JP2002247899A - Motor controller - Google Patents
Motor controllerInfo
- Publication number
- JP2002247899A JP2002247899A JP2001040550A JP2001040550A JP2002247899A JP 2002247899 A JP2002247899 A JP 2002247899A JP 2001040550 A JP2001040550 A JP 2001040550A JP 2001040550 A JP2001040550 A JP 2001040550A JP 2002247899 A JP2002247899 A JP 2002247899A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- command value
- motor
- current command
- torque
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は交流モーターを駆動
制御する装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an apparatus for driving and controlling an AC motor.
【0002】[0002]
【従来の技術】一般に3相交流モーターの電流制御回路
では、取り扱いが煩雑な3相交流の物理量を直流の物理
量に変換して制御演算が行われている(例えば、特開平
08−331885号公報参照)。2. Description of the Related Art Generally, in a current control circuit of a three-phase AC motor, a control operation is performed by converting a complicated physical quantity of three-phase alternating current into a physical quantity of direct current (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 08-331885). reference).
【0003】図12は、一般に広く用いられている3相
交流モーターの制御装置の構成を示す。この種の制御装
置では、3相交流モーターに流れる電流の励磁電流成分
の方向をd軸に設定するとともに、トルク電流成分の方
向をd軸と直交するq軸に設定し、回転するdq軸直交
座標系において直流量で電流制御演算を行うことによ
り、電流の制御偏差を小さくしている。FIG. 12 shows a configuration of a control device for a three-phase AC motor which is generally widely used. In this type of control device, the direction of the exciting current component of the current flowing through the three-phase AC motor is set on the d-axis, the direction of the torque current component is set on the q-axis orthogonal to the d-axis, and the rotating dq-axis orthogonal. By performing a current control operation using a DC amount in the coordinate system, the control deviation of the current is reduced.
【0004】一方、交流モーターでは、小型化と高効率
化を図るために、図13に示すような内部埋め込み磁石
構造のローターと、集中巻構造のステーターの採用が増
加している。前者のローターは磁石トルクとリラクタン
ストルクを有効利用できる構造であり、このような構造
のローターを有するモーターはIPM(Interior Perma
nent-magnet Motor)と呼ばれている。一方、後者のス
テーターはコイルエンドの大幅低減が可能な構造であ
る。上述した構造のローターとステーターを備えたモー
ターは集中巻IPMモーターと呼ばれ、小形で高い効率
を実現できるモーターとして注目されている。On the other hand, in an AC motor, in order to reduce the size and increase the efficiency, the use of a rotor having an internally embedded magnet structure as shown in FIG. 13 and a stator having a concentrated winding structure are increasing. The former rotor has a structure that can effectively use magnet torque and reluctance torque, and a motor having a rotor with such a structure is manufactured by IPM (Interior Perma
nent-magnet Motor). On the other hand, the latter stator has a structure capable of greatly reducing coil ends. A motor having a rotor and a stator having the above-described structure is called a concentrated winding IPM motor, and is attracting attention as a small-sized motor capable of realizing high efficiency.
【0005】[0005]
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した集
中巻IPMモーターは小形化と高効率化に適したモータ
ーであるが、空間高調波が大きいという特性を有してい
る。集中巻構造のモーターは1極当たりのスロット数が
少ないため、分布巻構造のモーターに比べて磁束の分布
が不均一になり、空間高調波が大きくなる。The above-described concentrated winding IPM motor is a motor suitable for miniaturization and high efficiency, but has a characteristic that a spatial harmonic is large. Since the motor having the concentrated winding structure has a small number of slots per pole, the distribution of magnetic flux is not uniform and the spatial harmonics are large as compared with the motor having the distributed winding structure.
【0006】また、図14に示すようなローターの表面
が磁石で覆われている表面磁石構造のSPMモーターに
比べ、図13に示す内部埋め込み磁石構造のIPMモー
ターでは、ローターの円周に沿って磁石が埋め込まれて
いる部分と磁石が存在しない部分とがあるため、磁束の
変化が大きく、したがって空間高調波成分が大きくな
る。[0006] In comparison with an SPM motor having a surface magnet structure in which the surface of the rotor is covered with magnets as shown in FIG. 14, an IPM motor having an internal magnet structure shown in FIG. 13 extends along the circumference of the rotor. Since there is a portion where the magnet is embedded and a portion where the magnet is not present, the change in magnetic flux is large, and therefore the spatial harmonic component is large.
【0007】モーターの空間高調波が大きいとモーター
に流れる電流の高調波成分が大きくなるため、モーター
の効率と出力が低下したり、トルク、電流および電圧リ
ップルが大きくなり、モーターの制御性能が低下すると
いう問題がある。[0007] If the spatial harmonics of the motor are large, the harmonic components of the current flowing through the motor increase, so that the efficiency and output of the motor decrease, and the torque, current and voltage ripples increase, and the control performance of the motor deteriorates. There is a problem of doing.
【0008】本発明の目的は、空間高調波が大きいモー
ターの制御性能を向上することにある。An object of the present invention is to improve the control performance of a motor having a large spatial harmonic.
【0009】[0009]
【課題を解決するための手段】一実施の形態の構成を示
す図1に対応づけて本発明を説明すると、 (1) 請求項1の発明は、少なくとも交流モーターM
のトルク指令値Te*に基づいてモーター電流の基本波電
流指令値id*、iq*を決定する基本波電流指令値決定手
段1と、少なくとも交流モーターMのトルク指令値Te*
に基づいてモーター電流の高調波電流指令値idh*、iq
h*を決定する高調波電流指令値決定手段1と、前記基本
波電流指令値id*、iq*と前記高調波電流指令値id
h*、iqh*に基づいて前記交流モーターMに流れる電流
を制御する電流制御手段2,5,6,8,9とを備え、
これにより上記目的を達成する。 (2) 請求項2のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段1によって、電機子鎖交磁束の基本波
成分に同期して回転するdq座標系における基本波電流
指令値id*、iq*を決定し、前記高調波電流指令値決定
手段1によって、電機子鎖交磁束の高調波次数成分に同
期して回転するdhqh座標系における高調波電流指令値
idh*、iqh*を決定するようにしたものである。 (3) 請求項3のモーター制御装置の前記電流制御手
段は、電機子鎖交磁束の基本波成分に同期して回転する
dq座標系においてモーター電流の基本波成分が前記基
本波電流指令値id*、iq*に一致するように制御する基
本波電流制御手段2,5と、電機子鎖交磁束の高調波次
数成分に同期して回転するdhqh座標系においてモータ
ー電流の高調波次数成分が前記高調波電流指令値id
h*、iqh*に一致するように制御する高調波電流制御手
段5,6,8,9とを有する。 (4) 請求項4のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段1および前記高調波電流指令値決定手
段1によって、モータートルクを前記トルク指令値に一
致させながら効率を最大にする基本波電流指令値id*、
iq*と高調波電流指令値idh*、iqh*を決定するように
したものである。 (5) 請求項5のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段1および前記高調波電流指令値決定手
段1によって、モータートルクを前記トルク指令値に一
致させながらトルクリップルを最少にする基本波電流指
令値id*、iq*と高調波電流指令値idh*、iqh*を決定
するようにしたものである。 (6) 請求項6のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段1および前記高調波電流指令値決定手
段1によって、モータートルクを前記トルク指令値に一
致させながら電圧リップルを最少にする基本波電流指令
値id*、iq*と高調波電流指令値idh*、iqh*を決定す
るようにしたものである。 (7) 請求項7のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段1および前記高調波電流指令値決定手
段1によって、モータートルクを前記トルク指令値に一
致させながら電流リップルを最少にする基本波電流指令
値id*、iq*と高調波電流指令値idh*、iqh*を決定す
るようにしたものである。 (8) 請求項8のモーター制御装置は、前記基本波電
流指令値決定手段1および前記高調波電流指令値決定手
段1によって、モータートルクを前記トルク指令値に一
致させながら効率を最大にする基本波電流指令値id*、
iq*と高調波電流指令値idh*、iqh*、モータートルク
を前記トルク指令値に一致させながらトルクリップルを
最少にする基本波電流指令値id*、iq*と高調波電流指
令値idh*、iqh*、モータートルクを前記トルク指令値
に一致させながら電圧リップルを最少にする基本波電流
指令値id*、iq*と高調波電流指令値idh*、iqh*、お
よびモータートルクを前記トルク指令値に一致させなが
ら電流リップルを最少にする基本波電流指令値id*、i
q*と高調波電流指令値idh*、iqh*を決定し、モーター
の動作状態を検出する動作状態検出手段と、前記基本波
電流指令値決定手段1および前記高調波電流指令値決定
手段1により決定される基本波電流指令値id*、iq*と
高調波電流指令値idh*、iqh*の中から、モーターの動
作状態に応じた最適な電流指令値id*、iq*、idh*、
iqh*を選択する電流指令値選択手段1とを備える。 (9) 請求項9のモーター制御装置は、前記電流指令
値選択手段1によって、モータートルクが最大値に近い
所定領域内のモーター動作状態が検出されたときは、モ
ータートルクを前記トルク指令値に一致させながら電流
リップルを最少にする基本波電流指令値id*、iq*と高
調波電流指令値idh*、iqh*を選択するようにしたもの
である。 (10) 請求項10のモーター制御装置は、前記電流
指令値選択手段1によって、モータートルクとモーター
回転速度がともに低い所定範囲内のモーター動作状態が
検出されたときは、モータートルクを前記トルク指令値
に一致させながらトルクリップルを最少にする基本波電
流指令値id*、iq*と高調波電流指令値idh*、iqh*を
選択するようにしたものである。 (11) 請求項11のモーター制御装置は、前記電流
指令値選択手段1によって、モーター出力が最大値に近
い所定領域内のモーター動作状態が検出されたときは、
モータートルクを前記トルク指令値に一致させながら電
圧リップルを最少にする基本波電流指令値id*、iq*と
高調波電流指令値idh*、iqh*を選択するようにしたも
のである。 (12) 請求項12のモーター制御装置は、前記電流
指令値選択手段1によって、モータートルクとモーター
出力がそれらの最大値に近い前記所定領域内になく、か
つモータートルクとモーター回転速度が前記所定範囲内
にないモーター動作状態が検出されたときは、モーター
トルクを前記トルク指令値に一致させながら効率を最大
にする基本波電流指令値id*、iq*と高調波電流指令値
idh*、iqh*を選択するようにしたものである。Means for Solving the Problems The present invention will be described with reference to FIG. 1 showing the configuration of one embodiment.
And the fundamental wave current command value determining means 1 for determining the fundamental wave current command values id * and iq * of the motor current based on the torque command value Te * of the AC motor M, and at least the torque command value Te * of the AC motor M.
, The harmonic current command values idh * , iq of the motor current based on
h * for determining the harmonic current command value id, the fundamental current command values id * and iq *, and the harmonic current command value id
current control means 2, 5, 6, 8, 9 for controlling a current flowing through the AC motor M based on h * and iqh * ,
This achieves the above object. (2) In the motor control device according to claim 2, the fundamental wave current command value id * in the dq coordinate system that rotates in synchronization with the fundamental wave component of the armature interlinkage magnetic flux by the fundamental wave current command value determining means 1; iq * , and the harmonic current command value determining means 1 determines the harmonic current command values idh * , iqh * in the dhqh coordinate system that rotates in synchronization with the harmonic order component of the armature interlinkage magnetic flux. It is like that. (3) The current control means of the motor control device according to claim 3, wherein the fundamental wave component of the motor current in the dq coordinate system rotating in synchronization with the fundamental wave component of the armature interlinkage magnetic flux is the fundamental wave current command value id. * , Iq * , and the harmonic current components of the motor current in the dhqh coordinate system that rotates in synchronization with the harmonic order components of the armature interlinkage magnetic flux. Harmonic current command value id
It has harmonic current control means 5, 6, 8, and 9 for controlling so as to match h * and iqh * . (4) The motor control device according to claim 4, wherein the fundamental wave current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1 maximize the efficiency while matching the motor torque to the torque command value. Wave current command value id * ,
iq * and the harmonic current command values idh * , iqh * are determined. (5) The motor control device according to claim 5, wherein the fundamental current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1 minimize the torque ripple while matching the motor torque to the torque command value. The fundamental wave current command values id * and iq * and the harmonic current command values idh * and iqh * are determined. (6) In the motor control device according to claim 6, the fundamental wave current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1 minimize the voltage ripple while making the motor torque match the torque command value. The fundamental wave current command values id * and iq * and the harmonic current command values idh * and iqh * are determined. (7) The motor control device according to claim 7, wherein the fundamental current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1 minimize the current ripple while matching the motor torque to the torque command value. The fundamental wave current command values id * and iq * and the harmonic current command values idh * and iqh * are determined. (8) The motor control device according to claim 8, wherein the fundamental current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1 maximize the efficiency while matching the motor torque to the torque command value. Wave current command value id * ,
iq * , harmonic current command values idh * , iqh * , fundamental current command values id * , iq *, and harmonic current command values idh * , which minimize the torque ripple while matching the motor torque to the torque command value. iqh * , the fundamental current command values id * , iq * and the harmonic current command values idh * , iqh * , and the motor torque, which minimize the voltage ripple while matching the motor torque to the torque command value. , The fundamental current command values id * , i that minimize the current ripple
q * and harmonic current command values idh * and iqh *, and an operating state detecting means for detecting an operating state of the motor; and the fundamental current command value determining means 1 and the harmonic current command value determining means 1. From the determined fundamental wave current command values id * and iq * and the harmonic current command values idh * and iqh * , the optimum current command values id * , iq * , idh * , according to the operating state of the motor,
and a current command value selecting means 1 for selecting iqh * . (9) The motor control device according to claim 9, wherein when the current command value selecting means 1 detects a motor operation state in a predetermined region where the motor torque is close to the maximum value, the motor torque is set to the torque command value. The fundamental current command values id * and iq * and the harmonic current command values idh * and iqh * that minimize the current ripple while matching are selected. (10) The motor control device according to claim 10, wherein when the current command value selecting means 1 detects a motor operation state in a predetermined range where both the motor torque and the motor rotation speed are low, the motor torque is set to the torque command value. The fundamental current command values id * and iq * and the harmonic current command values idh * and iqh * are selected so as to minimize the torque ripple while matching the values. (11) In the motor control device according to claim 11, when the current command value selection means 1 detects a motor operation state in a predetermined region where the motor output is close to the maximum value,
The fundamental current command values id * and iq * and the harmonic current command values idh * and iqh * that minimize the voltage ripple while making the motor torque match the torque command value are selected. (12) In the motor control device according to the twelfth aspect, the current command value selection means 1 causes the motor torque and the motor output not to be within the predetermined region close to their maximum values, and the motor torque and the motor rotation speed to be set to the predetermined values. When a motor operation state that is out of the range is detected, the fundamental current command values id * and iq * and the harmonic current command values idh * and iqh that maximize the efficiency while matching the motor torque to the torque command value. Select * .
【0010】上述した課題を解決するための手段の項で
は、説明を分かりやすくするために一実施の形態の図を
用いたが、これにより本発明が一実施の形態に限定され
るものではない。[0010] In the section of the means for solving the above-described problems, a diagram of one embodiment is used for easy understanding of the description, but the present invention is not limited to this embodiment. .
【0011】[0011]
【発明の効果】(1) 請求項1の発明によれば、従来
のモーター制御装置では基本波電流成分しか制御してい
なかったのに対し、高調波電流成分も任意の値に制御す
ることができ、空間高調波が大きいモーターに対して、
効率を改善しながら出力の向上とトルク、電圧および電
流リップルの低減を図ることができ、空間高調波が大き
いモーターの制御性能を向上することができる。 (2) 請求項2の発明によれば、基本波電流と高調波
電流をそれぞれ正確に制御することができ、請求項1の
上記効果を確実に達成することができる。 (3) 請求項3の発明によれば、基本波電流と高調波
電流をそれぞれ直流量に変換して追従性の良好な電流制
御を実現でき、請求項1の上記効果を確実に達成するこ
とができる。 (4) 請求項4の発明によれば、従来のモーター制御
装置のように基本波電流成分を制御するだけでは達成で
きない高い効率を得ることができる。 (5) 請求項5の発明によれば、従来のモーター制御
装置のように基本波電流成分を制御するだけでは達成で
きないトルクリップルの低減効果を得ることができる。
特に、モーターを駆動源とする電気自動車に適用した場
合には、低速かつ低トルクの運転状態においてトルクリ
ップルに起因した振動、騒音を低減でき、乗り心地をよ
くすることができる。 (6) 請求項6の発明によれば、従来のモーター制御
装置のように基本波電流成分を制御するだけでは達成で
きない電圧リップルの低減効果を得ることができる。特
に、モーターを最大出力ライン近傍で運転したときに、
電圧リップルによる基本波電圧の低減量を少なくするこ
とができ、弱め界磁領域すなわち定出力制御領域におけ
るモーター効率の改善と出力増加を図ることができる。 (7) 請求項7の発明によれば、従来のモーター制御
装置のように基本波電流成分を制御するだけでは達成で
きない電流リップルの低減効果を得ることができる。特
に、モーターを最大トルクライン近傍で運転したとき
に、電流リップルによる基本波電流の低減量を少なくす
ることができ、定トルク制御領域におけるモータートル
クの増加を図ることができる。 (8) 請求項8の発明によれば、モーターの動作状態
に応じた最適な電流指令値を選択でき、モーターのすべ
ての動作状態において請求項1の上記効果を達成するこ
とができる。 (9) 請求項9の発明によれば、モーターを最大トル
クライン近傍で運転したときに、電流リップルによる基
本波電流の低減を少なくすることができ、定トルク制御
領域におけるモータートルクの増加を図ることができ
る。 (10) 請求項10の発明によれば、低速かつ低トル
クのモーター動作状態においてトルクリップルに起因し
た振動、騒音を低減でき、モーターを駆動源とする電気
自動車に適用した場合には乗り心地の改善を図ることが
できる。 (11) 請求項11の発明によれば、モーターを最大
出力ライン近傍で運転したときに、電圧リップルによる
基本波電圧の低減を少なくすることができ、弱め界磁領
域すなわち定出力制御領域におけるモーター効率の改善
と出力増加を図ることができる。 (12) 請求項12の発明によれば、モーターの通常
の動作状態において高いモーター駆動効率を得ることが
できる。(1) According to the first aspect of the present invention, while the conventional motor control device controls only the fundamental current component, the harmonic current component can be controlled to an arbitrary value. Yes, for motors with large spatial harmonics,
The output can be improved and the torque, voltage and current ripple can be reduced while improving the efficiency, and the control performance of the motor having large spatial harmonics can be improved. (2) According to the second aspect of the invention, the fundamental current and the harmonic current can be controlled accurately, and the above-described effect of the first aspect can be reliably achieved. (3) According to the third aspect of the present invention, the fundamental current and the harmonic current can be respectively converted into DC amounts to realize current control with good followability, and the above-described effect of the first aspect can be reliably achieved. Can be. (4) According to the invention of claim 4, it is possible to obtain high efficiency that cannot be achieved only by controlling the fundamental wave current component as in the conventional motor control device. (5) According to the invention of claim 5, it is possible to obtain a torque ripple reduction effect that cannot be achieved only by controlling the fundamental wave current component as in the conventional motor control device.
In particular, when applied to an electric vehicle that uses a motor as a drive source, vibration and noise caused by torque ripple can be reduced in a low-speed and low-torque driving state, and riding comfort can be improved. (6) According to the invention of claim 6, it is possible to obtain a voltage ripple reduction effect that cannot be achieved only by controlling the fundamental wave current component as in the conventional motor control device. In particular, when the motor is operated near the maximum output line,
The amount of reduction in the fundamental wave voltage due to the voltage ripple can be reduced, and the motor efficiency can be improved and the output can be increased in the field weakening region, that is, the constant output control region. (7) According to the invention of claim 7, it is possible to obtain a current ripple reduction effect that cannot be achieved only by controlling the fundamental wave current component as in the conventional motor control device. In particular, when the motor is operated near the maximum torque line, the amount of reduction of the fundamental wave current due to the current ripple can be reduced, and the motor torque in the constant torque control region can be increased. (8) According to the invention of claim 8, an optimal current command value according to the operating state of the motor can be selected, and the above-mentioned effect of claim 1 can be achieved in all operating states of the motor. (9) According to the ninth aspect of the invention, when the motor is operated near the maximum torque line, the reduction of the fundamental wave current due to the current ripple can be reduced, and the motor torque in the constant torque control region is increased. be able to. (10) According to the invention of claim 10, vibration and noise caused by torque ripple can be reduced in a low-speed and low-torque motor operating state, and when applied to an electric vehicle driven by a motor, the ride comfort is reduced. Improvement can be achieved. (11) According to the invention of claim 11, when the motor is operated near the maximum output line, the reduction of the fundamental wave voltage due to the voltage ripple can be reduced, and the motor in the field weakening region, that is, the constant output control region. The efficiency can be improved and the output can be increased. (12) According to the twelfth aspect, high motor drive efficiency can be obtained in a normal operation state of the motor.
【0012】[0012]
【発明の実施の形態】《発明の第1の実施の形態》モー
ターの効率と出力を改善する第1の実施の形態を説明す
る。図1に第1の実施の形態の構成を示す。この実施の
形態のモーター制御装置は、3相交流モーターで直流モ
ーター並のトルク制御を実現するベクトル制御を行う。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First Embodiment of the Invention A first embodiment for improving the efficiency and output of a motor will be described. FIG. 1 shows the configuration of the first embodiment. The motor control device of this embodiment performs vector control that realizes torque control equivalent to that of a DC motor using a three-phase AC motor.
【0013】この一実施の形態のモーター制御装置は、
基本波電流制御回路と高調波電流制御回路とを備えてい
る。基本波電流制御回路は、3相交流モーターMに流れ
る電流iu、iv、iwの励磁電流成分に対応するd軸と
トルク電流成分に対応するq軸とからなり、モーター回
転に同期して回転する直交座標系(以下、基本波座標系
と呼ぶ)dqにおいて、モーター電流iu、iv、iwの
基本波成分を制御する回路である。[0013] The motor control device according to this embodiment includes:
It has a fundamental current control circuit and a harmonic current control circuit. The fundamental wave current control circuit includes a d-axis corresponding to the exciting current components of the currents iu, iv, and iw flowing through the three-phase AC motor M and a q-axis corresponding to the torque current components, and rotates in synchronization with the rotation of the motor. This circuit controls the fundamental wave components of the motor currents iu, iv, iw in an orthogonal coordinate system (hereinafter referred to as a fundamental wave coordinate system) dq.
【0014】一方、高調波電流制御回路は、基本波電流
制御回路のみでモーター電流iu、iv、iwを制御した
場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転す
る直交座標系(以下、高調波座標系と呼ぶ)dhqh、換
言すれば、モーター電流iu、iv、iwの基本波成分の
周波数の整数倍の周波数で回転する高調波座標系dhqh
において、モーター電流iu、iv、iwに含まれる高調
波成分を制御する回路である。On the other hand, the harmonic current control circuit is a rectangular coordinate system (hereinafter, referred to as the following) which rotates at the frequency of a harmonic component of a predetermined order generated when the motor currents iu, iv, iw are controlled only by the fundamental current control circuit. Dhqh, in other words, a harmonic coordinate system dhqh that rotates at a frequency that is an integral multiple of the frequency of the fundamental component of the motor currents iu, iv, and iw.
Is a circuit for controlling harmonic components included in the motor currents iu, iv and iw.
【0015】図1において、トルク制御部1は、トルク
指令値Te*およびモーター回転速度ωeに基づいて、基
本波座標系dqにおけるd軸電流指令値id*とq軸電流
指令値iq*を演算するとともに、高調波座標系dhqhに
おけるdh軸電流指令値idh*とqh軸電流指令値iqh*を
演算する。In FIG. 1, a torque control unit 1 calculates a d-axis current command value id * and a q-axis current command value iq * in a fundamental wave coordinate system dq based on a torque command value Te * and a motor rotation speed ωe. At the same time, the dh-axis current command value idh * and the qh-axis current command value iqh * in the harmonic coordinate system dhqh are calculated.
【0016】基本波電流制御部(dq軸電流制御部)2
は、d軸とq軸の実電流id、iqをそれぞれ指令値i
d*、iq*に一致させるためのd軸とq軸の基本波電圧指
令値vd*、vq*を演算する。加算器3は、基本波電流制
御部2で生成された基本波電圧指令値vd*、vq*と、後
述する高調波電流制御部6およびdhqh/dq変換部7
で生成された高調波電圧指令値vd'、vq'とをそれぞれ
加算し、最終的なd軸電圧指令値(vd*+vd')とq軸
電圧指令値(vq*+vq')を得る。A fundamental wave current controller (dq axis current controller) 2
Is the actual current id, iq on the d-axis and q-axis, respectively,
Calculate d-axis and q-axis fundamental wave voltage command values vd * and vq * to match d * and iq * . The adder 3 includes a fundamental wave voltage command value vd * , vq * generated by the fundamental wave current control unit 2, a harmonic current control unit 6 and a dhqh / dq conversion unit 7, which will be described later.
Are added to obtain the final d-axis voltage command value (vd * + vd ') and the q-axis voltage command value (vq * + vq').
【0017】dq/3相変換部4は、3相交流座標系か
ら見たモーター回転に同期する基本波座標系dqの位相
θeに基づいて、d軸とq軸の電圧指令値(vd*+v
d')、(vq*+vq')を3相交流電圧指令値vu*、v
v*、vw*に変換する。3相/dq変換部5は、3相交流
座標系から見たモーター回転に同期する基本波座標系d
qの位相θeに基づいて、3相交流モーターMの実電流
iu、iv、iw(=−iu−iv)をd軸とq軸の実電流
id、iqへ変換する。なお、基本波電流制御部2と3相
/dq変換部5とが基本波電流制御回路を構成する。The dq / three-phase conversion unit 4 determines the voltage command values (vd * + v) for the d-axis and the q-axis based on the phase θe of the fundamental wave coordinate system dq synchronized with the rotation of the motor viewed from the three-phase AC coordinate system.
d ′) and (vq * + vq ′) are replaced with the three-phase AC voltage command values vu * and v
Convert to v * , vw * . The three-phase / dq conversion unit 5 includes a fundamental-wave coordinate system d synchronized with motor rotation as viewed from the three-phase AC coordinate system.
Based on the phase θe of q, the real currents iu, iv, iw (= −iu−iv) of the three-phase AC motor M are converted into real currents id, iq of the d-axis and the q-axis. Note that the fundamental wave current control unit 2 and the three-phase / dq conversion unit 5 constitute a fundamental wave current control circuit.
【0018】高調波電流制御部(dhqh軸電流制御部)
6は、dh軸とqh軸の実電流idh、iqhをそれぞれ電流
指令値idh*、iqh*に一致させるためのdh軸とqh軸の
高調波電圧指令値vdh*、vqh*を演算する。dhdq/d
q変換部7は、dh軸とqh軸の高調波電圧指令値vd
h*、vqh*をd軸とq軸の高調波電圧指令値vd’、v
q’に変換する。ハイパス・フィルター8は、モーター
回転速度ωeに基づいてdq軸の実電流id、iqにフィ
ルター処理を施して高周波成分を抽出する。dq/dh
qh変換部9は上述した高調波座標系dhqhを有し、基
本波座標系dqの実電流id、iqの高調波成分を高調波
座標系dhqhの実電流idh、iqhに変換する。なお、高
調波電流制御部6、3相/dq変換部5、ハイパス・フ
ィルター8およびdq/dhqh変換部9が高調波電流制
御回路を構成する。Higher harmonic current controller (dhqh axis current controller)
6, actual current idh the dh-axis and qh-axis, respectively current command value iqh idh *, iqh * harmonic voltage command value dh-axis and qh axis for matching the vdh *, calculates the vqh *. dhdq / d
The q conversion unit 7 outputs a harmonic voltage command value vd for the dh axis and the qh axis.
h * and vqh * are replaced by d-axis and q-axis harmonic voltage command values vd 'and v
to q '. The high-pass filter 8 filters the actual currents id and iq on the dq axes based on the motor rotation speed ωe to extract high frequency components. dq / dh
The qh converter 9 has the above-described harmonic coordinate system dhqh, and converts the harmonic components of the real currents id and iq in the fundamental wave coordinate system dq into the actual currents idh and iqh in the harmonic coordinate system dhqh. The harmonic current control unit 6, the three-phase / dq converter 5, the high-pass filter 8, and the dq / dhqh converter 9 constitute a harmonic current control circuit.
【0019】電力変換部10は、IGBTなどの電力変
換素子により3相交流電圧指令値vu*、vv*、vw*にし
たがってバッテリーなどの直流電源(不図示)の直流電
圧をスイッチングし、3相交流電圧U、V、Wを3相交
流モーターMに印加する。エンコーダーPSは3相交流
モーターMに連結され、モーターMの回転位置θmを検
出する。また、電流センサー11、12は、3相交流モ
ーターMのU相とV相の実電流iu、ivを検出する。位
相速度演算部13は、エンコーダーPSからの回転位置
信号θmに基づいてモーターMの回転速度ωeと3相交流
座標系から見た基本波座標系dqの位相θeを演算す
る。The power conversion unit 10 switches the DC voltage of a DC power supply (not shown) such as a battery according to the three-phase AC voltage command values vu * , vv * , vw * by a power conversion element such as an IGBT. AC voltages U, V, W are applied to a three-phase AC motor M. The encoder PS is connected to the three-phase AC motor M and detects the rotational position θm of the motor M. The current sensors 11 and 12 detect the U-phase and V-phase actual currents iu and iv of the three-phase AC motor M. The phase speed calculation unit 13 calculates the rotation speed ωe of the motor M and the phase θe of the fundamental wave coordinate system dq viewed from the three-phase AC coordinate system based on the rotation position signal θm from the encoder PS.
【0020】次に、空間高調波が大きいIPMモーター
を例に上げて、基本波座標系dqと高調波座標系dhqh
について説明する。図2は、空間高調波が存在しない場
合の、IPMモーターの磁石が形成する電機子鎖交磁束
(U相巻線)を示す。図3は、5次成分の空間高調波が
存在する場合の、IPMモーターの磁石が形成する電機
子鎖交磁束(U相巻線)を示す。Next, taking an IPM motor having a large spatial harmonic as an example, a fundamental coordinate system dq and a harmonic coordinate system dhqh
Will be described. FIG. 2 shows the armature interlinkage magnetic flux (U-phase winding) formed by the magnet of the IPM motor when no spatial harmonic exists. FIG. 3 shows the armature interlinkage magnetic flux (U-phase winding) formed by the magnet of the IPM motor in the case where the fifth-order component spatial harmonic exists.
【0021】磁束はモーターの回転角の変化に対して正
弦波状に変化する。通常、電機子鎖交磁束ベクトルの方
向をd軸に、このd軸と直交する方向をq軸にとる。従
来は、3相交流座標系における電圧や電流などの物理量
をdq軸座標系(基本波座標系)の物理量に変換し、d
q軸上でモーター制御を行っている。これに対しこの実
施の形態では、電圧や電流などの物理量の内の基本波成
分は従来と同様にdq軸座標系において取り扱い、高調
波成分は次数ごとに電機子鎖交磁束ベクトルの方向をd
h軸に、このdh軸と直交する方向をqh軸にとり、dhq
h座標系(高調波座標系)で取り扱う。図3に示すよう
に第5次の高調波成分を含む場合には、電機子鎖交磁束
を基本波成分の磁束と第5次高調波成分の磁束とに分
け、基本波成分の電機子鎖交磁束ベクトルの方向をd軸
に、このd軸と直交する方向をq軸にとるとともに、第
5次高調波成分の電機子鎖交磁束ベクトルの方向をdh
軸に、このdh軸と直交する方向をqh軸にとる。したが
って、基本波座標系dqは電機子鎖交磁束の基本波成分
に同期して回転する座標系であり、高調波座標系dhqh
は電機子鎖交磁束の高調波次数成分に同期して回転する
座標系である。The magnetic flux changes sinusoidally with respect to a change in the rotation angle of the motor. Usually, the direction of the armature interlinkage magnetic flux vector is set to the d-axis, and the direction orthogonal to the d-axis is set to the q-axis. Conventionally, physical quantities such as voltage and current in a three-phase AC coordinate system are converted into physical quantities in a dq axis coordinate system (fundamental wave coordinate system), and d
Motor control is performed on the q axis. On the other hand, in this embodiment, the fundamental component of the physical quantity such as voltage or current is handled in the dq-axis coordinate system as in the conventional case, and the harmonic component is obtained by changing the direction of the armature interlinkage magnetic flux vector by d for each order.
The direction orthogonal to the dh axis is taken on the h axis and the qh axis is taken as dhq
Handle in the h coordinate system (harmonic coordinate system). As shown in FIG. 3, when a fifth harmonic component is included, the armature interlinkage magnetic flux is divided into a fundamental wave component magnetic flux and a fifth harmonic component magnetic flux, and the armature chain of the fundamental wave component is separated. The direction of the intersecting magnetic flux vector is taken on the d axis, the direction orthogonal to the d axis is taken on the q axis, and the direction of the armature interlinking magnetic flux vector of the fifth harmonic component is taken as dh.
The direction orthogonal to the dh axis is taken as the qh axis. Therefore, the fundamental wave coordinate system dq is a coordinate system that rotates in synchronization with the fundamental wave component of the armature interlinkage magnetic flux, and the harmonic coordinate system dhqh
Is a coordinate system that rotates in synchronization with the harmonic order component of the armature interlinkage magnetic flux.
【0022】従来のモーター制御装置は基本波成分の磁
束と電流とによりモータートルクを制御しているが、こ
の従来の制御装置により駆動制御されるモーターの効率
と出力について説明する。空間高調波成分を含むモータ
ーの出力トルクTeは、次式により表される。Although the conventional motor control device controls the motor torque by the magnetic flux and the current of the fundamental wave component, the efficiency and output of the motor driven and controlled by the conventional control device will be described. The output torque Te of the motor including the spatial harmonic component is expressed by the following equation.
【数1】 Te=P(φd・id−φq・iq) =P{(φd_1+φd_h)(iq_1+iq_h)−(φq_1+φq_h)(id_1+id_h)} =P{(φd_1・iq_1+φq_1・id_1)+(φd_h・iq_h+φq_h・id_h) +(φd_h・iq_1+φq_h・id_1)+(φd_1・iq_h+φq_1・id_h)} 上式において、Pは極対数、φdはd軸電機子鎖交磁
束、φd_1はd軸電機子鎖交磁束の基本波成分、φd_hは
d軸電機子鎖交磁束の高調波成分、φqはq軸電機子鎖
交磁束、φq_1はq軸電機子鎖交磁束の基本波成分、φq
_hはq軸電機子鎖交磁束の高調波成分である。また、i
dはd軸電流、id_1はd軸電流の基本波成分、id_hは
d軸電流の高調波成分、iqはq軸電流、iq_1はq軸電
流の基本波成分、iq_hはq軸電流の高調波成分であ
る。Te = P (φd · id−φq · iq) = P {(φd_1 + φd_h) (iq_1 + iq_h) − (φq_1 + φq_h) (id_1 + id_h)} = P {(φd_1 · iq_1 + φq_1 · id_1h + (φd_h · h) ) + (Φd_h · iq_1 + φq_h · id_1) + (φd_1 · iq_h + φq_1 · id_h)} where P is the number of pole pairs, φd is the d-axis armature linkage flux, and φd_1 is the fundamental component of the d-axis armature linkage flux. , Φd_h is the harmonic component of the d-axis armature linkage flux, φq is the q-axis armature linkage flux, φq_1 is the fundamental component of the q-axis armature linkage flux, φq
_h is a harmonic component of the q-axis armature interlinkage magnetic flux. Also, i
d is d-axis current, id_1 is d-axis current fundamental component, id_h is d-axis current harmonic component, iq is q-axis current, iq_1 is q-axis current fundamental component, and iq_h is q-axis current harmonic. Component.
【0023】なお、基本波座標系dqにおけるd軸電流
idの基本波成分はid_1、高調波成分はid_hであるか
ら、Since the fundamental component of the d-axis current id in the fundamental coordinate system dq is id_1 and the harmonic component is id_h,
【数2】id=id_1+id_h また、基本波座標系dqにおけるq軸電流iqの基本波
成分はiq_1、高調波成分はiq_hであるから、[Mathematical formula-see original document] id = id_1 + id_h Further, since the fundamental component of the q-axis current iq in the fundamental coordinate system dq is iq_1 and the harmonic component is iq_h,
【数3】iq=iq_1+iq_h[Equation 3] iq = iq_1 + iq_h
【0024】この実施の形態では高調波電流を高調波座
標系dhqhで制御するから、トルク制御部1で、基本波
座標系dqにおける励磁電流成分のd軸電流指令値id*
とトルク電流成分のq軸電流指令値iq*を演算するとと
もに、高調波座標系dhqhにおける励磁電流成分のdh
軸電流指令値idh*とトルク電流成分のqh軸電流指令値
iqh*を演算し、基本波電流制御回路2,5でdq軸基
本波電流id、iqがそれらの指令値id*、iq*に一致す
るように制御するとともに、高調波電流制御回路5,
6,8,9でdhqh軸高調波電流idh、iqhがそれらの
指令値idh*、iqh*に一致するように制御する。以下の
説明では、説明を分かりやすくするために、基本波座標
系dqにおいて基本波電流id_1、iq_1と高調波電流i
d_h、iq_hを取り扱い、最終的にdq軸高調波電流id_
h、iq_hをdhqh軸高調波電流idh、iqhに変換するこ
とにする。In this embodiment, since the harmonic current is controlled in the harmonic coordinate system dhqh, the torque control unit 1 sets the d-axis current command value id * of the exciting current component in the fundamental wave coordinate system dq .
And the q-axis current command value iq * of the torque current component and calculate the dh of the excitation current component in the harmonic coordinate system dhqh.
Calculates the axis current value idh * and the torque current component of the qh-axis current command value iqh *, dq-axis fundamental current id at the fundamental current control circuit 2, 5, iq their command value id *, the iq * The control is performed so that they match, and the harmonic current control circuits 5 and 5
In steps 6, 8, and 9, the dhqh-axis harmonic currents idh and iqh are controlled so as to match those command values idh * and iqh * . In the following description, for the sake of simplicity, the fundamental wave currents id_1 and iq_1 and the harmonic current i
d_h and iq_h are handled, and finally the dq-axis harmonic current id_
h, iq_h are converted into dhqh axis harmonic currents idh, iqh.
【0025】数式1の右辺第1項は、モーターの電機子
鎖交磁束の基本波成分と電流の基本波成分とにより発生
するトルクを表す。第2項は、モーターの電機子鎖交磁
束の高調波成分と電流の高調波成分とにより発生するト
ルクを表す。また第3項は、モーターの電機子鎖交磁束
の高調波成分と電流の基本波成分とにより発生するトル
クを表す。さらに第4項は、モーターの電機子鎖交磁束
の基本波成分と電流の高調波成分とにより発生するトル
クを表す。The first term on the right side of Equation 1 represents a torque generated by the fundamental wave component of the armature interlinkage magnetic flux of the motor and the fundamental wave component of the current. The second term represents a torque generated by a harmonic component of the armature linkage magnetic flux of the motor and a harmonic component of the current. The third term represents a torque generated by a harmonic component of the armature interlinkage magnetic flux of the motor and a fundamental component of the current. The fourth term represents a torque generated by a fundamental component of the armature interlinkage magnetic flux of the motor and a harmonic component of the current.
【0026】数式1の右辺第3項と第4項は、次数の異
なる電機子鎖交磁束成分と電流成分の積であるからその
時間平均値は0となり、モーターから出力される平均ト
ルクには寄与しない。しかし、第1項は電機子鎖交磁束
の基本波成分と電流の基本波成分との積であるから、当
然平均トルクに寄与し、また、第2項は電機子鎖交磁束
の高調波成分と電流の高調波成分との積であるから、と
もに高調波成分の次数が同一であり平均トルクに寄与す
る。従来のモーター制御装置はdq座標系での基本波電
流制御、つまり電流歪みを0とする制御を行っており、
数式1の右辺第1項のトルクしか活用できていない。そ
のため、従来の制御装置ではモーターの効率が低く、ま
た出力も低い値になっている。The third and fourth terms on the right-hand side of Equation 1 are the products of the armature interlinkage flux components and the current components of different orders, so that the time average value is 0, and the average torque output from the motor is Does not contribute. However, since the first term is the product of the fundamental wave component of the armature interlinkage flux and the fundamental wave component of the current, it naturally contributes to the average torque, and the second term is the harmonic component of the armature interlinkage flux. And the harmonic component of the current, so that the harmonic components have the same order and contribute to the average torque. The conventional motor control device performs a fundamental wave current control in the dq coordinate system, that is, a control to make the current distortion zero.
Only the torque of the first term on the right side of Expression 1 can be used. Therefore, in the conventional control device, the efficiency of the motor is low and the output is also low.
【0027】そこでこの第1の実施の形態では、基本波
成分の磁束と電流とによりモータートルクを制御するの
に加え、高調波成分の磁束と電流とによりモータートル
クを制御し、モーターの効率を改善するとともに出力を
向上させる。Therefore, in the first embodiment, the motor torque is controlled by the magnetic flux and the current of the harmonic component in addition to the control of the motor torque by the magnetic flux and the current of the fundamental wave component, so that the efficiency of the motor is controlled. Improve and improve output.
【0028】まず、モーターに流れる高調波電流が効率
に与える影響を考察する。図4は基本波電流成分である
dq軸電流id、iqを一定にした場合の高調波電流成分
と総合効率との関係を示す図であり、(a)はqh軸電流
iqhを0にした場合のdh軸電流idhに対する総合効率
を示し、(b)はdh軸電流idhを0にした場合のqh軸電
流iqhに対する総合効率を示す。図から明らかなよう
に、高調波電流idhまたはiqhを0にしたときに効率は
最大にならず、ある程度の高調波電流を流したときに効
率が最大となる。つまり、基本波電流だけでモーターを
駆動制御する従来の制御方法よりも、基本波電流に高調
波電流を重畳させた方が総合効率を改善できる。First, the effect of the harmonic current flowing through the motor on the efficiency will be considered. FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the harmonic current component and the overall efficiency when the dq-axis currents id and iq, which are the fundamental wave current components, are kept constant. FIG. 4A shows the case where the qh-axis current iqh is set to 0. Shows the overall efficiency with respect to the dh-axis current idh, and (b) shows the overall efficiency with respect to the qh-axis current iqh when the dh-axis current idh is set to 0. As is clear from the figure, the efficiency does not become maximum when the harmonic current idh or iqh is set to 0, but becomes maximum when a certain amount of harmonic current flows. That is, the overall efficiency can be improved by superimposing the harmonic current on the fundamental current, as compared with the conventional control method in which the motor is driven and controlled only by the fundamental current.
【0029】図5は第1の実施の形態のトルク制御部1
の詳細な構成を示す。トルク制御部1は、トルク指令値
とモーター回転速度に対するd軸電流指令値のデータが
収められている最高効率idマップ1aから、トルク指
令値Te*とモーター回転速度ωeとに対応するd軸電流
指令値id*を表引き演算する。また、トルク指令値とモ
ーター回転速度に対するq軸電流指令値のデータが収め
られている最高効率iqマップ1bから、トルク指令値
Te*とモーター回転速度ωeとに対応するq軸電流指令
値iq*を表引き演算する。FIG. 5 shows a torque control unit 1 according to the first embodiment.
The detailed configuration of is shown. The torque control unit 1 calculates the d-axis current corresponding to the torque command value Te * and the motor rotation speed ωe from the highest efficiency id map 1a in which the data of the torque command value and the d-axis current command value for the motor rotation speed are stored. The command value id * is subjected to a lookup operation. Also, from the maximum efficiency iq map 1b containing the data of the torque command value and the q-axis current command value with respect to the motor rotation speed, the q-axis current command value iq * corresponding to the torque command value Te * and the motor rotation speed ωe Is calculated.
【0030】同様に、トルク指令値とモーター回転速度
に対するdh軸電流指令値のデータが収められている最
高効率idhマップ1cから、トルク指令値Te*とモータ
ー回転速度ωeとに対応するdh軸電流指令値idh*を表
引き演算する。さらに、トルク指令値とモーター回転速
度に対するqh軸電流指令値のデータが収められている
最高効率iqhマップ1dから、トルク指令値Te*とモー
ター回転速度ωeとに対応するqh軸電流指令値iqh*を
表引き演算する。Similarly, the dh-axis current corresponding to the torque command value Te * and the motor rotation speed ωe is obtained from the highest efficiency idh map 1c containing the data of the dh-axis current command value for the torque command value and the motor rotation speed. The command value idh * is subjected to a lookup operation. Furthermore, from the maximum efficiency iqh map 1d containing data of the torque command value and the qh-axis current command value with respect to the motor rotation speed, the qh-axis current command value iqh * corresponding to the torque command value Te * and the motor rotation speed ωe Is calculated.
【0031】これらのマップ1a〜1dには、モーター
トルクTeをトルク指令値Te*に一致させるための電流
指令値の組み合わせの中で、総合効率を最大にする基本
波電流と高調波電流の指令値が収められている。In these maps 1a to 1d, among the combinations of the current command values for matching the motor torque Te to the torque command value Te * , the commands of the fundamental wave current and the harmonic current which maximize the overall efficiency are shown. Contains the value.
【0032】この第1の実施の形態によれば、あらゆる
モーター回転速度ωeにおいて、効率よくトルク指令値
Te*に一致するトルクTeをモーターから出力させるこ
とができる。According to the first embodiment, at any motor rotational speed ωe, the motor can efficiently output the torque Te that matches the torque command value Te * .
【0033】《発明の第2の実施の形態》モーターのト
ルクリップルを最少にする第2の実施の形態を説明す
る。なお、この第2の実施の形態の構成は、トルク制御
部1を除いて図1に示す第1の実施の形態の構成と同様
であり、全体構成の説明を省略して相違点を中心に説明
する。<< Second Embodiment of the Invention >> A second embodiment for minimizing the torque ripple of the motor will be described. The configuration of the second embodiment is the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 except for the torque control unit 1, and the description of the overall configuration is omitted, and the differences will be mainly described. explain.
【0034】上記数式1の右辺第3項と第4項は次数の
異なる電機子鎖交磁束と電流の積であるから平均トルク
には寄与しないが、これらはトルクリップル成分とな
る。従来のモーター制御装置では、dq軸座標系での基
本波電流の制御、つまり電流の高調波成分を0とする制
御を行うので、第4項は0となるが、第3項は0となら
ずトルクリップル成分となる。つまり、従来の制御装置
では空間高調波が大きいモーターのトルクリップルを低
減することができなかった。電気自動車ではこのモータ
ーのトルクリップルが乗員に不快感を与える原因とな
り、低減しなければならない。The third and fourth terms on the right-hand side of the above equation (1) do not contribute to the average torque because they are products of the armature interlinkage magnetic fluxes of different orders and the current, but they are torque ripple components. In the conventional motor control device, the control of the fundamental wave current in the dq axis coordinate system, that is, the control for setting the harmonic component of the current to 0, is performed. Therefore, the fourth term becomes 0, but the third term becomes 0. It becomes a torque ripple component. In other words, the conventional control device cannot reduce the torque ripple of the motor having a large spatial harmonic. In electric vehicles, the torque ripple of this motor causes occupants to feel uncomfortable and must be reduced.
【0035】そこで、この第2の実施の形態では、空間
高調波が存在するIPMモーターの電流と出力トルクと
の関係を解析し、トルクリップルを数式で表してトルク
リップルを0にするための電流条件を導出する。Therefore, in the second embodiment, the relationship between the current of the IPM motor in which the spatial harmonic exists and the output torque is analyzed, and the torque ripple is represented by a mathematical expression to reduce the torque ripple to zero. Derive conditions.
【0036】IPMモーターの出力トルクTeはマグネ
ットトルクTemと、リラクタンストルクTerとの和で表
すことができる。The output torque Te of the IPM motor can be represented by the sum of the magnet torque Tem and the reluctance torque Ter.
【数4】Te=Tem+Ter =P(φdm・iq−Lqd・id・iq) 上式において、Temはマグネットトルク、Terはリラク
タンストルク、φdmは電機子鎖交磁束(磁石分)、Lqd
はdq軸インダクダンス差(=Lq−Ld=Lqd_1+Lqd
_h)である。Te = Tem + Ter = P (φdm · iq−Lqd · id · iq) In the above equation, Tem is the magnet torque, Ter is the reluctance torque, φdm is the armature interlinkage magnetic flux (for the magnet), Lqd
Is the dq-axis inductance difference (= Lq−Ld = Lqd_1 + Lqd)
_h).
【0037】まず、マグネットトルクTemを演算する。First, the magnet torque Tem is calculated.
【数5】 Tem=P・φdm・iq =P(φdm_1+φdm_h)(iq_1+iq_h) =P(φdm_1・iq_1+φdm_h・iq_1+φdm_1・iq_h+φdm_h・iq_h) =P・φdm_1・iq_1+P(φdm_h・iq_1+φdm_1・iq_h+φdm_h・iq_h) 上式において、φdm_1は電機子鎖交磁束の基本波成分
(磁石分)、φdm_hは電機子鎖交磁束の高調波分(磁石
分)である。数式5の右辺第1項は基本波成分トルクを
表し、第2項はトルクリップル成分を表す。したがっ
て、第2項を0にする電流条件が存在すれば、マグネッ
トトルクのリップル成分を0にすることができる。Tem = P5φdm ・ iq = P (φdm_1 + φdm_h) (iq_1 + iq_h) = P (φdm_1 ・ iq_1 + φdm_h ・ iq_1 + φdm_1 ・ iq_h + φdm_h ・ iq_h) = P ・ φΦ_1_1iq_h , Φdm_1 is a fundamental wave component (magnet portion) of the armature interlinkage magnetic flux, and φdm_h is a harmonic component (magnet portion) of the armature interlinkage magnetic flux. The first term on the right side of Equation 5 represents the fundamental wave component torque, and the second term represents the torque ripple component. Therefore, if there is a current condition for setting the second term to 0, the ripple component of the magnet torque can be set to 0.
【数6】 φdm_h・iq_1+φdm_1・iq_h+φdm_h・iq_h=0 つまり、[Formula 6] φdm_h · iq_1 + φdm_1 · iq_h + φdm_h · iq_h = 0 That is,
【数7】iq_h=−φdm_h・iq_1/(φdm_1+φdm_h) ここで、磁石が形成する電機子鎖交磁束の基本波成分が
高調波成分に比べて十分に大きい(φdm_1≫φdm_h)と
すれば、数式7は次式に近似できる。Eq_h = −φdm_h · iq_1 / (φdm_1 + φdm_h) Here, if the fundamental wave component of the armature interlinkage magnetic flux formed by the magnet is sufficiently larger than the harmonic component (φdm_1≫φdm_h), 7 can be approximated by the following equation.
【数8】iq_h=−φdm_h・iq_1/φdm_1 以上の演算により、マグネットトルクTemのリップルを
0にする条件は、q軸電流の高調波成分iq_hを数式8
で表す値にすればよいことがわかる。Eq_h = −φdm_h · iq_1 / φdm_1 By the above operation, the condition for setting the ripple of the magnet torque Tem to 0 is as follows.
It can be seen that the value should be represented by.
【0038】次に、リラクタンストルクTerを演算す
る。Next, the reluctance torque Ter is calculated.
【数9】 Ter=−P・Lqd・id・iq =P(Lqd_1+Lqd_h)(id_1+id_h)(iq_1+iq_h) =P(Lqd_1・iq_1+Lqd_h・iq_1+Lqd_1・iq_h+Lqd_h・iq_h)(id _1+id_h) =P・Lqd_1・iq_1・id_1 +P(Lqd_h・iq_1+Lqd_1・iq_h+Lqd_h・iq_h)id_1 +P(Lqd_1・iq_1+Lqd_h・iq_1+Lqd_1・iq_h+Lqd_h・iq_h)i d_h 数式9の右辺第1項はリラクタンストルクの基本波成分
を表し、第2項と第3項がトルクリップル成分を表す。
したがって、第2項と第3項の和を0にする電流条件が
存在すれば、リラクタンストルクのリップル成分を0に
することができる。## EQU9 ## Ter = −P · Lqd · id · iq = P (Lqd_1 + Lqd_h) (id_1 + id_h) (iq_1 + iq_h) = P (Lqd_1 · iq_1 + Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h · Lq_d _________________) + P (Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h + Lqd_h · iq_h) id_1 + P (Lqd_1 · iq_1 + Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h + Lqd_h · iq_h) Represents the torque ripple component.
Therefore, if there is a current condition for making the sum of the second and third terms zero, the ripple component of the reluctance torque can be made zero.
【数10】 (Lqd_1・iq_1+Lqd_h・iq_1+Lqd_1・iq_h+Lqd_h・iq_h)id_h=−(L qd_h・iq_1+Lqd_1・iq_h+Lqd_h・iq_h)id_1 ∴id_h=−(Lqd_h・iq_1+Lqd_1・iq_h+Lqd_h・iq_h)id_1/(Lqd_1・ iq_1+Lqd_h・iq_1+Lqd_1・iq_h+Lqd_h・iq_h) ここで、モーターのパラメーターおよび電流は、基本波
成分に比べ高調波成分が十分に小さいと仮定すれば、数
式10を次式に近似できる。[Number 10] (Lqd_1 · iq_1 + Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h + Lqd_h · iq_h) id_h = - (L qd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h + Lqd_h · iq_h) id_1 ∴id_h = - (Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h + Lqd_h · iq_h) id_1 / (Lqd_1 · iq_1 + Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 Iq_h + Lqd_h.iq_h) Here, assuming that the harmonic component of the motor parameter and current is sufficiently smaller than the fundamental component, Equation 10 can be approximated to the following equation.
【数11】id_h=−(Lqd_h・iq_1+Lqd_1・iq_h)
id_1/(Lqd_1・iq_1) 以上の演算により、リラクタンストルクのリップルを0
にする条件は、d軸電流の高調波成分id_hを数式11
で表す値にすればよいことがわかる。[Equation 11] id_h = − (Lqd_h · iq_1 + Lqd_1 · iq_h)
id_1 / (Lqd_1 · iq_1) By the above operation, the ripple of the reluctance torque is set to 0.
Is obtained by converting the harmonic component id_h of the d-axis current into the following equation (11).
It can be seen that the value should be represented by.
【0039】このように、q軸の高調波成分電流iq_h
を数式8に示す値に制御し、d軸の高調波成分電流id_
hを数式11に示す値に制御すれば、モーターのトルク
リップルを低減することができる。Thus, the q-axis harmonic component current iq_h
Is controlled to the value shown in Expression 8, and the d-axis harmonic component current id_
By controlling h to the value shown in Equation 11, the torque ripple of the motor can be reduced.
【0040】ところで、ここで用いているid_h、iq_h
はそれぞれd軸とq軸の高調波成分電流を表しており、
次式により高調波座標系のdh軸とqh軸の高調波成分電
流に変換する。By the way, id_h and iq_h used here
Represents the d-axis and q-axis harmonic component currents, respectively.
The current is converted into harmonic component currents on the dh axis and the qh axis of the harmonic coordinate system by the following equation.
【数12】 上式において、θehは基本波dq軸座標系から見た高調
波dhqh軸座標系の位相であり、3相交流座標系で高調
波成分が5次の場合にθeh=−6ωe+θeo(ここで、
θeoはθe=0とθeh=0の位相差)である。数式8と
数式11を数式12に代入してdh軸電流指令値idh*と
qh軸電流指令値iqh*を算出し、上述したように高調波
電流を制御すればモーターのトルクリップルを最少にす
ることができる。(Equation 12) In the above equation, θeh is the phase of the harmonic dhqh axis coordinate system viewed from the fundamental wave dq axis coordinate system, and θeh = −6ωe + θeo (where,
θeo is the phase difference between θe = 0 and θeh = 0). Equations 8 and 11 are substituted into Equation 12 to calculate the dh-axis current command value idh * and the qh-axis current command value iqh * , and control the harmonic current as described above to minimize the motor torque ripple. be able to.
【0041】図6は第2の実施の形態のトルク制御部1
Aの詳細を示す図である。この第2の実施の形態では、
図1に示すトルク制御部1に代えてトルク制御部1Aを
用いる。トルク制御部1Aは、トルク指令値とモーター
回転速度に対するd軸電流指令値のデータが収められて
いる最高効率idマップ1eから、トルク指令値Te*と
モーター回転速度ωeとに対応するd軸電流指令値id*
を表引き演算する。また、トルク指令値とモーター回転
速度に対するq軸電流指令値のデータが収められている
最高効率iqマップ1fから、トルク指令値Te*とモー
ター回転速度ωeとに対応するq軸電流指令値iq*を表
引き演算する。FIG. 6 shows a torque control unit 1 according to the second embodiment.
FIG. 4 is a diagram showing details of A. In the second embodiment,
A torque control unit 1A is used instead of the torque control unit 1 shown in FIG. The torque control unit 1A calculates the d-axis current corresponding to the torque command value Te * and the motor rotation speed ωe from the highest efficiency id map 1e in which the d-axis current command value data for the torque command value and the motor rotation speed are stored. Command value id *
Is calculated. Further, from a maximum efficiency iq map 1f containing data of the torque command value and the q-axis current command value with respect to the motor rotation speed, a q-axis current command value iq * corresponding to the torque command value Te * and the motor rotation speed ωe . Is calculated.
【0042】トルク制御部1Aはさらに、dq軸電流指
令値に対するdh軸電流指令値のデータが収められてい
る最少トルクリップルidhマップ1gから、dq軸電流
指令値id*、iq*に対応するdh軸電流指令値idh*を表
引き演算する。同様に、dq軸電流指令値に対するqh
軸電流指令値のデータが収められている最少トルクリッ
プルiqhマップ1hから、dq軸電流指令値id*、iq*
に対応するqh軸電流指令値iqh*を表引き演算する。The torque control section 1A further obtains the dh corresponding to the dq-axis current command values id * and iq * from the minimum torque ripple idh map 1g containing the data of the dh-axis current command values for the dq-axis current command values. The shaft current command value idh * is looked up and calculated. Similarly, qh for the dq-axis current command value
From the minimum torque ripple iqh map 1h containing the data of the axis current command values, the dq axis current command values id * , iq *
Is calculated by a table lookup for the qh-axis current command value iqh * corresponding to.
【0043】マップ1e〜1hには、モータートルクT
eをトルク指令値Te*に一致させるための電流指令値の
組み合わせの中で、上記数式8と数式11を満たしトル
クリップルを最少にする基本波電流と高調波電流の指令
値が収められている。これらの指令値を演算により求め
るとずれが生じるので、実験によりトルクリップルを最
少とする基本波電流と高調波電流を測定し、それらの値
をデータとして採用してもよい。The maps 1e to 1h include the motor torque T
Among the combinations of current command values for matching e with the torque command value Te * , the command values of the fundamental wave current and the harmonic current that satisfy the above equations 8 and 11 and minimize the torque ripple are stored. . If these command values are obtained by calculation, deviations occur. Therefore, the fundamental current and the harmonic current that minimize the torque ripple may be measured by experiment, and these values may be adopted as data.
【0044】この第2の実施の形態によれば、あらゆる
モーター回転速度ωeにおいて、トルクリップルを最少
に抑制しながらトルク指令値Te*に一致するトルクTe
をモーターから出力させることができる。According to the second embodiment, the torque Te that matches the torque command value Te * while minimizing the torque ripple at any motor rotational speed ωe.
Can be output from the motor.
【0045】《発明の第3の実施の形態》電圧リップル
を最少にする第3の実施の形態を説明する。なお、この
第3の実施の形態の構成は、トルク制御部1を除いて図
1に示す第1の実施の形態の構成と同様であり、全体構
成の説明を省略して相違点を中心に説明する。<< Third Embodiment of the Invention >> A third embodiment for minimizing voltage ripple will be described. The configuration of the third embodiment is the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 except for the torque control unit 1, and the description of the overall configuration is omitted, and the differences will be mainly described. explain.
【0046】図7はモーターMの回転速度ωeに対する
トルクTeの関係、つまりモーターMの出力特性を示
す。モーターMは、回転速度ωeが0から基底回転速度
±ωbまでは太線の最大トルクラインまで駆動制御さ
れ、基底回転速度±ωbを超えると破線の最大出力ラ
インまで駆動制御される。通常、電力変換部10のパワ
ー素子の定格電流は最大トルクラインに応じて決定さ
れので、例えば定格電流が600Aの場合には基本波電
流を600Aまで流すことができる。ところが、モータ
ー電流に高調波電流が含まれると、モーター電流のピー
ク値が基本波電流のピーク値より大きくなるため、基本
波電流を定格の600Aより低く抑えなければならなく
なり、最大トルクが小さくなる上に、鉄損や銅損が増加
して効率が悪くなる。一方、モーター電圧に高調波成分
が含まれると、モーター電圧のピーク値が基本波電圧の
ピーク値より高くなるため、基本波電圧をモーターおよ
びパワー素子の定格電圧より低く抑えなければならなく
なり、電圧不足により所定の電流が流せなくなって出力
が低下する。FIG. 7 shows the relationship between the rotational speed ωe of the motor M and the torque Te, that is, the output characteristics of the motor M. The drive of the motor M is controlled up to a thick maximum torque line when the rotation speed ωe is 0 to the base rotation speed ± ωb, and when the rotation speed exceeds the base rotation speed ± ωb, the drive control is performed up to a broken line maximum output line. Normally, the rated current of the power element of the power converter 10 is determined according to the maximum torque line. For example, when the rated current is 600 A, the fundamental current can flow up to 600 A. However, when the harmonic current is included in the motor current, the peak value of the motor current becomes larger than the peak value of the fundamental wave current. Therefore, the fundamental wave current must be suppressed below the rated 600A, and the maximum torque decreases. In addition, the iron loss and the copper loss increase, and the efficiency deteriorates. On the other hand, if a harmonic component is included in the motor voltage, the peak value of the motor voltage becomes higher than the peak value of the fundamental voltage, so that the fundamental voltage must be kept lower than the rated voltage of the motor and the power element. Due to the shortage, a predetermined current cannot flow and the output decreases.
【0047】まず、空間高調波含むモーターの電圧リッ
プルについて説明する。モーターMの回路方程式は次の
ように表すことができる。First, the voltage ripple of the motor including the spatial harmonic will be described. The circuit equation of the motor M can be expressed as follows.
【数13】vd=R・id+d(φd)/dt−ωe・φq =R・id+d(φdm+Ld・id)/dt−ωe・Lq・iq, vq=ωe・φd+R・iq+d(φq)/dt =ωe(φdm+Ld・id)+R・iq+d(Lq・iq)/dt ここで、vdはd軸電圧、vqはq軸電圧、Rは相巻線抵
抗、φdはd軸電機子鎖交磁束、φqはq軸電機子鎖交磁
束、φdmは電機子鎖交磁束(磁石分)、Ldはd軸イン
ダクダンス、Lqはq軸インダクダンスである。## EQU13 ## vd = R.id + d (.phi.d) /dt-.omega..phi.q=R.id+d (.phi.dm + Ld.id) /dt-.omega.Lq.iq, vq = .omega.e.phi.d + R.iq + d (.phi.q) /dt=.omega.e (φdm + Ld · id) + R · iq + d (Lq · iq) / dt where, vd is d-axis voltage, vq is q-axis voltage, R is phase winding resistance, φd is d-axis armature interlinkage magnetic flux, and φq is q The axis armature interlinkage magnetic flux, φdm is the armature interlinkage magnetic flux (for the magnet), Ld is the d-axis inductance, and Lq is the q-axis inductance.
【0048】磁束、インダクダンス、電流を基本波成分
と高調波成分とに分けて数式13を記述すると、まずd
軸電圧vdは次のように表される。When the magnetic flux, the inductance, and the current are divided into a fundamental wave component and a harmonic wave component to describe Equation 13, first, d
The shaft voltage vd is expressed as follows.
【数14】 vd=R(id_1+id_h) +d{(φdm_1+φdm_h)+(Ld_1+Ld_h)(id_1+id_h)}/dt −ωe(Lq_1+Lq_h)(iq_1+iq_h) =R(id_1+id_h) +d{(φdm_1+Ld_1・id_1)+(φdm_h+Ld_h・id_1+Ld_1・id_h+ Ld_h・id_h)}/dt −ωe(Lq_1・iq_1+Lq_h・iq_1+Lq_1・iq_h+Lq_h・iq_h) ={R・id_1+d(φdm_1+Ld_1・id_1)/dt+ωe・Lq_1・iq_1} +[R・id_h+d(φdm_h+Ld_h・id_1+Ld_1・id_h+Ld_h・id_h) /dt−ωe(Lq_h・iq_1+Lq_1・iq_h+Lq_h・iq_h)] 数式14において、第1項は基本波成分であり、第2項
は電圧リップル成分である。電圧リップルを0にするに
はこの第2項を0にすればよい。(14) vd = R (id_1 + id_h) + d {(φdm_1 + φdm_h) + (Ld_1 + Ld_h) (id_1 + id_h)} / dt−ωe (Lq_1 + Lq_h) (iq_1 + iq_h) = R (id_1 + id_h) + d_1_d () · Id_h + Ld_h · id_h)} / dt-ωe (Lq_1 · iq_1 + Lq_h · iq_1 + Lq_1 · iq_h + Lq_h · iq_h) = {R · id_1 + d (φdm_1 + Ld_1 · id_h_d______________________________________________} * Id_h) / dt-ωe (Lq_h * iq_1 + Lq_1 * iq_h + Lq_h * iq_h) In Equation 14, the first term is a fundamental wave component, and the second term is a voltage ripple component. To make the voltage ripple zero, the second term may be made zero.
【数15】R・id_h+d(φdm_h+Ld_h・id_1+Ld_1
・id_h+Ld_h・id_h)/dt−ωe(Lq_h・iq_1+Lq_1
・iq_h+Lq_h・iq_h)=0 そのためには、数式15の3項すべてを0にする必要が
あるが、通常、第1項は第2項および第3項に比べて無
視できる程度に小さいので、第2項と第3項を0にする
条件を導出する。まず、第2項を0にする条件から次式
が求められる。[Formula 15] R · id_h + d (φdm_h + Ld_h · id_1 + Ld_1
・ Id_h + Ld_h ・ id_h) / dt−ωe (Lq_h ・ iq_1 + Lq_1
· Iq_h + Lq_h · iq_h) = 0 For this purpose, all three terms in Equation 15 need to be set to 0. However, since the first term is usually negligibly smaller than the second and third terms, The condition for setting the second and third terms to 0 is derived. First, the following equation is obtained from the condition that the second term is set to 0.
【数16】φdm_h+Ld_h・id_1+(Ld_1+Ld_h)id_
h=const,∴id_h=−{(φdm_h+Ld_h・id_1)+con
st}/(Ld_1+Ld_h) また、第3項を0にする条件から次式が求められる。[Formula 16] φdm_h + Ld_h · id_1 + (Ld_1 + Ld_h) id_
h = const, ∴id_h = − {(φdm_h + Ld_h · id_1) + con
st} / (Ld_1 + Ld_h) Further, the following equation is obtained from the condition that the third term is set to 0.
【数17】 Lq_h・iq_1+Lq_1・iq_h+Lq_h・iq_h=0 ∴iq_h=−Lq_h・iq_1/(Lq_1+Lq_h)Lq_h · iq_1 + Lq_1 · iq_h + Lq_h · iq_h = 0 ∴iq_h = −Lq_h · iq_1 / (Lq_1 + Lq_h)
【0049】このように、d軸電圧vdのリップルを0
にするには、dq軸電流の高調波成分id_h、iq_hが数
式16、数式17に示す値となるように制御すればよ
い。As described above, the ripple of the d-axis voltage vd is set to 0
In order to achieve this, the harmonic components id_h and iq_h of the dq-axis current may be controlled so as to be the values shown in Expressions 16 and 17.
【0050】一方、磁束、インダクダンス、電流を基本
波成分と高調波成分とに分けて数式13を記述すると、
q軸電圧vqは次のように表される。On the other hand, when the magnetic flux, the inductance, and the current are divided into a fundamental wave component and a harmonic wave component, and described by Expression 13, the following expression is obtained.
The q-axis voltage vq is expressed as follows.
【数18】 vq=ωe{φdm_1+φdm_h+(Ld_1+Ld_h)(id_1+id_h)} +R(iq_1+iq_h)+d(Lq_1+Lq_h)(iq_1+iq_h)/dt ={ωe(φdm_1+Ld_1・id_1)+R・iq_1+d(Lq_1・iq_1)/dt} +[ωe{φdm_h+(Ld_h・id_1+Ld_1・id_h+Ld_h・id_h)}+R・iq_h +d(Lq_h・iq_1+Lq_1・iq_h+Lq_h・iq_h)/dt] 数式18において、第1項は基本波成分であり、第2項
は高次成分(リップル分)である。q軸電圧のリップル
を0にするにはこの第2項を0にすればよい。[Expression 18] vq = ωeφφdm_1 + φdm_h + (Ld_1 + Ld_h) (id_1 + id_h)} + R (iq_1 + iq_h) + d (Lq_1 + Lq_h) (iq_1 + iq_h) / dt = {ωe (φdm_1 + Ld_1 · id_1 + dq) ωe {φdm_h + (Ld_h · id_1 + Ld_1 · id_h + Ld_h · id_h)} + R · iq_h + d (Lq_h · iq_1 + Lq_1 · iq_h + Lq_h · iq_h) / dt] In equation (18), the first term is the fundamental component and the second component is the high-order component. (For ripple). To make the ripple of the q-axis voltage zero, the second term may be set to zero.
【数19】ωe{φdm_h+(Ld_h・id_1+Ld_1・id_h
+Ld_h・id_h)}+R・iq_h+d(Lq_h・iq_1+Lq_
1・iq_h+Lq_h・iq_h)/dt=0 そのためには、数式19の3項すべてを0にする必要が
あるが、通常、第2項は第1項および第3項に比べて無
視できる程度に小さいので、第1項と第3項を0にする
条件を導出する。まず、第1項を0にする条件から次式
が求められる。[Equation 19] ωe {φdm_h + (Ld_h · id_1 + Ld_1 · id_h
+ Ld_h · id_h)} + R · iq_h + d (Lq_h · iq_1 + Lq_
1 · iq_h + Lq_h · iq_h) / dt = 0 For this purpose, it is necessary to set all three terms of Expression 19 to 0, but usually the second term is negligibly small compared to the first and third terms. Therefore, a condition for setting the first and third terms to 0 is derived. First, the following equation is obtained from the condition where the first term is set to 0.
【数20】φdm_h+(Ld_h・id_1+Ld_1・id_h+Ld
_h・id_h)=0,∴id_h=−(φdm_h+Ld_h・id_1)
/(Ld_1+Ld_h) また、第3項を0にする条件から次式が求められる。[Equation 20] φdm_h + (Ld_h · id_1 + Ld_1 · id_h + Ld
_h · id_h) = 0, ∴id_h = − (φdm_h + Ld_h · id_1)
/ (Ld_1 + Ld_h) The following equation is obtained from the condition that the third term is set to 0.
【数21】Lq_h・iq_1+Lq_1・iq_h+Lq_h・iq_h
=const,∴iq_h=(−Lq_h・iq_1+const)/(Lq_1
+Lq_h)[Equation 21] Lq_h · iq_1 + Lq_1 · iq_h + Lq_h · iq_h
= Const, ∴iq_h = (− Lq_h · iq_1 + const) / (Lq_1
+ Lq_h)
【0051】このように、q軸電圧vqのリップルを0
にするには、dq軸電流の高調波成分id_h、iq_hが数
式20、数式21に示す値となるように制御すればよ
い。As described above, the ripple of the q-axis voltage vq is set to 0
In order to achieve this, the harmonic components id_h and iq_h of the dq-axis current may be controlled so as to be the values shown in Expressions 20 and 21.
【0052】なお、数式16と数式21のconstを0と
すれば、数式16と数式20、数式17と数式21はそ
れぞれ同一となる。つまり、d軸電圧vdのリップル電
圧を0にする条件と、q軸電圧vqのリップル電圧を0
にする条件とを同一にすることができ、d軸電圧vdと
q軸電圧vqのリップル成分をともに0にすることが可
能になる。If const in Equations 16 and 21 is set to 0, Equations 16 and 20 and Equations 17 and 21 are the same, respectively. That is, the condition that the ripple voltage of the d-axis voltage vd is set to 0 and the ripple voltage of the q-axis voltage vq is set to 0
And the ripple components of the d-axis voltage vd and the q-axis voltage vq can both be set to zero.
【数22】id_h=−(φdm_h+Ld_h・id_1)/Ld_1,
iq_h=−Lq_h・iq_1/Lq_1 つまり、基本波座標系dqにおけるd軸高調波電流id_h
とq軸高調波電流iq_hが数式22に表す値となるよう
に制御すれば、電圧リップルを小さくすることができ
る。なお、基本波座標系dqにおける高調波電流id_
h、iq_hは、上記数式12により高調波座標系dhqhの
dh軸高調波電流idhとqh軸高調波電流iqhに変換する
ことができる。したがって、数式22を数式12に代入
してdh軸電流指令値idh*とqh軸電流指令値iqh*を算
出し、上述したように高調波電流を制御すれば電圧リッ
プルを最少にすることができる。[Equation 22] id_h = − (φdm_h + Ld_h · id_1) / Ld_1,
iq_h = −Lq_h · iq_1 / Lq_1 That is, d-axis harmonic current id_h in the fundamental wave coordinate system dq
And the q-axis harmonic current iq_h are controlled so as to have the value represented by Expression 22, the voltage ripple can be reduced. The harmonic current id_ in the fundamental wave coordinate system dq
h and iq_h can be converted into the dh-axis harmonic current idh and the qh-axis harmonic current iqh of the harmonic coordinate system dhqh by the above equation (12). Therefore, the voltage ripple can be minimized by substituting Expression 22 into Expression 12, calculating the dh-axis current command value idh * and the qh-axis current command value iqh * , and controlling the harmonic current as described above. .
【0053】図8は第3の実施の形態のトルク制御部1
Bの詳細を示す図である。この第3の実施の形態では、
図1に示すトルク制御部1に代えてトルク制御部1Bを
用いる。トルク制御部1Bは、トルク指令値とモーター
回転速度に対するd軸電流指令値のデータが収められて
いる最高効率idマップ1eから、トルク指令値Te*と
モーター回転速度ωeとに対応するd軸電流指令値id*
を表引き演算する。また、トルク指令値とモーター回転
速度に対するq軸電流指令値のデータが収められている
最高効率iqマップ1fから、トルク指令値Te*とモー
ター回転速度ωeとに対応するq軸電流指令値iq*を表
引き演算する。FIG. 8 shows a torque control unit 1 according to the third embodiment.
It is a figure which shows the detail of B. In the third embodiment,
A torque control unit 1B is used instead of the torque control unit 1 shown in FIG. The torque control unit 1B calculates the d-axis current corresponding to the torque command value Te * and the motor rotation speed ωe from the highest efficiency id map 1e containing the data of the torque command value and the d-axis current command value for the motor rotation speed. Command value id *
Is calculated. Further, from a maximum efficiency iq map 1f containing data of the torque command value and the q-axis current command value with respect to the motor rotation speed, a q-axis current command value iq * corresponding to the torque command value Te * and the motor rotation speed ωe . Is calculated.
【0054】トルク制御部1Bはさらに、dq軸電流指
令値に対するdh軸電流指令値のデータが収められてい
る最少電圧リップルidhマップ1iから、dq軸電流指
令値id*、iq*に対応するdh軸電流指令値idh*を表引
き演算する。同様に、dq軸電流指令値に対するqh軸
電流指令値のデータが収められている最少電圧リップル
iqhマップ1jから、dq軸電流指令値id*、iq*に対
応するqh軸電流指令値iqh*を表引き演算する。The torque control unit 1B further obtains the dh corresponding to the dq-axis current command values id * and iq * from the minimum voltage ripple idh map 1i containing the data of the dh-axis current command values for the dq-axis current command values. The shaft current command value idh * is looked up and calculated. Similarly, a qh-axis current command value iqh * corresponding to the dq-axis current command values id * and iq * is obtained from the minimum voltage ripple iqh map 1j containing data of the qh-axis current command values with respect to the dq-axis current command values. Perform a lookup operation.
【0055】マップ1e、1f、1i、1jには、モー
タートルクTeをトルク指令値Te*に一致させるための
電流指令値の組み合わせの中で、電圧リップルを最少に
する基本波電流と高調波電流の指令値データが収められ
ている。これらの指令値を演算により求めるとずれが生
じるので、実験により電圧リップルを最少とする基本波
電流と高調波電流を測定し、それらの値をデータとして
採用してもよい。The maps 1e, 1f, 1i and 1j show the fundamental current and the harmonic current which minimize the voltage ripple among the combinations of the current command values for matching the motor torque Te with the torque command value Te *. Command value data is stored. Since deviations occur when these command values are calculated, the fundamental current and the harmonic current that minimize the voltage ripple may be measured by experiment, and those values may be used as data.
【0056】この第3の実施の形態によれば、あらゆる
モーター回転速度ωeにおいて、電圧リップルを最少に
抑制しながらトルク指令値Te*に一致するトルクTeを
モーターから出力させることができる。According to the third embodiment, at any motor rotational speed ωe, the motor can output a torque Te that matches the torque command value Te * while minimizing the voltage ripple.
【0057】《発明の第4の実施の形態》電流リップル
を最少にする第4の実施の形態を説明する。なお、この
第4の実施の形態の構成は、トルク制御部1を除いて図
1に示す第1の実施の形態の構成と同様であり、全体構
成の説明を省略して相違点を中心に説明する。<< Fourth Embodiment of the Invention >> A fourth embodiment for minimizing the current ripple will be described. The configuration of the fourth embodiment is the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 except for the torque control unit 1, and the description of the overall configuration is omitted, and the differences will be mainly described. explain.
【0058】図9は第4の実施の形態のトルク制御部1
Cの詳細を示す図である。この第4の実施の形態では、
図1に示すトルク制御部1に代えてトルク制御部1Cを
用いる。トルク制御部1Cは、トルク指令値とモーター
回転速度に対するd軸電流指令値のデータが収められて
いる最高効率idマップ1eから、トルク指令値Te*と
モーター回転速度ωeとに対応するd軸電流指令値id*
を表引き演算する。また、トルク指令値とモーター回転
速度に対するq軸電流指令値のデータが収められている
最高効率iqマップ1fから、トルク指令値Te*とモー
ター回転速度ωeとに対応するq軸電流指令値iq*を表
引き演算する。FIG. 9 shows a torque control unit 1 according to the fourth embodiment.
It is a figure which shows the detail of C. In the fourth embodiment,
A torque control unit 1C is used instead of the torque control unit 1 shown in FIG. The torque control unit 1C calculates the d-axis current corresponding to the torque command value Te * and the motor rotation speed ωe from the highest efficiency id map 1e containing the d-axis current command value data for the torque command value and the motor rotation speed. Command value id *
Is calculated. Further, from a maximum efficiency iq map 1f containing data of the torque command value and the q-axis current command value with respect to the motor rotation speed, a q-axis current command value iq * corresponding to the torque command value Te * and the motor rotation speed ωe . Is calculated.
【0059】一方、トルク制御部1Cは、dh軸電流指
令値idh*とqh軸電流指令値iqh*をともに0にする。
これにより、高調波電流制御回路5,6,8,9は高調
波座標系dhqhのdh軸電流idhとqh軸電流iqhがとも
に0になるように制御する。On the other hand, the torque control unit 1C sets both the dh-axis current command value idh * and the qh-axis current command value iqh * to 0.
As a result, the harmonic current control circuits 5, 6, 8, and 9 control the dh-axis current idh and the qh-axis current iqh of the harmonic coordinate system dhqh to be both zero.
【0060】この第4の実施の形態によれば、あらゆる
モーター回転速度ωeにおいて電流リップルを最少に抑
制しながら、トルク指令値Te*に一致するトルクTeを
モーターから出力させることができる。According to the fourth embodiment, the torque Te that matches the torque command value Te * can be output from the motor while minimizing the current ripple at any motor rotational speed ωe.
【0061】《発明の第5の実施の形態》モーターMの
動作状態に応じて最適な基本波電流指令値と高調波電流
指令値を選択するようにした第5の実施の形態を説明す
る。なお、この第5の実施の形態の構成は、トルク制御
部1を除いて図1に示す第1の実施の形態の構成と同様
であり、全体構成の説明を省略して相違点を中心に説明
する。<< Fifth Embodiment of the Invention >> A fifth embodiment in which an optimum fundamental current command value and a harmonic current command value are selected according to the operating state of the motor M will be described. The configuration of the fifth embodiment is the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 except for the torque control unit 1, and the description of the overall configuration is omitted, and the differences will be mainly described. explain.
【0062】図10は第5の実施の形態のトルク制御部
1Dの詳細を示す図である。この第5の実施の形態で
は、図1に示すトルク制御部1に代えてトルク制御部1
Dを用いる。トルク制御部1Dは、最高効率電流指令演
算部1p、最少トルクリップル電流指令演算部1g、最
少電圧リップル電流指令演算部1r、最少電流リップル
電流指令演算部1t、最適指令値選択部1uおよび切り
換えスイッチ1vを備えている。FIG. 10 is a diagram showing details of a torque control unit 1D according to the fifth embodiment. In the fifth embodiment, the torque control unit 1 shown in FIG.
D is used. The torque control unit 1D includes a maximum efficiency current command calculation unit 1p, a minimum torque ripple current command calculation unit 1g, a minimum voltage ripple current command calculation unit 1r, a minimum current ripple current command calculation unit 1t, an optimum command value selection unit 1u, and a changeover switch. 1v.
【0063】最高効率電流指令演算部1pは、効率を最
大にする基本波電流指令値id*、iq*と高調波電流指令
値idh*、iqh*を演算する。最少トルクリップル電流指
令演算部1gは、トルクリップルを最少にする基本波電
流指令値id*、iq*と高調波電流指令値idh*、iqh*を
演算する。最少電圧リップル電流指令演算部1rは、電
圧リップルを最少にする基本波電流指令値id*、iq*と
高調波電流指令値idh *、iqh*を演算する。最少電流リ
ップル電流指令演算部1tは、電流リップルを最少にす
る基本波電流指令値id*、iq*と高調波電流指令値idh
*、iqh*を演算する。The highest-efficiency current command calculation unit 1p determines the maximum efficiency.
Fundamental current command value id to be increased*, Iq*And harmonic current command
Value idh*, Iqh*Is calculated. Minimum torque ripple current finger
The command operation unit 1g is a fundamental wave power unit that minimizes torque ripple.
Flow command value id*, Iq*And harmonic current command value idh*, Iqh*To
Calculate. The minimum voltage ripple current command calculation unit 1r
Fundamental wave current command value id to minimize pressure ripple*, Iq*When
Harmonic current command value idh *, Iqh*Is calculated. Minimum current
The ripple current command calculation unit 1t minimizes the current ripple.
Fundamental current command value id*, Iq*And harmonic current command value idh
*, Iqh*Is calculated.
【0064】最適指令値選択部1uは、モーターMの回
転速度ωeやトルクTeなどのモーターMの動作状態に応
じて、電流指令演算部1p、1q、1r、1tで演算さ
れた電流指令値の中から最適な電流指令値を選択し、切
り換えスイッチ1vを切り換える。なお、モーターMの
トルクTeは、例えば上述した数式1や数式4により演
算により求めてもよいし、トルク検出器を設置して測定
してもよい。The optimum command value selecting unit 1u calculates the current command values calculated by the current command calculating units 1p, 1q, 1r and 1t according to the operating state of the motor M, such as the rotation speed ωe and the torque Te of the motor M. An optimum current command value is selected from among them, and the changeover switch 1v is switched. In addition, the torque Te of the motor M may be calculated by, for example, the above-described Equations 1 and 4, or may be measured by installing a torque detector.
【0065】図11により、最適指令値選択部1uの動
作を説明する。図11は、図7に示すモーターMの出力
特性の内の第1象限のみを示す。なお、第2象限〜第4
象限における動作は第1象限の動作と同様であり、説明
を省略する。Referring to FIG. 11, the operation of the optimum command value selecting section 1u will be described. FIG. 11 shows only the first quadrant of the output characteristics of the motor M shown in FIG. The second to fourth quadrants
The operation in the quadrant is the same as the operation in the first quadrant, and the description is omitted.
【0066】図11において、最大トルクライン近傍
の領域では他の領域〜に比べてモーター電流が大
きく、モーター電流が電力変換部10のパワー素子の定
格電流に近くなる。モーターMの回転速度ωeとトルク
Teで決まる運転点が領域内にあるとき、つまりモー
タートルクTeと最大トルクとの差が所定値以下でモー
タートルクTeが最大値に近いときは、最少電流リップ
ル電流指令演算部1tで演算される電流指令値を選択
し、モーターMの電流リップルを最少に抑制することに
よって、モーター電流のピーク値をパワー素子の定格電
流より低く抑える。In FIG. 11, the motor current is larger in the region near the maximum torque line than in the other regions, and the motor current is closer to the rated current of the power element of the power converter 10. When the operating point determined by the rotation speed ωe of the motor M and the torque Te is within the range, that is, when the difference between the motor torque Te and the maximum torque is less than a predetermined value and the motor torque Te is close to the maximum value, the minimum current ripple current By selecting the current command value calculated by the command calculation unit 1t and minimizing the current ripple of the motor M, the peak value of the motor current is suppressed below the rated current of the power element.
【0067】また、最大出力ライン近傍の領域では
上述したようにモーターMに大きな電圧を印加する必要
があるので、直流母線電圧(インバーターのDCリンク
電圧)とモーター電圧vu、vv、vwとの差が小さくな
る。したがって、モーターMの回転速度ωeとトルクTe
で決まる運転点が領域内にあるとき、つまりモーター
出力と最大出力との差が所定値以下でモーター出力が最
大値に近いときは、最少電圧リップル電流指令演算部1
rで演算される電流指令値を選択し、モーターMの電圧
リップルを最少に抑制することによって、モーター電圧
のピーク値がパワー素子の電圧電圧より低くなるように
しながら、リップル電圧によるモーター電圧の低下を防
ぐ。Since a large voltage must be applied to the motor M in the region near the maximum output line as described above, the difference between the DC bus voltage (the DC link voltage of the inverter) and the motor voltages vu, vv, vw is determined. Becomes smaller. Therefore, the rotation speed ωe of the motor M and the torque Te
Is within the range, that is, when the difference between the motor output and the maximum output is equal to or less than a predetermined value and the motor output is close to the maximum value, the minimum voltage ripple current command calculation unit 1
By selecting the current command value calculated by r and suppressing the voltage ripple of the motor M to a minimum, the peak value of the motor voltage becomes lower than the voltage voltage of the power element, and the reduction of the motor voltage due to the ripple voltage. prevent.
【0068】さらに、モーターMの回転速度ωeとトル
クTeがともに低い領域では、トルクリップルの影響
が大きく現れるので、最少トルクリップル電流指令演算
部1gで演算される電流指令値を選択し、モーターMの
トルクリップルを最少に抑えることによって、トルクリ
ップルに起因した影響、例えば車両の振動や騒音を低減
して乗員の不快感を減ずる。Further, in a region where the rotational speed ωe and the torque Te of the motor M are both low, the influence of the torque ripple is large, so that the current command value calculated by the minimum torque ripple current command calculation unit 1g is selected. By reducing the torque ripple of the vehicle, the influence of the torque ripple, for example, the vibration and noise of the vehicle is reduced, and the occupant's discomfort is reduced.
【0069】モーターMの回転速度ωeとトルクTeで決
まる運転点が領域内にあるときは、効率を最大とする
最高効率電流指令演算部1pで演算された電流指令値を
選択し、効率を最大にしてモーターMの消費電力を低減
する。When the operating point determined by the rotation speed ωe and the torque Te of the motor M is within the range, the current command value calculated by the highest efficiency current command calculation unit 1p that maximizes the efficiency is selected, and the efficiency is maximized. To reduce the power consumption of the motor M.
【0070】このように第5の実施の形態によれば、モ
ーターMの動作状態に応じた最適な電流指令値を選択し
てモーターMを駆動制御することができる。As described above, according to the fifth embodiment, the drive of the motor M can be controlled by selecting the optimum current command value according to the operation state of the motor M.
【0071】なお、上述した各実施の形態では、トルク
制御部1、1A、1B、1Cにおいて、トルク指令値T
e*とモーター回転速度ωeに基づいてdq軸基本波電流
指令値id*、iq*とdhqh軸高調波電流指令値idh*、
iqh*を演算する例を示したが、モーターを図7に示す
0〜基底回転速度ωbまでの速度範囲で使用する場合、
すなわち定トルク制御領域でのみ使用する場合(定トル
ク制御)には、トルク指令値Te*のみに基づいてdq軸
基本波電流指令値id*、iq*とdhqh軸高調波電流指令
値idh*、iqh*を演算する。つまり、トルク指令値に対
する電流指令値のマップを予め設定しておき、トルク指
令値Te*に対応する電流指令値id*、iq*、idh*、iq
h*を表引き演算する。In each of the above-described embodiments, the torque control unit 1, 1A, 1B, or 1C controls the torque command value T
Based on e * and motor rotation speed ωe, dq-axis fundamental wave current command values id * , iq * and dhqh-axis harmonic current command values idh * ,
Although the example of calculating iqh * has been shown, when the motor is used in the speed range from 0 to the base rotation speed ωb shown in FIG.
That is, when used only in the constant torque control region (constant torque control), based on only the torque command value Te * , the dq axis fundamental wave current command values id * , iq * and the dhqh axis harmonic current command values idh * , Calculate iqh * . That is, a map of the current command value to the torque command value is set in advance, and the current command values id * , iq * , idh * , iq corresponding to the torque command value Te * are set.
Perform a lookup operation on h * .
【0072】また、本発明は同期モーターや誘導モータ
ーなどの交流モーターに適用することができる。誘導モ
ーターの場合には、磁束の方向を推定する周知の磁束推
定器を設け、磁束の基本波成分の推定方向に同期して回
転する座標系をdq座標系とし、磁束の高調波次数成分
の推定方向に同期して回転する座標系をdhqh座標系と
する。The present invention can be applied to AC motors such as synchronous motors and induction motors. In the case of an induction motor, a well-known magnetic flux estimator for estimating the direction of magnetic flux is provided, a coordinate system rotating in synchronization with the estimation direction of the fundamental wave component of the magnetic flux is defined as a dq coordinate system, and a harmonic order component of the magnetic flux is calculated. A coordinate system that rotates in synchronization with the estimation direction is referred to as a dhqh coordinate system.
【図1】 第1の実施の形態の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment.
【図2】 空間高調波が存在しない場合の、IPMモー
ターの磁石が形成する電機子鎖交磁束(U相巻線)を示
す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating an armature interlinkage magnetic flux (U-phase winding) formed by a magnet of an IPM motor when no spatial harmonic exists.
【図3】 5次の空間高調波が存在する場合の、IPM
モーターの磁石が形成する電機子鎖交磁束(U相巻線)
を示す図である。FIG. 3 shows an IPM when a fifth spatial harmonic exists.
Armature linkage flux formed by motor magnet (U-phase winding)
FIG.
【図4】 基本波電流成分であるdq軸電流id、iqを
一定にした場合の高調波電流成分と総合効率との関係を
示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a relationship between a harmonic current component and an overall efficiency when dq-axis currents id and iq, which are fundamental current components, are kept constant.
【図5】 第1の実施の形態のトルク制御部の詳細な構
成を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a detailed configuration of a torque control unit according to the first embodiment.
【図6】 第2の実施の形態のトルク制御部の詳細な構
成を示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating a detailed configuration of a torque control unit according to a second embodiment.
【図7】 モーターの出力特性を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing output characteristics of a motor.
【図8】 第3の実施の形態のトルク制御部の詳細な構
成を示す図である。FIG. 8 is a diagram illustrating a detailed configuration of a torque control unit according to a third embodiment.
【図9】 第4の実施の形態のトルク制御部の詳細な構
成を示す図である。FIG. 9 is a diagram illustrating a detailed configuration of a torque control unit according to a fourth embodiment.
【図10】 第5の実施の形態のトルク制御部の詳細な
構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a detailed configuration of a torque control unit according to a fifth embodiment.
【図11】 モーターの動作状態に応じた最適な電流指
令値の選択動作を説明するための図である。FIG. 11 is a diagram for explaining an operation of selecting an optimal current command value according to an operation state of a motor.
【図12】 従来の3相交流モーターの制御装置の構成
を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a conventional control device for a three-phase AC motor.
【図13】 IPMモーターの構造を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing a structure of an IPM motor.
【図14】 SPMモーターの構造を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing a structure of an SPM motor.
1 トルク制御部 1a 最高効率d軸電流指令値マップ 1b 最高効率q軸電流指令値マップ 1c 最高効率dh軸電流指令値マップ 1d 最高効率qh軸電流指令値マップ 1e 最高効率d軸電流指令値マップ 1f 最高効率q軸電流指令値マップ 1g 最少トルクリップルdh軸電流指令値マップ 1h 最少トルクリップルqh軸電流指令値マップ 1i 最少電圧リップルdh軸電流指令値マップ 1j 最少電圧リップルqh軸電流指令値マップ 1p 最高効率電流指令演算部 1q 最少トルクリップル電流指令演算部 1r 最少電圧リップル電流指令演算部 1t 最少電流リップル電流指令演算部 2 基本波電流制御部 3 加算器 4 dq/3相変換部 5 3相/dq変換部 6 高調波電流制御部 7 dhqh/dq変換部 8 ハイパスフィルター 9 dq/dhqh変換部 10 電力変換部 11,12 電流センサー 13 位相速度演算部 1 Torque control section 1a Maximum efficiency d-axis current command value map 1b Maximum efficiency q-axis current command value map 1c Maximum efficiency dh-axis current command value map 1d Maximum efficiency q-axis current command value map 1e Maximum efficiency d-axis current command value map 1f Highest efficiency q-axis current command value map 1g Minimum torque ripple dh-axis current command value map 1h Minimum torque ripple qh-axis current command value map 1i Minimum voltage ripple dh-axis current command value map 1j Minimum voltage ripple qh-axis current command value map 1p Highest Efficiency current command calculation unit 1q Minimum torque ripple current command calculation unit 1r Minimum voltage ripple current command calculation unit 1t Minimum current ripple current command calculation unit 2 Fundamental wave current control unit 3 Adder 4 dq / 3-phase conversion unit 5 3-phase / dq Converter 6 harmonic current controller 7 dhqh / dq converter 8 high-pass filter 9 dq / dhqh Converter 10 Power converter 11, 12 Current sensor 13 Phase speed calculator
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5H560 BB04 BB12 DA14 DA18 DC01 DC12 EB01 JJ04 RR01 XA02 XA13 5H576 AA15 BB02 BB04 CC02 DD02 DD04 DD07 EE01 GG01 GG02 GG04 HA04 HB01 JJ04 JJ17 JJ26 LL07 LL22 LL34 LL38 LL39 LL41 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page F-term (reference)
Claims (12)
基づいてモーター電流の基本波電流指令値を決定する基
本波電流指令値決定手段と、 少なくとも交流モーターのトルク指令値に基づいてモー
ター電流の高調波電流指令値を決定する高調波電流指令
値決定手段と、 前記基本波電流指令値と前記高調波電流指令値に基づい
て前記交流モーターに流れる電流を制御する電流制御手
段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。1. A basic current command value determining means for determining a basic current command value of a motor current based on at least a torque command value of an AC motor, and a harmonic of a motor current based on at least a torque command value of the AC motor. A harmonic current command value determining means for determining a current command value; anda current control means for controlling a current flowing through the AC motor based on the fundamental current command value and the harmonic current command value. Motor control device.
て、 前記基本波電流指令値決定手段は、電機子鎖交磁束の基
本波成分に同期して回転するdq座標系における基本波
電流指令値を決定し、 前記高調波電流指令値決定手段は、電機子鎖交磁束の高
調波次数成分に同期して回転するdhqh座標系における
高調波電流指令値を決定することを特徴とするモーター
制御装置。2. The motor control device according to claim 1, wherein said fundamental wave current command value determining means is configured to rotate in synchronization with a fundamental wave component of an armature interlinkage magnetic flux in a dq coordinate system. Wherein the harmonic current command value determining means determines a harmonic current command value in a dhqh coordinate system which rotates in synchronization with a harmonic order component of the armature interlinkage magnetic flux. .
制御装置において、 前記電流制御手段は、電機子鎖交磁束の基本波成分に同
期して回転するdq座標系においてモーター電流の基本
波成分が前記基本波電流指令値に一致するように制御す
る基本波電流制御手段と、電機子鎖交磁束の高調波次数
成分に同期して回転するdhqh座標系においてモーター
電流の高調波次数成分が前記高調波電流指令値に一致す
るように制御する高調波電流制御手段とを有することを
特徴とするモーター制御装置。3. The motor control device according to claim 1, wherein said current control means includes: a motor current fundamental wave in a dq coordinate system rotating in synchronization with a fundamental wave component of an armature interlinkage magnetic flux. A fundamental wave current control means for controlling a component to coincide with the fundamental wave current command value, and a harmonic order component of the motor current in a dhqh coordinate system rotating in synchronization with a harmonic order component of the armature interlinkage magnetic flux. A motor control device comprising: a harmonic current control unit that controls the harmonic current command value to be equal to the harmonic current command value.
ター制御装置において、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段は、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながら効率を最大にする基本波電流指令値と高
調波電流指令値を決定することを特徴とするモーター制
御装置。4. The motor control device according to claim 1, wherein said fundamental current command value determining means and said harmonic current command value determining means convert motor torque into said torque command value. A motor control device that determines a fundamental current command value and a harmonic current command value that maximize efficiency while matching.
ター制御装置において、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段は、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながらトルクリップルを最少にする基本波電流
指令値と高調波電流指令値を決定することを特徴とする
モーター制御装置。5. The motor control device according to claim 1, wherein said fundamental wave current command value determining means and said harmonic current command value determining means convert a motor torque into said torque command value. A motor control device for determining a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimize torque ripple while making them coincide with each other.
ター制御装置において、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段は、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながら電圧リップルを最少にする基本波電流指
令値と高調波電流指令値を決定することを特徴とするモ
ーター制御装置。6. The motor control device according to claim 1, wherein the fundamental current command value determining means and the harmonic current command value determining means convert a motor torque into the torque command value. A motor control device characterized by determining a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimize voltage ripple while making them coincide with each other.
ター制御装置において、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段は、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながら電流リップルを最少にする基本波電流指
令値と高調波電流指令値を決定することを特徴とするモ
ーター制御装置。7. The motor control device according to claim 1, wherein said fundamental wave current command value determining means and said harmonic current command value determining means convert a motor torque into said torque command value. A motor control device characterized by determining a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimize current ripple while making them coincide with each other.
ター制御装置において、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段は、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながら効率を最大にする基本波電流指令値と高
調波電流指令値、モータートルクを前記トルク指令値に
一致させながらトルクリップルを最少にする基本波電流
指令値と高調波電流指令値、モータートルクを前記トル
ク指令値に一致させながら電圧リップルを最少にする基
本波電流指令値と高調波電流指令値、およびモータート
ルクを前記トルク指令値に一致させながら電流リップル
を最少にする基本波電流指令値と高調波電流指令値を決
定し、 モーターの動作状態を検出する動作状態検出手段と、 前記基本波電流指令値決定手段および前記高調波電流指
令値決定手段により決定される基本波電流指令値と高調
波電流指令値の中から、モーターの動作状態に応じた最
適な電流指令値を選択する電流指令値選択手段とを備え
ることを特徴とするモーター制御装置。8. The motor control device according to claim 1, wherein said fundamental current command value determining means and said harmonic current command value determining means convert motor torque into said torque command value. Fundamental current command value and harmonic current command value to maximize efficiency while matching, fundamental current command value and harmonic current command value to minimize torque ripple while matching motor torque to the torque command value, motor A fundamental current command value and a harmonic current command value that minimize voltage ripple while matching torque to the torque command value, and a fundamental wave command that minimizes current ripple while matching motor torque to the torque command value. Operating state detecting means for determining an operating state of the motor, and a fundamental current command value determining means for determining an operating state of the motor. Current command value selecting means for selecting an optimal current command value according to the operation state of the motor from the fundamental current command value and the harmonic current command value determined by the harmonic current command value determining means; A motor control device characterized by the following.
て、 前記電流指令値選択手段は、モータートルクが最大値に
近い所定領域内のモーター動作状態が検出されたとき
は、モータートルクを前記トルク指令値に一致させなが
ら電流リップルを最少にする基本波電流指令値と高調波
電流指令値を選択することを特徴とするモーター制御装
置。9. The motor control device according to claim 8, wherein the current command value selecting means changes the motor torque to the torque when a motor operation state within a predetermined region where the motor torque is close to a maximum value is detected. A motor control device for selecting a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimizes current ripple while matching the command value.
いて、 前記電流指令値選択手段は、モータートルクとモーター
回転速度がともに低い所定範囲内のモーター動作状態が
検出されたときは、モータートルクを前記トルク指令値
に一致させながらトルクリップルを最少にする基本波電
流指令値と高調波電流指令値を選択することを特徴とす
るモーター制御装置。10. The motor control device according to claim 8, wherein said current command value selecting means reduces the motor torque when a motor operation state within a predetermined range where both the motor torque and the motor rotation speed are low is detected. A motor control device, wherein a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimize the torque ripple while matching the torque command value are selected.
いて、 前記電流指令値選択手段は、モーター出力が最大値に近
い所定領域内のモーター動作状態が検出されたときは、
モータートルクを前記トルク指令値に一致させながら電
圧リップルを最少にする基本波電流指令値と高調波電流
指令値を選択することを特徴とするモーター制御装置。11. The motor control device according to claim 8, wherein the current command value selecting means is configured to detect a motor operation state in a predetermined area where the motor output is close to a maximum value.
A motor control device for selecting a fundamental current command value and a harmonic current command value that minimizes voltage ripple while matching a motor torque with the torque command value.
いて、 前記電流指令値選択手段は、モータートルクとモーター
出力がそれらの最大値に近い前記所定域内になく、かつ
モータートルクとモーター回転速度がともに低い前記所
定範囲内にないモーター動作状態が検出されたときは、
モータートルクを前記トルク指令値に一致させながら効
率を最大にする基本波電流指令値と高調波電流指令値を
選択することを特徴とするモーター制御装置。12. The motor control device according to claim 8, wherein said current command value selecting means is configured such that the motor torque and the motor output are not within the predetermined range close to their maximum values, and the motor torque and the motor rotation speed are different. When a motor operating state that is not within the predetermined range that is low is detected,
A motor control device comprising selecting a fundamental current command value and a harmonic current command value that maximize efficiency while matching a motor torque to the torque command value.
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001040550A JP3852289B2 (en) | 2001-02-16 | 2001-02-16 | Motor control device |
EP01126007.2A EP1211798B1 (en) | 2000-11-22 | 2001-10-31 | Motor control apparatus and motor control method |
US09/986,086 US6674262B2 (en) | 2000-11-22 | 2001-11-07 | Motor control apparatus and motor control method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001040550A JP3852289B2 (en) | 2001-02-16 | 2001-02-16 | Motor control device |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006180950A Division JP4135753B2 (en) | 2006-06-30 | 2006-06-30 | Motor control device and motor control method |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002247899A true JP2002247899A (en) | 2002-08-30 |
JP3852289B2 JP3852289B2 (en) | 2006-11-29 |
Family
ID=18903136
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001040550A Expired - Lifetime JP3852289B2 (en) | 2000-11-22 | 2001-02-16 | Motor control device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3852289B2 (en) |
Cited By (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2005035333A1 (en) * | 2003-10-07 | 2005-04-21 | Jtekt Corporation | Electric power steering device |
US7176652B2 (en) | 2004-04-15 | 2007-02-13 | Denso Corporation | Motor control apparatus |
JP2007166690A (en) * | 2005-12-09 | 2007-06-28 | Hitachi Appliances Inc | Motor control device |
JP2007330074A (en) * | 2006-06-09 | 2007-12-20 | Mitsubishi Electric Corp | Motor controller and motor control method |
CN100461615C (en) * | 2005-06-27 | 2009-02-11 | 株式会社电装 | Motor control apparatus |
JP2010508801A (en) * | 2006-10-24 | 2010-03-18 | ユニコ、インコーポレーテッド | Harmonic disturbance regulator |
JP2010154598A (en) * | 2008-12-24 | 2010-07-08 | Aisin Aw Co Ltd | Sensorless motor controller and drive unit |
EP2004474B1 (en) * | 2006-04-07 | 2010-08-11 | ZF Lenksysteme GmbH | Worm/belt mechanism of a power steering drive |
JP2010183657A (en) * | 2009-02-03 | 2010-08-19 | Nissan Motor Co Ltd | Drive controller for rotating electrical machine |
CN101467344B (en) * | 2006-04-24 | 2012-05-23 | 松下电器产业株式会社 | Inverter device and air conditioner |
JP2013066367A (en) * | 2011-08-31 | 2013-04-11 | Denso Corp | Controller for rotary machine |
WO2014097918A1 (en) * | 2012-12-17 | 2014-06-26 | 株式会社ミツバ | Method for controlling brushless motor, device for controlling brushless motor, and elec tric power steering device |
JP2016152735A (en) * | 2015-02-19 | 2016-08-22 | 株式会社デンソー | Control device for sr motor |
WO2023218843A1 (en) * | 2022-05-11 | 2023-11-16 | 株式会社デンソー | Control device for rotary electric machine |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6221981B2 (en) | 2014-07-25 | 2017-11-01 | 株式会社デンソー | Control device for rotating electrical machine |
US9419553B2 (en) | 2014-07-25 | 2016-08-16 | Denso Corporation | Apparatus for controlling rotary machine |
-
2001
- 2001-02-16 JP JP2001040550A patent/JP3852289B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPWO2005035333A1 (en) * | 2003-10-07 | 2007-11-22 | 株式会社ジェイテクト | Electric power steering device |
US7474067B2 (en) | 2003-10-07 | 2009-01-06 | Jtekt Corporation | Electric power steering system |
WO2005035333A1 (en) * | 2003-10-07 | 2005-04-21 | Jtekt Corporation | Electric power steering device |
JP4736805B2 (en) * | 2003-10-07 | 2011-07-27 | 株式会社ジェイテクト | Electric power steering device |
US7176652B2 (en) | 2004-04-15 | 2007-02-13 | Denso Corporation | Motor control apparatus |
CN100461615C (en) * | 2005-06-27 | 2009-02-11 | 株式会社电装 | Motor control apparatus |
JP2007166690A (en) * | 2005-12-09 | 2007-06-28 | Hitachi Appliances Inc | Motor control device |
EP2004474B1 (en) * | 2006-04-07 | 2010-08-11 | ZF Lenksysteme GmbH | Worm/belt mechanism of a power steering drive |
CN101467344B (en) * | 2006-04-24 | 2012-05-23 | 松下电器产业株式会社 | Inverter device and air conditioner |
JP2007330074A (en) * | 2006-06-09 | 2007-12-20 | Mitsubishi Electric Corp | Motor controller and motor control method |
JP2010508801A (en) * | 2006-10-24 | 2010-03-18 | ユニコ、インコーポレーテッド | Harmonic disturbance regulator |
JP2010154598A (en) * | 2008-12-24 | 2010-07-08 | Aisin Aw Co Ltd | Sensorless motor controller and drive unit |
JP2010183657A (en) * | 2009-02-03 | 2010-08-19 | Nissan Motor Co Ltd | Drive controller for rotating electrical machine |
JP2013066367A (en) * | 2011-08-31 | 2013-04-11 | Denso Corp | Controller for rotary machine |
US8878471B2 (en) | 2011-08-31 | 2014-11-04 | Denso Corporation | Control apparatus for electric rotary machine |
WO2014097918A1 (en) * | 2012-12-17 | 2014-06-26 | 株式会社ミツバ | Method for controlling brushless motor, device for controlling brushless motor, and elec tric power steering device |
JP2014121182A (en) * | 2012-12-17 | 2014-06-30 | Mitsuba Corp | Brushless motor control method, brushless motor control device, and electrically-driven power steering device |
US9455616B2 (en) | 2012-12-17 | 2016-09-27 | Mitsuba Corporation | Brushless motor control method and brushless motor control device and electric power steering device |
JP2016152735A (en) * | 2015-02-19 | 2016-08-22 | 株式会社デンソー | Control device for sr motor |
WO2023218843A1 (en) * | 2022-05-11 | 2023-11-16 | 株式会社デンソー | Control device for rotary electric machine |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3852289B2 (en) | 2006-11-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8148926B2 (en) | Permanent magnet synchronization motor vector control device | |
JP4205157B1 (en) | Electric motor control device | |
EP1211798B1 (en) | Motor control apparatus and motor control method | |
US6771039B2 (en) | Motor control apparatus and method | |
JP5024040B2 (en) | Control method and apparatus for electric power steering apparatus | |
JP3396440B2 (en) | Control device for synchronous motor | |
US8278854B2 (en) | Control device for electric rotating machine | |
US8872454B2 (en) | Control unit of rotary device | |
JP3852289B2 (en) | Motor control device | |
JP4019842B2 (en) | Motor control device | |
JP5652610B2 (en) | Motor control device | |
JP3809783B2 (en) | Motor control device | |
KR20090060952A (en) | Position sensorless control apparatus of permanent magnet motor | |
JP2003235286A (en) | Controller for synchronous machine | |
US8847527B2 (en) | Control system for a rotary machine | |
JP2000032799A (en) | Controller and control method for electric rotating machine | |
JP4452519B2 (en) | DC brushless motor drive control apparatus and method for vehicle propulsion | |
JP4135753B2 (en) | Motor control device and motor control method | |
JP4007309B2 (en) | Motor control device and motor control method | |
JP2003018900A (en) | Motor controller | |
WO2021054033A1 (en) | Motor control device and motor control method | |
JPH10117403A (en) | Hybrid drive system for electric car | |
JP2013038912A (en) | Electric vehicle | |
JP2003018887A (en) | Device and method of controlling motor | |
JP3474730B2 (en) | Vector control device for linear induction motor |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041201 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041214 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050214 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20060502 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060630 |
|
A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20060707 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060815 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060828 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 3852289 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100915 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100915 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110915 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120915 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120915 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130915 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140915 Year of fee payment: 8 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |