JP2006074902A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 円滑で安定した動作特性が得られる回転機の制御装置を得ることを目的としている。
【解決手段】 静止直交２軸電流検出値ｉａ、ｉｂと電機子抵抗値Ｒとから電機子抵抗の電圧降下を演算する電圧降下演算器５、静止直交２軸電圧指令ｖａ＊、ｖｂ＊と電圧降下演算値との差分電圧を演算する減算器７、この差分電圧演算値から総磁束Φと位相角情報ｃｏｓθ、ｓｉｎθとを演算する総磁束演算器８、総磁束指令とトルク指令τ＊と総磁束演算値Φと回転直交２軸電流検出値ｉｄ，ｉｑとから回転直交２軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を演算する電圧指令演算器１１、位相角情報ｃｏｓθ、ｓｉｎθを使用して電流検出値ｉａ，ｉｂをｉｄ，ｉｑに変換する座標変換器９および電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊をｖａ＊、ｖｂ＊に変換する座標変換器１０を備えた。
【選択図】 図１

Description

この発明は、位置センサを用いることなく回転機を可変速に駆動するための回転機の制御装置に関するものである。

従来の、例えば特許文献１の回転機の制御装置では、回転機の回転位置を演算するために、電機子電圧から、直列接続された電機子抵抗と電機子インダクタンスとに電機子電流を流した際に発生する降下電圧値を減じることにより得られる信号を演算する。
この信号に対し、直流ゲインが１の低域通過フィルタＦ（ｓ）としてα／（ｓ＋α）を考え（１−Ｆ（ｓ））／ｓ＝１／（ｓ＋α）なるフィルタを用意し、フィルタリング処理する。このフィルタリング処理した信号を残電圧値として得る。
この残電圧値は、回転子磁束を低域遮断フィルタｓ／（ｓ＋α）でフィルタリング処理した信号であることから、この残電圧値に基づき回転子位置を演算している。

また、従来の、例えば特許文献２の回転機の制御装置は、基本的には一次磁束制御法により同期電動機を指令信号通りに駆動制御するものであり、電機子電流のγ軸成分とδ軸成分ｉγ、ｉδからｄ−ｑ軸とγ−δ軸のずれの角度φ（偏角：φ＝（δ−π／２））を推定し、偏角φを０にするような角周波数ω１で、かつ、τｅ＝τｅ＊となる電機子電流が流れるような電圧ｖγ＊、ｖδ＊に相当する三相交流電圧を出力するようにインバータ装置を動作させている。

特開平１０−０９４２９８号公報（５頁［数５］、図１０） 特開２００２−１８６２９９号公報（５頁［００２０］、図１０）

以上のように、従来の回転機の制御装置にあっては、いずれも制御対象を回転子磁束とし、この回転子磁束に対応する誘起電圧を求めるために、電機子抵抗値と電機子インダクタンス値とが必要となる。
ところで、回転機、特に同期機では、定格電流以下でも電流振幅によって磁気飽和が生じることが多く、電機子インダクタンス値がこの磁気飽和により大きく変化する。
この結果、制御対象とする回転子磁束が正確に得られず、円滑で安定した動作特性が得られないという問題点があった。
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、円滑で安定した動作特性が得られる回転機の制御装置を得ることを目的としている。

第１の発明に係る回転機の制御装置は、回転機の電流を検出する電流検出手段、この電流検出手段からの電流検出値と上記回転機の電機子抵抗値とから電機子抵抗の電圧降下を演算する電圧降下演算手段、上記回転機への印加電圧と上記電圧降下演算手段からの電圧降下演算値との差分電圧を演算する差分電圧演算手段、この差分電圧演算手段からの差分電圧演算値を積分して得られる総磁束を演算する総磁束演算手段、および総磁束指令とトルク指令と上記総磁束演算手段からの総磁束演算値とに基づき上記総磁束指令が上記総磁束演算値に一致するように電流指令を演算し、上記電流指令が上記電流検出手段からの電流検出値に一致するように上記回転機への電圧指令を演算する電圧指令演算手段を備えたものである。

また、第２の発明に係る回転機の制御装置は、三相の電力変換器の電圧で駆動される回転機、この回転機の各相電流を検出する電流検出手段、この電流検出手段からの各相電流検出値を静止直交２軸電流検出値に変換する三相／二相変換器、この三相／二相変換器からの静止直交２軸電流検出値と上記回転機の電機子抵抗値とから電機子抵抗の電圧降下を演算する電圧降下演算手段、上記電力変換器への静止直交２軸電圧指令と上記電圧降下演算手段からの電圧降下演算値との差分電圧を演算する差分電圧演算手段、この差分電圧演算手段からの差分電圧演算値を積分して得られる総磁束を演算する総磁束演算手段、この総磁束演算手段からの上記総磁束演算値とともに回転する回転直交２軸の上記静止直交２軸からの位相角情報を演算する位相角情報演算手段、上記位相角情報を使用して上記静止直交２軸電流検出値を回転直交２軸電流検出値に変換する静止／回転座標変換器、総磁束指令とトルク指令と上記総磁束演算手段からの総磁束演算値とに基づき上記総磁束指令が上記総磁束演算値に一致するように回転直交２軸電流指令を演算し、上記回転直交２軸電流指令が上記静止／回転座標変換器からの回転直交２軸電流検出値に一致するように回転直交２軸電圧指令を演算する電圧指令演算手段、上記位相角情報を使用して上記回転直交２軸電圧指令を上記静止直交２軸電圧指令に変換する回転／静止座標変換器、および上記静止直交２軸電圧指令を各相電圧指令に変換して上記電力変換器に出力する二相／三相変換器を備えたものである。

第１の発明に係る回転機の制御装置にあっては、電流検出値と電機子抵抗値とから電機子抵抗の電圧降下を演算し、回転機への印加電圧と上記電圧降下演算値との差分電圧を演算し、この差分電圧演算値を積分して得られる総磁束に基づき回転機の制御を行うようにしたので、制御対象となる総磁束を求めるのに、磁気飽和で大きく変動する電機子インダクタンス値を使用する必要がなくなり、円滑で安定した動作特性が得られる。

また、第２の発明に係る回転機の制御装置にあっては、静止直交２軸電流検出値と電機子抵抗値とから電機子抵抗の電圧降下を演算し、静止直交２軸電圧指令と上記電圧降下演算値との差分電圧を演算し、この差分電圧演算値を積分して得られる総磁束およびこの総磁束から演算される位相角情報に基づき静止回転座標相互間の変換や回転機の制御を行うようにしたので、制御対象となる総磁束および位相角情報を求めるのに、磁気飽和で大きく変動する電機子インダクタンス値を使用する必要がなくなり、円滑で安定した動作特性が得られる。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による回転機の制御装置を示す構成図である。電力変換器であるインバータ１は、回転機である同期機２に三相の電圧を印加する。電流検出手段である電流検出器３は、同期機２に流れる相電流ｉｕ、ｉｖを検出する。
なお、図１では、電流検出器３として、インバータ１と同期機２とを接続する結線を流れる電流をＣＴ等により検出するものを記載しているが、他の公知の手法、例えば、母線電流などインバータ１内部に流れる電流から相電流を検出しても良い。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係が成立するので、ｕ、ｖ２相分の検出電流からｗ相の電流も求めることができる。

三相／二相変換器４Ａは、電流検出器３から求められた３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを
静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上の電流ｉａ、ｉｂに座標変換する。電圧降下演算手段である電圧降下演算器５は、乗算器６によって構成する。電圧降下演算器５は、乗算器６によって、三相／二相変換器４Ａから得た静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上の電流ｉａ、ｉｂに電機子抵抗Ｒを乗算し、Ｒ・ｉａ、Ｒ・ｉｂを出力する。
差分電圧演算手段である減算器７は、静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上の電圧指令ｖａ＊、ｖｂ＊から、電圧降下演算器５で得た電機子抵抗による電圧降下Ｒ・ｉａ、Ｒ・ｉｂを減算して差分電圧を出力する。

総磁束演算手段である総磁束演算器８は、減算器７が出力した差分電圧に基づき制御座標軸を演算すると同時に、磁束振幅Φを演算する。
即ち、本実施の形態では、制御座標軸を回転直交２軸（ｄ−ｑ軸）で与える。静止直交２軸を基準にした制御座標軸の位相をθ［ｒａｄ］とする。即ち、回転直交２軸（ｄ−ｑ軸）のｄ軸と、静止直交２軸（ａ−ｂ軸）のａ軸との位相差がθ［ｒａｄ］である。
本願明細書では、この位相差θを位相角情報ととらえており、更に具体的にこの実施の形態１では、この位相角情報を、余弦ｃｏｓθと正弦ｓｉｎθとで出力している。
従って、総磁束演算器８は、磁束振幅Φを演算する総磁束演算手段としての機能と、位相θのｃｏｓθとｓｉｎθとを演算する位相角情報演算手段としての機能とを有している。

静止／回転座標変換器９は、総磁束演算器８からのｃｏｓθとｓｉｎθとに基づいて、静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上の電流ｉａ、ｉｂを、回転直交２軸（ｄ−ｑ軸）上の電流ｉｄ、ｉｑに座標変換する。
回転／静止座標変換器１０は、同じくｃｏｓθとｓｉｎθとに基づいて、後述する電圧指令演算器１１からの、回転直交２軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を、静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上の電圧指令ｖａ＊、ｖｂ＊に座標変換する。
そして、二相／三相変換器４Ｂは、静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上の電圧指令ｖａ＊、ｖｂ＊を、三相電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換してインバータ１に送出する。

次に、総磁束演算器８の演算原理について説明する。
図２は、静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上で観測した同期機２の磁束に関するベクトル図である。図２において、ａ軸を基準として回転子磁束の位相はθｒである。
更に、同期機２の極対数をＰｍ、回転子磁束の大きさをΦｒ、
静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上の回転子磁束をφａｒ、φｂｒ、
静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上の電機子反作用磁束をφａｓ、φｂｓ、
静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上のインダクタンスをＬａ、Ｌｂ、
回転子磁束と電機子反作用磁束との総和である総磁束の、静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上での値をφａ、φｂと定義する。

回転子磁束φａｒ、φｂｒに関して（１）、（２）式が成り立つ。
φａｒ＝Φｒ・ｃｏｓθｒ …（１）
φｂｒ＝Φｒ・ｓｉｎθｒ …（２）

電機子反作用磁束φａｓ、φｂｓに関して、同期機２の電流ｉａ、ｉｂとの間に（３）、（４）式が成り立つ。
φａｓ＝Ｌａ・ｉａ …（３）
φｂｓ＝Ｌｂ・ｉｂ …（４）

図２のベクトル図の関係より、総磁束φａ、φｂに関して（５）、（６）式が成り立つ。
φａ＝φａｓ＋φａｒ＝Ｌａ・ｉａ＋Φｒ・ｃｏｓθｒ …（５）
φｂ＝φｂｓ＋φｂｒ＝Ｌｂ・ｉｂ＋Φｒ・ｓｉｎθｒ …（６）

同期機２が発生するトルクτについて（７）式が成り立つ。
τ＝Ｐｍ｛（φａｒ・ｉｂ−φｂｒ・ｉａ）
＋（φａｓ・ｉｂ−φｂｓ・ｉａ）｝ …（７）

（７）式から分かるように、出力トルクτは、回転子磁束ベクトルに対する電流の直交成分と回転子磁束の大きさとの積に比例する項と、電機子反作用ベクトルに対する電流の直交成分と電機子反作用の大きさとの積に比例する項との和である。
（７）式の右辺第２項はリラクタンストルクである。
同期機２のインダクタンスが突極性を持たない場合、即ち、Ｌａ＝Ｌｂの場合、（７）式の右辺第２項は零となる。

（７）式に、（５）、（６）式の関係を代入すると（８）式を得る。
τ＝Ｐｍ｛（φａｓ＋φａｒ）・ｉｂ−（φｂｓ＋φｂｒ）・ｉａ｝
＝Ｐｍ（φａ・ｉｂ−φｂ・ｉａ） …（８）

（８）式より、出力トルクτは、総磁束ベクトルに対する電流の直交成分と総磁束ベクトルの大きさとの積に比例することが分かる。
制御座標軸を総磁束ベクトル上に設け、総磁束ベクトルに対する電流の直交成分と、総磁束の大きさとを所望の値に制御すれば、所望のトルクを得ることが可能である。

図３は、静止直交２軸（ａ−ｂ軸）上で観測した同期機２の電圧に関するベクトル図である。
図３の同期機２の電圧について、（９）式の関係が成り立つ。
「同期機の電圧ベクトル」＝「電機子抵抗に起因する電圧降下ベクトル」
＋「回転子磁束に起因する誘起電圧ベクトル」
＋「電機子反作用に起因する誘起電圧ベクトル」 …（９）

従来の回転機の制御装置は、回転子磁束の位相θｒを制御軸にしていたため、回転子磁束に起因する誘起電圧ベクトルを求める必要があった。回転子磁束に起因する誘起電圧ベクトルを求めるためには、「同期機の電圧ベクトル」から「電機子抵抗に起因する電圧降下ベクトル」と「電機子反作用に起因する誘起電圧ベクトル」とを減算する必要があった。
「電機子抵抗に起因する電圧降下ベクトル」の演算は、電流ベクトルと電機子抵抗値が必要である。そして、「電機子反作用に起因する誘起電圧ベクトル」の演算は、電流ベクトルとインダクタンス値が必要である。
従って、位置検出器を用いない従来の回転機の制御装置は、電機子抵抗値とインダクタンス値とが不可欠であった。
しかるに、既述したように、インダクタンス値は磁気飽和に起因する電流依存性や突極性に起因する回転位置依存性があるので、正確な値の把握は容易ではない。

一方、「総磁束に起因する誘起電圧」に関しては、（１０）式の関係が成り立つ。
「総磁束に起因する誘起電圧」＝「回転子磁束に起因する誘起電圧ベクトル」
＋「電機子反作用に起因する誘起電圧ベクトル」
…（１０）

従って、同期機２の電圧について、（１１）式の関係が成り立つ。
「同期機の電圧」＝「電機子抵抗による電圧降下」＋「総磁束に起因する誘起電圧」
…（１１）

本実施の形態における回転機の制御装置は、制御軸を与えるのに総磁束の位相θを求める。この為、先ず、総磁束に起因する誘起電圧ベクトルを求め、該誘起電圧ベクトルから総磁束の位相θを求める。
そして、総磁束に起因する誘起電圧ベクトルを求めるためには、「同期機の電圧ベクトル」から「電機子抵抗に起因する電圧降下ベクトル」を減算するだけでよい。従って、「電機子反作用に起因する誘起電圧ベクトル」の演算が不要であり、インダクタンス値が不要となるわけである。

以上のように、本実施の形態における回転機の制御装置は、インダクタンス値を必要としないので、その結果、インダクタンス値の磁気飽和に起因する電流依存性や突極性に起因する回転位置依存性に関係なく、円滑で安定した所望の制御性能が得られるという効果を奏する。

次に、総磁束演算器８の内部構成の詳細を図４により説明する。この実施の形態１では、フィルタ２０により、総磁束に起因する誘起電圧ベクトル、具体的には、ｖａ＊−Ｒ・ｉａ、ｖｂ＊−Ｒ・ｉｂから、総磁束ベクトルφａ、φｂを作成する。フィルタ２０は、（１２）式に示す伝達関数を有している。
１／（ｓ＋ωc） …（１２）
但し、ｓは、ラプラス演算子、ωcは、カットオフ角周波数で、その内容については、後段で更に詳細に説明する。

フィルタ２０の特性は、ラプラス演算子ｓをｊω（ｊは虚数単位）に置換して考えると、入力信号の角周波数がカットオフ角周波数ωcより十分大きい周波数帯域では１／ｓに、カットオフ角周波数ωcより十分小さい周波数帯域では１／ωcに漸近することが分かる。従って、フィルタ２０は、入力信号の角周波数が無限大のとき出力が零となる、換言すると、無限大周波数信号を遮断するフィルタと言える。

図５は、入力信号の角周波数とフィルタのゲインとの関係を簡略化して示すもので、単なる積分器（１／ｓ）とすると、図に破線で示すように、角周波数が零に近づくとゲインが無限大に近づく。従って、仮に、完全な積分器で総磁束ベクトルを求めるものとすると、特に、角周波数が極低い領域、即ち、例えば、回転機始動直後の極低回転速度の領域では、入力信号にわずかな誤差があっても、フィルタの高いゲインのためその誤差が拡大されて出力され制御に支障を来す懸念がある。
カットオフ角周波数ωcは、以上のような観点から導入したもので、所定の低角周波数帯域において不要な誤差出力を未然に防止せんとするものである。

ところで、上述した入力信号における誤差は、主として、温度変化に基づく電機子抵抗値の変動によるものである。即ち、従来の制御装置では、磁気飽和に起因して大幅に変化し得るインダクタンス（同期機では±５０％に変化するものも少なくない）を使用していたのに対し、本願発明では、インダクタンス値を使用せず、簡便で精度良く測定出来る電機子抵抗値のみを使用するが、この電機子抵抗値は、回転機の運転時に想定される温度範囲において±３０％程度変化し得る。

そこで、この温度変化に伴う電機子抵抗値の変化に電流値を乗算した電圧変化を、「電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧」と定義すると、この「誤差電圧」は、上述したように抵抗誤差と電流振幅との積であり、周波数依存性はない。一方、「総磁束に起因する誘起電圧」は、誘起電圧であり、おおよそ回転速度、従って角周波数に比例する。
この結果、極低い角周波数では、「電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧」が「総磁束に起因する誘起電圧」よりも大きく、高い角周波数では「電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧」が「総磁束に起因する誘起電圧」よりも小さくなる。そして、「電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧」と「総磁束に起因する誘起電圧」との大きさが近くなる角周波数が、両者の境界に位置することになる。

本願発明では、この境界にあたる角周波数を、カットオフ角周波数ωcと設定し、フィルタ２０は、このωc以下では、積分器としての動作を停止してゲインがほぼ一定の増幅器としての動作となり、上述したとおり、誤差電圧の有害な拡大を防止している。

ここで、回転機の具体的な諸元に基づいて、カットオフ角周波数を設定する要領について図６を参照して説明する。
ここでは、定格電圧２００Ｖ、定格周波数６０Ｈｚ、定格電流１０Ａ、電機子抵抗０．５Ωの回転機について説明する。
定格運転をする場合、電流振幅は１０Ａとなる。そして、総磁束に起因する誘起電圧は、図に示すように、周波数に比例し、０Ｈｚで０Ｖ、定格周波数６０Ｈｚで約２００Ｖとなる。
一方、電機子抵抗に起因する電圧降下ベクトルは、電機子抵抗と電流振幅との積で、この回転機の場合、０．５Ω×１０Ａ＝５Ｖとなる。この電圧降下ベクトルは周波数の関数ではなく、即ち、図６に示すように、周波数に拘わらず一定となる。

電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧は、電機子抵抗設定誤差と電流振幅との積で、電機子抵抗は温度によって変化する。この回転機において、約７５度の温度変化が発生する仮定すると、７５度の温度変化で電機子抵抗は約３０％変化し、電機子抵抗設定誤差は０．５Ω×３０％＝０．１５Ωとなる。
従って、電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧は、０．１５Ω×１０Ａ＝１．５Ｖとなり、この誤差電圧も図６に示すように、周波数に拘わらず一定となる。

図６から、「電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧」と「総磁束に起因する誘起電圧」の大きさが近くなると考えられる周波数は、０．４５Ｈｚとなり、カットオフ角周波数ωcは、２π・０．４５＝２．８７［ｒａｄ／ｓ］に設定する。
先に、図５では、フィルタ２０のゲイン特性は、ωcで折れ線状に変化するものと概略的に示されているが、一般的な条件では曲線的に変化し、このωc近傍の変曲部分を考慮し、運転周波数の下限をωcの５倍とすると、運転範囲は、２．２５〜６０Ｈｚで設定することになる。

以上のように、カットオフ角周波数ωcは、実用上、定格角周波数に対して十分低い値に設定出来、このωc近傍の変曲部分を考慮しても、実用上ほぼ支障のない運転周波数範囲を確保出来ることが分かる。
換言すると、実用上必要な運転周波数範囲において、フィルタ２０により総磁束を求める演算が、回転機での温度変化に基づく「電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧」による有害な影響を受けることなく円滑に実行される訳である。

図４の説明に戻り、総磁束振幅演算器２１は、フィルタ２０からのφａの二乗と、φｂの二乗との和の平方根を求め、総磁束振幅Φとして出力する。除算器２２は、φａを総磁束振幅Φで除算し、総磁束ベクトル位相の余弦ｃｏｓθを出力する。除算器２３は、φｂを総磁束振幅Φで除算し、総磁束ベクトル位相の正弦ｓｉｎθを出力する。
以上のように、総磁束演算器８は、インバータ１が印加する静止直交２軸上の電圧指令ｖａ＊、ｖｂ＊と電圧降下演算器５の出力の差分に基づき、制御座標軸の余弦ｃｏｓθと正弦ｓｉｎθを演算する。

次に、電圧指令演算器１１の内部構成の詳細を図７により説明する。図において、総磁束振幅指令発生器３０は、予め設定した総磁束振幅指令Φ＊を出力する。減算器３１は、総磁束振幅指令Φ＊から総磁束演算器８が出力する総磁束振幅Φを減算し、総磁束振幅偏差として出力する。増幅器３２は、減算器３１からの総磁束振幅偏差を増幅して、回転直交２軸（ｄ−ｑ軸）上のｄ軸電流指令ｉｄ＊を出力する。
ここでは、増幅器３２は、総磁束振幅偏差をＫｆ倍して積分する増幅動作を行う。
減算器３３は、増幅器３２の出力であるｄ軸電流指令ｉｄ＊から、座標変換器９の出力であるｄ軸電流ｉｄを減算し、ｄ軸電流偏差として出力する。増幅器３４は、減算器３３からのｄ軸電流偏差を増幅して、回転直交２軸（ｄ−ｑ軸）上のｄ軸電圧指令ｖｄ＊を出力する。

ゲイン演算器３５は、総磁束振幅指令発生器３０からの総磁束振幅指令Φ＊を極対数Ｐｍ倍する。除算器３６は、トルク指令τ＊をゲイン演算器３５からの出力（Ｐｍ・Φ＊）で除算し、回転直交２軸（ｄ−ｑ軸）上のｑ軸電流指令ｉｑ＊を出力する。
減算器３７は、除算器３６の出力であるｑ軸電流指令ｉｑ＊から座標変換器９の出力であるｑ軸電流ｉｑを減算し、ｑ軸電流偏差として出力する。増幅器３８は、減算器３７からのｑ軸電流偏差を増幅して、回転直交２軸（ｄ−ｑ軸）上のｑ軸電圧指令ｖｑ＊を出力する。
以上の構成により、電圧指令演算器１１は、総磁束演算器８が出力する制御座標軸上において、インバータ１が出力すべき電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を演算する。

従来の回転機の制御装置では、制御座標軸の演算にインダクタンス値が必要であったので、磁気飽和などに起因して回転機のインダクタンスが変化すると安定に回転機を制御することができない問題があった。また、制御座標軸の演算に必要なインダクタンス値は、テスタや、安定化電源による直流電圧印加といった簡単な測定では得られないという問題があった。
これに対して、本実施の形態１における回転機の制御装置は、総磁束ベクトル上に制御座標軸を設けた。そして、総磁束ベクトルは、電機子抵抗だけ既知であれば、演算することができる。従って、磁気飽和などに起因して回転機のインダクタンスが変化しても、円滑安定に回転機を制御することができる効果がある。
また、電機子抵抗はテスタや直流電圧印加などで簡単に測定できる。従って、本実施の形態１における回転機の制御装置は、簡単に測定できる定数だけで制御座標軸の演算ができる効果がある。

また、「総磁束に起因する誘起電圧」≫「電機子抵抗に起因する電圧降下ベクトル」が成り立つ場合、「同期機の電圧ベクトル」≒「総磁束に起因する誘起電圧」が成り立つ。
本実施の形態１における回転機の制御装置は、総磁束ベクトル振幅Φが総磁束振幅指令発生器３０が出力する総磁束振幅指令Φ＊に一致するように回転機を制御するので、回転機が発生するトルクに拘わらず、「同期機の電圧ベクトル」を所望の振幅にすることができる。
総磁束振幅指令Φ＊を所望の値に設定すれば電圧の振幅も所望の値にできるので、電圧飽和が懸念される高回転域でも安定に制御できる効果がある。

実施の形態２．
先の実施の形態１では、総磁束演算器８において、総磁束に起因する誘起電圧、即ち、減算器７の出力をフィルタ２０へ入力していた。これに対し、本実施の形態２では、総磁束演算器８に替わる総磁束演算器８ａにおいて、総磁束に起因する誘起電圧をフィルタ２０へ入力するの代わりに、零角周波数信号および無限大角周波数信号を遮断する、ｓに関して分母２次、分子１次のフィルタ２０ａへ入力する。それ以外の構成については図１と同一である。

図８は、本発明の実施の形態２による総磁束演算器８ａの構成を示す図である。図４と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。
フィルタ２０ａは、（１３）式に示す伝達関数を有している。
ｓ／（ｓ^２＋２ζ・ωc・ｓ＋ωc^２） …（１３）
但し、ζは任意の正数であり、この数値の設定については、更に後段で触れる。

前掲の図５に、フィルタ２０ａについての、入力信号の角周波数とフィルタのゲインとの関係を簡略化して示す。
フィルタ２０ａの特性は、入力信号の角周波数がカットオフ角周波数ωcより十分大きい周波数帯域では１／ｓに、カットオフ角周波数ωcより十分小さい周波数帯域では零に漸近することが分かる。従って、フィルタ２０ａは、入力信号の角周波数が零および無限大のとき出力が零となる、換言すると、零角周波数信号および無限大角周波数信号を遮断するフィルタと言える。

角周波数がカットオフ角周波数ωc以下となったとき、先の実施の形態１のフィルタ２０を使用した場合は、フィルタのゲインがωcに漸近するが、この実施の形態２のフィルタ２０ａを使用した場合は、フィルタのゲインが零に漸近するので、実施の形態１で説明した「電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧」に基づく総磁束演算値への影響を一層抑制することができる。

（１３）式の、任意の正数ζを２〜１／√２の範囲で変化させたときのフィルタ２０ａのボード線図を図９に示す。ここでは、カットオフ角周波数ωcを、１０［ｒａｄ／ｓ］に設定している。
特に、ζ＝１／√２の場合、フィルタ２０ａは２次のバターワース特性の極配置となり、ゲイン特性がカットオフ角周波数ωcでほぼ折れ線状に変化するので、ほぼこのカットオフ角周波数ωc以上のすべての領域を、有効な運転角周波数範囲とすることができる利点がある。

実施の形態３．
先の実施の形態における電圧指令演算器１１は、予め設定した総磁束振幅指令Φ＊に総磁束演算器８（８ａ）からの総磁束振幅Φが一致するように制御を行なっていたが、従来のように、先ず回転子磁束振幅指令Φｒ＊を設定し、トルク指令τ＊に応じて総磁束振幅指令Φ＊を作成するようにしても良い。
本実施の形態３では、図７の電圧指令演算器１１の替わりに、図１０の電圧指令演算器１１ｂにより構成する。それ以外の構成については先の実施の形態と同一である。
図１０は、本発明の実施の形態３による電圧指令演算器１１ｂの構成を示す図である。図７と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するもので再度の説明は省略する。図７と異なるのは、回転子磁束振幅指令Φｒ＊とトルク指令τ＊とから総磁束振幅指令Φ＊を演算する部分であり、以下、この部分を中心に説明する。

先ず、突極性のない同期機の場合、同期機を高効率で駆動出来ることを目標とすると、電流振幅を最小にすればよいが、この電流振幅を最小にするためには、回転子磁束ベクトルに対して直交成分に電流を発生させれば良い。
図１１は、電流振幅を最小に制御している時の同期機１のベクトル図である。回転子磁束ベクトルΦｒに直交する電流をｉｑ０とする。電流ｉｑ０に起因する電機子反作用はＬ×ｉｑ０である。
回転子磁束Φｒと総磁束Φ、電機子反作用Ｌ×ｉｑ０の間には、図１１のベクトル図から（１４）、（１５）式の関係が成り立つ。

Φｒ^２＋（Ｌ×ｉｑ０）^２＝Φ^２ …（１４）
∴Φ＝√（Φｒ^２＋（Ｌ×ｉｑ０）^２）
＝√（１＋（Ｌ×ｉｑ０÷Φｒ）^２）×Φｒ …（１５）

（１５）式をマクローリン展開すると（１６）式を得る。
Φ＝（１＋０．５×（Ｌ×ｉｑ０÷Φｒ）^２）×Φｒ …（１６）

一方、出力トルクτに関して（１７）式が成り立つ。
τ＝Ｐｍ×Φｒ×ｉｑ０
＝Ｐｍ×Φ×ｉｑ …（１７）

（１６）、（１７）式の関係からｉｑ０を消去すると、（１８）式を得る。
Φ＝Φｒ＋Ｌ^２×τ^２÷（２×Ｐｍ^２×Φｒ^３） …（１８）

本実施の形態３では、回転子磁束振幅指令Φｒ＊と総磁束振幅指令Φ＊との間に（１８）式の関係を持たせることにより、同期機１の電流ベクトルの振幅を最小にする、従って、同期機の高効率を実現する制御を行う。

図１０において、回転子磁束振幅発生器４０は、予め設定した同期機１の回転子磁束振幅指令Φｒ＊を出力する。乗算器４１は、トルク指令τ＊の二乗を演算する。ゲイン演算器４２は、所定のゲインを乗算器４１の出力に乗算する。加算器４３は、回転子磁束振幅発生器４０の出力とゲイン演算器４２の出力とを加算し、総磁束振幅指令Φ＊として出力する。

ゲイン演算器４２で設定するゲインとしては、
同期機１が突極性がない場合は、インダクタンスがＬであれば、
ゲイン＝Ｌ^２÷（２Ｐｍ^２×Φｒ^３）で与えると良い。
また、同期機１が突極性がある場合、軸インダクタンスがＬｑであれば、
ゲイン＝Ｌｑ^２÷（２Ｐｍ^２×Φｒ^３）で与えると、同期機１の電流ベクトルの振幅を小さくすることが出来る。

以上のように、電圧指令演算器１１ｂは、トルク指令τ＊に応じて総磁束振幅指令Φ＊の振幅を変化させるので、トルク指令τ＊に拘わらず同期機１の電流振幅を小さくできる効果がある。

実施の形態４．
先の各実施の形態では、トルク指令に基づいて同期機１をトルク制御していたが、
速度制御器５０を設けることにより、同期機１を速度制御することができる。
図１２は、本実施の形態における速度制御器５０の構成を示す図である。速度制御器５０は、回転角速度指令ω＊と総磁束演算器８（８ａ）が出力したｃｏｓθ、ｓｉｎθに基づいて、トルク指令τ＊を出力する。
速度制御器５０が出力したトルク指令τ＊が、電圧指令演算器１１（１１ａ）に与えられる。

図１２において、角速度演算器５１は、総磁束演算器８（８ａ）が出力したｃｏｓθ、ｓｉｎθに基づいて、角速度ωを出力する。減算器５２は、回転角速度指令ω＊から角速度演算器５１が出力した角速度ωを減算した結果を、速度偏差として出力する。増幅器５３は、減算器５２からの速度偏差を増幅しトルク指令τ＊とて出力する。

図１３は、角速度演算器５１の内部構成を示す図である。積分器６０は、角速度演算器５１が出力する角速度ωを積分して、角速度ωの位相θ１を出力する。余弦演算器６１は、位相θ１を入力し、その余弦ｃｏｓθ１を出力する。正弦演算器６２は、位相θ１を入力し、その正弦ｓｉｎθ１を出力する。
乗算器６３、乗算器６４、減算器６５によって（１９）式の演算を行い、減算器６５の出力として演算結果Δθが与えられる。
Δθ＝ｃｏｓθ×ｓｉｎθ１−ｓｉｎθ×ｃｏｓθ１ …（１９）

（１９）式の導出過程について説明する。
ａ軸成分がｃｏｓθ、ｂ軸成分がｓｉｎθである振幅１のベクトルと総磁束ベクトルとは、振幅が異なるが方向は同一である。
角速度ωの積分値θ１は即ち推定角位置である。同様に、ａ軸成分がｃｏｓθ１、ｂ軸成分がｓｉｎθ１である振幅１のベクトルと角位置は、同一方向である。
「ａ軸成分がｃｏｓθ、ｂ軸成分がｓｉｎθである振幅１」のベクトルと、「ａ軸成分がｃｏｓθ１、ｂ軸成分がｓｉｎθ１である振幅１」のベクトルとの位相差をΔθとするとき、（２０）式が成り立つ。
ｓｉｎΔθ＝ｓｉｎ（θ１−θ）
＝ｃｏｓθ×ｓｉｎθ１−ｓｉｎθ×ｃｏｓθ１ …（２０）

（２０）式で、Δθ≒０と近似すれば、ｓｉｎΔθ＝Δθが成立することから、（２０）式から（１９）式の関係が導出できる。
そして、増幅器６６は位相差Δθを増幅することにより、総磁束ベクトルに基づいた角速度ωを演算することができる。

角速度演算器５１は、出力信号である角速度ωを位相角情報（ｃｏｓθ１、ｓｉｎθ１）に変換してフィードバックし、入力信号である位相角情報（ｃｏｓθ、ｓｉｎθ）との偏差が零となるよう出力する角速度ωを制御する、一種のフィードバック制御回路を構成する。
一般に、ｃｏｓθ、ｓｉｎθの情報から位相角θを演算する手段に比較して、位相角θの情報からｃｏｓθ、ｓｉｎθを演算する手段の方が、簡便安価であることから、本実施の形態４の発明によれば、総磁束の角周波数と同一の角速度ωを、総磁束の位相角情報（ｃｏｓθ、ｓｉｎθ）から簡便安価に求めることができる。

実施の形態５．
本実施の形態５も、先の実施の形態４と同様、総磁束演算器８（８ａ）からの位相角情報（ｃｏｓθ、ｓｉｎθ）を基に、総磁束の角周波数と同一の角速度ωを簡便安価に求めんとするもので、以下に示すように、ソフトウエアによる論理判断で処理するものである。
即ち、本実施の形態の角速度演算器（図示せず）では、総磁束演算器が出力したｃｏｓθ、ｓｉｎθの符号に基づいて、角速度ωを演算する。以下、本実施の形態の要部となる角速度演算の処理動作の内容について説明する。

図１４は、総磁束演算器８（８ａ）が出力したｃｏｓθ、ｓｉｎθ、および（ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ）／√２、（ｃｏｓθ−ｓｉｎθ）／√２、以上４つの位相角信号を、位相角θに沿ってプロットした図である。即ち、図示は省略するが、位相角加減算器を備え、総磁束演算器８からの位相角情報（ｃｏｓθ、ｓｉｎθ）を入力し、これらを加減算することにより、（ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ）／√２、（ｃｏｓθ−ｓｉｎθ）／√２を演算出力する。なお、単なる加減算値に１／√２を乗算しているのは、信号ｃｏｓθ、ｓｉｎθと波高値を一致させるためであって、後述するように、ここでは、正負の符号により判別処理を行うので、その意味では、必ずしも、１／√２を乗算して波高値を一致させる必要はない。

そして、予め、位相角０〜３６０゜の間を４５゜づつの区間に区分し、上記各区間における上記４つの位相角信号の正負の符号を予め記録する符号記録部（図示せず）、および上記４つの位相角信号を入力して各信号の正負の符号を判別し、当該符号の組み合わせと上記符号記録部に記録された各区間における各信号の符号の組み合わせとを比較し両者が一致した区間から位相角θを出力する位相角判別手段（図示せず）を備えている。

図１５は、上記位相角判別手段の判別処理動作を示すもので、４つの位相各信号ｃｏｓθ、ｓｉｎθ、（ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ）、（ｃｏｓθ−ｓｉｎθ）の符号の組合せを示す変数ＦＬＡＧ＿Ｗを演算する流れ図である。
位相角θの区間と、図１５の流れ図に従って演算したＦＬＡＧ＿Ｗとの関係を図１６の表に示す。図１６を見て判るように、位相角θの区間に応じてＦＬＡＧ＿Ｗの値が変化する。
そこで、本実施の形態では、図１７に示す表によって得られたＦＬＡＧ＿Ｗに応じて推定位置を演算する。
図１８は、回転位置に対する推定回転位置をプロットしたものである。そして、この推定回転位置の変化率を回転角速度ωとする。

以上のように、本実施の形態５では、総磁束演算器が出力した位相角の余弦ｃｏｓθと正弦ｓｉｎθに基づき、符号の組合せを示す変数ＦＬＡＧ＿Ｗに基づいて、回転角速度ωを求めるようにしたので、積分演算などを必要としない簡単な場合分け演算だけで済み、回転角速度ωの演算が簡便安価に実現出来る。

実施の形態６．
先の各実施の形態に示す回転機の制御装置では、回転機として同期機を用いた構成としたが、図１９に示すように誘導機を用いた構成としても良い。
図１９は、本発明の実施の形態６の構成を示す図である。ここでは、同期機２の替わりに誘導機２ｄを用いている。

全体の構成としては、基本的に、同期機の場合と変わるところがないが、誘導機の場合、一次側回路、二次側回路があり、従来のように、回転子磁束を推定するには、相互インダクタンスや、二次抵抗が必要となる。しかし、本実施の形態では、誘導機の電圧と一次抵抗とから総磁束を演算し、これを制御座標軸に制御するので、相互インダクタンスや二次抵抗の値を必要とせず、同期機に適用される先の各実施の形態の場合と同様、インダクタンス値に影響されない、円滑で安定した制御特性が得られる。
また、フィルタ２０（２０ａ）の特性により、総磁束を求める演算が、回転機での温度変化に基づく「一次抵抗設定誤差に起因する誤差電圧」による有害な影響を受けることなく円滑に実行されるという既述した効果も、この実施の形態６の場合も全く同様に発揮される訳である。

実施の形態７．
既述した各実施の形態においては、総磁束を求める演算が、回転機での温度変化に基づく「電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧」による有害な影響を受けることなく円滑に実行されるよう、カットオフ角周波数ωcを備えたフィルタ２０、２０ａにより総磁束を演算する構成とした。しかし、これは見方を変えると、少なくとも、カットオフ角周波数ωcより小さい角周波数帯域では、総磁束演算器内部のフィルタ演算が積分動作をしないということである。従って、カットオフ角周波数ωcより小さい角周波数帯域では、総磁束演算ができない、とも言える。

なお、実用上は先の実施の形態１の図６で例示したように、フィルタゲイン特性を考慮してωcの５倍を運転角周波数範囲の下限と設定する場合は、適正な総磁束演算が出来ないとする範囲がカットオフ角周波数ωc以下のという範囲より拡大することになる。
現実には、回転機の速度が、起動後上記運転範囲の下限値に相当する速度に達する迄は短時間であるとして実用上問題はないが、この間を更に安定良く制御する必要がある場合は、既述した構成のみでは十分とは言えない。
この実施の形態７は、以上のような低速度域でも安定した運転制御を可能とするためのものである。

図２０は、本発明の実施の形態７による回転機の制御装置を示す構成図である。図２１は、図２０の位相演算器７０の内部構成を示す図である。
ここで、カットオフ角周波数ωc以上で設定する上記運転範囲の下限に相当する角周波数を初動角周波数、角速度を初動角速度と定義する。そして、位相演算器７０は、回転機がこの初動角速度に至る段階で、総磁束演算器８に替わって位相角情報（ｃｏｓθ、ｓｉｎθ）を作成するものである。

図２２は、この実施の形態７における運転パターンを示す図である。図において、起動時刻０秒から１秒（第１の設定時間）までは、０Ｈｚ→２．２５Ｈｚに直線的に上昇する速度指令を予め設定し、これに従い自ら位相角情報を作成するフィードフォワード制御期間（第１の期間）、時刻１秒から３秒まで（第２の設定時間）は、速度指令は、２．２５Ｈｚ一定とし、それまでのフィードフォワード制御から、既述した制御装置では運転範囲内の制御と称していたフィードバック制御へ移行させる動作を行う切換制御期間（第２の期間）としている。
なお、初動角速度に相当する２．２５Ｈｚという値は、先の実施の形態１の図６で例示した運転範囲の下限値とした値である。
切換制御期間を経ると、速度指令は任意に選択設定出来ることになる。

図２０に戻り、図２０では、図１の構成に位相演算器７０とスイッチ８０、８１とを追加している。そして、図２２のフィードフォワード制御期間と切換制御期間では、スイッチ８０、８１は、位相演算器７０の出力を選択する。また、フィードバック制御期間は、スイッチ８０、８１は、総磁束演算器８の出力を選択する。

図２１により、位相演算器７０の構成について説明する。座標変換器７１は、総磁束演算器８（８ａ）が演算した静止直交２軸上の総磁束のａ軸成分φａとｂ軸成分φｂとを入力し、位相演算器７０が出力するｃｏｓθ、ｓｉｎθに基づいて、回転直交２軸上の総磁束のｄ軸成分φｄとｑ軸成分φｑとを出力する。
スイッチ７２は、フィードフォワード制御時は、座標変換器７１からの総磁束ｄ軸成分φｑを出力し、切換制御時は零を出力する。一次遅れフィルタ７３は、スイッチ７２からの出力を入力して一次遅れ演算を行い、ｑ軸磁束指令φｑ＊を出力する。減算器７４は、ｑ軸磁束指令φｑ＊から回転直交２軸上の総磁束のｑ軸成分φｑを減算しその偏差を出力する。増幅器７５は、減算器７４の出力を修正角速度ｄｗとして増幅して出力する。

減算器７６は、角速度指令ω＊から修正角速度ｄｗを減算し速度偏差を出力する。積分器７７は、減算器７６からの速度偏差を積分して位相角θを出力する。余弦演算器７８は、位相角θの余弦を演算し、ｃｏｓθを出力する。正弦演算器７９は、位相角θの正弦を演算し、ｓｉｎθを出力する。

次に、本実施の形態７での動作を説明する。先ず、フィードフォワード制御期間について説明する。このとき、スイッチ７２はφｑを選択するので、減算器７４の出力は零となる。従って、減算器７６へのフィードバック信号はなく、図２２に示された、０から直線的に上昇する速度指令ω＊を入力として、積分器７７、余弦演算器７８および正弦演算器７９によりフィードフォワード制御でｃｏｓθ、ｓｉｎθを作成し、総磁束演算器８に替わって座標変換器９、１０に送出する。なお、この間、ｄ軸電流指令ｉｄ＊
は、総磁束演算器８からの総磁束Φに基づき電圧指令演算器１１（図７参照）で作成されることになるが、この間の総磁束の演算値の信頼性は低いので、回転機が図２２で設定したパターンで起動し加速出来るよう、別途設定したｉｄ＊を与えるようにするのが望ましい。トルク指令τ＊は任意に設定可能であり、零としてもよい。

１秒が経過し、切換制御期間に入ると、スイッチ７２は切り替わって零を選択し、減算器７４の出力は、座標変換器７１からのφｑになる。なお、この切換に伴うショックを緩和するよう一次遅れフィルタ７３が挿入されている。
速度指令ω＊は予め設定しておいた速度パターンにより与える。別途に与えられた電流指令ｉｄ＊は徐々に零へ漸近させる。トルク指令τ＊は、所定の値に設定する。速度制御器を利用する場合は、速度制御器の出力をトルク指令τ＊として与える。
座標変換器７１は、総磁束演算器８により得られた総磁束成分φａ、φｂを、フィードフォワード制御で作成されたｃｏｓθ、ｓｉｎθによって、回転直交２軸上の磁束成分φｑに座標変換しているが、切換制御に移行すると、増幅器７５の入力が磁束成分φｑになるので、増幅器７５は、磁束成分φｑが零に収斂するように修正角速度ｄｗを補正する作用を行う。

図２３に、切換制御時の制御座標軸と総磁束ベクトルの一例を示す。図に示すように、総磁束ベクトルと制御座標軸のｄ軸とが一致していない場合、制御座標軸から観測すると磁束成分φｑが現れる。総磁束ベクトルが制御座標軸よりも進んでいる場合、φｑは正、総磁束ベクトルが制御座標軸よりも遅れている場合、φｑは負となる。
位相演算器７０は、この関係に基づき増幅器７５の動作により、φｑが正であれば位相角θの位相が進むように補正し、また、φｑが負であれば位相角θの位相が遅れるように補正する。

なお、図２２では、切換制御に移行後、φｑが零になるまでの十分な時間として切換制御期間を２秒間として一律に設定しているが、このφｑを監視し、これが零に近い所定の設定値以下になったことを検出して切換制御を終了し、フィードバック制御、即ち、本来の総磁束演算器８からｃｏｓθ，ｓｉｎθを送出する回路に切り替えるようにしてもよい。この場合、φｑの状況に応じて、切換制御期間を短縮して本来のフィードバック制御に早く移行し得る、という利点がある。

なお、図２２の説明では、フィルタゲイン特性、特に、カットオフ角周波数ωc付近の変曲特性を考慮し、初動角速度として、この事例で設定されたカットオフ角周波数ωcの５倍の２．２５Ｈｚに設定した。
しかし、先の実施の形態２で説明したように、フィルタ２０ａの特性が、２次のバターワース特性の極配置（図９参照）となるものとすれば、上記初動角速度をカットオフ角周波数ωc以上の範囲で上例の値より低く設定出来、その分、予め設定する必要があるフィードフォワードおよび切換制御の期間、速度指令範囲を少なく出来、任意に速度指令を設定出来る範囲を拡大することが出来るという利点がある。

以上のように、本実施の形態７における回転機の制御装置では、速度を零からスムーズに立ち上げるフィードフォワード制御と、フィードフォワード制御からフィードバック制御への円滑な移行を実現する切換制御を行うようにしたので、回転機のすべての速度範囲における円滑な制御が実現するという効果がある。

また、この発明の各変形例において、総磁束演算手段は、差分電圧演算値を入力信号とし、この入力信号の角周波数が無限大のとき出力が零となるフィルタで構成されているので、上記フィルタにより差分電圧からの総磁束の演算が可能となる。

また、上記フィルタは、下式の伝達関数を有するものとしたので、実用上必要な運転角周波数範囲において、上記フィルタにより総磁束を求める演算が、回転機での温度変化に基づく「電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧」による有害な影響を受けることなく円滑に実行される。
１／（ｓ＋ωc）
但し、
ｓ：ラプラス演算子
ωc：カットオフ角周波数

また、総磁束演算手段は、差分電圧演算値を入力信号とし、この入力信号の角周波数が無限大および零のとき出力が零となるフィルタで構成されているので、上記フィルタにより差分電圧からの総磁束の演算が可能となる。

また、上記フィルタは、下式の伝達関数を有するものとしたので、実用上必要な運転角周波数範囲において、上記フィルタにより総磁束を求める演算が、回転機での温度変化に基づく「電機子抵抗設定誤差に起因する誤差電圧」による有害な影響を受けることなく円滑に実行される。
ｓ／（ｓ^２＋２ζ・ωc・ｓ＋ωc^２）
但し、
ｓ：ラプラス演算子
ωc：カットオフ角周波数
ζ：任意の正数

また、上記任意の正数として、ζ＝１／√２に設定したので、回転機の有効な運転角周波数範囲を拡大することが出来る。

また、電機子抵抗値と回転機の定格電流値との積から求まる電機子抵抗の電圧降下が上記回転機で設定される所定の温度変化範囲に対応して変化する電圧降下変化量をΔＶ、上記回転機の定格周波数ｆｒで定格電圧値Ｖｒとなり周波数ｆに比例する総磁束に起因する誘起電圧をｖ＝Ｖｒ・ｆ／ｆｒとしたとき、上記両電圧を等しいとする条件から下式で得られる周波数ｆ＝ｆcを求め、ωc＝２π・ｆcとして、上記カットオフ角周波数を設定したので、回転機の温度変化に伴う総磁束演算値への影響を確実に抑制することが出来る。
ｆ＝ｆc＝ｆｒ・ΔＶ／Ｖｒ

また、位相角情報から角速度を演算する角速度演算手段、および角速度指令と上記角速度演算値との偏差を入力し上記偏差が零になるようトルク指令を演算して電圧指令演算手段に出力するトルク指令演算手段を備えたので、角速度指令に基づく回転機の制御は可能となる。

また、位相角情報がｃｏｓθとｓｉｎθとで与えられる場合、
各速度演算手段は、上記角速度演算値を積分して位相角θ１を出力する積分器、上記位相角θ１を入力して余弦ｃｏｓθ１と正弦ｓｉｎθ１とを出力する余弦正弦演算器、上記ｃｏｓθとｓｉｎθ１とを乗算した値から上記ｓｉｎθとｃｏｓθ１とを乗算した値を減算することにより位相角偏差Δθを演算する位相角偏差演算器、および上記位相角偏差Δθを入力し上記偏差が零になるよう上記角速度演算値を出力する増幅器を備えたので、総磁束の角周波数と同一の角速度、総磁束の位相角情報（ｃｏｓθ、ｓｉｎθ）から簡便安価に求めることができる。

また、位相角情報がｃｏｓθとｓｉｎθとで与えられる場合、
上記位相角情報から（ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ）と（ｃｏｓθ−ｓｉｎθ）とを演算する位相角加減算器、位相角０〜３６０゜の間を４５゜づつの区間に区分し、上記各区間における上記ｃｏｓθ、ｓｉｎθ、（ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ）および（ｃｏｓθ−ｓｉｎθ）の４つの位相角信号の正負の符号を予め記録する符号記録部、および上記４つの位相角信号を入力して各信号の正負の符号を判別し、当該符号の組み合わせと上記符号記録部に記録された各区間における各信号の符号の組み合わせとを比較し両者が一致した区間から位相角θを出力する位相角判別手段を備えたので、総磁束の角周波数と同一の角速度、総磁束の位相角情報（ｃｏｓθ、ｓｉｎθ）から簡便安価に求めることができる。

また、回転機が始動しその角速度が、カットオフ角周波数以上で設定した初動角周波数に相当する初動角速度に至る段階で位相角情報演算手段に替わって位相角情報（初動位相角情報）を送出する初動位相角情報演算手段を備え、
上記初動位相角情報演算手段は、上記始動時から所定の第１の設定時間が経過するまでの第１の期間で零から上記初動角速度値に達し、その後所定の第２の設定時間が経過するまでの第２の期間では上記初動角速度値を保持する角速度指令を発生する初動角速度指令発生器、上記初動位相角情報を使用して上記総磁束演算手段からの総磁束演算値の静止直交２軸成分φａ、φｂを回転直交２軸成分φｄ、φｑに変換する初動静止／回転座標変換器、上記第１の期間では上記初動静止／回転座標変換器からの総磁束ｑ軸成分φｑを上記第２の期間では零をそれぞれ総磁束ｑ軸成分指令φｑ＊として出力する総磁束指令発生器、この総磁束指令発生器からの総磁束ｑ軸成分指令φｑ＊と上記初動静止／回転座標変換器からの総磁束ｑ軸成分φｑとの偏差を増幅して修正角速度として出力する増幅器、および上記初動角速度指令発生器からの角速度指令と上記増幅器からの修正角速度との偏差を入力して上記初動位相角情報を出力する位相角演算器を備えたものとし、
上記第１の期間では、上記角速度指令に基づくフィードフォワード制御で初動位相角情報を作成し、上記第２の期間では、上記総磁束ｑ軸成分φｑが零に収斂するように初動位相角情報を作成し、上記第２の期間経過後は、上記初動位相角情報演算手段に替わって元の上記位相角情報演算手段から位相角情報を送出するようにしたので、回転機のすべての速度範囲における円滑な制御が実現するという効果がある。

また、上記第２の期間内であっても、上記総磁束ｑ軸成分φｑが所定の設定値以下になったときは、当該時点以降、上記初動位相角情報演算手段に替わって元の上記位相角情報演算手段から位相角情報を送出するようにしたので、予め設定する必要があるフィードフォワードおよび切換制御の期間、速度指令範囲を少なく出来、任意に速度指令を設定出来る範囲を拡大することが出来るという利点がある。

この発明になる回転機の制御装置は、同期機、誘導機等各種回転機の制御に広く適用することが出来る。

この発明の実施の形態１における回転機の制御装置を示す構成図である。 静止直交２軸上で観測した同期機の磁束に関するベクトル図である。 静止直交２軸上で観測した同期機の電圧に関するベクトル図である。 総磁束演算器８の内部構成を示す図である。 入力信号の角周波数とフィルタのゲインとの関係を示す特性図である。 回転機の具体的な諸元に基づいて、カットオフ角周波数を設定する要領を説明する図である。 電圧指令演算器１１の内部構成を示す図である。 この発明の実施の形態２における回転機の制御装置の総磁束演算器８ａの内部構成を示す図である。 フィルタ２０ａのζを変化させたときのボード線図を示す特性図である。 この発明の実施の形態３における回転機の制御装置の電圧指令演算器１１ｂの内部構成を示す図である。 電流振幅を最小に制御しているときの同期機のベクトル図である。 この発明の実施の形態４における回転機の制御装置の速度制御器５０の内部構成を示す図である。 角速度演算器５１の内部構成を示す図である。 この発明の実施の形態５の回転機の制御装置において、総磁束演算器８（８ａ）から求まる４つの位相角信号を、位相角に沿ってプロットした図である。 ４つの位相角信号の符号の組み合わせを示す変数ＦＬＡＧ＿Ｗを演算する流れ図である。 位相角の区間と変数ＦＬＡＧ＿Ｗとの関係を示す図である。 変数ＦＬＡＧ＿Ｗと推定回転位置との関係を示す図である。 回転位置に対する推定回転位置をプロットした図である。 この発明の実施の形態６における回転機の制御装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態７における回転機の制御装置を示す構成図である。 位相演算器７０の内部構成を示す図である。 実施の形態７の運転パターンを示す図である。 切換制御時の制御座標軸と総磁束ベクトルの一例を示す図である。

符号の説明

１ インバータ、２ 同期機、２ｄ 誘導機、３ 電流検出器、
４Ａ 三相／二相変換器、４Ｂ 二相／三相変換器、５ 電圧降下演算器、
８，８ａ 総磁束演算器、９，１０ 座標変換器、１１，１１ｂ 電圧指令演算器、
２０，２０ａ フィルタ、総磁束振幅指令発生器、４０ 回転子磁束振幅発生器、
４２ ゲイン演算器、５０ 速度制御器、５１ 角速度演算器、７０ 位相演算器、
７１ 座標変換器。

Claims (13)

1. 回転機の電流を検出する電流検出手段、この電流検出手段からの電流検出値と上記回転機の電機子抵抗値とから電機子抵抗の電圧降下を演算する電圧降下演算手段、上記回転機への印加電圧と上記電圧降下演算手段からの電圧降下演算値との差分電圧を演算する差分電圧演算手段、この差分電圧演算手段からの差分電圧演算値を積分して得られる総磁束を演算する総磁束演算手段、および総磁束指令とトルク指令と上記総磁束演算手段からの総磁束演算値とに基づき上記総磁束指令が上記総磁束演算値に一致するように電流指令を演算し、上記電流指令が上記電流検出手段からの電流検出値に一致するように上記回転機への電圧指令を演算する電圧指令演算手段を備えた回転機の制御装置。
2. 三相の電力変換器の電圧で駆動される回転機、この回転機の各相電流を検出する電流検出手段、この電流検出手段からの各相電流検出値を静止直交２軸電流検出値に変換する三相／二相変換器、この三相／二相変換器からの静止直交２軸電流検出値と上記回転機の電機子抵抗値とから電機子抵抗の電圧降下を演算する電圧降下演算手段、上記電力変換器への静止直交２軸電圧指令と上記電圧降下演算手段からの電圧降下演算値との差分電圧を演算する差分電圧演算手段、この差分電圧演算手段からの差分電圧演算値を積分して得られる総磁束を演算する総磁束演算手段、この総磁束演算手段からの上記総磁束演算値とともに回転する回転直交２軸の上記静止直交２軸からの位相角情報を演算する位相角情報演算手段、上記位相角情報を使用して上記静止直交２軸電流検出値を回転直交２軸電流検出値に変換する静止／回転座標変換器、総磁束指令とトルク指令と上記総磁束演算手段からの総磁束演算値とに基づき上記総磁束指令が上記総磁束演算値に一致するように回転直交２軸電流指令を演算し、上記回転直交２軸電流指令が上記静止／回転座標変換器からの回転直交２軸電流検出値に一致するように回転直交２軸電圧指令を演算する電圧指令演算手段、上記位相角情報を使用して上記回転直交２軸電圧指令を上記静止直交２軸電圧指令に変換する回転／静止座標変換器、および上記静止直交２軸電圧指令を各相電圧指令に変換して上記電力変換器に出力する二相／三相変換器を備えた回転機の制御装置。
3. 上記総磁束演算手段は、上記差分電圧演算値を入力信号とし、この入力信号の角周波数が無限大のとき出力が零となるフィルタで構成されたことを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 上記フィルタは、下式の伝達関数を有するものとしたことを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
   １／（ｓ＋ωc）
   但し、
   ｓ：ラプラス演算子
   ωc：カットオフ角周波数
5. 上記総磁束演算手段は、上記差分電圧演算値を入力信号とし、この入力信号の角周波数が無限大および零のとき出力が零となるフィルタで構成されたことを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
6. 上記フィルタは、下式の伝達関数を有するものとしたことを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
   ｓ／（ｓ^２＋２ζ・ωc・ｓ＋ωc^２）
   但し、
   ｓ：ラプラス演算子
   ωc：カットオフ角周波数
   ζ：任意の正数
7. 上記任意の正数として、ζ＝１／√２に設定したことを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
8. 上記電機子抵抗値と上記回転機の定格電流値との積から求まる電機子抵抗の電圧降下が上記回転機で設定される所定の温度変化範囲に対応して変化する電圧降下変化量をΔＶ、上記回転機の定格周波数ｆｒで定格電圧値Ｖｒとなり周波数ｆに比例する上記総磁束に起因する誘起電圧をｖ＝Ｖｒ・ｆ／ｆｒとしたとき、上記両電圧を等しいとする条件から下式で得られる周波数ｆ＝ｆcを求め、ωc＝２π・ｆcとして、上記カットオフ角周波数を設定したことを特徴とする請求項４、６または７のいずれかに記載の回転機の制御装置。
   ｆ＝ｆc＝ｆｒ・ΔＶ／Ｖｒ
9. 上記位相角情報から角速度を演算する角速度演算手段、および角速度指令と上記角速度演算値との偏差を入力し上記偏差が零になるよう上記トルク指令を演算して上記電圧指令演算手段に出力するトルク指令演算手段を備えたことを特徴とする請求項２ないし８のいずれかに記載の回転機の制御装置。
10. 上記位相角情報がｃｏｓθとｓｉｎθとで与えられる場合、
    上記各速度演算手段は、上記角速度演算値を積分して位相角θ１を出力する積分器、上記位相角θ１を入力して余弦ｃｏｓθ１と正弦ｓｉｎθ１とを出力する余弦正弦演算器、上記ｃｏｓθとｓｉｎθ１とを乗算した値から上記ｓｉｎθとｃｏｓθ１とを乗算した値を減算することにより位相角偏差Δθを演算する位相角偏差演算器、および上記位相角偏差Δθを入力し上記偏差が零になるよう上記角速度演算値を出力する増幅器を備えたことを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
11. 上記位相角情報がｃｏｓθとｓｉｎθとで与えられる場合、
    上記位相角情報から（ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ）と（ｃｏｓθ−ｓｉｎθ）とを演算する位相角加減算器、位相角０〜３６０゜の間を４５゜づつの区間に区分し、上記各区間における上記ｃｏｓθ、ｓｉｎθ、（ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ）および（ｃｏｓθ−ｓｉｎθ）の４つの位相角信号の正負の符号を予め記録する符号記録部、および上記４つの位相角信号を入力して各信号の正負の符号を判別し、当該符号の組み合わせと上記符号記録部に記録された各区間における各信号の符号の組み合わせとを比較し両者が一致した区間から位相角θを出力する位相角判別手段を備えたことを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
12. 上記回転機が始動しその角速度が、上記カットオフ角周波数以上で設定した初動角周波数に相当する初動角速度に至る段階で上記位相角情報演算手段に替わって位相角情報（初動位相角情報）を送出する初動位相角情報演算手段を備え、
    上記初動位相角情報演算手段は、上記始動時から所定の第１の設定時間が経過するまでの第１の期間で零から上記初動角速度値に達し、その後所定の第２の設定時間が経過するまでの第２の期間では上記初動角速度値を保持する角速度指令を発生する初動角速度指令発生器、上記初動位相角情報を使用して上記総磁束演算手段からの総磁束演算値の静止直交２軸成分φａ、φｂを回転直交２軸成分φｄ、φｑに変換する初動静止／回転座標変換器、上記第１の期間では上記初動静止／回転座標変換器からの総磁束ｑ軸成分φｑを上記第２の期間では零をそれぞれ総磁束ｑ軸成分指令φｑ＊として出力する総磁束指令発生器、この総磁束指令発生器からの総磁束ｑ軸成分指令φｑ＊と上記初動静止／回転座標変換器からの総磁束ｑ軸成分φｑとの偏差を増幅して修正角速度として出力する増幅器、および上記初動角速度指令発生器からの角速度指令と上記増幅器からの修正角速度との偏差を入力して上記初動位相角情報を出力する位相角演算器を備えたものとし、
    上記第１の期間では、上記角速度指令に基づくフィードフォワード制御で初動位相角情報を作成し、上記第２の期間では、上記総磁束ｑ軸成分φｑが零に収斂するように初動位相角情報を作成し、上記第２の期間経過後は、上記初動位相角情報演算手段に替わって元の上記位相角情報演算手段から位相角情報を送出するようにしたことを特徴とする請求項４、６ないし１１のいずれかに記載の回転機の制御装置。
13. 上記第２の期間内であっても、上記総磁束ｑ軸成分φｑが所定の設定値以下になったときは、当該時点以降、上記初動位相角情報演算手段に替わって元の上記位相角情報演算手段から位相角情報を送出するようにしたことを特徴とする請求項１２記載の回転機の制御装置。

Images