JP2005269404A - Radio communications equipment - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide radio communications equipment, capable of surely controlling phases of respective reception signals received by a plurality of antenna elements, using a simple configuration. <P>SOLUTION: An I-phase converting part 48 and a Q-phase converting part 54, which function as a quadrature component extracting part, are provided with a phase control means for controlling the phases of the respective reception signals received by the plurality of antenna elements 28a. Thus, the need for providing a special phase shifter to control the phases of receiving signal is eliminated, therby the number of components is reduced and also the amplitude fluctuations of the reception signals due to phase control are appropriately prevented. Namely, it is possible to provide wireless tag communications equipment 12 that can more surely perform phase control of the respective reception signals received by the plurality of antenna elements 28, using a simple configuration. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、複数のアンテナ素子を有する受信アンテナを備えた無線通信装置の改良に関し、特に、それら複数のアンテナ素子により受信される受信信号の位相制御に関する。   The present invention relates to an improvement in a wireless communication apparatus including a reception antenna having a plurality of antenna elements, and more particularly to phase control of a reception signal received by the plurality of antenna elements.

受信アンテナにより受信された受信信号から互いに直交する同相成分及び直交成分を抽出する直交成分抽出部と、その直交成分抽出部により抽出された前記受信信号の同相成分及び直交成分を合成してその受信信号の復調信号を検出する復調信号検出部とを、備えて構成され、所謂直交復調方式により受信信号の復調を行う無線通信装置が各種通信分野において用いられている。斯かる無線通信装置等において、複数のアンテナ素子を有する受信アンテナの指向性を制御する技術として、それら複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相を制御するフェイズドアレイ（Phased Array）処理や、各受信信号の位相及び振幅をアダプティブ制御するアダプティブアレイ（Adaptive Array）処理が知られている。例えば、特許文献１に記載されたフェイズドアレイアンテナ装置により行われるフェイズドアレイ処理がそれであり、各アンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相を制御することにより、所定の方向からの信号を好適に受信できるように上記受信アンテナの指向性を制御することができ、そのように位相制御された受信信号を復調することで、感度の高い復調が実現できる。   A quadrature component extraction unit that extracts an in-phase component and a quadrature component that are orthogonal to each other from a reception signal received by a receiving antenna, and a combination of the in-phase component and the quadrature component of the reception signal extracted by the quadrature component extraction unit. A wireless communication device configured to include a demodulated signal detection unit that detects a demodulated signal and that demodulates a received signal by a so-called orthogonal demodulation method is used in various communication fields. In such a wireless communication device or the like, as a technique for controlling the directivity of a receiving antenna having a plurality of antenna elements, a phased array process for controlling the phase of each received signal received by the plurality of antenna elements, An adaptive array process for adaptively controlling the phase and amplitude of each received signal is known. For example, the phased array processing performed by the phased array antenna device described in Patent Document 1 is such that a signal from a predetermined direction is suitably controlled by controlling the phase of each received signal received by each antenna element. The directivity of the receiving antenna can be controlled so that it can be received. By demodulating the received signal that is phase-controlled in this way, highly sensitive demodulation can be realized.

特開平１１−１０３２０１号公報Japanese Patent Laid-Open No. 11-103201

しかし、前記従来の技術では、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相を制御するために複数の移相器を設ける必要があり、部品点数が増加するという弊害があった。また、上記移相器により受信信号の位相を制御することで、その受信信号の振幅が変動する可能性があった。このため、複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相制御を簡単な構成により確実に行い得る無線通信装置の開発が求められていた。   However, in the conventional technique, it is necessary to provide a plurality of phase shifters in order to control the phases of the received signals received by the plurality of antenna elements, and there is a disadvantage that the number of parts increases. Further, there is a possibility that the amplitude of the received signal varies by controlling the phase of the received signal by the phase shifter. For this reason, there has been a demand for the development of a wireless communication apparatus that can reliably control the phase of each received signal received by a plurality of antenna elements with a simple configuration.

本発明は、以上の事情を背景として為されたものであり、その目的とするところは、複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相制御を簡単な構成により確実に行い得る無線通信装置を提供することにある。   The present invention has been made in the background of the above circumstances, and the object of the present invention is to provide a radio communication apparatus that can reliably control the phase of each of received signals received by a plurality of antenna elements with a simple configuration. Is to provide.

斯かる目的を達成するために、本発明の要旨とするところは、複数のアンテナ素子を有する受信アンテナと、その受信アンテナにより受信された受信信号から互いに直交する同相成分及び直交成分を抽出する直交成分抽出部と、その直交成分抽出部により抽出された前記受信信号の同相成分及び直交成分を合成してその受信信号の復調信号を検出する復調信号検出部とを、備えた無線通信装置であって、前記直交成分抽出部は、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号のうち少なくとも１つの位相を個別に制御する位相制御手段を含むことを特徴とするものである。   In order to achieve such an object, the gist of the present invention is that a receiving antenna having a plurality of antenna elements and an orthogonal component that extracts in-phase components and quadrature components orthogonal to each other from a received signal received by the receiving antenna. A wireless communication apparatus comprising: a component extracting unit; and a demodulated signal detecting unit that detects a demodulated signal of the received signal by combining the in-phase component and the quadrature component of the received signal extracted by the quadrature component extracting unit. The orthogonal component extraction unit includes phase control means for individually controlling at least one of the reception signals received by the plurality of antenna elements.

このようにすれば、前記直交成分抽出部は、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号のうち少なくとも１つの位相を個別に制御する位相制御手段を含むことから、各受信信号の位相を制御するために特別の移相器を設ける必要がなく、部品点数を削減できることに加え、位相制御による受信信号の振幅の変動を好適に防止できる。すなわち、複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相制御を簡単な構成により確実に行い得る無線通信装置を提供することができる。   In this case, the quadrature component extraction unit includes phase control means for individually controlling at least one phase of the received signals received by the plurality of antenna elements, thereby controlling the phase of each received signal. Therefore, it is not necessary to provide a special phase shifter, the number of parts can be reduced, and fluctuations in the amplitude of the received signal due to phase control can be suitably prevented. That is, it is possible to provide a radio communication apparatus that can reliably perform the phase control of each received signal received by a plurality of antenna elements with a simple configuration.

ここで、好適には、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号をＩ相信号に変換するＩ相変換部及びＱ相信号に変換するＱ相信号変換部を含み、それらＩ相変換部及びＱ相変換部は、前記直交成分抽出部を構成すると共に前記位相制御手段として機能するものである。このようにすれば、前記Ｉ相変換部及びＱ相変換部により前記受信信号の直交成分抽出制御及び各受信信号の位相制御を同時に行うことができる。   Here, it preferably includes an I-phase conversion unit that converts reception signals received by the plurality of antenna elements into an I-phase signal and a Q-phase signal conversion unit that converts the received signal into a Q-phase signal, The Q phase conversion unit constitutes the quadrature component extraction unit and functions as the phase control means. With this configuration, the I-phase conversion unit and the Q-phase conversion unit can simultaneously perform quadrature component extraction control of the reception signal and phase control of each reception signal.

また、好適には、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号を合成する合成手段と、その合成手段により合成された合成信号に基づいて前記位相制御手段による各受信信号の位相制御量を決定する位相制御量決定手段とを、含むものである。このようにすれば、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相を更に好適に制御できる。   Preferably, combining means for combining the reception signals received by the plurality of antenna elements, and a phase control amount of each reception signal by the phase control means is determined based on the combined signal combined by the combining means. And a phase control amount determination means. In this way, the phase of each received signal received by the plurality of antenna elements can be more suitably controlled.

また、好適には、前記位相制御量決定手段は、フェイズドアレイ処理により各受信信号の位相制御量を決定するものである。このようにすれば、前記複数のアンテナ素子により所望の信号を確実に受信することができる。   Preferably, the phase control amount determining means determines a phase control amount of each received signal by phased array processing. In this way, a desired signal can be reliably received by the plurality of antenna elements.

また、好適には、前記直交成分抽出部は、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることによりその受信信号から同相成分を抽出すると共に各受信信号の位相を制御する複数の同相成分用ミキサと、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることによりその受信信号から直交成分を抽出すると共に各受信信号の位相を制御する複数の直交成分用ミキサとを、有するものである。このようにすれば、実用的な構成により前記受信信号の直交成分抽出制御及び各受信信号の位相制御を同時に行うことができる。   Preferably, the quadrature component extraction unit extracts an in-phase component from the received signal by multiplying each of the received signals received by the plurality of antenna elements by a predetermined control value, and the phase of each received signal. A plurality of in-phase component mixers for controlling the signal and a plurality of received signals received by the plurality of antenna elements are multiplied by a predetermined control value to extract a quadrature component from the received signal and control the phase of each received signal A plurality of orthogonal component mixers. In this way, the orthogonal component extraction control of the received signal and the phase control of each received signal can be performed simultaneously with a practical configuration.

また、好適には、前記直交成分抽出部は、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの振幅を制御する振幅制御手段を含むものである。このようにすれば、各受信信号それぞれの位相及び振幅の制御を簡単な構成により確実に行うことができる。   Preferably, the orthogonal component extraction unit includes amplitude control means for controlling the amplitude of each of the received signals received by the plurality of antenna elements. In this way, it is possible to reliably control the phase and amplitude of each received signal with a simple configuration.

また、好適には、前記複数の同相成分用ミキサは、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることによりその受信信号から同相成分を抽出すると共に各受信信号の位相及び振幅を制御するものであり、前記複数の直交成分用ミキサは、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることによりその受信信号から直交成分を抽出すると共に各受信信号の位相及び振幅を制御するものである。このようにすれば、実用的な構成により前記受信信号の直交成分抽出制御及び各受信信号の位相及び振幅の制御を同時に行うことができる。   Preferably, the plurality of in-phase component mixers extract each in-phase component from the received signal by multiplying each of the received signals received by the plurality of antenna elements by a predetermined control value. The plurality of quadrature component mixers extract the quadrature components from the received signals by multiplying the received signals received by the plurality of antenna elements by a predetermined control value, respectively. In addition, it controls the phase and amplitude of each received signal. In this way, the orthogonal component extraction control of the received signal and the control of the phase and amplitude of each received signal can be performed simultaneously with a practical configuration.

また、好適には、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相及び振幅をアダプティブアレイ処理により制御するためのアダプティブ制御部を備えたものである。このようにすれば、前記複数のアンテナ素子により所望の信号を確実に受信することができる。   Preferably, an adaptive control unit is provided for controlling the phase and amplitude of each received signal received by the plurality of antenna elements by adaptive array processing. In this way, a desired signal can be reliably received by the plurality of antenna elements.

また、好適には、サンプリングされた所定位相の前記制御値を生成するディジタル可変位相発振部を備えたものであり、前記位相制御量決定手段は、その制御値を介してディジタル信号処理により各受信信号の位相制御量を決定するものである。このようにすれば、実用的な構成により各受信信号の位相制御を行うことができる。   Preferably, the digital variable phase oscillating unit that generates the control value of the sampled predetermined phase is provided, and the phase control amount determining means receives each reception by digital signal processing via the control value. It determines the phase control amount of the signal. In this way, the phase control of each received signal can be performed with a practical configuration.

また、好適には、前記制御値は、振幅及び位相が制御された正弦信号又は余弦信号である。このようにすれば、実用的な構成により各受信信号の位相制御を行うことができる。   Preferably, the control value is a sine signal or a cosine signal whose amplitude and phase are controlled. In this way, the phase control of each received signal can be performed with a practical configuration.

また、好適には、前記無線通信装置は、無線タグに向けて所定の送信信号を送信アンテナにより送信すると共に、その送信信号に応答して無線タグから返信される返信信号を前記受信アンテナにより受信することでその無線タグとの間で情報の通信を行う無線タグ通信装置である。このようにすれば、複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相制御を簡単な構成により確実に行うことができ、無線タグからの返信信号を確実に受信し得る無線タグ通信装置を提供することができる。   Preferably, the wireless communication device transmits a predetermined transmission signal to the wireless tag by the transmission antenna and receives a reply signal returned from the wireless tag in response to the transmission signal by the reception antenna. Thus, the wireless tag communication apparatus performs communication of information with the wireless tag. In this way, a wireless tag communication device that can reliably control the phase of each of the received signals received by the plurality of antenna elements with a simple configuration and can reliably receive a return signal from the wireless tag is provided. can do.

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて詳細に説明する。   Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図１は、本発明の無線通信装置が好適に適用される通信システム１０の構成を説明する図である。この通信システム１０は、本発明の無線通信装置の一実施例である無線タグ通信装置１２と、所定の情報を記憶し得る無線タグ１４とから構成される所謂ＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification）通信システムである。なお、通常のＲＦＩＤ通信においては、１台乃至は複数台の上記無線タグ通信装置１２と、複数の無線タグ１４との間で情報の通信が行われるが、図１ではそれぞれ１台のみを示している。上記無線タグ通信装置１２は、上記通信システム１０の質問器として、上記無線タグ１４は、上記通信システム１０の応答器としてそれぞれ機能するものである。すなわち、上記無線タグ通信装置１２から送信信号である送信波Ｆ_ｃ１が送信されると、その送信波Ｆ_ｃ１を受信した上記無線タグ１４において所定の情報信号に基づいてその送信波Ｆ_ｃ１が変調されて返信信号である反射波Ｆ_ｒ１として返信され、上記無線タグ通信装置１２によりその反射波_ｒ１が受信されて復調されることで上記無線タグ１４との間で情報の通信が行われる。 FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a communication system 10 to which a wireless communication apparatus of the present invention is preferably applied. The communication system 10 is a so-called RFID (Radio Frequency Identification) communication system including a wireless tag communication device 12 which is an embodiment of the wireless communication device of the present invention and a wireless tag 14 capable of storing predetermined information. is there. Note that in normal RFID communication, information communication is performed between one or a plurality of the RFID tag communication devices 12 and the plurality of RFID tags 14, but only one unit is shown in FIG. ing. The RFID tag communication device 12 functions as an interrogator of the communication system 10, and the RFID tag 14 functions as a responder of the communication system 10. That is, when the transmission wave F _c1 is transmitted signals from the radio-frequency tag communication device 12 is transmitted, in the wireless tag 14 that receives the transmission wave F _c1 on the basis of a predetermined information signal is the transmission waves F _c1 modulation Then, it is returned as a reflected wave F _r1 which is a reply signal, and the reflected wave _r1 is received and demodulated by the wireless tag communication device 12 so that information is communicated with the wireless tag 14.

図２は、上記無線タグ通信装置１２の電気的構成を説明する図である。この無線タグ通信装置１２は、上記無線タグ１４に対する情報の読み出し及び書き込みの少なくとも一方を実行するためにその無線タグ１４との間で情報の通信を行うものであり、送信信号をディジタル信号として出力したり、上記無線タグ１４からの返信信号を復調する等のディジタル信号処理を実行するＤＳＰ（Digital Signal Processor）１６と、そのＤＳＰ１６により出力された送信信号をアナログ信号に変換する送信信号Ｄ／Ａ変換部１８と、所定の周波数変換信号を出力する周波数変換信号出力部２０と、上記送信信号Ｄ／Ａ変換部１８によりアナログ信号に変換された送信信号の周波数をその周波数変換信号出力部２０から出力される周波数変換信号の周波数だけ高くするアップコンバータ２２と、そのアップコンバータ２２によりアップコンバートされた送信信号を送信波Ｆ_ｃ１として上記無線タグ１４に向けて送信する送信アンテナ２４と、複数（図２では３つ）のアンテナ素子２８ａ、２８ｂ、２８ｃ（以下、特に区別しない場合には単にアンテナ素子２８と称する）を有してそれら複数のアンテナ素子２８により上記無線タグ１４からの反射波Ｆ_ｒ１を受信する受信アンテナ２６と、各アンテナ素子２８により受信された受信信号の周波数を上記周波数変換信号出力部２０から出力される周波数変換信号の周波数だけ低くする上記アンテナ素子２８と同数のダウンコンバータ３０ａ、３０ｂ、３０ｃ（以下、特に区別しない場合には単にダウンコンバータ３０と称する）と、各ダウンコンバータ３０から出力されるダウンコンバートされた受信信号をディジタル信号に変換して上記ＤＳＰ１６に供給する上記アンテナ素子２８と同数の受信信号Ａ／Ｄ変換部３２ａ、３２ｂ、３２ｃ（以下、特に区別しない場合には単に受信信号Ａ／Ｄ変換部３２と称する）とを、備えて構成されている。 FIG. 2 is a diagram for explaining the electrical configuration of the RFID tag communication apparatus 12. The wireless tag communication device 12 communicates information with the wireless tag 14 to execute at least one of reading and writing of information with respect to the wireless tag 14, and outputs a transmission signal as a digital signal. Or a DSP (Digital Signal Processor) 16 that executes digital signal processing such as demodulating a return signal from the wireless tag 14, and a transmission signal D / A for converting a transmission signal output by the DSP 16 into an analog signal A conversion unit 18, a frequency conversion signal output unit 20 that outputs a predetermined frequency conversion signal, and a frequency of the transmission signal converted into an analog signal by the transmission signal D / A conversion unit 18 from the frequency conversion signal output unit 20 The up-converter 22 that increases the frequency of the output frequency conversion signal and the up-converter 22 A transmitting antenna 24 to be transmitted to the wireless tag 14 of flop-converted transmitted signal as a transmission wave _{F c1,} a plurality (three in FIG. 2) of the antenna elements 28a, 28b, 28c (hereinafter, when not distinguished Is simply referred to as an antenna element 28), and the plurality of antenna elements 28 receive the reflected wave F _r1 from the wireless tag 14, and the frequency of the received signal received by each antenna element 28 is determined. The same number of down-converters 30a, 30b, 30c as the antenna elements 28 that are lowered by the frequency of the frequency-converted signal output from the frequency-converted signal output unit 20 (hereinafter simply referred to as the down-converter 30 unless otherwise distinguished). The downconverted received signal output from each downconverter 30 is converted into a digital signal. The same number of reception signal A / D converters 32a, 32b, 32c as the antenna elements 28 that are converted into and supplied to the DSP 16 (hereinafter simply referred to as the reception signal A / D converter 32 unless otherwise distinguished). Are provided.

上記ＤＳＰ１６は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、及びＲＡＭ等から成り、ＲＡＭの一時記憶機能を利用しつつＲＯＭに予め記憶されたプログラムに従って信号処理を行う所謂マイクロコンピュータシステムであり、前記無線タグ１４への送信信号をディジタル信号として出力する送信ディジタル信号出力部３４と、その送信ディジタル信号出力部３４から出力された送信ディジタル信号を所定の情報信号（送信情報）に基づいて変調して上記送信信号Ｄ／Ａ変換部１８に供給する変調部３６と、上記複数のアンテナ素子２８によりそれぞれ受信された受信信号を復調してＡＭ復調波を検出するＡＭ復調部４０と、そのＡＭ復調部４０により復調されたＡＭ復調波を復号して前記受信信号に含まれる所定の情報信号すなわち前記無線タグ１４による変調信号を読み出すＦＳＫ復号部４２と、後述する位相制御手段における各受信信号の位相制御量を決定する位相制御量決定手段として機能し、位相制御された局部発振信号を生成する可変位相発振部４４とを、機能的に備えている。   The DSP 16 is a so-called microcomputer system that includes a CPU, a ROM, a RAM, and the like, and performs signal processing according to a program stored in advance in the ROM while using a temporary storage function of the RAM. Transmission digital signal output unit 34 for outputting a digital signal, and the transmission digital signal output from the transmission digital signal output unit 34 is modulated based on a predetermined information signal (transmission information) and the transmission signal D / A conversion is performed. A modulation unit 36 supplied to the unit 18; an AM demodulation unit 40 that demodulates received signals received by the plurality of antenna elements 28 to detect an AM demodulated wave; and an AM demodulation demodulated by the AM demodulation unit 40 A predetermined information signal included in the received signal by decoding the wave, that is, a signal modulated by the wireless tag 14 And a variable phase oscillating unit 44 that functions as a phase control amount determining unit that determines a phase control amount of each received signal in a phase control unit to be described later, and generates a phase-controlled local oscillation signal. , Functionally equipped.

上記ＡＭ復調部４０は、好適には、ＩＱ直交復調すなわち入力信号を互いに位相が９０°異なるＩ相（In‐phase）及びＱ相（Quadrature‐phase）信号に変換した後、それらＩ相信号及びＱ相信号を合成することにより前記受信信号の復調を行うものであり、前記複数のアンテナ素子２８に対応するそれぞれの受信信号をＩ相信号に変換するＩ相変換部４８と、そのＩ相変換部４８によりＩ相信号に変換された各受信信号を合成するＩ相信号合成部５０と、そのＩ相信号合成部５０から出力されるＩ相合成信号のうち所定の周波数以下の信号を通過させるＩ相ＬＰＦ（Low-Pass Filter）５２と、前記複数のアンテナ素子２８に対応するそれぞれの受信信号をＱ相信号に変換するＱ相変換部５４と、そのＱ相変換部５４によりＱ相信号に変換された各受信信号を合成するＱ相信号合成部５６と、そのＱ相信号合成部５６から出力されるＱ相合成信号のうち所定の周波数以下の信号を通過させるＱ相ＬＰＦ５８と、上記Ｉ相ＬＰＦ５２から出力されるＩ相合成信号及びＱ相ＬＰＦ５８から出力されるＱ相合成信号を合成（二乗和の平方根）して復調信号を生成する復調信号生成部６０と、その復調信号生成部６０から出力される復調信号のうち所定の周波数以上の信号を通過させるＨＰＦ（High-Pass Filter）６２とを、機能的に備えている。この構成において、前記ＡＭ復調部４０が各受信信号の復調信号を検出する復調信号検出部として、上記Ｉ相変換部４８及びＱ相変換部５４が前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号から互いに直交する同相成分及び直交成分を抽出する直交成分抽出部として、上記復調信号生成部６０が前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号を合成する合成手段としてそれぞれ機能する。   The AM demodulator 40 preferably performs IQ quadrature demodulation, that is, converts an input signal into an I-phase (Quadrature-phase) signal and a Q-phase (Quadrature-phase) signal whose phases are 90 ° different from each other, The received signal is demodulated by synthesizing a Q-phase signal, an I-phase conversion unit 48 for converting each received signal corresponding to the plurality of antenna elements 28 into an I-phase signal, and the I-phase conversion An I-phase signal synthesizer 50 that synthesizes each received signal converted into an I-phase signal by the unit 48, and passes a signal having a predetermined frequency or less among the I-phase synthesized signal output from the I-phase signal synthesizer 50. An I-phase LPF (Low-Pass Filter) 52, a Q-phase converter 54 that converts each received signal corresponding to the plurality of antenna elements 28 into a Q-phase signal, and a Q-phase signal by the Q-phase converter 54 Each converted received signal Q-phase signal synthesizer 56, Q-phase LPF 58 that passes a signal of a predetermined frequency or less out of the Q-phase synthesized signal output from Q-phase signal synthesizer 56, and I-phase LPF 52 A demodulated signal generator 60 that generates a demodulated signal by synthesizing the I-phase synthesized signal and the Q-phase synthesized signal output from the Q-phase LPF 58 (square root of the sum of squares), and a demodulated signal output from the demodulated signal generator 60 Among these, an HPF (High-Pass Filter) 62 that passes a signal having a predetermined frequency or higher is functionally provided. In this configuration, the AM demodulator 40 detects a demodulated signal of each received signal, and the I-phase converter 48 and the Q-phase converter 54 receive signals received by the plurality of antenna elements 28. As the quadrature component extraction unit that extracts the in-phase component and the quadrature component that are orthogonal to each other, the demodulated signal generation unit 60 functions as a combining unit that combines the reception signals received by the plurality of antenna elements 28.

上記Ｉ相変換部４８及びＱ相変換部５４は、前記可変位相発振部４４で生成された局部発振信号が位相制御されていることにより各入力（受信信号）それぞれの位相を個別に制御する位相制御手段としても機能するものである。すなわち、上記Ｉ相変換部４８は、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれに所定の制御値（例えば、ｃｏｓω_０ｔ、ｃｏｓ（ω_０ｔ＋φ）、ｃｏｓ（ω_０ｔ−φ）の各値）を掛け合わせることによりその受信信号から同相成分を抽出すると共に各受信信号の位相を制御する前記アンテナ素子２８と同数の同相成分用ミキサ６４ａ、６４ｂ、６４ｃ（以下、特に区別しない場合には単に同相成分用ミキサ６４と称する）を備えている。また、上記Ｑ相変換部５４は、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれに所定の制御値（例えば、ｓｉｎω_０ｔ、ｓｉｎ（ω_０ｔ＋φ）、ｓｉｎ（ω_０ｔ−φ）の各値）を掛け合わせることによりその受信信号から直交成分を抽出すると共に各受信信号の位相を制御する前記アンテナ素子２８と同数の直交成分用ミキサ６６ａ、６６ｂ、６６ｃ（以下、特に区別しない場合には単に直交成分用ミキサ６６と称する）を備えている。 The I-phase conversion unit 48 and the Q-phase conversion unit 54 control the phase of each input (received signal) individually by controlling the phase of the local oscillation signal generated by the variable phase oscillation unit 44. It also functions as a control means. That is, the I-phase converting unit 48, a predetermined control value to each received signals received by the plurality of antenna elements 28 _{(e.g., cosω 0 t, cos (ω} 0 t + φ), cos (ω 0 t-φ) And the same number of in-phase component mixers 64a, 64b, 64c as the antenna element 28 for controlling the phase of each received signal (hereinafter not particularly distinguished). Is simply referred to as an in-phase component mixer 64). Further, the Q-phase converting unit 54, a predetermined control value to each received signals received by the plurality of antenna elements 28 _{(e.g., sinω 0 t, sin (ω} 0 t + φ), sin (ω 0 t-φ) Are multiplied by the same number of quadrature component mixers 66a, 66b, 66c as the antenna element 28 for controlling the phase of each received signal (hereinafter, not particularly distinguished). Is simply referred to as a quadrature component mixer 66).

図１５は、前記可変位相発振部４４の構成を詳しく説明する図である。この図１５に示すように、前記可変位相発振部４４は、後述する図７のフローチャートにおけるｓｉｎ_０［０］乃至ｓｉｎ_０［３］、ｓｉｎ_１［０］乃至ｓｉｎ_１［３］、ｓｉｎ_−１［０］乃至ｓｉｎ_−１［３］、ｃｏｓ_０［０］乃至ｃｏｓ_０［３］、ｃｏｓ_１［０］乃至ｃｏｓ_１［３］、ｃｏｓ_−１［０］乃至ｃｏｓ_−１［３］に対応する乗算値レジスタ４４ａと、ｔｂｌ_０［０］乃至ｔｂｌ_０［３］、ｔｂｌ_１［０］乃至ｔｂｌ_１［３］に対応するメモリ４４ｂと、それらのテーブルが格納されているアドレスを後述する図５乃至図７のフローチャートの順に読み出すように生成する読出アドレス生成部４４ｃとを、含むものである。この可変位相発振部４４は、好適には、フェイズドアレイ（Phased Array）処理により各受信信号の位相制御量を決定するものであり、前記無線タグ１４から正常な返信信号が送られてくるまで各受信信号の位相制御量を所定値ずつ変更しつつ前記Ｉ相変換部４８及びＱ相変換部５４における位相制御設定の更新を繰り返すものである。前記無線タグ通信装置１２では、前記周波数変換信号出力部２０、受信アンテナ２６、ダウンコンバータ３０、受信信号Ａ／Ｄ変換部３２、Ｉ相変換部４８、Ｉ相信号合成部５０、Ｑ相変換部５４、Ｑ相信号合成部５６、及び可変位相発振部４４がフェイズドアレイ部６７を構成している。 FIG. 15 is a diagram illustrating the configuration of the variable phase oscillating unit 44 in detail. As shown in FIG. 15, the variable phase oscillating unit 44 includes sin ₀ [0] to sin ₀ [3], sin ₁ [0] to sin ₁ [3], sin ₋₁ in the flowchart of FIG. [0] to sin ₋₁ [3], cos ₀ [0] to cos ₀ [3], cos ₁ [0] to cos ₁ [3], cos ₋₁ [0] to cos ₋₁ [3] A multiplication value register 44a, a memory 44b corresponding to tbl ₀ [0] to tbl ₀ [3], tbl ₁ [0] to tbl ₁ [3], and an address where these tables are stored will be described later. 5 to 7 and a read address generation unit 44c that generates the read addresses in the order of the flowcharts of FIGS. The variable phase oscillating unit 44 preferably determines a phase control amount of each received signal by a phased array process, and each variable signal is transmitted until a normal reply signal is sent from the wireless tag 14. The updating of the phase control setting in the I-phase conversion unit 48 and the Q-phase conversion unit 54 is repeated while changing the phase control amount of the received signal by a predetermined value. In the RFID tag communication device 12, the frequency conversion signal output unit 20, the reception antenna 26, the down converter 30, the reception signal A / D conversion unit 32, the I phase conversion unit 48, the I phase signal synthesis unit 50, and the Q phase conversion unit. 54, the Q-phase signal synthesis unit 56, and the variable phase oscillation unit 44 constitute a phased array unit 67.

図３は、従来の無線通信装置における各受信信号の位相制御及び直交成分抽出制御について説明する図である。この図３に示すように、従来の無線通信装置は、例えば、複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相を個別に制御する複数の可変移相器６８ａ、６８ｂ、６８ｃ（以下、特に区別しない場合には単に可変移相器６８と称する）と、それら複数の可変移相器６８により位相制御された受信信号を合成する合波器７０と、その合波器７０により合成された合成信号に所定の制御値（例えば、ｃｏｓω_０ｔの値）を掛け合わせることによりその合成信号から同相成分を抽出する同相成分用ミキサ７２と、上記合波器７０により合成された合成信号に所定の制御値（例えば、ｓｉｎω_０ｔの値）を掛け合わせることによりその合成信号から直交成分を抽出する直交成分用ミキサ７４とを、備えている。この構成では、先ず、複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相が上記可変移相器６８ｂ、６８ｃによりそれぞれ＋φ、−φに変更され（ここでは、可変移相器６８ａは位相を変更しないものとする）、それら可変移相器６８により位相制御された受信信号が上記合波器７０により合成された後、上記同相成分用ミキサ７２及び直交成分用ミキサ７４によりｃｏｓω_０ｔ及びｓｉｎω_０ｔの値がそれぞれ掛け合わされて同相成分及び直交成分の抽出が行われる。このため、図３に示す出力ｉは、入力ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３にそれぞれｃｏｓω_０ｔ、ｃｏｓ（ω_０ｔ＋φ）、ｃｏｓ（ω_０ｔ−φ）の各値を掛け合わせた後にそれらを合成した信号、すなわち図２のＩ相信号合成部５０から出力されるＩ相合成信号と等価となり、図３に示す出力ｑは、入力ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３にそれぞれｓｉｎω_０ｔ、ｓｉｎ（ω_０ｔ＋φ）、ｓｉｎ（ω_０ｔ−φ）の各値を掛け合わせた後にそれらを合成した信号、すなわち図２のＱ相信号合成部５６から出力されるＱ相合成信号と等価となる。このように、図２に示す本実施例の無線タグ通信装置１２は、図３に示す従来の無線通信装置における可変移相器６８、同相成分用ミキサ７２、及び直交成分用ミキサ７４の代替として、前記Ｉ相変換部４８及びＱ相変換部５４を備え、それらＩ相変換部４８及びＱ相変換部５４により各受信信号の位相制御及び直交成分抽出制御を同時に行うものである。 FIG. 3 is a diagram for explaining phase control and quadrature component extraction control of each received signal in a conventional wireless communication apparatus. As shown in FIG. 3, the conventional wireless communication apparatus has, for example, a plurality of variable phase shifters 68a, 68b, and 68c (hereinafter, particularly, each of which individually controls phases of received signals received by a plurality of antenna elements. If they are not distinguished, they are simply referred to as a variable phase shifter 68), a combiner 70 that combines the received signals phase-controlled by the plurality of variable phase shifters 68, and a combine that is combined by the combiner 70. The signal is multiplied by a predetermined control value (for example, the value of cos ω ₀ t) to extract the in-phase component from the combined signal, and the combined signal synthesized by the multiplexer 70 is And a quadrature component mixer 74 that extracts a quadrature component from the combined signal by multiplying the control values (for example, the value of sin ω ₀ t). In this configuration, first, the phase of each received signal received by a plurality of antenna elements is changed to + φ and −φ by the variable phase shifters 68b and 68c, respectively (here, the variable phase shifter 68a changes the phase). shall not), after the reception signal phase-controlled by their variable phase shifters 68 are synthesized by the multiplexer 70, cos .omega _{0 t} and sin .omega ₀ by the phase component mixer 72 and the quadrature component mixer 74 The in-phase component and the quadrature component are extracted by multiplying the values of t, respectively. Therefore, the output i shown in FIG. 3, the input IN1, IN2, IN3, respectively _{cosω 0 t, cos (ω 0} t + φ), was synthesized them after multiplying each value of cos (ω ₀ t-φ) signal, i.e. becomes the I-phase combined signal equivalent output from the I-phase signal combining unit 50 of FIG. 2, the output q shown in FIG. 3, the input IN1, IN2, IN3, respectively _{sinω 0 t, sin (ω 0} t + φ) , Sin (ω ₀ t−φ) are multiplied and then combined, that is, a Q-phase synthesized signal output from the Q-phase signal synthesizing unit 56 of FIG. As described above, the RFID tag communication device 12 of the present embodiment shown in FIG. 2 is an alternative to the variable phase shifter 68, the in-phase component mixer 72, and the quadrature component mixer 74 in the conventional wireless communication device shown in FIG. The I-phase conversion unit 48 and the Q-phase conversion unit 54 are provided, and the I-phase conversion unit 48 and the Q-phase conversion unit 54 simultaneously perform phase control and quadrature component extraction control of each received signal.

図４（ａ）は、前記無線タグ１４に備えられた無線タグ回路１４ａの構成を説明するブロック線図である。この無線タグ回路１４ａは、前記無線タグ通信装置１２からの送信信号である送信波Ｆ_ｃ１を受信すると共に、返信信号である反射波Ｆ_ｒ１を返信する送受信アンテナ７６と、その送受信アンテナ７６に接続されて信号の変調及び復調を行う変復調部７８と、ディジタル信号処理を行うＩＣ回路部８０とを備えて構成されている。そのＩＣ回路部８０は、上記送受信アンテナ７６により受信された送信波Ｆ_ｃ１をエネルギ源として上記無線タグ回路１４ａの作動を制御する制御部８２と、副搬送波を発生させる副搬送波発振部８４と、その副搬送波発振部８４により発生させられた副搬送波を上記制御部８２を介して入力される所定の情報信号に基づいて変調する副搬送波変調部８６とを備えている。 FIG. 4A is a block diagram illustrating a configuration of a wireless tag circuit 14 a provided in the wireless tag 14. The RFID circuit 14 a receives a transmission wave F _c1 that is a transmission signal from the RFID tag communication apparatus 12, and sends back a reflected wave F _r1 that is a reply signal, and is connected to the transmission and reception antenna 76. Thus, a modulation / demodulation unit 78 that modulates and demodulates signals and an IC circuit unit 80 that performs digital signal processing are provided. The IC circuit unit 80 includes a control unit 82 that controls the operation of the wireless tag circuit 14a using the transmission wave F _c1 received by the transmission / reception antenna 76 as an energy source, a subcarrier oscillation unit 84 that generates a subcarrier, A subcarrier modulation unit 86 that modulates the subcarrier generated by the subcarrier oscillation unit 84 based on a predetermined information signal input via the control unit 82.

続いて、以上のように構成された前記通信システム１０の通信動作を説明する。先ず、前記無線タグ通信装置１２の送信ディジタル信号出力部３４により送信ディジタル信号が出力される。次に、その送信ディジタル信号出力部３４から出力された送信ディジタル信号が前記変調部３６により所定の送信情報に基づいて変調される。次に、その変調部３６により変調された送信ディジタル信号が前記送信信号Ｄ／Ａ変換部１８によりアナログ信号に変換される。次に、その送信信号Ｄ／Ａ変換部１８によりアナログ信号に変換された送信信号の周波数が前記アップコンバータ２２により前記周波数変換信号出力部２０から出力される周波数変換信号の周波数だけ高められて前記送信アンテナ２４に供給され、その送信アンテナ２４から送信波Ｆ_ｃ１として前記無線タグ１４に向けて送信される。 Next, the communication operation of the communication system 10 configured as described above will be described. First, a transmission digital signal is output by the transmission digital signal output unit 34 of the RFID tag communication device 12. Next, the transmission digital signal output from the transmission digital signal output unit 34 is modulated by the modulation unit 36 based on predetermined transmission information. Next, the transmission digital signal modulated by the modulation unit 36 is converted into an analog signal by the transmission signal D / A conversion unit 18. Next, the frequency of the transmission signal converted into an analog signal by the transmission signal D / A conversion unit 18 is increased by the frequency of the frequency conversion signal output from the frequency conversion signal output unit 20 by the up-converter 22, and The signal is supplied to the transmission antenna 24 and transmitted from the transmission antenna 24 toward the wireless tag 14 as a transmission wave F _c1 .

前記無線タグ通信装置１２の送信アンテナ２４からの送信波Ｆ_ｃ１が前記無線タグ１４の送受信アンテナ７６により受信されると、その送信波Ｆ_ｃ１が前記変復調部７８に供給されて復調される。また、送信波Ｆ_ｃ１の一部は図示しない整流部により整流され、その送信波Ｆ_ｃ１をエネルギ源として前記副搬送波発振部８４において副搬送波が出力される。次に、その副搬送波発振部８４から出力された副搬送波が前記制御部８２を介して入力される所定の情報信号に基づいて副搬送波変調部８６により１次変調される。次に、前記変復調部７８においてその副搬送波変調部８６から出力される１次変調された副搬送波により前記送信波Ｆ_ｃ１が２次変調され、前記送受信アンテナ７６から反射波Ｆ_ｒ１として前記無線タグ通信装置１２に向けて返信される。なお、前記無線タグ１４は、図４（ｂ）に示すように、副搬送波を用いない無線タグ回路１４ｂの構成としてもよい。この場合、前記無線タグ１４からの返信信号として制御部８２ｂから変復調部７８ｂに渡される信号は、ＦＳＫ或いはＰＳＫで変調する必要がある。 When the transmission wave F _c1 from the transmission antenna 24 of the wireless tag communication device 12 is received by the transmission / reception antenna 76 of the wireless tag 14, the transmission wave F _c1 is supplied to the modulation / demodulation unit 78 and demodulated. A part of the transmission wave F _c1 is rectified by a rectification unit (not shown), and the sub-carrier oscillation unit 84 outputs a sub-carrier wave using the transmission wave F _c1 as an energy source. Next, the subcarrier output from the subcarrier oscillation unit 84 is primarily modulated by the subcarrier modulation unit 86 based on a predetermined information signal input via the control unit 82. Next, in the modulation / demodulation unit 78, the transmission wave F _c1 is secondarily modulated by the primary modulated subcarrier output from the subcarrier modulation unit 86, and the radio tag is reflected as the reflected wave F _r1 from the transmission / reception antenna 76. A reply is sent to the communication device 12. The wireless tag 14 may be configured as a wireless tag circuit 14b that does not use a subcarrier as shown in FIG. 4B. In this case, a signal passed from the control unit 82b to the modem unit 78b as a reply signal from the wireless tag 14 needs to be modulated by FSK or PSK.

前記無線タグ１４の送受信アンテナ７６からの反射波Ｆ_ｒ１が前記無線タグ通信装置１２の受信アンテナ２６により受信されると、その反射波Ｆ_ｒ１が前記複数のアンテナ素子２８からそれぞれ対応するダウンコンバータ３０に供給され、各受信信号の周波数が前記周波数変換信号出力部２０から出力される周波数変換信号の周波数だけ低められる。次に、各ダウンコンバータ３０によりダウンコンバートされた受信信号がそれぞれ対応する受信信号Ａ／Ｄ変換部３２によりディジタル信号に変換され、前記Ｉ相変換部４８及びＱ相変換部５４に入力される。 When the reflected wave F _r1 from the transmission / reception antenna 76 of the wireless tag 14 is received by the reception antenna 26 of the wireless tag communication device 12, the reflected wave F _r1 is transmitted from the plurality of antenna elements 28 to the corresponding down converter 30. The frequency of each received signal is lowered by the frequency of the frequency conversion signal output from the frequency conversion signal output unit 20. Next, the received signal down-converted by each down-converter 30 is converted into a digital signal by the corresponding received signal A / D converter 32 and input to the I-phase converter 48 and Q-phase converter 54.

図５乃至図７は、前記無線タグ通信装置１２のＤＳＰ１６による各受信信号の位相制御作動及び直交成分抽出制御作動の要部を説明するフローチャートであり、数ｍｓｅｃ乃至数十ｍｓｅｃ程度の極めて短いサイクルタイムで繰り返し実行されるものである。   FIG. 5 to FIG. 7 are flowcharts for explaining the main parts of the phase control operation and quadrature component extraction control operation of each received signal by the DSP 16 of the RFID tag communication apparatus 12, and an extremely short cycle of about several milliseconds to several tens of milliseconds. It is executed repeatedly in time.

図５に示す制御では、先ず、ステップ（以下、ステップを省略する）ＳＡ１において、前記無線タグ１４の方向に対応する角度θが初期値（例えば、−６０°）に設定される。次に、前記Ｉ相変換部４８及びＱ相変換部５４の作動に対応するＳＢにおいて、図６に示す前記無線タグ１４に対する通信制御が行われた後、ＳＡ２において、前記無線タグ１４から正常な返信信号が送られて来たか否かが判断される。このＳＡ２の判断が肯定される場合には、通信対象である無線タグ１４が発見されたとして本ルーチンが正常終了させられるが、ＳＡ２の判断が否定される場合には、ＳＡ３において、前記無線タグ１４の方向に対応する角度θに所定値（例えば、３０°）が加算された後、ＳＡ４において、ＳＡ３にて算出された角度θが所定角度（例えば、６０°）より大きいか否かが判断される。このＳＡ４の判断が否定される場合には、ＳＢ以下の処理が再び実行されるが、ＳＡ４の判断が肯定される場合には、通信対象である無線タグ１４が発見されなかったとして本ルーチンが異常終了させられる。   In the control shown in FIG. 5, first, in step (hereinafter, step is omitted) SA1, the angle θ corresponding to the direction of the wireless tag 14 is set to an initial value (for example, −60 °). Next, in SB corresponding to the operation of the I-phase conversion unit 48 and the Q-phase conversion unit 54, after the communication control for the wireless tag 14 shown in FIG. 6 is performed, in SA2, the normal operation from the wireless tag 14 is performed. It is determined whether a reply signal has been sent. If the determination of SA2 is affirmed, the routine is terminated normally because the wireless tag 14 to be communicated has been found. If the determination of SA2 is negative, the wireless tag is determined in SA3. After a predetermined value (for example, 30 °) is added to the angle θ corresponding to the direction of 14, in SA4, it is determined whether or not the angle θ calculated in SA3 is larger than the predetermined angle (for example, 60 °). Is done. When the determination of SA4 is negative, the processing after SB is executed again. However, when the determination of SA4 is affirmative, the routine determines that the wireless tag 14 to be communicated has not been found. Abnormally terminated.

図６に示す制御では、先ず、ＳＢ１において、前記可変位相発振部４４に予め設けられた図９に示すようなテーブルからＳＡ１又はＳＡ３にて設定された角度θに対応するｔｂｌ［０］乃至［３］の値が読み出される。次に、前記可変位相発振部４４の作動に対応するＳＣにおいて、図７に示す各ディジタル発信器のレジスタ設定制御が行われた後、ＳＢ２において、前記無線タグ１４からＩＤを読み出すための「inquire」コマンドのビット列がレジスタに設定される。次に、ＳＢ３において、前記送信ディジタル信号出力部３４から出力された搬送波が前記変調部３６において「inquire」コマンドにより変調され、前記送信アンテナ２４から送信波Ｆ_ｃ１（送信信号）として送信される。次に、ＳＢ４において、前記無線タグ１４からの返信信号の受信が完了したか否かが判断される。このＳＢ４の判断が否定されるうちは、判断が繰り返されることにより待機させられるが、ＳＢ４の判断が肯定される場合には、前記復調信号生成部６０の作動に対応するＳＢ５において、前記受信アンテナ２６により受信された受信信号が前記ＡＭ復調部４０により復調された後、図５のＳＡ２以下の処理が実行される。 In the control shown in FIG. 6, first, in SB1, tbl [0] to [[corresponding to the angle θ set in SA1 or SA3 from the table shown in FIG. 3] is read out. Next, in the SC corresponding to the operation of the variable phase oscillating unit 44, after the register setting control of each digital transmitter shown in FIG. 7 is performed, the “inquire” for reading the ID from the wireless tag 14 in SB2. The bit string of the “command” is set in the register. Next, in SB 3, the carrier wave output from the transmission digital signal output unit 34 is modulated by the modulation unit 36 using an “inquire” command and transmitted from the transmission antenna 24 as a transmission wave F _c1 (transmission signal). Next, in SB4, it is determined whether or not reception of a reply signal from the wireless tag 14 is completed. While the determination of SB4 is denied, the determination is repeated to wait. However, when the determination of SB4 is affirmed, in SB5 corresponding to the operation of the demodulated signal generation unit 60, the receiving antenna 5 is demodulated by the AM demodulator 40, the processing after SA2 in FIG. 5 is executed.

図８は、正弦波形及び余弦波形において基準の位置から位相をφ進ませた位置及びφ遅らせた位置を説明する図である。前記可変位相発振部４４の各ディジタル発信器のレジスタの設定に関して、図９に示すようなテーブルを用いる構成では、入力０（アンテナ素子２８ａ）用のｓｉｎディジタル発信器及び入力１（アンテナ素子２８ｂ）用のｓｉｎディジタル発信器のレジスタ［０］乃至［３］には、図９に示すｔｂｌ_０及びｔｂｌ_１からそのままｔｂｌ［０］乃至［３］の順で各値が設定される。図９に示すテーブルは、アンテナ素子間隔をλ／２としたときの例（λ：搬送波の波長）である。また、ｃｏｓ関数はｓｉｎ関数の位相を９０°進めた波形であるため、ｃｏｓディジタル発信器のレジスタには、ｓｉｎディジタル発信器のレジスタから位相を９０°進めた値すなわちｔｂｌ［１］、［２］、［３］、［０］の順で各値が設定される。また、入力−１（アンテナ素子２８ｃ）用のｓｉｎディジタル発信器のレジスタ［０］乃至［３］には、図９に示すｔｂｌ_０から入力０及び入力−１の位相差分φ（＝入力０及び入力１の位相差分）遅らせた値すなわちｔｂｌ［２］、［１］、［０］、［３］の順で各値が設定される。また、入力−１用のｃｏｓディジタル発信器のレジスタ［０］乃至［３］には、入力−１用のｓｉｎディジタル発信器のレジスタから位相を９０°進めた値すなわちｔｂｌ［１］、［０］、［３］、［２］の順で各値が設定される。また、図５のＳＡ１又はＳＡ３にて設定された角度θが０°より大きい場合には、その角度θが０°以下である場合と比較して入力１及び−１の入力０に対する位相の進み方（遅れ方）が逆になるため、入力１及び−１用のレジスタの値を逆に設定する。 FIG. 8 is a diagram for explaining a position where the phase is advanced by φ from the reference position and a position delayed by φ in the sine waveform and cosine waveform. With respect to the setting of the registers of the digital oscillators of the variable phase oscillator 44, in the configuration using the table as shown in FIG. 9, the sin digital oscillator for input 0 (antenna element 28a) and the input 1 (antenna element 28b). In the registers [0] to [3] of the sine digital transmitter, the values are set in the order of tbl [0] to [3] from tbl ₀ and tbl ₁ shown in FIG. The table shown in FIG. 9 is an example (λ: the wavelength of a carrier wave) when the antenna element interval is λ / 2. Further, since the cos function is a waveform obtained by advancing the phase of the sin function by 90 °, a value obtained by advancing the phase by 90 ° from the register of the sin digital transmitter, that is, tbl [1], [2 ], [3], and [0] are set in this order. Further, the registers [0] to [3] of the sine digital oscillator for input -1 (antenna element 28c) include phase differences φ (= input 0 and input 0 and input -1) from tbl ₀ shown in FIG. (Phase difference of input 1) Delayed values, that is, respective values are set in the order of tbl [2], [1], [0], [3]. Further, the registers [0] to [3] of the cos digital oscillator for input-1 are values obtained by shifting the phase by 90 ° from the registers of the sin digital oscillator for input-1, that is, tbl [1], [0]. ], [3], and [2] are set in this order. Further, when the angle θ set in SA1 or SA3 in FIG. 5 is larger than 0 °, the phase advance of the input 1 and −1 with respect to the input 0 compared to the case where the angle θ is 0 ° or less. Since the direction (the way of delay) is reversed, the register values for inputs 1 and -1 are set to be reversed.

図７に示す制御では、先ず、ＳＣ１において、入力０用のｓｉｎディジタル発信器の値すなわち前記同相成分用ミキサ６４ａに掛け合わされる制御値が設定される。例えば、図９に示すテーブルに基づいてｓｉｎ_０［０］＝ｔｂｌ_０［０］、ｓｉｎ_０［１］＝ｔｂｌ_０［１］、ｓｉｎ_０［２］＝ｔｂｌ_０［２］、ｓｉｎ_０［３］＝ｔｂｌ_０［３］の順に各値が設定される。次に、ＳＣ２において、入力０用のｃｏｓディジタル発信器の値すなわち前記直交成分用ミキサ６６ａに掛け合わされる制御値が設定される。例えば、図９に示すテーブルに基づいてｃｏｓ_０［０］＝ｔｂｌ_０［１］、ｃｏｓ_０［１］＝ｔｂｌ_０［２］、ｃｏｓ_０［２］＝ｔｂｌ_０［３］、ｃｏｓ_０［３］＝ｔｂｌ_０［０］の順に各値が設定される。次に、ＳＣ３において、図５のＳＡ１又はＳＡ３にて設定された角度θが０°より大きいか否かが判断される。このＳＣ３の判断が肯定される場合には、ＳＣ４以下の処理が実行されるが、ＳＣ３の判断が否定される場合には、ＳＣ８以下の処理が実行される。 In the control shown in FIG. 7, first, in SC1, a value of a sin digital transmitter for input 0, that is, a control value to be multiplied by the in-phase component mixer 64a is set. For example, sin ₀ [0] = tbl ₀ [0], sin ₀ [1] = tbl ₀ [1], sin ₀ [2] = tbl ₀ [2], sin ₀ [3] based on the table shown in FIG. ] = Tbl ₀ Each value is set in the order of [3]. Next, at SC2, the value of the cos digital oscillator for input 0, that is, the control value to be multiplied by the quadrature component mixer 66a is set. For example, based on the table shown in FIG. 9, cos ₀ [0] = tbl ₀ [1], cos ₀ [1] = tbl ₀ [2], cos ₀ [2] = tbl ₀ [3], cos ₀ [3 ] = Tbl ₀ Each value is set in the order of [0]. Next, in SC3, it is determined whether or not the angle θ set in SA1 or SA3 in FIG. 5 is larger than 0 °. When the determination of SC3 is affirmed, the process after SC4 is executed. When the determination of SC3 is negative, the process after SC8 is executed.

ＳＣ３の判断が肯定される場合、すなわち図５のＳＡ１又はＳＡ３にて設定された角度θが０°より大きい場合には、ＳＣ４において、入力１用のｓｉｎディジタル発信器の値すなわち前記同相成分用ミキサ６４ｂに掛け合わされる制御値が設定される。例えば、図９に示すテーブルに基づいてｓｉｎ_１［０］＝ｔｂｌ_１［０］、ｓｉｎ_１［１］＝ｔｂｌ_１［１］、ｓｉｎ_１［２］＝ｔｂｌ_１［２］、ｓｉｎ_１［３］＝ｔｂｌ_１［３］の順に各値が設定される。次に、ＳＣ５において、入力１用のｃｏｓディジタル発信器の値すなわち前記直交成分用ミキサ６６ｂに掛け合わされる制御値が設定される。例えば、図９に示すテーブルに基づいてｃｏｓ_１［０］＝ｔｂｌ_１［１］、ｃｏｓ_１［１］＝ｔｂｌ_１［２］、ｃｏｓ_１［２］＝ｔｂｌ_１［３］、ｃｏｓ_１［３］＝ｔｂｌ_１［０］の順に各値が設定される。次に、ＳＣ６において、入力−１用のｓｉｎディジタル発信器の値すなわち前記同相成分用ミキサ６４ｃに掛け合わされる制御値が設定される。例えば、図９に示すテーブルに基づいてｓｉｎ_−１［０］＝ｔｂｌ_１［２］、ｓｉｎ_−１［１］＝ｔｂｌ_１［１］、ｓｉｎ_−１［２］＝ｔｂｌ_１［０］、ｓｉｎ_−１［３］＝ｔｂｌ_１［３］の順に各値が設定される。次に、ＳＣ７において、入力−１用のｃｏｓディジタル発信器の値すなわち前記直交成分用ミキサ６６ｃに掛け合わされる制御値が設定された後、図６のＳＢ２以下の処理が実行される。例えば、図９に示すテーブルに基づいてｃｏｓ_−１［０］＝ｔｂｌ_１［１］、ｃｏｓ_−１［１］＝ｔｂｌ_１［０］、ｃｏｓ_−１［２］＝ｔｂｌ_１［３］、ｃｏｓ_−１［３］＝ｔｂｌ_１［２］の順に各値が設定されて各ディジタル発信器の設定が完了する。 If the determination in SC3 is affirmative, that is, if the angle θ set in SA1 or SA3 in FIG. 5 is greater than 0 °, the value of the sin digital transmitter for input 1 ie the in-phase component is used in SC4. A control value to be multiplied by the mixer 64b is set. For example, sin ₁ [0] = tbl ₁ [0], sin ₁ [1] = tbl ₁ [1], sin ₁ [2] = tbl ₁ [2], sin ₁ [3] based on the table shown in FIG. ] = Tbl ₁ Each value is set in the order of [3]. Next, at SC5, the value of the cos digital oscillator for input 1, that is, the control value to be multiplied by the quadrature component mixer 66b is set. For example, based on the table shown in FIG. 9, cos ₁ [0] = tbl ₁ [1], cos ₁ [1] = tbl ₁ [2], cos ₁ [2] = tbl ₁ [3], cos ₁ [3 ] = Tbl ₁ Each value is set in the order of [0]. Next, at SC6, the value of the sin digital transmitter for input-1, that is, the control value to be multiplied by the in-phase component mixer 64c is set. For example, sin ₋₁ [0] = tbl ₁ [2], sin ₋₁ [1] = tbl ₁ [1], sin ₋₁ [2] = tbl ₁ [0], sin based on the table shown in FIG. Each value is set in the order of ₋₁ [3] = tbl ₁ [3]. Next, in SC7, the value of the cos digital transmitter for input -1, that is, the control value to be multiplied by the quadrature component mixer 66c is set, and then the processing from SB2 onward in FIG. 6 is executed. For example, based on the table shown in FIG. 9, cos ₋₁ [0] = tbl ₁ [1], cos ₋₁ [1] = tbl ₁ [0], cos ₋₁ [2] = tbl ₁ [3], cos Each value is set in the order of ₋₁ [3] = tbl ₁ [2], and the setting of each digital transmitter is completed.

ＳＣ３の判断が否定される場合、すなわち図５のＳＡ１又はＳＡ３にて設定された角度θが０°以下である場合には、ＳＣ８において、入力１用のｓｉｎディジタル発信器の値が設定される。例えば、図９に示すテーブルに基づいてｓｉｎ_１［０］＝ｔｂｌ_１［２］、ｓｉｎ_１［１］＝ｔｂｌ_１［１］、ｓｉｎ_１［２］＝ｔｂｌ_１［０］、ｓｉｎ_１［３］＝ｔｂｌ_１［３］の順に各値が設定される。次に、ＳＣ９において、入力１用のｃｏｓディジタル発信器の値が設定される。例えば、図９に示すテーブルに基づいてｃｏｓ_１［０］＝ｔｂｌ_１［１］、ｃｏｓ_１［１］＝ｔｂｌ_１［０］、ｃｏｓ_１［２］＝ｔｂｌ_１［３］、ｃｏｓ_１［３］＝ｔｂｌ_１［２］の順に各値が設定される。次に、ＳＣ１０において、入力−１用のｓｉｎディジタル発信器の値が設定される。例えば、図９に示すテーブルに基づいてｓｉｎ_−１［０］＝ｔｂｌ_１［０］、ｓｉｎ_−１［１］＝ｔｂｌ_１［１］、ｓｉｎ_−１［２］＝ｔｂｌ_１［２］、ｓｉｎ_−１［３］＝ｔｂｌ_１［３］の順に各値が設定される。次に、ＳＣ１１において、入力−１用のｃｏｓディジタル発信器の値が設定された後、図６のＳＢ２以下の処理が実行される。例えば、図９に示すテーブルに基づいてｃｏｓ_−１［０］＝ｔｂｌ_１［１］、ｃｏｓ_−１［１］＝ｔｂｌ_１［２］、ｃｏｓ_−１［２］＝ｔｂｌ_１［３］、ｃｏｓ_−１［３］＝ｔｂｌ_１［０］の順に各値が設定されて各ディジタル発信器の設定が完了する。 If the determination in SC3 is negative, that is, if the angle θ set in SA1 or SA3 in FIG. 5 is 0 ° or less, the value of the sin digital transmitter for input 1 is set in SC8. . For example, sin ₁ [0] = tbl ₁ [2], sin ₁ [1] = tbl ₁ [1], sin ₁ [2] = tbl ₁ [0], sin ₁ [3] based on the table shown in FIG. ] = Tbl ₁ Each value is set in the order of [3]. Next, at SC9, the value of the cos digital transmitter for input 1 is set. For example, based on the table shown in FIG. 9, cos ₁ [0] = tbl ₁ [1], cos ₁ [1] = tbl ₁ [0], cos ₁ [2] = tbl ₁ [3], cos ₁ [3 ] = Tbl ₁ Each value is set in the order of [2]. Next, at SC10, the value of the sin digital transmitter for input-1 is set. For example, sin ₋₁ [0] = tbl ₁ [0], sin ₋₁ [1] = tbl ₁ [1], sin ₋₁ [2] = tbl ₁ [2], sin based on the table shown in FIG. Each value is set in the order of ₋₁ [3] = tbl ₁ [3]. Next, in SC11, after the value of the cos digital transmitter for input -1 is set, the processes after SB2 in FIG. 6 are executed. For example, based on the table shown in FIG. 9, cos ₋₁ [0] = tbl ₁ [1], cos ₋₁ [1] = tbl ₁ [2], cos ₋₁ [2] = tbl ₁ [3], cos Each value is set in the order of ₋₁ [3] = tbl ₁ [0], and the setting of each digital transmitter is completed.

また、図１０及び図１１に示すように、前記可変位相発振部４４の各ディジタル発信器のレジスタに設定する値を予め定めておき、角度θに対応する各値を読み出して設定する構成も考えられる。この態様によれば、図９に示すようなテーブルを用いる構成に比べて前記可変位相発振部４４に予め定められるべき値（必要とされる容量）が大きくなるが、テーブルの値を各レジスタ［０］乃至［３］に対応させるための処理が不要であるため、制御にかかる時間が短くて済むという利点がある。   Further, as shown in FIGS. 10 and 11, it is also possible to consider a configuration in which values to be set in the registers of the digital oscillators of the variable phase oscillating unit 44 are determined in advance and the values corresponding to the angle θ are read out and set. It is done. According to this aspect, the value (required capacity) to be determined in advance in the variable phase oscillating unit 44 is larger than the configuration using the table as shown in FIG. There is an advantage that the time required for the control can be shortened because processing for corresponding to [0] to [3] is unnecessary.

このように、本実施例によれば、直交成分抽出部として機能するＩ相変換部４８及びＱ相変換部５４（ＳＢ）は、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれの位相を制御する位相制御手段を含むことから、各受信信号の位相を制御するために特別の移相器を設ける必要がなく、部品点数を削減できることに加え、位相制御による受信信号の振幅の変動を好適に防止できる。すなわち、複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれの位相制御を簡単な構成により確実に行い得る無線通信装置を提供することができる。   As described above, according to this embodiment, the I-phase conversion unit 48 and the Q-phase conversion unit 54 (SB) functioning as the quadrature component extraction unit calculate the phases of the reception signals received by the plurality of antenna elements 28. Since phase control means for controlling is included, it is not necessary to provide a special phase shifter to control the phase of each received signal, and in addition to being able to reduce the number of parts, it is preferable to vary the amplitude of the received signal by phase control. Can be prevented. That is, it is possible to provide a wireless communication apparatus that can reliably perform the phase control of each of the received signals received by the plurality of antenna elements 28 with a simple configuration.

また、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号を合成する合成手段として機能する復調信号生成部６０（ＳＢ５）と、前記位相制御手段による各受信信号の位相制御量を決定する位相制御量決定手段として機能する可変位相発振部４４（ＳＣ）を、含むものであるため、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれの位相を更に好適に制御できる。   In addition, a demodulated signal generator 60 (SB5) that functions as a combining unit that combines reception signals received by the plurality of antenna elements 28, and a phase control amount that determines a phase control amount of each reception signal by the phase control unit Since the variable phase oscillating unit 44 (SC) functioning as the determining means is included, the phase of each of the received signals received by the plurality of antenna elements 28 can be more suitably controlled.

また、前記可変位相発振部４４は、フェイズドアレイ処理により各受信信号の位相制御量を決定するものであるため、前記複数のアンテナ素子２８により所望の信号を確実に受信することができる。   In addition, since the variable phase oscillating unit 44 determines the phase control amount of each received signal by phased array processing, the plurality of antenna elements 28 can reliably receive a desired signal.

また、前記Ｉ相変換部４８及びＱ相変換部５４は、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることによりその受信信号から同相成分を抽出すると共に各受信信号の位相を制御する複数の同相成分用ミキサ６４と、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることによりその受信信号から直交成分を抽出すると共に各受信信号の位相を制御する複数の直交成分用ミキサ６６とを、有するものであるため、実用的な構成により前記受信信号の直交成分抽出制御及び各受信信号の位相制御を同時に行うことができる。   The I-phase conversion unit 48 and the Q-phase conversion unit 54 extract the in-phase component from the received signal by multiplying each of the received signals received by the plurality of antenna elements 28 by a predetermined control value. A plurality of in-phase component mixers 64 for controlling the phase of the received signal and each of the received signals received by the plurality of antenna elements 28 are multiplied by a predetermined control value to extract a quadrature component from the received signal. Since a plurality of orthogonal component mixers 66 for controlling the phase of the received signal are provided, the orthogonal component extraction control of the received signal and the phase control of each received signal can be performed simultaneously with a practical configuration.

また、サンプリングされた所定位相の前記制御値を生成する可変位相発振部４４を備えたものであり、そのディジタル可変位相発振部４４から出力される制御値を介してディジタル信号処理により各受信信号の位相制御量を決定するものであるため、実用的な構成により各受信信号の位相制御を行うことができる。   In addition, a variable phase oscillating unit 44 that generates the control value of the sampled predetermined phase is provided, and each received signal is processed by digital signal processing via the control value output from the digital variable phase oscillating unit 44. Since the phase control amount is determined, the phase of each received signal can be controlled with a practical configuration.

また、前記制御値は、振幅及び位相が制御された正弦信号又は余弦信号であるため、実用的な構成により各受信信号の位相制御を行うことができる。   Further, since the control value is a sine signal or cosine signal whose amplitude and phase are controlled, the phase of each received signal can be controlled with a practical configuration.

また、本実施例の無線通信装置は、無線タグ１４に向けて所定の送信信号を送信アンテナ２４により送信すると共に、その送信信号に応答して無線タグ１４から返信される返信信号を受信アンテナ２６により受信することでその無線タグ１４との間で情報の通信を行う無線タグ通信装置１２であるため、複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれの位相制御を簡単な構成により確実に行うことができ、無線タグ１４からの返信信号を確実に受信し得る無線タグ通信装置１２を提供することができる。   In addition, the wireless communication apparatus according to the present embodiment transmits a predetermined transmission signal to the wireless tag 14 by the transmission antenna 24 and transmits a reply signal returned from the wireless tag 14 in response to the transmission signal to the reception antenna 26. Since the wireless tag communication device 12 communicates information with the wireless tag 14 by receiving the signal, the phase control of each of the received signals received by the plurality of antenna elements 28 is reliably performed with a simple configuration. Thus, the RFID tag communication device 12 that can reliably receive the return signal from the RFID tag 14 can be provided.

続いて、本発明の他の好適な実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の説明に用いる図面に関して、前述の実施例と共通する部分に関しては同一の符号を付してその説明を省略する。   Next, another preferred embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings used for the following description, the same reference numerals are given to the portions common to the above-described embodiments, and the description thereof is omitted.

図１２は、本第２実施例の無線タグ通信装置８８の電気的構成を説明する図である。この無線タグ通信装置８８は、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれの位相及び振幅をアダプティブアレイ処理により制御するためのアダプティブ制御部９０を備えており、前記Ｉ相変換部４８及びＱ相変換部５４は、そのアダプティブ制御部９０から指示されるウェイト（位相振幅制御値）により各入力（受信信号）それぞれの位相及び振幅を個別に制御する位相振幅制御手段として機能するものである。   FIG. 12 is a diagram for explaining the electrical configuration of the RFID tag communication apparatus 88 according to the second embodiment. The wireless tag communication device 88 includes an adaptive control unit 90 for controlling the phase and amplitude of each received signal received by the plurality of antenna elements 28 by adaptive array processing, and the I-phase conversion unit 48 and The Q-phase conversion unit 54 functions as a phase / amplitude control unit that individually controls the phase and amplitude of each input (reception signal) by a weight (phase / amplitude control value) instructed from the adaptive control unit 90. .

前記Ｉ相変換部４８は、好適には、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれに所定の制御値（例えば、｜ｗ_０｜ｃｏｓ（ω_０ｔ＋ａｒｇｗ_０）、｜ｗ_１｜ｃｏｓ（ω_０ｔ＋ａｒｇｗ_１）、｜ｗ_−１｜ｃｏｓ（ω_０ｔ＋ａｒｇｗ_−１）の各値）を掛け合わせることによりその受信信号から同相成分を抽出すると共に各受信信号の位相及び振幅を制御する前記アンテナ素子２８と同数の同相成分用ミキサ９２ａ、９２ｂ、９２ｃ（以下、特に区別しない場合には単に同相成分用ミキサ９２と称する）を備えている。また、前記Ｑ相変換部５４は、好適には、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれに所定の制御値（例えば、｜ｗ_０｜ｓｉｎ（ω_０ｔ＋ａｒｇｗ_０）、｜ｗ_１｜ｓｉｎ（ω_０ｔ＋ａｒｇｗ_１）、｜ｗ_−１｜ｓｉｎ（ω_０ｔ＋ａｒｇｗ_−１）の各値）を掛け合わせることによりその受信信号から直交成分を抽出すると共に各受信信号の位相及び振幅を制御する前記アンテナ素子２８と同数の直交成分用ミキサ９４ａ、９４ｂ、９４ｃ（以下、特に区別しない場合には単に同相成分用ミキサ９４と称する）を備えている。この無線タグ通信装置８８では、前記周波数変換信号出力部２０、受信アンテナ２６、ダウンコンバータ３０、受信信号Ａ／Ｄ変換部３２、Ｉ相変換部４８、Ｉ相信号合成部５０、Ｑ相変換部５４、Ｑ相信号合成部５６、及びアダプティブ制御部９０がアダプティブアレイ部９６を構成している。 The I-phase conversion unit 48 preferably has a predetermined control value (for example, | w ₀ | cos (ω ₀ t + argw ₀ ), | w ₁ | cos) for each of the reception signals received by the plurality of antenna elements 28. (Ω ₀ t + argw ₁ ), | w ₋₁ | cos (each value of ω ₀ t + argw ₋₁ ) are multiplied to extract an in-phase component from the received signal and control the phase and amplitude of each received signal The same number of in-phase component mixers 92a, 92b, 92c as the antenna elements 28 (hereinafter simply referred to as in-phase component mixers 92 unless otherwise distinguished) are provided. In addition, the Q phase conversion unit 54 preferably applies a predetermined control value (for example, | w ₀ | sin (ω ₀ t + argw ₀ ), | w _{1 to} each of the reception signals received by the plurality of antenna elements 28. | Sin (ω ₀ t + argw ₁ ) and | w ₋₁ | sin (each value of ω ₀ t + argw ₋₁ ) are multiplied to extract a quadrature component from the received signal and control the phase and amplitude of each received signal The same number of quadrature component mixers 94a, 94b, 94c as the antenna elements 28 (hereinafter simply referred to as in-phase component mixers 94 unless otherwise distinguished) are provided. In the RFID tag communication device 88, the frequency conversion signal output unit 20, the reception antenna 26, the down converter 30, the reception signal A / D conversion unit 32, the I phase conversion unit 48, the I phase signal synthesis unit 50, and the Q phase conversion unit. 54, the Q-phase signal synthesis unit 56, and the adaptive control unit 90 constitute an adaptive array unit 96.

図１３は、振幅及び位相制御に関するパラメータを複素ウェイトとして表す図である。この図１３に示すように、振幅及び位相制御に関するパラメータは、振幅利得Ｇ（＝｜ｗ｜）及び位相角φ（＝ａｒｇｗ）を極座標表示にして、複素平面上の点と対応させて考えることができる。複素ウェイトをｗ（＝Ｗｒ＋ｊＷｉ）とすると、Ｗｒ＝Ｇ・ｃｏｓφ、Ｗｉ＝Ｇ・ｓｉｎφである。逆に、複素ウェイトｗが求まれば、振幅及び位相制御に関して変更すべき位相角度は、φ＝ｔａｎ^−１（Ｗｉ／Ｗｒ）、変更すべき振幅の比率（ゲイン）は、Ｇ＝ｓｑｒｔ（Ｗｒ＾２＋Ｗｉ＾２）と定まる。ＡＡＡ（Adaptive Array Antenna）処理では、出力波形と期待値信号の波形とを比べて、その誤差の二乗平均値が可及的に小さくなるようにフィードバックをかけることにより、上記複素ウェイトｗを最適な値に収束させる。このウェイト収束のための一般的なアルゴリズムとしては、ＬＭＳ（Least Mean Square）やＲＬＳ（Recursive Least Squares）がよく知られている。前記アダプティブ制御部９０は、好適には、斯かるＡＡＡ処理により各受信信号に与えるウェイト（位相振幅制御値）を決定する。 FIG. 13 is a diagram illustrating parameters relating to amplitude and phase control as complex weights. As shown in FIG. 13, parameters relating to amplitude and phase control should be considered in correspondence with points on the complex plane with the amplitude gain G (= | w |) and the phase angle φ (= argw) displayed in polar coordinates. Can do. When the complex weight is w (= Wr + jWi), Wr = G · cos φ and Wi = G · sin φ. Conversely, when the complex weight w is obtained, the phase angle to be changed with respect to the amplitude and phase control is φ = tan ⁻¹ (Wi / Wr), and the ratio (gain) of the amplitude to be changed is G = sqrt (Wr ^ 2 + Wi ^ 2). In AAA (Adaptive Array Antenna) processing, the complex weight w is optimized by comparing the output waveform with the waveform of the expected value signal and applying feedback so that the mean square value of the error becomes as small as possible. Converge to a value. As general algorithms for the weight convergence, LMS (Least Mean Square) and RLS (Recursive Least Squares) are well known. The adaptive control unit 90 preferably determines a weight (phase amplitude control value) to be given to each received signal by such AAA processing.

図１４は、上記無線タグ通信装置８８のＤＳＰ１６による各受信信号の位相振幅制御作動及び直交成分抽出制御作動の要部を説明するフローチャートであり、数ｍｓｅｃ乃至数十ｍｓｅｃ程度の極めて短いサイクルタイムで繰り返し実行されるものである。   FIG. 14 is a flowchart for explaining a main part of the phase amplitude control operation and the quadrature component extraction control operation of each received signal by the DSP 16 of the RFID tag communication apparatus 88, with an extremely short cycle time of about several milliseconds to several tens of milliseconds. It is executed repeatedly.

先ず、ＳＤ１において、１サンプル時間が経過したか否かが判断される。このＳＤ１の判断が否定されるうちは、判断が繰り返されることにより待機させられるが、ＳＤ１の判断が肯定される場合には、ＳＤ２において、前記受信アンテナ２６により受信された受信信号が前記ＡＭ復調部４０により復調された後、そのＡＭ復調部４０から出力されるＡＭ復調波に関して誤差信号（期待値信号と実信号との差）が算出される。次に、ＳＤ３において、前記ＡＭ復調部４０への入力信号すなわち各アンテナ素子２８に対応する受信信号と期待値信号との相関が算出される。次に、ＳＤ４において、ＳＤ２にて算出された誤差信号とＳＤ３にて算出された相関とが、よく知られたＡＡＡ処理のウェイト更新のための漸化式に代入され、その漸化式の算出結果に基づいて各アンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれに与えられるウェイトｗ_０、ｗ_１、ｗ_−１の値が更新される。次に、ＳＤ５において、ＳＤ４にて更新されたウェイトｗ_０、ｗ_１、ｗ_−１が前記アダプティブ制御部９０のウェイトレジスタに設定される。次に、ＳＤ６において、ウェイトが収束したか否かが判断される。このＳＤ６の判断が否定される場合には、ＳＤ１以下の処理が再び実行されるが、ＳＤ６の判断が肯定される場合には、それをもって本ルーチンが終了させられる。以上の制御において、ＳＤ１乃至ＳＤ６が前記アダプティブ制御部９０の作動に対応する。 First, in SD1, it is determined whether one sample time has elapsed. While the determination of SD1 is denied, the determination is repeated to wait. When the determination of SD1 is affirmed, the received signal received by the reception antenna 26 is received by the AM demodulation in SD2. After being demodulated by the unit 40, an error signal (difference between the expected value signal and the actual signal) is calculated for the AM demodulated wave output from the AM demodulator 40. Next, in SD3, the correlation between the input signal to the AM demodulator 40, that is, the received signal corresponding to each antenna element 28 and the expected value signal is calculated. Next, in SD4, the error signal calculated in SD2 and the correlation calculated in SD3 are substituted into a well-known recurrence formula for updating the weight of AAA processing, and the recurrence formula is calculated. Based on the result, the values of the weights w ₀ , w ₁ , w ₋₁ given to the reception signals received by the antenna elements 28 are updated. Next, in SD5, the weights w ₀ , w ₁ , w ₋₁ updated in SD 4 are set in the wait register of the adaptive control unit 90. Next, in SD6, it is determined whether or not the weight has converged. When the determination at SD6 is negative, the processing after SD1 is executed again. However, when the determination at SD6 is affirmative, the routine is terminated. In the above control, SD1 to SD6 correspond to the operation of the adaptive control unit 90.

このように、本実施例によれば、前記直交成分抽出部として機能するＩ相変換部４８及びＱ相変換部５４は、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれの振幅を制御する振幅制御手段を含むものであるため、各受信信号それぞれの位相及び振幅の制御を簡単な構成により確実に行うことができる。   Thus, according to the present embodiment, the I-phase conversion unit 48 and the Q-phase conversion unit 54 that function as the quadrature component extraction unit control the amplitudes of the reception signals received by the plurality of antenna elements 28. Since the amplitude control means is included, the phase and amplitude of each received signal can be reliably controlled with a simple configuration.

また、前記複数の同相成分用ミキサ９２は、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることによりその受信信号から同相成分を抽出すると共に各受信信号の位相及び振幅を制御するものであり、前記複数の直交成分用ミキサ９４は、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることによりその受信信号から直交成分を抽出すると共に各受信信号の位相及び振幅を制御するものであるため、実用的な構成により前記受信信号の直交成分抽出制御及び各受信信号の位相及び振幅の制御を同時に行うことができる。   The plurality of in-phase component mixers 92 extract the in-phase component from the received signal by multiplying each of the received signals received by the plurality of antenna elements 28 by a predetermined control value, and the phase of each received signal. The plurality of quadrature component mixers 94 extract the quadrature components from the received signals by multiplying the received signals received by the plurality of antenna elements 28 by predetermined control values, respectively. In addition, since the phase and amplitude of each received signal are controlled, the orthogonal component extraction control of the received signal and the control of the phase and amplitude of each received signal can be performed simultaneously with a practical configuration.

また、前記複数のアンテナ素子２８により受信された受信信号それぞれの位相及び振幅をアダプティブアレイ処理により制御するためのアダプティブ制御部９０（ＳＤ１乃至ＳＤ６）を備えたものであるため、前記複数のアンテナ素子２８により所望の信号を確実に受信することができる。   In addition, since the adaptive control unit 90 (SD1 to SD6) for controlling the phase and amplitude of each received signal received by the plurality of antenna elements 28 by adaptive array processing is provided, the plurality of antenna elements Thus, the desired signal can be reliably received.

以上、本発明の好適な実施例を図面に基づいて詳細に説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、更に別の態様においても実施される。   The preferred embodiments of the present invention have been described in detail with reference to the drawings. However, the present invention is not limited to these embodiments, and may be implemented in other modes.

例えば、前述の実施例において、前記無線タグ通信装置１２は、主に図１の通信システム１０における質問器として用いられていたが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、前記無線タグ１４に所定の情報を書き込むための無線タグ作成装置や、情報の読み出し及び書き込みを行う無線タグリーダライタ等にも好適に適用されるものである。   For example, in the above-described embodiment, the RFID tag communication device 12 is mainly used as an interrogator in the communication system 10 in FIG. 1, but the present invention is not limited to this. The present invention is also preferably applied to a wireless tag creation device for writing predetermined information to the tag 14 and a wireless tag reader / writer for reading and writing information.

また、前述の実施例において、前記ＡＭ復調部４０、ＦＳＫ復号部４２、可変位相発振部４４、アダプティブ制御部９０等は、何れも前記ＤＳＰ１６の制御機能として設けられたものであったが、それらは前記ＤＳＰ１６とは別体としてそれぞれ独立の制御装置として設けられるものであっても構わない。   In the above-described embodiment, the AM demodulator 40, the FSK decoder 42, the variable phase oscillator 44, the adaptive controller 90, etc. are all provided as control functions of the DSP 16. May be provided as independent control devices separately from the DSP 16.

また、前述の実施例において、前記無線タグ通信装置１２には、前記無線タグ１４に向けて送信波Ｆ_ｃ１を送信する送信アンテナ２４と、その無線タグ１４から返信される反射波Ｆ_ｒ１を受信する受信アンテナ２６とが別体として設けられていたが、前記無線タグ１４に向けて送信波Ｆ_ｃ１を送信すると共に、その無線タグ１４から返信される反射波Ｆ_ｒ１を受信する送受信アンテナを備えたものであっても構わない。この場合には、サーキュレータ等の送受信分離器がその送受信アンテナに対応して設けられる。 In the above-described embodiment, the wireless tag communication device 12 receives the transmission antenna 24 that transmits the transmission wave F _c1 toward the wireless tag 14 and the reflected wave F _r1 that is returned from the wireless tag 14. The transmission antenna F2 is provided separately from the receiving antenna 26, and includes a transmission / reception antenna that transmits the transmission wave _Fc1 toward the wireless tag 14 and receives the reflected wave _Fr1 returned from the wireless tag 14. It may be a thing. In this case, a transmission / reception separator such as a circulator is provided corresponding to the transmission / reception antenna.

その他、一々例示はしないが、本発明はその趣旨を逸脱しない範囲内において種々の変更が加えられて実施されるものである。   In addition, although not illustrated one by one, the present invention is implemented with various modifications within a range not departing from the gist thereof.

本発明の無線通信装置が好適に適用される通信システムの構成を説明する図である。It is a figure explaining the structure of the communication system with which the radio | wireless communication apparatus of this invention is applied suitably. 図１の無線タグ通信装置の電気的構成を説明する図である。It is a figure explaining the electrical structure of the RFID tag communication apparatus of FIG. 従来の無線通信装置における各受信信号の位相制御及び直交成分抽出制御について説明する図である。It is a figure explaining the phase control and orthogonal component extraction control of each received signal in the conventional radio | wireless communication apparatus. 図１の無線タグに備えられた無線タグ回路の構成を説明するブロック線図であり、（ａ）は副搬送波を用いる構成を、（ｂ）は副搬送波を用いない構成をそれぞれ示している。2A and 2B are block diagrams illustrating a configuration of a wireless tag circuit provided in the wireless tag in FIG. 1, in which FIG. 1A illustrates a configuration using subcarriers, and FIG. 2B illustrates a configuration using no subcarriers. 図２の無線タグ通信装置のＤＳＰによる各受信信号の位相制御作動及び直交成分抽出制御作動の要部を説明するフローチャートの一部である。3 is a part of a flowchart for explaining a main part of a phase control operation and a quadrature component extraction control operation of each received signal by a DSP of the RFID tag communication apparatus of FIG. 2. 図２の無線タグ通信装置のＤＳＰによる各受信信号の位相制御作動及び直交成分抽出制御作動の要部を説明するフローチャートの一部である。3 is a part of a flowchart for explaining a main part of a phase control operation and a quadrature component extraction control operation of each received signal by a DSP of the RFID tag communication apparatus of FIG. 2. 図２の無線タグ通信装置のＤＳＰによる各受信信号の位相制御作動及び直交成分抽出制御作動の要部を説明するフローチャートの一部である。3 is a part of a flowchart for explaining a main part of a phase control operation and a quadrature component extraction control operation of each received signal by a DSP of the RFID tag communication apparatus of FIG. 2. 正弦波形及び余弦波形において基準の位置から位相を所定角度進ませた位置及び所定角度遅らせた位置を説明する図である。It is a figure explaining the position which advanced the phase by the predetermined angle from the reference | standard position, and the position delayed by the predetermined angle in the sine waveform and the cosine waveform. 図２の可変位相発振部に予め設けられた位相制御量決定のためのテーブルを例示する図である。It is a figure which illustrates the table for the phase control amount determination previously provided in the variable phase oscillation part of FIG. 図２の可変位相発振部に予め記憶されたｓｉｎディジタル発信器のレジスタに設定する値を例示する図である。It is a figure which illustrates the value set to the register | resistor of the sin digital transmitter previously memorize | stored in the variable phase oscillation part of FIG. 図２の可変位相発振部に予め記憶されたｃｏｓディジタル発信器のレジスタに設定する値を例示する図である。It is a figure which illustrates the value set to the register | resistor of the cos digital oscillator previously memorize | stored in the variable phase oscillation part of FIG. 図１の無線タグ通信装置の他の電気的構成を説明する図である。It is a figure explaining the other electric structure of the RFID tag communication apparatus of FIG. 振幅及び位相制御に関するパラメータを複素ウェイトとして表す図である。It is a figure showing the parameter regarding amplitude and phase control as a complex weight. 図１２の無線タグ通信装置のＤＳＰによる各受信信号の位相振幅制御作動及び直交成分抽出制御作動の要部を説明するフローチャートである。13 is a flowchart for explaining a main part of a phase amplitude control operation and a quadrature component extraction control operation of each received signal by a DSP of the RFID tag communication apparatus of FIG. 図２の可変位相発振部の構成を詳しく説明する図である。It is a figure explaining the structure of the variable phase oscillation part of FIG. 2 in detail.

符号の説明Explanation of symbols

１２、８８：無線タグ通信装置（無線通信装置）
１４：無線タグ
２８：アンテナ素子
４０：ＡＭ復調部（復調信号検出部）
４４：可変位相発振部（位相制御量決定手段）
４８：Ｉ相変換部（直交成分抽出部）
５４：Ｑ相変換部（直交成分抽出部）
６０：復調信号生成部（合成手段）
６４、９２：同相成分用ミキサ
６６、９４：直交成分用ミキサ
９０：アダプティブ制御部 12, 88: Wireless tag communication device (wireless communication device)
14: Radio tag 28: Antenna element 40: AM demodulator (demodulated signal detector)
44: Variable phase oscillator (phase control amount determining means)
48: I-phase conversion unit (orthogonal component extraction unit)
54: Q phase conversion unit (orthogonal component extraction unit)
60: Demodulated signal generator (combining means)
64, 92: In-phase component mixers 66, 94: Quadrature component mixer 90: Adaptive control unit

Claims (11)

複数のアンテナ素子により受信された受信信号から互いに直交する同相成分及び直交成分を抽出する直交成分抽出部と、該直交成分抽出部により抽出された前記受信信号の同相成分及び直交成分を合成して該受信信号の復調信号を検出する復調信号検出部とを、備えた無線通信装置であって、
前記直交成分抽出部は、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号のうち少なくとも１つの位相を個別に制御する位相制御手段を含むことを特徴とする無線通信装置。 A quadrature component extraction unit that extracts an in-phase component and a quadrature component orthogonal to each other from reception signals received by a plurality of antenna elements, and a combination of the in-phase component and the quadrature component of the reception signal extracted by the quadrature component extraction unit A radio communication device comprising a demodulated signal detector for detecting a demodulated signal of the received signal,
The radio communication apparatus, wherein the orthogonal component extraction unit includes phase control means for individually controlling at least one phase of reception signals received by the plurality of antenna elements. 前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号をＩ相信号に変換するＩ相変換部及びＱ相信号に変換するＱ相信号変換部を含み、それらＩ相変換部及びＱ相変換部は、前記直交成分抽出部を構成すると共に前記位相制御手段として機能するものである請求項１の無線通信装置。 Including an I-phase converter that converts received signals received by the plurality of antenna elements into I-phase signals and a Q-phase signal converter that converts them into Q-phase signals, the I-phase converter and the Q-phase converter are 2. The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein the wireless communication apparatus constitutes an orthogonal component extraction unit and functions as the phase control means. 前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号を合成する合成手段と、
該合成手段により合成された合成信号に基づいて前記位相制御手段による各受信信号の位相制御量を決定する位相制御量決定手段と
を、含むものである請求項１又は２の無線通信装置。 Combining means for combining received signals received by the plurality of antenna elements;
The wireless communication apparatus according to claim 1, further comprising: a phase control amount determining unit that determines a phase control amount of each received signal by the phase control unit based on a combined signal combined by the combining unit. 前記位相制御量決定手段は、フェイズドアレイ処理により各受信信号の位相制御量を決定するものである請求項３の無線通信装置。 4. The wireless communication apparatus according to claim 3, wherein the phase control amount determination means determines a phase control amount of each received signal by phased array processing. 前記直交成分抽出部は、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることにより該受信信号から同相成分を抽出すると共に各受信信号の位相を制御する複数の同相成分用ミキサと、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることにより該受信信号から直交成分を抽出すると共に各受信信号の位相を制御する複数の直交成分用ミキサとを、有するものである請求項１から４の何れかの無線通信装置。 The quadrature component extraction unit extracts a common-mode component from the received signal by multiplying each received signal received by the plurality of antenna elements by a predetermined control value, and controls a plurality of in-phase components that control the phase of each received signal. For a plurality of orthogonal components that extract a quadrature component from the reception signal by multiplying each of the reception signals received by the component mixer and the plurality of antenna elements with a predetermined control value and control the phase of each reception signal The wireless communication apparatus according to claim 1, further comprising a mixer. 前記直交成分抽出部は、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの振幅を制御する振幅制御手段を含むものである請求項１から５の何れかの無線通信装置。 The radio communication apparatus according to claim 1, wherein the orthogonal component extraction unit includes amplitude control means for controlling the amplitude of each reception signal received by the plurality of antenna elements. 前記複数の同相成分用ミキサは、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることにより該受信信号から同相成分を抽出すると共に各受信信号の位相及び振幅を制御するものであり、前記複数の直交成分用ミキサは、前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれに所定の制御値を掛け合わせることにより該受信信号から直交成分を抽出すると共に各受信信号の位相及び振幅を制御するものである請求項６の無線通信装置。 The plurality of in-phase component mixers extract a common-mode component from the received signal by multiplying each received signal received by the plurality of antenna elements with a predetermined control value, and control the phase and amplitude of each received signal. The plurality of orthogonal component mixers extract a quadrature component from the received signal by multiplying each of the received signals received by the plurality of antenna elements by a predetermined control value, and The wireless communication apparatus according to claim 6, wherein the phase and amplitude are controlled. 前記複数のアンテナ素子により受信された受信信号それぞれの位相及び振幅をアダプティブアレイ処理により制御するためのアダプティブ制御部を備えたものである請求項７の無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to claim 7, further comprising an adaptive control unit for controlling the phase and amplitude of each of the reception signals received by the plurality of antenna elements by adaptive array processing. サンプリングされた所定位相の前記制御値を生成するディジタル可変位相発振部を備えたものであり、前記位相制御量決定手段は、該制御値を介してディジタル信号処理により各受信信号の位相制御量を決定するものである請求項５から８の何れかの無線通信装置。 A digital variable phase oscillating unit that generates the control value of the sampled predetermined phase, and the phase control amount determination means calculates the phase control amount of each received signal by digital signal processing via the control value; The wireless communication device according to claim 5, wherein the wireless communication device is determined. 前記制御値は、振幅及び位相が制御された正弦信号又は余弦信号である請求項５から９の何れかの無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to claim 5, wherein the control value is a sine signal or a cosine signal whose amplitude and phase are controlled. 前記無線通信装置は、無線タグに向けて所定の送信信号を送信アンテナにより送信すると共に、該送信信号に応答して無線タグから返信される返信信号を受信アンテナにより受信することで該無線タグとの間で情報の通信を行う無線タグ通信装置である請求項１から１０の何れかの無線通信装置。 The wireless communication device transmits a predetermined transmission signal to a wireless tag by a transmission antenna and receives a return signal returned from the wireless tag in response to the transmission signal by the reception antenna. The wireless communication device according to claim 1, wherein the wireless tag communication device performs information communication between the wireless communication devices.

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