

＜本実施形態のまとめ＞
本実施形態によれば、基準電圧生成回路１７が電源ＩＣ３のリファレンス電圧よりも予め高精度に調整された基準電圧を生成し、Ａ／Ｄ変換器１８がこの基準電圧を用いてリファレンス電圧をＡ／Ｄ変換処理してリファレンス値とする。他方、Ａ／Ｄ変換器１３が電源ＩＣ３のリファレンス電圧を用いてセンサ２のセンサ信号をＡ／Ｄ変換処理する。そして、補正回路１５がリファレンス値を用いてセンサ信号のＡ／Ｄ変換結果を補正する。これにより、たとえＡ／Ｄ変換回路のリファレンス電圧が何らかの影響で変動した場合であってもＡ／Ｄ変換結果を補正できるためＡ／Ｄ変換精度を向上できる。

補正回路１５は、リファレンス値記憶部１９に記憶されたリファレンス値と、リファレンス電圧の標準値である標準リファレンス値と、を用いてセンサ信号のＡ／Ｄ変換結果を補正するため、Ａ／Ｄ変換精度を向上できる。

補正回路１５は、リファレンス値記憶部１９に記憶されたリファレンス値と、標準リファレンス値（上記の例では５Ｖ又はこれに対応するデジタル値）と、の比に基づいてセンサ信号のＡ／Ｄ変換結果を補正するため、Ａ／Ｄ変換精度を向上できる。

異常判定回路２１はリファレンス値が所定の正常範囲に存在するか否かを判定して異常の有無を判定するため、レジスタ１６に格納されるＡ／Ｄ変換結果の正否を判断することができる。また、異常判定回路２１がＣＰＵ６に異常通知すると、ＣＰＵ６が割込処理１２において異常時処理を実行することでこの異常に対処できるようになる。

また、異常判定回路２１がリセット回路１０に異常通知すると、リセット回路１０が外部の電源ＩＣ３に通知する。このとき、リセット回路１０はリセット信号を電源ＩＣ３に出力して電源ＩＣ３をリセットするため、電源ＩＣ３の出力リファレンス電圧を初期化することができる。Ａ／Ｄ変換器１３及びＡ／Ｄ変換器１８が並列処理するときにはＡ／Ｄ変換処理を高速化できる。

このような構成を用いることにより、電源ＩＣ３のリファレンス電圧の変動に基づくＡ／Ｄ変換誤差を補正可能となり、この結果、遡って逆に考慮すれば、電源ＩＣ３のリファレンス電圧の要求精度を緩和できると共に、リファレンス電圧を高精度化するための電源ＩＣ３の周辺に構成される回路の素子数を少なくすることができる。

（他の実施形態）
本発明は、前述実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。
電子制御装置１が実行する機能の一部または全部を複数のＩＣ等によりハードウェア的に構成した形態を示したが、逆にソフトウェア的に構成しても良い。
Ａ／Ｄ変換器１３とＡ／Ｄ変換器１８は例えば同一タイプのもので構成したときには、当該Ａ／Ｄ変換器１３及びＡ／Ｄ変換器１８の機能を一体化してスイッチで切替えて構成しても良く、この場合、回路規模の増大を極力抑制できる。

異常監視回路９、リセット回路１０を必要に応じて省いても良い。標準リファレンス値（例えば５Ｖに対応する値）を用いて補正する形態を示したが、これに限定されるものではない。リファレンス値記憶部１９のリファレンス値と標準リファレンス値の比に基づいて補正する形態を示したが、これに限定されるものではない。

基準電圧生成回路１７としては、バンドギャップリファレンス回路を用いた形態を示したが、電源ＩＣ３が生成するリファレンス電圧よりも、例えば電源電圧依存特性や温度依存特性の良い高精度な電圧を生成できればバンドギャップリファレンス回路に限られるものではない。Ａ／Ｄ変換器１３とＡ／Ｄ変換器１８のＡ／Ｄ変換タイプを同一タイプとした形態を示したが、互いに異なる構成又は互いに異なるタイプのＡ／Ｄ変換器を用いても良い。前述した構成は各形態の構成を互いに組み合わせて適用しても良い。

図面中、１は電子制御装置、４はマイクロコンピュータ（電子制御装置）、６はＣＰＵ（実行部）、１０はリセット回路（通知部）、１３はＡ／Ｄ変換器（第１Ａ／Ｄ変換部）、１５は補正回路（補正部）、１７は基準電圧生成回路（基準電圧生成部）、１８はＡ／Ｄ変換器（第２Ａ／Ｄ変換部）、１９はリファレンス値記憶部、２１は異常判定回路（異常判定部）、を示す。

Claims (8)

1. リファレンス電圧生成部（３）により生成されたリファレンス電圧よりも予め高精度に設定された基準電圧を生成する基準電圧生成部（１７）と、
   前記リファレンス電圧を用いて対象信号をＡ／Ｄ変換処理してＡ／Ｄ変換結果とし、前記基準電圧生成部により生成された基準電圧を用いて前記リファレンス電圧をＡ／Ｄ変換処理しリファレンス値とするＡ／Ｄ変換部（１３、１８）と、
   前記リファレンス値を用いて前記対象信号のＡ／Ｄ変換結果を補正する補正部（１５）と、を備える電子制御装置（１、４）。
2. 請求項１記載の電子制御装置において、
   前記補正部は、前記リファレンス値と、前記リファレンス電圧の標準値である標準リファレンス値と、を用いて、前記対象信号のＡ／Ｄ変換結果を補正する電子制御装置（１、４）。
3. 請求項２記載の電子制御装置において、
   前記補正部は、前記リファレンス値と、前記標準リファレンス値と、の比に基づいて、前記対象信号のＡ／Ｄ変換結果を補正する電子制御装置（１、４）。
4. 請求項１〜３の何れか一項に記載の電子制御装置において、
   前記リファレンス値が所定の正常範囲に存在するか否かを判定することで異常の有無を判定する異常判定部（２１）をさらに備える電子制御装置（１、４）。
5. 請求項４記載の電子制御装置において、
   前記異常判定部により異常判定されたときには異常時処理を実行する実行部（６）をさらに備える電子制御装置（１、４）。
6. 請求項４または５記載の電子制御装置において、
   前記異常判定部により異常判定されたときには外部に異常を通知する通知部（１０）をさらに備える電子制御装置（１、４）。
7. 請求項１から６の何れか一項に記載の電子制御装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換部は、前記リファレンス電圧を用いて対象信号をＡ／Ｄ変換処理する第１Ａ／Ｄ変換部（１３）と、前記基準電圧生成部により生成された基準電圧を用いて前記リファレンス電圧をＡ／Ｄ変換処理しリファレンス値とする第２Ａ／Ｄ変換部（１８）と、を別体に備え、
   前記第１Ａ／Ｄ変換部と前記第２Ａ／Ｄ変換部とが並列処理するように構成される電子制御装置（１、４）。
8. 請求項１から７の何れか一項に記載の電子制御装置において、
   マイクロコンピュータ（４）により構成されることを特徴とする電子制御装置（４）。

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