JP2002247899A - Motor controller - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To improve control performance of a motor with a large space harmonic wave. SOLUTION: There are provided a fundamental current command value determining means 1 which determines fundametal current command values id* and iq* of a motor current at least according to a torque command value Te* of an AC motor M; a harmonic current command value determining means 1 which determines harmonic current command values idh* and iqh* of the motor current at least according to the torque command value Te* of the AC motor M; and current control means 2, 5, 6, 8, and 9 which control a current applied to the AC motor M according to the fundamental current command values id* and iq* and the harmonic current command values idh* and iqh*. With this constitution, an output of a motor with a large space harmonic wave can be improved and the torque, voltage ripple, and current ripple of the motor can be reduced, while an efficiency is improved and, the control performance of the motor with the large space harmonic wave can be improved.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は交流モーターを駆動
制御する装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an apparatus for driving and controlling an AC motor.

【０００２】[0002]

【従来の技術】一般に３相交流モーターの電流制御回路
では、取り扱いが煩雑な３相交流の物理量を直流の物理
量に変換して制御演算が行われている（例えば、特開平
０８−３３１８８５号公報参照）。2. Description of the Related Art Generally, in a current control circuit of a three-phase AC motor, a control operation is performed by converting a complicated physical quantity of three-phase alternating current into a physical quantity of direct current (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 08-331885). reference).

【０００３】図１２は、一般に広く用いられている３相
交流モーターの制御装置の構成を示す。この種の制御装
置では、３相交流モーターに流れる電流の励磁電流成分
の方向をｄ軸に設定するとともに、トルク電流成分の方
向をｄ軸と直交するｑ軸に設定し、回転するｄｑ軸直交
座標系において直流量で電流制御演算を行うことによ
り、電流の制御偏差を小さくしている。FIG. 12 shows a configuration of a control device for a three-phase AC motor which is generally widely used. In this type of control device, the direction of the exciting current component of the current flowing through the three-phase AC motor is set on the d-axis, the direction of the torque current component is set on the q-axis orthogonal to the d-axis, and the rotating dq-axis orthogonal. By performing a current control operation using a DC amount in the coordinate system, the control deviation of the current is reduced.

【０００４】一方、交流モーターでは、小型化と高効率
化を図るために、図１３に示すような内部埋め込み磁石
構造のローターと、集中巻構造のステーターの採用が増
加している。前者のローターは磁石トルクとリラクタン
ストルクを有効利用できる構造であり、このような構造
のローターを有するモーターはＩＰＭ（Interior Perma
nent-magnet Motor）と呼ばれている。一方、後者のス
テーターはコイルエンドの大幅低減が可能な構造であ
る。上述した構造のローターとステーターを備えたモー
ターは集中巻ＩＰＭモーターと呼ばれ、小形で高い効率
を実現できるモーターとして注目されている。On the other hand, in an AC motor, in order to reduce the size and increase the efficiency, the use of a rotor having an internally embedded magnet structure as shown in FIG. 13 and a stator having a concentrated winding structure are increasing. The former rotor has a structure that can effectively use magnet torque and reluctance torque, and a motor having a rotor with such a structure is manufactured by IPM (Interior Perma
nent-magnet Motor). On the other hand, the latter stator has a structure capable of greatly reducing coil ends. A motor having a rotor and a stator having the above-described structure is called a concentrated winding IPM motor, and is attracting attention as a small-sized motor capable of realizing high efficiency.

【０００５】[0005]

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した集
中巻ＩＰＭモーターは小形化と高効率化に適したモータ
ーであるが、空間高調波が大きいという特性を有してい
る。集中巻構造のモーターは１極当たりのスロット数が
少ないため、分布巻構造のモーターに比べて磁束の分布
が不均一になり、空間高調波が大きくなる。The above-described concentrated winding IPM motor is a motor suitable for miniaturization and high efficiency, but has a characteristic that a spatial harmonic is large. Since the motor having the concentrated winding structure has a small number of slots per pole, the distribution of magnetic flux is not uniform and the spatial harmonics are large as compared with the motor having the distributed winding structure.

【０００６】また、図１４に示すようなローターの表面
が磁石で覆われている表面磁石構造のＳＰＭモーターに
比べ、図１３に示す内部埋め込み磁石構造のＩＰＭモー
ターでは、ローターの円周に沿って磁石が埋め込まれて
いる部分と磁石が存在しない部分とがあるため、磁束の
変化が大きく、したがって空間高調波成分が大きくな
る。[0006] In comparison with an SPM motor having a surface magnet structure in which the surface of the rotor is covered with magnets as shown in FIG. 14, an IPM motor having an internal magnet structure shown in FIG. 13 extends along the circumference of the rotor. Since there is a portion where the magnet is embedded and a portion where the magnet is not present, the change in magnetic flux is large, and therefore the spatial harmonic component is large.

【０００７】モーターの空間高調波が大きいとモーター
に流れる電流の高調波成分が大きくなるため、モーター
の効率と出力が低下したり、トルク、電流および電圧リ
ップルが大きくなり、モーターの制御性能が低下すると
いう問題がある。[0007] If the spatial harmonics of the motor are large, the harmonic components of the current flowing through the motor increase, so that the efficiency and output of the motor decrease, and the torque, current and voltage ripples increase, and the control performance of the motor deteriorates. There is a problem of doing.

【０００８】本発明の目的は、空間高調波が大きいモー
ターの制御性能を向上することにある。An object of the present invention is to improve the control performance of a motor having a large spatial harmonic.

【０００９】[0009]

【課題を解決するための手段】一実施の形態の構成を示
す図１に対応づけて本発明を説明すると、 （１） 請求項１の発明は、少なくとも交流モーターＭ
のトルク指令値Ｔe^*に基づいてモーター電流の基本波電
流指令値ｉd^*、ｉq^*を決定する基本波電流指令値決定手
段１と、少なくとも交流モーターＭのトルク指令値Ｔe^*
に基づいてモーター電流の高調波電流指令値ｉdh^*、ｉq
h^*を決定する高調波電流指令値決定手段１と、前記基本
波電流指令値ｉd^*、ｉq^*と前記高調波電流指令値ｉd
h^*、ｉqh^*に基づいて前記交流モーターＭに流れる電流
を制御する電流制御手段２，５，６，８，９とを備え、
これにより上記目的を達成する。 （２） 請求項２のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段１によって、電機子鎖交磁束の基本波
成分に同期して回転するｄｑ座標系における基本波電流
指令値ｉd^*、ｉq^*を決定し、前記高調波電流指令値決定
手段１によって、電機子鎖交磁束の高調波次数成分に同
期して回転するｄhｑh座標系における高調波電流指令値
ｉdh^*、ｉqh^*を決定するようにしたものである。 （３） 請求項３のモーター制御装置の前記電流制御手
段は、電機子鎖交磁束の基本波成分に同期して回転する
ｄｑ座標系においてモーター電流の基本波成分が前記基
本波電流指令値ｉd^*、ｉq^*に一致するように制御する基
本波電流制御手段２，５と、電機子鎖交磁束の高調波次
数成分に同期して回転するｄhｑh座標系においてモータ
ー電流の高調波次数成分が前記高調波電流指令値ｉd
h^*、ｉqh^*に一致するように制御する高調波電流制御手
段５，６，８，９とを有する。 （４） 請求項４のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段１および前記高調波電流指令値決定手
段１によって、モータートルクを前記トルク指令値に一
致させながら効率を最大にする基本波電流指令値ｉd^*、
ｉq^*と高調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*を決定するように
したものである。 （５） 請求項５のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段１および前記高調波電流指令値決定手
段１によって、モータートルクを前記トルク指令値に一
致させながらトルクリップルを最少にする基本波電流指
令値ｉd^*、ｉq^*と高調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*を決定
するようにしたものである。 （６） 請求項６のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段１および前記高調波電流指令値決定手
段１によって、モータートルクを前記トルク指令値に一
致させながら電圧リップルを最少にする基本波電流指令
値ｉd^*、ｉq^*と高調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*を決定す
るようにしたものである。 （７） 請求項７のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段１および前記高調波電流指令値決定手
段１によって、モータートルクを前記トルク指令値に一
致させながら電流リップルを最少にする基本波電流指令
値ｉd^*、ｉq^*と高調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*を決定す
るようにしたものである。 （８） 請求項８のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段１および前記高調波電流指令値決定手
段１によって、モータートルクを前記トルク指令値に一
致させながら効率を最大にする基本波電流指令値ｉd^*、
ｉq^*と高調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*、モータートルク
を前記トルク指令値に一致させながらトルクリップルを
最少にする基本波電流指令値ｉd^*、ｉq^*と高調波電流指
令値ｉdh^*、ｉqh^*、モータートルクを前記トルク指令値
に一致させながら電圧リップルを最少にする基本波電流
指令値ｉd^*、ｉq^*と高調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*、お
よびモータートルクを前記トルク指令値に一致させなが
ら電流リップルを最少にする基本波電流指令値ｉd^*、ｉ
q^*と高調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*を決定し、モーター
の動作状態を検出する動作状態検出手段と、前記基本波
電流指令値決定手段１および前記高調波電流指令値決定
手段１により決定される基本波電流指令値ｉd^*、ｉq^*と
高調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*の中から、モーターの動
作状態に応じた最適な電流指令値ｉd^*、ｉq^*、ｉdh^*、
ｉqh^*を選択する電流指令値選択手段１とを備える。 （９） 請求項９のモーター制御装置は、前記電流指令
値選択手段１によって、モータートルクが最大値に近い
所定領域内のモーター動作状態が検出されたときは、モ
ータートルクを前記トルク指令値に一致させながら電流
リップルを最少にする基本波電流指令値ｉd^*、ｉq^*と高
調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*を選択するようにしたもの
である。 （１０） 請求項１０のモーター制御装置は、前記電流
指令値選択手段１によって、モータートルクとモーター
回転速度がともに低い所定範囲内のモーター動作状態が
検出されたときは、モータートルクを前記トルク指令値
に一致させながらトルクリップルを最少にする基本波電
流指令値ｉd^*、ｉq^*と高調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*を
選択するようにしたものである。 （１１） 請求項１１のモーター制御装置は、前記電流
指令値選択手段１によって、モーター出力が最大値に近
い所定領域内のモーター動作状態が検出されたときは、
モータートルクを前記トルク指令値に一致させながら電
圧リップルを最少にする基本波電流指令値ｉd^*、ｉq^*と
高調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*を選択するようにしたも
のである。 （１２） 請求項１２のモーター制御装置は、前記電流
指令値選択手段１によって、モータートルクとモーター
出力がそれらの最大値に近い前記所定領域内になく、か
つモータートルクとモーター回転速度が前記所定範囲内
にないモーター動作状態が検出されたときは、モーター
トルクを前記トルク指令値に一致させながら効率を最大
にする基本波電流指令値ｉd^*、ｉq^*と高調波電流指令値
ｉdh^*、ｉqh^*を選択するようにしたものである。Means for Solving the Problems The present invention will be described with reference to FIG. 1 showing the configuration of one embodiment.
And the fundamental wave current command value determining means 1 for determining the fundamental wave current command values id ^* and iq ^* of the motor current based on the torque command value Te ^* of the AC motor M, and at least the torque command value Te ^* of the AC motor M.
, The harmonic current command values idh ^* , iq of the motor current based on
h ^* for determining the harmonic current command value id, the fundamental current command values id ^* and iq ^*, and the harmonic current command value id
current control means 2, 5, 6, 8, 9 for controlling a current flowing through the AC motor M based on h ^* and iqh ^* ,
This achieves the above object. (2) In the motor control device according to claim 2, the fundamental wave current command value id ^* in the dq coordinate system that rotates in synchronization with the fundamental wave component of the armature interlinkage magnetic flux by the fundamental wave current command value determining means 1; iq ^* , and the harmonic current command value determining means 1 determines the harmonic current command values idh ^* , iqh ^* in the dhqh coordinate system that rotates in synchronization with the harmonic order component of the armature interlinkage magnetic flux. It is like that. (3) The current control means of the motor control device according to claim 3, wherein the fundamental wave component of the motor current in the dq coordinate system rotating in synchronization with the fundamental wave component of the armature interlinkage magnetic flux is the fundamental wave current command value id. ^* , Iq ^* , and the harmonic current components of the motor current in the dhqh coordinate system that rotates in synchronization with the harmonic order components of the armature interlinkage magnetic flux. Harmonic current command value id
It has harmonic current control means 5, 6, 8, and 9 for controlling so as to match h ^* and iqh ^* . (4) The motor control device according to claim 4, wherein the fundamental wave current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1 maximize the efficiency while matching the motor torque to the torque command value. Wave current command value id ^* ,
iq ^* and the harmonic current command values idh ^* , iqh ^* are determined. (5) The motor control device according to claim 5, wherein the fundamental current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1 minimize the torque ripple while matching the motor torque to the torque command value. The fundamental wave current command values id ^* and iq ^* and the harmonic current command values idh ^* and iqh ^* are determined. (6) In the motor control device according to claim 6, the fundamental wave current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1 minimize the voltage ripple while making the motor torque match the torque command value. The fundamental wave current command values id ^* and iq ^* and the harmonic current command values idh ^* and iqh ^* are determined. (7) The motor control device according to claim 7, wherein the fundamental current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1 minimize the current ripple while matching the motor torque to the torque command value. The fundamental wave current command values id ^* and iq ^* and the harmonic current command values idh ^* and iqh ^* are determined. (8) The motor control device according to claim 8, wherein the fundamental current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1 maximize the efficiency while matching the motor torque to the torque command value. Wave current command value id ^* ,
iq ^* , harmonic current command values idh ^* , iqh ^* , fundamental current command values id ^* , iq ^*, and harmonic current command values idh ^* , which minimize the torque ripple while matching the motor torque to the torque command value. iqh ^* , the fundamental current command values id ^* , iq ^* and the harmonic current command values idh ^* , iqh ^* , and the motor torque, which minimize the voltage ripple while matching the motor torque to the torque command value. , The fundamental current command values id ^* , i that minimize the current ripple
q ^* and harmonic current command values idh ^* and iqh ^*, and an operating state detecting means for detecting an operating state of the motor; and the fundamental current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1. From the determined fundamental wave current command values id ^* and iq ^* and the harmonic current command values idh ^* and iqh ^* , the optimum current command values id ^* , iq ^* , idh ^* , according to the operating state of the motor,
and a current command value selecting means 1 for selecting iqh ^* . (9) The motor control device according to claim 9, wherein when the current command value selecting means 1 detects a motor operation state in a predetermined region where the motor torque is close to the maximum value, the motor torque is set to the torque command value. The fundamental current command values id ^* and iq ^* and the harmonic current command values idh ^* and iqh ^* that minimize the current ripple while matching are selected. (10) The motor control device according to claim 10, wherein when the current command value selecting means 1 detects a motor operation state in a predetermined range where both the motor torque and the motor rotation speed are low, the motor torque is set to the torque command value. The fundamental current command values id ^* and iq ^* and the harmonic current command values idh ^* and iqh ^* are selected so as to minimize the torque ripple while matching the values. (11) In the motor control device according to claim 11, when the current command value selection means 1 detects a motor operation state in a predetermined region where the motor output is close to the maximum value,
The fundamental current command values id ^* and iq ^* and the harmonic current command values idh ^* and iqh ^* that minimize the voltage ripple while making the motor torque match the torque command value are selected. (12) In the motor control device according to the twelfth aspect, the current command value selection means 1 causes the motor torque and the motor output not to be within the predetermined region close to their maximum values, and the motor torque and the motor rotation speed to be set to the predetermined values. When a motor operation state that is out of the range is detected, the fundamental current command values id ^* and iq ^* and the harmonic current command values idh ^* and iqh that maximize the efficiency while matching the motor torque to the torque command value. Select ^* .

【００１０】上述した課題を解決するための手段の項で
は、説明を分かりやすくするために一実施の形態の図を
用いたが、これにより本発明が一実施の形態に限定され
るものではない。[0010] In the section of the means for solving the above-described problems, a diagram of one embodiment is used for easy understanding of the description, but the present invention is not limited to this embodiment. .

【００１１】[0011]

【発明の効果】（１） 請求項１の発明によれば、従来
のモーター制御装置では基本波電流成分しか制御してい
なかったのに対し、高調波電流成分も任意の値に制御す
ることができ、空間高調波が大きいモーターに対して、
効率を改善しながら出力の向上とトルク、電圧および電
流リップルの低減を図ることができ、空間高調波が大き
いモーターの制御性能を向上することができる。 （２） 請求項２の発明によれば、基本波電流と高調波
電流をそれぞれ正確に制御することができ、請求項１の
上記効果を確実に達成することができる。 （３） 請求項３の発明によれば、基本波電流と高調波
電流をそれぞれ直流量に変換して追従性の良好な電流制
御を実現でき、請求項１の上記効果を確実に達成するこ
とができる。 （４） 請求項４の発明によれば、従来のモーター制御
装置のように基本波電流成分を制御するだけでは達成で
きない高い効率を得ることができる。 （５） 請求項５の発明によれば、従来のモーター制御
装置のように基本波電流成分を制御するだけでは達成で
きないトルクリップルの低減効果を得ることができる。
特に、モーターを駆動源とする電気自動車に適用した場
合には、低速かつ低トルクの運転状態においてトルクリ
ップルに起因した振動、騒音を低減でき、乗り心地をよ
くすることができる。 （６） 請求項６の発明によれば、従来のモーター制御
装置のように基本波電流成分を制御するだけでは達成で
きない電圧リップルの低減効果を得ることができる。特
に、モーターを最大出力ライン近傍で運転したときに、
電圧リップルによる基本波電圧の低減量を少なくするこ
とができ、弱め界磁領域すなわち定出力制御領域におけ
るモーター効率の改善と出力増加を図ることができる。 （７） 請求項７の発明によれば、従来のモーター制御
装置のように基本波電流成分を制御するだけでは達成で
きない電流リップルの低減効果を得ることができる。特
に、モーターを最大トルクライン近傍で運転したとき
に、電流リップルによる基本波電流の低減量を少なくす
ることができ、定トルク制御領域におけるモータートル
クの増加を図ることができる。 （８） 請求項８の発明によれば、モーターの動作状態
に応じた最適な電流指令値を選択でき、モーターのすべ
ての動作状態において請求項１の上記効果を達成するこ
とができる。 （９） 請求項９の発明によれば、モーターを最大トル
クライン近傍で運転したときに、電流リップルによる基
本波電流の低減を少なくすることができ、定トルク制御
領域におけるモータートルクの増加を図ることができ
る。 （１０） 請求項１０の発明によれば、低速かつ低トル
クのモーター動作状態においてトルクリップルに起因し
た振動、騒音を低減でき、モーターを駆動源とする電気
自動車に適用した場合には乗り心地の改善を図ることが
できる。 （１１） 請求項１１の発明によれば、モーターを最大
出力ライン近傍で運転したときに、電圧リップルによる
基本波電圧の低減を少なくすることができ、弱め界磁領
域すなわち定出力制御領域におけるモーター効率の改善
と出力増加を図ることができる。 （１２） 請求項１２の発明によれば、モーターの通常
の動作状態において高いモーター駆動効率を得ることが
できる。(1) According to the first aspect of the present invention, while the conventional motor control device controls only the fundamental current component, the harmonic current component can be controlled to an arbitrary value. Yes, for motors with large spatial harmonics,
The output can be improved and the torque, voltage and current ripple can be reduced while improving the efficiency, and the control performance of the motor having large spatial harmonics can be improved. (2) According to the second aspect of the invention, the fundamental current and the harmonic current can be controlled accurately, and the above-described effect of the first aspect can be reliably achieved. (3) According to the third aspect of the present invention, the fundamental current and the harmonic current can be respectively converted into DC amounts to realize current control with good followability, and the above-described effect of the first aspect can be reliably achieved. Can be. (4) According to the invention of claim 4, it is possible to obtain high efficiency that cannot be achieved only by controlling the fundamental wave current component as in the conventional motor control device. (5) According to the invention of claim 5, it is possible to obtain a torque ripple reduction effect that cannot be achieved only by controlling the fundamental wave current component as in the conventional motor control device.
In particular, when applied to an electric vehicle that uses a motor as a drive source, vibration and noise caused by torque ripple can be reduced in a low-speed and low-torque driving state, and riding comfort can be improved. (6) According to the invention of claim 6, it is possible to obtain a voltage ripple reduction effect that cannot be achieved only by controlling the fundamental wave current component as in the conventional motor control device. In particular, when the motor is operated near the maximum output line,
The amount of reduction in the fundamental wave voltage due to the voltage ripple can be reduced, and the motor efficiency can be improved and the output can be increased in the field weakening region, that is, the constant output control region. (7) According to the invention of claim 7, it is possible to obtain a current ripple reduction effect that cannot be achieved only by controlling the fundamental wave current component as in the conventional motor control device. In particular, when the motor is operated near the maximum torque line, the amount of reduction of the fundamental wave current due to the current ripple can be reduced, and the motor torque in the constant torque control region can be increased. (8) According to the invention of claim 8, an optimal current command value according to the operating state of the motor can be selected, and the above-mentioned effect of claim 1 can be achieved in all operating states of the motor. (9) According to the ninth aspect of the invention, when the motor is operated near the maximum torque line, the reduction of the fundamental wave current due to the current ripple can be reduced, and the motor torque in the constant torque control region is increased. be able to. (10) According to the invention of claim 10, vibration and noise caused by torque ripple can be reduced in a low-speed and low-torque motor operating state, and when applied to an electric vehicle driven by a motor, the ride comfort is reduced. Improvement can be achieved. (11) According to the invention of claim 11, when the motor is operated near the maximum output line, the reduction of the fundamental wave voltage due to the voltage ripple can be reduced, and the motor in the field weakening region, that is, the constant output control region. The efficiency can be improved and the output can be increased. (12) According to the twelfth aspect, high motor drive efficiency can be obtained in a normal operation state of the motor.

【００１２】[0012]

【発明の実施の形態】《発明の第１の実施の形態》モー
ターの効率と出力を改善する第１の実施の形態を説明す
る。図１に第１の実施の形態の構成を示す。この実施の
形態のモーター制御装置は、３相交流モーターで直流モ
ーター並のトルク制御を実現するベクトル制御を行う。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First Embodiment of the Invention A first embodiment for improving the efficiency and output of a motor will be described. FIG. 1 shows the configuration of the first embodiment. The motor control device of this embodiment performs vector control that realizes torque control equivalent to that of a DC motor using a three-phase AC motor.

【００１３】この一実施の形態のモーター制御装置は、
基本波電流制御回路と高調波電流制御回路とを備えてい
る。基本波電流制御回路は、３相交流モーターＭに流れ
る電流ｉu、ｉv、ｉwの励磁電流成分に対応するｄ軸と
トルク電流成分に対応するｑ軸とからなり、モーター回
転に同期して回転する直交座標系（以下、基本波座標系
と呼ぶ）ｄｑにおいて、モーター電流ｉu、ｉv、ｉwの
基本波成分を制御する回路である。[0013] The motor control device according to this embodiment includes:
It has a fundamental current control circuit and a harmonic current control circuit. The fundamental wave current control circuit includes a d-axis corresponding to the exciting current components of the currents iu, iv, and iw flowing through the three-phase AC motor M and a q-axis corresponding to the torque current components, and rotates in synchronization with the rotation of the motor. This circuit controls the fundamental wave components of the motor currents iu, iv, iw in an orthogonal coordinate system (hereinafter referred to as a fundamental wave coordinate system) dq.

【００１４】一方、高調波電流制御回路は、基本波電流
制御回路のみでモーター電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した
場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転す
る直交座標系（以下、高調波座標系と呼ぶ）ｄhｑh、換
言すれば、モーター電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分の
周波数の整数倍の周波数で回転する高調波座標系ｄhｑh
において、モーター電流ｉu、ｉv、ｉwに含まれる高調
波成分を制御する回路である。On the other hand, the harmonic current control circuit is a rectangular coordinate system (hereinafter, referred to as the following) which rotates at the frequency of a harmonic component of a predetermined order generated when the motor currents iu, iv, iw are controlled only by the fundamental current control circuit. Dhqh, in other words, a harmonic coordinate system dhqh that rotates at a frequency that is an integral multiple of the frequency of the fundamental component of the motor currents iu, iv, and iw.
Is a circuit for controlling harmonic components included in the motor currents iu, iv and iw.

【００１５】図１において、トルク制御部１は、トルク
指令値Ｔe^*およびモーター回転速度ωeに基づいて、基
本波座標系ｄｑにおけるｄ軸電流指令値ｉd^*とｑ軸電流
指令値ｉq^*を演算するとともに、高調波座標系ｄhｑhに
おけるｄh軸電流指令値ｉdh^*とｑh軸電流指令値ｉqh^*を
演算する。In FIG. 1, a torque control unit 1 calculates a d-axis current command value id ^* and a q-axis current command value iq ^* in a fundamental wave coordinate system dq based on a torque command value Te ^* and a motor rotation speed ωe. At the same time, the dh-axis current command value idh ^* and the qh-axis current command value iqh ^* in the harmonic coordinate system dhqh are calculated.

【００１６】基本波電流制御部（ｄｑ軸電流制御部）２
は、ｄ軸とｑ軸の実電流ｉd、ｉqをそれぞれ指令値ｉ
d^*、ｉq^*に一致させるためのｄ軸とｑ軸の基本波電圧指
令値ｖd^*、ｖq^*を演算する。加算器３は、基本波電流制
御部２で生成された基本波電圧指令値ｖd^*、ｖq^*と、後
述する高調波電流制御部６およびｄhｑh／ｄｑ変換部７
で生成された高調波電圧指令値ｖd'、ｖq'とをそれぞれ
加算し、最終的なｄ軸電圧指令値（ｖd^*＋ｖd'）とｑ軸
電圧指令値（ｖq^*＋ｖq'）を得る。A fundamental wave current controller (dq axis current controller) 2
Is the actual current id, iq on the d-axis and q-axis, respectively,
Calculate d-axis and q-axis fundamental wave voltage command values vd ^* and vq ^* to match d ^* and iq ^* . The adder 3 includes a fundamental wave voltage command value vd ^* , vq ^* generated by the fundamental wave current control unit 2, a harmonic current control unit 6 and a dhqh / dq conversion unit 7, which will be described later.
Are added to obtain the final d-axis voltage command value (vd ^* + vd ') and the q-axis voltage command value (vq ^* + vq').

【００１７】ｄｑ／３相変換部４は、３相交流座標系か
ら見たモーター回転に同期する基本波座標系ｄｑの位相
θeに基づいて、ｄ軸とｑ軸の電圧指令値（ｖd^*＋ｖ
d'）、（ｖq^*＋ｖq'）を３相交流電圧指令値ｖu^*、ｖ
v^*、ｖw^*に変換する。３相／ｄｑ変換部５は、３相交流
座標系から見たモーター回転に同期する基本波座標系ｄ
ｑの位相θeに基づいて、３相交流モーターＭの実電流
ｉu、ｉv、ｉw（＝−ｉu−ｉv）をｄ軸とｑ軸の実電流
ｉd、ｉqへ変換する。なお、基本波電流制御部２と３相
／ｄｑ変換部５とが基本波電流制御回路を構成する。The dq / three-phase conversion unit 4 determines the voltage command values (vd ^* + v) for the d-axis and the q-axis based on the phase θe of the fundamental wave coordinate system dq synchronized with the rotation of the motor viewed from the three-phase AC coordinate system.
d ′) and (vq ^* + vq ′) are replaced with the three-phase AC voltage command values vu ^* and v
Convert to v ^* , vw ^* . The three-phase / dq conversion unit 5 includes a fundamental-wave coordinate system d synchronized with motor rotation as viewed from the three-phase AC coordinate system.
Based on the phase θe of q, the real currents iu, iv, iw (= −iu−iv) of the three-phase AC motor M are converted into real currents id, iq of the d-axis and the q-axis. Note that the fundamental wave current control unit 2 and the three-phase / dq conversion unit 5 constitute a fundamental wave current control circuit.

【００１８】高調波電流制御部（ｄhｑh軸電流制御部）
６は、ｄh軸とｑh軸の実電流ｉdh、ｉqhをそれぞれ電流
指令値ｉdh^*、ｉqh^*に一致させるためのｄh軸とｑh軸の
高調波電圧指令値ｖdh^*、ｖqh^*を演算する。ｄhｄq／ｄ
ｑ変換部７は、ｄh軸とｑh軸の高調波電圧指令値ｖd
h^*、ｖqh^*をｄ軸とｑ軸の高調波電圧指令値ｖd’、ｖ
q’に変換する。ハイパス・フィルター８は、モーター
回転速度ωeに基づいてｄｑ軸の実電流ｉd、ｉqにフィ
ルター処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄh
ｑh変換部９は上述した高調波座標系ｄhｑhを有し、基
本波座標系ｄｑの実電流ｉd、ｉqの高調波成分を高調波
座標系ｄhｑhの実電流ｉdh、ｉqhに変換する。なお、高
調波電流制御部６、３相／ｄｑ変換部５、ハイパス・フ
ィルター８およびｄｑ／ｄhｑh変換部９が高調波電流制
御回路を構成する。Higher harmonic current controller (dhqh axis current controller)
6, actual current idh the dh-axis and qh-axis, respectively current command value iqh idh ^*, iqh ^* harmonic voltage command value dh-axis and qh axis for matching the vdh ^*, calculates the vqh ^*. dhdq / d
The q conversion unit 7 outputs a harmonic voltage command value vd for the dh axis and the qh axis.
h ^* and vqh ^* are replaced by d-axis and q-axis harmonic voltage command values vd 'and v
to q '. The high-pass filter 8 filters the actual currents id and iq on the dq axes based on the motor rotation speed ωe to extract high frequency components. dq / dh
The qh converter 9 has the above-described harmonic coordinate system dhqh, and converts the harmonic components of the real currents id and iq in the fundamental wave coordinate system dq into the actual currents idh and iqh in the harmonic coordinate system dhqh. The harmonic current control unit 6, the three-phase / dq converter 5, the high-pass filter 8, and the dq / dhqh converter 9 constitute a harmonic current control circuit.

【００１９】電力変換部１０は、ＩＧＢＴなどの電力変
換素子により３相交流電圧指令値ｖu^*、ｖv^*、ｖw^*にし
たがってバッテリーなどの直流電源（不図示）の直流電
圧をスイッチングし、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交
流モーターＭに印加する。エンコーダーＰＳは３相交流
モーターＭに連結され、モーターＭの回転位置θmを検
出する。また、電流センサー１１、１２は、３相交流モ
ーターＭのＵ相とＶ相の実電流ｉu、ｉvを検出する。位
相速度演算部１３は、エンコーダーＰＳからの回転位置
信号θmに基づいてモーターＭの回転速度ωeと３相交流
座標系から見た基本波座標系ｄｑの位相θeを演算す
る。The power conversion unit 10 switches the DC voltage of a DC power supply (not shown) such as a battery according to the three-phase AC voltage command values vu ^* , vv ^* , vw ^* by a power conversion element such as an IGBT. AC voltages U, V, W are applied to a three-phase AC motor M. The encoder PS is connected to the three-phase AC motor M and detects the rotational position θm of the motor M. The current sensors 11 and 12 detect the U-phase and V-phase actual currents iu and iv of the three-phase AC motor M. The phase speed calculation unit 13 calculates the rotation speed ωe of the motor M and the phase θe of the fundamental wave coordinate system dq viewed from the three-phase AC coordinate system based on the rotation position signal θm from the encoder PS.

【００２０】次に、空間高調波が大きいＩＰＭモーター
を例に上げて、基本波座標系ｄｑと高調波座標系ｄhｑh
について説明する。図２は、空間高調波が存在しない場
合の、ＩＰＭモーターの磁石が形成する電機子鎖交磁束
（Ｕ相巻線）を示す。図３は、５次成分の空間高調波が
存在する場合の、ＩＰＭモーターの磁石が形成する電機
子鎖交磁束（Ｕ相巻線）を示す。Next, taking an IPM motor having a large spatial harmonic as an example, a fundamental coordinate system dq and a harmonic coordinate system dhqh
Will be described. FIG. 2 shows the armature interlinkage magnetic flux (U-phase winding) formed by the magnet of the IPM motor when no spatial harmonic exists. FIG. 3 shows the armature interlinkage magnetic flux (U-phase winding) formed by the magnet of the IPM motor in the case where the fifth-order component spatial harmonic exists.

【００２１】磁束はモーターの回転角の変化に対して正
弦波状に変化する。通常、電機子鎖交磁束ベクトルの方
向をｄ軸に、このｄ軸と直交する方向をｑ軸にとる。従
来は、３相交流座標系における電圧や電流などの物理量
をｄｑ軸座標系（基本波座標系）の物理量に変換し、ｄ
ｑ軸上でモーター制御を行っている。これに対しこの実
施の形態では、電圧や電流などの物理量の内の基本波成
分は従来と同様にｄｑ軸座標系において取り扱い、高調
波成分は次数ごとに電機子鎖交磁束ベクトルの方向をｄ
h軸に、このｄh軸と直交する方向をｑh軸にとり、ｄhｑ
h座標系（高調波座標系）で取り扱う。図３に示すよう
に第５次の高調波成分を含む場合には、電機子鎖交磁束
を基本波成分の磁束と第５次高調波成分の磁束とに分
け、基本波成分の電機子鎖交磁束ベクトルの方向をｄ軸
に、このｄ軸と直交する方向をｑ軸にとるとともに、第
５次高調波成分の電機子鎖交磁束ベクトルの方向をｄh
軸に、このｄh軸と直交する方向をｑh軸にとる。したが
って、基本波座標系ｄｑは電機子鎖交磁束の基本波成分
に同期して回転する座標系であり、高調波座標系ｄhｑh
は電機子鎖交磁束の高調波次数成分に同期して回転する
座標系である。The magnetic flux changes sinusoidally with respect to a change in the rotation angle of the motor. Usually, the direction of the armature interlinkage magnetic flux vector is set to the d-axis, and the direction orthogonal to the d-axis is set to the q-axis. Conventionally, physical quantities such as voltage and current in a three-phase AC coordinate system are converted into physical quantities in a dq axis coordinate system (fundamental wave coordinate system), and d
Motor control is performed on the q axis. On the other hand, in this embodiment, the fundamental component of the physical quantity such as voltage or current is handled in the dq-axis coordinate system as in the conventional case, and the harmonic component is obtained by changing the direction of the armature interlinkage magnetic flux vector by d for each order.
The direction orthogonal to the dh axis is taken on the h axis and the qh axis is taken as dhq
Handle in the h coordinate system (harmonic coordinate system). As shown in FIG. 3, when a fifth harmonic component is included, the armature interlinkage magnetic flux is divided into a fundamental wave component magnetic flux and a fifth harmonic component magnetic flux, and the armature chain of the fundamental wave component is separated. The direction of the intersecting magnetic flux vector is taken on the d axis, the direction orthogonal to the d axis is taken on the q axis, and the direction of the armature interlinking magnetic flux vector of the fifth harmonic component is taken as dh.
The direction orthogonal to the dh axis is taken as the qh axis. Therefore, the fundamental wave coordinate system dq is a coordinate system that rotates in synchronization with the fundamental wave component of the armature interlinkage magnetic flux, and the harmonic coordinate system dhqh
Is a coordinate system that rotates in synchronization with the harmonic order component of the armature interlinkage magnetic flux.

【００２２】従来のモーター制御装置は基本波成分の磁
束と電流とによりモータートルクを制御しているが、こ
の従来の制御装置により駆動制御されるモーターの効率
と出力について説明する。空間高調波成分を含むモータ
ーの出力トルクＴeは、次式により表される。Although the conventional motor control device controls the motor torque by the magnetic flux and the current of the fundamental wave component, the efficiency and output of the motor driven and controlled by the conventional control device will be described. The output torque Te of the motor including the spatial harmonic component is expressed by the following equation.

【数１】 Ｔe＝Ｐ(φd・ｉd−φq・ｉq) ＝Ｐ｛(φd_1＋φd_h)(ｉq_1＋ｉq_h)−(φq_1＋φq_h)(ｉd_1＋ｉd_h)｝ ＝Ｐ｛(φd_1・ｉq_1＋φq_1・ｉd_1)＋(φd_h・ｉq_h＋φq_h・ｉd_h) ＋(φd_h・ｉq_1＋φq_h・ｉd_1)＋(φd_1・ｉq_h＋φq_1・ｉd_h)｝ 上式において、Ｐは極対数、φdはｄ軸電機子鎖交磁
束、φd_1はｄ軸電機子鎖交磁束の基本波成分、φd_hは
ｄ軸電機子鎖交磁束の高調波成分、φqはｑ軸電機子鎖
交磁束、φq_1はｑ軸電機子鎖交磁束の基本波成分、φq
_hはｑ軸電機子鎖交磁束の高調波成分である。また、ｉ
dはｄ軸電流、ｉd_1はｄ軸電流の基本波成分、ｉd_hは
ｄ軸電流の高調波成分、ｉqはｑ軸電流、ｉq_1はｑ軸電
流の基本波成分、ｉq_hはｑ軸電流の高調波成分であ
る。Te = P (φd · id−φq · iq) = P ｛(φd_1 + φd_h) (iq_1 + iq_h) − (φq_1 + φq_h) (id_1 + id_h)｝ = P ｛(φd_1 · iq_1 + φq_1 · id_1h + (φd_h · h) ) + (Φd_h · iq_1 + φq_h · id_1) + (φd_1 · iq_h + φq_1 · id_h)｝ where P is the number of pole pairs, φd is the d-axis armature linkage flux, and φd_1 is the fundamental component of the d-axis armature linkage flux. , Φd_h is the harmonic component of the d-axis armature linkage flux, φq is the q-axis armature linkage flux, φq_1 is the fundamental component of the q-axis armature linkage flux, φq
_h is a harmonic component of the q-axis armature interlinkage magnetic flux. Also, i
d is d-axis current, id_1 is d-axis current fundamental component, id_h is d-axis current harmonic component, iq is q-axis current, iq_1 is q-axis current fundamental component, and iq_h is q-axis current harmonic. Component.

【００２３】なお、基本波座標系ｄｑにおけるｄ軸電流
ｉdの基本波成分はｉd_1、高調波成分はｉd_hであるか
ら、Since the fundamental component of the d-axis current id in the fundamental coordinate system dq is id_1 and the harmonic component is id_h,

【数２】ｉd＝ｉd_1＋ｉd_h また、基本波座標系ｄｑにおけるｑ軸電流ｉqの基本波
成分はｉq_1、高調波成分はｉq_hであるから、[Mathematical formula-see original document] id = id_1 + id_h Further, since the fundamental component of the q-axis current iq in the fundamental coordinate system dq is iq_1 and the harmonic component is iq_h,

【数３】ｉq＝ｉq_1＋ｉq_h[Equation 3] iq = iq_1 + iq_h

【００２４】この実施の形態では高調波電流を高調波座
標系ｄhｑhで制御するから、トルク制御部１で、基本波
座標系ｄｑにおける励磁電流成分のｄ軸電流指令値ｉd^*
とトルク電流成分のｑ軸電流指令値ｉq^*を演算するとと
もに、高調波座標系ｄhｑhにおける励磁電流成分のｄh
軸電流指令値ｉdh^*とトルク電流成分のｑh軸電流指令値
ｉqh^*を演算し、基本波電流制御回路２，５でｄｑ軸基
本波電流ｉd、ｉqがそれらの指令値ｉd^*、ｉq^*に一致す
るように制御するとともに、高調波電流制御回路５，
６，８，９でｄhｑh軸高調波電流ｉdh、ｉqhがそれらの
指令値ｉdh^*、ｉqh^*に一致するように制御する。以下の
説明では、説明を分かりやすくするために、基本波座標
系ｄｑにおいて基本波電流ｉd_1、ｉq_1と高調波電流ｉ
d_h、ｉq_hを取り扱い、最終的にｄｑ軸高調波電流ｉd_
h、ｉq_hをｄhｑh軸高調波電流ｉdh、ｉqhに変換するこ
とにする。In this embodiment, since the harmonic current is controlled in the harmonic coordinate system dhqh, the torque control unit 1 sets the d-axis current command value id ^* of the exciting current component in the fundamental wave coordinate system dq ^.
And the q-axis current command value iq ^* of the torque current component and calculate the dh of the excitation current component in the harmonic coordinate system dhqh.
Calculates the axis current value idh ^* and the torque current component of the qh-axis current command value iqh ^*, dq-axis fundamental current id at the fundamental current control circuit 2, 5, iq their command value id ^*, the iq ^* The control is performed so that they match, and the harmonic current control circuits 5 and 5
In steps 6, 8, and 9, the dhqh-axis harmonic currents idh and iqh are controlled so as to match those command values idh ^* and iqh ^* . In the following description, for the sake of simplicity, the fundamental wave currents id_1 and iq_1 and the harmonic current i
d_h and iq_h are handled, and finally the dq-axis harmonic current id_
h, iq_h are converted into dhqh axis harmonic currents idh, iqh.

【００２５】数式１の右辺第１項は、モーターの電機子
鎖交磁束の基本波成分と電流の基本波成分とにより発生
するトルクを表す。第２項は、モーターの電機子鎖交磁
束の高調波成分と電流の高調波成分とにより発生するト
ルクを表す。また第３項は、モーターの電機子鎖交磁束
の高調波成分と電流の基本波成分とにより発生するトル
クを表す。さらに第４項は、モーターの電機子鎖交磁束
の基本波成分と電流の高調波成分とにより発生するトル
クを表す。The first term on the right side of Equation 1 represents a torque generated by the fundamental wave component of the armature interlinkage magnetic flux of the motor and the fundamental wave component of the current. The second term represents a torque generated by a harmonic component of the armature linkage magnetic flux of the motor and a harmonic component of the current. The third term represents a torque generated by a harmonic component of the armature interlinkage magnetic flux of the motor and a fundamental component of the current. The fourth term represents a torque generated by a fundamental component of the armature interlinkage magnetic flux of the motor and a harmonic component of the current.

【００２６】数式１の右辺第３項と第４項は、次数の異
なる電機子鎖交磁束成分と電流成分の積であるからその
時間平均値は０となり、モーターから出力される平均ト
ルクには寄与しない。しかし、第１項は電機子鎖交磁束
の基本波成分と電流の基本波成分との積であるから、当
然平均トルクに寄与し、また、第２項は電機子鎖交磁束
の高調波成分と電流の高調波成分との積であるから、と
もに高調波成分の次数が同一であり平均トルクに寄与す
る。従来のモーター制御装置はｄｑ座標系での基本波電
流制御、つまり電流歪みを０とする制御を行っており、
数式１の右辺第１項のトルクしか活用できていない。そ
のため、従来の制御装置ではモーターの効率が低く、ま
た出力も低い値になっている。The third and fourth terms on the right-hand side of Equation 1 are the products of the armature interlinkage flux components and the current components of different orders, so that the time average value is 0, and the average torque output from the motor is Does not contribute. However, since the first term is the product of the fundamental wave component of the armature interlinkage flux and the fundamental wave component of the current, it naturally contributes to the average torque, and the second term is the harmonic component of the armature interlinkage flux. And the harmonic component of the current, so that the harmonic components have the same order and contribute to the average torque. The conventional motor control device performs a fundamental wave current control in the dq coordinate system, that is, a control to make the current distortion zero.
Only the torque of the first term on the right side of Expression 1 can be used. Therefore, in the conventional control device, the efficiency of the motor is low and the output is also low.

【００２７】そこでこの第１の実施の形態では、基本波
成分の磁束と電流とによりモータートルクを制御するの
に加え、高調波成分の磁束と電流とによりモータートル
クを制御し、モーターの効率を改善するとともに出力を
向上させる。Therefore, in the first embodiment, the motor torque is controlled by the magnetic flux and the current of the harmonic component in addition to the control of the motor torque by the magnetic flux and the current of the fundamental wave component, so that the efficiency of the motor is controlled. Improve and improve output.

【００２８】まず、モーターに流れる高調波電流が効率
に与える影響を考察する。図４は基本波電流成分である
ｄｑ軸電流ｉd、ｉqを一定にした場合の高調波電流成分
と総合効率との関係を示す図であり、(ａ)はｑh軸電流
ｉqhを０にした場合のｄh軸電流ｉdhに対する総合効率
を示し、(ｂ)はｄh軸電流ｉdhを０にした場合のｑh軸電
流ｉqhに対する総合効率を示す。図から明らかなよう
に、高調波電流ｉdhまたはｉqhを０にしたときに効率は
最大にならず、ある程度の高調波電流を流したときに効
率が最大となる。つまり、基本波電流だけでモーターを
駆動制御する従来の制御方法よりも、基本波電流に高調
波電流を重畳させた方が総合効率を改善できる。First, the effect of the harmonic current flowing through the motor on the efficiency will be considered. FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the harmonic current component and the overall efficiency when the dq-axis currents id and iq, which are the fundamental wave current components, are kept constant. FIG. 4A shows the case where the qh-axis current iqh is set to 0. Shows the overall efficiency with respect to the dh-axis current idh, and (b) shows the overall efficiency with respect to the qh-axis current iqh when the dh-axis current idh is set to 0. As is clear from the figure, the efficiency does not become maximum when the harmonic current idh or iqh is set to 0, but becomes maximum when a certain amount of harmonic current flows. That is, the overall efficiency can be improved by superimposing the harmonic current on the fundamental current, as compared with the conventional control method in which the motor is driven and controlled only by the fundamental current.

【００２９】図５は第１の実施の形態のトルク制御部１
の詳細な構成を示す。トルク制御部１は、トルク指令値
とモーター回転速度に対するｄ軸電流指令値のデータが
収められている最高効率ｉdマップ１ａから、トルク指
令値Ｔe^*とモーター回転速度ωeとに対応するｄ軸電流
指令値ｉd^*を表引き演算する。また、トルク指令値とモ
ーター回転速度に対するｑ軸電流指令値のデータが収め
られている最高効率ｉqマップ１ｂから、トルク指令値
Ｔe^*とモーター回転速度ωeとに対応するｑ軸電流指令
値ｉq^*を表引き演算する。FIG. 5 shows a torque control unit 1 according to the first embodiment.
The detailed configuration of is shown. The torque control unit 1 calculates the d-axis current corresponding to the torque command value Te ^* and the motor rotation speed ωe from the highest efficiency id map 1a in which the data of the torque command value and the d-axis current command value for the motor rotation speed are stored. The command value id ^* is subjected to a lookup operation. Also, from the maximum efficiency iq map 1b containing the data of the torque command value and the q-axis current command value with respect to the motor rotation speed, the q-axis current command value iq ^* corresponding to the torque command value Te ^* and the motor rotation speed ωe Is calculated.

【００３０】同様に、トルク指令値とモーター回転速度
に対するｄh軸電流指令値のデータが収められている最
高効率ｉdhマップ１ｃから、トルク指令値Ｔe^*とモータ
ー回転速度ωeとに対応するｄh軸電流指令値ｉdh^*を表
引き演算する。さらに、トルク指令値とモーター回転速
度に対するｑh軸電流指令値のデータが収められている
最高効率ｉqhマップ１ｄから、トルク指令値Ｔe^*とモー
ター回転速度ωeとに対応するｑh軸電流指令値ｉqh^*を
表引き演算する。Similarly, the dh-axis current corresponding to the torque command value Te ^* and the motor rotation speed ωe is obtained from the highest efficiency idh map 1c containing the data of the dh-axis current command value for the torque command value and the motor rotation speed. The command value idh ^* is subjected to a lookup operation. Furthermore, from the maximum efficiency iqh map 1d containing data of the torque command value and the qh-axis current command value with respect to the motor rotation speed, the qh-axis current command value iqh ^* corresponding to the torque command value Te ^* and the motor rotation speed ωe Is calculated.

【００３１】これらのマップ１ａ〜１ｄには、モーター
トルクＴeをトルク指令値Ｔe^*に一致させるための電流
指令値の組み合わせの中で、総合効率を最大にする基本
波電流と高調波電流の指令値が収められている。In these maps 1a to 1d, among the combinations of the current command values for matching the motor torque Te to the torque command value Te ^* , the commands of the fundamental wave current and the harmonic current which maximize the overall efficiency are shown. Contains the value.

【００３２】この第１の実施の形態によれば、あらゆる
モーター回転速度ωeにおいて、効率よくトルク指令値
Ｔe^*に一致するトルクＴeをモーターから出力させるこ
とができる。According to the first embodiment, at any motor rotational speed ωe, the motor can efficiently output the torque Te that matches the torque command value Te ^* .

【００３３】《発明の第２の実施の形態》モーターのト
ルクリップルを最少にする第２の実施の形態を説明す
る。なお、この第２の実施の形態の構成は、トルク制御
部１を除いて図１に示す第１の実施の形態の構成と同様
であり、全体構成の説明を省略して相違点を中心に説明
する。<< Second Embodiment of the Invention >> A second embodiment for minimizing the torque ripple of the motor will be described. The configuration of the second embodiment is the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 except for the torque control unit 1, and the description of the overall configuration is omitted, and the differences will be mainly described. explain.

【００３４】上記数式１の右辺第３項と第４項は次数の
異なる電機子鎖交磁束と電流の積であるから平均トルク
には寄与しないが、これらはトルクリップル成分とな
る。従来のモーター制御装置では、ｄｑ軸座標系での基
本波電流の制御、つまり電流の高調波成分を０とする制
御を行うので、第４項は０となるが、第３項は０となら
ずトルクリップル成分となる。つまり、従来の制御装置
では空間高調波が大きいモーターのトルクリップルを低
減することができなかった。電気自動車ではこのモータ
ーのトルクリップルが乗員に不快感を与える原因とな
り、低減しなければならない。The third and fourth terms on the right-hand side of the above equation (1) do not contribute to the average torque because they are products of the armature interlinkage magnetic fluxes of different orders and the current, but they are torque ripple components. In the conventional motor control device, the control of the fundamental wave current in the dq axis coordinate system, that is, the control for setting the harmonic component of the current to 0, is performed. Therefore, the fourth term becomes 0, but the third term becomes 0. It becomes a torque ripple component. In other words, the conventional control device cannot reduce the torque ripple of the motor having a large spatial harmonic. In electric vehicles, the torque ripple of this motor causes occupants to feel uncomfortable and must be reduced.

【００３５】そこで、この第２の実施の形態では、空間
高調波が存在するＩＰＭモーターの電流と出力トルクと
の関係を解析し、トルクリップルを数式で表してトルク
リップルを０にするための電流条件を導出する。Therefore, in the second embodiment, the relationship between the current of the IPM motor in which the spatial harmonic exists and the output torque is analyzed, and the torque ripple is represented by a mathematical expression to reduce the torque ripple to zero. Derive conditions.

【００３６】ＩＰＭモーターの出力トルクＴeはマグネ
ットトルクＴemと、リラクタンストルクＴerとの和で表
すことができる。The output torque Te of the IPM motor can be represented by the sum of the magnet torque Tem and the reluctance torque Ter.

【数４】Ｔe＝Ｔem＋Ｔer ＝Ｐ(φdm・ｉq−Ｌqd・ｉd・ｉq) 上式において、Ｔemはマグネットトルク、Ｔerはリラク
タンストルク、φdmは電機子鎖交磁束（磁石分）、Ｌqd
はｄｑ軸インダクダンス差（＝Ｌq−Ｌd＝Ｌqd_1＋Ｌqd
_h）である。Te = Tem + Ter = P (φdm · iq−Lqd · id · iq) In the above equation, Tem is the magnet torque, Ter is the reluctance torque, φdm is the armature interlinkage magnetic flux (for the magnet), Lqd
Is the dq-axis inductance difference (= Lq−Ld = Lqd_1 + Lqd)
_h).

【００３７】まず、マグネットトルクＴemを演算する。First, the magnet torque Tem is calculated.

【数５】 Ｔem＝Ｐ・φdm・ｉq ＝Ｐ(φdm_1＋φdm_h)(ｉq_1＋ｉq_h) ＝Ｐ(φdm_1・ｉq_1＋φdm_h・ｉq_1＋φdm_1・ｉq_h＋φdm_h・ｉq_h) ＝Ｐ・φdm_1・ｉq_1＋Ｐ(φdm_h・ｉq_1＋φdm_1・ｉq_h＋φdm_h・ｉq_h) 上式において、φdm_1は電機子鎖交磁束の基本波成分
（磁石分）、φdm_hは電機子鎖交磁束の高調波分（磁石
分）である。数式５の右辺第１項は基本波成分トルクを
表し、第２項はトルクリップル成分を表す。したがっ
て、第２項を０にする電流条件が存在すれば、マグネッ
トトルクのリップル成分を０にすることができる。Tem = P５φdm ・ iq = P (φdm_1 + φdm_h) (iq_1 + iq_h) = P (φdm_1 ・ iq_1 + φdm_h ・ iq_1 + φdm_1 ・ iq_h + φdm_h ・ iq_h) = P ・ φΦ_1_1iq_h , Φdm_1 is a fundamental wave component (magnet portion) of the armature interlinkage magnetic flux, and φdm_h is a harmonic component (magnet portion) of the armature interlinkage magnetic flux. The first term on the right side of Equation 5 represents the fundamental wave component torque, and the second term represents the torque ripple component. Therefore, if there is a current condition for setting the second term to 0, the ripple component of the magnet torque can be set to 0.

【数６】 φdm_h・ｉq_1＋φdm_1・ｉq_h＋φdm_h・ｉq_h＝０ つまり、[Formula 6] φdm_h · iq_1 + φdm_1 · iq_h + φdm_h · iq_h = 0 That is,

【数７】ｉq_h＝−φdm_h・ｉq_1／(φdm_1＋φdm_h) ここで、磁石が形成する電機子鎖交磁束の基本波成分が
高調波成分に比べて十分に大きい（φdm_1≫φdm_h）と
すれば、数式７は次式に近似できる。Eq_h = −φdm_h · iq_1 / (φdm_1 + φdm_h) Here, if the fundamental wave component of the armature interlinkage magnetic flux formed by the magnet is sufficiently larger than the harmonic component (φdm_1≫φdm_h), 7 can be approximated by the following equation.

【数８】ｉq_h＝−φdm_h・ｉq_1／φdm_1 以上の演算により、マグネットトルクＴemのリップルを
０にする条件は、ｑ軸電流の高調波成分ｉq_hを数式８
で表す値にすればよいことがわかる。Eq_h = −φdm_h · iq_1 / φdm_1 By the above operation, the condition for setting the ripple of the magnet torque Tem to 0 is as follows.
It can be seen that the value should be represented by.

【００３８】次に、リラクタンストルクＴerを演算す
る。Next, the reluctance torque Ter is calculated.

【数９】 Ｔer＝−Ｐ・Ｌqd・ｉd・ｉq ＝Ｐ(Ｌqd_1＋Ｌqd_h)(ｉd_1＋ｉd_h)(ｉq_1＋ｉq_h) ＝Ｐ(Ｌqd_1・ｉq_1＋Ｌqd_h・ｉq_1＋Ｌqd_1・ｉq_h＋Ｌqd_h・ｉq_h)(ｉd _1＋ｉd_h) ＝Ｐ・Ｌqd_1・ｉq_1・ｉd_1 ＋Ｐ(Ｌqd_h・ｉq_1＋Ｌqd_1・ｉq_h＋Ｌqd_h・ｉq_h)ｉd_1 ＋Ｐ(Ｌqd_1・ｉq_1＋Ｌqd_h・ｉq_1＋Ｌqd_1・ｉq_h＋Ｌqd_h・ｉq_h)ｉ d_h 数式９の右辺第１項はリラクタンストルクの基本波成分
を表し、第２項と第３項がトルクリップル成分を表す。
したがって、第２項と第３項の和を０にする電流条件が
存在すれば、リラクタンストルクのリップル成分を０に
することができる。## EQU9 ## Ter = −P · Lqd · id · iq = P (Lqd_1 + Lqd_h) (id_1 + id_h) (iq_1 + iq_h) = P (Lqd_1 · iq_1 + Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h · Lq_d _________________) + P (Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h + Lqd_h · iq_h) id_1 + P (Lqd_1 · iq_1 + Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h + Lqd_h · iq_h) Represents the torque ripple component.
Therefore, if there is a current condition for making the sum of the second and third terms zero, the ripple component of the reluctance torque can be made zero.

【数１０】 (Ｌqd_1・ｉq_1＋Ｌqd_h・ｉq_1＋Ｌqd_1・ｉq_h＋Ｌqd_h・ｉq_h)ｉd_h＝−(Ｌ qd_h・ｉq_1＋Ｌqd_1・ｉq_h＋Ｌqd_h・ｉq_h)ｉd_1 ∴ｉd_h＝−(Ｌqd_h・ｉq_1＋Ｌqd_1・ｉq_h＋Ｌqd_h・ｉq_h)ｉd_1／(Ｌqd_1・ ｉq_1＋Ｌqd_h・ｉq_1＋Ｌqd_1・ｉq_h＋Ｌqd_h・ｉq_h) ここで、モーターのパラメーターおよび電流は、基本波
成分に比べ高調波成分が十分に小さいと仮定すれば、数
式１０を次式に近似できる。[Number 10] (Lqd_1 · iq_1 + Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h + Lqd_h · iq_h) id_h = - (L qd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h + Lqd_h · iq_h) id_1 ∴id_h = - (Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h + Lqd_h · iq_h) id_1 / (Lqd_1 · iq_1 + Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 Iq_h + Lqd_h.iq_h) Here, assuming that the harmonic component of the motor parameter and current is sufficiently smaller than the fundamental component, Equation 10 can be approximated to the following equation.

【数１１】ｉd_h＝−(Ｌqd_h・ｉq_1＋Ｌqd_1・ｉq_h)
ｉd_1／(Ｌqd_1・ｉq_1) 以上の演算により、リラクタンストルクのリップルを０
にする条件は、ｄ軸電流の高調波成分ｉd_hを数式１１
で表す値にすればよいことがわかる。[Equation 11] id_h = − (Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h)
id_1 / (Lqd_1 · iq_1) By the above operation, the ripple of the reluctance torque is set to 0.
Is obtained by converting the harmonic component id_h of the d-axis current into the following equation (11).
It can be seen that the value should be represented by.

【００３９】このように、ｑ軸の高調波成分電流ｉq_h
を数式８に示す値に制御し、ｄ軸の高調波成分電流ｉd_
hを数式１１に示す値に制御すれば、モーターのトルク
リップルを低減することができる。Thus, the q-axis harmonic component current iq_h
Is controlled to the value shown in Expression 8, and the d-axis harmonic component current id_
By controlling h to the value shown in Equation 11, the torque ripple of the motor can be reduced.

【００４０】ところで、ここで用いているｉd_h、ｉq_h
はそれぞれｄ軸とｑ軸の高調波成分電流を表しており、
次式により高調波座標系のｄh軸とｑh軸の高調波成分電
流に変換する。By the way, id_h and iq_h used here
Represents the d-axis and q-axis harmonic component currents, respectively.
The current is converted into harmonic component currents on the dh axis and the qh axis of the harmonic coordinate system by the following equation.

【数１２】 上式において、θehは基本波ｄｑ軸座標系から見た高調
波ｄhｑh軸座標系の位相であり、３相交流座標系で高調
波成分が５次の場合にθeh＝−６ωe＋θeo（ここで、
θeoはθe＝０とθeh＝０の位相差）である。数式８と
数式１１を数式１２に代入してｄh軸電流指令値ｉdh^*と
ｑh軸電流指令値ｉqh^*を算出し、上述したように高調波
電流を制御すればモーターのトルクリップルを最少にす
ることができる。(Equation 12) In the above equation, θeh is the phase of the harmonic dhqh axis coordinate system viewed from the fundamental wave dq axis coordinate system, and θeh = −6ωe + θeo (where,
θeo is the phase difference between θe = 0 and θeh = 0). Equations 8 and 11 are substituted into Equation 12 to calculate the dh-axis current command value idh ^* and the qh-axis current command value iqh ^* , and control the harmonic current as described above to minimize the motor torque ripple. be able to.

【００４１】図６は第２の実施の形態のトルク制御部１
Ａの詳細を示す図である。この第２の実施の形態では、
図１に示すトルク制御部１に代えてトルク制御部１Ａを
用いる。トルク制御部１Ａは、トルク指令値とモーター
回転速度に対するｄ軸電流指令値のデータが収められて
いる最高効率ｉdマップ１ｅから、トルク指令値Ｔe^*と
モーター回転速度ωeとに対応するｄ軸電流指令値ｉd^*
を表引き演算する。また、トルク指令値とモーター回転
速度に対するｑ軸電流指令値のデータが収められている
最高効率ｉqマップ１ｆから、トルク指令値Ｔe^*とモー
ター回転速度ωeとに対応するｑ軸電流指令値ｉq^*を表
引き演算する。FIG. 6 shows a torque control unit 1 according to the second embodiment.
FIG. 4 is a diagram showing details of A. In the second embodiment,
A torque control unit 1A is used instead of the torque control unit 1 shown in FIG. The torque control unit 1A calculates the d-axis current corresponding to the torque command value Te ^* and the motor rotation speed ωe from the highest efficiency id map 1e in which the d-axis current command value data for the torque command value and the motor rotation speed are stored. Command value id ^*
Is calculated. Further, from a maximum efficiency iq map 1f containing data of the torque command value and the q-axis current command value with respect to the motor rotation speed, a q-axis current command value iq ^* corresponding to the torque command value Te ^* and the motor rotation speed ωe ^. Is calculated.

【００４２】トルク制御部１Ａはさらに、ｄｑ軸電流指
令値に対するｄh軸電流指令値のデータが収められてい
る最少トルクリップルｉdhマップ１ｇから、ｄｑ軸電流
指令値ｉd^*、ｉq^*に対応するｄh軸電流指令値ｉdh^*を表
引き演算する。同様に、ｄｑ軸電流指令値に対するｑh
軸電流指令値のデータが収められている最少トルクリッ
プルｉqhマップ１ｈから、ｄｑ軸電流指令値ｉd^*、ｉq^*
に対応するｑh軸電流指令値ｉqh^*を表引き演算する。The torque control section 1A further obtains the dh corresponding to the dq-axis current command values id ^* and iq ^* from the minimum torque ripple idh map 1g containing the data of the dh-axis current command values for the dq-axis current command values. The shaft current command value idh ^* is looked up and calculated. Similarly, qh for the dq-axis current command value
From the minimum torque ripple iqh map 1h containing the data of the axis current command values, the dq axis current command values id ^* , iq ^*
Is calculated by a table lookup for the qh-axis current command value iqh ^* corresponding to.

【００４３】マップ１ｅ〜１ｈには、モータートルクＴ
eをトルク指令値Ｔe^*に一致させるための電流指令値の
組み合わせの中で、上記数式８と数式１１を満たしトル
クリップルを最少にする基本波電流と高調波電流の指令
値が収められている。これらの指令値を演算により求め
るとずれが生じるので、実験によりトルクリップルを最
少とする基本波電流と高調波電流を測定し、それらの値
をデータとして採用してもよい。The maps 1e to 1h include the motor torque T
Among the combinations of current command values for matching e with the torque command value Te ^* , the command values of the fundamental wave current and the harmonic current that satisfy the above equations 8 and 11 and minimize the torque ripple are stored. . If these command values are obtained by calculation, deviations occur. Therefore, the fundamental current and the harmonic current that minimize the torque ripple may be measured by experiment, and these values may be adopted as data.

【００４４】この第２の実施の形態によれば、あらゆる
モーター回転速度ωeにおいて、トルクリップルを最少
に抑制しながらトルク指令値Ｔe^*に一致するトルクＴe
をモーターから出力させることができる。According to the second embodiment, the torque Te that matches the torque command value Te ^* while minimizing the torque ripple at any motor rotational speed ωe.
Can be output from the motor.

【００４５】《発明の第３の実施の形態》電圧リップル
を最少にする第３の実施の形態を説明する。なお、この
第３の実施の形態の構成は、トルク制御部１を除いて図
１に示す第１の実施の形態の構成と同様であり、全体構
成の説明を省略して相違点を中心に説明する。<< Third Embodiment of the Invention >> A third embodiment for minimizing voltage ripple will be described. The configuration of the third embodiment is the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 except for the torque control unit 1, and the description of the overall configuration is omitted, and the differences will be mainly described. explain.

【００４６】図７はモーターＭの回転速度ωeに対する
トルクＴeの関係、つまりモーターＭの出力特性を示
す。モーターＭは、回転速度ωeが０から基底回転速度
±ωbまでは太線の最大トルクラインまで駆動制御さ
れ、基底回転速度±ωbを超えると破線の最大出力ラ
インまで駆動制御される。通常、電力変換部１０のパワ
ー素子の定格電流は最大トルクラインに応じて決定さ
れので、例えば定格電流が６００Ａの場合には基本波電
流を６００Ａまで流すことができる。ところが、モータ
ー電流に高調波電流が含まれると、モーター電流のピー
ク値が基本波電流のピーク値より大きくなるため、基本
波電流を定格の６００Ａより低く抑えなければならなく
なり、最大トルクが小さくなる上に、鉄損や銅損が増加
して効率が悪くなる。一方、モーター電圧に高調波成分
が含まれると、モーター電圧のピーク値が基本波電圧の
ピーク値より高くなるため、基本波電圧をモーターおよ
びパワー素子の定格電圧より低く抑えなければならなく
なり、電圧不足により所定の電流が流せなくなって出力
が低下する。FIG. 7 shows the relationship between the rotational speed ωe of the motor M and the torque Te, that is, the output characteristics of the motor M. The drive of the motor M is controlled up to a thick maximum torque line when the rotation speed ωe is 0 to the base rotation speed ± ωb, and when the rotation speed exceeds the base rotation speed ± ωb, the drive control is performed up to a broken line maximum output line. Normally, the rated current of the power element of the power converter 10 is determined according to the maximum torque line. For example, when the rated current is 600 A, the fundamental current can flow up to 600 A. However, when the harmonic current is included in the motor current, the peak value of the motor current becomes larger than the peak value of the fundamental wave current. Therefore, the fundamental wave current must be suppressed below the rated 600A, and the maximum torque decreases. In addition, the iron loss and the copper loss increase, and the efficiency deteriorates. On the other hand, if a harmonic component is included in the motor voltage, the peak value of the motor voltage becomes higher than the peak value of the fundamental voltage, so that the fundamental voltage must be kept lower than the rated voltage of the motor and the power element. Due to the shortage, a predetermined current cannot flow and the output decreases.

【００４７】まず、空間高調波含むモーターの電圧リッ
プルについて説明する。モーターＭの回路方程式は次の
ように表すことができる。First, the voltage ripple of the motor including the spatial harmonic will be described. The circuit equation of the motor M can be expressed as follows.

【数１３】ｖd＝Ｒ・ｉd＋d(φd)/dt−ωe・φq ＝Ｒ・ｉd＋d(φdm＋Ｌd・ｉd)/dt−ωe・Ｌq・ｉq， ｖq＝ωe・φd＋Ｒ・ｉq＋d(φq)/dt ＝ωe(φdm＋Ｌd・ｉd)＋Ｒ・ｉq＋d(Ｌq・ｉq)/dt ここで、ｖdはｄ軸電圧、ｖqはｑ軸電圧、Ｒは相巻線抵
抗、φdはｄ軸電機子鎖交磁束、φqはｑ軸電機子鎖交磁
束、φdmは電機子鎖交磁束（磁石分）、Ｌdはｄ軸イン
ダクダンス、Ｌqはｑ軸インダクダンスである。## EQU13 ## vd = R.id + d (.phi.d) /dt-.omega..phi.q=R.id+d (.phi.dm + Ld.id) /dt-.omega.Lq.iq, vq = .omega.e.phi.d + R.iq + d (.phi.q) /dt=.omega.e (φdm + Ld · id) + R · iq + d (Lq · iq) / dt where, vd is d-axis voltage, vq is q-axis voltage, R is phase winding resistance, φd is d-axis armature interlinkage magnetic flux, and φq is q The axis armature interlinkage magnetic flux, φdm is the armature interlinkage magnetic flux (for the magnet), Ld is the d-axis inductance, and Lq is the q-axis inductance.

【００４８】磁束、インダクダンス、電流を基本波成分
と高調波成分とに分けて数式１３を記述すると、まずｄ
軸電圧ｖdは次のように表される。When the magnetic flux, the inductance, and the current are divided into a fundamental wave component and a harmonic wave component to describe Equation 13, first, d
The shaft voltage vd is expressed as follows.

【数１４】 ｖd＝Ｒ(ｉd_1＋ｉd_h) ＋d｛(φdm_1＋φdm_h)＋(Ｌd_1＋Ｌd_h)(ｉd_1＋ｉd_h)｝/dt −ωe(Ｌq_1＋Ｌq_h)(ｉq_1＋ｉq_h) ＝Ｒ(ｉd_1＋ｉd_h) ＋d｛(φdm_1＋Ｌd_1・ｉd_1)＋(φdm_h＋Ｌd_h・ｉd_1＋Ｌd_1・ｉd_h＋ Ｌd_h・ｉd_h)｝/dt −ωe(Ｌq_1・ｉq_1＋Ｌq_h・ｉq_1＋Ｌq_1・ｉq_h＋Ｌq_h・ｉq_h) ＝｛Ｒ・ｉd_1＋d(φdm_1＋Ｌd_1・ｉd_1)/dt＋ωe・Ｌq_1・ｉq_1｝ ＋［Ｒ・ｉd_h＋d(φdm_h＋Ｌd_h・ｉd_1＋Ｌd_1・ｉd_h＋Ｌd_h・ｉd_h) /dt−ωe(Ｌq_h・ｉq_1＋Ｌq_1・ｉq_h＋Ｌq_h・ｉq_h)］ 数式１４において、第１項は基本波成分であり、第２項
は電圧リップル成分である。電圧リップルを０にするに
はこの第２項を０にすればよい。(14) vd = R (id_1 + id_h) + d {(φdm_1 + φdm_h) + (Ld_1 + Ld_h) (id_1 + id_h)} / dt−ωe (Lq_1 + Lq_h) (iq_1 + iq_h) = R (id_1 + id_h) + d_1_d () · Id_h + Ld_h · id_h)｝ / dt-ωe (Lq_1 · iq_1 + Lq_h · iq_1 + Lq_1 · iq_h + Lq_h · iq_h) = ｛R · id_1 + d (φdm_1 + Ld_1 · id_h_d______________________________________________｝ * Id_h) / dt-ωe (Lq_h * iq_1 + Lq_1 * iq_h + Lq_h * iq_h) In Equation 14, the first term is a fundamental wave component, and the second term is a voltage ripple component. To make the voltage ripple zero, the second term may be made zero.

【数１５】Ｒ・ｉd_h＋d(φdm_h＋Ｌd_h・ｉd_1＋Ｌd_1
・ｉd_h＋Ｌd_h・ｉd_h)/dt−ωe(Ｌq_h・ｉq_1＋Ｌq_1
・ｉq_h＋Ｌq_h・ｉq_h)＝０ そのためには、数式１５の３項すべてを０にする必要が
あるが、通常、第１項は第２項および第３項に比べて無
視できる程度に小さいので、第２項と第３項を０にする
条件を導出する。まず、第２項を０にする条件から次式
が求められる。[Formula 15] R · id_h + d (φdm_h + Ld_h · id_1 + Ld_1
・ Id_h + Ld_h ・ id_h) / dt−ωe (Lq_h ・ iq_1 + Lq_1
· Iq_h + Lq_h · iq_h) = 0 For this purpose, all three terms in Equation 15 need to be set to 0. However, since the first term is usually negligibly smaller than the second and third terms, The condition for setting the second and third terms to 0 is derived. First, the following equation is obtained from the condition that the second term is set to 0.

【数１６】φdm_h＋Ｌd_h・ｉd_1＋(Ｌd_1＋Ｌd_h)ｉd_
h＝const，∴ｉd_h＝−｛(φdm_h＋Ｌd_h・ｉd_1)＋con
st｝／(Ｌd_1＋Ｌd_h) また、第３項を０にする条件から次式が求められる。[Formula 16] φdm_h + Ld_h · id_1 + (Ld_1 + Ld_h) id_
h = const, ∴id_h = − ｛(φdm_h + Ld_h · id_1) + con
st｝ / (Ld_1 + Ld_h) Further, the following equation is obtained from the condition that the third term is set to 0.

【数１７】 Ｌq_h・ｉq_1＋Ｌq_1・ｉq_h＋Ｌq_h・ｉq_h＝０ ∴ｉq_h＝−Ｌq_h・ｉq_1／(Ｌq_1＋Ｌq_h)Lq_h · iq_1 + Lq_1 · iq_h + Lq_h · iq_h = 0 ∴iq_h = −Lq_h · iq_1 / (Lq_1 + Lq_h)

【００４９】このように、ｄ軸電圧ｖdのリップルを０
にするには、ｄｑ軸電流の高調波成分ｉd_h、ｉq_hが数
式１６、数式１７に示す値となるように制御すればよ
い。As described above, the ripple of the d-axis voltage vd is set to 0
In order to achieve this, the harmonic components id_h and iq_h of the dq-axis current may be controlled so as to be the values shown in Expressions 16 and 17.

【００５０】一方、磁束、インダクダンス、電流を基本
波成分と高調波成分とに分けて数式１３を記述すると、
ｑ軸電圧ｖqは次のように表される。On the other hand, when the magnetic flux, the inductance, and the current are divided into a fundamental wave component and a harmonic wave component, and described by Expression 13, the following expression is obtained.
The q-axis voltage vq is expressed as follows.

【数１８】 ｖq＝ωe｛φdm_1＋φdm_h＋(Ｌd_1＋Ｌd_h)(ｉd_1＋ｉd_h)｝ ＋Ｒ(ｉq_1＋ｉq_h)＋d(Ｌq_1＋Ｌq_h)(ｉq_1＋ｉq_h)/dt ＝｛ωe(φdm_1＋Ｌd_1・ｉd_1)＋Ｒ・ｉq_1＋d(Ｌq_1・ｉq_1)/dt｝ ＋［ωe｛φdm_h＋(Ｌd_h・ｉd_1＋Ｌd_1・ｉd_h＋Ｌd_h・ｉd_h)｝＋Ｒ・ｉq_h ＋d(Ｌq_h・ｉq_1＋Ｌq_1・ｉq_h＋Ｌq_h・ｉq_h)/dt］ 数式１８において、第１項は基本波成分であり、第２項
は高次成分（リップル分）である。ｑ軸電圧のリップル
を０にするにはこの第２項を０にすればよい。[Expression 18] vq = ωeφφdm_1 + φdm_h + (Ld_1 + Ld_h) (id_1 + id_h)｝ + R (iq_1 + iq_h) + d (Lq_1 + Lq_h) (iq_1 + iq_h) / dt = ｛ωe (φdm_1 + Ld_1 · id_1 + dq) ωe ｛φdm_h + (Ld_h · id_1 + Ld_1 · id_h + Ld_h · id_h)｝ + R · iq_h + d (Lq_h · iq_1 + Lq_1 · iq_h + Lq_h · iq_h) / dt] In equation (18), the first term is the fundamental component and the second component is the high-order component. (For ripple). To make the ripple of the q-axis voltage zero, the second term may be set to zero.

【数１９】ωe｛φdm_h＋(Ｌd_h・ｉd_1＋Ｌd_1・ｉd_h
＋Ｌd_h・ｉd_h)｝＋Ｒ・ｉq_h＋d(Ｌq_h・ｉq_1＋Ｌq_
1・ｉq_h＋Ｌq_h・ｉq_h)/dt＝０ そのためには、数式１９の３項すべてを０にする必要が
あるが、通常、第２項は第１項および第３項に比べて無
視できる程度に小さいので、第１項と第３項を０にする
条件を導出する。まず、第１項を０にする条件から次式
が求められる。[Equation 19] ωe ｛φdm_h + (Ld_h · id_1 + Ld_1 · id_h
+ Ld_h · id_h)｝ + R · iq_h + d (Lq_h · iq_1 + Lq_
1 · iq_h + Lq_h · iq_h) / dt = 0 For this purpose, it is necessary to set all three terms of Expression 19 to 0, but usually the second term is negligibly small compared to the first and third terms. Therefore, a condition for setting the first and third terms to 0 is derived. First, the following equation is obtained from the condition where the first term is set to 0.

【数２０】φdm_h＋(Ｌd_h・ｉd_1＋Ｌd_1・ｉd_h＋Ｌd
_h・ｉd_h)＝０，∴ｉd_h＝−(φdm_h＋Ｌd_h・ｉd_1)
／(Ｌd_1＋Ｌd_h) また、第３項を０にする条件から次式が求められる。[Equation 20] φdm_h + (Ld_h · id_1 + Ld_1 · id_h + Ld
_h · id_h) = 0, ∴id_h = − (φdm_h + Ld_h · id_1)
/ (Ld_1 + Ld_h) The following equation is obtained from the condition that the third term is set to 0.

【数２１】Ｌq_h・ｉq_1＋Ｌq_1・ｉq_h＋Ｌq_h・ｉq_h
＝const，∴ｉq_h＝(−Ｌq_h・ｉq_1＋const)／(Ｌq_1
＋Ｌq_h)[Equation 21] Lq_h · iq_1 + Lq_1 · iq_h + Lq_h · iq_h
= Const, ∴iq_h = (− Lq_h · iq_1 + const) / (Lq_1
+ Lq_h)

【００５１】このように、ｑ軸電圧ｖqのリップルを０
にするには、ｄｑ軸電流の高調波成分ｉd_h、ｉq_hが数
式２０、数式２１に示す値となるように制御すればよ
い。As described above, the ripple of the q-axis voltage vq is set to 0
In order to achieve this, the harmonic components id_h and iq_h of the dq-axis current may be controlled so as to be the values shown in Expressions 20 and 21.

【００５２】なお、数式１６と数式２１のconstを０と
すれば、数式１６と数式２０、数式１７と数式２１はそ
れぞれ同一となる。つまり、ｄ軸電圧ｖdのリップル電
圧を０にする条件と、ｑ軸電圧ｖqのリップル電圧を０
にする条件とを同一にすることができ、ｄ軸電圧ｖdと
ｑ軸電圧ｖqのリップル成分をともに０にすることが可
能になる。If const in Equations 16 and 21 is set to 0, Equations 16 and 20 and Equations 17 and 21 are the same, respectively. That is, the condition that the ripple voltage of the d-axis voltage vd is set to 0 and the ripple voltage of the q-axis voltage vq is set to 0
And the ripple components of the d-axis voltage vd and the q-axis voltage vq can both be set to zero.

【数２２】ｉd_h＝−(φdm_h＋Ｌd_h・ｉd_1)／Ｌd_1，
ｉq_h＝−Ｌq_h・ｉq_1／Ｌq_1 つまり、基本波座標系ｄｑにおけるｄ軸高調波電流id_h
とｑ軸高調波電流ｉq_hが数式２２に表す値となるよう
に制御すれば、電圧リップルを小さくすることができ
る。なお、基本波座標系ｄｑにおける高調波電流ｉd_
h、ｉq_hは、上記数式１２により高調波座標系ｄhｑhの
ｄh軸高調波電流ｉdhとｑh軸高調波電流ｉqhに変換する
ことができる。したがって、数式２２を数式１２に代入
してｄh軸電流指令値ｉdh^*とｑh軸電流指令値ｉqh^*を算
出し、上述したように高調波電流を制御すれば電圧リッ
プルを最少にすることができる。[Equation 22] id_h = − (φdm_h + Ld_h · id_1) / Ld_1,
iq_h = −Lq_h · iq_1 / Lq_1 That is, d-axis harmonic current id_h in the fundamental wave coordinate system dq
And the q-axis harmonic current iq_h are controlled so as to have the value represented by Expression 22, the voltage ripple can be reduced. The harmonic current id_ in the fundamental wave coordinate system dq
h and iq_h can be converted into the dh-axis harmonic current idh and the qh-axis harmonic current iqh of the harmonic coordinate system dhqh by the above equation (12). Therefore, the voltage ripple can be minimized by substituting Expression 22 into Expression 12, calculating the dh-axis current command value idh ^* and the qh-axis current command value iqh ^* , and controlling the harmonic current as described above. .

【００５３】図８は第３の実施の形態のトルク制御部１
Ｂの詳細を示す図である。この第３の実施の形態では、
図１に示すトルク制御部１に代えてトルク制御部１Ｂを
用いる。トルク制御部１Ｂは、トルク指令値とモーター
回転速度に対するｄ軸電流指令値のデータが収められて
いる最高効率ｉdマップ１ｅから、トルク指令値Ｔe^*と
モーター回転速度ωeとに対応するｄ軸電流指令値ｉd^*
を表引き演算する。また、トルク指令値とモーター回転
速度に対するｑ軸電流指令値のデータが収められている
最高効率ｉqマップ１ｆから、トルク指令値Ｔe^*とモー
ター回転速度ωeとに対応するｑ軸電流指令値ｉq^*を表
引き演算する。FIG. 8 shows a torque control unit 1 according to the third embodiment.
It is a figure which shows the detail of B. In the third embodiment,
A torque control unit 1B is used instead of the torque control unit 1 shown in FIG. The torque control unit 1B calculates the d-axis current corresponding to the torque command value Te ^* and the motor rotation speed ωe from the highest efficiency id map 1e containing the data of the torque command value and the d-axis current command value for the motor rotation speed. Command value id ^*
Is calculated. Further, from a maximum efficiency iq map 1f containing data of the torque command value and the q-axis current command value with respect to the motor rotation speed, a q-axis current command value iq ^* corresponding to the torque command value Te ^* and the motor rotation speed ωe ^. Is calculated.

【００５４】トルク制御部１Ｂはさらに、ｄｑ軸電流指
令値に対するｄh軸電流指令値のデータが収められてい
る最少電圧リップルｉdhマップ１ｉから、ｄｑ軸電流指
令値ｉd^*、ｉq^*に対応するｄh軸電流指令値ｉdh^*を表引
き演算する。同様に、ｄｑ軸電流指令値に対するｑh軸
電流指令値のデータが収められている最少電圧リップル
ｉqhマップ１ｊから、ｄｑ軸電流指令値ｉd^*、ｉq^*に対
応するｑh軸電流指令値ｉqh^*を表引き演算する。The torque control unit 1B further obtains the dh corresponding to the dq-axis current command values id ^* and iq ^* from the minimum voltage ripple idh map 1i containing the data of the dh-axis current command values for the dq-axis current command values. The shaft current command value idh ^* is looked up and calculated. Similarly, a qh-axis current command value iqh ^* corresponding to the dq-axis current command values id ^* and iq ^* is obtained from the minimum voltage ripple iqh map 1j containing data of the qh-axis current command values with respect to the dq-axis current command values. Perform a lookup operation.

【００５５】マップ１ｅ、１ｆ、１ｉ、１ｊには、モー
タートルクＴeをトルク指令値Ｔe^*に一致させるための
電流指令値の組み合わせの中で、電圧リップルを最少に
する基本波電流と高調波電流の指令値データが収められ
ている。これらの指令値を演算により求めるとずれが生
じるので、実験により電圧リップルを最少とする基本波
電流と高調波電流を測定し、それらの値をデータとして
採用してもよい。The maps 1e, 1f, 1i and 1j show the fundamental current and the harmonic current which minimize the voltage ripple among the combinations of the current command values for matching the motor torque Te with the torque command value Te ^*. Command value data is stored. Since deviations occur when these command values are calculated, the fundamental current and the harmonic current that minimize the voltage ripple may be measured by experiment, and those values may be used as data.

【００５６】この第３の実施の形態によれば、あらゆる
モーター回転速度ωeにおいて、電圧リップルを最少に
抑制しながらトルク指令値Ｔe^*に一致するトルクＴeを
モーターから出力させることができる。According to the third embodiment, at any motor rotational speed ωe, the motor can output a torque Te that matches the torque command value Te ^* while minimizing the voltage ripple.

【００５７】《発明の第４の実施の形態》電流リップル
を最少にする第４の実施の形態を説明する。なお、この
第４の実施の形態の構成は、トルク制御部１を除いて図
１に示す第１の実施の形態の構成と同様であり、全体構
成の説明を省略して相違点を中心に説明する。<< Fourth Embodiment of the Invention >> A fourth embodiment for minimizing the current ripple will be described. The configuration of the fourth embodiment is the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 except for the torque control unit 1, and the description of the overall configuration is omitted, and the differences will be mainly described. explain.

【００５８】図９は第４の実施の形態のトルク制御部１
Ｃの詳細を示す図である。この第４の実施の形態では、
図１に示すトルク制御部１に代えてトルク制御部１Ｃを
用いる。トルク制御部１Ｃは、トルク指令値とモーター
回転速度に対するｄ軸電流指令値のデータが収められて
いる最高効率ｉdマップ１ｅから、トルク指令値Ｔe^*と
モーター回転速度ωeとに対応するｄ軸電流指令値ｉd^*
を表引き演算する。また、トルク指令値とモーター回転
速度に対するｑ軸電流指令値のデータが収められている
最高効率ｉqマップ１ｆから、トルク指令値Ｔe^*とモー
ター回転速度ωeとに対応するｑ軸電流指令値ｉq^*を表
引き演算する。FIG. 9 shows a torque control unit 1 according to the fourth embodiment.
It is a figure which shows the detail of C. In the fourth embodiment,
A torque control unit 1C is used instead of the torque control unit 1 shown in FIG. The torque control unit 1C calculates the d-axis current corresponding to the torque command value Te ^* and the motor rotation speed ωe from the highest efficiency id map 1e containing the d-axis current command value data for the torque command value and the motor rotation speed. Command value id ^*
Is calculated. Further, from a maximum efficiency iq map 1f containing data of the torque command value and the q-axis current command value with respect to the motor rotation speed, a q-axis current command value iq ^* corresponding to the torque command value Te ^* and the motor rotation speed ωe ^. Is calculated.

【００５９】一方、トルク制御部１Ｃは、ｄh軸電流指
令値ｉdh^*とｑh軸電流指令値ｉqh^*をともに０にする。
これにより、高調波電流制御回路５，６，８，９は高調
波座標系ｄhｑhのｄh軸電流ｉdhとｑh軸電流ｉqhがとも
に０になるように制御する。On the other hand, the torque control unit 1C sets both the dh-axis current command value idh ^* and the qh-axis current command value iqh ^* to 0.
As a result, the harmonic current control circuits 5, 6, 8, and 9 control the dh-axis current idh and the qh-axis current iqh of the harmonic coordinate system dhqh to be both zero.

【００６０】この第４の実施の形態によれば、あらゆる
モーター回転速度ωeにおいて電流リップルを最少に抑
制しながら、トルク指令値Ｔe^*に一致するトルクＴeを
モーターから出力させることができる。According to the fourth embodiment, the torque Te that matches the torque command value Te ^* can be output from the motor while minimizing the current ripple at any motor rotational speed ωe.

【００６１】《発明の第５の実施の形態》モーターＭの
動作状態に応じて最適な基本波電流指令値と高調波電流
指令値を選択するようにした第５の実施の形態を説明す
る。なお、この第５の実施の形態の構成は、トルク制御
部１を除いて図１に示す第１の実施の形態の構成と同様
であり、全体構成の説明を省略して相違点を中心に説明
する。<< Fifth Embodiment of the Invention >> A fifth embodiment in which an optimum fundamental current command value and a harmonic current command value are selected according to the operating state of the motor M will be described. The configuration of the fifth embodiment is the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 except for the torque control unit 1, and the description of the overall configuration is omitted, and the differences will be mainly described. explain.

【００６２】図１０は第５の実施の形態のトルク制御部
１Ｄの詳細を示す図である。この第５の実施の形態で
は、図１に示すトルク制御部１に代えてトルク制御部１
Ｄを用いる。トルク制御部１Ｄは、最高効率電流指令演
算部１ｐ、最少トルクリップル電流指令演算部１ｇ、最
少電圧リップル電流指令演算部１ｒ、最少電流リップル
電流指令演算部１ｔ、最適指令値選択部１ｕおよび切り
換えスイッチ１ｖを備えている。FIG. 10 is a diagram showing details of a torque control unit 1D according to the fifth embodiment. In the fifth embodiment, the torque control unit 1 shown in FIG.
D is used. The torque control unit 1D includes a maximum efficiency current command calculation unit 1p, a minimum torque ripple current command calculation unit 1g, a minimum voltage ripple current command calculation unit 1r, a minimum current ripple current command calculation unit 1t, an optimum command value selection unit 1u, and a changeover switch. 1v.

【００６３】最高効率電流指令演算部１ｐは、効率を最
大にする基本波電流指令値ｉd^*、ｉq^*と高調波電流指令
値ｉdh^*、ｉqh^*を演算する。最少トルクリップル電流指
令演算部１ｇは、トルクリップルを最少にする基本波電
流指令値ｉd^*、ｉq^*と高調波電流指令値ｉdh^*、ｉqh^*を
演算する。最少電圧リップル電流指令演算部１ｒは、電
圧リップルを最少にする基本波電流指令値ｉd^*、ｉq^*と
高調波電流指令値ｉdh ^*、ｉqh^*を演算する。最少電流リ
ップル電流指令演算部１ｔは、電流リップルを最少にす
る基本波電流指令値ｉd^*、ｉq^*と高調波電流指令値ｉdh
^*、ｉqh^*を演算する。The highest-efficiency current command calculation unit 1p determines the maximum efficiency.
Fundamental current command value id to be increased^*, Iq^*And harmonic current command
Value idh^*, Iqh^*Is calculated. Minimum torque ripple current finger
The command operation unit 1g is a fundamental wave power unit that minimizes torque ripple.
Flow command value id^*, Iq^*And harmonic current command value idh^*, Iqh^*To
Calculate. The minimum voltage ripple current command calculation unit 1r
Fundamental wave current command value id to minimize pressure ripple^*, Iq^*When
Harmonic current command value idh ^*, Iqh^*Is calculated. Minimum current
The ripple current command calculation unit 1t minimizes the current ripple.
Fundamental current command value id^*, Iq^*And harmonic current command value idh
^*, Iqh^*Is calculated.

【００６４】最適指令値選択部１ｕは、モーターＭの回
転速度ωeやトルクＴeなどのモーターＭの動作状態に応
じて、電流指令演算部１ｐ、１ｑ、１ｒ、１ｔで演算さ
れた電流指令値の中から最適な電流指令値を選択し、切
り換えスイッチ１ｖを切り換える。なお、モーターＭの
トルクＴeは、例えば上述した数式１や数式４により演
算により求めてもよいし、トルク検出器を設置して測定
してもよい。The optimum command value selecting unit 1u calculates the current command values calculated by the current command calculating units 1p, 1q, 1r and 1t according to the operating state of the motor M, such as the rotation speed ωe and the torque Te of the motor M. An optimum current command value is selected from among them, and the changeover switch 1v is switched. In addition, the torque Te of the motor M may be calculated by, for example, the above-described Equations 1 and 4, or may be measured by installing a torque detector.

【００６５】図１１により、最適指令値選択部１ｕの動
作を説明する。図１１は、図７に示すモーターＭの出力
特性の内の第１象限のみを示す。なお、第２象限〜第４
象限における動作は第１象限の動作と同様であり、説明
を省略する。Referring to FIG. 11, the operation of the optimum command value selecting section 1u will be described. FIG. 11 shows only the first quadrant of the output characteristics of the motor M shown in FIG. The second to fourth quadrants
The operation in the quadrant is the same as the operation in the first quadrant, and the description is omitted.

【００６６】図１１において、最大トルクライン近傍
の領域では他の領域〜に比べてモーター電流が大
きく、モーター電流が電力変換部１０のパワー素子の定
格電流に近くなる。モーターＭの回転速度ωeとトルク
Ｔeで決まる運転点が領域内にあるとき、つまりモー
タートルクＴeと最大トルクとの差が所定値以下でモー
タートルクＴeが最大値に近いときは、最少電流リップ
ル電流指令演算部１ｔで演算される電流指令値を選択
し、モーターＭの電流リップルを最少に抑制することに
よって、モーター電流のピーク値をパワー素子の定格電
流より低く抑える。In FIG. 11, the motor current is larger in the region near the maximum torque line than in the other regions, and the motor current is closer to the rated current of the power element of the power converter 10. When the operating point determined by the rotation speed ωe of the motor M and the torque Te is within the range, that is, when the difference between the motor torque Te and the maximum torque is less than a predetermined value and the motor torque Te is close to the maximum value, the minimum current ripple current By selecting the current command value calculated by the command calculation unit 1t and minimizing the current ripple of the motor M, the peak value of the motor current is suppressed below the rated current of the power element.

【００６７】また、最大出力ライン近傍の領域では
上述したようにモーターＭに大きな電圧を印加する必要
があるので、直流母線電圧（インバーターのＤＣリンク
電圧）とモーター電圧ｖu、ｖv、ｖwとの差が小さくな
る。したがって、モーターＭの回転速度ωeとトルクＴe
で決まる運転点が領域内にあるとき、つまりモーター
出力と最大出力との差が所定値以下でモーター出力が最
大値に近いときは、最少電圧リップル電流指令演算部１
ｒで演算される電流指令値を選択し、モーターＭの電圧
リップルを最少に抑制することによって、モーター電圧
のピーク値がパワー素子の電圧電圧より低くなるように
しながら、リップル電圧によるモーター電圧の低下を防
ぐ。Since a large voltage must be applied to the motor M in the region near the maximum output line as described above, the difference between the DC bus voltage (the DC link voltage of the inverter) and the motor voltages vu, vv, vw is determined. Becomes smaller. Therefore, the rotation speed ωe of the motor M and the torque Te
Is within the range, that is, when the difference between the motor output and the maximum output is equal to or less than a predetermined value and the motor output is close to the maximum value, the minimum voltage ripple current command calculation unit 1
By selecting the current command value calculated by r and suppressing the voltage ripple of the motor M to a minimum, the peak value of the motor voltage becomes lower than the voltage voltage of the power element, and the reduction of the motor voltage due to the ripple voltage. prevent.

【００６８】さらに、モーターＭの回転速度ωeとトル
クＴeがともに低い領域では、トルクリップルの影響
が大きく現れるので、最少トルクリップル電流指令演算
部１ｇで演算される電流指令値を選択し、モーターＭの
トルクリップルを最少に抑えることによって、トルクリ
ップルに起因した影響、例えば車両の振動や騒音を低減
して乗員の不快感を減ずる。Further, in a region where the rotational speed ωe and the torque Te of the motor M are both low, the influence of the torque ripple is large, so that the current command value calculated by the minimum torque ripple current command calculation unit 1g is selected. By reducing the torque ripple of the vehicle, the influence of the torque ripple, for example, the vibration and noise of the vehicle is reduced, and the occupant's discomfort is reduced.

【００６９】モーターＭの回転速度ωeとトルクＴeで決
まる運転点が領域内にあるときは、効率を最大とする
最高効率電流指令演算部１ｐで演算された電流指令値を
選択し、効率を最大にしてモーターＭの消費電力を低減
する。When the operating point determined by the rotation speed ωe and the torque Te of the motor M is within the range, the current command value calculated by the highest efficiency current command calculation unit 1p that maximizes the efficiency is selected, and the efficiency is maximized. To reduce the power consumption of the motor M.

【００７０】このように第５の実施の形態によれば、モ
ーターＭの動作状態に応じた最適な電流指令値を選択し
てモーターＭを駆動制御することができる。As described above, according to the fifth embodiment, the drive of the motor M can be controlled by selecting the optimum current command value according to the operation state of the motor M.

【００７１】なお、上述した各実施の形態では、トルク
制御部１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃにおいて、トルク指令値Ｔ
e^*とモーター回転速度ωeに基づいてｄｑ軸基本波電流
指令値ｉd^*、ｉq^*とｄhｑh軸高調波電流指令値ｉdh^*、
ｉqh^*を演算する例を示したが、モーターを図７に示す
０〜基底回転速度ωbまでの速度範囲で使用する場合、
すなわち定トルク制御領域でのみ使用する場合（定トル
ク制御）には、トルク指令値Ｔe^*のみに基づいてｄｑ軸
基本波電流指令値ｉd^*、ｉq^*とｄhｑh軸高調波電流指令
値ｉdh^*、ｉqh^*を演算する。つまり、トルク指令値に対
する電流指令値のマップを予め設定しておき、トルク指
令値Ｔe^*に対応する電流指令値ｉd^*、ｉq^*、ｉdh^*、ｉq
h^*を表引き演算する。In each of the above-described embodiments, the torque control unit 1, 1A, 1B, or 1C controls the torque command value T
Based on e ^* and motor rotation speed ωe, dq-axis fundamental wave current command values id ^* , iq ^* and dhqh-axis harmonic current command values idh ^* ,
Although the example of calculating iqh ^* has been shown, when the motor is used in the speed range from 0 to the base rotation speed ωb shown in FIG.
That is, when used only in the constant torque control region (constant torque control), based on only the torque command value Te ^* , the dq axis fundamental wave current command values id ^* , iq ^* and the dhqh axis harmonic current command values idh ^* , Calculate iqh ^* . That is, a map of the current command value to the torque command value is set in advance, and the current command values id ^* , iq ^* , idh ^* , iq corresponding to the torque command value Te ^* are set.
Perform a lookup operation on h ^* .

【００７２】また、本発明は同期モーターや誘導モータ
ーなどの交流モーターに適用することができる。誘導モ
ーターの場合には、磁束の方向を推定する周知の磁束推
定器を設け、磁束の基本波成分の推定方向に同期して回
転する座標系をｄｑ座標系とし、磁束の高調波次数成分
の推定方向に同期して回転する座標系をｄhｑh座標系と
する。The present invention can be applied to AC motors such as synchronous motors and induction motors. In the case of an induction motor, a well-known magnetic flux estimator for estimating the direction of magnetic flux is provided, a coordinate system rotating in synchronization with the estimation direction of the fundamental wave component of the magnetic flux is defined as a dq coordinate system, and a harmonic order component of the magnetic flux is calculated. A coordinate system that rotates in synchronization with the estimation direction is referred to as a dhqh coordinate system.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 第１の実施の形態の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment.

【図２】 空間高調波が存在しない場合の、ＩＰＭモー
ターの磁石が形成する電機子鎖交磁束（Ｕ相巻線）を示
す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating an armature interlinkage magnetic flux (U-phase winding) formed by a magnet of an IPM motor when no spatial harmonic exists.

【図３】 ５次の空間高調波が存在する場合の、ＩＰＭ
モーターの磁石が形成する電機子鎖交磁束（Ｕ相巻線）
を示す図である。FIG. 3 shows an IPM when a fifth spatial harmonic exists.
Armature linkage flux formed by motor magnet (U-phase winding)
FIG.

【図４】 基本波電流成分であるｄｑ軸電流ｉd、ｉqを
一定にした場合の高調波電流成分と総合効率との関係を
示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a relationship between a harmonic current component and an overall efficiency when dq-axis currents id and iq, which are fundamental current components, are kept constant.

【図５】 第１の実施の形態のトルク制御部の詳細な構
成を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a detailed configuration of a torque control unit according to the first embodiment.

【図６】 第２の実施の形態のトルク制御部の詳細な構
成を示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating a detailed configuration of a torque control unit according to a second embodiment.

【図７】 モーターの出力特性を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing output characteristics of a motor.

【図８】 第３の実施の形態のトルク制御部の詳細な構
成を示す図である。FIG. 8 is a diagram illustrating a detailed configuration of a torque control unit according to a third embodiment.

【図９】 第４の実施の形態のトルク制御部の詳細な構
成を示す図である。FIG. 9 is a diagram illustrating a detailed configuration of a torque control unit according to a fourth embodiment.

【図１０】 第５の実施の形態のトルク制御部の詳細な
構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a detailed configuration of a torque control unit according to a fifth embodiment.

【図１１】 モーターの動作状態に応じた最適な電流指
令値の選択動作を説明するための図である。FIG. 11 is a diagram for explaining an operation of selecting an optimal current command value according to an operation state of a motor.

【図１２】 従来の３相交流モーターの制御装置の構成
を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a conventional control device for a three-phase AC motor.

【図１３】 ＩＰＭモーターの構造を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing a structure of an IPM motor.

【図１４】 ＳＰＭモーターの構造を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing a structure of an SPM motor.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ トルク制御部 １ａ 最高効率ｄ軸電流指令値マップ １ｂ 最高効率ｑ軸電流指令値マップ １ｃ 最高効率ｄh軸電流指令値マップ １ｄ 最高効率ｑh軸電流指令値マップ １ｅ 最高効率ｄ軸電流指令値マップ １ｆ 最高効率ｑ軸電流指令値マップ １ｇ 最少トルクリップルｄh軸電流指令値マップ １ｈ 最少トルクリップルｑh軸電流指令値マップ １ｉ 最少電圧リップルｄh軸電流指令値マップ １ｊ 最少電圧リップルｑh軸電流指令値マップ １ｐ 最高効率電流指令演算部 １ｑ 最少トルクリップル電流指令演算部 １ｒ 最少電圧リップル電流指令演算部 １ｔ 最少電流リップル電流指令演算部 ２ 基本波電流制御部 ３ 加算器 ４ ｄｑ／３相変換部 ５ ３相／ｄｑ変換部 ６ 高調波電流制御部 ７ ｄhｑh／ｄｑ変換部 ８ ハイパスフィルター ９ ｄｑ／ｄhｑh変換部 １０ 電力変換部 １１，１２ 電流センサー １３ 位相速度演算部 1 Torque control section 1a Maximum efficiency d-axis current command value map 1b Maximum efficiency q-axis current command value map 1c Maximum efficiency dh-axis current command value map 1d Maximum efficiency q-axis current command value map 1e Maximum efficiency d-axis current command value map 1f Highest efficiency q-axis current command value map 1g Minimum torque ripple dh-axis current command value map 1h Minimum torque ripple qh-axis current command value map 1i Minimum voltage ripple dh-axis current command value map 1j Minimum voltage ripple qh-axis current command value map 1p Highest Efficiency current command calculation unit 1q Minimum torque ripple current command calculation unit 1r Minimum voltage ripple current command calculation unit 1t Minimum current ripple current command calculation unit 2 Fundamental wave current control unit 3 Adder 4 dq / 3-phase conversion unit 5 3-phase / dq Converter 6 harmonic current controller 7 dhqh / dq converter 8 high-pass filter 9 dq / dhqh Converter 10 Power converter 11, 12 Current sensor 13 Phase speed calculator

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA14 DA18 DC01 DC12 EB01 JJ04 RR01 XA02 XA13 5H576 AA15 BB02 BB04 CC02 DD02 DD04 DD07 EE01 GG01 GG02 GG04 HA04 HB01 JJ04 JJ17 JJ26 LL07 LL22 LL34 LL38 LL39 LL41  ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page F-term (reference)

Claims (12)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】少なくとも交流モーターのトルク指令値に
基づいてモーター電流の基本波電流指令値を決定する基
本波電流指令値決定手段と、 少なくとも交流モーターのトルク指令値に基づいてモー
ター電流の高調波電流指令値を決定する高調波電流指令
値決定手段と、 前記基本波電流指令値と前記高調波電流指令値に基づい
て前記交流モーターに流れる電流を制御する電流制御手
段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。1. A basic current command value determining means for determining a basic current command value of a motor current based on at least a torque command value of an AC motor, and a harmonic of a motor current based on at least a torque command value of the AC motor. A harmonic current command value determining means for determining a current command value; anda current control means for controlling a current flowing through the AC motor based on the fundamental current command value and the harmonic current command value. Motor control device. 【請求項２】請求項１に記載のモーター制御装置におい
て、 前記基本波電流指令値決定手段は、電機子鎖交磁束の基
本波成分に同期して回転するｄｑ座標系における基本波
電流指令値を決定し、 前記高調波電流指令値決定手段は、電機子鎖交磁束の高
調波次数成分に同期して回転するｄhｑh座標系における
高調波電流指令値を決定することを特徴とするモーター
制御装置。2. The motor control device according to claim 1, wherein said fundamental wave current command value determining means is configured to rotate in synchronization with a fundamental wave component of an armature interlinkage magnetic flux in a dq coordinate system. Wherein the harmonic current command value determining means determines a harmonic current command value in a dhqh coordinate system which rotates in synchronization with a harmonic order component of the armature interlinkage magnetic flux. . 【請求項３】請求項１または請求項２に記載のモーター
制御装置において、 前記電流制御手段は、電機子鎖交磁束の基本波成分に同
期して回転するｄｑ座標系においてモーター電流の基本
波成分が前記基本波電流指令値に一致するように制御す
る基本波電流制御手段と、電機子鎖交磁束の高調波次数
成分に同期して回転するｄhｑh座標系においてモーター
電流の高調波次数成分が前記高調波電流指令値に一致す
るように制御する高調波電流制御手段とを有することを
特徴とするモーター制御装置。3. The motor control device according to claim 1, wherein said current control means includes: a motor current fundamental wave in a dq coordinate system rotating in synchronization with a fundamental wave component of an armature interlinkage magnetic flux. A fundamental wave current control means for controlling a component to coincide with the fundamental wave current command value, and a harmonic order component of the motor current in a dhqh coordinate system rotating in synchronization with a harmonic order component of the armature interlinkage magnetic flux. A motor control device comprising: a harmonic current control unit that controls the harmonic current command value to be equal to the harmonic current command value. 【請求項４】請求項１〜３のいずれかの項に記載のモー
ター制御装置において、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段は、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながら効率を最大にする基本波電流指令値と高
調波電流指令値を決定することを特徴とするモーター制
御装置。4. The motor control device according to claim 1, wherein said fundamental current command value determining means and said harmonic current command value determining means convert motor torque into said torque command value. A motor control device that determines a fundamental current command value and a harmonic current command value that maximize efficiency while matching. 【請求項５】請求項１〜３のいずれかの項に記載のモー
ター制御装置において、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段は、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながらトルクリップルを最少にする基本波電流
指令値と高調波電流指令値を決定することを特徴とする
モーター制御装置。5. The motor control device according to claim 1, wherein said fundamental wave current command value determining means and said harmonic current command value determining means convert a motor torque into said torque command value. A motor control device for determining a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimize torque ripple while making them coincide with each other. 【請求項６】請求項１〜３のいずれかの項に記載のモー
ター制御装置において、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段は、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながら電圧リップルを最少にする基本波電流指
令値と高調波電流指令値を決定することを特徴とするモ
ーター制御装置。6. The motor control device according to claim 1, wherein the fundamental current command value determining means and the harmonic current command value determining means convert a motor torque into the torque command value. A motor control device characterized by determining a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimize voltage ripple while making them coincide with each other. 【請求項７】請求項１〜３のいずれかの項に記載のモー
ター制御装置において、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段は、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながら電流リップルを最少にする基本波電流指
令値と高調波電流指令値を決定することを特徴とするモ
ーター制御装置。7. The motor control device according to claim 1, wherein said fundamental wave current command value determining means and said harmonic current command value determining means convert a motor torque into said torque command value. A motor control device characterized by determining a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimize current ripple while making them coincide with each other. 【請求項８】請求項１〜３のいずれかの項に記載のモー
ター制御装置において、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段は、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながら効率を最大にする基本波電流指令値と高
調波電流指令値、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながらトルクリップルを最少にする基本波電流
指令値と高調波電流指令値、モータートルクを前記トル
ク指令値に一致させながら電圧リップルを最少にする基
本波電流指令値と高調波電流指令値、およびモータート
ルクを前記トルク指令値に一致させながら電流リップル
を最少にする基本波電流指令値と高調波電流指令値を決
定し、 モーターの動作状態を検出する動作状態検出手段と、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段により決定される基本波電流指令値と高調
波電流指令値の中から、モーターの動作状態に応じた最
適な電流指令値を選択する電流指令値選択手段とを備え
ることを特徴とするモーター制御装置。8. The motor control device according to claim 1, wherein said fundamental current command value determining means and said harmonic current command value determining means convert motor torque into said torque command value. Fundamental current command value and harmonic current command value to maximize efficiency while matching, fundamental current command value and harmonic current command value to minimize torque ripple while matching motor torque to the torque command value, motor A fundamental current command value and a harmonic current command value that minimize voltage ripple while matching torque to the torque command value, and a fundamental wave command that minimizes current ripple while matching motor torque to the torque command value. Operating state detecting means for determining an operating state of the motor, and a fundamental current command value determining means for determining an operating state of the motor. Current command value selecting means for selecting an optimal current command value according to the operation state of the motor from the fundamental current command value and the harmonic current command value determined by the harmonic current command value determining means; A motor control device characterized by the following. 【請求項９】請求項８に記載のモーター制御装置におい
て、 前記電流指令値選択手段は、モータートルクが最大値に
近い所定領域内のモーター動作状態が検出されたとき
は、モータートルクを前記トルク指令値に一致させなが
ら電流リップルを最少にする基本波電流指令値と高調波
電流指令値を選択することを特徴とするモーター制御装
置。9. The motor control device according to claim 8, wherein the current command value selecting means changes the motor torque to the torque when a motor operation state within a predetermined region where the motor torque is close to a maximum value is detected. A motor control device for selecting a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimizes current ripple while matching the command value. 【請求項１０】請求項８に記載のモーター制御装置にお
いて、 前記電流指令値選択手段は、モータートルクとモーター
回転速度がともに低い所定範囲内のモーター動作状態が
検出されたときは、モータートルクを前記トルク指令値
に一致させながらトルクリップルを最少にする基本波電
流指令値と高調波電流指令値を選択することを特徴とす
るモーター制御装置。10. The motor control device according to claim 8, wherein said current command value selecting means reduces the motor torque when a motor operation state within a predetermined range where both the motor torque and the motor rotation speed are low is detected. A motor control device, wherein a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimize the torque ripple while matching the torque command value are selected. 【請求項１１】請求項８に記載のモーター制御装置にお
いて、 前記電流指令値選択手段は、モーター出力が最大値に近
い所定領域内のモーター動作状態が検出されたときは、
モータートルクを前記トルク指令値に一致させながら電
圧リップルを最少にする基本波電流指令値と高調波電流
指令値を選択することを特徴とするモーター制御装置。11. The motor control device according to claim 8, wherein the current command value selecting means is configured to detect a motor operation state in a predetermined area where the motor output is close to a maximum value.
A motor control device for selecting a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimizes voltage ripple while matching a motor torque with the torque command value. 【請求項１２】請求項８に記載のモーター制御装置にお
いて、 前記電流指令値選択手段は、モータートルクとモーター
出力がそれらの最大値に近い前記所定域内になく、かつ
モータートルクとモーター回転速度がともに低い前記所
定範囲内にないモーター動作状態が検出されたときは、
モータートルクを前記トルク指令値に一致させながら効
率を最大にする基本波電流指令値と高調波電流指令値を
選択することを特徴とするモーター制御装置。12. The motor control device according to claim 8, wherein said current command value selecting means is configured such that the motor torque and the motor output are not within the predetermined range close to their maximum values, and the motor torque and the motor rotation speed are different. When a motor operating state that is not within the predetermined range that is low is detected,
A motor control device comprising selecting a fundamental current command value and a harmonic current command value that maximize efficiency while matching a motor torque to the torque command value.