JP2016146567A - Dispersion compensation method and optical signal transmitter, optical communication system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は光ファイバ通信分野で用いられる分散補償の方法に関する。 The present invention relates to a dispersion compensation method used in the field of optical fiber communication.
光通信の大容量化を目的として、多値変調方式を採用した光伝送システムの普及が進められている。
特に、光信号振幅を多値変調して送信し、直接検波(二乗検波)による受光を行うPulse Amplitude Modulation(ＰＡＭ)伝送方式は、コヒーレント受信とデジタル信号処理を組み合わせたデジタルコヒーレント方式と比較して、簡易な送受信機構成で周波数利用効率を向上できるため、メトロエリアや近距離データセンター間の高効率大容量通信を実現する方式として有望である。
For the purpose of increasing the capacity of optical communication, an optical transmission system employing a multi-level modulation method has been popularized.
In particular, the Pulse Amplitude Modulation (PAM) transmission system, which transmits multi-level modulated optical signal amplitude and receives light by direct detection (square detection), is compared with a digital coherent system that combines coherent reception and digital signal processing. Since the frequency utilization efficiency can be improved with a simple transceiver configuration, it is promising as a method for realizing high-efficiency and large-capacity communication between metro areas and short-range data centers.
一方、伝送距離が数十ｋｍを超えると、伝送ファイバの群速度分散(Group-Velocity Dispersion；ＧＶＤ)による波形歪みが大きくなって誤り率特性劣化の要因となる。
従来用いられてきた分散補償ファイバや分散補償モジュール等による光学的な分散補償は、単一の受動部品で多波長信号に対して動作するため有効であるが、システムのコストとサイズを増大させ、さらに大きな挿入損失によって信号対雑音比(ＳＮＲ)を劣化させるため、その観点からは好ましくない。
On the other hand, when the transmission distance exceeds several tens of kilometers, waveform distortion due to group-velocity dispersion (GVD) of the transmission fiber becomes large, which causes deterioration in error rate characteristics.
Optical dispersion compensation using a dispersion compensation fiber or dispersion compensation module that has been conventionally used is effective because it operates on a multi-wavelength signal with a single passive component, but increases the cost and size of the system, Further, since the signal-to-noise ratio (SNR) is deteriorated by a large insertion loss, it is not preferable from this viewpoint.
デジタルコヒーレント方式では、信号の複素振幅を受信できるため、受信機でデジタル信号処理による分散補償を実施することが可能であるが、ＰＡＭ伝送方式では直接検波を用いるため、同様の補償動作は原理的に不可能である。 Since the digital coherent method can receive the complex amplitude of the signal, it is possible to perform dispersion compensation by digital signal processing at the receiver. However, since the PAM transmission method uses direct detection, the same compensation operation is fundamental. Is impossible.
そこで、送信側でデジタル信号処理を行い、デジタル-アナログ変換器(ＤＡＣ)とＩＱ変調器を用いて、信号を伝送する前に伝送路のＧＶＤをあらかじめ補償しておく分散補償方式が提案されている(非特許文献１乃至非特許文献４)。
なおデジタル信号処理の具体的な手段としては、有限インパルス応答(ＦＩＲ)フィルタを用いる手法が一般的であるが、信号データに対してフーリエ変換を行ったうえで、周波数領域で各種のフィルタリングが実施される場合もある。
Therefore, a dispersion compensation method has been proposed in which digital signal processing is performed on the transmission side, and GVD of the transmission path is compensated in advance before transmitting the signal using a digital-analog converter (DAC) and an IQ modulator. (Non-Patent
As a specific means of digital signal processing, a method using a finite impulse response (FIR) filter is generally used, but after performing Fourier transform on the signal data, various types of filtering are performed in the frequency domain. Sometimes it is done.
デジタル信号処理とＤＡＣおよびＩＱ変調器によって送信前に完全な分散補償を実施するためには、非特許文献１および非特許文献２で報告されているように、２サンプル／シンボル以上のサンプリングレートにおけるデジタル信号処理とＤＡＣが必要である。
一方、１サンプル／シンボルのデジタル信号処理とデジタル-アナログ変換(ＤＡ変換)によって分散補償を実施することが可能であれば、ハードウェアの所要サンプリングレートを低く抑えられ、コスト的に優位となる。
In order to perform complete dispersion compensation before transmission by digital signal processing and DAC and IQ modulator, as reported in
On the other hand, if dispersion compensation can be implemented by digital signal processing of one sample / symbol and digital-analog conversion (DA conversion), the required sampling rate of hardware can be kept low, which is advantageous in terms of cost.
ところが、そのためのＦＩＲフィルタのタップ係数を決める方法は直感的ではなく、通常行われているような、伝送路の周波数領域における伝達関数の逆関数の逆フーリエ変換をそのままＦＩＲフィルタのタップ係数に用いる方法が適用できない。
その理由は、１サンプル／シンボルのデジタル信号処理とデジタル-アナログ変換を用いると、信号のシンボルレートをＢとした場合、周波数範囲が|ｆ|＜Ｂ/２の信号スペクトル成分に対して分散補償が可能である一方、その範囲外の周波数に対するスペクトル成分は制御不能であるため、そのままでは正しく分散補償された波形が得られないためである。
However, the method for determining the tap coefficient of the FIR filter for that purpose is not intuitive, and the inverse Fourier transform of the inverse function of the transfer function in the frequency domain of the transmission path is used as it is for the tap coefficient of the FIR filter. The method is not applicable.
The reason for this is that when digital signal processing of 1 sample / symbol and digital-analog conversion are used, if the symbol rate of the signal is B, dispersion compensation is performed for the signal spectrum component whose frequency range is | On the other hand, it is impossible to control spectral components for frequencies outside the range, and thus a waveform with correct dispersion compensation cannot be obtained as it is.
そこで、ルックアップテーブルを用いる方法(非特許文献３)や、あらかじめ信号スペクトルを電気領域での物理的なフィルタによって|ｆ|＜Ｂ/２の周波数範囲内に制限しておく方法(非特許文献４)が提案されているが、いずれも実用的とは言い難く、より柔軟かつ実用的な方法が必要である。 Therefore, a method using a look-up table (Non-Patent Document 3) or a method in which a signal spectrum is limited in advance to a frequency range of | f | <B / 2 by a physical filter in the electrical domain (Non-Patent Document 3). 4) has been proposed, but none of them are practical, and a more flexible and practical method is required.
本発明では、与えられた任意の伝送路分散値に対して、送信側で１サンプル／シンボルのデジタル信号処理とＤＡＣ、およびＩＱ変調器を用いて分散補償を行う際に、ＦＩＲフィルタのタップ係数が計算によって容易に得られる装置および方法を提案する。 In the present invention, when a given sample transmission line dispersion value is subjected to dispersion compensation using a digital signal processing of one sample / symbol and a DAC and an IQ modulator on the transmission side, tap coefficients of the FIR filter Proposes an apparatus and method that can be easily obtained by calculation.
（１）
少なくともＦＩＲフィルタとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備えた光送信機であって、
一シンボルあたり一サンプルの入力信号振幅のデジタル信号はＦＩＲフィルタでデジタル信号処理され、次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を出力するように構成されており、
該光送信機から該変調光信号を受信する光受信機との間の光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)を補償するように求めたタップ係数を使用して該ＦＩＲフィルタがデジタル信号処理をして該送信機内で光伝送路の群速度分散量を補償することを特徴とする光送信機。
（２）
前記ＦＩＲフィルタのタップ係数ｃnは後述する式(１)および式(２)により求めたことを特徴とする(１)に記載する光送信機。
（３）
(１)または(２)のいずれかに記載する光送信機を有することを特徴とする光伝送システム。
(1)
An optical transmitter comprising at least a FIR filter, a DAC, a laser diode capable of outputting a single wavelength continuous light, and an IQ modulator,
A digital signal having an input signal amplitude of one sample per symbol is subjected to digital signal processing by an FIR filter, and then an IQ signal is converted from a DA signal by a DAC and a single wavelength continuous light output from the laser diode. It is configured to output the modulated optical signal,
The FIR filter uses the tap coefficient determined to compensate the accumulated group velocity dispersion amount (D) of the optical transmission line to and from the optical receiver that receives the modulated optical signal from the optical transmitter. An optical transmitter characterized by processing to compensate for a group velocity dispersion amount of an optical transmission line within the transmitter.
(2)
The optical transmitter as set forth in (1), wherein the tap coefficient c n of the FIR filter is obtained by the following expressions (1) and (2).
(3)
An optical transmission system comprising the optical transmitter described in either (1) or (2).
（４）
光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法であって、
少なくともＦＩＲフィルタとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備える該送信機において、
該光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)が与えられると、該累積群速度分散量を補償するようにタップ係数を求め、
当該求めたタップ係数を使用して該ＦＩＲフィルタを構成し、
１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号は、当該構成されたＦＩＲフィルタでデジタル信号処理され、
次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を光伝送路に送出することを特徴とする光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。
（５）
前記ＦＩＲフィルタのタップ係数ｃnは後述する式(１)および式(２)により求めたことを特徴とする(４)に記載する光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。
（６）
(４)または(５)のいずれかに記載の方法を実施することを特徴とするプログラムおよびプログラムを記録した記憶媒体。
(4)
A method for compensating for group velocity dispersion in an optical transmission line within a transmitter,
In the transmitter comprising at least a FIR filter, a DAC, a laser diode capable of outputting a single wavelength continuous light, and an IQ modulator,
Given the cumulative group velocity dispersion amount (D) of the optical transmission line, the tap coefficient is determined so as to compensate the cumulative group velocity dispersion amount,
The FIR filter is configured using the obtained tap coefficient,
A digital signal having an input signal amplitude of one sample per symbol is subjected to digital signal processing by the configured FIR filter,
Next, the IQ modulator sends out the modulated optical signal to the optical transmission line from the electric signal that is DA-converted by the DAC and the single-wavelength continuous light output from the laser diode. A method of compensating for velocity dispersion within a transmitter.
(5)
Wherein said tap coefficients c n of the FIR filter to compensate for the group velocity dispersion of the optical transmission line described is characterized in that determined by the formula described below (1) and (2) (4) in the transmitter.
(6)
(4) A program for executing the method according to any one of (5) and a storage medium storing the program.
また、本発明では、与えられた任意の伝送路分散値に対して、送信側で１サンプル／シンボルのデジタル信号処理とＤＡＣ、およびＩＱ変調器を用いて分散補償を行う際に、任意の伝送路分散値をあらかじめ補償するように、周波数領域等化器(Frequency Domain Equalizer；ＦＤＥ)において伝達関数を構成する装置および方法を提案する。 Further, according to the present invention, an arbitrary transmission is performed when dispersion compensation is performed using a digital signal processing of one sample / symbol and a DAC and an IQ modulator on a given transmission path dispersion value. An apparatus and method for configuring a transfer function in a frequency domain equalizer (FDE) so as to compensate for a path dispersion value in advance are proposed.
（７）
少なくともＦＤＥとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備えた光送信機であって、１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号は周波数領域においてＦＤＥでデジタル信号処理され、次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を出力するように構成されており、該光送信機から該変調光信号を受信する光受信機の間の光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)を補償するように求めた伝達関数を使用して該ＦＤＥがデジタル信号処理をして該送信機内で光伝送路の群速度分散量を補償することを特徴とする光送信機。
（８）
前記伝達関数は次の様に求めたことを特徴とする(７)に記載する光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する光送信機。後述する式(１)で求めたｈ(ｔ)から、ｎは整数、Ｂはシンボルレートとして、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとしてｈn＝ｈ(ｎＴ)をフーリエ変換したＨnの逆数Ｈn -1を伝達関数とする。
（９）
(７)または(８)のいずれかに記載する光送信機を有することを特徴とする光伝送システム。
(7)
An optical transmitter including at least an FDE, a DAC, a laser diode capable of outputting a single wavelength continuous light, and an IQ modulator, wherein a digital signal having an input signal amplitude of one sample per symbol is a digital signal by FDE in the frequency domain. The IQ modulator is configured to output the modulated optical signal from the electrical signal that has been processed and then DA-converted by the DAC and the single-wavelength continuous light output from the laser diode, and the optical transmitter The FDE performs digital signal processing using the transfer function obtained to compensate the accumulated group velocity dispersion amount (D) of the optical transmission line between the optical receivers receiving the modulated optical signal from An optical transmitter characterized in that the group velocity dispersion amount of an optical transmission line is compensated in the apparatus.
(8)
(7) The optical transmitter for compensating for the group velocity dispersion of the optical transmission line in the transmitter, characterized in that the transfer function is obtained as follows. From h (t) obtained by equation (1) described later, n is an integer, B is a symbol rate, sampling time interval is T = 1 / B, and h n = h (nT) is an inverse of H n obtained by Fourier transform. Let H n −1 be the transfer function.
(9)
An optical transmission system comprising the optical transmitter according to any one of (7) and (8).
（１０）
光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法であって、
少なくともＦＤＥとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備える該送信機において、
該光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)が与えられると、該累積群速度分散量を補償するように伝達関数を求め、
当該求めた伝達関数を使用して該ＦＤＥを構成し、１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号は、当該構成されたＦＤＥで周波数領域においてデジタル信号処理され、次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を光伝送路に送出することを特徴とする光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。
（１１）
前記伝達関数は次の様に求めたことを特徴とする(１０)に記載する光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。後述する式(１)で求めたｈ(ｔ)から、ｎは整数、Ｂはシンボルレートとして、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとしてｈn＝ｈ(ｎＴ)をフーリエ変換したＨnの逆数Ｈn -1を伝達関数とする。
（１２）
(１０)または(１１)のいずれかに記載の方法を実施することを特徴とするプログラムおよびプログラムを記録した記憶媒体。
(10)
A method for compensating for group velocity dispersion in an optical transmission line within a transmitter,
In the transmitter comprising a laser diode and an IQ modulator capable of outputting at least FDE, DAC, and single-wavelength continuous light,
Given the accumulated group velocity dispersion amount (D) of the optical transmission line, a transfer function is obtained to compensate for the accumulated group velocity dispersion amount,
The FDE is configured using the obtained transfer function, and a digital signal having an input signal amplitude of one sample per symbol is subjected to digital signal processing in the frequency domain by the configured FDE, and then DA-converted by the DAC. The IQ modulator compensates the group velocity dispersion of the optical transmission line in the transmitter, characterized in that the IQ modulator sends the modulated optical signal to the optical transmission line from the electrical signal and the single wavelength continuous light output from the laser diode. how to.
(11)
(10) The method for compensating for group velocity dispersion of an optical transmission line in the transmitter according to (10), wherein the transfer function is obtained as follows. From h (t) obtained by equation (1) described later, n is an integer, B is a symbol rate, sampling time interval is T = 1 / B, and h n = h (nT) is an inverse of H n obtained by Fourier transform. Let H n −1 be the transfer function.
(12)
(10) A program characterized by implementing the method according to any one of (11) and a storage medium storing the program.
１サンプル／シンボルのデジタル信号処理とＤＡＣ、ＩＱ変調器を用いて任意の値の伝送路分散値を補償する際に、ＦＩＲフィルタのタップ係数が容易に得られ、またＦＤＥにおいて伝達関数を構成できる。 When digital signal processing of 1 sample / symbol and DAC / IQ modulator are used to compensate the transmission line dispersion value of any value, the tap coefficient of the FIR filter can be easily obtained, and the transfer function can be configured in the FDE. .
ＰＡＭ伝送システムにおいて、本発明を実施するための形態を説明する。
図１は伝送システム全体を表す図である。
なお本発明の適用はＰＡＭ伝送方式に限定されない。
また図１では、光増幅器や光フィルタ等の、伝送システムで通常用いられる部品・装置のいくつかが省略されているが、本発明の説明を行う上で支障はない。
A mode for carrying out the present invention in a PAM transmission system will be described.
FIG. 1 shows the entire transmission system.
The application of the present invention is not limited to the PAM transmission method.
In FIG. 1, some of the components and devices that are normally used in the transmission system, such as an optical amplifier and an optical filter, are omitted. However, there is no problem in explaining the present invention.
図１の送信機では、ビット列からなる情報源が入力され、ＰＡＭ振幅へのマッピングを行う。
このＰＡＭ信号振幅に対して、ＦＩＲフィルタによるデジタル信号処理が実施される。
In the transmitter of FIG. 1, an information source consisting of a bit string is input, and mapping to PAM amplitude is performed.
Digital signal processing by the FIR filter is performed on the PAM signal amplitude.
ここで用いるＦＩＲフィルタは、後述する本発明の分散補償のための処理に加え、ＤＡＣやＩＱ変調器等の送信機ハードウェアが持つ歪みを補償するための処理を実行することもできる。 The FIR filter used here can execute processing for compensating for distortion of transmitter hardware such as a DAC or IQ modulator in addition to the processing for dispersion compensation of the present invention described later.
ＦＩＲフィルタのタップ係数は複素数であり、実数であるＰＡＭ信号振幅の入力に対して、複素数の出力を得る。
複素数の実部と虚部のそれぞれに対するデジタル-アナログ変換がＤＡＣによって実施され、ＩＱ変調器の同相成分(In-phase)および直交成分(Quadrature)の入力ポートへと入力される。
The tap coefficient of the FIR filter is a complex number, and a complex output is obtained with respect to an input of a PAM signal amplitude that is a real number.
Digital-to-analog conversion for each of the real part and the imaginary part of the complex number is performed by the DAC and input to the input port of the in-phase component (Quadrature) of the IQ modulator.
ＩＱ変調器には変調信号の同相および直交成分に対応する電気信号の他に、レーザーダイオード(ＬＤ)より出力される単一波長連続光が入力され、最終的に変調された光信号が出力される。 In addition to the electrical signals corresponding to the in-phase and quadrature components of the modulation signal, the IQ modulator receives a single-wavelength continuous light output from a laser diode (LD) and finally outputs a modulated optical signal. The
送信機より出力された光信号は伝送ファイバを伝送される。
ここで、伝送ファイバの分散効果が累積することになる。
The optical signal output from the transmitter is transmitted through a transmission fiber.
Here, the dispersion effect of the transmission fiber is accumulated.
受信機では、入力された光信号が光検出器(フォトディテクタ；ＰＤ)によって二乗検波されて電気信号へと変換され、デコーダによって送信された元の情報源であるビット列へと復元されることになる。 In the receiver, the input optical signal is square-detected by a photodetector (photodetector; PD), converted into an electric signal, and restored to a bit string that is an original information source transmitted by a decoder. .
続いて、伝送路の累積分散効果を送信機内のＦＩＲフィルタによって補償するためのタップ係数を得る方法を説明する。 Next, a method for obtaining a tap coefficient for compensating the cumulative dispersion effect of the transmission path by the FIR filter in the transmitter will be described.
まず、図１０に示す測定系を用いて、送信機全体のインパルス応答時間波形ｇ(t)を、図１１の手順によって物理的に測定する。 First, using the measurement system shown in FIG. 10, the impulse response time waveform g (t) of the entire transmitter is physically measured by the procedure of FIG.
具体的には、(S101)インパルス発生源よりインパルス信号を出力させ、(S102)同相・直交成分いずれかに対応するＤＡＣにインパルス信号を加え、アナログ電気信号を出力させる。
この際、ＤＡＣやＩＱ変調器が歪みを持っている場合に、これを補償するためのデジタル信号処理を実施するＦＩＲフィルタ(図中点線部)を適用していてもよい。
Specifically, (S101) an impulse signal is output from the impulse generation source, (S102) the impulse signal is added to the DAC corresponding to either the in-phase / quadrature component, and an analog electric signal is output.
At this time, when the DAC or IQ modulator has distortion, an FIR filter (a dotted line portion in the figure) for performing digital signal processing for compensating for this may be applied.
(S103)次に、ＬＤからの連続光が入力されたＩＱ変調器に前記アナログ電気信号を印可し、同相・直交成分いずれかに対応する光インパルス波形を出力させる。 (S103) Next, the analog electric signal is applied to the IQ modulator to which continuous light from the LD is input, and an optical impulse waveform corresponding to either the in-phase or quadrature component is output.
(S104)この光波形を、90度ハイブリッド、局所発振光源(Local Oscillator；ＬＯ)、バランスフォトディテクタ(ＢＰＤ)、そしてオシロスコープ(ＯＳＣ)からなるコヒーレント受信機によって受信し、オシロスコープでアナログ-デジタル変換され、(S105)そして得られたデジタル信号に対して、オフラインデジタル信号処理によって搬送波再生等の復調処理を実施したうえで、光インパルス応答波形ｇ(t)を複素振幅の形で数値化する。 (S104) This optical waveform is received by a coherent receiver composed of a 90-degree hybrid, a local oscillation light source (LO), a balance photodetector (BPD), and an oscilloscope (OSC), and is converted from analog to digital by the oscilloscope. (S105) The obtained digital signal is subjected to demodulation processing such as carrier wave regeneration by offline digital signal processing, and the optical impulse response waveform g (t) is digitized in the form of complex amplitude.
いったんｇ(t)を測定して数値化しておけば、以降は伝送経路が切り替わって分散値の総量が変更されても、この後に述べる計算手順を再度実施することで、送信側で分散補償を行うためのＦＩＲフィルタのタップ係数を再度導出することは容易である。 Once g (t) is measured and digitized, after that, even if the transmission path is switched and the total amount of dispersion is changed, dispersion compensation is performed on the transmission side by performing the calculation procedure described later again. It is easy to derive again the tap coefficients of the FIR filter to perform.
次に、補償すべき分散値の総量(累積分散値)をＤ[ｓ2]とおいた場合に、送信側分散補償を実施するためのＦＩＲフィルタタップ係数を計算によって求める方法を、図１２の手順に従って説明する。 Next, a method of obtaining FIR filter tap coefficients for performing transmission-side dispersion compensation by calculation when the total amount of dispersion values to be compensated (cumulative dispersion value) is D [s 2 ] is shown in the procedure of FIG. It explains according to.
なお伝送路の単位長さ当たりの分散値がβ2[ｓ2／ｍ]、総長がＬ[ｍ]の場合、累積分散値はＤ＝β2Ｌ[ｓ2]として与えられる。
(S201)先に測定したインパルス応答ｇ(t)を持つ光波形に対して、(S202)累積分散値がＤ[ｓ2]である伝送路を伝送したときに得られるであろう波形ｈ(t)を以下の式で計算する。
If the dispersion value per unit length of the transmission path is β 2 [s 2 / m] and the total length is L [m], the accumulated dispersion value is given as D = β 2 L [s 2 ].
(S201) With respect to the optical waveform having the impulse response g (t) measured previously, (S202) the waveform h () that would be obtained when transmitting through the transmission line whose accumulated dispersion value is D [s 2 ]. t) is calculated by the following formula.
ただしＧ(ω)はｇ(t)のフーリエ変換であり、Ｆ-1は逆フーリエ変換を表す。
ここで得られたｈ(t)は、概念としては時間的に連続な波形であるが、実際には有限の時間間隔でサンプリングされた離散データであって、そのサンプリングレートはシンボルレートよりも十分大きい値であるものとする。
またフーリエ順変換および逆変換の実施については、サンプリングされたデータに対して、高速フーリエ変換(FFT/IFFT)のアルゴリズムを用いることが現実的である。
Where G (ω) is the Fourier transform of g (t), and F −1 represents the inverse Fourier transform.
Although h (t) obtained here is a temporally continuous waveform in concept, it is actually discrete data sampled at a finite time interval, and the sampling rate is sufficiently higher than the symbol rate. It is assumed that the value is large.
As for the implementation of the Fourier forward transform and the inverse transform, it is practical to use a fast Fourier transform (FFT / IFFT) algorithm for the sampled data.
(S203)次に、このｈ(t)をシンボルレートＢに等しいサンプリングレートでサンプリングし、得られた波形をｈnとする。
ただしｎは整数であり、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとしてｈn＝ｈ(ｎＴ)として得られたものである。
なおｎの範囲は、ｈnの振幅の絶対値が十分小さくなるまでの値の範囲として決定される。
(S204)そしてｈnをフーリエ変換したものをＨnとし、(S205)その逆数であるＨn -1を逆フーリエ変換して得られる、
(S203) Next, h (t) is sampled at a sampling rate equal to the symbol rate B, and the obtained waveform is set to h n .
However, n is an integer, and is obtained as h n = h (nT) with a sampling time interval T = 1 / B.
The range of n is determined as a range of values until the absolute value of the amplitude of h n becomes sufficiently small.
(S204) and a material obtained by Fourier transform of h n and H n, is obtained by inverse Fourier transform of H n -1 which is the inverse (S205),
をＦＩＲフィルタのタップ係数として用いる。 Are used as tap coefficients of the FIR filter.
その結果、１サンプル／シンボルのＤＡＣを用いた場合でも、上記ｃnをタップ係数として持つＦＩＲフィルタによって、伝送路の累積分散値Ｄ[ｓ2]があらかじめ補償された波形を得ることが可能となる。 As a result, 1 even when a DAC sample / symbol, the FIR filter having the c n as a tap coefficient, accumulated dispersion D of the transmission path [s 2] is possible to obtain a pre-compensated waveform Become.
以下では、原理確認実験にもとづいた本発明の実施例と効果を具体的に説明する。 Below, the Example and effect of this invention based on a principle confirmation experiment are demonstrated concretely.
シンボルレートが12Gbaudで、長さが２15−１である疑似ランダムビット列より変調された４値ＰＡＭ信号を送信信号とする。 A quaternary PAM signal modulated by a pseudo random bit sequence having a symbol rate of 12 Gbaud and a length of 2 15 -1 is used as a transmission signal.
図１に示した伝送システム全体図の中の送信機に相当する部分は、任意波形発生器、ニオブ酸リチウム(ＬＮ)をベースとするＩＱ変調器、そして波長1552.52nmの連続光を出力するレーザー光源で構成される。 The portion corresponding to the transmitter in the overall transmission system shown in FIG. 1 includes an arbitrary waveform generator, an IQ modulator based on lithium niobate (LN), and a laser that outputs continuous light with a wavelength of 1552.52 nm. Consists of a light source.
信号発生およびＦＩＲフィルタによるデジタル信号処理はオフラインで実施し、その結果をＤＡＣに相当する任意波形発生器にデジタルデータとして入力する。 The signal generation and digital signal processing by the FIR filter are performed off-line, and the result is input as digital data to an arbitrary waveform generator corresponding to a DAC.
任意波形発生器はサンプリングレートが12GSample/sで２チャネルのアナログ波形出力を有し、これを複素数の実部と虚部に対応する二つのＤＡＣとして使用する。 The arbitrary waveform generator has a sampling rate of 12 GSample / s and has an analog waveform output of 2 channels, which is used as two DACs corresponding to a real part and an imaginary part of a complex number.
図２は、上記の送信機から繰り返し周波数1GHzで同相成分のインパルス列を発生させたときに、これをコヒーレント受信してリアルタイムオシロスコープによって波形データを取り込み、オフラインのデジタル信号処理によって位相再生を実施して取得した振幅時間波形である。
同図の横軸は12GSample/sでサンプリングしたときの時間間隔で規格化されており、１は83.3psに相当する。
Fig. 2 shows that when an impulse sequence of in-phase components is generated at a repetition frequency of 1 GHz from the above transmitter, this is coherently received, waveform data is captured by a real-time oscilloscope, and phase reproduction is performed by off-line digital signal processing. It is the amplitude time waveform acquired in this way.
The horizontal axis of the figure is normalized by the time interval when sampling at 12 GSample / s, and 1 corresponds to 83.3 ps.
図２の波形は実数であるが、虚数部は値の大きさが小さかったため無視した。
また送信機の直交成分に関しても同様の波形が得られたので、図２に示した波形を同相・直交成分に共通な実数のインパルス応答ｇ(t)とする。
なおインパルス応答がチャープなどを含むときにｇ(t)が複素数となるが、その場合でも以下に示す手法は適用可能である。
The waveform in FIG. 2 is a real number, but the imaginary part is ignored because the value is small.
Since a similar waveform is obtained for the quadrature component of the transmitter, the waveform shown in FIG. 2 is assumed to be a real impulse response g (t) common to the in-phase and quadrature components.
Note that g (t) is a complex number when the impulse response includes chirp or the like, but even in this case, the following method can be applied.
伝送路を構成するファイバの一例として、分散値がβ2＝-21.25ps2で、長さがＬ＝80kmの標準シングルモードファイバ(ＳＳＭＦ)を考える。
このときの伝送路の累積分散値はＤ＝-1700ps2となるが、図２に示したインパルス応答ｇ(t)に対して、この累積分散値が加わった場合の波形ｈ(t)を式(１)によって計算した結果を図３に示す。
As an example of the fiber constituting the transmission line, a standard single mode fiber (SSMF) having a dispersion value of β 2 = −21.25 ps 2 and a length of L = 80 km is considered.
At this time, the accumulated dispersion value of the transmission line is D = −1700 ps 2, and the waveform h (t) when the accumulated dispersion value is added to the impulse response g (t) shown in FIG. The result calculated by (1) is shown in FIG.
図３で実線および破線はそれぞれｈ(t)の実部および虚部を表し、点はＤＡＣのサンプリングレートである12GSample/sでサンプリングした場合の振幅値ｈnを表している。
送信側で分散補償を実施しない場合は、受信側で図３に示したようなインパルス応答が得られることとなり、符号間干渉によって受信信号の波形が大きく歪むことになる。
In FIG. 3, the solid line and the broken line represent the real part and the imaginary part of h (t), respectively, and the point represents the amplitude value h n when sampling at 12 GSample / s, which is the DAC sampling rate.
When dispersion compensation is not performed on the transmission side, an impulse response as shown in FIG. 3 is obtained on the reception side, and the waveform of the reception signal is greatly distorted due to intersymbol interference.
図３の各点で示されたｈnをフーリエ変換して得られたＨnを用い、式(２)によって得られるタップ係数ｃnの計算結果を図４に示す。
図４はＦＩＲフィルタのタップ係数ｃnの実部と虚部を表しており、タップ番号が-10≦ｎ≦10となる範囲の外側では係数の値が十分小さくなると判断されることから、タップ数が21として決定されたものである。
FIG. 4 shows a calculation result of the tap coefficient c n obtained by the equation (2) using H n obtained by Fourier transform of h n indicated by each point in FIG.
Figure 4 is the fact represents the real and imaginary parts of the tap coefficients c n of the FIR filter, outside of the range tap number is -10 ≦ n ≦ 10 where the value of the coefficient is determined to be sufficiently small, the tap The number was determined as 21.
図２に示した送信機のインパルス応答ｇ(t)に対して、図４で得られたタップ係数のＦＩＲフィルタを適用した時の波形を計算した結果を図５に示す。
このように、伝送路の分散値をＦＩＲフィルタによって事前に補償すると、送信機より出力される信号のインパルス応答は大きく歪んで符号間干渉を生じることになる。
FIG. 5 shows the result of calculating the waveform when the tap coefficient FIR filter obtained in FIG. 4 is applied to the impulse response g (t) of the transmitter shown in FIG.
In this way, if the dispersion value of the transmission path is compensated in advance by the FIR filter, the impulse response of the signal output from the transmitter is greatly distorted, resulting in intersymbol interference.
一方、図５の波形に対してＤ＝-1700ps2の累積分散値を作用させたときの波形の計算結果を図６に示す。
図６で実線、破線、一点鎖線はそれぞれ実部、虚部、そして強度を示したものである。
On the other hand, FIG. 6 shows a calculation result of a waveform when a cumulative dispersion value of D = −1700 ps 2 is applied to the waveform of FIG.
In FIG. 6, a solid line, a broken line, and an alternate long and short dash line indicate the real part, the imaginary part, and the strength, respectively.
図に示されているように、各サンプリング点では符号間干渉が零となるため、受信側では伝送路の累積分散が補償された波形が得られることが期待される。 As shown in the figure, since the intersymbol interference becomes zero at each sampling point, it is expected that a waveform in which the accumulated dispersion of the transmission path is compensated is obtained on the receiving side.
なお各サンプリング点間の遷移においては振幅が大きくなっているが、これは１サンプル／シンボルのデジタル信号処理およびＤＡＣを用いたため、|ｆ|＜Ｂ/２の範囲外のスペクトル成分が制御不能となり、Nyquistフィルタ(ロールオフ係数が零に近いロールオフフィルタ)を用いた場合と同様に、大きな振幅遷移が発生したことによるものである。 In addition, although the amplitude is large at the transition between each sampling point, since this uses digital signal processing of 1 sample / symbol and DAC, spectral components outside the range of | f | <B / 2 become uncontrollable. This is because a large amplitude transition occurs as in the case of using the Nyquist filter (roll-off filter having a roll-off coefficient close to zero).
以下では、伝送ファイバとしてのＳＳＭＦの距離を0km、40km、80km、120kmと変化したときに、提案手法を用いて送信側で分散補償した後で12Gbaudの４ＰＡＭ信号を伝送し、受信機で受信して信号品質を評価した実験の結果を示す。
図７に実験系を示す。
In the following, when the SSMF distance as the transmission fiber is changed to 0km, 40km, 80km, 120km, 12Gbaud 4PAM signal is transmitted after dispersion compensation on the transmitting side using the proposed method and received by the receiver The result of the experiment which evaluated signal quality is shown.
FIG. 7 shows the experimental system.
送信機は図１の送信機と同じ構成である。
伝送路はファイバ長に応じて(ａ) 0km、(ｂ) 40km、(ｃ) 80km、そして(ｄ) 120kmのいずれかの構成を取るものとする。
The transmitter has the same configuration as the transmitter of FIG.
It is assumed that the transmission path has one of (a) 0 km, (b) 40 km, (c) 80 km, and (d) 120 km depending on the fiber length.
また、それぞれの長さの伝送ファイバで発生する累積分散値を送信機で補償するためのタップ係数ｃnを計算によって求め、送信機内のＦＩＲフィルタに適用して分散補償を実施した。 Further, the accumulated dispersion generated in each length transmission fiber obtained by calculation of the tap coefficients c n for compensating at the transmitter was performed dispersion compensation applied to the transmitter of the FIR filter.
ＳＳＭＦの長さが40, 80, 120kmのとき、タップ係数ｃnのタップ数はそれぞれ19, 21, 23であった。 When the length of the SSMF is 40, 80, 120 km, the number of taps of the tap coefficients c n were respectively 19, 21, 23.
送信機より出力される光信号の平均電力は、伝送ファイバに入射する前に光増幅器により１mWに増幅される。
ファイバを伝送後、可変光減衰器(ＶＯＡ)で光パワーを変化させた後、光増幅することで受信信号の光信号対雑音比(ＯＳＮＲ)を調整する。
The average power of the optical signal output from the transmitter is amplified to 1 mW by an optical amplifier before entering the transmission fiber.
After transmitting the fiber, the optical power is changed by a variable optical attenuator (VOA), and then optical amplification is performed to adjust the optical signal-to-noise ratio (OSNR) of the received signal.
ＯＳＮＲを光スペクトルアナライザ(ＯＳＡ)で測定し、ＯＳＮＲを定義するにあたっての光雑音帯域幅を0.1nmとした。
一方、信号帯域外光雑音を帯域通過フィルタ(ＢＰＦ)により除去し、光検出器(ＰＤ)で直接検波による受光を行う。
OSNR was measured with an optical spectrum analyzer (OSA), and the optical noise bandwidth in defining OSNR was set to 0.1 nm.
On the other hand, optical noise outside the signal band is removed by a band pass filter (BPF), and light reception by direct detection is performed by a photodetector (PD).
ＰＤより出力される電気信号をリアルタイムオシロスコープ(ＯＳＣ)によって取り込み、オフラインのデジタル信号処理によってアンチエイリアスフィルタリング、24GSample/sでのリサンプリング、クロック再生を行い、最終的に信号の品質評価を実施する。 The electrical signal output from the PD is captured by a real-time oscilloscope (OSC), antialiasing filtering is performed by off-line digital signal processing, resampling at 24 GSample / s, and clock recovery are performed, and finally the signal quality is evaluated.
図８は、伝送ファイバの長さが(ａ) 0km(Back to back)、(ｂ) 40km、(ｃ) 80km、そして(ｄ) 120kmの場合の受信信号のアイパターンを示している。
受信ＯＳＮＲの値はそれぞれ34, 34, 35, 35dBである。
FIG. 8 shows the eye pattern of the received signal when the length of the transmission fiber is (a) 0 km (Back to back), (b) 40 km, (c) 80 km, and (d) 120 km.
The received OSNR values are 34, 34, 35, and 35 dB, respectively.
図８の結果から、伝送後の受信信号波形について、特定のサンプリング時間において４ＰＡＭ信号振幅が得られており、各距離の伝送ファイバの累積分散値が補償されていることがわかる。 From the result of FIG. 8, it can be seen that the 4PAM signal amplitude is obtained at a specific sampling time for the received signal waveform after transmission, and the accumulated dispersion value of the transmission fiber at each distance is compensated.
一方、伝送ファイバ長が長くなるほど累積分散値も大きくなり、結果として振幅が時間遷移する際の変動幅が大きくなっているのがわかる。 On the other hand, it can be seen that as the transmission fiber length increases, the accumulated dispersion value also increases, and as a result, the fluctuation range when the amplitude undergoes time transition increases.
図９は、受信ＯＳＮＲを変化させたときに得られる受信信号のビット誤り率(ＢＥＲ)の測定結果を表す図である。
すべての伝送ファイバ長に対して10-3以下のＢＥＲが得られており、誤り訂正符号を適用した場合にエラーフリーとなる実用的な受信信号品質が得られたことを示す。
FIG. 9 is a diagram illustrating a measurement result of the bit error rate (BER) of the received signal obtained when the received OSNR is changed.
A BER of 10 −3 or less was obtained for all transmission fiber lengths, indicating that a practical received signal quality that is error-free when an error correction code is applied was obtained.
図１０の測定系を用いて送信機のインパルス応答ｇ(t)を測定する際、受信機でインパルス応答波形を受信してアナログ-デジタル変換し、デジタル信号処理によって位相再生などの復調を行う際、リアルタイムオシロスコープを用いてデータ取得とアナログ-デジタル変換してからオフラインデジタル信号処理を行うのではなく、集積回路化されたリアルタイムデジタル信号処理プロセッサを用いてデータ取得および信号解析を実施してもよい。 When measuring the impulse response g (t) of the transmitter using the measurement system of FIG. 10, when the impulse response waveform is received and analog-to-digital converted by the receiver, and demodulation such as phase reproduction is performed by digital signal processing Instead of performing offline digital signal processing after data acquisition and analog-to-digital conversion using a real-time oscilloscope, data acquisition and signal analysis may be performed using an integrated real-time digital signal processor .
本発明のデジタル信号処理を実施する際、ＦＩＲフィルタを用いることなく、周波数領域で実施してもよい。 When performing the digital signal processing of the present invention, it may be performed in the frequency domain without using the FIR filter.
すなわち、(S301)対象とする信号データに対して、(S302)ＦＦＴを用いてフーリエ変換を実施し、(S303)周波数領域で送信側分散補償を実施するための伝達関数を掛け合わせ、そして(S304)ＩＦＦＴによる逆フーリエ変換を行うことで、分散補償された信号波形の複素振幅デジタルデータを得ることのできる、周波数領域等化器(Frequency Domain Equalizer；ＦＤＥ)を適用してもよい。 That is, (S301) subject signal data is subjected to Fourier transform using (S302) FFT, (S303) multiplied by a transfer function for performing transmission side dispersion compensation in the frequency domain, and ( S304) A frequency domain equalizer (FDE) that can obtain complex amplitude digital data of a dispersion-compensated signal waveform by performing inverse Fourier transform by IFFT may be applied.
図１３に本発明でＦＤＥを用いて実施する伝送システムを、図１４にＦＤＥ内で送信側分散補償を実施するための手順を、そして図１５にＦＤＥ内で用いる伝達関数Ｈn -1を取得する手順を示した。 FIG. 13 shows a transmission system implemented using FDE in the present invention, FIG. 14 shows a procedure for performing transmission side dispersion compensation in FDE, and FIG. 15 shows a transfer function H n −1 used in FDE. The procedure to do was shown.
光ファイバ通信分野における送信機内において提案する手法を用いることで、サンプリングレートを低く抑えたデジタル信号処理とアナログ-デジタル変換によって分散補償を実施することができ、特にＰＡＭ信号を長距離伝送した場合のＧＶＤに起因する波形劣化を抑圧し、伝送可能距離を延伸することが可能となる。 By using the proposed method in the transmitter in the field of optical fiber communication, dispersion compensation can be implemented by digital signal processing and analog-to-digital conversion with a low sampling rate, especially when PAM signals are transmitted over long distances. Waveform deterioration caused by GVD can be suppressed, and the transmittable distance can be extended.
１ 送信機
２ 信号源
３ ＰＡＭ信号振幅マッピング
４ ＦＩＲフィルタ
５ ＤＡＣ
６ ＤＡＣ
７ レーザーダイオード
８ ＩＱ変調器
９ 伝送路
１０ 受信機
１１ 光検出器
１２ デコーダ
１３ インパルス源
１４ オシロスコープ
１５ ＤＡＣ
１６ ＤＡＣ
１７ レーザーダイオード
１８ ＩＱ変調器
１９ コヒーレント受信機
２０ 局所発振光源
２１ ９０度ハイブリッド
２２ バランスフォトディテクタ
２３ バランスフォトディテクタ
２４ 光増幅器
２５ 可変光減衰器
２６ 光スペクトルアナライザ
２７ 帯域通過フィルタ
２８ 光検出器
２９ オシロスコープ
３０ ＤＳＰ
３１ ＦＩＲフィルタ
３２ 周波数領域等化器
1
6 DAC
7
11
16 DAC
17
31
Claims (12)
一シンボルあたり一サンプルの入力信号振幅のデジタル信号はＦＩＲフィルタでデジタル信号処理され、次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を出力するように構成されており、
該光送信機から該変調光信号を受信する光受信機との間の光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)を補償するように求めたタップ係数を使用して該ＦＩＲフィルタがデジタル信号処理をして該送信機内で光伝送路の群速度分散量を補償することを特徴とする光送信機。 An optical transmitter comprising at least a FIR filter, a DAC, a laser diode capable of outputting a single wavelength continuous light, and an IQ modulator,
A digital signal having an input signal amplitude of one sample per symbol is subjected to digital signal processing by an FIR filter, and then an IQ signal is converted from a DA signal by a DAC and a single wavelength continuous light output from the laser diode. It is configured to output the modulated optical signal,
The FIR filter uses the tap coefficient determined to compensate the accumulated group velocity dispersion amount (D) of the optical transmission line to and from the optical receiver that receives the modulated optical signal from the optical transmitter. An optical transmitter characterized by processing to compensate for a group velocity dispersion amount of an optical transmission line within the transmitter.
少なくともＦＩＲフィルタとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備える該送信機において、
該光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)が与えられると、該累積群速度分散量を補償するようにタップ係数を求め、
当該求めたタップ係数を使用して該ＦＩＲフィルタを構成し、１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号は、当該構成されたＦＩＲフィルタでデジタル信号処理され、次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を光伝送路に送出することを特徴とする光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。 A method for compensating for group velocity dispersion in an optical transmission line within a transmitter,
In the transmitter comprising at least a FIR filter, a DAC, a laser diode capable of outputting a single wavelength continuous light, and an IQ modulator,
Given the cumulative group velocity dispersion amount (D) of the optical transmission line, the tap coefficient is determined so as to compensate the cumulative group velocity dispersion amount,
The FIR filter is configured using the obtained tap coefficient, and a digital signal having an input signal amplitude of one sample per symbol is subjected to digital signal processing by the configured FIR filter, and then DA-converted by the DAC. The IQ modulator compensates the group velocity dispersion of the optical transmission line in the transmitter, wherein the IQ modulator sends the modulated optical signal to the optical transmission line from the electric signal and the single wavelength continuous light output from the laser diode. Method.
１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号は周波数領域においてＦＤＥでデジタル信号処理され、次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を出力するように構成されており、
該光送信機から該変調光信号を受信する光受信機の間の光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)を補償するように求めた伝達関数を使用して該ＦＤＥがデジタル信号処理をして該送信機内で光伝送路の群速度分散量を補償することを特徴とする光送信機。 An optical transmitter comprising a laser diode and an IQ modulator capable of outputting at least FDE, DAC, and single-wavelength continuous light,
A digital signal having an input signal amplitude of one sample per symbol is subjected to digital signal processing by FDE in the frequency domain, and then the IQ modulation is performed from an electric signal DA-converted by DAC and a single wavelength continuous light output from the laser diode. The device is configured to output the modulated optical signal,
The FDE performs digital signal processing using a transfer function determined to compensate the accumulated group velocity dispersion (D) of the optical transmission line between the optical receivers that receive the modulated optical signal from the optical transmitter. An optical transmitter characterized in that the group velocity dispersion amount of the optical transmission line is compensated in the transmitter.
少なくともＦＤＥとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備える該送信機において、
該光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)が与えられると、該累積群速度分散量を補償するように伝達関数を求め、
当該求めた伝達関数を使用して該ＦＤＥを構成し、１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号は、当該構成されたＦＤＥで周波数領域においてデジタル信号処理され、次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を光伝送路に送出することを特徴とする光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。 A method for compensating for group velocity dispersion in an optical transmission line within a transmitter,
In the transmitter comprising a laser diode and an IQ modulator capable of outputting at least FDE, DAC, and single-wavelength continuous light,
Given the accumulated group velocity dispersion amount (D) of the optical transmission line, a transfer function is obtained to compensate for the accumulated group velocity dispersion amount,
The FDE is configured using the obtained transfer function, and a digital signal having an input signal amplitude of one sample per symbol is subjected to digital signal processing in the frequency domain by the configured FDE, and then DA-converted by the DAC. The IQ modulator compensates the group velocity dispersion of the optical transmission line in the transmitter, characterized in that the IQ modulator sends the modulated optical signal to the optical transmission line from the electrical signal and the single wavelength continuous light output from the laser diode. how to.
12. A program for executing the method according to claim 10 or 11 and a storage medium storing the program.
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| A621 | Written request for application examination |
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|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20180806 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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