JP2008061445A - Controller of motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、永久磁石界磁型の回転電動機の界磁制御を、同心円状に配置された二つのロータ間の位相差を変更することによって行う電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device that performs field control of a permanent magnet field type rotary motor by changing a phase difference between two rotors arranged concentrically.
従来より、永久磁石界磁型の回転電動機の回転軸の周囲に同心円状に設けた第1ロータ及び第2ロータを備え、回転速度に応じて第1ロータと第2ロータの位相差を変更し、これにより電動機の誘起電圧定数を変更して界磁弱め制御を行うようにした電動機が知られている(例えば、特許文献1参照)。 Conventionally, a first rotor and a second rotor are provided concentrically around the rotating shaft of a permanent magnet field type rotary electric motor, and the phase difference between the first rotor and the second rotor is changed according to the rotational speed. Thus, there is known an electric motor in which the field weakening control is performed by changing the induced voltage constant of the electric motor (see, for example, Patent Document 1).
かかる従来の電動機においては、第1ロータと第2ロータが、遠心力の作用により径方向に沿って変位する部材を介して接続されている。また、電動機が停止状態にあるときに、第1ロータに配置された永久磁石の磁極と第2ロータに配置された永久磁極の磁極の向きが同一となって界磁の磁束が最大(電動機の誘起電圧定数が最大)となり、電動機の回転速度が高くなるに従って遠心力により第1ロータと第2ロータの位相差が拡大して、界磁の磁束が減少(電動機の誘起電圧定数が減少)するように構成されている。 In such a conventional electric motor, the first rotor and the second rotor are connected via a member that is displaced along the radial direction by the action of centrifugal force. In addition, when the electric motor is stopped, the direction of the magnetic pole of the permanent magnet arranged on the first rotor is the same as that of the permanent magnetic pole arranged on the second rotor, so that the field magnetic flux is maximized (the electric motor As the rotational speed of the motor increases, the phase difference between the first rotor and the second rotor increases due to the centrifugal force, and the magnetic flux of the field decreases (the induced voltage constant of the motor decreases). It is configured as follows.
ここで、図26は縦軸を出力トルクTrとし横軸を回転数Nとして、電動機の界磁弱めが必要となる領域を示したものであり、図中uは電動機の直交ライン(界磁弱め制御を行わずに電動機を作動させたときに、回転数と出力トルクの組合わせにより電動機の相電圧が電源電圧と等しくなる点を結んだもの)である。図中Xは界磁弱めが不要な領域であり、Yは界磁弱めが必要な領域である。 Here, FIG. 26 shows an area in which the field weakening of the motor is necessary, with the vertical axis representing the output torque Tr and the horizontal axis representing the rotational speed N, and in the figure, u represents the motor orthogonal line (field weakening). When the motor is operated without control, the phase voltage of the motor becomes equal to the power supply voltage by the combination of the rotation speed and the output torque). In the figure, X is a region that does not require field weakening, and Y is a region that requires field weakening.
図26に示したように、界磁弱めが必要となる領域Yは電動機の回転数Nと出力トルクTrにより決定されるため、従来の回転数のみによる界磁弱め制御では、電動機の誘起電圧定数の変更が、必要な界磁弱めの制御量に対して過大又は過小なものになるという不都合があった。 As shown in FIG. 26, since the region Y in which field weakening is required is determined by the rotational speed N of the motor and the output torque Tr, in the conventional field weakening control based only on the rotational speed, the induced voltage constant of the motor However, there is a disadvantage that the change is excessively large or small with respect to the required field weakening control amount.
また、電動機の回転数に依らずに、誘起電圧定数を変更することができないため、電動機の出力トルクや供給可能な電流の制限等の回転数以外の運転条件に対して、適切な誘起電圧定数を設定することができず、電動機を作動させる際の効率が悪くなるという不都合があった。
本発明は上記背景を鑑みてなされたものであり、2重ロータを有する電動機の誘起電圧定数を該電動機の運転状態に応じて適切に設定して、該電動機を作動させる際の効率を高めることができる電動機の制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above background, and it is possible to appropriately set the induced voltage constant of an electric motor having a double rotor according to the operating state of the electric motor, and to increase the efficiency when operating the electric motor. An object of the present invention is to provide an electric motor control device that can perform the above-described operation.
本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、永久磁石による界磁を複数個有する第1ロータ及び第2ロータを、回転軸の周囲に同心円状に配置した永久磁石界磁型の回転電動機の作動を制御する電動機の制御装置であって、前記第1ロータと前記第2ロータとの位相差であるロータ位相差を変更するロータ位相差変更手段と、直流電源から供給される直流電圧を多相交流電圧に変換して前記電動機の電機子に印加するインバータと、所定のトルク指令に応じて、前記インバータを介して前記電動機の各相の電機子に流れる電流のベクトル和である相電流を制御する通電制御手段とを備えた電動機の制御装置の改良に関する。 The present invention has been made to achieve the above object, and is a permanent magnet field type in which a first rotor and a second rotor each having a plurality of field magnets are arranged concentrically around a rotating shaft. A motor control device that controls the operation of a rotary motor, wherein the rotor phase difference changing means changes a rotor phase difference that is a phase difference between the first rotor and the second rotor, and a direct current supplied from a direct current power source. An inverter that converts a voltage into a multiphase AC voltage and applies it to the armature of the motor, and a vector sum of currents that flow to the armature of each phase of the motor via the inverter according to a predetermined torque command The present invention relates to an improvement in an electric motor control device including an energization control means for controlling a phase current.
そして、前記電動機の回転数を検出する回転数検出手段と、前記直流電源の出力電圧と、前記電動機の回転数と、前記トルク指令とに基いて、前記トルク指令に応じたトルクを得る際に前記電動機の効率が最大となるように、前記ロータ位相差変更手段により前記ロータ位相差を変更するロータ位相差制御手段とを備えたことを特徴とする(請求項1に対応)。 Then, when obtaining the torque according to the torque command based on the rotational speed detection means for detecting the rotational speed of the electric motor, the output voltage of the DC power supply, the rotational speed of the electric motor, and the torque command. Rotor phase difference control means for changing the rotor phase difference by the rotor phase difference changing means so as to maximize the efficiency of the electric motor is provided (corresponding to claim 1).
かかる本発明によれば、前記電動機の作動状態に応じて、前記トルク指令に応じたトルクを得る際に前記電動機の効率が最大となるように、前記ロータ位相差制御手段により前記ロータ位相差が変更される。そのため、前記通電制御手段による前記相電流の通電能力の範囲内で、前記電動機の効率を最大として作動させることができる範囲を拡大することができる。 According to the present invention, the rotor phase difference control means causes the rotor phase difference to be maximized so that the efficiency of the motor is maximized when obtaining the torque according to the torque command according to the operating state of the motor. Be changed. Therefore, the range in which the efficiency of the electric motor can be maximized can be expanded within the range of the energization ability of the phase current by the energization control means.
また、前記ロータ位相差制御手段は、予め設定された、前記インバータに供給される直流電圧と前記電動機の回転数と前記電動機のトルクとに対して、前記電動機の損失が最小となる誘起電圧定数を決定する相関マップに、前記直流電源の出力電圧と前記回転数検出手段により検出された前記電動機の回転数と前記トルク指令とを適用して、対応する誘起電圧定数を取得し、該取得した誘起電圧定数に応じて前記電動機のロータ位相差を変更することを特徴とする(請求項2に対応)。 Further, the rotor phase difference control means is a preset induced voltage constant that minimizes the loss of the motor with respect to the DC voltage supplied to the inverter, the rotational speed of the motor, and the torque of the motor. Applying the output voltage of the DC power supply, the rotational speed of the motor detected by the rotational speed detection means, and the torque command to the correlation map for determining the corresponding induced voltage constant, The rotor phase difference of the electric motor is changed according to an induced voltage constant (corresponding to claim 2).
かかる本発明によれば、前記ロータ位相差制御手段は、前記相関マップ用いることによって、電動機の運転条件に応じて電動機の損失が最小となる最適な誘起電圧定数を取得することができ、取得した誘起電圧定数に応じて電動機のロータ位相差を変更することで、前記電動機の運転条件に応じて前記電動機の効率が最大となる前記ロータ位相差を設定することができる。 According to the present invention, the rotor phase difference control means can acquire the optimal induced voltage constant that minimizes the loss of the electric motor according to the operating condition of the electric motor by using the correlation map. By changing the rotor phase difference of the electric motor according to the induced voltage constant, the rotor phase difference at which the efficiency of the electric motor becomes maximum can be set according to the operating condition of the electric motor.
また、前記電動機を、界磁の磁束方向であるd軸上にあるd軸電機子とd軸と直交するq軸上にあるq軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記通電制御手段は、d軸電機子に流れる電流であるd軸電流の実際値と指令値との差を減少させ、また、q軸電機子に流れる電流であるq軸電流の実際値と指令値との差を減少させるように前記通電制御を行い、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と、前記電動機の回転数に応じた角速度とに基いて、前記トルク指令に応じたトルクが得られるd軸電流とq軸電流の組み合わせのうち、前記電動機の損失が最小となる組み合わせを第1のdq電流設定として決定し、該第1のdq電流設定によるd軸電流とq軸電流を供給したときにd軸電機子に生じる誘起電圧とq軸電機子に生じる誘起電圧を、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と前記電動機の回転数とに基いて推定して、該推定したd軸電機子に生じる誘起電圧とq軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和である第1のdq判定電圧が、前記直流電源の出力電圧に応じて設定された制限電圧以下となり、且つ、d軸電流とq軸電流のベクトル和であるdq軸電流の前記第1のdq電流設定による場合の大きさである第1のdq判定電流が所定の制限電流以下となるときに、該第1のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第1のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とする電流指令設定手段を備えたことを特徴とする(請求項3に対応)。 Further, the electric motor is handled by converting it into an equivalent circuit having a d-axis armature on the d-axis that is the magnetic flux direction of the field and a q-axis armature on the q-axis orthogonal to the d-axis. The control means reduces the difference between the actual value of the d-axis current that is the current flowing through the d-axis armature and the command value, and the actual value and command value of the q-axis current that is the current flowing through the q-axis armature. The energization control is performed so as to reduce the difference between the motors, and the torque according to the torque command is determined based on the induced voltage constant of the motor according to the rotor phase difference and the angular velocity according to the rotation speed of the motor. Of the obtained combinations of the d-axis current and the q-axis current, the combination that minimizes the loss of the motor is determined as the first dq current setting, and the d-axis current and the q-axis current according to the first dq current setting are determined. Induced voltage generated in d-axis armature when supplied and q-axis electric machine Is induced based on the induced voltage constant of the motor according to the rotor phase difference and the rotation speed of the motor, and the induced voltage generated in the estimated d-axis armature and the q-axis armature A first dq determination voltage, which is a vector sum of the generated induced voltage, is equal to or lower than a limit voltage set according to the output voltage of the DC power supply, and a dq axis which is a vector sum of the d-axis current and the q-axis current. When the first dq determination current, which is the magnitude of the current based on the first dq current setting, is equal to or less than a predetermined limit current, the d-axis current based on the first dq current setting is used as the d-axis current command. And a current command setting means for setting the q-axis current by the first dq current setting to a command value of the q-axis current (corresponding to claim 3).
かかる発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記電動機の作動条件が前記制限電圧と前記制限電流による制約を受けないものであるときには、前記トルク指令に対して前記電動機の効率が最大となる前記第1のdq電流設定により、d軸電流の指令値とq軸電流の指令値を設定する。そして、これにより、前記電動機を作動させる際の効率を最大にすることができる。 According to this invention, the current command setting means has the maximum efficiency of the motor with respect to the torque command when the operating condition of the motor is not limited by the limit voltage and the limit current. A command value for d-axis current and a command value for q-axis current are set by the first dq current setting. And thereby, the efficiency at the time of operating the electric motor can be maximized.
また、前記電流指令設定手段は、前記第1のdq判定電圧が前記制限電圧以下となり、且つ、前記第1のdq判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときは、dq軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となるd軸電流とq軸電流の組み合わせである第2のdq電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第2のdq電流設定の算出が可能であるときには、該第2のdq電流設定によるd軸電流とq軸電流を供給したときにd軸電機子に生じる誘起電圧とq軸電機子に生じる誘起電圧を、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と前記電動機の回転数とに基いて推定して、該推定したd軸電機子に生じる誘起電圧とq軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和である第2のdq判定電圧が前記制限電圧以下となるときは、前記第2のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第1のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とすることを特徴とする(請求項4に対応)。 Further, the current command setting means is configured such that when the first dq determination voltage is equal to or lower than the limit voltage and the first dq determination current is larger than the limit current, the magnitude of the dq axis current is It is determined whether it is possible to calculate a second dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current at which the motor current becomes the limit current and the torque of the motor becomes maximum, and the second dq When the calculation of the current setting is possible, the induced voltage generated in the d-axis armature and the induced voltage generated in the q-axis armature when the d-axis current and the q-axis current are supplied by the second dq current setting are The vector sum of the induced voltage generated in the estimated d-axis armature and the induced voltage generated in the q-axis armature is estimated based on the induced voltage constant of the motor according to the rotor phase difference and the rotation speed of the motor. The second dq determination voltage is When the voltage is equal to or lower than the limit voltage, the d-axis current based on the second dq current setting is used as the d-axis current command value, and the q-axis current based on the first dq current setting is used as the q-axis current command value. (Corresponding to claim 4).
かかる本発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記電動機の作動条件が前記制限電圧による制約は受けないが、前記制限電流による制約を受けるものであるときには、前記dq電流の大きさが前記制限電流となる範囲で、前記電動機の出力トルクが最大となる前記第2のdq電流設定によりd軸電流の指令値とq軸電流の指令値とを設定する。この場合は、前記電動機の効率は最大にならないが、前記制限電流の範囲内で前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。 According to the present invention, the current command setting means is configured such that when the operating condition of the electric motor is not restricted by the limit voltage, but is restricted by the limit current, the magnitude of the dq current is A command value for the d-axis current and a command value for the q-axis current are set by the second dq current setting that maximizes the output torque of the motor within the range of the limit current. In this case, the efficiency of the electric motor is not maximized, but the controllable range of the electric motor can be expanded within the range of the limited current.
また、前記電流指令設定手段は、前記第2の判定電圧が前記制限電圧よりも高くなるときには、dq軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、dq誘起電圧が前記制限電圧となるd軸電流とq軸電流の組み合わせである第3のdq電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第3のdq電流設定の算出が可能であるときは、該第3のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第3のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とすることを特徴とする(請求項5に対応)。 Further, the current command setting means has a d-axis in which when the second determination voltage becomes higher than the limit voltage, the magnitude of the dq-axis current becomes the limit current, and the dq-induced voltage becomes the limit voltage. It is determined whether or not the third dq current setting that is a combination of the current and the q-axis current can be calculated. When the third dq current setting can be calculated, the third dq current setting is determined. The d-axis current based on the setting is used as a command value for the d-axis current, and the q-axis current based on the third dq current setting is used as the command value for the q-axis current (corresponding to claim 5).
かかる本発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記電動機の作動条件が、前記制限電圧による制約を受けるが、dq誘起電圧が前記制限電圧であるときにdq電流の大きさが前記制限電流以下となる前記第3のdq電流設定の算出が可能であるときには、前記第3のdq電流設定によりd軸電流の指令値とq軸電流の指令値とを設定する。そして、これにより、前記制限電圧と前記制限電流による制約の下で前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。 According to the present invention, the current command setting means is configured such that the operating condition of the electric motor is restricted by the limit voltage, but the dq current magnitude is the limit current when the dq induced voltage is the limit voltage. When the following third dq current setting can be calculated, the d-axis current command value and the q-axis current command value are set by the third dq current setting. And thereby, the controllable range of the electric motor can be expanded under the restriction by the limit voltage and the limit current.
また、前記電流指令設定手段は、前記第1のdq判定電圧が前記制限電圧以下となり、且つ、前記第1のdq判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときは、dq軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となるd軸電流とq軸電流の組み合わせである第2のdq電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第2のdq電流設定の算出が不能であるときには、dq軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となるd軸電流とq軸電流の組み合わせを第4のdq電流設定として決定し、該第4のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第1のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とすることを特徴とする(請求項6に対応)。 Further, the current command setting means is configured such that when the first dq determination voltage is equal to or lower than the limit voltage and the first dq determination current is larger than the limit current, the magnitude of the dq axis current is It is determined whether it is possible to calculate a second dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current at which the motor current becomes the limit current and the torque of the motor becomes maximum, and the second dq When the calculation of the current setting is impossible, the combination of the d-axis current and the q-axis current at which the magnitude of the dq-axis current becomes the limit current and the torque of the motor is maximized is determined as the fourth dq current setting. The d-axis current set by the fourth dq current setting is used as a d-axis current command value, and the q-axis current set by the first dq current setting is used as a q-axis current command value. Corresponds to item 6).
かかる本発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記電動機の作動条件が前記制限電圧による制約を受けないが前記制限電流による制約を受けるときに、前記第2のdq電流設定の算出が不能であるときには、dq軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となる前記第4のdq電流設定によりd軸電流の指令値とq軸電流の指令値を設定する。そして、これにより、前記制限電流の下で前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。 According to the present invention, the current command setting means cannot calculate the second dq current setting when the operating condition of the motor is not restricted by the limit voltage but is restricted by the limit current. Is set, the d-axis current command value and the q-axis current command value are set by the fourth dq current setting in which the magnitude of the dq-axis current becomes the limit current and the torque of the motor becomes maximum. . And thereby, the controllable range of the electric motor can be expanded under the limit current.
また、前記電流指令設定手段は、前記第1のdq判定電圧が前記制限電圧よりも高くなるときは、前記トルク指令に応じたトルクが得られ、且つ、d軸電機子に生じる誘起電圧とq軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和であるdq誘起電圧が前記制限電圧となるd軸電流とq軸電流の組み合わせである第5のdq電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第5のdq電流設定の算出が可能であり、且つ、該第5のdq電流設定によるdq軸電流の大きさである第2のdq判定電流が前記制限電流以下であるときは、該第5のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第5のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とすることを特徴とする(請求項7に対応)。 Further, the current command setting means obtains a torque corresponding to the torque command when the first dq determination voltage is higher than the limit voltage, and generates an induced voltage q generated in the d-axis armature. It is determined whether or not it is possible to calculate the fifth dq current setting, which is a combination of the d-axis current and the q-axis current, in which the dq induced voltage, which is a vector sum of the induced voltage generated in the shaft armature, becomes the limit voltage. When the fifth dq current setting can be calculated and the second dq determination current, which is the magnitude of the dq axis current by the fifth dq current setting, is equal to or less than the limit current, The d-axis current set by the fifth dq current setting is used as a d-axis current command value, and the q-axis current set by the fifth dq current setting is used as a q-axis current command value. Corresponding).
かかる本発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記電動機の作動条件が、前記制限電圧による制約を受け、dq誘起電圧が前記制限電圧であるときに前記トルク指令に応じたトルクが得られる前記第5のdq電流設定の算出が可能であるか否かを判断する。そして、前記第5のdq電流設定の算出が可能であって、前記第5のdq電流設定によるdq軸電流の大きさである前記第2の判定電流が前記制限電流以下であるときは、前記第5のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第5のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とする。この場合、前記トルク指令に応じたトルクを確保することができる。 According to the present invention, the current command setting means can obtain a torque according to the torque command when the operating condition of the motor is restricted by the limit voltage and the dq induced voltage is the limit voltage. It is determined whether or not the fifth dq current setting can be calculated. When the fifth dq current setting can be calculated and the second determination current, which is the magnitude of the dq axis current by the fifth dq current setting, is equal to or less than the limit current, The d-axis current based on the fifth dq current setting is used as the d-axis current command value, and the q-axis current based on the fifth dq current setting is used as the q-axis current command value. In this case, torque according to the torque command can be ensured.
また、前記電流指令設定手段は、前記第5のdq電流設定の算出が可能であり、且つ、前記第2のdq判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときには、dq軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、dq誘起電圧が前記制限電圧となるd軸電流とq軸電流の組み合わせである第3のdq電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第3のdq電流設定の算出が可能であるときは、該第3のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第3のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とすることを特徴とする(請求項8に対応)。 Further, the current command setting means can calculate the fifth dq current setting, and when the second dq determination current is larger than the limit current, the magnitude of the dq axis current is It is determined whether it is possible to calculate a third dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current that is a limiting current and the dq induced voltage is the limiting voltage, and the third dq When the current setting can be calculated, the d-axis current based on the third dq current setting is used as the d-axis current command value, and the q-axis current based on the third dq current setting is used as the q-axis current command value. (Corresponding to claim 8).
かかる本発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記第5のdq電流設定の算出が可能であるが、前記第2の判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときは、dq軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、dq誘起電圧が前記制限電圧となるd軸電流とq軸電流の組み合わせである第3のdq電流設定の算出が可能であるか否かを判断する。そして、前記第3のdq電流設定の算出が可能であるときは、前記第3のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第3のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とする。そして、これにより、前記制限電圧と前記制限電流による制約を受ける範囲内で前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。 According to the present invention, the current command setting means can calculate the fifth dq current setting, but when the second determination current is larger than the limit current, It is determined whether it is possible to calculate a third dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current whose magnitude is the limit current and whose dq induced voltage is the limit voltage. When the third dq current setting can be calculated, the d-axis current based on the third dq current setting is used as a command value for the d-axis current and the q-axis current based on the third dq current setting. Is the command value of the q-axis current. As a result, the controllable range of the electric motor can be expanded within a range that is restricted by the limit voltage and the limit current.
また、前記電流指令設定手段は、前記第1のdq判定電圧が前記制限電圧よりも高くなるときは、前記トルク指令に応じたトルクが得られ、且つ、d軸電機子に生じる誘起電圧とq軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和であるdq誘起電圧が前記制限電圧となるd軸電流とq軸電流の組み合わせである第5のdq電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第5のdq電流設定の算出が不能であるときは、dq誘起電圧が前記制限電圧となり、且つ、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数に対して、前記電動機のトルクが最大となるd軸電流とq軸電流の組み合わせである第6のdq電流設定を算出し、該第6のdq電流設定によるdq軸電流の大きさである第3のdq判定電流が前記制限電流以下であるときは、該第6のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第6のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とすることを特徴とする(請求項9に対応)。 Further, the current command setting means obtains a torque corresponding to the torque command when the first dq determination voltage is higher than the limit voltage, and generates an induced voltage q generated in the d-axis armature. It is determined whether or not it is possible to calculate the fifth dq current setting, which is a combination of the d-axis current and the q-axis current, in which the dq induced voltage, which is a vector sum of the induced voltage generated in the shaft armature, becomes the limit voltage. When the calculation of the fifth dq current setting is impossible, the dq induced voltage becomes the limit voltage, and the torque of the motor with respect to the induced voltage constant of the motor according to the rotor phase difference. The sixth dq current setting that is a combination of the d-axis current and the q-axis current that maximizes the dq-axis current is calculated, and the third dq determination current that is the magnitude of the dq-axis current by the sixth dq current setting is the limit. When the current is less than The d-axis current based on the dq current setting of 6 is used as the command value for the d-axis current, and the q-axis current based on the sixth dq current setting is used as the command value for the q-axis current. ).
かかる本発明によれば、前記電動機の作動条件が前記制限電圧による制約を受け、前記第5のdq電流設定の算出が不能であるときは、dq誘起電圧が前記制限電圧となり、且つ、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数に対して、前記電動機のトルクが最大となる前記第6のdq電流設定を算出し、前記第6のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に前記第6のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とする。この場合、前記制限電圧による制限の下で、前記電動機のトルクを最大にすることができ、前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。 According to the present invention, when the operating condition of the motor is restricted by the limit voltage and the calculation of the fifth dq current setting is impossible, the dq induced voltage becomes the limit voltage, and the rotor The sixth dq current setting that maximizes the torque of the motor is calculated with respect to the induced voltage constant of the motor according to the phase difference, and the d-axis current by the sixth dq current setting is calculated as the d-axis current. The q-axis current based on the sixth dq current setting is used as the command value for the q-axis current. In this case, the torque of the electric motor can be maximized under the restriction by the restriction voltage, and the controllable range of the electric motor can be expanded.
また、前記電流指令設定手段は、前記第5の電流設定の算出が不能であり、且つ、前記第3のdq判定電流が前記制限電流よりも大きくなるときには、dq軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、dq誘起電圧が前記制限電圧となるd軸電流とq軸電流の組み合わせである第3のdq電流設定の算出が可能であるか否かを判断し、該第3のdq電流設定の算出が可能であるときは、該第3のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第3のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とすることを特徴とする(請求項10に対応)。 Further, the current command setting means cannot calculate the fifth current setting, and when the third dq determination current is larger than the limit current, the magnitude of the dq axis current is the limit. It is determined whether it is possible to calculate a third dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current, which is a current and the dq induced voltage is the limit voltage, and the third dq current is determined. When the setting can be calculated, the d-axis current set by the third dq current setting is used as the d-axis current command value, and the q-axis current set by the third dq current setting is set as the q-axis current command value. (Corresponding to claim 10).
かかる本発明によれば、前記電流指令設定手段は、前記電動機の作動条件が、前記制限電圧による制約を受けるが、dq誘起電圧が前記制限電圧であるときにdq電流の大きさが前記制限電流以下となる前記第3のdq電流設定の算出が可能であるときには、前記第3のdq電流設定によりd軸電流の指令値とq軸電流の指令値とを設定する。そして、これにより、前記制限電圧と前記制限電流による制約の下で前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。 According to the present invention, the current command setting means is configured such that the operating condition of the electric motor is restricted by the limit voltage, but the dq current magnitude is the limit current when the dq induced voltage is the limit voltage. When the following third dq current setting can be calculated, the d-axis current command value and the q-axis current command value are set by the third dq current setting. And thereby, the controllable range of the electric motor can be expanded under the restriction by the limit voltage and the limit current.
本発明の実施の形態について、図1〜図25を参照して説明する。図1は本発明の電動機の制御装置の制御ブロック図、図2は図1に示した2重ロータを備えた電動機の構成図、図3及び図4は外側ロータと内側ロータの位相差を変更することによる効果の説明図、図5は電動機の制御装置の全体的な動作を示すフローチャート、図6〜図8はロータ位相差を変更することによる電動機の制御可能範囲の拡大効果の説明図、図9〜図11は最大効率制御を行うための最適な誘起電圧定数を決定するためのマップの作成手順の説明図、図12は最大効率制御を行うための最適な誘起電圧定数を算出する処理のフローチャート、図13は誘起電圧定数をロータ位相差に変換するマップの説明図、図14〜図22は最適な電流指令値を決定する方法の説明図、図23〜図25は最大効率制御及び電動機の制御可能範囲の拡大を行うための電流指令値を設定する処理のフローチャートである。 Embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a control block diagram of an electric motor control apparatus according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram of an electric motor including the double rotor shown in FIG. 1, and FIGS. 3 and 4 are for changing a phase difference between an outer rotor and an inner rotor. FIG. 5 is a flowchart showing the overall operation of the motor control device, and FIGS. 6 to 8 are explanatory diagrams of the expansion effect of the controllable range of the motor by changing the rotor phase difference. FIGS. 9 to 11 are explanatory diagrams of a procedure for creating a map for determining the optimum induced voltage constant for performing the maximum efficiency control, and FIG. 12 is a process for calculating the optimum induced voltage constant for performing the maximum efficiency control. FIG. 13 is an explanatory diagram of a map for converting an induced voltage constant into a rotor phase difference, FIGS. 14 to 22 are explanatory diagrams of a method for determining an optimum current command value, and FIGS. Controllable range of motor It is a flowchart of a process for setting a current command value for performing expansion of.
図1を参照して、本発明の電動機の制御装置(以下、電動機制御装置という)は、2重ロータを備えたDCブラシレスモータである電動機1の作動を制御するものである。先ず、図2〜図4を参照して、電動機1の構成について説明する。
Referring to FIG. 1, a motor control device (hereinafter referred to as a motor control device) of the present invention controls the operation of a
図2に示したように、電動機1は、永久磁石11a,11bの界磁が周方向に沿って等間隔に配置された内側ロータ11と、永久磁石12a,12bの界磁が周方向に沿って等間隔に配置された外側ロータ12と、内側ロータ11及び外側ロータ13に対する回転磁界を発生させるための電機子10aを有するステータ10とを備えたDCブラシレスモータである。なお、内側ロータ11と外側ロータ12のうちの一方が本発明の第1ロータに相当し、他方が本発明の第2ロータに相当する。
As shown in FIG. 2, the
内側ロータ11と外側ロータ12は、共に回転軸が電動機1の回転軸2と同軸となるように同心円状に配置されている。そして、内側ロータ11においては、S極を回転軸2側とする永久磁石11aとN極を回転軸2側とする永久磁石11bが交互に配置されている。同様に、外側ロータ12においても、S極を回転軸2側とする永久磁石12aとN極を回転軸2側とする永久磁石12bが交互に配置されている。
The
そして、電動機1は、外側ロータ12と内側ロータ11の位相差であるロータ位相差を変更するために、遊星歯車機構等の相対回転機構(図示しない)を備えており、該相対回転機構をアクチュエータ25(図1参照)により作動させることによって、ロータ位相差を変更することができる。なお、アクチュエータ25としては、例えば電動機や油圧によるものを用いることができる。また、相対回転機構とアクチュエータ25とにより、本発明のロータ位相差変更手段が構成される。
The
また、外側ロータ12と内側ロータ11の位相差は、少なくとも電気角で180度の範囲で進角側又は遅角側に変更可能に構成され、電動機1の状態は、外側ロータ12の永久磁石12a,12bと内側ロータ11の永久磁石11a,11bが同極同士を対向して配置された界磁弱め状態と、外側ロータ12の永久磁石12a,12bと内側ロータ11の永久磁石11a,11bが異極同士を対向して配置された界磁強め状態との間で、適宜設定可能となっている。
The phase difference between the
図3(a)は界磁強め状態を示しており、外側ロータ12の永久磁石12a,12bの磁束Q2と内側ロータ11の永久磁石11a,11bの磁束Q1の向きが同一であるため、合成された磁束Q3が大きくなる。一方、図3(b)は界磁弱め状態を示しており、外側ロータ12の永久磁石12a,12bの磁束Q2と内側ロータ11の永久磁石11a,11bの磁束Q1の向きが逆であるため、合成された磁束Q3が小さくなる。
FIG. 3 (a) shows a field strengthening state. Since the directions of the magnetic flux Q2 of the
図4は、図3(a)の状態と図3(b)の状態において、電動機1を所定回転数で作動させた場合にステータ10の電機子に生じる誘起電圧を比較したグラフであり、縦軸が誘起電圧(V)に設定され、横軸が電気角(度)に設定されている。図中aが図3(a)の状態(界磁強め状態)であり、bが図3(b)の状態(界磁弱め状態)である。図4から、外側ロータ12と内側ロータ11の位相差を変更することで、生じる誘起電圧のレベルが大幅に変化していることがわかる。
FIG. 4 is a graph comparing the induced voltages generated in the armature of the
そして、このように、外側ロータ12と内側ロータ11の位相差を変更して、界磁の磁束を増減させることにより、電動機1の誘起電圧定数Keを変化させることができる。これにより、誘起電圧定数Keが一定である場合に比べて、電動機1の出力及び回転数に対する運転可能領域を拡大することができる。また、dq座標変換により、d軸(界磁軸)側の電機子に通電して界磁弱め制御を行う場合に比べて、電動機1の損失が減少するため、電動機の効率を高めることができる。
Thus, the induced voltage constant Ke of the
次に、図1を参照して、電動機制御装置の構成について説明する。電動機制御装置は、電動機1を界磁方向をd軸としd軸と直交する方向をq軸とした2相直流の回転座標系による等価回路に変換して扱い、外部から与えられるトルク指令Tr_cに応じたトルクが電動機1から出力されるように、電動機1に対する通電量を制御するものである。
Next, the configuration of the motor control device will be described with reference to FIG. The motor controller treats the
電動機制御装置はCPU、メモリ等により構成された電子ユニットであり、トルク指令Tr_cと電動機1の回転数Nmと電動機1の誘起電圧定数の算出値Ke_sとに基いて、d軸側の電機子(以下、d軸電機子という)に流れる電流(以下、d軸電流という)の指令値Id_cとq軸側の電機子(以下、q軸電機子という)に流れる電流(以下、q軸電流という)の指令値Iq_cとを算出する電流指令算出部50(本発明の電流指令設定手段に相当する)、及び電流センサ61,62により検出されてBP(バンドパス)フィルタ57により不要成分が除去された電流検出信号と、レゾルバ70により検出される外側ロータ12のロータ角度θmとに基いて、3相/dq変換によりd軸電流の検出値Id_sとq軸電流の検出値Iq_sとを算出する3相/dq変換部56を備えている。
The motor control device is an electronic unit composed of a CPU, a memory, and the like. Based on the torque command Tr_c, the rotation speed Nm of the
また、電動機制御装置は、d軸電流の指令値Id_cと検出値Id_sとの偏差ΔIdを算出する減算器51、q軸電流の指令値Iq_cと検出値Iq_sとの偏差ΔIqを算出する減算器52、ΔId及びΔIqに基いてd軸電機子に印加する電圧(以下、d軸電圧という)の指令値Vd_cとq軸電機子に印加する電圧(以下、q軸電圧という)の指令値Vq_cとを決定する電流FB(フィードバック)制御部53、Vd_cとVq_cを角度θと大きさrに変換するrθ変換部54、及び直流電圧Vdcからθとrに応じた3相交流電圧を生成して電動機1に出力するPWM演算部55(本発明のインバータの機能を含む)を備えている。
The motor control device also includes a
なお、減算器51、減算器52、電流FB制御部53、rθ変換部54、BPフィルタ57、及び3相/dq変換部56により本発明の通電制御手段が構成される。
The
さらに、電動機制御装置は、レゾルバ70により検出される電動機1のロータ角度θmを微分して電動機1の回転数Nmを出力する微分器71(本発明の回転数検出手段に相当する)、トルク指令値Tr_cと直流電源(図示しない)の出力電圧Vdcと電動機の回転数Nmとに基いて最適な誘起電圧定数の指令値Ke_cを算出するKe指令値算出部90、位相差検出器26によるロータ位相差の検出値θd_sに応じた誘起電圧定数Ke_sを算出するKe算出部92、Ke_cとKe_sの偏差ΔKeを算出する減算器91、及びKe_sとΔKeからロータ位相差の指令値θd_cを算出してアクチュエータ25に出力する位相差制御部80を備えている。なお、Ke指令算出部90、減算器91、Ke算出部92、位相差制御部80、及び位相差検出器26により、本発明のロータ位相差制御手段が構成される。
Further, the motor control device differentiates the rotor angle θm of the
次に、図5に示したフローチャートに従って、電動機1の効率が最大となるように電動機1の作動を制御する「最大効率制御」を実行するための、Ke指令算出部90による最適な誘起電圧定数の指令値Ke_cの算出処理と、電流指令算出部50によるd軸指令値Id_c及びq軸電流指令値Iq_cの算出処理について説明する。
Next, in accordance with the flowchart shown in FIG. 5, the optimum induced voltage constant by the Ke
図5のSTEP1〜STEP3はKe指令算出部90による処理であり、Ke算出部90は、STEP1で直流電源の出力電圧Vdc、トルク指令Tr_c、及び電動機1の回転数Nmを取得する。そして、続くSTEP2で、予めメモリ(図示しない)に記憶されたVdc,Tr_c,Nmに対して「最大効率制御」の実行に最適な誘起電圧定数を決定するための相関マップに、STEP1で取得した(Vdc,Tr_c,Nm)を適用して得られるKeを、誘起電圧定数の指令値Ke_cに決定する。
ここで、図6は電動機1のd軸電機子に生じる誘起電圧とq軸電機子に生じる誘起電圧のベクトル和であるdq誘起電圧Voが、制限電圧Vom(PWM演算部55から出力可能なdq電圧(d軸電圧とq軸電圧のベクトル和)の上限値付近に設定される)となる基底回転数以下の領域において、電動機1の出力トルクが一定である場合の効率、総損失、鉄損、銅損、及びd軸電流とq軸電流のベクトル和であるdq軸電流の変化を示したものであり、左側の縦軸が損失、右側の縦軸が効率、横軸がd軸電流とq軸電流間の位相(電流位相)βに設定されている。
Here, FIG. 6 shows that the dq induced voltage Vo, which is the vector sum of the induced voltage generated in the d-axis armature of the
そして、図中aが効率、bが総損失、cが鉄損、dが銅損、eがdq軸電流の大きさの変化を示している。図6において、P10は一定トルクを得るために必要なdq軸電流の大きさが最小となる(トルク/dq軸電流の大きさが最大となる)点であり、P11は一定トルクを得る際の損失が最小(効率が最大)となる点である。 In the figure, a represents the efficiency, b represents the total loss, c represents the iron loss, d represents the copper loss, and e represents the change in the magnitude of the dq-axis current. In FIG. 6, P 10 is constant torque the magnitude of the dq-axis current necessary for obtaining a is minimum (torque / dq axis magnitude of the current is maximized) is a point, P 11 obtains a constant torque This is the point at which the loss at the time is minimum (efficiency is maximum).
図6に示したように、基底回転数以下の領域においては、一定トルクを得る際にdq軸電流の大きさを最小とする「最大トルク/電流制御」と、一定トルクを得る際に電動機1の効率を最大とする「最大効率制御」とでは、選択されるd軸電流とq軸電流間の位相βが異なる。そして、一般に、「最大効率制御」では電流を進角させて鉄損を減少させるために電流が消費されるので、一定トルクを得る際に必要なdq軸電流の大きさは、「最大トルク/電流制御」よりも「最大効率制御」の方が多くなる。そのため、供給可能なdq軸電流の制約により、「最大効率制御」により電動機1を運転することができないときには、「最大トルク/電流制御」により電動機1を運転することで電動機1の制御可能範囲を拡大することができる。
As shown in FIG. 6, in the region below the base rotational speed, “maximum torque / current control” that minimizes the magnitude of the dq-axis current when obtaining a constant torque, and the
そして、Ke指令算出部90により、トルク指令値Tr_c、電動機1の回転数Nm、及び直流電源の出力電圧Vdcに応じて電動機1の誘起電圧定数Keを適切に変更することによって、「最大効率制御」による電動機1の運転が可能な範囲を拡大することができる。
Then, the Ke
ここで、図7(a)は誘起電圧定数Keを中間にした場合の電動機1のトルクと回転数との関係を示したものであり、縦軸がトルク(Tr)に設定され、横軸が回転数(Nm)に設定されている。また、図7(b)は誘起電圧定数Keを最大、中間、最小の三段階に切り換えた場合の電動機1のトルクと回転数との関係を示したものであり、図7(a)と同様に、縦軸がトルク(Tr)に設定され、横軸が回転数(Nm)に設定されている。
Here, FIG. 7 (a) shows the relationship between the torque and the rotational speed of the
図7(a)において、A10の範囲(y10の境界線,Tr軸,Nm軸により囲まれた範囲)は、「最大効率制御」による電動機1の制御可能範囲を示し、A10+B10の範囲(Tr=Tr10の直線,x10の境界線,Tr軸,Nm軸により囲まれた範囲)は、「最大出力制御」(界磁弱め電流を加えて、電動機の動作範囲を拡大する制御)による制御可能範囲を示している。
In FIG. 7A, the range of A 10 (the range surrounded by the boundary of y 10 , the Tr axis, and the Nm axis) indicates the controllable range of the
図7(b)において、A11の範囲(y11の境界線,Tr軸,Nm軸により囲まれた範囲)は、誘起電圧定数Keを最大としたときの「最大効率制御」による電動機1の制御可能範囲を示している。また、A11+B11の範囲(Tr=Tr11の直線,x11の境界線,Tr軸,Nm軸により囲まれた範囲)は、誘起電圧定数Keを最大としたときの「最大出力制御」による制御可能範囲を示している。
In FIG. 7B, the range of A 11 (the range surrounded by the boundary line of y 11 , the Tr axis, and the Nm axis) is the range of the
A12の範囲(y12の境界線,Tr軸,Nm軸により囲まれた範囲)は、誘起電圧定数Keを中間としたときの「最大効率制御」による電動機1の制御可能範囲を示している。また、A12+B12の範囲(Tr=Tr12の直線,x12の境界線,Tr軸,Nm軸により囲まれた範囲)は、誘起電圧定数Keを中間としたときの「最大出力制御」による制御可能範囲を示している。
The range of A 12 (the range surrounded by the boundary line of y 12 , the Tr axis, and the Nm axis) indicates the controllable range of the
A13の範囲(y13の境界線,Tr軸,Nm軸により囲まれた範囲)は、誘起電圧定数Keを最小としたときの「最大効率制御」による電動機1の制御可能範囲を示している。また、A13+B13の範囲(Tr=Tr13の直線,x13の境界線,Tr軸,Nm軸により囲まれた範囲)は、誘起電圧定数Keを最小としたときの「最大出力制御」による制御可能範囲を示している。
The range of A 13 (the range surrounded by the boundary line of y 13 , the Tr axis, and the Nm axis) indicates the controllable range of the
図7(a)に示した誘起電圧定数Keが固定である場合に比べて、図7(b)では、誘起電圧定数Keを増大させることにより、図中の矢印Ar2で示したように、「最大効率制御」による電動機1の制御可能範囲を出力トルクTrを増加させる方向に拡大することができる。また、誘起電圧定数Keを減少させることにより、図中の矢印Ar1で示したように、「最大効率制御」による電動機1の制御可能範囲を回転数Nmを増加させる方向に拡大することができる。
Compared to the case where the induced voltage constant Ke shown in FIG. 7A is fixed, in FIG. 7B, by increasing the induced voltage constant Ke, as shown by the arrow Ar2 in the figure, “ The controllable range of the
図8(a)は、図7(b)のP20(誘起電圧定数Keが最大、中間、最小のいずれの場合でも、「最大効率制御」による制御可能範囲内にある点)において、一定のトルクが得られる場合のd軸電流とq軸電流間の位相(電流位相)の変化を示したものであり、左側の縦軸がdq軸電流の大きさ及び電動機1の損失に設定され、右側の縦軸が電動機1の効率に設定され、横軸が電流位相に設定されている。
FIG. 8A shows a constant value at P 20 in FIG. 7B (a point within the controllable range by the “maximum efficiency control” regardless of whether the induced voltage constant Ke is maximum, intermediate, or minimum). The change in the phase (current phase) between the d-axis current and the q-axis current when torque is obtained is shown. The left vertical axis is set to the magnitude of the dq-axis current and the loss of the
そして、図8(a)中、a11は誘起電圧定数Keを最大としたときの効率を示し、a12は誘起電圧定数Keを中間としたときの効率を示し、a13は誘起電圧定数Keを最小としたときの効率を示している。また、P31はa11において効率が最大となる点、P32はa12において効率が最大となる点、P33はa13において効率が最大となる点である。 Then, in FIG. 8 (a), a 11 denotes the efficiency in the case of the maximum induced voltage constant Ke, a 12 denotes the efficiency in the case of the moderate induced voltage constant Ke, a 13 is the induced voltage constant Ke The efficiency is shown when is minimized. P 31 is a point where the efficiency is maximum at a 11 , P 32 is a point where the efficiency is maximum at a 12 , and P 33 is a point where the efficiency is maximum at a 13 .
また、b11は誘起電圧定数Keを最大としたときの損失を示し、b12は誘起電圧定数Keを中間としたときの損失を示し、b13は誘起電圧定数Keを最小としたときの損失を示している。そして、P34はb11において損失が最小となる点、P35はb12において損失が最小となる点、P36はb13において損失が最小となる点である。 B 11 represents a loss when the induced voltage constant Ke is maximized, b 12 represents a loss when the induced voltage constant Ke is intermediate, and b 13 represents a loss when the induced voltage constant Ke is minimized. Is shown. P 34 is a point where the loss is minimized at b 11 , P 35 is a point where the loss is minimized at b 12 , and P 36 is a point where the loss is minimized at b 13 .
また、c11は誘起電圧定数Keを最大としたときのdq軸電流の大きさを示し、c12は誘起電圧定数Keを中間としたときのdq軸電流の大きさを示し、c13は誘起電圧定数Keを最小としたときのdq軸電流の大きさを示している。そして、P37はc11においてdq軸電流の大きさが最小となる点、P38はc12においてdq軸電流の大きさが最小となる点、P39はc13においてdq軸電流が最小となる点である。 C 11 represents the magnitude of the dq-axis current when the induced voltage constant Ke is maximized, c 12 represents the magnitude of the dq-axis current when the induced voltage constant Ke is intermediate, and c 13 represents the induced voltage constant. The magnitude of the dq axis current when the voltage constant Ke is minimized is shown. P 37 is the point where the magnitude of the dq-axis current is minimum at c 11 , P 38 is the point where the magnitude of the dq-axis current is minimum at c 12 , and P 39 is the minimum of the dq-axis current at c 13 . It is a point.
図8(a)のa11〜a13とc11〜c13から、「最大効率制御」によるdq軸電流の設定(P31,P32,P33)と「最大トルク/電流制御」によるdq軸電流の設定(P37,P38,P39)とでは、電流位相が異なり、「最大トルク/電流制御」の方が「最大効率制御」よりもdq軸電流の大きさが小さくなることが分かる。また、(P31,P32,P33)から、誘起電圧定数Keを変更することによって、一定トルクを得る際の電動機1の効率を大きくすることができることが分かる。
From a 11 ~a 13 and c 11 to c 13 in FIG. 8 (a), dq by setting the dq-axis current according to the "maximum efficiency control" and (P 31, P 32, P 33) "maximum torque / current control" The current phase is different from the setting of the shaft current (P 37 , P 38 , P 39 ), and the magnitude of the dq axis current is smaller in “maximum torque / current control” than in “maximum efficiency control”. I understand. It can also be seen from (P 31 , P 32 , P 33 ) that the efficiency of the
また、図8(b)は、図7(b)のP21(誘起電圧定数Keが最大、中間、最小のいずれの場合でも、「最大効率制御」による制御可能範囲外にある点)において、一定の出力トルクを得る場合の電流位相の変化を示したものであり、図8(a)と同様に、左側の縦軸がdq軸電流の大きさ及び電動機1の損失に設定され、右側の縦軸が電動機1の効率に設定され、横軸が電流位相に設定されている。
Further, FIG. 8B shows P 21 in FIG. 7B (the point where the induced voltage constant Ke is outside the controllable range by the “maximum efficiency control” in any case of the maximum, middle and minimum). FIG. 9 shows the change in the current phase when a constant output torque is obtained. As in FIG. 8A, the left vertical axis is set to the magnitude of the dq axis current and the loss of the
そして、図8(b)中、a21は誘起電圧定数Keを最大としたときの効率を示し、a22は誘起電圧定数Keを中間としたときの効率を示し、a23は誘起電圧定数Keを最小としたときの効率を示している。また、P41はa21において効率が最大となる点、P42はa22において効率が最大となる点、P43はa23において効率が最大となる点である。 In FIG. 8B, a 21 indicates the efficiency when the induced voltage constant Ke is maximized, a 22 indicates the efficiency when the induced voltage constant Ke is intermediate, and a 23 indicates the induced voltage constant Ke. The efficiency is shown when is minimized. Further, the point P 41 is composed efficiency maximum in a 21, P 42 is the point at which the efficiency is maximum at a 22, P 43 is the point at which the efficiency is maximum at a 23.
また、b21は誘起電圧定数Keを最大としたときの損失を示し、b22は誘起電圧定数Keを中間としたときの損失を示し、b23は誘起電圧定数Keを最小としたときの損失を示している。また、c21は誘起電圧定数Keを最大としたときのdq軸電流の大きさを示し、c22は誘起電圧定数Keを中間としたときのdq軸電流の大きさを示し、c23は誘起電圧定数Keを最小としたときのdq軸電流の大きさを示している。そして、P47はc21においてdq軸電流の大きさが最小となる点、P48はc22においてdq軸電流の大きさが最小となる点、P49はc23においてdq軸電流の大きさが最小となる点である。 B 21 indicates a loss when the induced voltage constant Ke is maximized, b 22 indicates a loss when the induced voltage constant Ke is intermediate, and b 23 indicates a loss when the induced voltage constant Ke is minimized. Is shown. C 21 represents the magnitude of the dq-axis current when the induced voltage constant Ke is maximized, c 22 represents the magnitude of the dq-axis current when the induced voltage constant Ke is intermediate, and c 23 represents the induced voltage constant. The magnitude of the dq axis current when the voltage constant Ke is minimized is shown. P 47 is the point where the magnitude of the dq axis current is minimum at c 21 , P 48 is the point where the magnitude of the dq axis current is minimum at c 22 , and P 49 is the magnitude of the dq axis current at c 23 . Is the point where is the smallest.
図8(b)においても、a21〜a23とc21〜c23から、「最大効率制御」によるdq軸電流の設定(P41,P42,P43)と「最大トルク/電流制御」によるdq軸電流の設定(P47,P48,P49)とでは、電流位相が異なることがわかる。また、(P41,P42,P43)から、誘起電圧定数Keを変更することによって、一定トルクを得る際の電動機1の効率を増大させることができることが分かる。
Also in FIG. 8 (b), the from a 21 ~a 23 and c 21 to c 23, setting of the dq-axis current according to the "maximum efficiency control" (P 41, P 42, P 43) and "maximum torque / current control" It can be seen that the current phase is different from the dq-axis current setting (P 47 , P 48 , P 49 ). It can also be seen from (P 41 , P 42 , P 43 ) that the efficiency of the
次に、図9〜図11を参照して、図5のSTEP2で使用される相関マップの作成手順について説明する。図9は、直流電源の出力電圧Vdcの設定が3段階(Vdc=V1,V2,V3)に切換えられるときに、各出力電圧に対して最適な誘起電圧定数Keを決定する最適Keマップを作成する手順を示している。
Next, a procedure for creating a correlation map used in
図9のS1,S2は、出力電圧Vdc=V1に対する最適KeマップKM1を作成する処理であり、S1では、各段階の誘起電圧定数Ke(Ke=Ke1,Ke2,Ke3,Ke4、Ke4<Ke3<Ke2<Ke1)について、電動機1のトルクTrと回転数Nmを可変した場合のdq軸電流をプロットしたdq電流マップを作成する。具体的には、図10(a)に示したように、(Vdc=V1,Ke=Ke1)の条件下で、回転数Nmと出力トルクTrを可変したときの電動機1の損失をプロットして、損失マップM11を作成する。なお、このプロットの作業は実験やコンピュータシミュレーションにより行う。
S1 and S2 in FIG. 9 are processes for creating the optimum Ke map KM1 for the output voltage Vdc = V1, and in S1, the induced voltage constants Ke (Ke = Ke1, Ke2, Ke3, Ke4, Ke4 <Ke3 < For Ke2 <Ke1), a dq current map is created by plotting the dq axis current when the torque Tr and the rotational speed Nm of the
また、同様にして、(Vdc=V1,Ke=Ke2)の条件下での損失マップM12、(Vdc=V1,Ke=Ke3)の条件下での損失マップM13、及び(Vdc=V1,Ke=Ke4)の条件下での損失マップM14を作成する。そして、S2で、このようにして作成した4つの損失マップM11,M12,M13,M14を比較して、(トルクTr,回転数Nm)の各プロット点について損失が最小となる誘起電圧定数Keを選択した最適KeマップKM1を作成する。 Similarly, the loss map M 12 under the condition of (Vdc = V1, Ke = Ke2), the loss map M 13 under the condition of (Vdc = V1, Ke = Ke3), and (Vdc = V1, to create a loss map M 14 under the conditions of Ke = Ke4). In S2, the four loss maps M 11 , M 12 , M 13 , and M 14 created in this way are compared, and the induction that minimizes the loss at each plot point of (torque Tr, rotation speed Nm) is performed. An optimum Ke map KM1 is generated by selecting the voltage constant Ke.
最適KeマップKM1は、図10(b)に示したように、トルクTrと回転数Nmに対して、電動機1の損失が最小となる誘起電圧定数Keを決定するものであり、例えば、図中(Tr,Nm)=(Tr10,Nm10)の条件に対しては、誘起電圧定数Ke=Ke1が決定される。
As shown in FIG. 10B, the optimum Ke map KM1 determines an induced voltage constant Ke that minimizes the loss of the
また、S3,S4は出力電圧Vdc=V2に対する最適Keマップを作成する処理であり、上述したS1,S2の処理と同様にして、S3で(Vdc=V2,Ke=Ke1)の条件下での損失マップM21、(Vdc=V2,Ke=Ke2)の条件下での損失マップM22、(Vdc=V2,Ke=Ke3)の条件下での損失マップM23、(Vdc=V2,Ke=Ke4)の条件下での損失マップM24が作成され、S4でVdc=V2の条件下での最適KeマップKM2が作成される。 S3 and S4 are processes for creating an optimum Ke map for the output voltage Vdc = V2, and in the same manner as the processes of S1 and S2 described above, the conditions under S3 (Vdc = V2, Ke = Ke1) are used. Loss map M 21 , loss map M 22 under the condition of (Vdc = V2, Ke = Ke2), loss map M 23 under the condition of (Vdc = V2, Ke = Ke3), (Vdc = V2, Ke = The loss map M 24 under the condition of Ke4) is created, and the optimum Ke map KM2 under the condition of Vdc = V2 is created at S4.
また、S5,S6は出力電圧Vdc=V3に対する最適Keマップを作成する処理であり、上述したS1,S2及びS3,S4の処理と同様にして、S5で(Vdc=V3,Ke=Ke1)の条件下での損失マップM31、(Vdc=V3,Ke=Ke2)の条件下での損失マップM32、(Vdc=V3,Ke=Ke3)の条件下での損失マップM33、(Vdc=V3,Ke=Ke4)の条件下での損失マップM34が作成され、S6でVdc=V3の条件下での最適KeマップKM3が作成される。 S5 and S6 are processes for creating an optimum Ke map for the output voltage Vdc = V3. In the same manner as the processes of S1, S2 and S3, S4 described above, in S5 (Vdc = V3, Ke = Ke1). Loss map M 31 under conditions, loss map M 32 under conditions of (Vdc = V3, Ke = Ke2), loss map M 33 under conditions of (Vdc = V3, Ke = Ke3), (Vdc = The loss map M 34 under the condition of V3, Ke = Ke4) is created, and the optimum Ke map KM3 under the condition of Vdc = V3 is created at S6.
以上説明した図9のS1〜S6の処理により、図11(a)に示したように、Vdc=V1に対する最適KeマップKM1、Vdc=V2に対する最適KeマップKM2、及びVdc=V3に対する最適KeマップKM3からなる相関マップが作成される。図11(b)は、最適KeマップKM1,KM2,KM3における誘起電圧定数Keの設定例であり、縦軸がトルクTr(力行トルク及び回生トルク)に設定され、横軸が回転数Nmに設定されている。 As described above, the optimum Ke map KM1 for Vdc = V1, the optimum Ke map KM2 for Vdc = V2, and the optimum Ke map for Vdc = V3 as shown in FIG. A correlation map consisting of KM3 is created. FIG. 11B is a setting example of the induced voltage constant Ke in the optimum Ke maps KM1, KM2, and KM3. The vertical axis is set to the torque Tr (power running torque and regenerative torque), and the horizontal axis is set to the rotational speed Nm. Has been.
そして、図11(b)中、D1が誘起電圧定数Ke1が選択される範囲、D2が誘起電圧定数Ke2が選択される範囲、D3が誘起電圧定数Ke3が選択される範囲、D4が誘起電圧定数K4が選択される範囲である。このように、電動機1の回転数が増加するに従って誘起電圧定数をKe1→Ke2→Ke3→Ke4と減少させることによって、「最大効率制御」による電動機1の制御可能範囲を拡大することができる。
In FIG. 11B, D1 is a range where the induced voltage constant Ke1 is selected, D2 is a range where the induced voltage constant Ke2 is selected, D3 is a range where the induced voltage constant Ke3 is selected, and D4 is an induced voltage constant. K4 is the selected range. Thus, the controllable range of the
なお、相関マップではなく、各誘起電圧定数Ke(Ke=Ke1,Ke2,Ke3,Ke4)について、電源電圧Vdc、トルク指令Tr_c、及び回転数Nmの条件下で必要となるdq軸電流を算出し、該dq軸電流での電動機1のトルクが最大となるKeのうち、電動機1の損失が最小となるものを最適Keとして決定するようにしてもよい。図12はこのようにdq軸電流を算出して、最適Keを決定する処理のフローチャートである。
Not the correlation map but the dq-axis current required for each induced voltage constant Ke (Ke = Ke1, Ke2, Ke3, Ke4) under the conditions of the power supply voltage Vdc, the torque command Tr_c, and the rotation speed Nm. Of the Kes that maximize the torque of the
図12のフローチャートでは、先ずSTEP10で、直流電源の出力電圧Vdcと、トルク指令Tr_cと、回転数Nmとを取得する。そして、STEP11〜STEP16のループを、Ke(n)=Ke(1),Ke(2),Ke(3),Ke(4)について実行し、STEP12でVdc,Tr_c,Nm,K(n)に応じた電流指令値(Id_c(n),Iq_c(n))を、後述する電流指令算出部50による場合と同様にして算出する。また、続くSTEP13でKe(n),Id_c(n),Iq_c(n)での電動機1のトルクTr(n)を後述する式(7)により算出し、STEP14でKe(n),Id_c(n),Iq_c(n)での電動機1の損失Wloss(n)を後述する式(8)〜式(10)により算出する。そして、STEP15でTr(n)とWloss(n)をメモリ(図示しない)に記憶する。
In the flowchart of FIG. 12, first, in
そして、STEP17で、電動機1のトルクTr(n)が最大となるKe(n)のうち、損失Wloss(n)が最小となるものを、最適Keとして決定する。これにより、上述した最適Keマップの検索による場合と同様に、トルク指令Tr_cに対して、電動機1の損失が最小となる誘起電圧定数Keを決定することができる。
Then, in
次に、図5のSTEP3で、Ke指令算出部90は、STEP2で決定した最適Keを誘起電圧定数の指令値Ke_cとして位相差制御部80(図1参照)に出力する。続くSTEP4は位相差制御部80による処理であり、位相差制御部80は、図13に示したKe/θd変換マップにKe_cを適用して、対応するθdをロータ位相差の指令値θd_cとして決定する。なお、Ke/θdマップは実験やコンピュータシミュレーションにより作成され、Ke/θdマップのデータは予めメモリに記憶されている。
Next, in
そして、位相差制御部80は、ロータ位相差の指令値θd_cをアクチュエータ25に出力し、これにより、アクチュエータ25が電動機1のロータ位相差をθd_cとし、電動機1の誘起電圧定数Keが最適Keに制御される。
Then, the phase
続くSTEP5は電流指令算出部50(図1参照)により処理であり、電流指令算出部50は、基本的には「最大効率制御」によりd軸電流の指令値Id_c及びq軸電流の指令値Iq_cを算出して、減算器51,52(図1参照)に出力する。
Subsequent STEP 5 is processing by the current command calculation unit 50 (see FIG. 1). The current
先ず、図14〜図20を参照して、電流指令値算出部50によるd軸電流の指令値I_c及びq軸電流の指令値Iq_cの算出処理の基本的な考え方について説明する。図14(a)に示した電動機1のd軸側の等価回路、及び図14(b)に示した電動機1のq軸側の等価回路から、Ke指令算出部90により算出された最適Keに対応する鎖交磁束Ψaの下で、電流の関係式は以下の式(1)〜式(4)で表され、電圧方程式は以下の式(5)及び式(6)で表される。
First, the basic concept of the d-axis current command value I_c and the q-axis current command value Iq_c calculation processing by the current command
但し、ω:電動機1の角速度、Lq:q軸電機子のインダクタンス、Rc:q軸電機子及びd軸電機子のコイル抵抗。
Where ω: angular velocity of the
但し、Ψa:最適Keに対応する鎖交磁束、Ld:d軸電機子のインダクタンス。 Where Ψa is the flux linkage corresponding to the optimum Ke, and Ld is the inductance of the d-axis armature.
但し、Ra:d軸電機子及びq軸電機子のコイル抵抗Rc以外の抵抗成分。 However, Ra: Resistance component other than the coil resistance Rc of the d-axis armature and the q-axis armature.
また、電動機1のトルクTは、以下の式(7)で算出することができる。
Further, the torque T of the
但し、Pn:極対数。 Where P n is the number of pole pairs.
また、電動機1の銅損Wcは以下の式(8)で算出することができ、電動機1の鉄損Wiは以下の式(9)で算出することができる。そして、電動機1の損失は以下の式(10)で算出することができる。
Further, the copper loss Wc of the
ここで、角速度ωとトルクTrによる電動機1の作動状態が与えられたときに、損失Wlossを最小にする(電動機1の効率を最大にする)条件は以下の式(11)となり、該条件は上記式(7)〜式(10)により以下の式(12)で与えられれる。
Here, when the operating state of the
上記式(12)の関係を満たすIodが得られると、Ioqは上記式(7)から以下の式(13)で与えられる。そして、d軸電流Idとq軸電流Iqは以下の式(14)、式(15)で与えられる。 When Iod satisfying the relationship of the above equation (12) is obtained, Ioq is given by the following equation (13) from the above equation (7). The d-axis current Id and the q-axis current Iq are given by the following expressions (14) and (15).
なお、Ld=Lqの非突極型の電動機の場合の条件式は以下の式(16)となり、Iodは角速度ωのみの関数として、以下の式(17)で表される。 The conditional expression in the case of a non-salient pole type motor with Ld = Lq is the following expression (16), and Iod is expressed by the following expression (17) as a function of only the angular velocity ω.
次に、図15(a)は、縦軸をq軸電流Iqとし横軸をd軸電流IdとしたId−Iq平面上に、電動機1の角速度ωが一定であるときに「最大効率制御」を実現するd軸電流Idとq軸電流Iqの組み合わせ(Id,Iq)(以下、電流ベクトルという)の軌跡である最大効率曲線L(L0,L1,L2,L3,L4)と、電動機1のトルクが一定となる電流ベクトルの軌跡である定トルク曲線T(T1,T2,T3)を表したものである。
Next, FIG. 15A shows “maximum efficiency control” when the angular velocity ω of the
図15(a)において、L0はω=ω0=0の最大効率曲線、L1はω=ω1の最大効率曲線、L2はω=ω2の最大効率曲線、L3はω=ω3の最大効率曲線、L4はω=ω4=∞の最大効率曲線である(ω0<ω1<ω2<ω3<ω4)。また、T1はTr=Tr1の定トルク曲線、T2はTr=Tr2の定トルク曲線、T3はTr=Tr3の定トルク曲線である。 In FIG. 15 (a), the maximum efficiency curve of L0 ω = ω 0 = 0, the maximum efficiency curve L1 is ω = ω 1, the maximum efficiency curve L2 is ω = ω 2, L3 is a maximum of omega = omega 3 The efficiency curve, L4, is the maximum efficiency curve with ω = ω 4 = ∞ (ω 0 <ω 1 <ω 2 <ω 3 <ω 4 ). Further, T1 is a constant torque curve of Tr = Tr 1, T2 is constant torque curve of Tr = Tr 2, T3 is the constant torque curve of Tr = Tr 3.
角速度ωが0であるとときは鉄損が0となるため、L0は銅損が最小となる最大トルク/電流曲線と一致する。また、最大効率曲線Lは、角速度ωの増加に従って図15(a)の左方向に移動し(L0→L1→L2→L3→L4)、角速度ωが∞であるL4では鉄損に対して銅損が無視できるため、L4は鉄損が最小となる最大トルク/磁束曲線と一致する。そして、電動機1の作動条件としてあるトルク指令Trxと角速度ωxが与えられたときに、「最大効率制御」を実現する電流ベクトルは、Tr=Trxの定トルク曲線とω=ωxの最大効率曲線の交点となる。
When the angular velocity ω is 0, the iron loss is 0, so L0 matches the maximum torque / current curve where the copper loss is minimized. Further, the maximum efficiency curve L moves to the left in FIG. 15A as the angular velocity ω increases (L0 → L1 → L2 → L3 → L4). In L4 where the angular velocity ω is ∞, the copper loss against the iron loss is increased. Since the loss is negligible, L4 matches the maximum torque / flux curve that minimizes the iron loss. When a torque command Trx and an angular velocity ωx as operating conditions of the
次に、d軸電機子に生じる誘起電圧Vodとq軸電機子に生じる誘起電圧Voqのベクトル和であるdq誘起電圧Voの大きさは以下の式(18)で表され、d軸電機子の端子間電圧とq軸電機子の端子間電圧のベクトル和である端子間電圧Vaの大きさは以下の式(19)で表される。 Next, the magnitude of the dq induced voltage Vo, which is the vector sum of the induced voltage Vod generated in the d-axis armature and the induced voltage Voq generated in the q-axis armature, is expressed by the following equation (18). The magnitude of the inter-terminal voltage Va, which is the vector sum of the inter-terminal voltage and the inter-terminal voltage of the q-axis armature, is expressed by the following equation (19).
そして、等価弱め界磁制御により端子電圧Vaを制限電圧Vom以下に抑える制御が可能となる。誘起電圧Voを制限電圧Vomに維持するとき、Vo=Vomを上記式(18)に代入して以下の式(20)を得ることができる。 And it becomes possible to control the terminal voltage Va below the limit voltage Vom by equivalent field weakening control. When the induced voltage Vo is maintained at the limit voltage Vom, Vo = Vom can be substituted into the above equation (18) to obtain the following equation (20).
上記式(20)は、Id−Iq平面上では楕円(定誘起電圧楕円)となる。定誘起電圧楕円は角速度ωが上昇するに従って径が減少していく。図15(b)は、縦軸をq軸電流Iqとし横軸をd軸電流IdとしたId−Iq平面上に、定誘起電圧楕円N(N1,N2,N3)と、定トルク曲線T(T1,T2,T3)と、最大トルク/磁束曲線L3を表したものである。 The above equation (20) becomes an ellipse (constant induced voltage ellipse) on the Id-Iq plane. The diameter of the constant induced voltage ellipse decreases as the angular velocity ω increases. FIG. 15B shows a constant induced voltage ellipse N (N1, N2, N3) and a constant torque curve T (on the Id-Iq plane with the vertical axis representing the q-axis current Iq and the horizontal axis representing the d-axis current Id. T1, T2, T3) and the maximum torque / magnetic flux curve L3.
図15(b)において、N1はω=ω1の定誘起電圧楕円、N2はω=ω2の定誘起電圧楕円、N3はω=ω3の定誘起電圧楕円である(ω1<ω2<ω3)。また、T1はTr=Tr1の定トルク曲線、T2はTr=Tr2の定トルク曲線、T3はTr=Tr3の定トルク曲線である。例えば、ω=ω1という一定値であれば、電動機1の負荷が増加するに従って、制限電圧Vomの下での電流ベクトルは、図中の矢印Ar3で示したように、ω=ω1の定誘起電圧楕円N1上をP21→P22→P23と移動する。
In FIG. 15 (b), N1 is omega = omega 1 of the constant induced voltage ellipse, N2 is constant induced voltage ellipse of ω = ω 2, N3 is a constant induced voltage ellipse of ω = ω 3 (ω 1 <
上記式(20)より、角速度ω及びq軸電流Iqが与えられれば、以下の式(21)の条件下で、d軸電流Idを以下の式(22)及び式(23)により求めることができる。 If the angular velocity ω and the q-axis current Iq are given from the above equation (20), the d-axis current Id can be obtained by the following equations (22) and (23) under the condition of the following equation (21). it can.
このように、q軸電流Iqに対して2種類のd軸電流Idを算出することができるが、電流値が小さいほど好ましいので、図15(b)のP21,P22のような負荷状態では上記式(22)によりIdを算出し、負荷が増加してId=−Ψa/Ldとなった後は上記式(23)によりIdを算出する。そして、電流ベクトルが最大トルク/磁束曲線L4との交点P23に達したときに、トルクが最大となる。 In this way, two types of d-axis current Id can be calculated with respect to the q-axis current Iq, but the smaller the current value, the better. Therefore, the load states such as P 21 and P 22 in FIG. Then, Id is calculated by the above equation (22), and after the load increases to Id = −Ψa / Ld, Id is calculated by the above equation (23). When the current vector reaches the intersection P 23 with maximum torque / flux curve L4, the torque is maximized.
また、電動機1の電機子に供給される電流が制限されるときは、制限電流Iamを半径とする定電流円(制限電流円)内で電動機1の運転が可能である。その際、定誘起電圧楕円上の電流ベクトルを選択して電動機1を作動させることが、電動機1の損失を最小にする運転方法である。
When the current supplied to the armature of the
以上説明した各種の条件の下で設定すべき電流ベクトルの指令値(Id_c,Iq_c)の選択方法は、以下のようにまとめられる。 The selection method of the current vector command values (Id_c, Iq_c) to be set under the various conditions described above is summarized as follows.
[最大効率制御領域]誘起電圧Voが低速度運転領域では制限電圧Vomまでの電圧に余裕があるため、制限電流Iamのみを考慮すればよい。このとき、電動機1の効率を最大とするには、上記式(14),式(15)によりd軸電流Idとq軸電流を算出すればよい(上記式(12),式(13)を満たすIod,Ioqを用いる)。
[Maximum Efficiency Control Region] Since the induced voltage Vo has a margin in the voltage up to the limit voltage Vom in the low speed operation region, only the limit current Iam needs to be considered. At this time, in order to maximize the efficiency of the
ここで、図16(a)は、縦軸をq軸電流Iqとし横軸をd軸電流IdとしたId−Iq平面上に、最大効率曲線L(L10,L11,L12,L13,L14,L15,L16,L17,L18)と、定トルク曲線T(T1,T2,T3)と、定誘起電圧楕円N(N10,N11,N12,N13,N14,N15)と、制限電流円AMとを表したものである。
Here, FIG. 16A shows a maximum efficiency curve L (L 10 , L 11 , L 12 , L 13 on the Id-Iq plane where the vertical axis is q-axis current Iq and the horizontal axis is d-axis current Id. , L 14 , L 15 , L 16 , L 17 , L 18 ), a constant torque curve T (
図16(a)において、L10はω=ω10(=0)の最大効率曲線(最大トルク/電流曲線)、L11はω=ω11の最大効率曲線、L12はω=ω12の最大効率曲線、L13はω=ω13の最大効率曲線、L14はω=ω14の最大効率曲線、L15はω=ω15の最大効率曲線、L16はω=ω16の最大効率曲線、L17はω=ω17の最大効率曲線、L18はω=ω18(=∞)の最大効率曲線(最大トルク/磁束曲線)である(ω10<ω11<ω12<ω13<ω14<ω15<ω16<ω17<ω18)。 In FIG. 16A, L 10 is a maximum efficiency curve (maximum torque / current curve) of ω = ω 10 (= 0), L 11 is a maximum efficiency curve of ω = ω 11 , and L 12 is ω = ω 12 . Maximum efficiency curve, L 13 is the maximum efficiency curve at ω = ω 13 , L 14 is the maximum efficiency curve at ω = ω 14 , L 15 is the maximum efficiency curve at ω = ω 15 , L 16 is the maximum efficiency at ω = ω 16 A curve, L 17 is a maximum efficiency curve of ω = ω 17 , and L 18 is a maximum efficiency curve (maximum torque / magnetic flux curve) of ω = ω 18 (= ∞) (ω 10 <ω 11 <ω 12 <ω 13 <Ω 14 <ω 15 <ω 16 <ω 17 <ω 18 ).
また、T1はTr=Tr1の定トルク曲線、T2はTr=Tr2の定トルク曲線、T3はTr=Tr3の定トルク曲線である。また、N11はω=ω11の定誘起電圧楕円、N12はω=ω12の定誘起電圧楕円、N13はω=ω13の定誘起電圧楕円、N14はω=ω14の定誘起電圧楕円、N15はω=ω15の定誘起電圧楕円、N16はω=ω16の定誘起電圧楕円、N17はω=ω17の定誘起電圧楕円である。 Further, T1 is a constant torque curve of Tr = Tr 1, T2 is constant torque curve of Tr = Tr 2, T3 is the constant torque curve of Tr = Tr 3. N 11 is a constant induced voltage ellipse with ω = ω 11 , N 12 is a constant induced voltage ellipse with ω = ω 12 , N 13 is a constant induced voltage ellipse with ω = ω 13 , and N 14 is a constant induced voltage ellipse with ω = ω 14 . The induced voltage ellipse, N 15 is a constant induced voltage ellipse with ω = ω 15 , N 16 is a constant induced voltage ellipse with ω = ω 16 , and N 17 is a constant induced voltage ellipse with ω = ω 17 .
「最大効率制御」におけるd軸電流Idとq軸電流Iqの組み合わせは、図16(a)の最大効率曲線Lとなる。最大効率曲線L上でd軸電流Idとq軸電流Iqのベクトル和の大きさI(=√(Id2+Iq2))が制限電流Iamとなるとき(I=Iam)に、最大効率での発生トルクが最大となる。そして、電流位相を減少させていくと効率は最大ではなくなるが、最大トルク/電流曲線L10に近づきながらトルクが増大する。最大トルク発生時は、最大トルク/電流曲線L10と制限電流円AMとの交点P52(Ida,Iqa)での電流設定となり、IdaとIqaは以下の式(24),式(25)により算出することができる。 The combination of the d-axis current Id and the q-axis current Iq in the “maximum efficiency control” is the maximum efficiency curve L in FIG. On the maximum efficiency curve L, when the magnitude I (= √ (Id 2 + Iq 2 )) of the vector sum of the d-axis current Id and the q-axis current Iq becomes the limit current Iam (I = Iam), the maximum efficiency Generated torque is maximized. The efficiency As you decrease the current phase is no longer a maximum, torque increases while approaching the maximum torque / current curve L 10. Maximum torque at the time occurrence, maximum torque / current curve L 10 and limit current circle AM and the intersection P 52 (Ida, IQA) becomes the current settings in, Ida and IQA the following equation (24), the equation (25) Can be calculated.
このときの電機子鎖交磁束は以下の式(26)で表され、dq誘起電圧Vo(=ωΨoa)が制限電圧Vomに達する角速度ωbaseは以下の式(27)で与えられる。 The armature flux linkage at this time is expressed by the following equation (26), and the angular velocity ω base at which the dq induced voltage Vo (= ωψoa) reaches the limit voltage Vom is given by the following equation (27).
図16(a)では、最大トルク/電流曲線L10が制限電流円AMと交わる点P52で、定誘起電圧楕円N10が交わっているため、ω11がωbaseとなり、ω11以上の角速度では電流ベクトル(Id,Iq)をP52に制御することができなくなる。この場合、最大の発生トルクで電動機1を運転できる角速度の上限値(基底速度)ωbaseまでが、「定トルク運転領域」となる。この「定トルク運転領域」では、dq軸電流の大きさI及びdq誘起電圧Voは、I=Iam、Vo<Vomとなっている。
In FIG. 16 (a), a maximum torque / current curve L 10 P 52 that intersects the limitation current circle AM, because the constant induced voltage ellipse N 10 is crossed, omega 11 is omega base becomes, omega 11 or more angular velocity in can not be controlled current vector (Id, Iq) to P 52. In this case, the upper limit value (base speed) ω base of the angular velocity at which the
図16(b)は図16(a)を縦軸をトルク(Tr)に設定し、横軸を角速度(ω)に設定して表したものであり、ω=0からω11の範囲が「定トルク運転領域」となる。 FIG. 16B shows FIG. 16A with the vertical axis set to torque (Tr) and the horizontal axis set to angular velocity (ω), and the range from ω = 0 to ω 11 is “ “Constant torque operation range”.
[第1の等価弱め界磁領域]角速度がωbeseを超える速度領域では、制限電流Iamに加えて制限電圧Vomも考慮する必要がある。このとき、制限電圧Vomのみを考慮してトルクが最大となるのが、「最大トルク/磁束制御」である。「最大トルク/磁束制御」では制限電流Iamによる制限を考慮していないため、制限電流Iamによる制限を考慮すると適用範囲が限定される。すなわち、図16(a)に示した最大トルク/磁束曲線L18が電流制限円AMの内側に存在しない範囲では、「最大トルク/磁束制御」の適用は不可能である。 [First equivalent field weakening region] In the velocity region where the angular velocity exceeds ω bese , it is necessary to consider the limiting voltage Vom in addition to the limiting current Iam. At this time, it is the “maximum torque / magnetic flux control” that maximizes the torque in consideration of only the limit voltage Vom. Since “maximum torque / magnetic flux control” does not consider the limitation by the limit current Iam, the range of application is limited when the limitation by the limit current Iam is considered. That is, in the range where the maximum torque / magnetic flux curve L 18 shown in FIG. 16A does not exist inside the current limit circle AM, the application of “maximum torque / magnetic flux control” is impossible.
ここで、点P52での運転(Idq=Iamでの「最大トルク/電流制御」)及び「最大トルク/磁束制御」ができない速度領域において、発生トルクが最大となるのは電流ベクトルを電流制限円AMと定電圧制限楕円の交点P54(ω=ω11の場合)やP56(ω=ω12の場合)に制御したときであり、このときのd軸電流Idbとq軸電流Iqbは以下の式(28)、式(29)により算出することができる。 Here, in the speed region where the operation at the point P 52 (“maximum torque / current control” at Idq = Iam) and “maximum torque / flux control” cannot be performed, the generated torque is maximized because the current vector is current-limited. The control is performed at the intersection P 54 (when ω = ω 11 ) or P 56 (when ω = ω 12 ) of the circle AM and the constant voltage limiting ellipse. At this time, the d-axis current Idb and the q-axis current Iqb are It can be calculated by the following equations (28) and (29).
この制御モードは、等価弱め界磁制御において、dq軸電流Idqを制限電流Iamとした場合に相当し、dq軸電流の大きさIとdq誘起電圧Voは常にI=Iam、Vo=Vomとなっている。 This control mode corresponds to the case where the dq-axis current Idq is set to the limit current Iam in the equivalent field-weakening control, and the dq-axis current magnitude I and the dq-induced voltage Vo are always I = Iam and Vo = Vom. .
ここで、図17(a)は、縦軸をq軸電流Iqとし横軸をd軸電流IdとしたId−Iq平面上に、最大トルク/電流曲線Q20、最大トルク/磁束曲線R20、制限電流円AM、定誘起電圧楕円N20(ω=ω20),N21(ω=ω21),N22(ω=ω22)を示したものである。また、図17(b)は図17(a)を縦軸をトルク(Tr)に設定し横軸を角速度(ω)に設定して表したものである。 Here, FIG. 17A shows a maximum torque / current curve Q 20 , a maximum torque / magnetic flux curve R 20 on the Id-Iq plane where the vertical axis is q-axis current Iq and the horizontal axis is d-axis current Id. The limit current circle AM, the constant induced voltage ellipse N 20 (ω = ω 20 ), N 21 (ω = ω 21 ), and N 22 (ω = ω 22 ) are shown. FIG. 17B shows FIG. 17A with the vertical axis set to torque (Tr) and the horizontal axis set to angular velocity (ω).
Ψdmin=Ψa−LdIam≧0の場合、図17(a)に示したように、最大トルク/磁束曲線R20が電流制限円AMの外側に存在するため、「最大トルク/磁束制御」を適用することができない。したがって、定電圧制限楕円N22が電流制限円AMと接する角速度ω22で、電流ベクトル(Id,Iq)は点Pc(Id=−Iam,Iq=0)に到達して電動機1の出力トルクが0となる(出力限界)。出力限界となる角速度ωc(図17(a)ではω22)は以下の式(30)、式(31)で算出することができる。
When Ψdmin = Ψa−LdIam ≧ 0, as shown in FIG. 17A, the maximum torque / magnetic flux curve R 20 exists outside the current limit circle AM, so “maximum torque / magnetic flux control” is applied. I can't. Therefore, at the angular velocity ω 22 at which the constant voltage limit ellipse N 22 is in contact with the current limit circle AM, the current vector (Id, Iq) reaches the point Pc (Id = −Iam, Iq = 0) and the output torque of the
[第2の等価弱め界磁制御]次に、図18(a)は図17(a)と同様に、縦軸をq軸電流Iqとし横軸をd軸電流IdとしたId−Iq平面上に、最大トルク/電流曲線Q30、最大トルク/磁束曲線R30、制限電流円AM、定誘起電圧楕円N30(ω=ω30),N31(ω=ω31)を示したものである。また、図18(b)は図18(a)を縦軸をトルク(Tr)に設定し横軸を角速度(ω)に設定して表したものである。 [Second Equivalent Field-weakening Control] Next, FIG. 18A is similar to FIG. 17A, on the Id-Iq plane where the vertical axis is the q-axis current Iq and the horizontal axis is the d-axis current Id. The maximum torque / current curve Q 30 , the maximum torque / magnetic flux curve R 30 , the limit current circle AM, the constant induced voltage ellipse N 30 (ω = ω 30 ), N 31 (ω = ω 31 ) are shown. FIG. 18B shows FIG. 18A with the vertical axis set to torque (Tr) and the horizontal axis set to angular velocity (ω).
Ψdmin=Ψa−LdIam<0の場合、図18(a)に示したように、最大トルク/磁束曲線R30が電流制限円AMの内側に存在するため、高速領域で「最大トルク/磁束制御」に移行することができる。ここで、制限電流Iamによる制限がなく制限電圧Vomによる制限のみを考慮して最大のトルク出力を得るには、「最大トルク/磁束制御」を適用すればよい。このときの電流ベクトル(Idc,Iqc)は、最大トルク/磁束曲線R30と定誘起電圧楕円N31の交点として、以下の式(32)〜式(34)による角速度ωの関数により算出することができる。 In the case of Ψ dmin = Ψa−LdIam <0, as shown in FIG. 18A, the maximum torque / magnetic flux curve R 30 exists inside the current limit circle AM. Can be transferred to. Here, “maximum torque / magnetic flux control” may be applied in order to obtain the maximum torque output in consideration of the limitation by the limiting voltage Vom without the limitation by the limiting current Iam. The current vector (Idc, Iqc) at this time is calculated by the function of the angular velocity ω according to the following equations (32) to (34) as the intersection of the maximum torque / magnetic flux curve R 30 and the constant induced voltage ellipse N 31. Can do.
この場合、算出される電流ベクトル(Id,Iq)=(Idc,Iqc)は、図18(a)の最大トルク/磁束曲線R30上を速度の上昇に従って点Mに向かって移動する。この制御モードでは、IdqとVdqは、Idq<Iam、Vo=Vomとなっている。また、図18(b)では、図17(b)に対して算出可能な電流ベクトル(Id,Iq)の範囲が拡大されている。 In this case, the current vector calculated (Id, Iq) = (Idc , Iqc) moves toward the point M in accordance with the maximum torque / flux curve R 30 on increasing the speed of FIG. 18 (a). In this control mode, Idq and Vdq are Idq <Iam and Vo = Vom. In FIG. 18B, the range of current vectors (Id, Iq) that can be calculated with respect to FIG. 17B is expanded.
次に、図19〜図22は、上述した図16(a)の条件の下で、電動機1の角速度ωがω10(図19(a)),ω11(図19(b)),ω12(図20(a)),ω13(図20(b)),ω14(図21(a)),ω15(図21(b)),ω16(図22(a)),ω17(図22(b))である場合(ω10<ω11<ω12<ω13<ω14<ω15<ω16<ω17)に設定可能な電流ベクトル(Id,Iq)の軌跡を示したものである。
Next, FIGS. 19 to 22 show that the angular velocity ω of the
図19(a)では、電圧及び電流による制約を受けないため、電流ベクトル(Id,Iq)の軌跡Ve1は、ω=ω10の最大効率曲線(最大トルク/電流曲線)L10を電流制限円AMとの交点P52まで移動する。この場合、「最大効率制御」により最大Tr3までのトルクを得ることができる。 In FIG. 19 (a), the order not constrained by voltage and current, the current vector (Id, Iq) trajectories Ve1 of, omega = omega 10 maximum efficiency curve (maximum torque / current curve) L 10 a current limit circle to move to the intersection P 52 of the AM. In this case, the torque up to the maximum Tr 3 can be obtained by the “maximum efficiency control”.
図19(b)では、電流ベクトル(Id,Iq)の軌跡Ve2は、ω=ω11の最大効率曲線L11と電流制限円AMとの交点P53まで、L11上を移動して「最大効率制御」を行うことができる。そして、P53から電流による制約を受けるが、ω=ω11の定誘起電圧楕円N11と電流制限円AMが交わり電圧による制約を受けるようになるP52まで、電流制限円AM上で最大Tr3までのトルクを得ることができる。 In FIG. 19 (b), the locus Ve2 of the current vector (Id, Iq) is to the intersection P 53 with maximum efficiency curve L 11 and the current limit circle AM of omega = omega 11, "maximum moving on the L 11 "Efficiency control" can be performed. Then, a constant induced voltage ellipse N 11 of ω = ω 11 intersects with the current limiting circle AM and is limited by the voltage from P 53 , but the maximum Tr on the current limiting circle AM until P 52 where the voltage is limited. Torque up to 3 can be obtained.
図20(a)では、電流ベクトル(Id,Iq)の軌跡Ve3は、ω=ω12の最大効率曲線L12と電流制限円AMとの交点P55まで、L12上を移動して「最大効率制御」を行うことができる。そして、P55から電流による制約を受けるが、ω=ω12の定誘起電圧楕円N12と電流制限円AMが交わり電圧による制約を受けるようになるP52まで、電動機1を作動させることができる。この場合、トルクTr3を得ることができない。
In FIG. 20 (a), the locus Ve3 of the current vector (Id, Iq) is to the intersection P 55 with maximum efficiency curve ω = ω 12 L 12 and a current limit circle AM, "maximum by moving the L 12 on "Efficiency control" can be performed. The
図20(b)では、電流ベクトル(Id,Iq)の軌跡Ve4は、ω=ω13の最大効率曲線L13と電流制限円AMとの交点P57まで、L13上を移動して「最大効率制御」を行うことができる。そして、P57から電流による制約を受けるが、ω=ω13の定誘起電圧楕円N13と電流制限円AMが交わり電圧による制約を受けるようになるP56まで、電動機1を作動させることができる。この場合、得られる最大トルクは図20(a)よりもさらに減少する。
In FIG. 20 (b), the locus Ve4 of the current vector (Id, Iq) is to the intersection P 57 with maximum efficiency curve L 13 and the current limit circle AM of omega = omega 13, "maximum moving on the L 13 "Efficiency control" can be performed. The
図21(a)では、電流ベクトル(Id,Iq)の軌跡Ve5は、ω=ω14の最大効率曲線L14とω=ω14の定誘起電圧楕円N14との交点P59まで、L14上を移動して「最大効率制御」を行うことができる。そして、P59から電圧による制約を受けるが、定誘起電圧楕円N14と電流制限円AMが交わり電流による制約を受けるようになるP58まで、電動機1を作動させることができる。この場合、得られる最大トルクは図20(b)よりもさらに減少する。
In FIG. 21 (a), the locus Ve5 of the current vector (Id, Iq) is to the intersection P 59 of the constant induced voltage ellipse N 14 of the maximum efficiency curve L 14 and omega = omega 14 of ω = ω 14, L 14 You can move up to perform “maximum efficiency control”. The
図21(b)では、電流ベクトル(Id,Iq)の軌跡Ve6は、ω=ω15の最大効率曲線L15とω=ω15の定誘起電圧楕円N15がP75から重なっているため、電圧による制約を受けてN15上を移動し、「最大効率制御」を行うことができない。そして、定誘起電圧楕円N15と電流制限円AMが交わり電流による制約を受けるようになるP60まで、電動機1を作動させることができる。この場合、得られる最大トルクは図21(a)よりもさらに減少する。
In FIG. 21 (b), the locus Ve6 of the current vector (Id, Iq), because the constant induced voltage ellipse N 15 maximum efficiency curve L 15 and omega = omega 15 of omega = omega 15 are overlapped from the P 75, It is not possible to perform “maximum efficiency control” by moving over N 15 due to voltage restrictions. Then, the
図22(a)では、ω=ω16の最大効率曲線L16がω=ω16の定誘起電圧楕円N16の外側にあるため、電圧による制約を受けて「最大効率制御」を行うことができない。そして、電流ベクトル(Id,Iq)の軌跡Ve7は、定誘起電圧楕円N16と電流制限円AMが交わり電流による制約を受けるようになるP61まで、N16上を移動する。この場合、得られる最大トルクは図21(b)よりもさらに減少する。 In FIG. 22 (a), the order maximum efficiency curve L 16 of omega = omega 16 is outside of the constant induced voltage ellipse N 16 of omega = omega 16, and constrained by voltage be performed "maximum efficiency control" Can not. The locus Ve7 of the current vector (Id, Iq) moves on N 16 until P 61 where the constant induced voltage ellipse N 16 and the current limiting circle AM intersect and is restricted by the current. In this case, the maximum torque that can be obtained is further reduced as compared with FIG.
図22(b)では、ω=ω17の最大効率曲線L17がω=ω17の定誘起電圧楕円N17の外側にあるため、電圧による制約を受けて「最大効率制御」を行うことができない。そして、電流ベクトル(Id,Iq)の軌跡Ve8は、定誘起電圧楕円N17と最大トルク/磁束曲線L18が交わるP62まで、N17上を移動する。この場合、得られる最大トルクは図22(a)よりもさらに減少する。 In FIG. 22 (b), the order maximum efficiency curve L 17 of omega = omega 17 is outside of the constant induced voltage ellipse N 17 of omega = omega 17, and constrained by voltage be performed "maximum efficiency control" Can not. The locus Ve8 of the current vector (Id, Iq) moves on N 17 until P 62 where the constant induced voltage ellipse N 17 and the maximum torque / flux curve L 18 intersect. In this case, the maximum torque that can be obtained is further reduced as compared with FIG.
以上の説明に基き、図5のSTEP5における電流指令算出部50による電流指令値(d軸電流の指令値Id_c_及びq軸電流の指令値Iq_c)の設定処理について、図23〜図25に示したフローチャートに従って説明する。
Based on the above description, FIG. 23 to FIG. 25 show the setting process of the current command values (the d-axis current command value Id_c_ and the q-axis current command value Iq_c) by the current
電流指令算出部50は、図23のSTEP20で、直流電源の出力電圧Vdcから制限電圧Vomを算出し、微分器71(図1参照)により算出される電動機1の回転数Nmから電動機1の角速度ωを算出し、Ke指令算出部90により算出された最適Keであるときの鎖交磁束Ψaを算出する。
In
そして、続くSTEP21で、上記式(7)及び式(12)〜式(15)にトルク指令Tr_cとSTEP20で算出した鎖交磁束Ψaを代入して、第1のdq電流設定(Id1,Iq1)を算出する。また、STEP22で上記式(6)の(Id,Iq)=(Id1,Iq1)として、dq誘起電圧Vo1(本発明の第1のdq判定電圧に相当する)を算出する。
In subsequent STEP 21, the first dq current setting (Id1, Iq1) is obtained by substituting the torque command Tr_c and the interlinkage magnetic flux Ψa calculated in
次のSTEP23で、電流指令算出部50は、dq誘起電圧Vo1が制限電圧Vom以下であるか否かを判断し、dq誘起電圧Vo1が制限電圧Vom以下であるときはSTEP24に進み、dq誘起電圧Vo1が制限電圧Vomよりも高いときは図25のSTEP70に分岐する。また、続くSTEP24で第1のdq電流設定によるdq軸電流の大きさ(√(Id12+Iq12)、本発明の第1のdq判定電流に相当する)が制限電流Iam以下であるか否かを判断し、該dq軸電流の大きさが制限電流Iam以下であるときはSTEP25に進み、該dq軸電流の大きさが制限電流Iamよりも大きいときにはSTEP30に分岐する。
In the next STEP23, the current
STEP25に進んだ場合は、制限電圧Vom及び制限電流Iamによる制約を受けない作動条件であるので、「最大効率制御」の実行が可能である。そのため、STEP25で、電流指令算出部50は、STEP21で算出した第1のdq電流設定(Id1,Iq1)をd軸電流及びq軸電流の指令値(Id_c,Iq_c)とする。そして、STEP26に進み、電流指令算出部50は電流指令値の算出処理を終了する。
When the process proceeds to STEP 25, since the operating condition is not restricted by the limiting voltage Vom and the limiting current Iam, the “maximum efficiency control” can be executed. Therefore, in
また、STEP30に分岐した場合は、制限電流Vomの制約は受けないが制限電流Iamによる制約を受ける作動条件である。そこで、STEP30で、電流指令算出部50は、上記式(7)及び以下の式(35)を満たす第2のdq電流設定の算出が可能か否かを判断する。第2のdq電流設定は、定トルク曲線と電流制限円との交点の電流ベクトルとなる。
Further, when branching to STEP 30, the operating condition is not limited by the limiting current Vom but is limited by the limiting current Iam. Therefore, in
そして、第2のdq電流設定の算出が可能であるときは図24のSTEP40に分岐し、電流指令算出部50は、第2のdq電流設定による電流ベクトル(Id2,Iq2)を算出する。また、STEP41で、電流指令算出部50は、上記式(6)の(Id,Iq)=(Id2,Iq2)としてdq誘起電圧Vo2(本発明の第2のdq判定電圧に相当する)を算出する。
When the second dq current setting can be calculated, the process branches to STEP 40 in FIG. 24, and the current
続くSTEP42で、電流指令算出部50は、dq誘起電圧Vo2が制限電圧Vom以下であるか否かを判断する。そして、dq誘起電圧Vo2が制限電圧Vom以下であるときはSTEP43に進み、電流指令算出部50は、STEP40で算出した第2のdq電流設定(Id2,Iq2)をd軸電流及びq軸電流の指令値(Id_c,Iq_c)とする。そして、図23のSTEP26に進み、電流指令算出部50は電流指令値の算出処理を終了する。
In subsequent STEP 42, the current
一方、STEP42でdq誘起電圧Voが制限電圧Vomよりも高いときにはSTEP50に分岐し、電流指令算出部50は、上記式(20)及び式(35)による第3のdq電流設定の算出が可能であるか否かを判断する。第3のdq電流設定の算出が可能であるのは、以下の式(36)の条件が成立する場合であり、第3のdq電流設定は電流制限円と定誘起電圧楕円の交点の電流ベクトルとなる。
On the other hand, when the dq induced voltage Vo is higher than the limit voltage Vom in STEP42, the process branches to STEP50, and the current
そして、第3のdq電流設定の算出が可能であるときはSTEP51に進み、電流指令算出部50は、第3のdq電流設定(Id3,Iq3)を算出し、STEP52で該第3のdq電流設定(Id3,Iq3)をd軸電流及びq軸電流の指令値(Id_c,Iq_c)とする。そして、図23のSTEP26に進み、電流指令算出部50は電流指令値の設定処理を終了する。
When the calculation of the third dq current setting is possible, the process proceeds to STEP 51, where the current
また、STEP50で第3のdq電流設定(Id3,Iq3)の算出が不能であるときにはSTEP60に分岐し、電流指令算出部50は、以下の式(37),式(38)により電流指令値を設定する。そして、図23のSTEP26に進み、電流指令算出部50は電流指令値の設定処理を終了する。
Further, when the calculation of the third dq current setting (Id3, Iq3) is impossible in STEP50, the process branches to STEP60, and the current
また、STEP30で第2のdq電流設定の算出が不能であるときはSTEP31に進み、電流指令算出部50は、上記式(24)及び式(25)による第4のdq電流設定(Id4,Iq4)を算出する。第4のdq電流設定は、電流制限円上を最大トルク/電流曲線との交点までの範囲で電流ベクトルを動させて最大のトルクを得る制御となる。そして、電流指令算出部50は、STEP32で第4のdq電流設定(Id4,Iq4)を電流指令値に設定し、図23のSTEP26に進んで電流指令値の設定処理を終了する。
When the calculation of the second dq current setting is impossible in
次に、図23のSTEP23から図25のSTEP70に分岐した場合は、第1のdq電流設定(Id1,Iq1)としたときのdq誘起電圧Vo1が制限電圧Vomよりも高くなる作動条件となっている。この場合、電流指令算出部50は、上記式(7)及び式(20)の関係を満たす第5のdq電流設定(Id5,Iq5)の算出が可能であるか否かを判断する。なお、以下の式(39)の条件が成立するときに、第5のdq電流設定の算出が可能となる。
Next, when branching from
そして、第5のdq電流設定(Id5,Iq5)の算出が可能であるときはSTEP71に進み、電流指令算出部50は、第5のdq電流設定(Id5,Iq5)を算出し、続くSTEP72で、該第5のdq電流設定による電流ベクトルの大きさ(√(Id52+Iq52)、本発明の第2のdq判定電流に相当する)が制限電流Iam以下であるか否かを判断する。
When the fifth dq current setting (Id5, Iq5) can be calculated, the process proceeds to STEP 71, and the current
STEP72で、第5のdq電流設定による電流ベクトルの大きさ(√(Id52+Iq52))が制限電流Iam以下であるときはSTEP73に進む。そして、電流指令算出部50は、第5のdq電流設定(Id5,Iq5)を電流指令値に設定し、図23のSTEP26に進んで電流指令値の設定処理を終了する。
In STEP 72, if the magnitude of the current vector (√ (Id5 2 + Iq5 2 )) by the fifth dq current setting is equal to or less than the limit current Iam, the process proceeds to STEP73. Then, the current
一方、STEP72で、第5のdq電流設定による電流ベクトルの大きさ(√(Id52+Iq52))が制限電流Iamを越えるときには図24のSTEP50に分岐する。そして、電流指令算出部50は、上述したSTEP50〜STEP52又はSTEP50,STEP60の処理により電流指令値(Id_c,Iq_c)を設定する。
On the other hand, if the magnitude of the current vector (√ (Id5 2 + Iq5 2 )) by the fifth dq current setting exceeds the limit current Iam in STEP 72, the process branches to STEP 50 in FIG. Then, the current
また、STEP70で第5のdq電流設定の算出が不能であったときにはSTEP80に分岐し、電流指令算出部50は、上記式(32),式(33)及び式(34)による第6のdq電流設定(Id6,Iq6)を算出する。第6のdq電流設定は、最大トルク/磁束曲線と定誘起電圧楕円の交点の電流ベクトルとなる。
If the calculation of the fifth dq current setting is impossible in
続くSTEP81で、電流指令算出部50は、第6のdq電流設定(Id6,Iq6)による電流ベクトルの大きさ(√(Id62+Iq62)、本発明の第3のdq判定電流に相当する)が制限電流Iam以下であるか否かを判断する。そして、第6のdq電流設定(Id6,Iq6)による電流ベクトルの大きさ(√(Id62+Iq62))が制限電流Iam以下であったときは、STEP82に進む。そして、電流指令算出部50は、次のSTEP82で第6のdq電流設定(Id6,Iq6)を電流指令値(Id_c,Iq_c)に設定して図23のSTEP26に進み、電流指令値の設定処理を終了する。
In subsequent STEP 81, the current
一方、STEP81で第6のdq電流設定による電流ベクトルの大きさ(√(Id62+Iq62))が制限電流Iamよりも大きかったときには、図24のSTEP50に分岐し、電流指令算出部50は、上述したSTEP50〜STEP52又はSTEP50,STEP60の処理により電流指令値(Id_c,Iq_c)を設定する。 On the other hand, when the magnitude of the current vector (√ (Id6 2 + Iq6 2 )) by the sixth dq current setting is larger than the limit current Iam in STEP 81, the process branches to STEP 50 in FIG. The current command value (Id_c, Iq_c) is set by the processing of STEP50 to STEP52 or STEP50 and STEP60 described above.
なお、本実施の形態では、図5のフローチャートにより、STEP1〜STEP4によって「最大効率制御」を実現するための最適Keに応じたロータ位相差の制御を行った後に、STEP5で最適Keに基いて電流指令値(Id_c,Iq_c)を設定したが、STEP5の処理を行わない場合にも本発明の効果を得ることができる。
In the present embodiment, after the rotor phase difference is controlled according to the optimum Ke for realizing the “maximum efficiency control” by
また、本実施の形態では、図23〜図25のフローチャートにより、第1のdq電流設定、第2のdq電流設定、第3のdq電流設定、第4のdq電流設定、第5のdq電流設定、及び第6のdq電流設定により、電流指令値(Id_c,Iq_c)を算出したが、第1のdq電流設定のみ、第1のdq電流設定と第2のdq電流設定のみ、第1のdq電流設定と第2のdq電流設定と第3のdq電流設定のみ、第1のdq電流設定と第4のdq電流設定のみ、第1のdq電流設定と第5のdq電流設定のみ、第1のdq電流設定と第5のdq電流設定と第3のdq電流設定のみ、第1のdq電流設定と第6のdq電流設定のみ、第1のdq電流設定と第6のdq電流設定と第3のdq電流設定のみのうちのいずれかによって、電流指令値(Id_c,Iq_c)を算出する場合にも本発明の効果を得ることができる。 In the present embodiment, the first dq current setting, the second dq current setting, the third dq current setting, the fourth dq current setting, and the fifth dq current are performed according to the flowcharts of FIGS. The current command values (Id_c, Iq_c) were calculated by the setting and the sixth dq current setting. However, only the first dq current setting, only the first dq current setting and the second dq current setting, dq current setting, second dq current setting and third dq current setting only, first dq current setting and fourth dq current setting only, first dq current setting and fifth dq current setting only, 1 dq current setting, fifth dq current setting and third dq current setting only, first dq current setting and sixth dq current setting only, first dq current setting and sixth dq current setting, The current command value (Id_c, Iq is determined by any one of the third dq current settings only. The effect of the present invention can also be obtained when calculating _c).
また、本実施の形態では、図1に示したように、位相検出器26によりロータ位相差を検出し、ロータ位相差の検出値θd_sから誘起電圧定数の検出値Ke_sを算出したが、d軸電圧の指令値Vd_c、q軸電圧の指令値Vq_c、d軸電流の検出値Id_s、及びq軸電流の検出値Iq_sから、誘起電圧定数Keを推定する構成としてもよい。
Further, in this embodiment, as shown in FIG. 1, the rotor phase difference is detected by the
1…電動機、2…電動機の回転軸、10…ステータ、11…内側ロータ、11a,11b…永久磁石、12…外側ロータ、12a,12b…永久磁石、25…アクチュエータ、50…電流指令算出部、80…位相差制御部、90…Ke指令算出部、92…Ke算出部
DESCRIPTION OF
Claims (10)
前記第1ロータと前記第2ロータとの位相差であるロータ位相差を変更するロータ位相差変更手段と、
直流電源から供給される直流電圧を多相交流電圧に変換して前記電動機の電機子に印加するインバータと、
所定のトルク指令に応じて、前記インバータを介して前記電動機の各相の電機子に流れる電流のベクトル和である相電流を制御する通電制御手段とを備えた電動機の制御装置において、
前記電動機の回転数を検出する回転数検出手段と、
前記直流電源の出力電圧と、前記電動機の回転数と、前記トルク指令とに基いて、前記トルク指令に応じたトルクを得る際に前記電動機の効率が最大となるように、前記ロータ位相差変更手段により前記ロータ位相差を変更するロータ位相差制御手段とを備えたことを特徴とする電動機の制御装置。 A control device for an electric motor that controls the operation of a permanent magnet field-type rotary electric motor in which a first rotor and a second rotor having a plurality of fields by permanent magnets are arranged concentrically around a rotation axis,
Rotor phase difference changing means for changing a rotor phase difference which is a phase difference between the first rotor and the second rotor;
An inverter that converts a DC voltage supplied from a DC power source into a polyphase AC voltage and applies it to the armature of the motor;
In an electric motor control device comprising energization control means for controlling a phase current that is a vector sum of currents flowing through armatures of the respective phases of the electric motor via the inverter in accordance with a predetermined torque command,
A rotational speed detection means for detecting the rotational speed of the electric motor;
Based on the output voltage of the DC power supply, the rotational speed of the electric motor, and the torque command, the rotor phase difference is changed so that the efficiency of the electric motor is maximized when obtaining a torque according to the torque command. And a rotor phase difference control means for changing the rotor phase difference by means.
前記通電制御手段は、d軸電機子に流れる電流であるd軸電流の実際値と指令値との差を減少させ、また、q軸電機子に流れる電流であるq軸電流の実際値と指令値との差を減少させるように前記通電制御を行い、
前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と、前記電動機の回転数に応じた角速度とに基いて、前記トルク指令に応じたトルクが得られるd軸電流とq軸電流の組み合わせのうち、前記電動機の損失が最小となる組み合わせを第1のdq電流設定として決定し、該第1のdq電流設定によるd軸電流とq軸電流を供給したときにd軸電機子に生じる誘起電圧とq軸電機子に生じる誘起電圧を、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と前記電動機の回転数とに基いて推定して、
該推定したd軸電機子に生じる誘起電圧とq軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和である第1のdq判定電圧が、前記直流電源の出力電圧に応じて設定された制限電圧以下となり、且つ、d軸電流とq軸電流のベクトル和であるdq軸電流の前記第1のdq電流設定による場合の大きさである第1のdq判定電流が所定の制限電流以下となるときに、該第1のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第1のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とする電流指令設定手段を備えたことを特徴とする請求項1又は請求項2記載の電動機の制御装置。 The electric motor is handled by converting it into an equivalent circuit having a d-axis armature on the d-axis that is the magnetic flux direction of the field and a q-axis armature on the q-axis orthogonal to the d-axis,
The energization control means reduces the difference between the actual value of the d-axis current that is the current flowing through the d-axis armature and the command value, and the actual value and command of the q-axis current that is the current flowing through the q-axis armature. The energization control is performed so as to reduce the difference from the value,
Based on the induced voltage constant of the electric motor according to the rotor phase difference and the angular velocity according to the rotational speed of the electric motor, among the combinations of the d-axis current and the q-axis current that can obtain the torque according to the torque command The combination that minimizes the loss of the electric motor is determined as the first dq current setting, and the d-axis current generated by the first dq current setting and the induced voltage generated in the d-axis armature when the q-axis current is supplied Estimating the induced voltage generated in the q-axis armature based on the induced voltage constant of the electric motor according to the rotor phase difference and the rotational speed of the electric motor,
A first dq determination voltage, which is a vector sum of the estimated induced voltage generated in the d-axis armature and the induced voltage generated in the q-axis armature, is equal to or lower than a limit voltage set according to the output voltage of the DC power supply. And when the first dq determination current, which is the magnitude of the dq-axis current that is the vector sum of the d-axis current and the q-axis current, according to the first dq current setting is equal to or less than a predetermined limit current, Current command setting means is provided which uses the d-axis current set by the first dq current as a command value for the d-axis current and uses the q-axis current set by the first dq current as a command value for the q-axis current. 3. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is a motor control device.
該第2のdq電流設定の算出が可能であるときには、該第2のdq電流設定によるd軸電流とq軸電流を供給したときにd軸電機子に生じる誘起電圧とq軸電機子に生じる誘起電圧を、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数と前記電動機の回転数とに基いて推定して、
該推定したd軸電機子に生じる誘起電圧とq軸電機子に生じる誘起電圧とのベクトル和である第2のdq判定電圧が前記制限電圧以下となるときは、前記第2のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第1のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とすることを特徴とする請求項3記載の電動機の制御装置。 When the first dq determination voltage is equal to or lower than the limit voltage and the first dq determination current is greater than the limit current, the current command setting unit determines that the magnitude of the dq axis current is the limit. Determining whether it is possible to calculate a second dq current setting, which is a combination of a d-axis current and a q-axis current, which is a current and has a maximum torque of the motor,
When the calculation of the second dq current setting is possible, the induced voltage generated in the d-axis armature and the q-axis armature are generated when the d-axis current and the q-axis current are supplied by the second dq current setting. Estimating the induced voltage based on the induced voltage constant of the electric motor according to the rotor phase difference and the rotational speed of the electric motor,
When the second dq determination voltage, which is a vector sum of the induced voltage generated in the estimated d-axis armature and the induced voltage generated in the q-axis armature, is equal to or lower than the limit voltage, the second dq current setting is performed. 4. The motor control device according to claim 3, wherein the d-axis current is used as a command value for the d-axis current, and the q-axis current based on the first dq current setting is used as a command value for the q-axis current.
該第2のdq電流設定の算出が不能であるときには、dq軸電流の大きさが前記制限電流となり、且つ、前記電動機のトルクが最大となるd軸電流とq軸電流の組み合わせを第4のdq電流設定として決定し、該第4のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第1のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とすることを特徴とする請求項3記載の電動機の制御装置。 When the first dq determination voltage is equal to or lower than the limit voltage and the first dq determination current is greater than the limit current, the current command setting unit determines that the magnitude of the dq axis current is the limit. Determining whether it is possible to calculate a second dq current setting, which is a combination of a d-axis current and a q-axis current, which is a current and has a maximum torque of the motor,
When the calculation of the second dq current setting is impossible, the combination of the d-axis current and the q-axis current at which the magnitude of the dq-axis current becomes the limit current and the torque of the electric motor becomes maximum is the fourth The dq current setting is determined, and the d-axis current based on the fourth dq current setting is used as a command value for the d-axis current, and the q-axis current based on the first dq current setting is used as the command value for the q-axis current. 4. The motor control apparatus according to claim 3, wherein
該第5のdq電流設定の算出が可能であり、且つ、該第5のdq電流設定によるdq軸電流の大きさである第2のdq判定電流が前記制限電流以下であるときは、該第5のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第5のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とすることを特徴とする請求項3記載の電動機の制御装置。 When the first dq determination voltage is higher than the limit voltage, the current command setting means obtains a torque according to the torque command and generates an induced voltage generated in the d-axis armature and the q-axis electric machine. A dq induced voltage that is a vector sum of the induced voltage generated in the child is determined whether it is possible to calculate a fifth dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current that is the limit voltage;
When the calculation of the fifth dq current setting is possible and the second dq determination current, which is the magnitude of the dq-axis current by the fifth dq current setting, is equal to or less than the limit current, 4. The electric motor according to claim 3, wherein the d-axis current by setting the dq current of 5 is used as a command value for the d-axis current, and the q-axis current by setting the fifth dq current is used as a command value for the q-axis current. Control device.
該第5のdq電流設定の算出が不能であるときは、dq誘起電圧が前記制限電圧となり、且つ、前記ロータ位相差に応じた前記電動機の誘起電圧定数に対して、前記電動機のトルクが最大となるd軸電流とq軸電流の組み合わせである第6のdq電流設定を算出し、該第6のdq電流設定によるdq軸電流の大きさである第3のdq判定電流が前記制限電流以下であるときは、該第6のdq電流設定によるd軸電流をd軸電流の指令値とすると共に該第6のdq電流設定によるq軸電流をq軸電流の指令値とすることを特徴とする請求項3記載の電動機の制御装置。 When the first dq determination voltage is higher than the limit voltage, the current command setting means obtains a torque according to the torque command and generates an induced voltage generated in the d-axis armature and the q-axis electric machine. A dq induced voltage that is a vector sum of the induced voltage generated in the child is determined whether it is possible to calculate a fifth dq current setting that is a combination of a d-axis current and a q-axis current that is the limit voltage;
When the calculation of the fifth dq current setting is impossible, the dq induced voltage becomes the limit voltage, and the torque of the motor is maximum with respect to the induced voltage constant of the motor according to the rotor phase difference. The sixth dq current setting that is a combination of the d-axis current and the q-axis current is calculated, and the third dq determination current that is the magnitude of the dq-axis current by the sixth dq current setting is equal to or less than the limit current. The d-axis current based on the sixth dq current setting is used as the d-axis current command value, and the q-axis current based on the sixth dq current setting is used as the q-axis current command value. The motor control device according to claim 3.
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