JP2009100197A - Ｒｆ電力増幅装置およびｒｆ電力増幅器の電源電圧を制御する電源供給回路 - Google Patents

Abstract

【課題】インピーダンス不整合の状態が長時間継続されても、携帯電話端末のバッテリーの消耗を軽減すること。
【解決手段】ＲＦ電力増幅装置は、ＲＦ電力増幅器ＲＦＰＡと電源供給回路Ｐｗｒ＿Ｃｎｔとを具備する。
電源供給回路は、パワー制御信号Ｖapcのレベルに応答して、ＲＦ電力増幅器に供給される電源電圧Ｖ_LDOのレベルを制御する。検出抵抗Ｒsenは、電源電圧の電源電流Ｉ_LDOに対応した検出信号Ｖsenを生成する。電流制御部Ｃｍｐ１、２、ＦＦ１、ＮＡＮＤ３、Ｑp４は、検出信号Ｖsenに応答して電源電流Ｉ_LDOを制御する。Ｖsenが電源電流許容レベルＩ_LDO (Max)に対応する許容検出信号レベルＶshに一致すると、電流制御部は電源電流Ｉ_LDOを許容レベルＩ_LDO (Max)よりも小さな制限電流に制御する。好ましくは、制限電流は、シャットダウンスイッチＳｈ＿ＳＷのオフ状態によるシャットダウン電流である。
【選択図】図１

Description

本発明は、基地局との通信を行う携帯電話端末に搭載されるＲＦ送信用のＲＦ電力増幅装置および電源供給回路に関し、特にインピーダンス不整合の状態が長時間継続されても、携帯電話端末のバッテリーの消耗を軽減するのに有益な技術に関する。

携帯電話端末のような通信端末機器で複数のタイムスロットのそれぞれのタイムスロットを、アイドル状態と、基地局からの受信動作と、基地局への送信動作とのいずれかに設定可能である時分割多元接続(ＴＤＭＡ)方式が知られている。尚、ＴＤＭＡは、Time-Division Multiple Accessの略称である。このＴＤＭＡ方式のひとつとして、位相変調のみを使用するＧＳＭ方式もしくはＧＭＳＫ方式が知られている。

このＧＳＭ方式もしくはＧＭＳＫ方式と比較して、通信データ転送レートを改善する方式も知られている。この改善方式として、位相変調と伴に振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式も、最近注目されている。

尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略称である。また、ＧＭＳＫは、Gaussian minimum Shift Keyingの略称である。更に、ＥＤＧＥは、Enhanced Data for GSM Evolution(Enhanced Data for GPRS)の略称である。尚、ＧＰＲＳはGeneral Packet Radio Serviceの略称である。

ＥＤＧＥ方式を実現する方法としては、送信すべき送信信号を位相成分と振幅成分とに分離した後、位相制御ループと振幅制御ループでそれぞれフィードバック制御を行い、フィードバック制御の後の位相成分と振幅成分とをアンプで合成するポーラループ方式が知られている。

下記非特許文献１には、位相制御ループと振幅制御ループとを有し、ＥＤＧＥ方式の送信機能をサポートするポーラループトランスミッターが記載されている。携帯電話において電力効率は重要な市場課題であり、ポーラループ方式ではＲＦパワーアンプが飽和近くで動作することにより、電力効率が良いと言う利点があると記載されている。また、このＲＦパワーアンプの飽和動作からのポーラループ方式の付加的な利点は、低雑音特性であると記載されている。

また、下記非特許文献２には、ＧＳＭでのＧＭＳＫおよびＥＤＧＥでの８ＰＳＫのためのポーラ変調送信機が記載され、ランピィング(ramping)と変調とのためのパワー制御はコレクタ電源電圧の制御により実行される。ＡＭ変調のインプリメンテーションは大電流ＣＭＯＳＬＤＯと非常に類似した方式により、実現される。ＣＭＯＳＬＤＯと非常に類似した方式では、差動増幅器の反転入力端子にはＡＭ制御入力信号が供給され、差動増幅器の出力信号はＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートに供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン出力は抵抗分圧負帰還回路を介して差動増幅器の非反転入力端子に供給される。ＡＭ制御入力信号に比例したＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン出力信号はコレクタ電源電圧として、ＲＦパワーアンプに供給される。尚、ＬＤＯとは、下記非特許文献３に記載されているように、ロードロップアウト(出力低電圧降下)のシーリーズ・レギュレータである。

更に、下記非特許文献２には、ＲＦパワーアンプの入力ベースバイアスを調整するための特殊なバイアスキャリブレーション技術が記載されている。そのために、システム効率を劣化させるいかなるインライン抵抗損出の無い電流検出回路が使用される。この電流検出回路は、ＲＦパワーアンプにコレクタ電源電圧を供給する大きなサイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタに小さなサイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタを並列接続した単純なカレントミラーと、差動増幅器と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタと、検出抵抗とから構成されている。小サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタの検出電流は検出抵抗の両端で検出電圧に変換され、検出電圧は電圧増幅器で増幅される。電圧増幅器の増幅出力とバイアス基準値とは他の差動増幅器で比較され、他の差動増幅器の比較出力信号はサンプル・ホールド回路を介してＲＦパワーアンプのベースバイアスとして供給される。

一方、下記非特許文献３には、負荷短絡等による過大出力電流に対する保護回路を含むロードロップアウト(出力低電圧降下)のレギュレータが記載されている。このレギュレータは、バンドギャップ参照電圧発生器とボルテージフォロワの第１制御ループと出力電流を検出する第２制御ループとにより構成されている。第２制御ループの検出抵抗は出力電流に比例する検出電流を検出電圧に変換して、検出電圧は比較器により基準電圧と比較される。基準電圧よりも検出電圧が高くなると、比較器の出力により制御されるトランジスタはボルテージフォロワの出力回路の入力をシャントする。その結果、このレギュレータは略１．２ボルトを出力する際に、５．３アンペアの電流リミット特性を持っている。

また、下記特許文献１には、下記非特許文献２に記載されたようなコレクタ電源電圧制御のＲＦパワーアンプの負荷インピーダンスの減少による電源電圧制御のレギュレータの出力電流の増大を制限することが記載されている。そのために、電源電圧制御のレギュレータには、電流リミット回路が接続される。電流リミット回路は、小サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタと、差動増幅器と、Ｐチャンネル制御ＭＯＳトランジスタと、基準電流源と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタと、ＰチャンネルＭＯＳカレントミラーとから構成されている。電流リミット回路の小サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタは、ＲＦパワーアンプにコレクタ電源電圧を供給するレギュレータの大サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタと並列に接続されている。

大サイズトランジスタに流れるレギュレータの出力電流に比例した小サイズトランジスタの検出電流は、差動増幅器の出力で制御されるＰチャンネル制御ＭＯＳトランジスタのソース・ドレイン経路を介して基準電流源とＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートとに供給される。

ＲＦパワーアンプの負荷インピーダンスの低下により、レギュレータの出力電流が増大して、検出電流が基準電流源の基準電流よりも大きくなる。すると、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタがオンして、ＰチャンネルＭＯＳカレントミラーの出力電流は大サイズと小サイズの両ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートをプルアップする。

その結果、検出電流が基準電流と等しくなるまで、レギュレータの出力電流と検出電流とが減少する。このようにして、ＲＦパワーアンプの電源電圧制御のレギュレータに接続された電流リミット回路は、ＲＦパワーアンプのコレクタ電流の最大値を略１．９アンペアに制限することができる。

Ｅａｒｌ ＭｃＣｕｎｅ， "Ｈｉｇｈ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ， Ｍｕｌｔｉ−Ｍｏｄｅ， Ｍｕｌｔｉ−Ｂａｎｄ Ｔｅｒｍｉｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ"， ＩＥＥＥ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｍａｇａｚｉｎｅ， Ｍａｒｃｈ ２００５， ＰＰ．４４〜５５． Ｄａｖｉｄ Ｒ． Ｐｅｈｌｋｅ ｅｔ ａｌ， "Ｈｉｇｈ Ｐｅｒｆｏｒｍｎｃｅ Ｏｐｅｎ−Ｌｏｏｐ ＡＭ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｆｏｒ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ Ｅ−ＧＰＲＳ Ｐｏｌａｒ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ"， ＩＥＥＥ ２００４ ＣＵＳＴＯＭ ＩＮＴＥＧＲＡＴＥＤ ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ， ＰＰ．５６９〜５７２． Ｏｓｃａｒ Ｍｏｒｅｉｒａ−Ｔａｍａｙｏ， "Ａ Ｈｉｇｈ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｌｏｗ Ｄｒｏｐｏｕｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ Ｗｉｔｈ Ｄｕａｌ Ｏｕｔｐｕｔ Ｓｔａｇｅ ａｎｄ Ｄｕａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｌｏｏｐ"， ２００５ ４８ｔｈ Ｍｉｄｗｅｓｔ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ， ７−１０ Ａｕｇ． ２００５， ＰＰ．９９２〜９９５． 米国特許 第７，１９３，４７４ Ｂ２号 明細書

本発明者等は本発明に先立って、基地局と通信する携帯電話端末のためのＥＤＧＥ方式の送信機能をサポートするポーラループ方式のＲＦパワーモジュールの開発に従事した。

前記非特許文献２に記載されているように、ＬＤＯタイプのレギュレータによるＲＦパワーアンプの電源電圧の制御によりＥＤＧＥ方式のＡＭ変調とＧＳＭ方式の送信タイムスロットでのランプアップとランプダウンとを実現することが本発明者により検討された。

ＧＭＳＫ方式と比較してＥＤＧＥ方式で通信データ転送レートを改善するためには、高精度のＡＭ変調をＲＦパワーアンプで行う必要がある。ＥＤＧＥ方式で通信データ転送レートを改善するには、ＡＭ変調の際のエラーベクトルマグニチュード(ＥＶＭ)の性能を向上する必要がある。前記非特許文献２に記載されているようなＬＤＯタイプのレギュレータを利用したポーラ変調送信機を採用して、レギュレータの差動増幅器の反転入力端子にＡＭ制御入力信号を供給すれば、ＲＦパワーアンプの電源電圧とＥＤＧＥ方式のＡＭ変調振幅成分とをＡＭ制御入力信号レベルにより高精度に制御することができる。

ＧＳＭ方式では隣接チャンネルパワーレシオ(ＡＣＰＲ)が規格により厳しく規制されているので、ランプアップとランプダウンとでのＲＦパワーアンプの送信電力レベルの遷移を高精度で制御する必要がある。そこで、このＬＤＯタイプのレギュレータを、ＧＳＭ方式の送信タイムスロットでのランプアップとランプダウンとに利用することができる。すなわち、ＬＤＯタイプのレギュレータの差動増幅器の反転入力端子にベースバンド処理ユニットからのランプ制御信号Ｖrampを供給すれば、ＧＳＭ方式の送信タイムスロットでのランプアップとランプダウンとを高精度で実現することができる。

一方、前記特許文献１に記載されたようにＲＦパワーアンプの負荷インピーダンスの減少によって、コレクタ電源電圧制御のレギュレータの出力電流が著しく増大する。携帯電話端末では、一般的にアンテナのインピーダンスは５０Ωとされている。ＲＦパワーアンプの最終増幅段の電力トランジスタは、パワーバイポーラトランジスタにしてもパワーＭＯＳトランジスタにしても、出力インピーダンスは数Ωである。

従って、ＲＦパワーアンプでは、一般的にＲＦパワーアンプの最終増幅段の電力トランジスタとアンテナとの間に出力インピーダンス整合回路が接続される。例えば、出力インピーダンス整合回路は、コイルとコンデンサとで構成される。この場合、インピーダンス整合の状態を解析するためのスミスチャートで、スタート・ポイントは最終増幅段の電力トランジスタの出力インピーダンス(数Ω)で、出力インピーダンス整合回路のコイルのリアクタンスにより定抵抗円上を右回りの軌跡で第１移動先ポイントへインピーダンスが移動する。第１移動先ポイントから出力インピーダンス整合回路のコンデンサのキャパシタンスにより、右回りの軌跡で抵抗軸の直線上の５０Ωで正規化した値が１＋ｊ・０であるアンテナのインピーダンス(５０Ω)に最終的に移動する。

このようにして、アンテナのインピーダンスが５０Ωの時には、出力インピーダンス整合回路を用いることにより、最終増幅段の電力トランジスタの低い出力インピーダンスとアンテナの高い入力インピーダンスとの間でインピーダンス整合を実現することができる。

しかし、ユーザーが誤って携帯電話端末のアンテナを手で触るか、アンテナを金属(例えば、ノートＰＣの金属シャーシ)に接触されると、一時的なインピーダンス不整合の状態となり、アンテナの入力インピーダンスは一時的に急激に減少して、ＲＦパワーアンプの出力電流が著しく増大する。その時には、前記特許文献１に記載されたＲＦパワーアンプの電源電圧制御のレギュレータに接続された電流リミット回路は、ＲＦパワーアンプの出力電流の最大値を所定のリミット電流値に有効に制限することができる。このようにして、電流リミット回路によって、携帯電話端末のバッテリーの消耗やＲＦパワーアンプとレギュレータの損傷を解消することができる。一時的なインピーダンス不整合の状態が解消されて、ＲＦパワーアンプの出力電流が正常な状態に復帰すると、電流リミット回路の電流リミット動作は中止され、ＲＦパワーアンプと電源電圧制御のレギュレータとは正常な動作に復帰することができる。

しかしながら、発明に先立った本発明者等によるＲＦパワーモジュールの開発の中で、上記のようなＲＦパワーアンプの電源電圧制御のレギュレータに電流リミット方式を採用すると下記の問題を有することが明らかとなった。

それは、一時的なインピーダンス不整合の状態が長時間継続されると、電流リミット回路によってＲＦパワーアンプに略１．９アンペアのリミット電流が流れ続けるので、携帯電話端末のバッテリーが消耗すると言うものである。また、発熱が生じて、ＲＦパワーモジュールの他の部品が故障する危険もある。

次の問題は、携帯電話端末の故障に起因するものである。例えば、携帯電話端末に搭載されるＲＦパワーモジュールの内部で、ＲＦパワーアンプの最終増幅段の電力トランジスタのコレクタ出力またはドレイン出力がエミッタまたはソースとの間の端子短絡されるような故障が想定される。また、このＲＦパワーモジュールを搭載した携帯電話端末のマザーボートの内部配線で、上記の部分の端子短絡が発生するような故障も想定される。特に、ＧＳＭ方式の携帯電話端末は最大送信電力が略４ワットと高く、ＲＦパワーアンプの最終増幅段の電力トランジスタの最大出力電流も２アンペアに近い大電流動作となる。

従って、長期間の使用の間に、ある程度の故障確率で、ＲＦパワーモジュールの内部やマザーボートの内部配線で、上記の部分の端子短絡が発生することは否定できない。このような故障が発生したとしても、上記のようなＲＦパワーアンプの電源電圧制御のレギュレータに接続された電流リミット回路は所定のリミット電流値で携帯電話端末のバッテリーからレギュレータを介してＲＦパワーアンプに動作電流を流し続けることになり、バッテリーは過放電となる。

携帯電話端末のバッテリーとしては、一般にリチウムイオン電池パックが使用され、この電池パックはリチウムイオン電池セルのほかに過充電・過放電を監視・制御する電池保護ＩＣと異常時の回路遮断スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ等から構成されている。従って、電池パックが過放電となると、電池保護ＩＣは回路遮断スイッチのＭＯＳＦＥＴをオフとして、電池の更なる消耗や発火事故を回避することができる。しかし、リチウムイオン電池パックが回路遮断状態となると、電池保護ＩＣが回路遮断スイッチのＭＯＳＦＥＴをオフ状態に維持する以外の携帯電話端末のトータルシステムはダウンしてしまう。

従って、ＲＦパワーアンプやＲＦアナログ集積回路やベースバンド処理ユニット等の動作も停止するだけでなく、液晶表示部を制御する一方、携帯電話端末の電源スイッチやテンキー等のユーザーによる操作を監視するアプリケーション処理ユニットの動作も停止してしまう。従って、アプリケーション処理ユニットの動作も停止した状態ではユーザーが携帯電話端末の動作を再開することは不可能となり、ユーザーは電気店等のサービスステーションに携帯電話端末の故障の修理を依頼するしかない。

このように、ＲＦパワーアンプの電源電圧制御のレギュレータに電流リミット方式を採用すると、ＲＦパワーアンプの故障をトリガーとしてユーザーでは対応できない携帯電話端末のトータルシステムダウンを誘発すると言う問題が明らかとされた。

また、前記特許文献１に記載の電流リミット回路では、ＲＦパワーアンプの最大出力電流を制限するリミット電流値が、検出電流Ｉsenと基準電流との差電流で駆動されるＮＭＯＳトランジスタのゲートしきい値電圧のバラツキとＰＭＯＳカレントミラーのペア比のバラツキの影響を受けると言う問題も明らかとされた。

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。

従って、本発明の目的とするところは、インピーダンス不整合の状態が長時間継続されても、携帯電話端末のバッテリーの消耗を軽減することにある。

また、本発明の他の目的とするところは、ＲＦパワーアンプの故障をトリガーとして携帯電話端末のトータルシステムダウンを誘発することのないＲＦパワーアンプの電源電圧制御のレギュレータの電流保護方式を提供することにある。

同様に、本発明の更に他の目的とするところは、バラツキの影響の少ない電流保護方式を提供することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、本発明の代表的なＲＦ電力増幅装置は、ＲＦ電力増幅器(ＲＦＰＡ)と電源供給回路(Ｐｗｒ＿Ｃｎｔ)とを具備する(図１参照)。

電源供給回路は、パワー制御信号(Ｖapc)のレベルに応答して、ＲＦ電力増幅器に供給される電源電圧(Ｖ_LDO)のレベルを制御する。

電源供給回路は、電源電圧の電源電流(Ｉ_LDO)に対応した検出信号(Ｖsen)を生成する電源電流検出回路を含む。電源供給回路は、検出信号(Ｖsen)のレベルに応答して電源電流(Ｉ_LDO)のレベルを制御する電流制御部(Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２、ＦＦ１、ＮＡＮＤ３、Ｑp４)を含む。

検出信号(Ｖsen)のレベルが電源電流許容レベル(Ｉ_LDO (Max) )に対応する許容検出信号レベル(Ｖsh)に一致することに応答して電源電流(Ｉ_LDO)を許容レベル(Ｉ_LDO (Max) )よりも小さな電流に設定された制限電流に制御する。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。すなわち、インピーダンス不整合の状態が長時間継続されても、携帯電話端末のバッテリーの消耗を軽減することができる。

《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置は、ＲＦ電力増幅器(ＲＦＰＡ)と電源供給回路(Ｐｗｒ＿Ｃｎｔ)とを具備する(図１参照)。

前記電源供給回路(Ｐｗｒ＿Ｃｎｔ)は、前記ＲＦ電力増幅器(ＲＦＰＡ)に電源電圧(Ｖ_LDO)を供給する。

前記電源供給回路は、パワー制御信号(Ｖapc)のレベルに応答して、前記ＲＦ電力増幅器に供給される前記電源電圧のレベルを制御するように構成されている。

前記電源供給回路は、前記ＲＦ電力増幅器に供給される前記電源電圧の電源電流(Ｉ_LDO)に対応した検出信号(Ｖsen)を生成する電源電流検出回路(Ｑp２、ＯＰＡｍｐ２、Ｑp３、Ｒsen)を含む。

前記電源供給回路は、前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルに応答して前記電源電圧の前記電源電流のレベルを制御する電流制御部(Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２、ＮＡＮＤ１、ＮＡＮＤ２、ＮＡＮＤ３、Ｉｎｖ１、Ｉｎｖ２、Ｉｎｖ３、Ｑp４)を含む。

前記電流制御部は、前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号(Ｖsen)のレベルが前記電源電流の許容レベル(Ｉ_LDO (Max) )に対応する許容検出信号レベル(Ｖsh)に一致することに応答して前記電源電流を前記電源電流の前記許容レベルよりも小さな電流に設定された制限電流に制御するように構成されている。

好適な実施の形態による電源供給回路では、前記電流制御部は、シャットダウンスイッチ(Ｑp４)を含む。前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することに応答して、前記電流制御部の前記シャットダウンスイッチはオフ状態に制御される。前記制限電流は、前記電流制御部の前記シャットダウンスイッチの前記オフ状態によるシャットダウン電流である。

前記好適な実施の形態によれば、インピーダンス不整合の状態が長時間継続されても、携帯電話端末のバッテリーの消耗を軽減することができる。

より好適な実施の形態では、前記電流制御部は、ラッチ(ＦＦ１、ＮＡＮＤ１、ＮＡＮＤ２)を含む。

前記ＲＦ電力増幅器は、ＧＳＭ方式の送信タイムスロットの送信動作を実行する。

前記電源供給回路に供給される前記パワー制御信号(Ｖapc)は、前記ＧＳＭ方式の前記送信タイムスロットのランプアップとランプダウンとのためのランプ制御電圧(Vramp)である。

前記電流制御部の前記ラッチが前記ランプ制御電圧による前記ランプアップに際して一方の状態に設定されることによって、前記電源供給回路は前記ＲＦ電力増幅器に前記電源電圧(Ｖ_LDO)と前記電源電流(Ｉ_LDO)とを自動的に供給するように構成されている。

前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することに応答して、前記電流制御部の前記ラッチは前記方の状態と異なる他の状態に設定されることによって、前記電流制御部の前記ラッチは前記シャットダウンスイッチを前記オフ状態に制御する。

更に好適な実施の形態では、前記パワー制御信号(Ｖapc)は、ＥＤＧＥ方式のＡＭ制御入力信号である。

前記ＲＦ電力増幅器は、ＥＤＧＥ方式の送信タイムスロットの送信動作も実行する。

更に他の好適な実施の形態では、前記電源供給回路はシリーズ・レギュレータとスイッチング・レギュレータとの少なくともいずれか一方を含む(図１、図９参照)。

また別の他の好適な実施の形態では、前記電源供給部は、第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ(Ｑp１)を含み、前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタは前記電源電圧と前記電源電流とを前記ＲＦ電力増幅器に供給する。

前記電源電流検出回路は、前記差動増幅器(ＯｐＡｍｐ２)と、第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ(Ｑp２)と、第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ(Ｑp３)と、検出抵抗(Ｒsen)とを含む。

前記第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースとゲートとは、前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースとゲートとにそれぞれ接続されている。

前記差動増幅器の非反転入力端子(＋)は前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、前記差動増幅器の反転入力端子(−)は前記第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインと前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースに接続されている。

前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートは前記差動増幅器の出力端子に接続され、前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインから前記電源電流に比例した検出電流が前記検出抵抗に供給され、前記検出抵抗の両端から前記検出信号としての検出電圧が生成される(図１参照)。

具体的な実施の形態では、前記電源供給回路と前記ＲＦ電力増幅器とはＲＦパワーモジュールのパッケージ内部に形成されている(図３参照)。

より具体的な実施の形態では、前記電流制御部は前記検出信号(Ｖsen)のレベルが前記許容検出信号レベル(Ｖsh) に一致することを検出する電圧比較器(Ｃｍｐ１)を含む(図１参照)。

〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態による電源供給回路(Ｐｗｒ＿Ｃｎｔ)は、ＲＦ電力増幅器(ＲＦＰＡ)に電源電圧(Ｖ_LDO)を供給する。

前記電源供給回路は、パワー制御信号(Ｖapc)のレベルに応答して、前記ＲＦ電力増幅器に供給される前記電源電圧のレベルを制御するように構成されている(図１参照)。

前記電源供給回路は、前記ＲＦ電力増幅器に供給される前記電源電圧の電源電流(Ｉ_LDO)に対応した検出信号(Ｖsen)を生成する電源電流検出回路(Ｑp２、ＯＰＡｍｐ２、Ｑp３、Ｒsen)を含む。

前記電源供給回路は、前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルに応答して前記電源電圧の前記電源電流のレベルを制御する電流制御部(Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２、ＮＡＮＤ１、ＮＡＮＤ２、ＮＡＮＤ３、Ｉｎｖ１、Ｉｎｖ２、Ｉｎｖ３、Ｑp４)を含む。

前記電流制御部は、前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号(Ｖsen)のレベルが前記電源電流の許容レベル(Ｉ_LDO (Max) )に対応する許容検出信号レベル(Ｖsh)に一致することに応答して前記電源電流を前記電源電流の前記許容レベルよりも小さな電流に設定された制限電流に制御するように構成されている。

好適な実施の形態による電源供給回路では、前記電流制御部は、シャットダウンスイッチ(Ｑp４)を含む。前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することに応答して、前記電流制御部の前記シャットダウンスイッチはオフ状態に制御される。前記制限電流は、前記電流制御部の前記シャットダウンスイッチの前記オフ状態によるシャットダウン電流である。

より好適な実施の形態では、前記電流制御部は、前記ラッチ(ＦＦ１、ＮＡＮＤ１、ＮＡＮＤ２)を含む。

前記ＲＦ電力増幅器は、ＧＳＭ方式の送信タイムスロットの送信動作を実行する。

前記電源供給回路に供給される前記パワー制御信号(Ｖapc)は、前記ＧＳＭ方式の前記送信タイムスロットのランプアップとランプダウンとのためのランプ制御電圧(Vramp)である。

前記電流制御部の前記ラッチが前記ランプ制御電圧による前記ランプアップに際して一方の状態に設定されることによって、前記電源供給回路は前記ＲＦ電力増幅器に前記電源電圧(Ｖ_LDO)と前記電源電流(Ｉ_LDO)とを自動的に供給するように構成されている。

前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することに応答して、前記電流制御部の前記ラッチは前記方の状態と異なる他の状態に設定されることによって、前記電流制御部の前記ラッチは前記シャットダウンスイッチを前記オフ状態に制御する。

更に好適な実施の形態では、前記パワー制御信号(Ｖapc)は、ＥＤＧＥ方式のＡＭ制御入力信号である。

前記ＲＦ電力増幅器は、ＥＤＧＥ方式の送信タイムスロットの送信動作も実行する。

更に他の好適な実施の形態では、前記電源供給回路はシリーズ・レギュレータとスイッチング・レギュレータとの少なくともいずれか一方を含む(図１、図９参照)。

また別の他の好適な実施の形態では、前記電源供給部は、第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ(Ｑp１)を含み、前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタは前記電源電圧と前記電源電流とを前記ＲＦ電力増幅器に供給する。

前記電源電流検出回路は、前記差動増幅器(ＯｐＡｍｐ２)と、第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ(Ｑp２)と、第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ(Ｑp３)と、検出抵抗(Ｒsen)とを含む。

前記第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースとゲートとは、前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースとゲートとにそれぞれ接続されている。

前記差動増幅器の非反転入力端子(＋)は前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、前記差動増幅器の反転入力端子(−)は前記第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインと前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースに接続されている。

前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートは前記差動増幅器の出力端子に接続され、前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインから前記電源電流に比例した検出電流が前記検出抵抗に供給され、前記検出抵抗の両端から前記検出信号としての検出電圧が生成される(図１参照)。

具体的な実施の形態では、前記電源供給回路と前記ＲＦ電力増幅器とはＲＦパワーモジュールのパッケージ内部に形成されている(図３参照)。

より具体的な実施の形態では、前記電流制御部は前記検出信号(Ｖsen)のレベルが前記許容検出信号レベル(Ｖsh) に一致することを検出する電圧比較器(Ｃｍｐ１)を含む(図１参照)。

《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。

《ＥＤＧＥ方式の送信機能を実現するポーラループトランスミッター》
図１は、本発明の１つの実施の形態による基地局と通信する携帯電話端末のためのＥＤＧＥ方式の送信機能を実現するポーラループトランスミッターを構成するＲＦパワーモジュールの構成を示す図である。

図１のポーラループトランスミッターは、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡ、出力整合回路ＭＮ、パワー検出用方向性結合器Ｐｃｐｌ、アンテナＡＮＴ、パワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔを含む。

尚、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡはＧａＡｓ・ＭＭＩＣ(マイクロウエーブモノリシック集積回路)のＧａＡｓ半導体チップに形成され、パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔはＣＭＯＳモノリシック集積回路のシリコン半導体チップに形成されている。尚、携帯電話のリチウムイオン電池パックの電池セルからのバッテリー電圧Ｖbatは３．１〜４．２ボルトの電圧範囲で、このバッテリー電圧Ｖbatはパワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔに供給される。

ＲＦパワーアンプＲＦＰＡのＲＦ入力端子には、携帯電話端末のＲＦアナログ集積回路(ＲＦＩＣ)の送信信号処理ユニットから生成されるＲＦ送信入力信号ＲＦｉｎが供給される。ＲＦパワーアンプＲＦＰＡは、初段のＲＦ増幅回路１ｓｔ＿Ａｍｐと２段目のＲＦ増幅回路２ｎｄ＿Ａｍｐと最終段のＲＦ増幅回路３ｒｄ＿Ａｍｐとの従属接続によって構成されている。最終段のＲＦ増幅回路３ｒｄ＿Ａｍｐの出力端子のＲＦ送信増幅出力信号ＲＦｏｕｔは、出力整合回路ＭＮとパワー検出用の方向性結合器Ｐｃｐｌを介して５０オームの入力インピーダンスを持つ携帯電話端末のアンテナＡＮＴに供給される。

出力整合回路ＭＮは、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの最終段のＲＦ増幅回路３ｒｄ＿Ａｍｐの電力トランジスタ(図示せず)の低出力インピーダンス(数Ω)とアンテナＡＮＴの高入力インピーダンス(５０Ω)との間でインピーダンス整合を行う。パワー検出用方向性結合器Ｐｃｐｌから得られるＲＦパワー信号の一部Ｐdetは、例えばＲＦＩＣ(図示せず)のパワー検波回路で検波され、ＲＦパワー検波出力信号はＲＦＩＣの誤差増幅器の一方の入力端子に供給される。誤差増幅器の他方の入力端子には、ＧＳＭ方式の送信タイムスロットのランプアップおよびランプダウンのためのランプ制御信号ＶrampとＥＤＧＥ方式のＡＭ制御入力信号とがベースバンド処理ユニット(図示せず)から供給される。この誤差増幅器の出力信号である自動パワー制御信号Ｖapcは、ＥＤＧＥ方式では、ＡＭ制御入力信号である。また、この自動パワー制御信号Ｖapcは、ＧＳＭ方式では、送信タイムスロットのランプアップとランプダウンとのためのランプ制御電圧Vrampでもある。

パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇには、携帯電話のバッテリーからのバッテリー電圧ＶbatとＲＦＩＣの誤差増幅器の出力からの自動パワー制御信号Ｖapc(ランプ制御電圧Vramp)とが供給される。ＲＦパワーアンプＲＦＰＡには、パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇからコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯが供給される。ＲＦパワーアンプＲＦＰＡに供給されるコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯの電圧レベルは、レギュレータＲｅｇの差動増幅器ＯｐＡｍｐ１の反転入力端子(−)に供給される自動パワー制御信号Ｖapc(ランプ制御電圧Vramp)のレベルによって正確に制御される。

すなわち、パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇは、第１差動増幅器ＯｐＡｍｐ１、大サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp１、抵抗分圧負帰還回路Ｒ1、Ｒ2により構成されている。従って、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡに供給されるコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯの電圧レベルは、次式で与えられる。

Ｖ_ＬＤＯ＝(Ｒ1＋Ｒ2)・Ｖapc／Ｒ2 …(１式)
また、パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇからＲＦパワーアンプＲＦＰＡへの電源電流Ｉ_ＬＤＯが過大となった場合にＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇをシャットダウンするために、パワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔは、次の回路を含んでいる。

まず、パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇは、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡへの電源電流Ｉ_ＬＤＯの電流レベルを検出する検出回路を含む。この電流レベル検出回路は、小サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp２、第２差動増幅器ＯｐＡｍｐ２、Ｐチャンネル制御ＭＯＳトランジスタＱp３、外付ディスクリート部品の検出抵抗Ｒsenにより構成されている。

小サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp２は、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡへコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯおよび電源電流Ｉ_ＬＤＯを供給する大サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp１と並列に接続されている。大サイズＰＭＯＳトランジスタＱp１に流れる電源電流Ｉ_ＬＤＯに比例した小サイズＰＭＯＳトランジスタＱp２の検出電流Ｉsenは、第２差動増幅器ＯｐＡｍｐ２の出力で制御されるＰチャンネル制御ＭＯＳトランジスタＱp３のソース・ドレイン経路を介して検出抵抗Ｒsenに供給される。

小サイズＰＭＯＳトランジスタＱp２の検出電流Ｉsenは検出抵抗Ｒsenにより検出電圧Ｖsenに変換され、検出電圧Ｖsenは比較器Ｃｍｐ１の非反転入力端子(＋)に供給される。比較器Ｃｍｐ１の反転入力端子(−)には、電圧発生回路Ｖ＿ｇｅｎで生成されたシャットダウン基準電圧Ｖshが供給される。電圧発生回路Ｖ＿ｇｅｎでは、集積回路の製造プロセス依存性と温度依存性と電源電圧依存性とが極めて小さな略１．２ボルトのバンドギャップ参照電圧Ｖ_ＢＧＲが差動増幅器ＯｐＡｍｐ３の反転入力端子(−)に供給されている。差動増幅器ＯｐＡｍｐ３の出力によって、２個のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp５、Ｑp６のゲート入力が制御され、一方のＰＭＯＳトランジスタＱp５のドレインに接続された抵抗Ｒ３の電圧は差動増幅器ＯｐＡｍｐ３の非反転入力端子(＋)に供給される。従って、他方のＰＭＯＳトランジスタＱp６のドレインに接続された抵抗Ｒ４にはバンドギャップ参照電圧Ｖ_ＢＧＲに比例した安定なシャットダウン基準電圧Ｖshが生成され、シャットダウン基準電圧Ｖshは比較器Ｃｍｐ１の反転入力端子(−)に供給される。尚、一方のＰＭＯＳトランジスタＱp５のドレインとゲートとの間には、位相補償のための容量Ｃ１と抵抗Ｒ５との直列接続が接続されている。尚、他のＰＭＯＳトランジスタＱp１、Ｑp２、Ｑp３の各トランジスタのドレインとゲートとの間に、容量と抵抗との直列接続からなる位相補償回路を接続することもできる。

《ランプ制御電圧によるラッチのリセット》
まず、ラッチＦＦ１は過電流保護のためにセット状態にセットされる以前に、ラッチＦＦ１は自動パワー制御信号Ｖapc(ランプ制御電圧Vramp)に応答して下記に説明するリセット制御回路によってリセット状態に設定される。このリセット制御回路は、反転入力端子(−)に自動パワー制御信号Ｖapc(ランプ制御電圧Vramp)が供給されて非反転入力端子(＋)に基準電圧Ｖrefが供給された比較器Ｃｍｐ２である。

図１０は、図１に示したパワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔの送信イネーブル信号Ｔｘ＿Ｅｎ、ランプ制御電圧Vramp、検出電圧Ｖsen、比較器Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２の出力、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ１、ＮＡＮＤ２、ＮＡＮＤ３、インバータＩｎｖ３の出力の波形を示す図である。

ＧＳＭ方式の送信タイムスロットでのランプアップ初期の所定時間経過前では、反転入力端子(−)のランプ制御電圧Vrampは非反転入力端子(＋)の基準電圧Ｖrefよりも低レベルである。従って、図１０に示すように比較器Ｃｍｐ２の出力はハイレベル“1”となり、ラッチＦＦ１はリセット状態とされる。すなわち、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ１の出力信号／Ｑのローレベル“０”とされ、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ２の出力はハイレベル“1”とされ、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ３の出力もハイレベル“1”とされる。その結果、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ３の出力に入力が接続されたインバータＩｎｖ３の出力のシャットダウン出力信号Ｓｈ＿Ｄｗｎは、ローレベル“０”とされている。

その後、送信イネーブル信号Ｔｘ＿Ｅｎがローレベル“０”からハイレベル“1”に変化した後、所定時間が経過してランプ制御電圧Vrampは基準電圧Ｖrefよりも高レベルとなる。従って、時間経過の後にリセット制御回路としての比較器Ｃｍｐ２の出力は、図１０に示すようにハイレベル“1”からローレベル“０” に向かって変化するが比較器Ｃｍｐ２の出力のハイレベルからローレベルへの変化の際の駆動能力は小さく設定されている。その結果、比較器Ｃｍｐ２の出力により入力が駆動されるＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ１の出力信号／Ｑのローレベル“０”からハイレベル“1”への変化も、小さなものとなっている。従って、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ２の出力とＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ３の出力とのハイレベル“1”からローレベル“０”への変化も、小さなものとなっている。

このようにして、ランプアップ初期の所定時間経過前と所定時間が経過した後とでは、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ１、２、３、インバータＩｎｖ３で構成されたラッチＦＦ１のリセット状態が維持されている。従って、図１０に示すようにＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ３の出力に入力が接続されたインバータＩｎｖ３の出力のシャットダウン出力信号Ｓｈ＿Ｄｗｎは、ローレベル“０”となり、シャットダウンスイッチＳｈ＿ＳｗとしてのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp４はオン状態に制御される。このようにして、パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇを介して、携帯電話のバッテリーからのバッテリー電圧ＶbatがＲＦパワーアンプＲＦＰＡ全体に供給されることができる。

また、ＧＳＭ方式の送信タイムスロットでのランプダウン後期では、反転入力端子(−)のランプ制御電圧Vrampは、非反転入力端子(＋)の基準電圧Ｖrefよりも低レベルとなる。従って、図１０に示すように比較器Ｃｍｐ２の出力はハイレベル“1”となり、ラッチＦＦ１のリセット状態とされ、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ１の出力信号／Ｑはローレベル“０”、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ２、３の出力はハイレベル“1”、シャットダウン出力信号Ｓｈ＿Ｄｗｎはローレベル“０”とされる。

《過大電源電流によるラッチのセット》
次に、例えばアンテナＡＮＴのインピーダンスが低下したり、ＲＦパワーアンプの最終増幅段の電力トランジスタに短絡故障が生じると、パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇからＲＦパワーアンプＲＦＰＡへの電源電流Ｉ_ＬＤＯが過大となる。

すると、比較器Ｃｍｐ１の反転入力端子(−)に供給されるシャットダウン基準電圧Ｖshよりも、非反転入力端子(＋)に供給される検出抵抗Ｒsenの検出電圧Ｖsenがハイレベルとなる。従って、図１０に示すようにラッチＦＦ１のセット入力端子Ｓに接続された比較器Ｃｍｐ１の出力はローレベル“０”からハイレベル“1”となり、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ２の出力はハイレベル“1”からローレベル“０”となる。従って、図１０に示すようにＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ１の出力信号／Ｑはローレベル“０”からハイレベル“1”に変化して、ラッチＦＦ１はリセット状態からセット状態に変化する。

その結果、ラッチＦＦ１の出力信号／Ｑに接続されたＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ３の出力はローレベル“０”からハイレベル“1”に変化するので、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ３の出力に入力が接続されたインバータＩｎｖ３の出力のシャットダウン出力信号Ｓｈ＿Ｄｗｎは、ローレベル“０” からハイレベル“1”に変化する。従って、シャットダウンスイッチＳｈ＿ＳｗとしてのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp４はオン状態からオフ状態に制御される。その結果、パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇ全体がシャットダウン状態に制御され、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡへの電源電流Ｉ_ＬＤＯも遮断される。このようにして、出力整合回路ＭＮでのインピーダンス不整合の状態が長時間継続されても、携帯電話端末のバッテリーの消耗を軽減することができる。

このようにシャットダウンスイッチＳｈ＿ＳｗのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp４がオフ状態に制御され、パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのレギュレータＲｅｇ全体がシャットダウン状態に制御されている。その間に、インバータＩｎｖ３の出力のシャットダウン出力信号Ｓｈ＿Ｄｗｎは、ハイレベル“1”に維持されている。

好ましい実施の形態として、この過電流遮断保護動作の期間のハイレベル“1”のシャットダウン出力信号Ｓｈ＿Ｄｗｎが、ベースバンド処理ユニットとアプリケーション処理ユニットとの少なくともいずれか一方に供給される。その結果、携帯電話端末の液晶表示部による警告表示からユーザーは過電流遮断保護動作が実行されていることを理解することができる。極めて長時間にわたりこの警告表示が液晶表示部により表示されている場合には、携帯電話端末のトータルシステムダウンに至る前にサービスステーションに故障修理を依頼することができる。

《電流レベル検出回路の詳細》
電流レベル検出回路では、小サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp２は、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡへコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯおよび電源電流Ｉ_ＬＤＯを供給する大サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp１と並列に接続されている。第２差動増幅器ＯｐＡｍｐ２の非反転入力端子(＋)は大サイズＰＭＯＳトランジスタＱp１のドレインに接続され、反転入力端子(−)は小サイズＰＭＯＳＱp２のドレインとＰチャンネル制御ＭＯＳＱp３のソースとに接続され、出力端子はＰチャンネル制御ＭＯＳＱp３のゲートに接続されている。

従って、第２差動増幅器ＯｐＡｍｐ２とＰチャンネル制御ＭＯＳＱp３とはボルテージフォロワーを構成して、このボルテージフォロワーは大サイズＰＭＯＳトランジスタＱp１のドレイン電圧を小サイズＰＭＯＳＱp２のドレインにコピーする。従って、小サイズＰＭＯＳＱp２のソース・ドレイン電圧を、大サイズＰＭＯＳトランジスタＱp１のソース・ドレイン電圧と略等しくすることができる。その結果、大サイズＰＭＯＳトランジスタＱp１に流れる電源電流Ｉ_ＬＤＯに正確に比例した小サイズＰＭＯＳトランジスタＱp２の検出電流Ｉsenを、検出抵抗Ｒsenに供給することができる。

また更に、反転入力端子(−)のシャットダウン基準電圧Ｖshと非反転入力端子(＋)の検出抵抗Ｒsenの検出電圧Ｖsenとを比較する比較器Ｃｍｐ１は、図１の右下に示すようにＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn１、Ｑn２の差動トランジスタ対により構成されている。ＣＭＯＳモノリシック集積回路のシリコン半導体チップに形成されるＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn１、Ｑn２の差動トランジスタ対のゲートしきい値電圧のペア精度は高いので、素子バラツキの影響の少ない過電流保護を実現することができる。

また、電流レベル検出回路で小サイズＰＭＯＳトランジスタＱp２の検出電流Ｉsenを検出電圧Ｖsenに変換する検出抵抗Ｒsenは、パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＣＭＯＳモノリシック集積回路の半導体チップ内部の半導体抵抗ではなく、外付ディスクリート部品の抵抗部品によって構成されている。

半導体チップ内部の半導体抵抗は略±３０％の大きなバラツキを持つので、電流・電圧の変換の後の変換電圧も略±３０％の大きなバラツキを持つ。外付ディスクリート部品の抵抗部品のバラツキが略±５％以下の抵抗部品を購入することができるので、検出抵抗Ｒsenにより変換された検出電圧Ｖsenも略±５％以下とすることができる。その結果、バラツキの少ない過電流保護動作を実現することができる。

《電流レベル検出回路による過電流遮断保護動作》
図２は、図１に示した本発明の１つの実施の形態によるポーラループトランスミッターの内部のパワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇの電流レベル検出回路による過電流遮断保護動作を説明する図である。図２の縦軸は電圧および電流を示し、図２の横軸は時間を示している。図２の横軸で時間ｔ１から時間ｔ２の間はＧＳＭ方式の送信タイムスロットに対応しており、時間ｔ１の直後はランプ制御電圧Ｖrampによるランプアップ動作に対応しており、時間ｔ２の直後はランプ制御電圧Ｖrampによるランプダウンに対応している。尚、ランプアップとランプダウンのためのランプ制御電圧Ｖrampは、冒頭で説明したようにベースバンド処理ユニット(図示せず)から供給される。

図６はＧＳＭ規格で定められた送信タイムスロットの初期の送信電力のランプアップを示す図であり、図７はＧＳＭ規格で定められた送信タイムスロットの終期の送信電力のランプダウンを示す図である。図６では送信電力のランプアップ特性Ｌ３は破線Ｌ１と破線Ｌ２との間に存在する必要があり、図７では送信電力のランプダウン特性Ｌ３は破線Ｌ１と破線Ｌ２との間に存在する必要がある。この送信電力のランプアップ特性と送信電力のランプダウン特性とがＧＳＭ規格を満足しないと、ＧＳＭで採用されているＧＭＳＫのＲＦ送信信号の周波数スペクトラムを満足することができない。規定のＲＦ送信信号の周波数スペクトラムを満足できないと、不所望な隣接妨害信号レベル(ＡＣＰＲ)を十分抑圧できなくなる。

図８は、ＧＭＳＫの規格により規定された携帯電話端末機器のＲＦ送信信号の周波数スペクトラムを示し、太い実線ＰＳＤがＧＭＳＫの規格によって規定されたレベルである。中心周波数(ＲＦ送信周波数)の近傍±２００ＫＨｚでの減衰量は−３０ｄＢｍ以下とされ、中心周波数(ＲＦ送信周波数)の近傍±４００ＫＨｚでの減衰量は−６０ｄＢｍ以下とされている。細い実線は、この規格を満足する例を示している。

図２の過電流遮断保護動作に、話を戻す。図２で時間ｔ１から時間ｔ２の間のＧＳＭ方式の送信タイムスロットでは、ベースバンド処理ユニット(図示せず)から供給されるランプ制御電圧Ｖrampに応答して、レギュレータＲｅｇからＲＦパワーアンプＲＦＰＡに供給されるコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯがランピィングされる。アンテナＡＮＴのインピーダンス低下によってレギュレータＲｅｇからＲＦパワーアンプＲＦＰＡへの電源電流Ｉ_ＬＤＯが過大となって最大許容電源電流Ｉ_ＬＤＯ(Max)に到達した場合には、ラッチＦＦ１はリセット状態からセット状態に変化する。その結果、シャットダウンスイッチＳｈ＿ＳｗのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp４はオフ状態に変化して、パワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇ全体がシャットダウン状態に制御されて、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡへの電源電流Ｉ_ＬＤＯも遮断される。この過電流遮断保護動作は時間ｔ２まで継続されて、時間ｔ１から時間ｔ２の間のＧＳＭ方式の送信タイムスロットの大部分の期間で電源電流Ｉ_ＬＤＯの遮断が行われるので、携帯電話端末のバッテリーの消耗を軽減することができる。

図２で時間ｔ３から時間ｔ４の間のＧＳＭ方式の次の送信タイムスロットでも、ベースバンド処理ユニットから供給されるランプ制御電圧Ｖrampに応答して、レギュレータＲｅｇからＲＦパワーアンプＲＦＰＡに供給されるコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯがランピィングされる。この時もアンテナＡＮＴのインピーダンス低下が生じていると、レギュレータＲｅｇからＲＦパワーアンプＲＦＰＡへの電源電流Ｉ_ＬＤＯが過大となる。電源電流Ｉ_ＬＤＯが最大許容電源電流Ｉ_ＬＤＯ(Max)に到達するので、ラッチＦＦ１はリセット状態からセット状態に変化する。従って、再び過電流遮断保護動作が実行されるので、出力整合回路ＭＮでの一時的なインピーダンス不整合の状態が長時間継続されても、携帯電話端末のバッテリーの消耗を軽減することができる。

また、更に良くない状態として、ＲＦパワーアンプの最終増幅段の電力トランジスタに短絡故障が生じたとしても、ＧＳＭ方式の次の送信タイムスロットでの電源電圧Ｖ_ＬＤＯのランピィングの都度、過電流遮断保護動作が実行されるので、バッテリーの消耗を軽減することができる。

図２の時間ｔ５から時間ｔ６の間のＧＳＭ方式の更に次の送信タイムスロットでも、ベースバンド処理ユニットから供給されるランプ制御電圧Ｖrampに応答して、レギュレータＲｅｇからＲＦパワーアンプＲＦＰＡに供給されるコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯがランピィングされる。この時はアンテナＡＮＴのインピーダンス低下が解消され、正常なインピーダンスの５０Ωに復帰している。すると、レギュレータＲｅｇからＲＦパワーアンプＲＦＰＡへの電源電流Ｉ_ＬＤＯは、過大とはならない。従って、電源電流Ｉ_ＬＤＯは最大許容電源電流Ｉ_ＬＤＯ(Max)に到達することはなく、ラッチＦＦ１はリセット状態に維持され、過電流遮断保護動作が実行されないので、ＲＦパワーアンプによる正常なＲＦ送信出力信号ＲＦｉｎの増幅が行われる。また、図２の時間ｔ７から時間ｔ８の間のＧＳＭ方式のその次の送信タイムスロットでも、アンテナＡＮＴが正常なインピーダンスとなっているので、過電流遮断保護動作が実行されずに、ＲＦパワーアンプによる正常な増幅が行われる。

以上説明したように、レギュレータＲｅｇからＲＦパワーアンプＲＦＰＡへの電源電流Ｉ_ＬＤＯが過大となって、ラッチＦＦ１はリセット状態からセット状態に変化して、過電流遮断保護動作が実行されても、レギュレータＲｅｇからＲＦパワーアンプＲＦＰＡへの電源供給を自動的に再開する。この電源供給の自動的な再開は、レギュレータＲｅｇがＧＳＭ方式の送信タイムスロットのランプ制御電圧Ｖrampに応答することにより実行される。サーキットブレーカーのような一般的な遮断保護動作では、ユーザーがマニュアル操作によって動作再開する煩雑性があるのに対して、ランプ制御電圧Ｖrampを用いた自動的な再開動作は極めて有用である。

《マルチバンド対応のＲＦパワーモジュール》
図３は、本発明の１つの具体的な実施の形態による基地局とマルチバンドの通信を実行する携帯電話端末のためのＥＤＧＥ方式の送信機能を実現するポーラループトランスミッターを含むＲＦパワーモジュールの構成を示す図である。

図３に示すＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡ＿Ｍｄのパッケージも、図１のＲＦパワーモジュールと同様に、ＧａＡｓ・ＭＭＩＣのＧａＡｓ半導体チップに形成されたＲＦパワーアンプＲＦＰＡとＣＭＯＳモノリシック集積回路のシリコン半導体チップに形成されたパワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔとを含んでいる。

図３のＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡ＿Ｍｄの左側には、ハイバンドＲＦ送信入力信号ＲＦｉｎ＿ＨＢとローバンドＲＦ送信入力信号ＲＦｉｎ＿ＬＢと携帯電話端末のリチウムイオン電池パックからの３．１〜４．２ボルトのバッテリー電圧Ｖbatとが供給される。ハイバンドＲＦ送信入力信号ＲＦｉｎ＿ＨＢはＰＣＳ１９００の１８５０〜１９１０ＭＨｚとＤＣＳ１８００の１７１０〜１７８５ＭＨｚのＲＦ送信信号であり、ローバンドＲＦ送信入力信号ＲＦｉｎ＿ＬＢはＧＳＭ９００の８８９〜９１５ＭＨｚとＧＳＭ８５０の８２４〜８４９ＭＨｚのＲＦ送信信号である。

ハイバンドＲＦ送信入力信号ＲＦｉｎ＿ＨＢとローバンドＲＦ送信入力信号ＲＦｉｎ＿ＬＢとは、それぞれストリップラインＳＬ１Ｈ、ＳＬ１Ｌと容量Ｃ１Ｈ、Ｃ１Ｌとを介してＲＦパワーアンプＲＦＰＡの１番端子と５番端子とに供給される。バッテリー電圧Ｖbatは、パワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔの０番端子から７番端子までの８個の端子に供給される。尚、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの４番端子は接地端子で、４番端子は接地電位ＧＮＤに接続される。

図３のＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡ＿Ｍｄの下側の１１番端子、１２番端子、１３番端子には、それぞれ、モード制御信号Ｍｏｄ＿Ｓｇ、自動パワー制御信号Ｖapc(ランプ制御電圧Ｖramp)、送信イネーブル信号Ｔｘ＿Ｅｎとが供給される。ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡ＿Ｍｄの下側の１４番端子を介して、パワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔの制御部Ｃｎｔからベースバンド処理ユニットとアプリケーション処理ユニットとの少なくともいずれか一方に供給されるシャットダウン出力信号Ｓｈ＿Ｄｗｎが出力される。パワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔの制御部Ｃｎｔからのシャットダウン出力信号Ｓｈ＿Ｄｗｎは、図１と同様にパワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇの過電流遮断保護動作の期間にハイレベル“1”とされ、その結果、警告表示が液晶表示部により表示されることができる。パワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔの２３番端子は接地端子であり、２４番端子には外付ディスクリート部品の検出抵抗Ｒsenが接続されている。パワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔの１６番端子から２２番端子までの７個の端子から、ＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇによるコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯが生成されてＲＦパワーアンプＲＦＰＡに供給される。

モード制御信号Ｍｏｄ＿Ｓｇがテストモード期間の間には、パワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔの制御部Ｃｎｔから９番端子を経由してテストバイアス電圧がＲＦパワーアンプＲＦＰＡの６番端子から評価トランジスタＱ０に印加される。

モード制御信号Ｍｏｄ＿ＳｇがハイバンドＲＦ送信モードを示す間には、パワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔの制御部Ｃｎｔから１０番端子を経由してハイバンドバイアス電圧Ｖbias_HBが生成される。このハイバンドバイアス電圧Ｖbias_HBは、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの２番端子からハイバンドＲＦ送信信号増幅トランジスタＱ1H、Ｑ2H、Ｑ3Hのベースに供給される。従って、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの１番端子に供給されるハイバンドＲＦ送信入力信号ＲＦｉｎ＿ＨＢは、従属接続されたトランジスタＱ1H、Ｑ2H、Ｑ3Hにより順次増幅される。尚、トランジスタＱ1H、Ｑ2Hのコレクタには、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの２３番端子、２２番端子と負荷インダクタを介してパワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇによるコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯが供給される。また、トランジスタＱ3Hのコレクタには、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの１７番端子から２１番端子の５個の端子と負荷インダクタを介してパワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇによるコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯが供給される。

その結果、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの１７番端子から２１番端子までの５個の端子とハイバンド出力整合回路ＭＮ＿ＨＢとを介して、ハイバンドＲＦ送信出力信号ＲＦｏｕｔ＿ＨＢが生成される。ハイバンドＲＦ送信出力信号ＲＦｏｕｔ＿ＨＢは図示されていない携帯電話端末のアンテナに供給される一方、ハイバンドパワー検出用方向性結合器ＰＣｐｌｒ＿ＨＢにも供給される。ハイバンドパワー検出用方向性結合器ＰＣｐｌｒ＿ＨＢから得られるハイバンドＲＦ送信出力信号ＲＦｏｕｔ＿ＨＢの一部は、例えばＲＦＩＣ(図示せず)のパワー検波回路で検波され、ＲＦパワー検波出力信号はＲＦＩＣの誤差増幅器の一方の入力端子に供給される。

モード制御信号Ｍｏｄ＿ＳｇがローバンドＲＦ送信モードを示す間には、パワー制御ユニットＰｗｒ＿Ｃｎｔの制御部Ｃｎｔから８番端子を経由してローバンドバイアス電圧Ｖbias_LBが生成される。このローバンドバイアス電圧Ｖbias_LBは、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの３番端子からハイバンドＲＦ送信信号増幅トランジスタＱ1L、Ｑ2L、Ｑ3Lのベースに供給される。従って、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの５番端子に供給されるローバンドＲＦ送信入力信号ＲＦｉｎ＿ＬＢは、従属接続されたトランジスタＱ1L、Ｑ2L、Ｑ3Lにより順次増幅される。尚、トランジスタＱ1 L、Ｑ2 Lのコレクタには、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの７番端子、８番端子と負荷インダクタを介してパワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇによるコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯが供給される。また、トランジスタＱ3Lのコレクタには、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの９番端子から１６番端子の８個の端子と負荷インダクタを介してパワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔのＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇによるコレクタ電源電圧Ｖ_ＬＤＯが供給される。

その結果、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡの９番端子から１６番端子までの８個の端子とローバンド出力整合回路ＭＮ＿ＬＢとを介して、ローバンドＲＦ送信出力信号ＲＦｏｕｔ＿ＬＢが生成される。ローバンドＲＦ送信出力信号ＲＦｏｕｔ＿ＬＢは図示されていない携帯電話端末のアンテナに供給される一方、ローバンドパワー検出用方向性結合器ＰＣｐｌｒ＿ＬＢにも供給される。ローバンドパワー検出用方向性結合器ＰＣｐｌｒ＿ＬＢから得られるローバンドＲＦ送信出力信号ＲＦｏｕｔ＿ＬＢの一部は、例えばＲＦＩＣ(図示せず)のパワー検波回路で検波され、ＲＦパワー検波出力信号はＲＦＩＣの誤差増幅器の一方の入力端子に供給される。

《ＲＦパワーモジュールとＲＦＩＣとの組合せのポーラループトランスミッター》
図４は、図１に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールと通信用半導体集積回路(ＲＦＩＣ)とを組み合わせた携帯電話端末のポーラループトランスミッター全体の構成を示す図である。このＲＦＩＣは、基地局と通信端末機器との通信が位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するためのポーラループ方式の送信方式を採用している。図４中では送信用ＲＦ電力増幅器２０３が、図１で説明した本発明の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに対応している。

ＲＦＩＣのひとつの半導体チップ３００は、３つのサブユニット３０１、３０２、３０３を含んでいる。図４には、ＲＦＩＣ３００以外にも、携帯電話端末機器の送受信用のアンテナ１００と、フロントエンドモジュール２００も示されている。フロントエンドモジュール２００は、アンテナスイッチ２０１(ＡＮＴ＿ＳＷ)と、送信用ＲＦ電力増幅器２０３と、送信用ＲＦ電力増幅器２０３からの送信パワーを検出するためのパワーカップラーＣＰＬとを含んでいる。

図４において、３０３は、ＲＦキャリア同期サブユニットＳＹＮである。ＲＦキャリア同期サブユニット３０３(ＳＹＮ)では、システム基準クロック発振器３０３１(ＤＣＸＯ)の発振周波数は、集積回路ＲＦＩＣの外部の水晶振動子５０１(Ｘｔａｌ)によって安定に維持される。システム基準クロック発振器３０３１(ＤＣＸＯ)からの安定な発振周波数に維持されたシステム基準クロック信号が印加された周波数シンセサイザ３０３２により、ＲＦ発振器３０３３(ＲＦＶＣＯ)のＲＦ発振周波数も安定に維持する。ＲＦ発振器３０３３(ＲＦＶＣＯ)のＲＦ出力が分周器３０３５(１／Ｍ)に供給されることにより、分周器３０３５(１／Ｍ)の出力からＲＦ信号ΦＲＦが得られる。このＲＦ信号ΦＲＦは、通信用ＲＦアナログ信号処理集積回路ＲＦＩＣ内部のＲＦ受信信号アナログ信号処理サブユニット３０１(ＲＸ ＳＰＵ)とＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２(ＴＸ ＳＰＵ)とに供給される。すなわち、このＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２(ＴＸ ＳＰＵ)が、ＥＤＧＥ方式に対応するためのポーラループ方式で構成されている。

受信状態に設定されたタイムスロットでは、フロントエンドモジュール２００(ＦＥＭ)のアンテナスイッチ２０１(ＡＮＴ＿ＳＷ)は上側に接続される。従って、アンテナ１００で受信されたＲＦ受信信号は、例えば表面弾性波デバイスにより構成された受信フィルタ２０２(ＳＡＷ)を介してＲＦ受信信号アナログ信号処理サブユニット３０１(ＲＸ ＳＰＵ)のローノイズアンプ３０１１(ＬＮＡ)の入力に供給される。このローノイズアンプ３０１１(ＬＮＡ)のＲＦ増幅出力信号は、受信ミキサー３０１２を構成する二つの混合回路ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｑの一方の入力に供給される。二つの混合回路ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｑの他方の入力には、分周器３０３５(１／Ｍ)からのＲＦ信号ΦＲＦに基づいて９０°位相器３０１３(９０Ｄｅｇ)で形成された９０°位相を有する２つのＲＦ受信キャリア信号が供給される。その結果、受信ミキサー３０１２の混合回路ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＲＸ−ＭＩＸ＿ＱではＲＦ受信信号周波数からベースバンド信号周波数へのダイレクトダウン周波数コンバージョンが実行されて、出力から受信アナログベースバンド信号ＲｘＡＢＩ、ＲｘＡＢＱが得られる。この受信アナログベースバンド信号ＲｘＡＢＩ、ＲｘＡＢＱは受信タイムスロット設定で利得が調整された可変利得アンプ３０１４、３０１５で増幅された後、ＲＦＩＣのチップ内のＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換される。このデジタル受信信号は、図示されていないベースバンド信号処理ＬＳＩへ供給される。

送信状態に設定されたタイムスロットでは、図示されていないベースバンド信号処理ＬＳＩからデジタル送信ベースバンド信号がＲＦＩＣに供給される。その結果、ＲＦＩＣ内部の図示されていないＤ／Ａ変換器の出力から、アナログベースバンド送信信号ＴｘＡＢＩ、ＴｘＡＢＱがＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２(ＴＸ ＳＰＵ)の送信ミキサー３０２１の二つの混合回路ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑの一方の入力に供給される。分周器３０３５(１／Ｍ)の出力からのＲＦ信号ΦＲＦが他の分周器３０２２(１／Ｎ)で分周されることによって、約８０ＭＨｚの中間周波数(以下、ＩＦと称す)の信号ΦＩＦが形成される。このＩＦ信号ΦＩＦに基づき９０°位相器３０２３(９０Ｄｅｇ)で形成された９０°位相を有する２つのＩＦ送信キャリア信号が、二つの混合回路ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑの他方の入力に供給される。その結果、送信ミキサー３０２１の混合回路ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑでは、アナログベースバンド送信信号の周波数からＩＦ送信信号への周波数アップコンバージョンが実行されて、加算器３０２４からベクトル合成されたひとつのＩＦ送信変調信号が得られる。加算器３０２４からのＩＦ送信変調信号はＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２(ＴＸ ＳＰＵ)の位相変調成分の送信のためのＰＭループ回路３０２５(ＰＭ ＬＰ)を構成する位相比較器ＰＣの一方の入力に供給されている。ＰＭループ回路３０２５(ＰＭ ＬＰ)では、位相比較器ＰＣの出力はチャージポンプＣＰとローパスフィルタＬＦ１を介して送信用発振器ＴＸＶＣＯの制御入力に伝達される。

更に、図４で送信用発振器ＴＸＶＣＯの出力に入力が接続されたバッファアンプＢＦは、電圧レギュレータＶｒｅｇからの動作電圧が供給されている。送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの出力は分周器３０３５(１／Ｍ)からＲＦ信号ΦＲＦが供給されたＰＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの入力に供給されることによって、ＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から第１ＩＦ送信帰還信号が得られる。送信タイムスロットがＧＳＭ方式の時には、この第１ＩＦ送信帰還信号がスイッチＳＷ＿１を介してＰＭループ回路３０２５(ＰＭ ＬＰ)を構成する位相比較器ＰＣの他方の入力に供給される。この結果、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の出力の送信パワー信号はＧＳＭ方式の正確な位相変調情報を含むようになる。一方、送信タイムスロットがＧＳＭ方式の時は、ＲＦアナログ信号処理集積回路３００内部のランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９(Ｒａｍｐ ＤＡＣ)のランプ出力電圧Ｖrampが、スイッチＳＷ２を介して１０ＭＨｚフィルタ３１５に供給される。このフィルタ３１５からのランプ出力電圧Ｖrampと、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信パワーを検出するパワーカップラーＣＰＬとパワー検出器ＰＤＥＴとからの送信パワー検出信号Ｖdetとが、誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐに供給される。誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐの出力からの自動パワー制御電圧Ｖapcによるコレクタ電源電圧制御とベースバイアス電圧制御により、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の増幅ゲインは基地局と携帯通信端末装置との距離に比例して設定される。尚、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９にベースバンドＬＳＩのようなベースバンド信号処理ユニットから供給されるディジタルランプ入力信号は、送信パワーのレベルを示す送信パワーレベル指示信号であり、基地局と通信端末機器との距離に比例して送信パワーレベルを高く制御するものである。このランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９の出力から、アナログのランプ出力電圧Ｖrampが生成される。

一方、送信タイムスロットがＥＤＧＥ方式の時は、加算器３０２４からのＩＦ送信変調信号は、位相変調情報だけではなく振幅変調情報も含むことになる。従って、加算器３０２４からＩＦ送信変調信号はＰＭループ回路３０２５(ＰＭ ＬＰ)を構成する位相比較器ＰＣの一方の入力に供給されだけではなく、ＡＭループ回路３０２６(ＡＭ ＬＰ)を構成する振幅比較器ＡＣの一方の入力に供給される。この時には、位相比較器ＰＣの他方の入力には、送信用発振器ＴＸＶＣＯの出力がＰＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭを介して供給されるのではない。むしろ、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信パワーに関係する情報(ＲＦ送信パワーレベルＲＦＰＬＶ)が、パワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭを介して位相比較器ＰＣの他方の入力に供給されることとなる。また、ＡＭループ回路３０２６(ＡＭ ＬＰ)を構成する振幅比較器ＡＣの他方の入力に、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信パワーに関係する情報(ＲＦ送信パワーレベルＲＦＰＬＶ)がパワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭを介して供給される。ＡＭループ回路３０２６(ＡＭ ＬＰ)では、振幅比較器ＡＣの出力はローパスフィルタＬＦ２、可変利得回路ＩＶＧＡ、電圧・電流変換器Ｖ／Ｉ、チャージポンプＣＰ、スイッチＳＷ２を介して１０ＭＨｚフィルタ３１５に供給される。この結果、まずＰＭループ回路３０２５(ＰＭ ＬＰ)によって、送信用発振器ＴＸＶＣＯのＲＦ発振出力信号を増幅する送信用ＲＦ電力増幅器２０３の出力の送信パワー信号はＥＤＧＥ方式の正確な位相変調情報を含むようになる。さらに、ＡＭループ回路３０２６(ＡＭ ＬＰ)によって、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の出力の送信パワー信号はＥＤＧＥ方式の正確な振幅変調情報を含むようになる。

図４のＲＦアナログ信号処理集積回路３００では、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９(Ｒａｍｐ ＤＡＣ)のランプ電圧Ｖrampに応答するＡＭループ回路３０２６(ＡＭ ＬＰ)の二つの可変利得回路ＭＶＧＡ、ＩＶＧＡの利得は逆方向となるように、制御回路３１４(ＣＮＴＬ)が１０ビットのディジタルランプ信号に応答して８ビットの２つの制御信号を生成する。すなわち、ランプ電圧Ｖrampに応答して可変利得回路ＭＶＧＡの利得が減少する時には、可変利得回路ＩＶＧＡの利得が増加することで、二つの可変利得回路ＭＶＧＡ、ＩＶＧＡの利得の和がほぼ一定となる。この結果、ＡＭループ回路３０２６のオープンループ周波数特性の位相余裕がランプ電圧Ｖrampに応答して著しく小さくなることを軽減している。

《ベースバンド信号処理ＬＳＩとアプリケーションプロセッサ》
図５は、図４に示したＲＦＩＣと接続されるベースバンド信号処理ＬＳＩとアプリケーションプロセッサ等のデバイスを示す図である。

図５のベースバンド信号処理ＬＳＩ４００は、図４に示したＲＦＩＣにアナログベースバンド送信信号ＴｘＡＢＩ、ＴｘＡＢＱを供給する。また図５に示すように、ベースバンド信号処理ＬＳＩ４００は第１外部バス５０６(Ｂｕｓ＿１)を介して第１外部メモリ５０７(ＭＥＭ＿１)とアプリケーションプロセッサ５１０(ＡＰ)とに接続されることができる。第１外部メモリ５０７(ＭＥＭ＿１)は、ベースバンド信号処理ＬＳＩ４００のワークメモリとして利用されるＳＲＡＭとベースバンド信号処理ＬＳＩ４００のための動作プログラムを格納する不揮発性メモリＦｌａｓｈとを含む。この不揮発性メモリＦｌａｓｈに格納された動作プログラムは、ベースバンドプロセッサコア４０１内部のディジタルシグナルプロセッサ(ＤＳＰ)によるＧＳＭ方式の受信ベースバンド信号に関する位相復調と送信ベースバンド信号に関する位相変調のためのプログラムとを含んでいる。また、この不揮発性メモリＦｌａｓｈは、ＥＤＧＥ方式の受信ベースバンド信号に関する位相復調と振幅復調と送信ベースバンド信号に関する位相変調と振幅変調のプログラムを含んでいる。

第１外部バス５０６を介してベースバンド信号処理ＬＳＩ４００と接続されたアプリケーションプロセッサ５１０(ＡＰ)は、第２外部バス５１１(Ｂｕｓ＿２)を介して第２外部メモリ５１２(ＭＥＭ＿２)と液晶表示装置５１３(ＬＣＤ)と操作キー入力装置５１４(ＩＮＰＤ)とに接続されている。この第２外部メモリ５１２(ＭＥＭ＿２)は、アプリケーションプロセッサ５１０のワークメモリとして利用されるＳＲＡＭと擬似ＳＲＡＭ(Ｐ−ＳＲＡＭ)とアプリケーションプロセッサ５１０のための動作プログラムを格納する不揮発性メモリＦｌａｓｈとを含む。更に、アプリケーションプロセッサ５１０には、第２外部バス５１１(Ｂｕｓ＿２)を介して携帯電話端末の電源スイッチ(図示せず)も接続される。

また、本発明の好適な実施の形態では、第２外部メモリ５１２(ＭＥＭ＿２)の不揮発性メモリＦｌａｓｈには、モバイル端末装置のブートプログラム(モバイル端末装置のパワーオン時もしくはリセット時のイニシャライズ処理)とオペレーティングシステムプログラム(ＯＳ)とを含んでいる。さらに第２外部メモリ５１２の不揮発性メモリＦｌａｓｈには、汎用プログラミング言語の実行プログラムやゲーム等の種々のアプリケーションプログラム等も格納することもできる。このモバイル端末装置のブートプログラムやＯＳによって、時分割多元接続方式におけるタイムスロットの動作設定を行うこともできる。

また、ベースバンド信号処理ＬＳＩ４００とアプリケーションプロセッサ５１０とはそれぞれ別の半導体チップで構成されているが、別な実施の形態ではアプリケーションプロセッサ５１０がベースバンド信号処理ＬＳＩ４００の半導体チップに統合された統合ワンチップとされる。さらに別な実施の形態ではベースバンド信号処理ＬＳＩ４００とアプリケーションプロセッサ５１０とが統合された統合ワンチップ中に、ＲＦアナログ信号処理ユニット３００も更に統合される。

また、図５に示すように、図１または図３のＲＦパワーモジュールからのシャットダウン出力信号Ｓｈ＿Ｄｗｎが、ベースバンド信号処理ＬＳＩ４００とアプリケーションプロセッサ５１０との少なくともいずれか一方に供給される。その結果、携帯電話端末の液晶表示装置５１３(ＬＣＤ)による警告表示からユーザーは、ＲＦパワーモジュールのパワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔでのレギュレータＲｅｇによる過電流遮断保護動作が実行されていることを理解することができる。

《スイッチングレギュレータ・タイプの集積化ＤＣ／ＤＣコンバータ》
本発明によるＥＤＧＥ方式のポーラループトランスミッターを構成するためのランプ制御電圧Ｖrampに応答したＲＦパワーアンプに供給されるコレクタ電源電圧のランピィングに使用するレギュレータとしては、上記の実施の形態のＬＤＯタイプのシリーズ・レギュレータに限定されるものではない。このレギュレータとしては、極めて電力効率の高いスイッチングレギュレータ・タイプのＤＣ／ＤＣコンバータを使用することができる。

図９は、ＧＳＭ・ＥＤＧＥ送信システムのＲＦ電力増幅器モジュールに搭載される本発明の他の実施の形態による集積化ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。

図９の集積化ＤＣ／ＤＣコンバータは、集積回路(ＩＣ)で構成されている。集積化ＤＣ／ＤＣコンバータの入力端子T₁にリチュームイオンのバッテリーBTから2．3ボルト〜4．7ボルトの電圧範囲のバッテリー電圧Ｖbatが供給されことにより、出力端子T₂から0．5ボルト〜5ボルトの電圧範囲の出力電圧V_OUTが生成される。この出力電圧V_OUTはコレクタ電源電圧として、ＲＦパワーアンプに供給される。集積化ＤＣ／ＤＣコンバータの接地端子T₃は接地電位に接続され、制御入力端子T₄にはランプ制御電圧Ｖrampが供給され、フィードバック端子T₅にフィードバック電圧V_FBが供給される。端子T₆、T₇の間には、平滑インダクタL₁₂が接続される。入力端子T₁には入力平滑容量C_INが接続され、出力端子T₂には出力平滑容量C_OUTが接続される。出力端子T₂と接地電圧との間には、直列接続された２個の分圧抵抗R₁₁、R₁₂が接続される。２個の分圧抵抗R₁₁、R₁₂の接続ノードのフィードバック電圧V_FBは、フィードバック端子T₅に供給される。例えば、２個の分圧抵抗R₁₁、R₁₂の抵抗値は等しい値に設定されることによって、フィードバック端子T₅のフィードバック電圧V_FBは出力端子T₂の出力電圧V_OUTの電圧の半分となる。また、尚、２個の分圧抵抗R₁₁、R₁₂は、集積化ＤＣ／ＤＣコンバータの集積回路(ＩＣ)内部に集積化されることもできる。

図９の集積化ＤＣ／ＤＣコンバータ(ＩＣ)は、コントローラ10、バック(降圧) コンバータ11、ブースト(昇圧) コンバータ12を含んでいる。制御入力端子T₄のランプ制御電圧Ｖrampのレベルに応答して、コントローラ10、バック(降圧) コンバータ11、ブースト(昇圧) コンバータ12は、入力端子T₁のバッテリー電圧Ｖbatを出力端子T₂の出力電圧V_OUTに変換する。コントローラ10の制御によって、制御入力端子T₄のランプ制御電圧Ｖrampのレベルに正比例して出力端子T₂の出力電圧V_OUTのレベルが追従する。出力端子T₂の出力電圧V_OUTのレベルに、フィードバック端子T₅のフィードバック電圧V_FBのレベルが追従する。

図９の下に示すように、コントローラ10の誤差増幅器EAの非反転入力端子＋と反転入力端子−とに、ランプ制御電圧Ｖrampとフィードバック電圧V_FBとが供給される。ランプ制御電圧Ｖrampに対するフィードバック電圧V_FBの誤差は、コントローラ10の誤差増幅器EAによって増幅され、誤差増幅出力電圧V_OEが生成される。誤差増幅出力電圧V_OEと三角波基準発振器OSCの基準三角波信号とが比較器CMP1、CMP2で比較されて、比較器CMP1、CMP2の比較出力信号はパルス幅変調制御ロジック100に供給される。バック・コンバータ11とブースト・コンバータ12とは、コントローラ10のパルス幅変調制御ロジック100のＰＷＭ出力制御信号によって制御される。図９の集積化ＤＣ／ＤＣコンバータ(ＩＣ)によって、入力端子T₁のバッテリー電圧Ｖbatを出力端子T₂の出力電圧V_OUTに変換するに際して、フィードバック電圧V_FBと出力電圧V_OUTのレベルは制御入力端子T₄のランプ制御電圧Ｖrampのレベルによって正確に制御される。バック・コンバータ11はバックドライバ110と第1のＰＭＯＳ(MP₁)と第1のＮＭＯＳ(MN₁)とにより構成され、ブースト・コンバータ12はブーストドライバ120と第2のＰＭＯＳ(MP₂)と第2のＮＭＯＳ(MN₂)とにより構成されている。

また、第2のＰＭＯＳ(MP₂)のドレインには、大サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp１のソースと小サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp２のソースとが接続されている。大サイズＰＭＯＳトランジスタＱp１のゲートと小サイズＰＭＯＳトランジスタＱp２のゲートとは、コントローラ10によって制御される。大サイズＰＭＯＳトランジスタＱp１のドレインは出力端子T₂に接続され、小サイズＰＭＯＳトランジスタＱp２のドレインは検出端子T₃を介して外部ディスクリート部品の検出抵抗Ｒsenに接続されている。小サイズＰＭＯＳトランジスタＱp２の検出電流Ｉsenは検出抵抗Ｒsenによって検出電圧Ｖsenに変換され、検出電圧Ｖsenはコントローラ10のシャットダウンコントローラＳｈ＿Ｃｎｔに供給される。このシャットダウンコントローラＳｈ＿Ｃｎｔは、図１と同様に比較器Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２、ラッチＦＦ１、２個のインバータＩｎｖ１、２、ＮＡＮＤ回路ＮＡＮＤ３、インバータＩｎｖ３によって構成されている。

従って、アンテナのインピーダンス低下やＲＦパワーアンプの最終段の電力トランジスタの故障により、大サイズＰＭＯＳトランジスタＱp１からＲＦパワーアンプへの電源電流が過大となると、小サイズＰＭＯＳトランジスタＱp２の検出電流Ｉsenも大きくなり、検出電圧Ｖsenがハイレベルとなる。それに応答して、コントローラ10はバックドライバ110を制御することによって、バック・コンバータ11の第1のＰＭＯＳ(MP₁)をオフに制御する。従って、図９の集積化ＤＣ／ＤＣコンバータ全体がシャットダウン状態に制御されて、ＲＦパワーアンプへの電源電流も遮断される。このようにして、ＲＦパワーアンプの出力整合回路でのインピーダンス不整合の状態が長時間継続されても、携帯電話端末のバッテリーの消耗を軽減することができる。

また、図９の集積化ＤＣ／ＤＣコンバータ全体がシャットダウン状態に制御されている間に、コントローラ10からのハイレベル“1”のシャットダウン出力信号Ｓｈ＿Ｄｗｎが、ベースバンド処理ユニットとアプリケーション処理ユニットとの少なくともいずれか一方に供給される。その結果、携帯電話端末の液晶表示部による警告表示からユーザーは過電流遮断保護動作が実行されていることを理解することができる。

《集積化ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作》
リチュームイオンのバッテリーBTから4．0ボルトの電圧レベルのバッテリー電圧Ｖbatが供給され、制御入力端子T₄に1．0ボルトの電圧レベルのランプ制御電圧Ｖrampが供給されると想定する。従って、図９の集積化ＤＣ／ＤＣコンバータ(ＩＣ)のバック・コンバータ11は、4．0ボルトの電圧レベルのバッテリー電圧Ｖbatを2．0ボルトの電圧レベルの出力電圧V_OUTに電圧ダウン変換する。

ＰＷＭ制御のバック・コンバータ11の電圧変換率は、オン期間T_ONとオフ期間T_OFFとによって決定される。オン期間T_ONはバック・コンバータ11の第1のＰＭＯＳ(MP₁)がオンして第1のＮＭＯＳ(MN₁)がオフしている期間であり、オフ期間T_OFFはバック・コンバータ11の第1のＰＭＯＳ(MP₁)がオフして第1のＮＭＯＳ(MN₁)がオンしている期間である。ＰＷＭ制御のバック・コンバータ11による出力電圧V_OUTは、オン期間T_ONとオフ期間T_OFFとによって次式のように、バッテリー電圧Ｖbatより低い値となる。

V_OUT＝Ｖbat・T_ON／(T_ON＋T_OFF) …(２式)
オン期間T_ONとオフ期間T_OFFとが等しい期間に設定されると、バッテリー電圧Ｖbatの4．0ボルトの電圧の半分の2．0ボルトのレベルの出力電圧V_OUTが生成される。

尚、バック・コンバータ11による降圧動作の間に、ブースト・コンバータ12の第2のＰＭＯＳ(MP₂)は常時オン状態に維持されて、バック・コンバータ11の降圧動作による出力電圧V_OUTが出力端子T₂に供給されることができる。

《集積化ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作》
リチュームイオンのバッテリーBTから2．0ボルトの電圧レベルのバッテリー電圧Ｖbatが供給され、制御入力端子T₄に2．0ボルトの電圧レベルのランプ制御電圧Ｖrampが供給されると想定する。従って、図９の集積化ＤＣ／ＤＣコンバータ(ＩＣ)のブースト・コンバータ12は、2．0ボルトの電圧レベルのバッテリー電圧Ｖbatを4．0ボルトの電圧レベルの出力電圧V_OUTに電圧アップ変換する。

ＰＷＭ制御のブースト・コンバータ12の電圧変換率は、オン期間T_ONとオフ期間T_OFFとによって決定される。オン期間T_ONはブースト・コンバータ12の第2のＮＭＯＳ(MN₂)がオンして第2のＰＭＯＳ(MP₂)がオフしている期間であり、オフ期間T_OFFはブースト・コンバータ12の第2のＮＭＯＳ(MN₂)がオフして第2のＰＭＯＳ(MP₂)がオンしている期間である。ＰＷＭ制御のブースト・コンバータ12による出力電圧V_OUTは、オン期間T_ONとオフ期間T_OFFとによって次式のように、バッテリー電圧Ｖbatより高い値となる。

V_OUT＝Ｖbat・(T_ON＋T_OFF)／T_OFF …(３式)
尚、ブースト・コンバータ12による昇圧動作の間に、バック・コンバータ11の第1のＰＭＯＳ(MP₁)は常時オン状態に維持され、バッテリーBTからのバッテリー電圧Ｖbatが平滑インダクタL₁₂の一端に供給される。

《集積化ＤＣ／ＤＣコンバータのスルー動作》
リチュームイオンのバッテリーBTから略3．6ボルトの電圧レベルのバッテリー電圧Ｖbatが供給され、制御入力端子T₄に略1．8ボルトの電圧レベルのランプ制御電圧Ｖrampが供給されると想定する。従って、図９の集積化ＤＣ／ＤＣコンバータ(ＩＣ)のバック・コンバータ11とブースト・コンバータ12とは、略3．6ボルトの電圧レベルのバッテリー電圧Ｖbatを略3．6ボルトの電圧レベルの出力電圧V_OUTに電圧スルー変換する。

以上本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、図１で、送信用ＲＦ電力増幅器の送信パワーを検出するパワー検出用方向性結合器Ｐｃｐｌとしては、ＲＦ電力増幅器の送信パワーを電磁気的もしくは容量的に検出するカップラーを採用することができる。このパワー検出用結合器としては、それ以外にも、カレントセンス形検出器も採用することができる。このカレントセンス形検出器は、ＲＦ電力増幅器の最終段パワー増幅素子と並列に検出増幅素子を接続して、最終段パワー増幅素子のＤＣ・ＡＣ動作電流に比例する小さな検出ＤＣ・ＡＣ動作電流を検出増幅素子に流すものである。

また、図３のＲＦ送信信号増幅トランジスタＱ1H、Ｑ2H、Ｑ3H、Ｑ1L、Ｑ2L、Ｑ3LはＧａＡｓへテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)だけでなく、シリコン・ゲルマニゥム型のＨＢＴを使用することができる。シリコン・ゲルマニゥム型のＨＢＴは、ベース層をシリコン・ゲルマニゥムのナローバンドギャップとし、エミッタ層をシリコンのワイドバンドギャップとしたものである。

また、ＲＦ送信信号増幅トランジスタを、ＬＤ(Lateral Diffused)ＭＯＳと呼ばれるシリコン電力ＭＯＳトランジスタとすることもできる。

その結果、図３のＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡ＿Ｍｄで、ＲＦパワーアンプＲＦＰＡとパワー制御ユニットＰｗｒ＿ＣｎｔとをＣＭＯＳまたはＢｉＣＭＯＳのシングルチップモノリシック集積回路に形成することができる。

また、本発明は、遮断タイプの過電流保護方式だけではなく、電流リミット方式の過電流保護方式にも適用することができる。

この場合の電流リミット方式には、図１において、シャットダウンスイッチＳｈ＿ＳＷのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱp４を省略すると伴に、ＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇの大サイズＰＭＯＳＱp１のソースと小サイズＰＭＯＳＱp１のソースとにバッテリー電圧Ｖbatを直接供給する。

電圧発生回路Ｖ＿ｇｅｎの基準電圧Ｖshが反転入力端子(−)に供給されると伴に検出抵抗Ｒsenの検出電圧Ｖsenが非反転入力端子(＋)に供給される比較器Ｃｍｐ１の出力電圧を、ＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇの大サイズＰＭＯＳＱp１のゲートと小サイズＰＭＯＳＱp１のゲートとに供給する。

従って、アンテナのインピーダンス低下もしくは最終増幅段の電力トランジスタの故障によりＲＦパワーアンプの電源電流が増大すると、検出抵抗Ｒsenの検出電圧Ｖsenが増加する。比較器Ｃｍｐ１は差動増幅器で構成されているので、非反転入力端子(＋)の検出電圧Ｖsenが反転入力端子(−)の基準電圧Ｖshのレベルまで増加すると、比較器Ｃｍｐ１の出力電圧レベルが上昇する。比較器Ｃｍｐ１の出力によってＬＤＯタイプのレギュレータＲｅｇの大サイズＰＭＯＳＱp１と小サイズＰＭＯＳＱp１のゲート電圧レベルが上昇するので、大サイズＰＭＯＳＱp１と小サイズＰＭＯＳＱp１のドレイン電流はそれ以上に増大することはない。このようにして、電流リミット方式の過電流保護方式を実現することができる。

また、比較器Ｃｍｐ１はＣＭＯＳモノリシック集積回路内部のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱn１、Ｑn２の差動トランジスタ対により構成されているので、素子バラツキの影響の少ない電流リミット方式の過電流保護を実現することができる。

更に本発明は、時分割多元接続(ＴＤＭＡ)を利用するＧＳＭ方式やＥＤＧＥ方式以外にも、コード分割多元接続(ＣＤＭＡ)を利用するＷＣＤＭＡ方式の携帯電話端末に適用することができる。

ＣＤＭＡ方式は、ＴＤＭＡ方式のように送信タイムスロットや受信タイムスロットの時分割の送受信機能切り換えを行うのではなく、低い送信ＲＦ周波数と高い受信ＲＦ周波数との相違を用いる並列送受信を行うものである。従って、過電流遮断保護動作の実行の後の電源供給の自動的な再開は、ユーザーの操作による携帯電話端末の電源再投入もしくは通話開始に応答することにより実行される。

図１は、本発明の１つの実施の形態による基地局と通信する携帯電話端末のためのＥＤＧＥ方式の送信機能を実現するポーラループトランスミッターを構成するＲＦパワーモジュールの構成を示す図である。 図２は、図１に示した本発明の１つの実施の形態によるポーラループトランスミッターの内部のパワー制御ユニットのＬＤＯタイプのレギュレータの電流レベル検出回路による過電流保護動作を説明する図である。 図３は、本発明の１つの具体的な実施の形態による基地局とマルチバンドの通信を実行する携帯電話端末のためのＥＤＧＥ方式の送信機能を実現するポーラループトランスミッターを含むＲＦパワーモジュールの構成を示す図である。 図４は、図１に示した本発明の上記１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールと通信用半導体集積回路とを組み合わせた携帯電話端末のポーラループトランスミッター全体の構成を示す図である。 図５は、図４に示したＲＦＩＣと接続されるベースバンド信号処理ＬＳＩとアプリケーションプロセッサ等のデバイスを示す図である。 図６はＧＳＭ規格で定められた送信タイムスロットの初期の送信電力のランプアップを示す図である。 図７はＧＳＭ規格で定められた送信タイムスロットの終期の送信電力のランプダウンを示す図である。 図８は、ＧＭＳＫの規格により規定された携帯電話端末機器のＲＦ送信信号の周波数スペクトラムを示す図である。 図９は、ＧＳＭ・ＥＤＧＥ送信システムのＲＦ電力増幅器モジュールに搭載される本発明の他の実施の形態による集積化ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 図１０は、図１に示したパワー制御ユニットの送信イネーブル信号、ランプ制御電圧、検出電圧、比較器の出力、ＮＡＮＤ回路、インバータの出力の波形を示す図である。

符号の説明

ＲＦＰＡ ＲＦパワーアンプチップ
Ｐｗｒ＿ｃｎｔ パワー制御ユニット
ＭＮ 出力整合回路
Ｐｃｐｌ パワー検出用方向性結合器
ＡＮＴ アンテナ
Ｒｅｇ ＬＤＯタイプのレギュレータ
Ｖ＿ｇｅｎ 電圧発生回路
Ｖ_LDO 電源電圧
Ｉ_LDO 電源電流
Ｉsen 検出電流
Ｖsen 検出電圧
Ｖsh シャットダウン基準電圧
Ｓｈ＿ＳＷ シャットダウンスイッチ
Ｑp４ ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ
Ｑp１ 大サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタ
Ｑp２ 小サイズＰチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＯｐＡｍｐ１ 差動増幅器
Ｖapc 自動パワー制御信号
Ｖramp ランプ制御信号
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗分圧負帰還回路
Ｑp３ Ｐチャンネル制御ＭＯＳトランジスタ
Ｒsen 検出抵抗
Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２ 比較器
ＦＦ１ ラッチ
ＮＡＮＤ１、２、３ ＮＡＮＤ回路
Ｉｎｖ１、２ インバータ
Ｔｘ＿Ｅｎ 送信イネーブル信号

Claims (19)

1. ＲＦ電力増幅器と電源供給回路とを具備して、
   前記電源供給回路は、前記ＲＦ電力増幅器に電源電圧を供給して、
   前記電源供給回路は、パワー制御信号のレベルに応答して、前記ＲＦ電力増幅器に供給される前記電源電圧のレベルを制御するように構成され、
   前記電源供給回路は、前記ＲＦ電力増幅器に供給される前記電源電圧の電源電流に対応した検出信号を生成する電源電流検出回路を含み、
   前記電源供給回路は、前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルに応答して前記電源電圧の前記電源電流のレベルを制御する電流制御部を含み、
   前記電流制御部は、前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記電源電流の許容レベルに対応する許容検出信号レベルに一致することに応答して前記電源電流を前記電源電流の前記許容レベルよりも小さな電流に設定された制限電流に制御するように構成されたＲＦ電力増幅装置。
2. 前記電流制御部は、シャットダウンスイッチを含み、
   前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することに応答して、前記電流制御部の前記シャットダウンスイッチはオフ状態に制御され、
   前記制限電流は、前記電流制御部の前記シャットダウンスイッチの前記オフ状態によるシャットダウン電流である請求項１に記載のＲＦ電力増幅装置。
3. 前記電流制御部は、ラッチを含み、
   前記ＲＦ電力増幅器は、ＧＳＭ方式の送信タイムスロットの送信動作を実行して、
   前記電源供給回路に供給される前記パワー制御信号は、前記ＧＳＭ方式の前記送信タイムスロットのランプアップとランプダウンとのためのランプ制御電圧であり、
   前記電流制御部の前記ラッチが前記ランプ制御電圧による前記ランプアップに際して一方の状態に設定されることによって、前記電源供給回路は前記ＲＦ電力増幅器に前記電源電圧と前記電源電流とを自動的に供給するように構成され、
   前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することに応答して、前記電流制御部の前記ラッチは前記方の状態と異なる他の状態に設定されることによって、前記電流制御部の前記ラッチは前記シャットダウンスイッチを前記オフ状態に制御する請求項２に記載のＲＦ電力増幅装置。
4. 前記パワー制御信号は、ＥＤＧＥ方式のＡＭ制御入力信号であり、
   前記ＲＦ電力増幅器は、ＥＤＧＥ方式の送信タイムスロットの送信動作も実行する請求項３に記載のＲＦ電力増幅装置。
5. 前記電源供給回路はシリーズ・レギュレータとスイッチング・レギュレータとの少なくともいずれか一方を含む請求項４に記載のＲＦ電力増幅装置。
6. 前記電源供給部は、第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタを含み、前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタは前記電源電圧と前記電源電流とを前記ＲＦ電力増幅器に供給して、
   前記電源電流検出回路は、前記差動増幅器と、第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタと、第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタと、検出抵抗とを含み、
   前記第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースとゲートとは、前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースとゲートとにそれぞれ接続され、
   前記差動増幅器の非反転入力端子は前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、前記差動増幅器の反転入力端子は前記第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインと前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースに接続され、
   前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートは前記差動増幅器の出力端子に接続され、前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインから前記電源電流に比例した検出電流が前記検出抵抗に供給され、前記検出抵抗の両端から前記検出信号としての検出電圧が生成される請求項４に記載のＲＦ電力増幅装置。
7. 前記電源供給回路と前記ＲＦ電力増幅器とはＲＦパワーモジュールのパッケージ内部に形成されている請求項５に記載のＲＦ電力増幅装置。
8. 前記電流制御部は前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することを検出する電圧比較器を含む請求項７に記載のＲＦ電力増幅装置。
9. パワー制御信号のレベルに応答して、ＲＦ電力増幅器に供給される電源電圧のレベルを制御するように構成されている電源供給回路であって、
   前記電源供給回路は、前記ＲＦ電力増幅器に供給される前記電源電圧の電源電流に対応した検出信号を生成する電源電流検出回路を含み、
   前記電源供給回路は、前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルに応答して前記電源電圧の前記電源電流のレベルを制御する電流制御部を含み、
   前記電流制御部は、前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記電源電流の許容レベルに対応する許容検出信号レベルに一致することに応答して前記電源電流を前記電源電流の前記許容レベルよりも小さな電流に設定された制限電流に制御するように構成されている電源供給回路。
10. 前記電流制御部は、シャットダウンスイッチを含み、
    前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することに応答して、前記電流制御部の前記シャットダウンスイッチはオフ状態に制御され、
    前記制限電流は、前記電流制御部の前記シャットダウンスイッチの前記オフ状態によるシャットダウン電流である請求項９に記載の電源供給回路。
11. 前記電流制御部は、前記ラッチを含み、
    前記ＲＦ電力増幅器は、ＧＳＭ方式の送信タイムスロットの送信動作を実行して、
    前記電源供給回路に供給される前記パワー制御信号は、前記ＧＳＭ方式の前記送信タイムスロットのランプアップとランプダウンとのためのランプ制御電圧であり、
    前記電流制御部の前記ラッチが前記ランプ制御電圧による前記ランプアップに際して一方の状態に設定されることによって、前記電源供給回路は前記ＲＦ電力増幅器に前記電源電圧と前記電源電流とを自動的に供給するように構成され、
    前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することに応答して、前記電流制御部の前記ラッチは前記一方の状態と異なる他の状態に設定されることによって、前記電流制御部の前記ラッチは前記シャットダウンスイッチを前記オフ状態に制御する請求項１０に記載の電源供給回路。
12. 前記パワー制御信号は、ＥＤＧＥ方式のＡＭ制御入力信号であり、
    前記ＲＦ電力増幅器は、ＥＤＧＥ方式の送信タイムスロットの送信動作も実行する請求項１１に記載の電源供給回路。
13. 前記電源供給回路はシリーズ・レギュレータとスイッチング・レギュレータとの少なくともいずれか一方を含む請求項１２に記載の電源供給回路。
14. 前記電源供給部は、第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタを含み、前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタは前記電源電圧と前記電源電流とを前記ＲＦ電力増幅器に供給して、
    前記電源電流検出回路は、前記差動増幅器と、第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタと、第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタと、検出抵抗とを含み、
    前記第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースとゲートとは、前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースとゲートとにそれぞれ接続され、
    前記差動増幅器の非反転入力端子は前記第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、前記差動増幅器の反転入力端子は前記第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインと前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースに接続され、
    前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートは前記差動増幅器の出力端子に接続され、前記第３のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインから前記電源電流に対応した検出電流が前記検出抵抗に供給され、前記検出抵抗の両端から前記検出信号としての検出電圧が生成される請求項１２に記載の電源供給回路。
15. 前記電源供給回路と前記ＲＦ電力増幅器とはＲＦパワーモジュールのパッケージ内部に形成されている請求項１３に記載の電源供給回路。
16. 前記電流制御部は前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することを検出する電圧比較器を含む請求項１５に記載の電源供給回路。
17. ＲＦ電力増幅器と電源供給回路とを具備して、
    前記電源供給回路は、前記ＲＦ電力増幅器に電源電圧を供給して、
    前記電源供給回路は、パワー制御信号のレベルに応答して、前記ＲＦ電力増幅器に供給される前記電源電圧のレベルを制御するように構成され、
    前記電源供給回路は、前記ＲＦ電力増幅器に供給される前記電源電圧の電源電流に対応した検出信号を生成する電源電流検出回路を含み、
    前記電源供給回路は、前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルに応答して前記電源電圧の前記電源電流のレベルを制御する電流制御部を含み、
    前記電流制御部は、前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記電源電流の許容レベルに対応する許容検出信号レベルに一致することに応答して前記電源電流を所定の電流に設定された制限電流に制御するように構成され、
    前記電流制御部は前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することを検出する電圧比較器を構成するモノリシック集積回路に形成された差動トランジスタ対を含むＲＦ電力増幅装置。
18. 前記電流制御部の前記電圧比較器が前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することを検出することに応答して、前記電源電流は前記電源電流の前記許容レベルよりも小さな電流に設定された前記制限電流に制御される請求項１７に記載のＲＦ電力増幅装置。
19. 前記電流制御部は、シャットダウンスイッチを含み、
    前記電源電流検出回路から生成される前記検出信号のレベルが前記許容検出信号レベルに一致することに応答して、前記電流制御部の前記シャットダウンスイッチはオフ状態に制御され、
    前記制限電流は、前記電流制御部の前記シャットダウンスイッチの前記オフ状態によるシャットダウン電流である請求項１８に記載のＲＦ電力増幅装置。

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