JP2008061445A

JP2008061445A - Controller of motor

Info

Publication number: JP2008061445A
Application number: JP2006237580A
Authority: JP
Inventors: Masashige Fukuchi; 正成福地; Hirobumi Shin; 博文新; Masaaki Kaizuka; 正明貝塚
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2006-09-01
Filing date: 2006-09-01
Publication date: 2008-03-13
Anticipated expiration: 2026-09-01
Also published as: JP4800154B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a controller of a motor capable of expanding the range in which the maximum efficiency control of the motor is possible, by properly setting an induced voltage constant of the motor which comprises double rotors according to operation state of it. <P>SOLUTION: So that the efficiency of the motor 1 becomes maximum when acquiring a torque corresponding to torque command Tr_c based on an output voltage Vdc of a DC power source, rotational speed Nm of the motor 1, and the torque command Tr_c, the controller includes a Ke command calculation part 90 which calculates command value Ke_c of an induced voltage constant of a motor 1 and a phase difference control part 80 which calculates a command value θd_c of rotor phase difference according to Ke_c and changes the rotor phase difference by outputting θd_c to an actuator 25. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、永久磁石界磁型の回転電動機の界磁制御を、同心円状に配置された二つのロータ間の位相差を変更することによって行う電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device that performs field control of a permanent magnet field type rotary motor by changing a phase difference between two rotors arranged concentrically.

従来より、永久磁石界磁型の回転電動機の回転軸の周囲に同心円状に設けた第１ロータ及び第２ロータを備え、回転速度に応じて第１ロータと第２ロータの位相差を変更し、これにより電動機の誘起電圧定数を変更して界磁弱め制御を行うようにした電動機が知られている（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, a first rotor and a second rotor are provided concentrically around the rotating shaft of a permanent magnet field type rotary electric motor, and the phase difference between the first rotor and the second rotor is changed according to the rotational speed. Thus, there is known an electric motor in which the field weakening control is performed by changing the induced voltage constant of the electric motor (see, for example, Patent Document 1).

かかる従来の電動機においては、第１ロータと第２ロータが、遠心力の作用により径方向に沿って変位する部材を介して接続されている。また、電動機が停止状態にあるときに、第１ロータに配置された永久磁石の磁極と第２ロータに配置された永久磁極の磁極の向きが同一となって界磁の磁束が最大（電動機の誘起電圧定数が最大）となり、電動機の回転速度が高くなるに従って遠心力により第１ロータと第２ロータの位相差が拡大して、界磁の磁束が減少（電動機の誘起電圧定数が減少）するように構成されている。 In such a conventional electric motor, the first rotor and the second rotor are connected via a member that is displaced along the radial direction by the action of centrifugal force. In addition, when the electric motor is stopped, the direction of the magnetic pole of the permanent magnet arranged on the first rotor is the same as that of the permanent magnetic pole arranged on the second rotor, so that the field magnetic flux is maximized (the electric motor As the rotational speed of the motor increases, the phase difference between the first rotor and the second rotor increases due to the centrifugal force, and the magnetic flux of the field decreases (the induced voltage constant of the motor decreases). It is configured as follows.

ここで、図２６は縦軸を出力トルクＴrとし横軸を回転数Ｎとして、電動機の界磁弱めが必要となる領域を示したものであり、図中ｕは電動機の直交ライン（界磁弱め制御を行わずに電動機を作動させたときに、回転数と出力トルクの組合わせにより電動機の相電圧が電源電圧と等しくなる点を結んだもの）である。図中Ｘは界磁弱めが不要な領域であり、Ｙは界磁弱めが必要な領域である。 Here, FIG. 26 shows an area in which the field weakening of the motor is necessary, with the vertical axis representing the output torque Tr and the horizontal axis representing the rotational speed N, and in the figure, u represents the motor orthogonal line (field weakening). When the motor is operated without control, the phase voltage of the motor becomes equal to the power supply voltage by the combination of the rotation speed and the output torque). In the figure, X is a region that does not require field weakening, and Y is a region that requires field weakening.

図２６に示したように、界磁弱めが必要となる領域Ｙは電動機の回転数Ｎと出力トルクＴrにより決定されるため、従来の回転数のみによる界磁弱め制御では、電動機の誘起電圧定数の変更が、必要な界磁弱めの制御量に対して過大又は過小なものになるという不都合があった。 As shown in FIG. 26, since the region Y in which field weakening is required is determined by the rotational speed N of the motor and the output torque Tr, in the conventional field weakening control based only on the rotational speed, the induced voltage constant of the motor However, there is a disadvantage that the change is excessively large or small with respect to the required field weakening control amount.

また、電動機の回転数に依らずに、誘起電圧定数を変更することができないため、電動機の出力トルクや供給可能な電流の制限等の回転数以外の運転条件に対して、適切な誘起電圧定数を設定することができず、電動機を作動させる際の効率が悪くなるという不都合があった。
特開２００２−２０４５４１号公報 In addition, since the induced voltage constant cannot be changed regardless of the rotation speed of the motor, an appropriate induced voltage constant is suitable for operating conditions other than the rotation speed such as the output torque of the motor and the limit of the current that can be supplied. Cannot be set, and there is a disadvantage that the efficiency when operating the electric motor is deteriorated.
JP 2002-204541 A

本発明は上記背景を鑑みてなされたものであり、２重ロータを有する電動機の誘起電圧定数を該電動機の運転状態に応じて適切に設定して、該電動機を作動させる際の効率を高めることができる電動機の制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above background, and it is possible to appropriately set the induced voltage constant of an electric motor having a double rotor according to the operating state of the electric motor, and to increase the efficiency when operating the electric motor. An object of the present invention is to provide an electric motor control device that can perform the above-described operation.

本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、永久磁石による界磁を複数個有する第１ロータ及び第２ロータを、回転軸の周囲に同心円状に配置した永久磁石界磁型の回転電動機の作動を制御する電動機の制御装置であって、前記第１ロータと前記第２ロータとの位相差であるロータ位相差を変更するロータ位相差変更手段と、直流電源から供給される直流電圧を多相交流電圧に変換して前記電動機の電機子に印加するインバータと、所定のトルク指令に応じて、前記インバータを介して前記電動機の各相の電機子に流れる電流のベクトル和である相電流を制御する通電制御手段とを備えた電動機の制御装置の改良に関する。 The present invention has been made to achieve the above object, and is a permanent magnet field type in which a first rotor and a second rotor each having a plurality of field magnets are arranged concentrically around a rotating shaft. A motor control device that controls the operation of a rotary motor, wherein the rotor phase difference changing means changes a rotor phase difference that is a phase difference between the first rotor and the second rotor, and a direct current supplied from a direct current power source. An inverter that converts a voltage into a multiphase AC voltage and applies it to the armature of the motor, and a vector sum of currents that flow to the armature of each phase of the motor via the inverter according to a predetermined torque command The present invention relates to an improvement in an electric motor control device including an energization control means for controlling a phase current.

そして、前記電動機の回転数を検出する回転数検出手段と、前記直流電源の出力電圧と、前記電動機の回転数と、前記トルク指令とに基いて、前記トルク指令に応じたトルクを得る際に前記電動機の効率が最大となるように、前記ロータ位相差変更手段により前記ロータ位相差を変更するロータ位相差制御手段とを備えたことを特徴とする（請求項１に対応）。 Then, when obtaining the torque according to the torque command based on the rotational speed detection means for detecting the rotational speed of the electric motor, the output voltage of the DC power supply, the rotational speed of the electric motor, and the torque command. Rotor phase difference control means for changing the rotor phase difference by the rotor phase difference changing means so as to maximize the efficiency of the electric motor is provided (corresponding to claim 1).

かかる本発明によれば、前記電動機の作動状態に応じて、前記トルク指令に応じたトルクを得る際に前記電動機の効率が最大となるように、前記ロータ位相差制御手段により前記ロータ位相差が変更される。そのため、前記通電制御手段による前記相電流の通電能力の範囲内で、前記電動機の効率を最大として作動させることができる範囲を拡大することができる。 According to the present invention, the rotor phase difference control means causes the rotor phase difference to be maximized so that the efficiency of the motor is maximized when obtaining the torque according to the torque command according to the operating state of the motor. Be changed. Therefore, the range in which the efficiency of the electric motor can be maximized can be expanded within the range of the energization ability of the phase current by the energization control means.

また、前記ロータ位相差制御手段は、予め設定された、前記インバータに供給される直流電圧と前記電動機の回転数と前記電動機のトルクとに対して、前記電動機の損失が最小となる誘起電圧定数を決定する相関マップに、前記直流電源の出力電圧と前記回転数検出手段により検出された前記電動機の回転数と前記トルク指令とを適用して、対応する誘起電圧定数を取得し、該取得した誘起電圧定数に応じて前記電動機のロータ位相差を変更することを特徴とする（請求項２に対応）。 Further, the rotor phase difference control means is a preset induced voltage constant that minimizes the loss of the motor with respect to the DC voltage supplied to the inverter, the rotational speed of the motor, and the torque of the motor. Applying the output voltage of the DC power supply, the rotational speed of the motor detected by the rotational speed detection means, and the torque command to the correlation map for determining the corresponding induced voltage constant, The rotor phase difference of the electric motor is changed according to an induced voltage constant (corresponding to claim 2).

かかる本発明によれば、前記ロータ位相差制御手段は、前記相関マップ用いることによって、電動機の運転条件に応じて電動機の損失が最小となる最適な誘起電圧定数を取得することができ、取得した誘起電圧定数に応じて電動機のロータ位相差を変更することで、前記電動機の運転条件に応じて前記電動機の効率が最大となる前記ロータ位相差を設定することができる。 According to the present invention, the rotor phase difference control means can acquire the optimal induced voltage constant that minimizes the loss of the electric motor according to the operating condition of the electric motor by using the correlation map. By changing the rotor phase difference of the electric motor according to the induced voltage constant, the rotor phase difference at which the efficiency of the electric motor becomes maximum can be set according to the operating condition of the electric motor.

また、前記電動機を、界磁の磁束方向であるｄ軸上にあるｄ軸電機子とｄ軸と直交するｑ軸上にあるｑ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記通電制御手段は、ｄ軸電機子に流れる電流であるｄ軸電流の実際値と指令値との差を減少させ、また、ｑ軸電機子に流れる電流であるｑ軸電流の実際値と指令値との差を減少させるように前記通電制御を行い、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と、前記電動機の回転数に応じた角速度とに基いて、前記トルク指令に応じたトルクが得られるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせのうち、前記電動機の損失が最小となる組み合わせを第１のｄｑ電流設定として決定し、該第１のｄｑ電流設定によるｄ軸電流とｑ軸電流を供給したときにｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧を、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と前記電動機の回転数とに基いて推定して、該推定したｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和である第１のｄｑ判定電圧が、前記直流電源の出力電圧に応じて設定された制限電圧以下となり、且つ、ｄ軸電流とｑ軸電流のベクトル和であるｄｑ軸電流の前記第１のｄｑ電流設定による場合の大きさである第１のｄｑ判定電流が所定の制限電流以下となるときに、該第１のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第１のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とする電流指令設定手段を備えたことを特徴とする（請求項３に対応）。 Further, the electric motor is handled by converting it into an equivalent circuit having a d-axis armature on the d-axis that is the magnetic flux direction of the field and a q-axis armature on the q-axis orthogonal to the d-axis. The control means reduces the difference between the actual value of the d-axis current that is the current flowing through the d-axis armature and the command value, and the actual value and command value of the q-axis current that is the current flowing through the q-axis armature. The energization control is performed so as to reduce the difference between the motors, and the torque according to the torque command is determined based on the induced voltage constant of the motor according to the rotor phase difference and the angular velocity according to the rotation speed of the motor. Of the obtained combinations of the d-axis current and the q-axis current, the combination that minimizes the loss of the motor is determined as the first dq current setting, and the d-axis current and the q-axis current according to the first dq current setting are determined. Induced voltage generated in d-axis armature when supplied and q-axis electric machine Is induced based on the induced voltage constant of the motor according to the rotor phase difference and the rotation speed of the motor, and the induced voltage generated in the estimated d-axis armature and the q-axis armature A first dq determination voltage, which is a vector sum of the generated induced voltage, is equal to or lower than a limit voltage set according to the output voltage of the DC power supply, and a dq axis which is a vector sum of the d-axis current and the q-axis current. When the first dq determination current, which is the magnitude of the current based on the first dq current setting, is equal to or less than a predetermined limit current, the d-axis current based on the first dq current setting is used as the d-axis current command. And a current command setting means for setting the q-axis current by the first dq current setting to a command value of the q-axis current (corresponding to claim 3).

かかる発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記電動機の作動条件が前記制限電圧と前記制限電流による制約を受けないものであるときには、前記トルク指令に対して前記電動機の効率が最大となる前記第１のｄｑ電流設定により、ｄ軸電流の指令値とｑ軸電流の指令値を設定する。そして、これにより、前記電動機を作動させる際の効率を最大にすることができる。 According to this invention, the current command setting means has the maximum efficiency of the motor with respect to the torque command when the operating condition of the motor is not limited by the limit voltage and the limit current. A command value for d-axis current and a command value for q-axis current are set by the first dq current setting. And thereby, the efficiency at the time of operating the electric motor can be maximized.

また、前記電流指令設定手段は、前記第１のｄｑ判定電圧が前記制限電圧以下となり、且つ、前記第１のｄｑ判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときは、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第２のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第２のｄｑ電流設定の算出が可能であるときには、該第２のｄｑ電流設定によるｄ軸電流とｑ軸電流を供給したときにｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧を、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と前記電動機の回転数とに基いて推定して、該推定したｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和である第２のｄｑ判定電圧が前記制限電圧以下となるときは、前記第２のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第１のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする（請求項４に対応）。 Further, the current command setting means is configured such that when the first dq determination voltage is equal to or lower than the limit voltage and the first dq determination current is larger than the limit current, the magnitude of the dq axis current is It is determined whether it is possible to calculate a second dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current at which the motor current becomes the limit current and the torque of the motor becomes maximum, and the second dq When the calculation of the current setting is possible, the induced voltage generated in the d-axis armature and the induced voltage generated in the q-axis armature when the d-axis current and the q-axis current are supplied by the second dq current setting are The vector sum of the induced voltage generated in the estimated d-axis armature and the induced voltage generated in the q-axis armature is estimated based on the induced voltage constant of the motor according to the rotor phase difference and the rotation speed of the motor. The second dq determination voltage is When the voltage is equal to or lower than the limit voltage, the d-axis current based on the second dq current setting is used as the d-axis current command value, and the q-axis current based on the first dq current setting is used as the q-axis current command value. (Corresponding to claim 4).

かかる本発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記電動機の作動条件が前記制限電圧による制約は受けないが、前記制限電流による制約を受けるものであるときには、前記ｄｑ電流の大きさが前記制限電流となる範囲で、前記電動機の出力トルクが最大となる前記第２のｄｑ電流設定によりｄ軸電流の指令値とｑ軸電流の指令値とを設定する。この場合は、前記電動機の効率は最大にならないが、前記制限電流の範囲内で前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。 According to the present invention, the current command setting means is configured such that when the operating condition of the electric motor is not restricted by the limit voltage, but is restricted by the limit current, the magnitude of the dq current is A command value for the d-axis current and a command value for the q-axis current are set by the second dq current setting that maximizes the output torque of the motor within the range of the limit current. In this case, the efficiency of the electric motor is not maximized, but the controllable range of the electric motor can be expanded within the range of the limited current.

また、前記電流指令設定手段は、前記第２の判定電圧が前記制限電圧よりも高くなるときには、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるときは、該第３のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第３のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする（請求項５に対応）。 Further, the current command setting means has a d-axis in which when the second determination voltage becomes higher than the limit voltage, the magnitude of the dq-axis current becomes the limit current, and the dq-induced voltage becomes the limit voltage. It is determined whether or not the third dq current setting that is a combination of the current and the q-axis current can be calculated. When the third dq current setting can be calculated, the third dq current setting is determined. The d-axis current based on the setting is used as a command value for the d-axis current, and the q-axis current based on the third dq current setting is used as the command value for the q-axis current (corresponding to claim 5).

かかる本発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記電動機の作動条件が、前記制限電圧による制約を受けるが、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧であるときにｄｑ電流の大きさが前記制限電流以下となる前記第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるときには、前記第３のｄｑ電流設定によりｄ軸電流の指令値とｑ軸電流の指令値とを設定する。そして、これにより、前記制限電圧と前記制限電流による制約の下で前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。 According to the present invention, the current command setting means is configured such that the operating condition of the electric motor is restricted by the limit voltage, but the dq current magnitude is the limit current when the dq induced voltage is the limit voltage. When the following third dq current setting can be calculated, the d-axis current command value and the q-axis current command value are set by the third dq current setting. And thereby, the controllable range of the electric motor can be expanded under the restriction by the limit voltage and the limit current.

また、前記電流指令設定手段は、前記第１のｄｑ判定電圧が前記制限電圧以下となり、且つ、前記第１のｄｑ判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときは、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第２のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第２のｄｑ電流設定の算出が不能であるときには、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせを第４のｄｑ電流設定として決定し、該第４のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第１のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする（請求項６に対応）。 Further, the current command setting means is configured such that when the first dq determination voltage is equal to or lower than the limit voltage and the first dq determination current is larger than the limit current, the magnitude of the dq axis current is It is determined whether it is possible to calculate a second dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current at which the motor current becomes the limit current and the torque of the motor becomes maximum, and the second dq When the calculation of the current setting is impossible, the combination of the d-axis current and the q-axis current at which the magnitude of the dq-axis current becomes the limit current and the torque of the motor is maximized is determined as the fourth dq current setting. The d-axis current set by the fourth dq current setting is used as a d-axis current command value, and the q-axis current set by the first dq current setting is used as a q-axis current command value. Corresponds to item 6).

かかる本発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記電動機の作動条件が前記制限電圧による制約を受けないが前記制限電流による制約を受けるときに、前記第２のｄｑ電流設定の算出が不能であるときには、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となる前記第４のｄｑ電流設定によりｄ軸電流の指令値とｑ軸電流の指令値を設定する。そして、これにより、前記制限電流の下で前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。 According to the present invention, the current command setting means cannot calculate the second dq current setting when the operating condition of the motor is not restricted by the limit voltage but is restricted by the limit current. Is set, the d-axis current command value and the q-axis current command value are set by the fourth dq current setting in which the magnitude of the dq-axis current becomes the limit current and the torque of the motor becomes maximum. . And thereby, the controllable range of the electric motor can be expanded under the limit current.

また、前記電流指令設定手段は、前記第１のｄｑ判定電圧が前記制限電圧よりも高くなるときは、前記トルク指令に応じたトルクが得られ、且つ、ｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和であるｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第５のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第５のｄｑ電流設定の算出が可能であり、且つ、該第５のｄｑ電流設定によるｄｑ軸電流の大きさである第２のｄｑ判定電流が前記制限電流以下であるときは、該第５のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第５のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする（請求項７に対応）。 Further, the current command setting means obtains a torque corresponding to the torque command when the first dq determination voltage is higher than the limit voltage, and generates an induced voltage q generated in the d-axis armature. It is determined whether or not it is possible to calculate the fifth dq current setting, which is a combination of the d-axis current and the q-axis current, in which the dq induced voltage, which is a vector sum of the induced voltage generated in the shaft armature, becomes the limit voltage. When the fifth dq current setting can be calculated and the second dq determination current, which is the magnitude of the dq axis current by the fifth dq current setting, is equal to or less than the limit current, The d-axis current set by the fifth dq current setting is used as a d-axis current command value, and the q-axis current set by the fifth dq current setting is used as a q-axis current command value. Corresponding).

かかる本発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記電動機の作動条件が、前記制限電圧による制約を受け、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧であるときに前記トルク指令に応じたトルクが得られる前記第５のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断する。そして、前記第５のｄｑ電流設定の算出が可能であって、前記第５のｄｑ電流設定によるｄｑ軸電流の大きさである前記第２の判定電流が前記制限電流以下であるときは、前記第５のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第５のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とする。この場合、前記トルク指令に応じたトルクを確保することができる。 According to the present invention, the current command setting means can obtain a torque according to the torque command when the operating condition of the motor is restricted by the limit voltage and the dq induced voltage is the limit voltage. It is determined whether or not the fifth dq current setting can be calculated. When the fifth dq current setting can be calculated and the second determination current, which is the magnitude of the dq axis current by the fifth dq current setting, is equal to or less than the limit current, The d-axis current based on the fifth dq current setting is used as the d-axis current command value, and the q-axis current based on the fifth dq current setting is used as the q-axis current command value. In this case, torque according to the torque command can be ensured.

また、前記電流指令設定手段は、前記第５のｄｑ電流設定の算出が可能であり、且つ、前記第２のｄｑ判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときには、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるときは、該第３のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第３のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする（請求項８に対応）。 Further, the current command setting means can calculate the fifth dq current setting, and when the second dq determination current is larger than the limit current, the magnitude of the dq axis current is It is determined whether it is possible to calculate a third dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current that is a limiting current and the dq induced voltage is the limiting voltage, and the third dq When the current setting can be calculated, the d-axis current based on the third dq current setting is used as the d-axis current command value, and the q-axis current based on the third dq current setting is used as the q-axis current command value. (Corresponding to claim 8).

かかる本発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記第５のｄｑ電流設定の算出が可能であるが、前記第２の判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときは、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断する。そして、前記第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるときは、前記第３のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第３のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とする。そして、これにより、前記制限電圧と前記制限電流による制約を受ける範囲内で前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。 According to the present invention, the current command setting means can calculate the fifth dq current setting, but when the second determination current is larger than the limit current, It is determined whether it is possible to calculate a third dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current whose magnitude is the limit current and whose dq induced voltage is the limit voltage. When the third dq current setting can be calculated, the d-axis current based on the third dq current setting is used as a command value for the d-axis current and the q-axis current based on the third dq current setting. Is the command value of the q-axis current. As a result, the controllable range of the electric motor can be expanded within a range that is restricted by the limit voltage and the limit current.

また、前記電流指令設定手段は、前記第１のｄｑ判定電圧が前記制限電圧よりも高くなるときは、前記トルク指令に応じたトルクが得られ、且つ、ｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和であるｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第５のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第５のｄｑ電流設定の算出が不能であるときは、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となり、且つ、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数に対して、前記電動機のトルクが最大となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第６のｄｑ電流設定を算出し、該第６のｄｑ電流設定によるｄｑ軸電流の大きさである第３のｄｑ判定電流が前記制限電流以下であるときは、該第６のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第６のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする（請求項９に対応）。 Further, the current command setting means obtains a torque corresponding to the torque command when the first dq determination voltage is higher than the limit voltage, and generates an induced voltage q generated in the d-axis armature. It is determined whether or not it is possible to calculate the fifth dq current setting, which is a combination of the d-axis current and the q-axis current, in which the dq induced voltage, which is a vector sum of the induced voltage generated in the shaft armature, becomes the limit voltage. When the calculation of the fifth dq current setting is impossible, the dq induced voltage becomes the limit voltage, and the torque of the motor with respect to the induced voltage constant of the motor according to the rotor phase difference. The sixth dq current setting that is a combination of the d-axis current and the q-axis current that maximizes the dq-axis current is calculated, and the third dq determination current that is the magnitude of the dq-axis current by the sixth dq current setting is the limit. When the current is less than The d-axis current based on the dq current setting of 6 is used as the command value for the d-axis current, and the q-axis current based on the sixth dq current setting is used as the command value for the q-axis current. ).

かかる本発明によれば、前記電動機の作動条件が前記制限電圧による制約を受け、前記第５のｄｑ電流設定の算出が不能であるときは、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となり、且つ、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数に対して、前記電動機のトルクが最大となる前記第６のｄｑ電流設定を算出し、前記第６のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に前記第６のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とする。この場合、前記制限電圧による制限の下で、前記電動機のトルクを最大にすることができ、前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。 According to the present invention, when the operating condition of the motor is restricted by the limit voltage and the calculation of the fifth dq current setting is impossible, the dq induced voltage becomes the limit voltage, and the rotor The sixth dq current setting that maximizes the torque of the motor is calculated with respect to the induced voltage constant of the motor according to the phase difference, and the d-axis current by the sixth dq current setting is calculated as the d-axis current. The q-axis current based on the sixth dq current setting is used as the command value for the q-axis current. In this case, the torque of the electric motor can be maximized under the restriction by the restriction voltage, and the controllable range of the electric motor can be expanded.

また、前記電流指令設定手段は、前記第５の電流設定の算出が不能であり、且つ、前記第３のｄｑ判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときには、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるときは、該第３のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第３のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする（請求項１０に対応）。 Further, the current command setting means cannot calculate the fifth current setting, and when the third dq determination current is larger than the limit current, the magnitude of the dq axis current is the limit. It is determined whether it is possible to calculate a third dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current, which is a current and the dq induced voltage is the limit voltage, and the third dq current is determined. When the setting can be calculated, the d-axis current set by the third dq current setting is used as the d-axis current command value, and the q-axis current set by the third dq current setting is set as the q-axis current command value. (Corresponding to claim 10).

本発明の実施の形態について、図１〜図２５を参照して説明する。図１は本発明の電動機の制御装置の制御ブロック図、図２は図１に示した２重ロータを備えた電動機の構成図、図３及び図４は外側ロータと内側ロータの位相差を変更することによる効果の説明図、図５は電動機の制御装置の全体的な動作を示すフローチャート、図６〜図８はロータ位相差を変更することによる電動機の制御可能範囲の拡大効果の説明図、図９〜図１１は最大効率制御を行うための最適な誘起電圧定数を決定するためのマップの作成手順の説明図、図１２は最大効率制御を行うための最適な誘起電圧定数を算出する処理のフローチャート、図１３は誘起電圧定数をロータ位相差に変換するマップの説明図、図１４〜図２２は最適な電流指令値を決定する方法の説明図、図２３〜図２５は最大効率制御及び電動機の制御可能範囲の拡大を行うための電流指令値を設定する処理のフローチャートである。 Embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a control block diagram of an electric motor control apparatus according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram of an electric motor including the double rotor shown in FIG. 1, and FIGS. 3 and 4 are for changing a phase difference between an outer rotor and an inner rotor. FIG. 5 is a flowchart showing the overall operation of the motor control device, and FIGS. 6 to 8 are explanatory diagrams of the expansion effect of the controllable range of the motor by changing the rotor phase difference. FIGS. 9 to 11 are explanatory diagrams of a procedure for creating a map for determining the optimum induced voltage constant for performing the maximum efficiency control, and FIG. 12 is a process for calculating the optimum induced voltage constant for performing the maximum efficiency control. FIG. 13 is an explanatory diagram of a map for converting an induced voltage constant into a rotor phase difference, FIGS. 14 to 22 are explanatory diagrams of a method for determining an optimum current command value, and FIGS. Controllable range of motor It is a flowchart of a process for setting a current command value for performing expansion of.

図１を参照して、本発明の電動機の制御装置（以下、電動機制御装置という）は、２重ロータを備えたＤＣブラシレスモータである電動機１の作動を制御するものである。先ず、図２〜図４を参照して、電動機１の構成について説明する。 Referring to FIG. 1, a motor control device (hereinafter referred to as a motor control device) of the present invention controls the operation of a motor 1 which is a DC brushless motor having a double rotor. First, the configuration of the electric motor 1 will be described with reference to FIGS.

図２に示したように、電動機１は、永久磁石１１ａ，１１ｂの界磁が周方向に沿って等間隔に配置された内側ロータ１１と、永久磁石１２ａ，１２ｂの界磁が周方向に沿って等間隔に配置された外側ロータ１２と、内側ロータ１１及び外側ロータ１３に対する回転磁界を発生させるための電機子１０ａを有するステータ１０とを備えたＤＣブラシレスモータである。なお、内側ロータ１１と外側ロータ１２のうちの一方が本発明の第１ロータに相当し、他方が本発明の第２ロータに相当する。 As shown in FIG. 2, the electric motor 1 includes an inner rotor 11 in which the fields of the permanent magnets 11a and 11b are arranged at equal intervals along the circumferential direction, and the fields of the permanent magnets 12a and 12b along the circumferential direction. And a stator 10 having an armature 10a for generating a rotating magnetic field with respect to the inner rotor 11 and the outer rotor 13. One of the inner rotor 11 and the outer rotor 12 corresponds to the first rotor of the present invention, and the other corresponds to the second rotor of the present invention.

内側ロータ１１と外側ロータ１２は、共に回転軸が電動機１の回転軸２と同軸となるように同心円状に配置されている。そして、内側ロータ１１においては、Ｓ極を回転軸２側とする永久磁石１１ａとＮ極を回転軸２側とする永久磁石１１ｂが交互に配置されている。同様に、外側ロータ１２においても、Ｓ極を回転軸２側とする永久磁石１２ａとＮ極を回転軸２側とする永久磁石１２ｂが交互に配置されている。 The inner rotor 11 and the outer rotor 12 are both arranged concentrically so that the rotating shaft is coaxial with the rotating shaft 2 of the electric motor 1. And in the inner side rotor 11, the permanent magnet 11a which makes S pole the rotation axis 2 side, and the permanent magnet 11b which makes N pole the rotation axis 2 side are arrange | positioned alternately. Similarly, in the outer rotor 12, permanent magnets 12 a having the S pole as the rotating shaft 2 side and permanent magnets 12 b having the N pole as the rotating shaft 2 side are alternately arranged.

そして、電動機１は、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差であるロータ位相差を変更するために、遊星歯車機構等の相対回転機構（図示しない）を備えており、該相対回転機構をアクチュエータ２５（図１参照）により作動させることによって、ロータ位相差を変更することができる。なお、アクチュエータ２５としては、例えば電動機や油圧によるものを用いることができる。また、相対回転機構とアクチュエータ２５とにより、本発明のロータ位相差変更手段が構成される。 The electric motor 1 includes a relative rotation mechanism (not shown) such as a planetary gear mechanism in order to change a rotor phase difference that is a phase difference between the outer rotor 12 and the inner rotor 11. By operating with 25 (see FIG. 1), the rotor phase difference can be changed. As the actuator 25, for example, an electric motor or hydraulic pressure can be used. Further, the relative rotation mechanism and the actuator 25 constitute the rotor phase difference changing means of the present invention.

また、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差は、少なくとも電気角で１８０度の範囲で進角側又は遅角側に変更可能に構成され、電動機１の状態は、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂと内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂが同極同士を対向して配置された界磁弱め状態と、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂと内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂが異極同士を対向して配置された界磁強め状態との間で、適宜設定可能となっている。 The phase difference between the outer rotor 12 and the inner rotor 11 can be changed to the advance side or the retard side within a range of at least 180 electrical degrees. The state of the electric motor 1 is the permanent magnet 12a of the outer rotor 12. , 12b and the permanent magnets 11a and 11b of the inner rotor 11 are arranged so that the same poles face each other, and the permanent magnets 12a and 12b of the outer rotor 12 and the permanent magnets 11a and 11b of the inner rotor 11 are different. It can be set as appropriate between the field-strengthened state in which the poles are arranged to face each other.

図３（ａ）は界磁強め状態を示しており、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂの磁束Ｑ２と内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂの磁束Ｑ１の向きが同一であるため、合成された磁束Ｑ３が大きくなる。一方、図３（ｂ）は界磁弱め状態を示しており、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂの磁束Ｑ２と内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂの磁束Ｑ１の向きが逆であるため、合成された磁束Ｑ３が小さくなる。 FIG. 3 (a) shows a field strengthening state. Since the directions of the magnetic flux Q2 of the permanent magnets 12a and 12b of the outer rotor 12 and the magnetic flux Q1 of the permanent magnets 11a and 11b of the inner rotor 11 are the same, they are synthesized. The magnetic flux Q3 increases. On the other hand, FIG. 3B shows a field weakening state, and the directions of the magnetic flux Q2 of the permanent magnets 12a and 12b of the outer rotor 12 and the magnetic flux Q1 of the permanent magnets 11a and 11b of the inner rotor 11 are opposite. The synthesized magnetic flux Q3 becomes smaller.

図４は、図３（ａ）の状態と図３（ｂ）の状態において、電動機１を所定回転数で作動させた場合にステータ１０の電機子に生じる誘起電圧を比較したグラフであり、縦軸が誘起電圧（Ｖ）に設定され、横軸が電気角（度）に設定されている。図中ａが図３（ａ）の状態（界磁強め状態）であり、ｂが図３（ｂ）の状態（界磁弱め状態）である。図４から、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差を変更することで、生じる誘起電圧のレベルが大幅に変化していることがわかる。 FIG. 4 is a graph comparing the induced voltages generated in the armature of the stator 10 when the motor 1 is operated at a predetermined rotational speed in the state of FIG. 3A and the state of FIG. The axis is set to the induced voltage (V), and the horizontal axis is set to the electrical angle (degrees). In the figure, a is the state of FIG. 3A (field strengthening state), and b is the state of FIG. 3B (field weakening state). From FIG. 4, it can be seen that the level of the induced voltage is significantly changed by changing the phase difference between the outer rotor 12 and the inner rotor 11.

そして、このように、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差を変更して、界磁の磁束を増減させることにより、電動機１の誘起電圧定数Ｋeを変化させることができる。これにより、誘起電圧定数Ｋeが一定である場合に比べて、電動機１の出力及び回転数に対する運転可能領域を拡大することができる。また、ｄｑ座標変換により、ｄ軸（界磁軸）側の電機子に通電して界磁弱め制御を行う場合に比べて、電動機１の損失が減少するため、電動機の効率を高めることができる。 Thus, the induced voltage constant Ke of the electric motor 1 can be changed by changing the phase difference between the outer rotor 12 and the inner rotor 11 to increase or decrease the magnetic flux of the field. Thereby, compared with the case where the induced voltage constant Ke is constant, the operable region for the output and the rotational speed of the electric motor 1 can be expanded. Moreover, since the loss of the electric motor 1 is reduced by the dq coordinate conversion compared to the case where the field weakening control is performed by energizing the armature on the d-axis (field axis) side, the efficiency of the electric motor can be increased. .

次に、図１を参照して、電動機制御装置の構成について説明する。電動機制御装置は、電動機１を界磁方向をｄ軸としｄ軸と直交する方向をｑ軸とした２相直流の回転座標系による等価回路に変換して扱い、外部から与えられるトルク指令Ｔr_cに応じたトルクが電動機１から出力されるように、電動機１に対する通電量を制御するものである。 Next, the configuration of the motor control device will be described with reference to FIG. The motor controller treats the motor 1 by converting it into an equivalent circuit using a two-phase DC rotating coordinate system in which the field direction is the d-axis and the direction orthogonal to the d-axis is the q-axis, and the torque command Tr_c given from the outside is used. The energization amount for the electric motor 1 is controlled so that the corresponding torque is output from the electric motor 1.

電動機制御装置はＣＰＵ、メモリ等により構成された電子ユニットであり、トルク指令Ｔr_cと電動機１の回転数Ｎmと電動機１の誘起電圧定数の算出値Ｋe_sとに基いて、ｄ軸側の電機子（以下、ｄ軸電機子という）に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）の指令値Ｉd_cとｑ軸側の電機子（以下、ｑ軸電機子という）に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）の指令値Ｉq_cとを算出する電流指令算出部５０（本発明の電流指令設定手段に相当する）、及び電流センサ６１，６２により検出されてＢＰ（バンドパス）フィルタ５７により不要成分が除去された電流検出信号と、レゾルバ７０により検出される外側ロータ１２のロータ角度θmとに基いて、３相／ｄｑ変換によりｄ軸電流の検出値Ｉd_sとｑ軸電流の検出値Ｉq_sとを算出する３相／ｄｑ変換部５６を備えている。 The motor control device is an electronic unit composed of a CPU, a memory, and the like. Based on the torque command Tr_c, the rotation speed Nm of the motor 1, and the calculated value Ke_s of the induced voltage constant of the motor 1, the d-axis side armature ( Hereinafter, a command value Id_c of a current (hereinafter referred to as a d-axis current) flowing in a d-axis armature and a current (hereinafter referred to as a q-axis current) flowing in a q-axis side armature (hereinafter referred to as a q-axis armature). The current command calculating unit 50 (corresponding to the current command setting means of the present invention) for calculating the command value Iq_c of the current and the current sensors 61 and 62 and unnecessary components are removed by the BP (band pass) filter 57 Based on the current detection signal and the rotor angle θm of the outer rotor 12 detected by the resolver 70, three-phase calculation of a d-axis current detection value Id_s and a q-axis current detection value Iq_s by three-phase / dq conversion / Dq conversion A portion 56 is provided.

また、電動機制御装置は、ｄ軸電流の指令値Ｉd_cと検出値Ｉd_sとの偏差ΔＩdを算出する減算器５１、ｑ軸電流の指令値Ｉq_cと検出値Ｉq_sとの偏差ΔＩqを算出する減算器５２、ΔＩd及びΔＩqに基いてｄ軸電機子に印加する電圧（以下、ｄ軸電圧という）の指令値Ｖd_cとｑ軸電機子に印加する電圧（以下、ｑ軸電圧という）の指令値Ｖq_cとを決定する電流ＦＢ（フィードバック）制御部５３、Ｖd_cとＶq_cを角度θと大きさｒに変換するｒθ変換部５４、及び直流電圧Ｖdcからθとｒに応じた３相交流電圧を生成して電動機１に出力するＰＷＭ演算部５５（本発明のインバータの機能を含む）を備えている。 The motor control device also includes a subtractor 51 that calculates a deviation ΔId between the d-axis current command value Id_c and the detected value Id_s, and a subtractor 52 that calculates a deviation ΔIq between the q-axis current command value Iq_c and the detected value Iq_s. , ΔId and ΔIq, a command value Vd_c for a voltage applied to the d-axis armature (hereinafter referred to as d-axis voltage) and a command value Vq_c for a voltage applied to the q-axis armature (hereinafter referred to as q-axis voltage). A current FB (feedback) control unit 53 to be determined, an rθ conversion unit 54 that converts Vd_c and Vq_c into an angle θ and a magnitude r, and a three-phase AC voltage corresponding to θ and r from the DC voltage Vdc to generate an electric motor 1 PWM output unit 55 (including the function of the inverter of the present invention).

なお、減算器５１、減算器５２、電流ＦＢ制御部５３、ｒθ変換部５４、ＢＰフィルタ５７、及び３相／ｄｑ変換部５６により本発明の通電制御手段が構成される。 The subtractor 51, the subtractor 52, the current FB control unit 53, the rθ conversion unit 54, the BP filter 57, and the three-phase / dq conversion unit 56 constitute an energization control unit of the present invention.

さらに、電動機制御装置は、レゾルバ７０により検出される電動機１のロータ角度θmを微分して電動機１の回転数Ｎmを出力する微分器７１（本発明の回転数検出手段に相当する）、トルク指令値Ｔr_cと直流電源（図示しない）の出力電圧Ｖdcと電動機の回転数Ｎmとに基いて最適な誘起電圧定数の指令値Ｋe_cを算出するＫe指令値算出部９０、位相差検出器２６によるロータ位相差の検出値θd_sに応じた誘起電圧定数Ｋe_sを算出するＫe算出部９２、Ｋe_cとＫe_sの偏差ΔＫeを算出する減算器９１、及びＫe_sとΔＫeからロータ位相差の指令値θd_cを算出してアクチュエータ２５に出力する位相差制御部８０を備えている。なお、Ｋe指令算出部９０、減算器９１、Ｋe算出部９２、位相差制御部８０、及び位相差検出器２６により、本発明のロータ位相差制御手段が構成される。 Further, the motor control device differentiates the rotor angle θm of the electric motor 1 detected by the resolver 70 and outputs the rotational speed Nm of the electric motor 1 (corresponding to the rotational speed detecting means of the present invention), torque command The rotor position by the Ke command value calculation unit 90 and the phase difference detector 26 for calculating the command value Ke_c of the optimum induced voltage constant based on the value Tr_c, the output voltage Vdc of the DC power supply (not shown) and the rotational speed Nm of the motor. A Ke calculating unit 92 that calculates an induced voltage constant Ke_s corresponding to the detected value θd_s of the phase difference, a subtractor 91 that calculates a difference ΔKe between Ke_c and Ke_s, and a command value θd_c of the rotor phase difference from the Ke_s and ΔKe to calculate the actuator 25 is provided. The Ke command calculation unit 90, the subtractor 91, the Ke calculation unit 92, the phase difference control unit 80, and the phase difference detector 26 constitute the rotor phase difference control means of the present invention.

次に、図５に示したフローチャートに従って、電動機１の効率が最大となるように電動機１の作動を制御する「最大効率制御」を実行するための、Ｋe指令算出部９０による最適な誘起電圧定数の指令値Ｋe_cの算出処理と、電流指令算出部５０によるｄ軸指令値Ｉd_c及びｑ軸電流指令値Ｉq_cの算出処理について説明する。 Next, in accordance with the flowchart shown in FIG. 5, the optimum induced voltage constant by the Ke command calculation unit 90 for executing “maximum efficiency control” for controlling the operation of the motor 1 so that the efficiency of the motor 1 is maximized. The calculation process of the command value Ke_c and the calculation process of the d-axis command value Id_c and the q-axis current command value Iq_c by the current command calculation unit 50 will be described.

図５のＳＴＥＰ１〜ＳＴＥＰ３はＫe指令算出部９０による処理であり、Ｋe算出部９０は、ＳＴＥＰ１で直流電源の出力電圧Ｖdc、トルク指令Ｔr_c、及び電動機１の回転数Ｎmを取得する。そして、続くＳＴＥＰ２で、予めメモリ（図示しない）に記憶されたＶdc，Ｔr_c，Ｎmに対して「最大効率制御」の実行に最適な誘起電圧定数を決定するための相関マップに、ＳＴＥＰ１で取得した（Ｖdc，Ｔr_c，Ｎm）を適用して得られるＫeを、誘起電圧定数の指令値Ｋe_cに決定する。 Steps 1 to 3 in FIG. 5 are processes performed by the Ke command calculation unit 90, and the Ke calculation unit 90 acquires the output voltage Vdc of the DC power supply, the torque command Tr_c, and the rotation speed Nm of the electric motor 1 in STEP1. Then, in STEP 2, a correlation map for determining an induced voltage constant optimal for executing “maximum efficiency control” for Vdc, Tr_c, Nm stored in advance in a memory (not shown) is acquired in STEP 1. Ke obtained by applying (Vdc, Tr_c, Nm) is determined as a command value Ke_c of the induced voltage constant.

ここで、図６は電動機１のｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧のベクトル和であるｄｑ誘起電圧Ｖoが、制限電圧Ｖom（ＰＷＭ演算部５５から出力可能なｄｑ電圧（ｄ軸電圧とｑ軸電圧のベクトル和）の上限値付近に設定される）となる基底回転数以下の領域において、電動機１の出力トルクが一定である場合の効率、総損失、鉄損、銅損、及びｄ軸電流とｑ軸電流のベクトル和であるｄｑ軸電流の変化を示したものであり、左側の縦軸が損失、右側の縦軸が効率、横軸がｄ軸電流とｑ軸電流間の位相（電流位相）βに設定されている。 Here, FIG. 6 shows that the dq induced voltage Vo, which is the vector sum of the induced voltage generated in the d-axis armature of the motor 1 and the induced voltage generated in the q-axis armature, is limited voltage Vom (dq that can be output from the PWM calculation unit 55). Efficiency, total loss, and iron loss when the output torque of the motor 1 is constant in a region below the base rotational speed that is the voltage (set near the upper limit of the vector sum of the d-axis voltage and the q-axis voltage). , Copper loss, and change in dq-axis current, which is a vector sum of d-axis current and q-axis current, the left vertical axis represents loss, the right vertical axis represents efficiency, and the horizontal axis represents d-axis current. The phase between the q-axis currents (current phase) β is set.

そして、図中ａが効率、ｂが総損失、ｃが鉄損、ｄが銅損、ｅがｄｑ軸電流の大きさの変化を示している。図６において、Ｐ₁₀は一定トルクを得るために必要なｄｑ軸電流の大きさが最小となる（トルク／ｄｑ軸電流の大きさが最大となる）点であり、Ｐ₁₁は一定トルクを得る際の損失が最小（効率が最大）となる点である。 In the figure, a represents the efficiency, b represents the total loss, c represents the iron loss, d represents the copper loss, and e represents the change in the magnitude of the dq-axis current. In FIG. 6, P ₁₀ is constant torque the magnitude of the dq-axis current necessary for obtaining a is minimum (torque / dq axis magnitude of the current is maximized) is a point, P ₁₁ obtains a constant torque This is the point at which the loss at the time is minimum (efficiency is maximum).

図６に示したように、基底回転数以下の領域においては、一定トルクを得る際にｄｑ軸電流の大きさを最小とする「最大トルク／電流制御」と、一定トルクを得る際に電動機１の効率を最大とする「最大効率制御」とでは、選択されるｄ軸電流とｑ軸電流間の位相βが異なる。そして、一般に、「最大効率制御」では電流を進角させて鉄損を減少させるために電流が消費されるので、一定トルクを得る際に必要なｄｑ軸電流の大きさは、「最大トルク／電流制御」よりも「最大効率制御」の方が多くなる。そのため、供給可能なｄｑ軸電流の制約により、「最大効率制御」により電動機１を運転することができないときには、「最大トルク／電流制御」により電動機１を運転することで電動機１の制御可能範囲を拡大することができる。 As shown in FIG. 6, in the region below the base rotational speed, “maximum torque / current control” that minimizes the magnitude of the dq-axis current when obtaining a constant torque, and the motor 1 when obtaining a constant torque. In “maximum efficiency control” that maximizes the efficiency of the current, the phase β between the selected d-axis current and q-axis current is different. In general, in “maximum efficiency control”, the current is consumed to advance the current and reduce the iron loss. Therefore, the magnitude of the dq-axis current required to obtain a constant torque is “maximum torque / “Maximum efficiency control” is more than “current control”. Therefore, when the electric motor 1 cannot be operated by the “maximum efficiency control” due to the limitation of the dq axis current that can be supplied, the controllable range of the electric motor 1 can be increased by operating the electric motor 1 by the “maximum torque / current control”. Can be enlarged.

そして、Ｋe指令算出部９０により、トルク指令値Ｔr_c、電動機１の回転数Ｎm、及び直流電源の出力電圧Ｖdcに応じて電動機１の誘起電圧定数Ｋeを適切に変更することによって、「最大効率制御」による電動機１の運転が可能な範囲を拡大することができる。 Then, the Ke command calculation unit 90 appropriately changes the induced voltage constant Ke of the motor 1 according to the torque command value Tr_c, the rotation speed Nm of the motor 1 and the output voltage Vdc of the DC power source, thereby obtaining “maximum efficiency control”. The range in which the electric motor 1 can be operated by “can be expanded.

ここで、図７（ａ）は誘起電圧定数Ｋeを中間にした場合の電動機１のトルクと回転数との関係を示したものであり、縦軸がトルク（Ｔr）に設定され、横軸が回転数（Ｎm）に設定されている。また、図７（ｂ）は誘起電圧定数Ｋeを最大、中間、最小の三段階に切り換えた場合の電動機１のトルクと回転数との関係を示したものであり、図７（ａ）と同様に、縦軸がトルク（Ｔr）に設定され、横軸が回転数（Ｎm）に設定されている。 Here, FIG. 7 (a) shows the relationship between the torque and the rotational speed of the motor 1 when the induced voltage constant Ke is intermediate, the vertical axis is set to torque (Tr), and the horizontal axis is The rotational speed (Nm) is set. FIG. 7B shows the relationship between the torque and the rotational speed of the electric motor 1 when the induced voltage constant Ke is switched to the maximum, middle, and minimum three stages, and is the same as FIG. 7A. The vertical axis is set to torque (Tr), and the horizontal axis is set to the rotational speed (Nm).

図７（ａ）において、Ａ₁₀の範囲（ｙ₁₀の境界線，Ｔr軸，Ｎm軸により囲まれた範囲）は、「最大効率制御」による電動機１の制御可能範囲を示し、Ａ₁₀＋Ｂ₁₀の範囲（Ｔr＝Ｔr₁₀の直線，ｘ₁₀の境界線，Ｔr軸，Ｎm軸により囲まれた範囲）は、「最大出力制御」（界磁弱め電流を加えて、電動機の動作範囲を拡大する制御）による制御可能範囲を示している。 In FIG. 7A, the range of A ₁₀ (the range surrounded by the boundary of y ₁₀ , the Tr axis, and the Nm axis) indicates the controllable range of the electric motor 1 by “maximum efficiency control”, and A ₁₀ + B ₁₀ Range (Tr = Tr ₁₀ straight line, x ₁₀ boundary, Tr axis, Nm axis surrounded range) "Maximum output control" (field weakening current is added to expand the motor operating range The controllable range by (control) is shown.

図７（ｂ）において、Ａ₁₁の範囲（ｙ₁₁の境界線，Ｔr軸，Ｎm軸により囲まれた範囲）は、誘起電圧定数Ｋeを最大としたときの「最大効率制御」による電動機１の制御可能範囲を示している。また、Ａ₁₁＋Ｂ₁₁の範囲（Ｔr＝Ｔr₁₁の直線，ｘ₁₁の境界線，Ｔr軸，Ｎm軸により囲まれた範囲）は、誘起電圧定数Ｋeを最大としたときの「最大出力制御」による制御可能範囲を示している。 In FIG. 7B, the range of A ₁₁ (the range surrounded by the boundary line of y ₁₁ , the Tr axis, and the Nm axis) is the range of the electric motor 1 by “maximum efficiency control” when the induced voltage constant Ke is maximized. The controllable range is shown. The range of A ₁₁ + B ₁₁ (Tr = Tr ₁₁ straight line, x ₁₁ boundary line, Tr axis, N m axis surrounded range) is “maximum output control” when the induced voltage constant Ke is maximized. The controllable range by is shown.

Ａ₁₂の範囲（ｙ₁₂の境界線，Ｔr軸，Ｎm軸により囲まれた範囲）は、誘起電圧定数Ｋeを中間としたときの「最大効率制御」による電動機１の制御可能範囲を示している。また、Ａ₁₂＋Ｂ₁₂の範囲（Ｔr＝Ｔr₁₂の直線，ｘ₁₂の境界線，Ｔr軸，Ｎm軸により囲まれた範囲）は、誘起電圧定数Ｋeを中間としたときの「最大出力制御」による制御可能範囲を示している。 The range of A ₁₂ (the range surrounded by the boundary line of y ₁₂ , the Tr axis, and the Nm axis) indicates the controllable range of the electric motor 1 by “maximum efficiency control” when the induced voltage constant Ke is in the middle. . Further, the range of A ₁₂ + B ₁₂ (Tr = Tr ₁₂ straight line, x ₁₂ boundary line, Tr axis, N m axis surrounded range) is “maximum output control” when the induced voltage constant Ke is in the middle. The controllable range by is shown.

Ａ₁₃の範囲（ｙ₁₃の境界線，Ｔr軸，Ｎm軸により囲まれた範囲）は、誘起電圧定数Ｋeを最小としたときの「最大効率制御」による電動機１の制御可能範囲を示している。また、Ａ₁₃＋Ｂ₁₃の範囲（Ｔr＝Ｔr₁₃の直線，ｘ₁₃の境界線，Ｔr軸，Ｎm軸により囲まれた範囲）は、誘起電圧定数Ｋeを最小としたときの「最大出力制御」による制御可能範囲を示している。 The range of A ₁₃ (the range surrounded by the boundary line of y ₁₃ , the Tr axis, and the Nm axis) indicates the controllable range of the electric motor 1 by “maximum efficiency control” when the induced voltage constant Ke is minimized. . The range of A ₁₃ + B ₁₃ (Tr = Tr ₁₃ straight line, x ₁₃ boundary line, Tr axis, N m axis surrounded range) is “maximum output control” when the induced voltage constant Ke is minimized. The controllable range by is shown.

図７（ａ）に示した誘起電圧定数Ｋeが固定である場合に比べて、図７（ｂ）では、誘起電圧定数Ｋeを増大させることにより、図中の矢印Ａr2で示したように、「最大効率制御」による電動機１の制御可能範囲を出力トルクＴrを増加させる方向に拡大することができる。また、誘起電圧定数Ｋeを減少させることにより、図中の矢印Ａr1で示したように、「最大効率制御」による電動機１の制御可能範囲を回転数Ｎmを増加させる方向に拡大することができる。 Compared to the case where the induced voltage constant Ke shown in FIG. 7A is fixed, in FIG. 7B, by increasing the induced voltage constant Ke, as shown by the arrow Ar2 in the figure, “ The controllable range of the electric motor 1 by “maximum efficiency control” can be expanded in the direction of increasing the output torque Tr. Further, by reducing the induced voltage constant Ke, the controllable range of the electric motor 1 by the “maximum efficiency control” can be expanded in the direction of increasing the rotational speed Nm, as indicated by the arrow Ar1 in the figure.

図８（ａ）は、図７（ｂ）のＰ₂₀（誘起電圧定数Ｋeが最大、中間、最小のいずれの場合でも、「最大効率制御」による制御可能範囲内にある点）において、一定のトルクが得られる場合のｄ軸電流とｑ軸電流間の位相（電流位相）の変化を示したものであり、左側の縦軸がｄｑ軸電流の大きさ及び電動機１の損失に設定され、右側の縦軸が電動機１の効率に設定され、横軸が電流位相に設定されている。 FIG. 8A shows a constant value at P _{20 in} FIG. 7B (a point within the controllable range by the “maximum efficiency control” regardless of whether the induced voltage constant Ke is maximum, intermediate, or minimum). The change in the phase (current phase) between the d-axis current and the q-axis current when torque is obtained is shown. The left vertical axis is set to the magnitude of the dq-axis current and the loss of the motor 1, and the right side The vertical axis is set to the efficiency of the electric motor 1, and the horizontal axis is set to the current phase.

そして、図８（ａ）中、ａ₁₁は誘起電圧定数Ｋeを最大としたときの効率を示し、ａ₁₂は誘起電圧定数Ｋeを中間としたときの効率を示し、ａ₁₃は誘起電圧定数Ｋeを最小としたときの効率を示している。また、Ｐ₃₁はａ₁₁において効率が最大となる点、Ｐ₃₂はａ₁₂において効率が最大となる点、Ｐ₃₃はａ₁₃において効率が最大となる点である。 Then, in FIG. 8 (a), a ₁₁ denotes the efficiency in the case of the maximum induced voltage constant Ke, a ₁₂ denotes the efficiency in the case of the moderate induced voltage constant Ke, a ₁₃ is the induced voltage constant Ke The efficiency is shown when is minimized. P ₃₁ is a point where the efficiency is maximum at a ₁₁ , P ₃₂ is a point where the efficiency is maximum at a ₁₂ , and P ₃₃ is a point where the efficiency is maximum at a ₁₃ .

また、ｂ₁₁は誘起電圧定数Ｋeを最大としたときの損失を示し、ｂ₁₂は誘起電圧定数Ｋeを中間としたときの損失を示し、ｂ₁₃は誘起電圧定数Ｋeを最小としたときの損失を示している。そして、Ｐ₃₄はｂ₁₁において損失が最小となる点、Ｐ₃₅はｂ₁₂において損失が最小となる点、Ｐ₃₆はｂ₁₃において損失が最小となる点である。 B ₁₁ represents a loss when the induced voltage constant Ke is maximized, b ₁₂ represents a loss when the induced voltage constant Ke is intermediate, and b ₁₃ represents a loss when the induced voltage constant Ke is minimized. Is shown. P ₃₄ is a point where the loss is minimized at b ₁₁ , P ₃₅ is a point where the loss is minimized at b ₁₂ , and P ₃₆ is a point where the loss is minimized at b ₁₃ .

また、ｃ₁₁は誘起電圧定数Ｋeを最大としたときのｄｑ軸電流の大きさを示し、ｃ₁₂は誘起電圧定数Ｋeを中間としたときのｄｑ軸電流の大きさを示し、ｃ₁₃は誘起電圧定数Ｋeを最小としたときのｄｑ軸電流の大きさを示している。そして、Ｐ₃₇はｃ₁₁においてｄｑ軸電流の大きさが最小となる点、Ｐ₃₈はｃ₁₂においてｄｑ軸電流の大きさが最小となる点、Ｐ₃₉はｃ₁₃においてｄｑ軸電流が最小となる点である。 C ₁₁ represents the magnitude of the dq-axis current when the induced voltage constant Ke is maximized, c ₁₂ represents the magnitude of the dq-axis current when the induced voltage constant Ke is intermediate, and c ₁₃ represents the induced voltage constant. The magnitude of the dq axis current when the voltage constant Ke is minimized is shown. P ₃₇ is the point where the magnitude of the dq-axis current is minimum at c ₁₁ , P ₃₈ is the point where the magnitude of the dq-axis current is minimum at c ₁₂ , and P ₃₉ is the minimum of the dq-axis current at c ₁₃ . It is a point.

図８（ａ）のａ₁₁〜ａ₁₃とｃ₁₁〜ｃ₁₃から、「最大効率制御」によるｄｑ軸電流の設定（Ｐ₃₁，Ｐ₃₂，Ｐ₃₃）と「最大トルク／電流制御」によるｄｑ軸電流の設定（Ｐ₃₇，Ｐ₃₈，Ｐ₃₉）とでは、電流位相が異なり、「最大トルク／電流制御」の方が「最大効率制御」よりもｄｑ軸電流の大きさが小さくなることが分かる。また、（Ｐ₃₁，Ｐ₃₂，Ｐ₃₃）から、誘起電圧定数Ｋeを変更することによって、一定トルクを得る際の電動機１の効率を大きくすることができることが分かる。 From a ₁₁ ~a ₁₃ and c ₁₁ to c ₁₃ in FIG. 8 (a), dq by setting the dq-axis current according to the "maximum efficiency control" and _{_{(P 31, P 32, P}} 33) "maximum torque / current control" The current phase is different from the setting of the shaft current (P ₃₇ , P ₃₈ , P ₃₉ ), and the magnitude of the dq axis current is smaller in “maximum torque / current control” than in “maximum efficiency control”. I understand. It can also be seen from (P ₃₁ , P ₃₂ , P ₃₃ ) that the efficiency of the electric motor 1 when obtaining a constant torque can be increased by changing the induced voltage constant Ke.

また、図８（ｂ）は、図７（ｂ）のＰ₂₁（誘起電圧定数Ｋeが最大、中間、最小のいずれの場合でも、「最大効率制御」による制御可能範囲外にある点）において、一定の出力トルクを得る場合の電流位相の変化を示したものであり、図８（ａ）と同様に、左側の縦軸がｄｑ軸電流の大きさ及び電動機１の損失に設定され、右側の縦軸が電動機１の効率に設定され、横軸が電流位相に設定されている。 Further, FIG. 8B shows P _{21 in} FIG. 7B (the point where the induced voltage constant Ke is outside the controllable range by the “maximum efficiency control” in any case of the maximum, middle and minimum). FIG. 9 shows the change in the current phase when a constant output torque is obtained. As in FIG. 8A, the left vertical axis is set to the magnitude of the dq axis current and the loss of the motor 1, and the right side The vertical axis is set to the efficiency of the electric motor 1, and the horizontal axis is set to the current phase.

そして、図８（ｂ）中、ａ₂₁は誘起電圧定数Ｋeを最大としたときの効率を示し、ａ₂₂は誘起電圧定数Ｋeを中間としたときの効率を示し、ａ₂₃は誘起電圧定数Ｋeを最小としたときの効率を示している。また、Ｐ₄₁はａ₂₁において効率が最大となる点、Ｐ₄₂はａ₂₂において効率が最大となる点、Ｐ₄₃はａ₂₃において効率が最大となる点である。 In FIG. 8B, a ₂₁ indicates the efficiency when the induced voltage constant Ke is maximized, a ₂₂ indicates the efficiency when the induced voltage constant Ke is intermediate, and a ₂₃ indicates the induced voltage constant Ke. The efficiency is shown when is minimized. Further, the point P ₄₁ is composed efficiency maximum in a _21, P ₄₂ is the point at which the efficiency is maximum at a _22, P ₄₃ is the point at which the efficiency is maximum at a _23.

また、ｂ₂₁は誘起電圧定数Ｋeを最大としたときの損失を示し、ｂ₂₂は誘起電圧定数Ｋeを中間としたときの損失を示し、ｂ₂₃は誘起電圧定数Ｋeを最小としたときの損失を示している。また、ｃ₂₁は誘起電圧定数Ｋeを最大としたときのｄｑ軸電流の大きさを示し、ｃ₂₂は誘起電圧定数Ｋeを中間としたときのｄｑ軸電流の大きさを示し、ｃ₂₃は誘起電圧定数Ｋeを最小としたときのｄｑ軸電流の大きさを示している。そして、Ｐ₄₇はｃ₂₁においてｄｑ軸電流の大きさが最小となる点、Ｐ₄₈はｃ₂₂においてｄｑ軸電流の大きさが最小となる点、Ｐ₄₉はｃ₂₃においてｄｑ軸電流の大きさが最小となる点である。 B ₂₁ indicates a loss when the induced voltage constant Ke is maximized, b ₂₂ indicates a loss when the induced voltage constant Ke is intermediate, and b ₂₃ indicates a loss when the induced voltage constant Ke is minimized. Is shown. C ₂₁ represents the magnitude of the dq-axis current when the induced voltage constant Ke is maximized, c ₂₂ represents the magnitude of the dq-axis current when the induced voltage constant Ke is intermediate, and c ₂₃ represents the induced voltage constant. The magnitude of the dq axis current when the voltage constant Ke is minimized is shown. P ₄₇ is the point where the magnitude of the dq axis current is minimum at c ₂₁ , P ₄₈ is the point where the magnitude of the dq axis current is minimum at c ₂₂ , and P ₄₉ is the magnitude of the dq axis current at c ₂₃ . Is the point where is the smallest.

図８（ｂ）においても、ａ₂₁〜ａ₂₃とｃ₂₁〜ｃ₂₃から、「最大効率制御」によるｄｑ軸電流の設定（Ｐ₄₁，Ｐ₄₂，Ｐ₄₃）と「最大トルク／電流制御」によるｄｑ軸電流の設定（Ｐ₄₇，Ｐ₄₈，Ｐ₄₉）とでは、電流位相が異なることがわかる。また、（Ｐ₄₁，Ｐ₄₂，Ｐ₄₃）から、誘起電圧定数Ｋeを変更することによって、一定トルクを得る際の電動機１の効率を増大させることができることが分かる。 Also in FIG. 8 (b), the from a ₂₁ ~a ₂₃ and c ₂₁ to c _23, setting of the dq-axis current according to the "maximum efficiency control" _{_{(P 41, P 42, P}} 43) and "maximum torque / current control" It can be seen that the current phase is different from the dq-axis current setting (P ₄₇ , P ₄₈ , P ₄₉ ). It can also be seen from (P ₄₁ , P ₄₂ , P ₄₃ ) that the efficiency of the electric motor 1 when obtaining a constant torque can be increased by changing the induced voltage constant Ke.

次に、図９〜図１１を参照して、図５のＳＴＥＰ２で使用される相関マップの作成手順について説明する。図９は、直流電源の出力電圧Ｖdcの設定が３段階（Ｖdc＝Ｖ１，Ｖ2，Ｖ3）に切換えられるときに、各出力電圧に対して最適な誘起電圧定数Ｋeを決定する最適Ｋeマップを作成する手順を示している。 Next, a procedure for creating a correlation map used in STEP 2 of FIG. 5 will be described with reference to FIGS. FIG. 9 shows the creation of an optimum Ke map that determines the optimum induced voltage constant Ke for each output voltage when the setting of the output voltage Vdc of the DC power supply is switched to three stages (Vdc = V1, V2, V3). The procedure to do is shown.

図９のＳ1，Ｓ2は、出力電圧Ｖdc＝Ｖ1に対する最適ＫeマップＫＭ1を作成する処理であり、Ｓ1では、各段階の誘起電圧定数Ｋe（Ｋe＝Ｋe1，Ｋe2，Ｋe3，Ｋe4、Ｋe4＜Ｋe3＜Ｋe2＜Ｋe1）について、電動機１のトルクＴrと回転数Ｎmを可変した場合のｄｑ軸電流をプロットしたｄｑ電流マップを作成する。具体的には、図１０（ａ）に示したように、（Ｖdc＝Ｖ1，Ｋe＝Ｋe1）の条件下で、回転数Ｎmと出力トルクＴrを可変したときの電動機１の損失をプロットして、損失マップＭ₁₁を作成する。なお、このプロットの作業は実験やコンピュータシミュレーションにより行う。 S1 and S2 in FIG. 9 are processes for creating the optimum Ke map KM1 for the output voltage Vdc = V1, and in S1, the induced voltage constants Ke (Ke = Ke1, Ke2, Ke3, Ke4, Ke4 <Ke3 < For Ke2 <Ke1), a dq current map is created by plotting the dq axis current when the torque Tr and the rotational speed Nm of the electric motor 1 are varied. Specifically, as shown in FIG. 10A, the loss of the motor 1 is plotted when the rotational speed Nm and the output torque Tr are varied under the conditions of (Vdc = V1, Ke = Ke1). , to create a loss map M _11. This plotting work is carried out by experiments and computer simulations.

また、同様にして、（Ｖdc＝Ｖ1，Ｋe＝Ｋe2）の条件下での損失マップＭ₁₂、（Ｖdc＝Ｖ1，Ｋe＝Ｋe3）の条件下での損失マップＭ₁₃、及び（Ｖdc＝Ｖ1，Ｋe＝Ｋe4）の条件下での損失マップＭ₁₄を作成する。そして、Ｓ２で、このようにして作成した４つの損失マップＭ₁₁，Ｍ₁₂，Ｍ₁₃，Ｍ₁₄を比較して、（トルクＴr，回転数Ｎm）の各プロット点について損失が最小となる誘起電圧定数Ｋeを選択した最適ＫeマップＫＭ1を作成する。 Similarly, the loss map M ₁₂ under the condition of (Vdc = V1, Ke = Ke2), the loss map M ₁₃ under the condition of (Vdc = V1, Ke = Ke3), and (Vdc = V1, to create a loss map M ₁₄ under the conditions of Ke = Ke4). In S2, the four loss maps M ₁₁ , M ₁₂ , M ₁₃ , and M ₁₄ created in this way are compared, and the induction that minimizes the loss at each plot point of (torque Tr, rotation speed Nm) is performed. An optimum Ke map KM1 is generated by selecting the voltage constant Ke.

最適ＫeマップＫＭ1は、図１０（ｂ）に示したように、トルクＴrと回転数Ｎmに対して、電動機１の損失が最小となる誘起電圧定数Ｋeを決定するものであり、例えば、図中（Ｔr，Ｎm）＝（Ｔr₁₀，Ｎm₁₀）の条件に対しては、誘起電圧定数Ｋe＝Ｋe1が決定される。 As shown in FIG. 10B, the optimum Ke map KM1 determines an induced voltage constant Ke that minimizes the loss of the electric motor 1 with respect to the torque Tr and the rotational speed Nm. For the condition of (Tr, Nm) = (Tr ₁₀ , Nm ₁₀ ), an induced voltage constant Ke = Ke1 is determined.

また、Ｓ３，Ｓ４は出力電圧Ｖdc＝Ｖ2に対する最適Ｋeマップを作成する処理であり、上述したＳ１，Ｓ２の処理と同様にして、Ｓ３で（Ｖdc＝Ｖ2，Ｋe＝Ｋe1）の条件下での損失マップＭ₂₁、（Ｖdc＝Ｖ2，Ｋe＝Ｋe2）の条件下での損失マップＭ₂₂、（Ｖdc＝Ｖ2，Ｋe＝Ｋe3）の条件下での損失マップＭ₂₃、（Ｖdc＝Ｖ2，Ｋe＝Ｋe4）の条件下での損失マップＭ₂₄が作成され、Ｓ４でＶdc＝Ｖ2の条件下での最適ＫeマップＫＭ2が作成される。 S3 and S4 are processes for creating an optimum Ke map for the output voltage Vdc = V2, and in the same manner as the processes of S1 and S2 described above, the conditions under S3 (Vdc = V2, Ke = Ke1) are used. Loss map M ₂₁ , loss map M ₂₂ under the condition of (Vdc = V2, Ke = Ke2), loss map M ₂₃ under the condition of (Vdc = V2, Ke = Ke3), (Vdc = V2, Ke = The loss map M ₂₄ under the condition of Ke4) is created, and the optimum Ke map KM2 under the condition of Vdc = V2 is created at S4.

また、Ｓ５，Ｓ６は出力電圧Ｖdc＝Ｖ3に対する最適Ｋeマップを作成する処理であり、上述したＳ１，Ｓ２及びＳ３，Ｓ４の処理と同様にして、Ｓ５で（Ｖdc＝Ｖ3，Ｋe＝Ｋe1）の条件下での損失マップＭ₃₁、（Ｖdc＝Ｖ3，Ｋe＝Ｋe2）の条件下での損失マップＭ₃₂、（Ｖdc＝Ｖ3，Ｋe＝Ｋe3）の条件下での損失マップＭ₃₃、（Ｖdc＝Ｖ3，Ｋe＝Ｋe4）の条件下での損失マップＭ₃₄が作成され、Ｓ６でＶdc＝Ｖ3の条件下での最適ＫeマップＫＭ3が作成される。 S5 and S6 are processes for creating an optimum Ke map for the output voltage Vdc = V3. In the same manner as the processes of S1, S2 and S3, S4 described above, in S5 (Vdc = V3, Ke = Ke1). Loss map M ₃₁ under conditions, loss map M ₃₂ under conditions of (Vdc = V3, Ke = Ke2), loss map M ₃₃ under conditions of (Vdc = V3, Ke = Ke3), (Vdc = The loss map M ₃₄ under the condition of V3, Ke = Ke4) is created, and the optimum Ke map KM3 under the condition of Vdc = V3 is created at S6.

以上説明した図９のＳ１〜Ｓ６の処理により、図１１（ａ）に示したように、Ｖdc＝Ｖ1に対する最適ＫeマップＫＭ1、Ｖdc＝Ｖ2に対する最適ＫeマップＫＭ2、及びＶdc＝Ｖ3に対する最適ＫeマップＫＭ3からなる相関マップが作成される。図１１（ｂ）は、最適ＫeマップＫＭ1，ＫＭ2，ＫＭ3における誘起電圧定数Ｋeの設定例であり、縦軸がトルクＴr（力行トルク及び回生トルク）に設定され、横軸が回転数Ｎmに設定されている。 As described above, the optimum Ke map KM1 for Vdc = V1, the optimum Ke map KM2 for Vdc = V2, and the optimum Ke map for Vdc = V3 as shown in FIG. A correlation map consisting of KM3 is created. FIG. 11B is a setting example of the induced voltage constant Ke in the optimum Ke maps KM1, KM2, and KM3. The vertical axis is set to the torque Tr (power running torque and regenerative torque), and the horizontal axis is set to the rotational speed Nm. Has been.

そして、図１１（ｂ）中、Ｄ1が誘起電圧定数Ｋe1が選択される範囲、Ｄ2が誘起電圧定数Ｋe2が選択される範囲、Ｄ3が誘起電圧定数Ｋe3が選択される範囲、Ｄ4が誘起電圧定数Ｋ4が選択される範囲である。このように、電動機１の回転数が増加するに従って誘起電圧定数をＫe1→Ｋe2→Ｋe3→Ｋe4と減少させることによって、「最大効率制御」による電動機１の制御可能範囲を拡大することができる。 In FIG. 11B, D1 is a range where the induced voltage constant Ke1 is selected, D2 is a range where the induced voltage constant Ke2 is selected, D3 is a range where the induced voltage constant Ke3 is selected, and D4 is an induced voltage constant. K4 is the selected range. Thus, the controllable range of the motor 1 by the “maximum efficiency control” can be expanded by decreasing the induced voltage constant as Ke 1 → Ke 2 → Ke 3 → Ke 4 as the rotational speed of the motor 1 increases.

なお、相関マップではなく、各誘起電圧定数Ｋe（Ｋe＝Ｋe1，Ｋe2，Ｋe3，Ｋe4）について、電源電圧Ｖdc、トルク指令Ｔr_c、及び回転数Ｎmの条件下で必要となるｄｑ軸電流を算出し、該ｄｑ軸電流での電動機１のトルクが最大となるＫeのうち、電動機１の損失が最小となるものを最適Ｋeとして決定するようにしてもよい。図１２はこのようにｄｑ軸電流を算出して、最適Ｋeを決定する処理のフローチャートである。 Not the correlation map but the dq-axis current required for each induced voltage constant Ke (Ke = Ke1, Ke2, Ke3, Ke4) under the conditions of the power supply voltage Vdc, the torque command Tr_c, and the rotation speed Nm. Of the Kes that maximize the torque of the electric motor 1 with the dq-axis current, the one that minimizes the loss of the electric motor 1 may be determined as the optimum Ke. FIG. 12 is a flowchart of processing for determining the optimum Ke by calculating the dq-axis current in this way.

図１２のフローチャートでは、先ずＳＴＥＰ１０で、直流電源の出力電圧Ｖdcと、トルク指令Ｔr_cと、回転数Ｎmとを取得する。そして、ＳＴＥＰ１１〜ＳＴＥＰ１６のループを、Ｋe(n)＝Ｋe(1)，Ｋe(2)，Ｋe(3)，Ｋe(4)について実行し、ＳＴＥＰ１２でＶdc，Ｔr_c，Ｎm，Ｋ(n)に応じた電流指令値（Ｉd_c(n)，Ｉq_c(n)）を、後述する電流指令算出部５０による場合と同様にして算出する。また、続くＳＴＥＰ１３でＫe(n)，Ｉd_c(n)，Ｉq_c(n)での電動機１のトルクＴr(n)を後述する式（７）により算出し、ＳＴＥＰ１４でＫe(n)，Ｉd_c(n)，Ｉq_c(n)での電動機１の損失Ｗ_loss(n)を後述する式(８）〜式（１０）により算出する。そして、ＳＴＥＰ１５でＴr(n)とＷ_loss(n)をメモリ（図示しない）に記憶する。 In the flowchart of FIG. 12, first, in STEP 10, the output voltage Vdc of the DC power supply, the torque command Tr_c, and the rotation speed Nm are acquired. Then, the loop of STEP11 to STEP16 is executed for Ke (n) = Ke (1), Ke (2), Ke (3), Ke (4), and in STEP12, Vdc, Tr_c, Nm, K (n) are set. The corresponding current command values (Id_c (n), Iq_c (n)) are calculated in the same manner as in the case of the current command calculation unit 50 described later. Further, in the following STEP 13, the torque Tr (n) of the electric motor 1 at Ke (n), Id_c (n), Iq_c (n) is calculated by the equation (7) described later, and in Step 14, Ke (n), Id_c (n) ) And Iq_c (n), the loss W _loss (n) of the electric motor 1 is calculated by the following equations (8) to (10). In STEP 15, Tr (n) and W _loss (n) are stored in a memory (not shown).

そして、ＳＴＥＰ１７で、電動機１のトルクＴr(n)が最大となるＫe(n)のうち、損失Ｗ_loss(n)が最小となるものを、最適Ｋeとして決定する。これにより、上述した最適Ｋeマップの検索による場合と同様に、トルク指令Ｔr_cに対して、電動機１の損失が最小となる誘起電圧定数Ｋeを決定することができる。 Then, in STEP 17, the Ke (n) that minimizes the loss W _loss (n) among the Ke (n) that maximizes the torque Tr (n) of the electric motor 1 is determined as the optimum Ke. As a result, the induced voltage constant Ke that minimizes the loss of the electric motor 1 can be determined with respect to the torque command Tr_c, as in the case of searching for the optimum Ke map described above.

次に、図５のＳＴＥＰ３で、Ｋe指令算出部９０は、ＳＴＥＰ２で決定した最適Ｋeを誘起電圧定数の指令値Ｋe_cとして位相差制御部８０（図１参照）に出力する。続くＳＴＥＰ４は位相差制御部８０による処理であり、位相差制御部８０は、図１３に示したＫe／θd変換マップにＫe_cを適用して、対応するθdをロータ位相差の指令値θd_cとして決定する。なお、Ｋe／θdマップは実験やコンピュータシミュレーションにより作成され、Ｋe／θdマップのデータは予めメモリに記憶されている。 Next, in STEP 3 of FIG. 5, the Ke command calculation unit 90 outputs the optimum Ke determined in STEP 2 to the phase difference control unit 80 (see FIG. 1) as the command value Ke_c of the induced voltage constant. The subsequent STEP 4 is processing by the phase difference control unit 80. The phase difference control unit 80 applies Ke_c to the Ke / θd conversion map shown in FIG. 13 and determines the corresponding θd as the rotor phase difference command value θd_c. To do. The Ke / θd map is created by experiment or computer simulation, and the data of the Ke / θd map is stored in the memory in advance.

そして、位相差制御部８０は、ロータ位相差の指令値θd_cをアクチュエータ２５に出力し、これにより、アクチュエータ２５が電動機１のロータ位相差をθd_cとし、電動機１の誘起電圧定数Ｋeが最適Ｋeに制御される。 Then, the phase difference control unit 80 outputs the rotor phase difference command value θd_c to the actuator 25, whereby the actuator 25 sets the rotor phase difference of the electric motor 1 to θd_c, and the induced voltage constant Ke of the electric motor 1 becomes the optimum Ke. Be controlled.

続くＳＴＥＰ５は電流指令算出部５０（図１参照）により処理であり、電流指令算出部５０は、基本的には「最大効率制御」によりｄ軸電流の指令値Ｉd_c及びｑ軸電流の指令値Ｉq_cを算出して、減算器５１，５２（図１参照）に出力する。 Subsequent STEP 5 is processing by the current command calculation unit 50 (see FIG. 1). The current command calculation unit 50 basically performs a command value Id_c for the d-axis current and a command value Iq_c for the q-axis current by “maximum efficiency control”. Is output to the subtracters 51 and 52 (see FIG. 1).

先ず、図１４〜図２０を参照して、電流指令値算出部５０によるｄ軸電流の指令値Ｉ_c及びｑ軸電流の指令値Ｉq_cの算出処理の基本的な考え方について説明する。図１４（ａ）に示した電動機１のｄ軸側の等価回路、及び図１４（ｂ）に示した電動機１のｑ軸側の等価回路から、Ｋe指令算出部９０により算出された最適Ｋeに対応する鎖交磁束Ψaの下で、電流の関係式は以下の式（１）〜式（４）で表され、電圧方程式は以下の式（５）及び式（６）で表される。 First, the basic concept of the d-axis current command value I_c and the q-axis current command value Iq_c calculation processing by the current command value calculation unit 50 will be described with reference to FIGS. From the equivalent circuit on the d-axis side of the electric motor 1 shown in FIG. 14A and the equivalent circuit on the q-axis side of the electric motor 1 shown in FIG. Under the corresponding flux linkage Ψa, the current relational expressions are expressed by the following expressions (1) to (4), and the voltage equations are expressed by the following expressions (5) and (6).

但し、ω：電動機１の角速度、Ｌq：ｑ軸電機子のインダクタンス、Ｒc：ｑ軸電機子及びｄ軸電機子のコイル抵抗。 Where ω: angular velocity of the motor 1, Lq: q-axis armature inductance, Rc: q-axis armature and d-axis armature coil resistance.

但し、Ψa：最適Ｋeに対応する鎖交磁束、Ｌd：ｄ軸電機子のインダクタンス。 Where Ψa is the flux linkage corresponding to the optimum Ke, and Ld is the inductance of the d-axis armature.

但し、Ｒa：ｄ軸電機子及びｑ軸電機子のコイル抵抗Ｒc以外の抵抗成分。 However, Ra: Resistance component other than the coil resistance Rc of the d-axis armature and the q-axis armature.

また、電動機１のトルクＴは、以下の式（７）で算出することができる。 Further, the torque T of the electric motor 1 can be calculated by the following equation (7).

但し、Ｐ_n：極対数。 Where P _{n is the number of} pole pairs.

また、電動機１の銅損Ｗcは以下の式（８）で算出することができ、電動機１の鉄損Ｗiは以下の式（９）で算出することができる。そして、電動機１の損失は以下の式（１０）で算出することができる。 Further, the copper loss Wc of the electric motor 1 can be calculated by the following equation (8), and the iron loss Wi of the electric motor 1 can be calculated by the following equation (9). And the loss of the electric motor 1 is computable with the following formula | equation (10).

ここで、角速度ωとトルクＴrによる電動機１の作動状態が与えられたときに、損失Ｗ_lossを最小にする（電動機１の効率を最大にする）条件は以下の式（１１）となり、該条件は上記式（７）〜式（１０）により以下の式（１２）で与えられれる。 Here, when the operating state of the electric motor 1 by the angular velocity ω and the torque Tr is given, the condition for minimizing the loss W _loss (maximizing the efficiency of the electric motor 1) is expressed by the following equation (11). Is given by the following equation (12) from the above equations (7) to (10).

上記式（１２）の関係を満たすＩodが得られると、Ｉoqは上記式（７）から以下の式（１３）で与えられる。そして、ｄ軸電流Ｉdとｑ軸電流Ｉqは以下の式（１４）、式（１５）で与えられる。 When Iod satisfying the relationship of the above equation (12) is obtained, Ioq is given by the following equation (13) from the above equation (7). The d-axis current Id and the q-axis current Iq are given by the following expressions (14) and (15).

なお、Ｌd＝Ｌqの非突極型の電動機の場合の条件式は以下の式（１６）となり、Ｉodは角速度ωのみの関数として、以下の式（１７）で表される。 The conditional expression in the case of a non-salient pole type motor with Ld = Lq is the following expression (16), and Iod is expressed by the following expression (17) as a function of only the angular velocity ω.

次に、図１５（ａ）は、縦軸をｑ軸電流Ｉqとし横軸をｄ軸電流ＩdとしたＩd−Ｉq平面上に、電動機１の角速度ωが一定であるときに「最大効率制御」を実現するｄ軸電流Ｉdとｑ軸電流Ｉqの組み合わせ（Ｉd，Ｉq）（以下、電流ベクトルという）の軌跡である最大効率曲線Ｌ（Ｌ0，Ｌ1，Ｌ2，Ｌ3，Ｌ4）と、電動機１のトルクが一定となる電流ベクトルの軌跡である定トルク曲線Ｔ（Ｔ1，Ｔ2，Ｔ3）を表したものである。 Next, FIG. 15A shows “maximum efficiency control” when the angular velocity ω of the motor 1 is constant on the Id-Iq plane with the q-axis current Iq on the vertical axis and the d-axis current Id on the horizontal axis. A maximum efficiency curve L (L0, L1, L2, L3, L4) that is a locus of a combination (Id, Iq) (hereinafter referred to as a current vector) of the d-axis current Id and the q-axis current Iq that realizes It represents a constant torque curve T (T1, T2, T3) which is a locus of a current vector where the torque is constant.

図１５（ａ）において、Ｌ0はω＝ω₀＝０の最大効率曲線、Ｌ1はω＝ω₁の最大効率曲線、Ｌ2はω＝ω₂の最大効率曲線、Ｌ3はω＝ω₃の最大効率曲線、Ｌ4はω＝ω₄＝∞の最大効率曲線である（ω₀＜ω₁＜ω₂＜ω₃＜ω₄）。また、Ｔ1はＴr＝Ｔr₁の定トルク曲線、Ｔ2はＴr＝Ｔr₂の定トルク曲線、Ｔ3はＴr＝Ｔr₃の定トルク曲線である。 In FIG. 15 (a), the maximum efficiency curve of L0 ω = ω ₀ = _0, the maximum efficiency curve L1 is ω = ω _1, the maximum efficiency curve L2 is ω = ω _2, L3 is a maximum of omega = omega ₃ The efficiency curve, L4, is the maximum efficiency curve with ω = ω ₄ = ∞ (ω ₀ <ω ₁ <ω ₂ <ω ₃ <ω ₄ ). Further, T1 is a constant torque curve of Tr = Tr _1, T2 is constant torque curve of Tr = Tr _2, T3 is the constant torque curve of Tr = Tr _3.

角速度ωが０であるとときは鉄損が０となるため、Ｌ0は銅損が最小となる最大トルク／電流曲線と一致する。また、最大効率曲線Ｌは、角速度ωの増加に従って図１５（ａ）の左方向に移動し（Ｌ0→Ｌ1→Ｌ2→Ｌ3→Ｌ4）、角速度ωが∞であるＬ4では鉄損に対して銅損が無視できるため、Ｌ4は鉄損が最小となる最大トルク／磁束曲線と一致する。そして、電動機１の作動条件としてあるトルク指令Ｔrxと角速度ωxが与えられたときに、「最大効率制御」を実現する電流ベクトルは、Ｔr＝Ｔrxの定トルク曲線とω＝ωxの最大効率曲線の交点となる。 When the angular velocity ω is 0, the iron loss is 0, so L0 matches the maximum torque / current curve where the copper loss is minimized. Further, the maximum efficiency curve L moves to the left in FIG. 15A as the angular velocity ω increases (L0 → L1 → L2 → L3 → L4). In L4 where the angular velocity ω is ∞, the copper loss against the iron loss is increased. Since the loss is negligible, L4 matches the maximum torque / flux curve that minimizes the iron loss. When a torque command Trx and an angular velocity ωx as operating conditions of the electric motor 1 are given, current vectors for realizing “maximum efficiency control” are a constant torque curve of Tr = Trx and a maximum efficiency curve of ω = ωx. It becomes an intersection.

次に、ｄ軸電機子に生じる誘起電圧Ｖodとｑ軸電機子に生じる誘起電圧Ｖoqのベクトル和であるｄｑ誘起電圧Ｖoの大きさは以下の式（１８）で表され、ｄ軸電機子の端子間電圧とｑ軸電機子の端子間電圧のベクトル和である端子間電圧Ｖaの大きさは以下の式（１９）で表される。 Next, the magnitude of the dq induced voltage Vo, which is the vector sum of the induced voltage Vod generated in the d-axis armature and the induced voltage Voq generated in the q-axis armature, is expressed by the following equation (18). The magnitude of the inter-terminal voltage Va, which is the vector sum of the inter-terminal voltage and the inter-terminal voltage of the q-axis armature, is expressed by the following equation (19).

そして、等価弱め界磁制御により端子電圧Ｖaを制限電圧Ｖom以下に抑える制御が可能となる。誘起電圧Ｖoを制限電圧Ｖomに維持するとき、Ｖo＝Ｖomを上記式（１８）に代入して以下の式（２０）を得ることができる。 And it becomes possible to control the terminal voltage Va below the limit voltage Vom by equivalent field weakening control. When the induced voltage Vo is maintained at the limit voltage Vom, Vo = Vom can be substituted into the above equation (18) to obtain the following equation (20).

上記式（２０）は、Ｉd−Ｉq平面上では楕円（定誘起電圧楕円）となる。定誘起電圧楕円は角速度ωが上昇するに従って径が減少していく。図１５（ｂ）は、縦軸をｑ軸電流Ｉqとし横軸をｄ軸電流ＩdとしたＩd−Ｉq平面上に、定誘起電圧楕円Ｎ（Ｎ1，Ｎ2，Ｎ3）と、定トルク曲線Ｔ（Ｔ1，Ｔ2，Ｔ3）と、最大トルク／磁束曲線Ｌ3を表したものである。 The above equation (20) becomes an ellipse (constant induced voltage ellipse) on the Id-Iq plane. The diameter of the constant induced voltage ellipse decreases as the angular velocity ω increases. FIG. 15B shows a constant induced voltage ellipse N (N1, N2, N3) and a constant torque curve T (on the Id-Iq plane with the vertical axis representing the q-axis current Iq and the horizontal axis representing the d-axis current Id. T1, T2, T3) and the maximum torque / magnetic flux curve L3.

図１５（ｂ）において、Ｎ1はω＝ω₁の定誘起電圧楕円、Ｎ2はω＝ω₂の定誘起電圧楕円、Ｎ3はω＝ω₃の定誘起電圧楕円である（ω₁＜ω₂＜ω₃）。また、Ｔ1はＴr＝Ｔr₁の定トルク曲線、Ｔ2はＴr＝Ｔr₂の定トルク曲線、Ｔ3はＴr＝Ｔr₃の定トルク曲線である。例えば、ω＝ω₁という一定値であれば、電動機１の負荷が増加するに従って、制限電圧Ｖomの下での電流ベクトルは、図中の矢印Ａr3で示したように、ω＝ω₁の定誘起電圧楕円Ｎ1上をＰ₂₁→Ｐ₂₂→Ｐ₂₃と移動する。 In FIG. 15 (b), N1 is omega = omega ₁ of the constant induced voltage ellipse, N2 is constant induced voltage ellipse of ω = ω _2, N3 is a constant induced voltage ellipse of _{_{ω = ω 3 (ω 1 <}} ω 2 <Ω ₃ ). Further, T1 is a constant torque curve of Tr = Tr _1, T2 is constant torque curve of Tr = Tr _2, T3 is the constant torque curve of Tr = Tr _3. For example, if the constant value is ω = ω ₁ , the current vector under the limit voltage Vom is constant ω = ω ₁ as indicated by the arrow Ar3 in the figure as the load of the motor 1 increases. on the induced voltage ellipse N1 moves _{_{_{P 21 → P 22 → P 23}}} .

上記式（２０）より、角速度ω及びｑ軸電流Ｉqが与えられれば、以下の式（２１）の条件下で、ｄ軸電流Ｉdを以下の式（２２）及び式（２３）により求めることができる。 If the angular velocity ω and the q-axis current Iq are given from the above equation (20), the d-axis current Id can be obtained by the following equations (22) and (23) under the condition of the following equation (21). it can.

このように、ｑ軸電流Ｉqに対して２種類のｄ軸電流Ｉdを算出することができるが、電流値が小さいほど好ましいので、図１５（ｂ）のＰ₂₁，Ｐ₂₂のような負荷状態では上記式（２２）によりＩdを算出し、負荷が増加してＩd＝−Ψa／Ｌdとなった後は上記式（２３）によりＩdを算出する。そして、電流ベクトルが最大トルク／磁束曲線Ｌ4との交点Ｐ₂₃に達したときに、トルクが最大となる。 In this way, two types of d-axis current Id can be calculated with respect to the q-axis current Iq, but the smaller the current value, the better. Therefore, the load states such as P ₂₁ and P _{22 in} FIG. Then, Id is calculated by the above equation (22), and after the load increases to Id = −Ψa / Ld, Id is calculated by the above equation (23). When the current vector reaches the intersection P ₂₃ with maximum torque / flux curve L4, the torque is maximized.

また、電動機１の電機子に供給される電流が制限されるときは、制限電流Ｉamを半径とする定電流円（制限電流円）内で電動機１の運転が可能である。その際、定誘起電圧楕円上の電流ベクトルを選択して電動機１を作動させることが、電動機１の損失を最小にする運転方法である。 When the current supplied to the armature of the motor 1 is limited, the motor 1 can be operated within a constant current circle (limit current circle) having a radius of the limit current Iam. At this time, selecting the current vector on the constant induced voltage ellipse and operating the electric motor 1 is an operation method for minimizing the loss of the electric motor 1.

以上説明した各種の条件の下で設定すべき電流ベクトルの指令値（Ｉd_c，Ｉq_c）の選択方法は、以下のようにまとめられる。 The selection method of the current vector command values (Id_c, Iq_c) to be set under the various conditions described above is summarized as follows.

［最大効率制御領域］誘起電圧Ｖoが低速度運転領域では制限電圧Ｖomまでの電圧に余裕があるため、制限電流Ｉamのみを考慮すればよい。このとき、電動機１の効率を最大とするには、上記式（１４），式（１５）によりｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流を算出すればよい（上記式（１２），式（１３）を満たすＩod，Ｉoqを用いる）。 [Maximum Efficiency Control Region] Since the induced voltage Vo has a margin in the voltage up to the limit voltage Vom in the low speed operation region, only the limit current Iam needs to be considered. At this time, in order to maximize the efficiency of the electric motor 1, the d-axis current Id and the q-axis current may be calculated by the above formulas (14) and (15) (the above formulas (12) and (13) are calculated). Satisfy Iod, Ioq)

ここで、図１６（ａ）は、縦軸をｑ軸電流Ｉqとし横軸をｄ軸電流ＩdとしたＩd−Ｉq平面上に、最大効率曲線Ｌ（Ｌ₁₀，Ｌ₁₁，Ｌ₁₂，Ｌ₁₃，Ｌ₁₄，Ｌ₁₅，Ｌ₁₆，Ｌ₁₇，Ｌ₁₈）と、定トルク曲線Ｔ（Ｔ1，Ｔ2，Ｔ3）と、定誘起電圧楕円Ｎ（Ｎ₁₀，Ｎ₁₁，Ｎ₁₂，Ｎ₁₃，Ｎ₁₄，Ｎ₁₅）と、制限電流円ＡＭとを表したものである。 Here, FIG. 16A shows a maximum efficiency curve L (L ₁₀ , L ₁₁ , L ₁₂ , L ₁₃ on the Id-Iq plane where the vertical axis is q-axis current Iq and the horizontal axis is d-axis current Id. , L ₁₄ , L ₁₅ , L ₁₆ , L ₁₇ , L ₁₈ ), a constant torque curve T (T 1, T 2, T 3), and a constant induced voltage ellipse N (N ₁₀ , N ₁₁ , N ₁₂ , N ₁₃ , N ₁₄ , N ₁₅ ) and the limit current circle AM.

図１６（ａ）において、Ｌ₁₀はω＝ω₁₀（＝０）の最大効率曲線（最大トルク／電流曲線）、Ｌ₁₁はω＝ω₁₁の最大効率曲線、Ｌ₁₂はω＝ω₁₂の最大効率曲線、Ｌ₁₃はω＝ω₁₃の最大効率曲線、Ｌ₁₄はω＝ω₁₄の最大効率曲線、Ｌ₁₅はω＝ω₁₅の最大効率曲線、Ｌ₁₆はω＝ω₁₆の最大効率曲線、Ｌ₁₇はω＝ω₁₇の最大効率曲線、Ｌ₁₈はω＝ω₁₈（＝∞）の最大効率曲線（最大トルク／磁束曲線）である（ω₁₀＜ω₁₁＜ω₁₂＜ω₁₃＜ω₁₄＜ω₁₅＜ω₁₆＜ω₁₇＜ω₁₈）。 In FIG. 16A, L ₁₀ is a maximum efficiency curve (maximum torque / current curve) of ω = ω ₁₀ (= 0), L ₁₁ is a maximum efficiency curve of ω = ω ₁₁ , and L ₁₂ is ω = ω ₁₂ . Maximum efficiency curve, L ₁₃ is the maximum efficiency curve at ω = ω ₁₃ , L ₁₄ is the maximum efficiency curve at ω = ω ₁₄ , L ₁₅ is the maximum efficiency curve at ω = ω ₁₅ , L ₁₆ is the maximum efficiency at ω = ω ₁₆ A curve, L ₁₇ is a maximum efficiency curve of ω = ω ₁₇ , and L ₁₈ is a maximum efficiency curve (maximum torque / magnetic flux curve) of ω = ω ₁₈ (= ∞) (ω ₁₀ <ω ₁₁ <ω ₁₂ <ω ₁₃ <Ω ₁₄ <ω ₁₅ <ω ₁₆ <ω ₁₇ <ω ₁₈ ).

また、Ｔ1はＴr＝Ｔr₁の定トルク曲線、Ｔ2はＴr＝Ｔr₂の定トルク曲線、Ｔ3はＴr＝Ｔr₃の定トルク曲線である。また、Ｎ₁₁はω＝ω₁₁の定誘起電圧楕円、Ｎ₁₂はω＝ω₁₂の定誘起電圧楕円、Ｎ₁₃はω＝ω₁₃の定誘起電圧楕円、Ｎ₁₄はω＝ω₁₄の定誘起電圧楕円、Ｎ₁₅はω＝ω₁₅の定誘起電圧楕円、Ｎ₁₆はω＝ω₁₆の定誘起電圧楕円、Ｎ₁₇はω＝ω₁₇の定誘起電圧楕円である。 Further, T1 is a constant torque curve of Tr = Tr _1, T2 is constant torque curve of Tr = Tr _2, T3 is the constant torque curve of Tr = Tr _3. N ₁₁ is a constant induced voltage ellipse with ω = ω ₁₁ , N ₁₂ is a constant induced voltage ellipse with ω = ω ₁₂ , N ₁₃ is a constant induced voltage ellipse with ω = ω ₁₃ , and N ₁₄ is a constant induced voltage ellipse with ω = ω ₁₄ . The induced voltage ellipse, N ₁₅ is a constant induced voltage ellipse with ω = ω ₁₅ , N ₁₆ is a constant induced voltage ellipse with ω = ω ₁₆ , and N ₁₇ is a constant induced voltage ellipse with ω = ω ₁₇ .

「最大効率制御」におけるｄ軸電流Ｉdとｑ軸電流Ｉqの組み合わせは、図１６（ａ）の最大効率曲線Ｌとなる。最大効率曲線Ｌ上でｄ軸電流Ｉdとｑ軸電流Ｉqのベクトル和の大きさＩ（＝√（Ｉd²＋Ｉq²））が制限電流Ｉamとなるとき（Ｉ＝Ｉam）に、最大効率での発生トルクが最大となる。そして、電流位相を減少させていくと効率は最大ではなくなるが、最大トルク／電流曲線Ｌ₁₀に近づきながらトルクが増大する。最大トルク発生時は、最大トルク／電流曲線Ｌ₁₀と制限電流円ＡＭとの交点Ｐ₅₂（Ｉda，Ｉqa）での電流設定となり、ＩdaとＩqaは以下の式（２４），式（２５）により算出することができる。 The combination of the d-axis current Id and the q-axis current Iq in the “maximum efficiency control” is the maximum efficiency curve L in FIG. On the maximum efficiency curve L, when the magnitude I (= √ (Id ² + Iq ² )) of the vector sum of the d-axis current Id and the q-axis current Iq becomes the limit current Iam (I = Iam), the maximum efficiency Generated torque is maximized. The efficiency As you decrease the current phase is no longer a maximum, torque increases while approaching the maximum torque / current curve L _10. Maximum torque at the time occurrence, maximum torque / current curve L ₁₀ and limit current circle AM and the intersection P ₅₂ (Ida, IQA) becomes the current settings in, Ida and IQA the following equation (24), the equation (25) Can be calculated.

このときの電機子鎖交磁束は以下の式（２６）で表され、ｄｑ誘起電圧Ｖo（＝ωΨoa）が制限電圧Ｖomに達する角速度ω_baseは以下の式（２７）で与えられる。 The armature flux linkage at this time is expressed by the following equation (26), and the angular velocity ω _base at which the dq induced voltage Vo (= ωψoa) reaches the limit voltage Vom is given by the following equation (27).

図１６（ａ）では、最大トルク／電流曲線Ｌ₁₀が制限電流円ＡＭと交わる点Ｐ₅₂で、定誘起電圧楕円Ｎ₁₀が交わっているため、ω₁₁がω_baseとなり、ω₁₁以上の角速度では電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）をＰ₅₂に制御することができなくなる。この場合、最大の発生トルクで電動機１を運転できる角速度の上限値（基底速度）ω_baseまでが、「定トルク運転領域」となる。この「定トルク運転領域」では、ｄｑ軸電流の大きさＩ及びｄｑ誘起電圧Ｖoは、Ｉ＝Ｉam、Ｖo＜Ｖomとなっている。 In FIG. 16 (a), a maximum torque / current curve L ₁₀ P ₅₂ that intersects the limitation current circle AM, because the constant induced voltage ellipse N ₁₀ is crossed, omega ₁₁ is omega _base becomes, omega ₁₁ or more angular velocity in can not be controlled current vector (Id, Iq) to P _52. In this case, the upper limit value (base speed) ω _{base of the} angular velocity at which the electric motor 1 can be operated with the maximum generated torque is the “constant torque operation region”. In this “constant torque operation region”, the magnitude I of the dq-axis current and the dq induced voltage Vo are I = Iam and Vo <Vom.

図１６（ｂ）は図１６（ａ）を縦軸をトルク（Ｔr）に設定し、横軸を角速度（ω）に設定して表したものであり、ω＝０からω₁₁の範囲が「定トルク運転領域」となる。 FIG. 16B shows FIG. 16A with the vertical axis set to torque (Tr) and the horizontal axis set to angular velocity (ω), and the range from ω = 0 to ω ₁₁ is “ “Constant torque operation range”.

［第１の等価弱め界磁領域］角速度がω_beseを超える速度領域では、制限電流Ｉamに加えて制限電圧Ｖomも考慮する必要がある。このとき、制限電圧Ｖomのみを考慮してトルクが最大となるのが、「最大トルク／磁束制御」である。「最大トルク／磁束制御」では制限電流Ｉamによる制限を考慮していないため、制限電流Ｉamによる制限を考慮すると適用範囲が限定される。すなわち、図１６（ａ）に示した最大トルク／磁束曲線Ｌ₁₈が電流制限円ＡＭの内側に存在しない範囲では、「最大トルク／磁束制御」の適用は不可能である。 [First equivalent field weakening region] In the velocity region where the angular velocity exceeds ω _bese , it is necessary to consider the limiting voltage Vom in addition to the limiting current Iam. At this time, it is the “maximum torque / magnetic flux control” that maximizes the torque in consideration of only the limit voltage Vom. Since “maximum torque / magnetic flux control” does not consider the limitation by the limit current Iam, the range of application is limited when the limitation by the limit current Iam is considered. That is, in the range where the maximum torque / magnetic flux curve L ₁₈ shown in FIG. 16A does not exist inside the current limit circle AM, the application of “maximum torque / magnetic flux control” is impossible.

ここで、点Ｐ₅₂での運転（Ｉdq＝Ｉamでの「最大トルク／電流制御」）及び「最大トルク／磁束制御」ができない速度領域において、発生トルクが最大となるのは電流ベクトルを電流制限円ＡＭと定電圧制限楕円の交点Ｐ₅₄（ω＝ω₁₁の場合）やＰ₅₆（ω＝ω₁₂の場合）に制御したときであり、このときのｄ軸電流Ｉdbとｑ軸電流Ｉqbは以下の式（２８）、式（２９）により算出することができる。 Here, in the speed region where the operation at the point P ₅₂ (“maximum torque / current control” at Idq = Iam) and “maximum torque / flux control” cannot be performed, the generated torque is maximized because the current vector is current-limited. The control is performed at the intersection P ₅₄ (when ω = ω ₁₁ ) or P ₅₆ (when ω = ω ₁₂ ) of the circle AM and the constant voltage limiting ellipse. At this time, the d-axis current Idb and the q-axis current Iqb are It can be calculated by the following equations (28) and (29).

この制御モードは、等価弱め界磁制御において、ｄｑ軸電流Ｉdqを制限電流Ｉamとした場合に相当し、ｄｑ軸電流の大きさＩとｄｑ誘起電圧Ｖoは常にＩ＝Ｉam、Ｖo＝Ｖomとなっている。 This control mode corresponds to the case where the dq-axis current Idq is set to the limit current Iam in the equivalent field-weakening control, and the dq-axis current magnitude I and the dq-induced voltage Vo are always I = Iam and Vo = Vom. .

ここで、図１７（ａ）は、縦軸をｑ軸電流Ｉqとし横軸をｄ軸電流ＩdとしたＩd−Ｉq平面上に、最大トルク／電流曲線Ｑ₂₀、最大トルク／磁束曲線Ｒ₂₀、制限電流円ＡＭ、定誘起電圧楕円Ｎ₂₀（ω＝ω₂₀），Ｎ₂₁（ω＝ω₂₁），Ｎ₂₂（ω＝ω₂₂）を示したものである。また、図１７（ｂ）は図１７（ａ）を縦軸をトルク（Ｔr）に設定し横軸を角速度（ω）に設定して表したものである。 Here, FIG. 17A shows a maximum torque / current curve Q ₂₀ , a maximum torque / magnetic flux curve R ₂₀ on the Id-Iq plane where the vertical axis is q-axis current Iq and the horizontal axis is d-axis current Id. The limit current circle AM, the constant induced voltage ellipse N ₂₀ (ω = ω ₂₀ ), N ₂₁ (ω = ω ₂₁ ), and N ₂₂ (ω = ω ₂₂ ) are shown. FIG. 17B shows FIG. 17A with the vertical axis set to torque (Tr) and the horizontal axis set to angular velocity (ω).

Ψdmin＝Ψa−ＬdＩam≧０の場合、図１７（ａ）に示したように、最大トルク／磁束曲線Ｒ₂₀が電流制限円ＡＭの外側に存在するため、「最大トルク／磁束制御」を適用することができない。したがって、定電圧制限楕円Ｎ₂₂が電流制限円ＡＭと接する角速度ω₂₂で、電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）は点Ｐc（Ｉd＝−Ｉam，Ｉq＝０）に到達して電動機１の出力トルクが０となる（出力限界）。出力限界となる角速度ω_c（図１７（ａ）ではω₂₂）は以下の式（３０）、式（３１）で算出することができる。 When Ψdmin = Ψa−LdIam ≧ 0, as shown in FIG. 17A, the maximum torque / magnetic flux curve R ₂₀ exists outside the current limit circle AM, so “maximum torque / magnetic flux control” is applied. I can't. Therefore, at the angular velocity ω ₂₂ at which the constant voltage limit ellipse N ₂₂ is in contact with the current limit circle AM, the current vector (Id, Iq) reaches the point Pc (Id = −Iam, Iq = 0) and the output torque of the motor 1 is 0 (output limit). The angular velocity ω _{c that} is the output limit (ω _{22 in} FIG. 17A) can be calculated by the following equations (30) and (31).

［第２の等価弱め界磁制御］次に、図１８（ａ）は図１７（ａ）と同様に、縦軸をｑ軸電流Ｉqとし横軸をｄ軸電流ＩdとしたＩd−Ｉq平面上に、最大トルク／電流曲線Ｑ₃₀、最大トルク／磁束曲線Ｒ₃₀、制限電流円ＡＭ、定誘起電圧楕円Ｎ₃₀（ω＝ω₃₀），Ｎ₃₁（ω＝ω₃₁）を示したものである。また、図１８（ｂ）は図１８（ａ）を縦軸をトルク（Ｔr）に設定し横軸を角速度（ω）に設定して表したものである。 [Second Equivalent Field-weakening Control] Next, FIG. 18A is similar to FIG. 17A, on the Id-Iq plane where the vertical axis is the q-axis current Iq and the horizontal axis is the d-axis current Id. The maximum torque / current curve Q ₃₀ , the maximum torque / magnetic flux curve R ₃₀ , the limit current circle AM, the constant induced voltage ellipse N ₃₀ (ω = ω ₃₀ ), N ₃₁ (ω = ω ₃₁ ) are shown. FIG. 18B shows FIG. 18A with the vertical axis set to torque (Tr) and the horizontal axis set to angular velocity (ω).

Ψ_dmin＝Ψa−ＬdＩam＜０の場合、図１８（ａ）に示したように、最大トルク／磁束曲線Ｒ₃₀が電流制限円ＡＭの内側に存在するため、高速領域で「最大トルク／磁束制御」に移行することができる。ここで、制限電流Ｉamによる制限がなく制限電圧Ｖomによる制限のみを考慮して最大のトルク出力を得るには、「最大トルク／磁束制御」を適用すればよい。このときの電流ベクトル（Ｉdc，Ｉqc）は、最大トルク／磁束曲線Ｒ₃₀と定誘起電圧楕円Ｎ₃₁の交点として、以下の式（３２）〜式（３４）による角速度ωの関数により算出することができる。 In the case of Ψ _dmin = Ψa−LdIam <0, as shown in FIG. 18A, the maximum torque / magnetic flux curve R ₃₀ exists inside the current limit circle AM. Can be transferred to. Here, “maximum torque / magnetic flux control” may be applied in order to obtain the maximum torque output in consideration of the limitation by the limiting voltage Vom without the limitation by the limiting current Iam. The current vector (Idc, Iqc) at this time is calculated by the function of the angular velocity ω according to the following equations (32) to (34) as the intersection of the maximum torque / magnetic flux curve R ₃₀ and the constant induced voltage ellipse N _31. Can do.

この場合、算出される電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）＝（Ｉdc，Ｉqc）は、図１８（ａ）の最大トルク／磁束曲線Ｒ₃₀上を速度の上昇に従って点Ｍに向かって移動する。この制御モードでは、ＩdqとＶdqは、Ｉdq＜Ｉam、Ｖo＝Ｖomとなっている。また、図１８（ｂ）では、図１７（ｂ）に対して算出可能な電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）の範囲が拡大されている。 In this case, the current vector calculated (Id, Iq) = (Idc , Iqc) moves toward the point M in accordance with the maximum torque / flux curve R ₃₀ on increasing the speed of FIG. 18 (a). In this control mode, Idq and Vdq are Idq <Iam and Vo = Vom. In FIG. 18B, the range of current vectors (Id, Iq) that can be calculated with respect to FIG. 17B is expanded.

次に、図１９〜図２２は、上述した図１６（ａ）の条件の下で、電動機１の角速度ωがω₁₀（図１９（ａ）），ω₁₁（図１９（ｂ）），ω₁₂（図２０（ａ）），ω₁₃（図２０（ｂ）），ω₁₄（図２１（ａ）），ω₁₅（図２１（ｂ）），ω₁₆（図２２（ａ）），ω₁₇（図２２（ｂ））である場合（ω₁₀＜ω₁₁＜ω₁₂＜ω₁₃＜ω₁₄＜ω₁₅＜ω₁₆＜ω₁₇）に設定可能な電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）の軌跡を示したものである。 Next, FIGS. 19 to 22 show that the angular velocity ω of the electric motor 1 is ω ₁₀ (FIG. 19 (a)), ω ₁₁ (FIG. 19 (b)), ω under the condition of FIG. 16 (a) described above. ₁₂ (FIG. 20A), ω ₁₃ (FIG. 20B), ω ₁₄ (FIG. 21A), ω ₁₅ (FIG. 21B), ω ₁₆ (FIG. 22A), ω ₁₇ (FIG. 22B), the locus of the current vector (Id, Iq) that can be set to (ω ₁₀ <ω ₁₁ <ω ₁₂ <ω ₁₃ <ω ₁₄ <ω ₁₅ <ω ₁₆ <ω ₁₇ ) It is shown.

図１９（ａ）では、電圧及び電流による制約を受けないため、電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）の軌跡Ｖe1は、ω＝ω₁₀の最大効率曲線（最大トルク／電流曲線）Ｌ₁₀を電流制限円ＡＭとの交点Ｐ₅₂まで移動する。この場合、「最大効率制御」により最大Ｔr₃までのトルクを得ることができる。 In FIG. 19 (a), the order not constrained by voltage and current, the current vector (Id, Iq) trajectories Ve1 of, omega = omega ₁₀ maximum efficiency curve (maximum torque / current curve) L ₁₀ a current limit circle to move to the intersection P ₅₂ of the AM. In this case, the torque up to the maximum Tr ₃ can be obtained by the “maximum efficiency control”.

図１９（ｂ）では、電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）の軌跡Ｖe2は、ω＝ω₁₁の最大効率曲線Ｌ₁₁と電流制限円ＡＭとの交点Ｐ₅₃まで、Ｌ₁₁上を移動して「最大効率制御」を行うことができる。そして、Ｐ₅₃から電流による制約を受けるが、ω＝ω₁₁の定誘起電圧楕円Ｎ₁₁と電流制限円ＡＭが交わり電圧による制約を受けるようになるＰ₅₂まで、電流制限円ＡＭ上で最大Ｔr₃までのトルクを得ることができる。 In FIG. 19 (b), the locus Ve2 of the current vector (Id, Iq) is to the intersection P ₅₃ with maximum efficiency curve L ₁₁ and the current limit circle AM of omega = omega _11, "maximum moving on the L ₁₁ "Efficiency control" can be performed. Then, a constant induced voltage ellipse N _{11 of} ω = ω ₁₁ intersects with the current limiting circle AM and is limited by the voltage from P ₅₃ , but the maximum Tr on the current limiting circle AM until P ₅₂ where the voltage is limited. Torque up to ₃ can be obtained.

図２０（ａ）では、電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）の軌跡Ｖe3は、ω＝ω₁₂の最大効率曲線Ｌ₁₂と電流制限円ＡＭとの交点Ｐ₅₅まで、Ｌ₁₂上を移動して「最大効率制御」を行うことができる。そして、Ｐ₅₅から電流による制約を受けるが、ω＝ω₁₂の定誘起電圧楕円Ｎ₁₂と電流制限円ＡＭが交わり電圧による制約を受けるようになるＰ₅₂まで、電動機１を作動させることができる。この場合、トルクＴr₃を得ることができない。 In FIG. 20 (a), the locus Ve3 of the current vector (Id, Iq) is to the intersection P ₅₅ with maximum efficiency curve ω = ω _₁₂ L ₁₂ and a current limit circle AM, "maximum by moving the L ₁₂ on "Efficiency control" can be performed. The electric motor 1 can be operated up to P ₅₂ where the constant induced voltage ellipse N _{12 of} ω = ω ₁₂ and the current limiting circle AM intersect and are restricted by the voltage from P ₅₅ , which is restricted by the current. . In this case, the torque Tr ₃ cannot be obtained.

図２０（ｂ）では、電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）の軌跡Ｖe4は、ω＝ω₁₃の最大効率曲線Ｌ₁₃と電流制限円ＡＭとの交点Ｐ₅₇まで、Ｌ₁₃上を移動して「最大効率制御」を行うことができる。そして、Ｐ₅₇から電流による制約を受けるが、ω＝ω₁₃の定誘起電圧楕円Ｎ₁₃と電流制限円ＡＭが交わり電圧による制約を受けるようになるＰ₅₆まで、電動機１を作動させることができる。この場合、得られる最大トルクは図２０（ａ）よりもさらに減少する。 In FIG. 20 (b), the locus Ve4 of the current vector (Id, Iq) is to the intersection P ₅₇ with maximum efficiency curve L ₁₃ and the current limit circle AM of omega = omega _13, "maximum moving on the L ₁₃ "Efficiency control" can be performed. The electric motor 1 can be operated until P ₅₆ where the constant induced voltage ellipse N _{13 of} ω = ω ₁₃ and the current limiting circle AM intersect and is restricted by the voltage, although restricted by the current from P _57. . In this case, the maximum torque that can be obtained is further reduced as compared with FIG.

図２１（ａ）では、電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）の軌跡Ｖe5は、ω＝ω₁₄の最大効率曲線Ｌ₁₄とω＝ω₁₄の定誘起電圧楕円Ｎ₁₄との交点Ｐ₅₉まで、Ｌ₁₄上を移動して「最大効率制御」を行うことができる。そして、Ｐ₅₉から電圧による制約を受けるが、定誘起電圧楕円Ｎ₁₄と電流制限円ＡＭが交わり電流による制約を受けるようになるＰ₅₈まで、電動機１を作動させることができる。この場合、得られる最大トルクは図２０（ｂ）よりもさらに減少する。 In FIG. 21 (a), the locus Ve5 of the current vector (Id, Iq) is to the intersection P ₅₉ of the constant induced voltage ellipse N ₁₄ of the maximum efficiency curve L ₁₄ and omega = omega ₁₄ of ω = ω _{_14,} L ₁₄ You can move up to perform “maximum efficiency control”. The electric motor 1 can be operated up to P ₅₈ where the constant induced voltage ellipse N ₁₄ and the current limiting circle AM intersect and are restricted by the current, although restricted by the voltage from P ₅₉ . In this case, the maximum torque that can be obtained is further reduced as compared with FIG.

図２１（ｂ）では、電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）の軌跡Ｖe6は、ω＝ω₁₅の最大効率曲線Ｌ₁₅とω＝ω₁₅の定誘起電圧楕円Ｎ₁₅がＰ₇₅から重なっているため、電圧による制約を受けてＮ₁₅上を移動し、「最大効率制御」を行うことができない。そして、定誘起電圧楕円Ｎ₁₅と電流制限円ＡＭが交わり電流による制約を受けるようになるＰ₆₀まで、電動機１を作動させることができる。この場合、得られる最大トルクは図２１（ａ）よりもさらに減少する。 In FIG. 21 (b), the locus Ve6 of the current vector (Id, Iq), because the constant induced voltage ellipse N ₁₅ maximum efficiency curve L ₁₅ and omega = omega ₁₅ of omega = omega ₁₅ are overlapped from the P _75, It is not possible to perform “maximum efficiency control” by moving over N ₁₅ due to voltage restrictions. Then, the electric motor 1 can be operated until P _{60 at} which the constant induced voltage ellipse N ₁₅ and the current limiting circle AM intersect and are restricted by the current. In this case, the maximum torque that can be obtained is further reduced as compared with FIG.

図２２（ａ）では、ω＝ω₁₆の最大効率曲線Ｌ₁₆がω＝ω₁₆の定誘起電圧楕円Ｎ₁₆の外側にあるため、電圧による制約を受けて「最大効率制御」を行うことができない。そして、電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）の軌跡Ｖe7は、定誘起電圧楕円Ｎ₁₆と電流制限円ＡＭが交わり電流による制約を受けるようになるＰ₆₁まで、Ｎ₁₆上を移動する。この場合、得られる最大トルクは図２１（ｂ）よりもさらに減少する。 In FIG. 22 (a), the order maximum efficiency curve L ₁₆ of omega = omega ₁₆ is outside of the constant induced voltage ellipse N ₁₆ of omega = omega _16, and constrained by voltage be performed "maximum efficiency control" Can not. The locus Ve7 of the current vector (Id, Iq) moves on N ₁₆ until P ₆₁ where the constant induced voltage ellipse N ₁₆ and the current limiting circle AM intersect and is restricted by the current. In this case, the maximum torque that can be obtained is further reduced as compared with FIG.

図２２（ｂ）では、ω＝ω₁₇の最大効率曲線Ｌ₁₇がω＝ω₁₇の定誘起電圧楕円Ｎ₁₇の外側にあるため、電圧による制約を受けて「最大効率制御」を行うことができない。そして、電流ベクトル（Ｉd，Ｉq）の軌跡Ｖe8は、定誘起電圧楕円Ｎ₁₇と最大トルク／磁束曲線Ｌ₁₈が交わるＰ₆₂まで、Ｎ₁₇上を移動する。この場合、得られる最大トルクは図２２（ａ）よりもさらに減少する。 In FIG. 22 (b), the order maximum efficiency curve L ₁₇ of omega = omega ₁₇ is outside of the constant induced voltage ellipse N ₁₇ of omega = omega _17, and constrained by voltage be performed "maximum efficiency control" Can not. The locus Ve8 of the current vector (Id, Iq) moves on N ₁₇ until P ₆₂ where the constant induced voltage ellipse N ₁₇ and the maximum torque / flux curve L ₁₈ intersect. In this case, the maximum torque that can be obtained is further reduced as compared with FIG.

以上の説明に基き、図５のＳＴＥＰ５における電流指令算出部５０による電流指令値（ｄ軸電流の指令値Ｉd_c_及びｑ軸電流の指令値Ｉq_c）の設定処理について、図２３〜図２５に示したフローチャートに従って説明する。 Based on the above description, FIG. 23 to FIG. 25 show the setting process of the current command values (the d-axis current command value Id_c_ and the q-axis current command value Iq_c) by the current command calculation unit 50 in STEP 5 of FIG. This will be described with reference to the flowchart.

電流指令算出部５０は、図２３のＳＴＥＰ２０で、直流電源の出力電圧Ｖdcから制限電圧Ｖomを算出し、微分器７１（図１参照）により算出される電動機１の回転数Ｎmから電動機１の角速度ωを算出し、Ｋe指令算出部９０により算出された最適Ｋeであるときの鎖交磁束Ψaを算出する。 In STEP 20 of FIG. 23, the current command calculation unit 50 calculates the limit voltage Vom from the output voltage Vdc of the DC power source, and the angular velocity of the motor 1 from the rotational speed Nm of the motor 1 calculated by the differentiator 71 (see FIG. 1). ω is calculated, and the linkage flux Ψa when the optimum Ke is calculated by the Ke command calculation unit 90 is calculated.

そして、続くＳＴＥＰ２１で、上記式（７）及び式（１２）〜式（１５）にトルク指令Ｔr_cとＳＴＥＰ２０で算出した鎖交磁束Ψaを代入して、第１のｄｑ電流設定（Ｉd1，Ｉq1）を算出する。また、ＳＴＥＰ２２で上記式（６）の（Ｉd，Ｉq）＝（Ｉd1，Ｉq1）として、ｄｑ誘起電圧Ｖo1（本発明の第１のｄｑ判定電圧に相当する）を算出する。 In subsequent STEP 21, the first dq current setting (Id1, Iq1) is obtained by substituting the torque command Tr_c and the interlinkage magnetic flux Ψa calculated in STEP 20 into the above formulas (7) and (12) to (15). Is calculated. In STEP 22, the dq induced voltage Vo1 (corresponding to the first dq determination voltage of the present invention) is calculated as (Id, Iq) = (Id1, Iq1) in the above formula (6).

次のＳＴＥＰ２３で、電流指令算出部５０は、ｄｑ誘起電圧Ｖo1が制限電圧Ｖom以下であるか否かを判断し、ｄｑ誘起電圧Ｖo1が制限電圧Ｖom以下であるときはＳＴＥＰ２４に進み、ｄｑ誘起電圧Ｖo1が制限電圧Ｖomよりも高いときは図２５のＳＴＥＰ７０に分岐する。また、続くＳＴＥＰ２４で第１のｄｑ電流設定によるｄｑ軸電流の大きさ（√（Ｉd1²＋Ｉq1²）、本発明の第１のｄｑ判定電流に相当する）が制限電流Ｉam以下であるか否かを判断し、該ｄｑ軸電流の大きさが制限電流Ｉam以下であるときはＳＴＥＰ２５に進み、該ｄｑ軸電流の大きさが制限電流Ｉamよりも大きいときにはＳＴＥＰ３０に分岐する。 In the next STEP23, the current command calculation unit 50 determines whether or not the dq induced voltage Vo1 is less than or equal to the limit voltage Vom. If the dq induced voltage Vo1 is less than or equal to the limit voltage Vom, the process proceeds to STEP24, where the dq induced voltage is determined. When Vo1 is higher than the limit voltage Vom, the process branches to STEP 70 in FIG. In subsequent STEP 24, whether or not the magnitude of the dq axis current (√ (Id1 ² + Iq1 ² ), corresponding to the first dq determination current of the present invention) by the first dq current setting is equal to or less than the limit current Iam. When the magnitude of the dq-axis current is equal to or less than the limit current Iam, the process proceeds to STEP25, and when the magnitude of the dq-axis current is greater than the limit current Iam, the process branches to STEP30.

ＳＴＥＰ２５に進んだ場合は、制限電圧Ｖom及び制限電流Ｉamによる制約を受けない作動条件であるので、「最大効率制御」の実行が可能である。そのため、ＳＴＥＰ２５で、電流指令算出部５０は、ＳＴＥＰ２１で算出した第１のｄｑ電流設定（Ｉd1，Ｉq1）をｄ軸電流及びｑ軸電流の指令値（Ｉd_c，Ｉq_c）とする。そして、ＳＴＥＰ２６に進み、電流指令算出部５０は電流指令値の算出処理を終了する。 When the process proceeds to STEP 25, since the operating condition is not restricted by the limiting voltage Vom and the limiting current Iam, the “maximum efficiency control” can be executed. Therefore, in STEP 25, the current command calculation unit 50 sets the first dq current setting (Id1, Iq1) calculated in STEP 21 as the d-axis current and q-axis current command values (Id_c, Iq_c). Then, proceeding to STEP 26, the current command calculation unit 50 ends the current command value calculation processing.

また、ＳＴＥＰ３０に分岐した場合は、制限電流Ｖomの制約は受けないが制限電流Ｉamによる制約を受ける作動条件である。そこで、ＳＴＥＰ３０で、電流指令算出部５０は、上記式（７）及び以下の式（３５）を満たす第２のｄｑ電流設定の算出が可能か否かを判断する。第２のｄｑ電流設定は、定トルク曲線と電流制限円との交点の電流ベクトルとなる。 Further, when branching to STEP 30, the operating condition is not limited by the limiting current Vom but is limited by the limiting current Iam. Therefore, in STEP 30, the current command calculation unit 50 determines whether it is possible to calculate the second dq current setting that satisfies the above equation (7) and the following equation (35). The second dq current setting is a current vector at the intersection of the constant torque curve and the current limit circle.

そして、第２のｄｑ電流設定の算出が可能であるときは図２４のＳＴＥＰ４０に分岐し、電流指令算出部５０は、第２のｄｑ電流設定による電流ベクトル（Ｉd2，Ｉq2）を算出する。また、ＳＴＥＰ４１で、電流指令算出部５０は、上記式（６）の（Ｉd，Ｉq）＝（Ｉd2，Ｉq2）としてｄｑ誘起電圧Ｖo2（本発明の第２のｄｑ判定電圧に相当する）を算出する。 When the second dq current setting can be calculated, the process branches to STEP 40 in FIG. 24, and the current command calculation unit 50 calculates a current vector (Id2, Iq2) by the second dq current setting. In STEP 41, the current command calculation unit 50 calculates the dq induced voltage Vo2 (corresponding to the second dq determination voltage of the present invention) as (Id, Iq) = (Id2, Iq2) in the above formula (6). To do.

続くＳＴＥＰ４２で、電流指令算出部５０は、ｄｑ誘起電圧Ｖo2が制限電圧Ｖom以下であるか否かを判断する。そして、ｄｑ誘起電圧Ｖo2が制限電圧Ｖom以下であるときはＳＴＥＰ４３に進み、電流指令算出部５０は、ＳＴＥＰ４０で算出した第２のｄｑ電流設定（Ｉd2，Ｉq2）をｄ軸電流及びｑ軸電流の指令値（Ｉd_c，Ｉq_c）とする。そして、図２３のＳＴＥＰ２６に進み、電流指令算出部５０は電流指令値の算出処理を終了する。 In subsequent STEP 42, the current command calculation unit 50 determines whether the dq induced voltage Vo2 is equal to or lower than the limit voltage Vom. When the dq induced voltage Vo2 is equal to or lower than the limit voltage Vom, the process proceeds to STEP 43, and the current command calculation unit 50 sets the second dq current setting (Id2, Iq2) calculated in STEP 40 to the d-axis current and the q-axis current. The command value (Id_c, Iq_c) is used. Then, the process proceeds to STEP 26 in FIG. 23, and the current command calculation unit 50 ends the calculation process of the current command value.

一方、ＳＴＥＰ４２でｄｑ誘起電圧Ｖoが制限電圧Ｖomよりも高いときにはＳＴＥＰ５０に分岐し、電流指令算出部５０は、上記式（２０）及び式（３５）による第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断する。第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるのは、以下の式（３６）の条件が成立する場合であり、第３のｄｑ電流設定は電流制限円と定誘起電圧楕円の交点の電流ベクトルとなる。 On the other hand, when the dq induced voltage Vo is higher than the limit voltage Vom in STEP42, the process branches to STEP50, and the current command calculation unit 50 can calculate the third dq current setting by the above equations (20) and (35). Judge whether there is. The calculation of the third dq current setting is possible when the condition of the following expression (36) is satisfied, and the third dq current setting is a current vector at the intersection of the current limiting circle and the constant induced voltage ellipse. It becomes.

そして、第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるときはＳＴＥＰ５１に進み、電流指令算出部５０は、第３のｄｑ電流設定（Ｉd3，Ｉq3）を算出し、ＳＴＥＰ５２で該第３のｄｑ電流設定（Ｉd3，Ｉq3）をｄ軸電流及びｑ軸電流の指令値（Ｉd_c，Ｉq_c）とする。そして、図２３のＳＴＥＰ２６に進み、電流指令算出部５０は電流指令値の設定処理を終了する。 When the calculation of the third dq current setting is possible, the process proceeds to STEP 51, where the current command calculation unit 50 calculates the third dq current setting (Id3, Iq3), and at STEP52, the third dq current setting is calculated. The settings (Id3, Iq3) are set as command values (Id_c, Iq_c) for the d-axis current and the q-axis current. Then, the process proceeds to STEP 26 in FIG. 23, and the current command calculation unit 50 ends the current command value setting process.

また、ＳＴＥＰ５０で第３のｄｑ電流設定（Ｉd3，Ｉq3）の算出が不能であるときにはＳＴＥＰ６０に分岐し、電流指令算出部５０は、以下の式（３７），式（３８）により電流指令値を設定する。そして、図２３のＳＴＥＰ２６に進み、電流指令算出部５０は電流指令値の設定処理を終了する。 Further, when the calculation of the third dq current setting (Id3, Iq3) is impossible in STEP50, the process branches to STEP60, and the current command calculation unit 50 calculates the current command value by the following equations (37) and (38). Set. Then, the process proceeds to STEP 26 in FIG. 23, and the current command calculation unit 50 ends the current command value setting process.

また、ＳＴＥＰ３０で第２のｄｑ電流設定の算出が不能であるときはＳＴＥＰ３１に進み、電流指令算出部５０は、上記式（２４）及び式（２５）による第４のｄｑ電流設定（Ｉd4，Ｉq4）を算出する。第４のｄｑ電流設定は、電流制限円上を最大トルク／電流曲線との交点までの範囲で電流ベクトルを動させて最大のトルクを得る制御となる。そして、電流指令算出部５０は、ＳＴＥＰ３２で第４のｄｑ電流設定（Ｉd4，Ｉq4）を電流指令値に設定し、図２３のＳＴＥＰ２６に進んで電流指令値の設定処理を終了する。 When the calculation of the second dq current setting is impossible in STEP 30, the process proceeds to STEP 31, and the current command calculation unit 50 performs the fourth dq current setting (Id4, Iq4) according to the above equations (24) and (25). ) Is calculated. The fourth dq current setting is a control for obtaining the maximum torque by moving the current vector in the range up to the intersection with the maximum torque / current curve on the current limit circle. Then, the current command calculation unit 50 sets the fourth dq current setting (Id4, Iq4) to the current command value in STEP 32, proceeds to STEP 26 in FIG. 23, and ends the setting process of the current command value.

次に、図２３のＳＴＥＰ２３から図２５のＳＴＥＰ７０に分岐した場合は、第１のｄｑ電流設定（Ｉd1，Ｉq1）としたときのｄｑ誘起電圧Ｖo1が制限電圧Ｖomよりも高くなる作動条件となっている。この場合、電流指令算出部５０は、上記式（７）及び式（２０）の関係を満たす第５のｄｑ電流設定（Ｉd5，Ｉq5）の算出が可能であるか否かを判断する。なお、以下の式（３９）の条件が成立するときに、第５のｄｑ電流設定の算出が可能となる。 Next, when branching from STEP 23 in FIG. 23 to STEP 70 in FIG. 25, the operating condition is such that the dq induced voltage Vo1 is higher than the limit voltage Vom when the first dq current setting (Id1, Iq1) is used. Yes. In this case, the current command calculation unit 50 determines whether it is possible to calculate the fifth dq current setting (Id5, Iq5) that satisfies the relationship of the above equations (7) and (20). It should be noted that the fifth dq current setting can be calculated when the condition of the following equation (39) is satisfied.

そして、第５のｄｑ電流設定（Ｉd5，Ｉq5）の算出が可能であるときはＳＴＥＰ７１に進み、電流指令算出部５０は、第５のｄｑ電流設定（Ｉd5，Ｉq5）を算出し、続くＳＴＥＰ７２で、該第５のｄｑ電流設定による電流ベクトルの大きさ（√（Ｉd5²＋Ｉq5²）、本発明の第２のｄｑ判定電流に相当する）が制限電流Ｉam以下であるか否かを判断する。 When the fifth dq current setting (Id5, Iq5) can be calculated, the process proceeds to STEP 71, and the current command calculation unit 50 calculates the fifth dq current setting (Id5, Iq5). Then, it is determined whether or not the magnitude of the current vector (√ (Id5 ² + Iq5 ² ) corresponding to the second dq determination current of the present invention) by the fifth dq current setting is equal to or less than the limit current Iam.

ＳＴＥＰ７２で、第５のｄｑ電流設定による電流ベクトルの大きさ（√（Ｉd5²＋Ｉq5²））が制限電流Ｉam以下であるときはＳＴＥＰ７３に進む。そして、電流指令算出部５０は、第５のｄｑ電流設定（Ｉd5，Ｉq5）を電流指令値に設定し、図２３のＳＴＥＰ２６に進んで電流指令値の設定処理を終了する。 In STEP 72, if the magnitude of the current vector (√ (Id5 ² + Iq5 ² )) by the fifth dq current setting is equal to or less than the limit current Iam, the process proceeds to STEP73. Then, the current command calculation unit 50 sets the fifth dq current setting (Id5, Iq5) to the current command value, proceeds to STEP 26 in FIG. 23, and ends the current command value setting process.

一方、ＳＴＥＰ７２で、第５のｄｑ電流設定による電流ベクトルの大きさ（√（Ｉd5²＋Ｉq5²））が制限電流Ｉamを越えるときには図２４のＳＴＥＰ５０に分岐する。そして、電流指令算出部５０は、上述したＳＴＥＰ５０〜ＳＴＥＰ５２又はＳＴＥＰ５０，ＳＴＥＰ６０の処理により電流指令値（Ｉd_c，Ｉq_c）を設定する。 On the other hand, if the magnitude of the current vector (√ (Id5 ² + Iq5 ² )) by the fifth dq current setting exceeds the limit current Iam in STEP 72, the process branches to STEP 50 in FIG. Then, the current command calculation unit 50 sets the current command value (Id_c, Iq_c) by the processing of STEP50 to STEP52 or STEP50 and STEP60 described above.

また、ＳＴＥＰ７０で第５のｄｑ電流設定の算出が不能であったときにはＳＴＥＰ８０に分岐し、電流指令算出部５０は、上記式（３２），式（３３）及び式（３４）による第６のｄｑ電流設定（Ｉd6，Ｉq6）を算出する。第６のｄｑ電流設定は、最大トルク／磁束曲線と定誘起電圧楕円の交点の電流ベクトルとなる。 If the calculation of the fifth dq current setting is impossible in STEP 70, the process branches to STEP 80, and the current command calculation unit 50 calculates the sixth dq according to the above equations (32), (33), and (34). The current setting (Id6, Iq6) is calculated. The sixth dq current setting is a current vector at the intersection of the maximum torque / flux curve and the constant induced voltage ellipse.

続くＳＴＥＰ８１で、電流指令算出部５０は、第６のｄｑ電流設定（Ｉd6，Ｉq6）による電流ベクトルの大きさ（√（Ｉd6²＋Ｉq6²）、本発明の第３のｄｑ判定電流に相当する）が制限電流Ｉam以下であるか否かを判断する。そして、第６のｄｑ電流設定（Ｉd6，Ｉq6）による電流ベクトルの大きさ（√（Ｉd6²＋Ｉq6²））が制限電流Ｉam以下であったときは、ＳＴＥＰ８２に進む。そして、電流指令算出部５０は、次のＳＴＥＰ８２で第６のｄｑ電流設定（Ｉd6，Ｉq6）を電流指令値（Ｉd_c，Ｉq_c）に設定して図２３のＳＴＥＰ２６に進み、電流指令値の設定処理を終了する。 In subsequent STEP 81, the current command calculation unit 50 determines the magnitude of the current vector according to the sixth dq current setting (Id6, Iq6) (√ (Id6 ² + Iq6 ² ), which corresponds to the third dq determination current of the present invention). Is less than or equal to the limit current Iam. If the magnitude of the current vector (√ (Id6 ² + Iq6 ² )) by the sixth dq current setting (Id6, Iq6) is equal to or less than the limit current Iam, the process proceeds to STEP82. Then, the current command calculation unit 50 sets the sixth dq current setting (Id6, Iq6) to the current command value (Id_c, Iq_c) in the next STEP 82, and proceeds to STEP 26 in FIG. Exit.

一方、ＳＴＥＰ８１で第６のｄｑ電流設定による電流ベクトルの大きさ（√（Ｉd6²＋Ｉq6²））が制限電流Ｉamよりも大きかったときには、図２４のＳＴＥＰ５０に分岐し、電流指令算出部５０は、上述したＳＴＥＰ５０〜ＳＴＥＰ５２又はＳＴＥＰ５０，ＳＴＥＰ６０の処理により電流指令値（Ｉd_c，Ｉq_c）を設定する。 On the other hand, when the magnitude of the current vector (√ (Id6 ² + Iq6 ² )) by the sixth dq current setting is larger than the limit current Iam in STEP 81, the process branches to STEP 50 in FIG. The current command value (Id_c, Iq_c) is set by the processing of STEP50 to STEP52 or STEP50 and STEP60 described above.

なお、本実施の形態では、図５のフローチャートにより、ＳＴＥＰ１〜ＳＴＥＰ４によって「最大効率制御」を実現するための最適Ｋeに応じたロータ位相差の制御を行った後に、ＳＴＥＰ５で最適Ｋeに基いて電流指令値（Ｉd_c，Ｉq_c）を設定したが、ＳＴＥＰ５の処理を行わない場合にも本発明の効果を得ることができる。 In the present embodiment, after the rotor phase difference is controlled according to the optimum Ke for realizing the “maximum efficiency control” by STEP 1 to STEP 4 according to the flowchart of FIG. 5, the STEP 5 is based on the optimum Ke. Although the current command values (Id_c, Iq_c) are set, the effect of the present invention can be obtained even when the processing of STEP5 is not performed.

また、本実施の形態では、図２３〜図２５のフローチャートにより、第１のｄｑ電流設定、第２のｄｑ電流設定、第３のｄｑ電流設定、第４のｄｑ電流設定、第５のｄｑ電流設定、及び第６のｄｑ電流設定により、電流指令値（Ｉd_c，Ｉq_c）を算出したが、第１のｄｑ電流設定のみ、第１のｄｑ電流設定と第２のｄｑ電流設定のみ、第１のｄｑ電流設定と第２のｄｑ電流設定と第３のｄｑ電流設定のみ、第１のｄｑ電流設定と第４のｄｑ電流設定のみ、第１のｄｑ電流設定と第５のｄｑ電流設定のみ、第１のｄｑ電流設定と第５のｄｑ電流設定と第３のｄｑ電流設定のみ、第１のｄｑ電流設定と第６のｄｑ電流設定のみ、第１のｄｑ電流設定と第６のｄｑ電流設定と第３のｄｑ電流設定のみのうちのいずれかによって、電流指令値（Ｉd_c，Ｉq_c）を算出する場合にも本発明の効果を得ることができる。 In the present embodiment, the first dq current setting, the second dq current setting, the third dq current setting, the fourth dq current setting, and the fifth dq current are performed according to the flowcharts of FIGS. The current command values (Id_c, Iq_c) were calculated by the setting and the sixth dq current setting. However, only the first dq current setting, only the first dq current setting and the second dq current setting, dq current setting, second dq current setting and third dq current setting only, first dq current setting and fourth dq current setting only, first dq current setting and fifth dq current setting only, 1 dq current setting, fifth dq current setting and third dq current setting only, first dq current setting and sixth dq current setting only, first dq current setting and sixth dq current setting, The current command value (Id_c, Iq is determined by any one of the third dq current settings only. The effect of the present invention can also be obtained when calculating _c).

また、本実施の形態では、図１に示したように、位相検出器２６によりロータ位相差を検出し、ロータ位相差の検出値θd_sから誘起電圧定数の検出値Ｋe_sを算出したが、ｄ軸電圧の指令値Ｖd_c、ｑ軸電圧の指令値Ｖq_c、ｄ軸電流の検出値Ｉd_s、及びｑ軸電流の検出値Ｉq_sから、誘起電圧定数Ｋeを推定する構成としてもよい。 Further, in this embodiment, as shown in FIG. 1, the rotor phase difference is detected by the phase detector 26, and the detected value Ke_s of the induced voltage constant is calculated from the detected value θd_s of the rotor phase difference. The induced voltage constant Ke may be estimated from the voltage command value Vd_c, the q-axis voltage command value Vq_c, the d-axis current detection value Id_s, and the q-axis current detection value Iq_s.

本発明の電動機の制御装置の制御ブロック図。The control block diagram of the control apparatus of the electric motor of this invention. 図１に示した２重ロータを備えた電動機の構成図。The block diagram of the electric motor provided with the double rotor shown in FIG. 外側ロータと内側ロータの位相差を変更することによる効果の説明図。Explanatory drawing of the effect by changing the phase difference of an outer side rotor and an inner side rotor. 外側ロータと内側ロータの位相差を変更することによる効果の説明図。Explanatory drawing of the effect by changing the phase difference of an outer side rotor and an inner side rotor. 電動機の制御装置の全体的な動作を示すフローチャート。The flowchart which shows the whole operation | movement of the control apparatus of an electric motor. ロータ位相差を変更することによる電動機の制御可能範囲の拡大効果の説明図。Explanatory drawing of the expansion effect of the controllable range of the electric motor by changing a rotor phase difference. ロータ位相差を変更することによる電動機の制御可能範囲の拡大効果の説明図。Explanatory drawing of the expansion effect of the controllable range of the electric motor by changing a rotor phase difference. ロータ位相差を変更することによる電動機の制御可能範囲の拡大効果の説明図。Explanatory drawing of the expansion effect of the controllable range of the electric motor by changing a rotor phase difference. 最適な誘起電圧定数を決定するためのマップの作成手順の説明図。Explanatory drawing of the preparation procedure of the map for determining an optimal induced voltage constant. 最適な誘起電圧定数を決定するためのマップの作成手順の説明図。Explanatory drawing of the preparation procedure of the map for determining an optimal induced voltage constant. 最適な誘起電圧定数を決定するためのマップの作成手順の説明図。Explanatory drawing of the preparation procedure of the map for determining an optimal induced voltage constant. 最適な誘起電圧定数を算出する処理のフローチャート。The flowchart of the process which calculates an optimal induced voltage constant. 誘起電圧定数をロータ位相差に変換するマップの説明図。Explanatory drawing of the map which converts an induced voltage constant into a rotor phase difference. 最適な電流指令値を決定する方法の説明図。Explanatory drawing of the method of determining an optimal electric current command value. 最適な電流指令値を決定する方法の説明図。Explanatory drawing of the method of determining an optimal electric current command value. 最適な電流指令値を決定する方法の説明図。Explanatory drawing of the method of determining an optimal electric current command value. 最適な電流指令値を決定する方法の説明図。Explanatory drawing of the method of determining an optimal electric current command value. 最適な電流指令値を決定する方法の説明図。Explanatory drawing of the method of determining an optimal electric current command value. 最適な電流指令値を決定する方法の説明図。Explanatory drawing of the method of determining an optimal electric current command value. 最適な電流指令値を決定する方法の説明図。Explanatory drawing of the method of determining an optimal electric current command value. 最適な電流指令値を決定する方法の説明図。Explanatory drawing of the method of determining an optimal electric current command value. 最適な電流指令値を決定する方法の説明図。Explanatory drawing of the method of determining an optimal electric current command value. 最適な電流指令値を設定する処理のフローチャート。The flowchart of the process which sets an optimal electric current command value. 最適な電流指令値を設定する処理のフローチャート。The flowchart of the process which sets an optimal electric current command value. 最適な電流指令値を設定する処理のフローチャート。The flowchart of the process which sets an optimal electric current command value. 駆動側と回生側における界磁弱め制御の必要性の説明図。Explanatory drawing of the necessity for the field weakening control in a drive side and a regeneration side.

符号の説明Explanation of symbols

１…電動機、２…電動機の回転軸、１０…ステータ、１１…内側ロータ、１１ａ，１１ｂ…永久磁石、１２…外側ロータ、１２ａ，１２ｂ…永久磁石、２５…アクチュエータ、５０…電流指令算出部、８０…位相差制御部、９０…Ｋe指令算出部、９２…Ｋe算出部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Electric motor, 2 ... Motor rotating shaft, 10 ... Stator, 11 ... Inner rotor, 11a, 11b ... Permanent magnet, 12 ... Outer rotor, 12a, 12b ... Permanent magnet, 25 ... Actuator, 50 ... Current command calculation part, 80 ... Phase difference control unit, 90 ... Ke command calculation unit, 92 ... Ke calculation unit

Claims

永久磁石による界磁を複数個有する第１ロータ及び第２ロータを、回転軸の周囲に同心円状に配置した永久磁石界磁型の回転電動機の作動を制御する電動機の制御装置であって、
前記第１ロータと前記第２ロータとの位相差であるロータ位相差を変更するロータ位相差変更手段と、
直流電源から供給される直流電圧を多相交流電圧に変換して前記電動機の電機子に印加するインバータと、
所定のトルク指令に応じて、前記インバータを介して前記電動機の各相の電機子に流れる電流のベクトル和である相電流を制御する通電制御手段とを備えた電動機の制御装置において、
前記電動機の回転数を検出する回転数検出手段と、
前記直流電源の出力電圧と、前記電動機の回転数と、前記トルク指令とに基いて、前記トルク指令に応じたトルクを得る際に前記電動機の効率が最大となるように、前記ロータ位相差変更手段により前記ロータ位相差を変更するロータ位相差制御手段とを備えたことを特徴とする電動機の制御装置。 A control device for an electric motor that controls the operation of a permanent magnet field-type rotary electric motor in which a first rotor and a second rotor having a plurality of fields by permanent magnets are arranged concentrically around a rotation axis,
Rotor phase difference changing means for changing a rotor phase difference which is a phase difference between the first rotor and the second rotor;
An inverter that converts a DC voltage supplied from a DC power source into a polyphase AC voltage and applies it to the armature of the motor;
In an electric motor control device comprising energization control means for controlling a phase current that is a vector sum of currents flowing through armatures of the respective phases of the electric motor via the inverter in accordance with a predetermined torque command,
A rotational speed detection means for detecting the rotational speed of the electric motor;
Based on the output voltage of the DC power supply, the rotational speed of the electric motor, and the torque command, the rotor phase difference is changed so that the efficiency of the electric motor is maximized when obtaining a torque according to the torque command. And a rotor phase difference control means for changing the rotor phase difference by means.

前記ロータ位相差制御手段は、予め設定された、前記インバータに供給される直流電圧と前記電動機の回転数と前記電動機のトルクとに対して、前記電動機の損失が最小となる誘起電圧定数を決定する相関マップに、前記直流電源の出力電圧と前記回転数検出手段により検出された前記電動機の回転数と前記トルク指令とを適用して、対応する誘起電圧定数を取得し、該取得した誘起電圧定数に応じて前記電動機のロータ位相差を変更することを特徴とする請求項１記載の電動機の制御装置。 The rotor phase difference control means determines an induced voltage constant that minimizes the loss of the motor with respect to a preset DC voltage supplied to the inverter, the rotation speed of the motor, and the torque of the motor. Applying the output voltage of the DC power source, the rotation speed of the motor detected by the rotation speed detection means, and the torque command to the correlation map to obtain a corresponding induced voltage constant, the acquired induced voltage The motor control device according to claim 1, wherein a rotor phase difference of the motor is changed according to a constant.

前記電動機を、界磁の磁束方向であるｄ軸上にあるｄ軸電機子とｄ軸と直交するｑ軸上にあるｑ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、
前記通電制御手段は、ｄ軸電機子に流れる電流であるｄ軸電流の実際値と指令値との差を減少させ、また、ｑ軸電機子に流れる電流であるｑ軸電流の実際値と指令値との差を減少させるように前記通電制御を行い、
前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と、前記電動機の回転数に応じた角速度とに基いて、前記トルク指令に応じたトルクが得られるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせのうち、前記電動機の損失が最小となる組み合わせを第１のｄｑ電流設定として決定し、該第１のｄｑ電流設定によるｄ軸電流とｑ軸電流を供給したときにｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧を、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と前記電動機の回転数とに基いて推定して、
該推定したｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和である第１のｄｑ判定電圧が、前記直流電源の出力電圧に応じて設定された制限電圧以下となり、且つ、ｄ軸電流とｑ軸電流のベクトル和であるｄｑ軸電流の前記第１のｄｑ電流設定による場合の大きさである第１のｄｑ判定電流が所定の制限電流以下となるときに、該第１のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第１のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とする電流指令設定手段を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電動機の制御装置。 The electric motor is handled by converting it into an equivalent circuit having a d-axis armature on the d-axis that is the magnetic flux direction of the field and a q-axis armature on the q-axis orthogonal to the d-axis,
The energization control means reduces the difference between the actual value of the d-axis current that is the current flowing through the d-axis armature and the command value, and the actual value and command of the q-axis current that is the current flowing through the q-axis armature. The energization control is performed so as to reduce the difference from the value,
Based on the induced voltage constant of the electric motor according to the rotor phase difference and the angular velocity according to the rotational speed of the electric motor, among the combinations of the d-axis current and the q-axis current that can obtain the torque according to the torque command The combination that minimizes the loss of the electric motor is determined as the first dq current setting, and the d-axis current generated by the first dq current setting and the induced voltage generated in the d-axis armature when the q-axis current is supplied Estimating the induced voltage generated in the q-axis armature based on the induced voltage constant of the electric motor according to the rotor phase difference and the rotational speed of the electric motor,
A first dq determination voltage, which is a vector sum of the estimated induced voltage generated in the d-axis armature and the induced voltage generated in the q-axis armature, is equal to or lower than a limit voltage set according to the output voltage of the DC power supply. And when the first dq determination current, which is the magnitude of the dq-axis current that is the vector sum of the d-axis current and the q-axis current, according to the first dq current setting is equal to or less than a predetermined limit current, Current command setting means is provided which uses the d-axis current set by the first dq current as a command value for the d-axis current and uses the q-axis current set by the first dq current as a command value for the q-axis current. 3. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is a motor control device.

前記電流指令設定手段は、前記第１のｄｑ判定電圧が前記制限電圧以下となり、且つ、前記第１のｄｑ判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときは、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第２のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、
該第２のｄｑ電流設定の算出が可能であるときには、該第２のｄｑ電流設定によるｄ軸電流とｑ軸電流を供給したときにｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧を、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と前記電動機の回転数とに基いて推定して、
該推定したｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和である第２のｄｑ判定電圧が前記制限電圧以下となるときは、前記第２のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第１のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする請求項３記載の電動機の制御装置。 When the first dq determination voltage is equal to or lower than the limit voltage and the first dq determination current is greater than the limit current, the current command setting unit determines that the magnitude of the dq axis current is the limit. Determining whether it is possible to calculate a second dq current setting, which is a combination of a d-axis current and a q-axis current, which is a current and has a maximum torque of the motor,
When the calculation of the second dq current setting is possible, the induced voltage generated in the d-axis armature and the q-axis armature are generated when the d-axis current and the q-axis current are supplied by the second dq current setting. Estimating the induced voltage based on the induced voltage constant of the electric motor according to the rotor phase difference and the rotational speed of the electric motor,
When the second dq determination voltage, which is a vector sum of the induced voltage generated in the estimated d-axis armature and the induced voltage generated in the q-axis armature, is equal to or lower than the limit voltage, the second dq current setting is performed. 4. The motor control device according to claim 3, wherein the d-axis current is used as a command value for the d-axis current, and the q-axis current based on the first dq current setting is used as a command value for the q-axis current.

前記電流指令設定手段は、前記第２の判定電圧が前記制限電圧よりも高くなるときには、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるときは、該第３のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第３のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする請求項４記載の電動機の制御装置。 When the second determination voltage is higher than the limit voltage, the current command setting means has a d-axis current whose magnitude of the dq-axis current is the limit current and whose dq-induced voltage is the limit voltage. It is determined whether or not a third dq current setting that is a combination of q-axis currents can be calculated, and when the third dq current setting can be calculated, the third dq current setting is determined. 5. The motor control device according to claim 4, wherein the d-axis current is used as a command value for the d-axis current, and the q-axis current based on the third dq current setting is used as a command value for the q-axis current.

前記電流指令設定手段は、前記第１のｄｑ判定電圧が前記制限電圧以下となり、且つ、前記第１のｄｑ判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときは、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第２のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、
該第２のｄｑ電流設定の算出が不能であるときには、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせを第４のｄｑ電流設定として決定し、該第４のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第１のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする請求項３記載の電動機の制御装置。 When the first dq determination voltage is equal to or lower than the limit voltage and the first dq determination current is greater than the limit current, the current command setting unit determines that the magnitude of the dq axis current is the limit. Determining whether it is possible to calculate a second dq current setting, which is a combination of a d-axis current and a q-axis current, which is a current and has a maximum torque of the motor,
When the calculation of the second dq current setting is impossible, the combination of the d-axis current and the q-axis current at which the magnitude of the dq-axis current becomes the limit current and the torque of the electric motor becomes maximum is the fourth The dq current setting is determined, and the d-axis current based on the fourth dq current setting is used as a command value for the d-axis current, and the q-axis current based on the first dq current setting is used as the command value for the q-axis current. 4. The motor control apparatus according to claim 3, wherein

前記電流指令設定手段は、前記第１のｄｑ判定電圧が前記制限電圧よりも高くなるときは、前記トルク指令に応じたトルクが得られ、且つ、ｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和であるｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第５のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、
該第５のｄｑ電流設定の算出が可能であり、且つ、該第５のｄｑ電流設定によるｄｑ軸電流の大きさである第２のｄｑ判定電流が前記制限電流以下であるときは、該第５のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第５のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする請求項３記載の電動機の制御装置。 When the first dq determination voltage is higher than the limit voltage, the current command setting means obtains a torque according to the torque command and generates an induced voltage generated in the d-axis armature and the q-axis electric machine. A dq induced voltage that is a vector sum of the induced voltage generated in the child is determined whether it is possible to calculate a fifth dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current that is the limit voltage;
When the calculation of the fifth dq current setting is possible and the second dq determination current, which is the magnitude of the dq-axis current by the fifth dq current setting, is equal to or less than the limit current, 4. The electric motor according to claim 3, wherein the d-axis current by setting the dq current of 5 is used as a command value for the d-axis current, and the q-axis current by setting the fifth dq current is used as a command value for the q-axis current. Control device.

前記電流指令設定手段は、前記第５のｄｑ電流設定の算出が可能であり、且つ、前記第２のｄｑ判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときには、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるときは、該第３のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第３のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする請求項７記載の電動機の制御装置。 The current command setting means can calculate the fifth dq current setting, and when the second dq determination current is larger than the limit current, the magnitude of the dq-axis current is the limit current. And the third dq current setting is determined whether or not it is possible to calculate the third dq current setting that is a combination of the d-axis current and the q-axis current whose dq induced voltage is the limit voltage. Can be used as the d-axis current command value for the third dq current setting and the q-axis current for the third dq current setting as the q-axis current command value. The motor control device according to claim 7.

前記電流指令設定手段は、前記第１のｄｑ判定電圧が前記制限電圧よりも高くなるときは、前記トルク指令に応じたトルクが得られ、且つ、ｄ軸電機子に生じる誘起電圧とｑ軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和であるｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第５のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、
該第５のｄｑ電流設定の算出が不能であるときは、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となり、且つ、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数に対して、前記電動機のトルクが最大となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第６のｄｑ電流設定を算出し、該第６のｄｑ電流設定によるｄｑ軸電流の大きさである第３のｄｑ判定電流が前記制限電流以下であるときは、該第６のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第６のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする請求項３記載の電動機の制御装置。 When the first dq determination voltage is higher than the limit voltage, the current command setting means obtains a torque according to the torque command and generates an induced voltage generated in the d-axis armature and the q-axis electric machine. A dq induced voltage that is a vector sum of the induced voltage generated in the child is determined whether it is possible to calculate a fifth dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current that is the limit voltage;
When the calculation of the fifth dq current setting is impossible, the dq induced voltage becomes the limit voltage, and the torque of the motor is maximum with respect to the induced voltage constant of the motor according to the rotor phase difference. The sixth dq current setting that is a combination of the d-axis current and the q-axis current is calculated, and the third dq determination current that is the magnitude of the dq-axis current by the sixth dq current setting is equal to or less than the limit current. The d-axis current based on the sixth dq current setting is used as the d-axis current command value, and the q-axis current based on the sixth dq current setting is used as the q-axis current command value. The motor control device according to claim 3.

前記電流指令設定手段は、前記第５の電流設定の算出が不能であり、且つ、前記第３のｄｑ判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときには、ｄｑ軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、ｄｑ誘起電圧が前記制限電圧となるｄ軸電流とｑ軸電流の組み合わせである第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第３のｄｑ電流設定の算出が可能であるときは、該第３のｄｑ電流設定によるｄ軸電流をｄ軸電流の指令値とすると共に該第３のｄｑ電流設定によるｑ軸電流をｑ軸電流の指令値とすることを特徴とする請求項９記載の電動機の制御装置。 The current command setting means cannot calculate the fifth current setting, and when the third dq determination current becomes larger than the limit current, the magnitude of the dq axis current becomes the limit current. In addition, it is determined whether it is possible to calculate a third dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current whose dq induced voltage is the limit voltage, and the third dq current setting When calculation is possible, the d-axis current based on the third dq current setting is used as the d-axis current command value, and the q-axis current based on the third dq current setting is used as the q-axis current command value. The motor control device according to claim 9.