JP2001025240A - Dc power source circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は直流電源回路に関す
る。The present invention relates to a DC power supply circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図４は、従来のアクティブフィルター方
式の直流電源回路を示し、同図において、１は商用交流
電源、２はインダクタンス、３はコンデンサ、４は全波
整流回路、５は平滑コンデンサであり、インダクタンス
２とコンデンサ３とにより、平滑回路が構成されてい
る。７はインダクタンス、８は逆流防止用ダイオード、
９は平滑コンデンサ、１１はスイッチ素子、１２は負荷
である。前記インダクタンス７、逆流防止用ダイオード
８、平滑コンデンサ９、スイッチ素子１１によってアク
ティブフィルター１３が構成されている。2. Description of the Related Art FIG. 4 shows a conventional active filter type DC power supply circuit, in which 1 is a commercial AC power supply, 2 is an inductance, 3 is a capacitor, 4 is a full-wave rectifier circuit, and 5 is a smoothing capacitor. The smoothing circuit is constituted by the inductance 2 and the capacitor 3. 7 is an inductance, 8 is a backflow prevention diode,
9 is a smoothing capacitor, 11 is a switch element, and 12 is a load. An active filter 13 is constituted by the inductance 7, the backflow preventing diode 8, the smoothing capacitor 9, and the switch element 11.
【０００３】次に、動作を説明する。スイッチ素子１１
をオンすると、スイッチ素子１１よりインダクタンス７
に電流Ｉ１が流れる。電流Ｉ１は時間と共に一次関数的
に増加し、この電流Ｉ１によってインダクタンス７にエ
ネルギーが蓄えられる。スイッチ素子１１がオフする
と、インダクタンス７に逆起電力（逆起電圧）が発生
し、この逆起電力は電流Ｉ１と同方向に電流Ｉ１を流し
続けようとし、逆流防止用ダイオード８を通して電流Ｉ
２が流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサ９の充電電流
となる。Next, the operation will be described. Switch element 11
Is turned on, the inductance 7
Flows the current I1. The current I1 increases linearly with time, and energy is stored in the inductance 7 by the current I1. When the switch element 11 is turned off, a back electromotive force (back electromotive voltage) is generated in the inductance 7, and this back electromotive force tries to keep the current I1 flowing in the same direction as the current I1.
2 flows, and this current I2 becomes a charging current for the smoothing capacitor 9.
【０００４】従って、スイッチ素子１１を高周波（４０
〜１００ＫＨＺ）でオンオフさせると、例えば交流電源
１がＡＣ１００Ｖであれば、平滑コンデンサ９の両端に
約３００Ｖの直流出力を得ることができ、スイッチ素子
１１のオン期間をコントロールすることにより、電流Ｉ
２を正弦波にすることができる。Therefore, the switching element 11 is set to a high frequency (40
When the AC power supply 1 is 100 V AC, for example, a DC output of about 300 V can be obtained across the smoothing capacitor 9. By controlling the ON period of the switch element 11, the current I
2 can be a sine wave.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の直流電
源回路では、スイッチ素子１１に平滑コンデンサ９の両
端電圧である直流電源回路の直流出力の電圧が、印加す
ることとなり、スイッチ素子１１に交流電源１のピーク
電圧の２倍程度の電圧がかかり、このスイッチ素子１１
に流れる電流も比較的大きくなり、このためスイッチ素
子１１として大容量のものが必要で、またスイッチ素子
１１のスイッチングロスも大きくなった。本発明は上記
問題点に鑑み、スイッチ素子が小容量のもので済み、か
つスイッチ素子のスイッチングロスも少なくなるように
したものである。However, in the conventional DC power supply circuit, the voltage of the DC output of the DC power supply circuit, which is the voltage across the smoothing capacitor 9, is applied to the switch element 11, and the AC voltage is applied to the switch element 11. A voltage about twice as high as the peak voltage of the power supply 1 is applied.
, The current flowing through the switching element 11 becomes relatively large. Therefore, a large-capacity switching element 11 is required, and the switching loss of the switching element 11 is also increased. The present invention has been made in view of the above problems, and requires only a small-capacity switch element and reduces switching loss of the switch element.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】この技術的課題を解決す
る本発明の技術手段は、交流電源２１から電流の供給を
受けてエネルギーを蓄えるインダクタンス２５が設けら
れ、交流電源２１からインダクタンス２５に電流を流し
て該インダクタンス２５にエネルギーを蓄えさせると共
に、交流電源２１からインダクタンス２５に流れる電流
を停止させて該インダクタンス２５に蓄えたエネルギー
を放出させるように、オンオフ動作するスイッチ回路２
７が設けられ、交流電源２１の一方の極性時における前
記スイッチ回路２７のオンオフ動作により、前記インダ
クタンス２５の放出エネルギーにより生じる逆起電圧と
交流電源２１の電源電圧とを重畳させた重畳電圧により
充電電流が流れるように、前記インダクタンス２５に、
第一平滑コンデンサ３５が第一逆流防止用ダイオード３
６を介して接続され、交流電源２１の他方の極性時にお
ける前記スイッチ回路２７のオンオフ動作により、前記
インダクタンス２５の放出エネルギーにより生じる逆起
電圧と交流電源２１の電源電圧とを重畳させた重畳電圧
により充電されるように、前記インダクタンス２５に、
第二平滑コンデンサ３７が第二逆流防止用ダイオード３
８を介して接続され、前記第一平滑コンデンサ３５の充
電電圧と第二平滑コンデンサ３７の充電電圧とを加算し
た直流電圧が出力されるように構成されている点にあ
る。According to the technical means of the present invention for solving this technical problem, an inductance 25 is provided for receiving energy from an AC power supply 21 and storing energy. Switch circuit 2 that is turned on and off so that the energy stored in the inductance 25 is stopped by stopping the current flowing from the AC power supply 21 to the inductance 25 and the energy stored in the inductance 25 is released.
7 is provided, and is charged by a superimposed voltage obtained by superimposing the back electromotive voltage generated by the energy released from the inductance 25 and the power supply voltage of the AC power supply 21 by the on / off operation of the switch circuit 27 when the AC power supply 21 has one polarity. In order for a current to flow,
The first smoothing capacitor 35 is the first backflow prevention diode 3
6, a superimposed voltage obtained by superimposing the back electromotive voltage generated by the energy released from the inductance 25 and the power supply voltage of the AC power supply 21 by the on / off operation of the switch circuit 27 when the AC power supply 21 has the other polarity. To be charged by the inductance 25,
The second smoothing capacitor 37 is the second backflow prevention diode 3
8 and is configured to output a DC voltage obtained by adding the charging voltage of the first smoothing capacitor 35 and the charging voltage of the second smoothing capacitor 37.
【０００７】また、本発明の他の技術手段は、前記スイ
ッチ回路２７は、交流電源２１の両端に前記インダクタ
ンス２５を介してそれぞれ接続された第一ダイオード２
９と第一スイッチ素子３０との直列回路と、第二ダイオ
ード３１と第二スイッチ素子３２との直列回路とを備
え、交流電源２１の一方の極性時における第一スイッチ
素子３０のオンにより、第一スイッチ素子３０及び第一
ダイオード２９を介してインダクタンス２５に電流を流
して該インダクタンス２５にエネルギーを蓄えると共
に、交流電源２１の一方の極性時における第一スイッチ
素子３０のオフにより、前記インダクタンス２５に逆起
電圧を発生させてこの逆起電圧と交流電源２１の電源電
圧との重畳電圧で第一逆流防止用ダイオード３６を介し
て第一平滑コンデンサ３５に充電電流を流し、交流電源
２１の他方の極性時における第二スイッチ素子３２のオ
ンにより、第二スイッチ素子３２及び第二ダイオード３
１を介してインダクタンス２５に電流を流して該インダ
クタンス２５にエネルギーを蓄えると共に、交流電源２
１の他方の極性時における第二スイッチ素子３２のオフ
により、前記インダクタンス２５に逆起電圧を発生させ
てこの逆起電圧と交流電源２１の電源電圧との重畳電圧
で第二逆流防止用ダイオード３８を介して第二平滑コン
デンサ３７に充電電流を流すように構成されている点に
ある。Another technical means of the present invention is that the switch circuit 27 includes a first diode 2 connected to both ends of an AC power supply 21 via the inductance 25.
9 and a series circuit of a first switch element 30 and a series circuit of a second diode 31 and a second switch element 32. A current flows through the inductance 25 via one switch element 30 and the first diode 29 to store energy in the inductance 25, and the first switch element 30 is turned off when the AC power supply 21 is at one polarity, so that the inductance 25 A charging current is caused to flow through the first smoothing capacitor 35 through the first backflow preventing diode 36 with a superimposed voltage of the back electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply 21 to generate a counter electromotive voltage. When the second switch element 32 is turned on during the polarity, the second switch element 32 and the second diode 3
1, a current flows through the inductance 25 to store energy in the inductance 25, and the AC power supply 2
When the second switch element 32 is turned off at the time of the other polarity of 1, a back electromotive voltage is generated in the inductance 25, and a superimposed voltage of the back electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply 21 is used as a second backflow prevention diode 38. In that the charging current is supplied to the second smoothing capacitor 37 through the second capacitor.
【０００８】また、本発明の他の技術手段は、前記スイ
ッチ回路２７は、交流電源２１の両端に前記インダクタ
ンス２５を介して接続された整流回路４３と、該整流回
路４３の直流端子側に接続されたスイッチ素子４４とを
備え、交流電源２１の一方の極性時におけるスイッチ素
子４４のオンにより、スイッチ素子４４及び整流回路４
３を介してインダクタンス２５に電流を流して該インダ
クタンス２５にエネルギーを蓄えると共に、交流電源２
１の一方の極性時におけるスイッチ素子４４のオフによ
り、前記インダクタンス２５に逆起電圧を発生させてこ
の逆起電圧と交流電源２１の電源電圧との重畳電圧で第
一逆流防止用ダイオード３６を介して第一平滑コンデン
サ３７に充電電流を流し、交流電源２１の他方の極性時
におけるスイッチ素子４４のオンにより、スイッチ素子
４４及び整流回路４３介してインダクタンス２５に電流
を流して該インダクタンス２５にエネルギーを蓄えると
共に、交流電源２１の他方の極性時におけるスイッチ素
子４４のオフにより、前記インダクタンス２５に逆起電
圧を発生させてこの逆起電圧と交流電源２１の電源電圧
との重畳電圧で第二逆流防止用ダイオード３８を介して
第二平滑コンデンサ３７に充電電流を流すように構成さ
れている点にある。In another technical means of the present invention, the switch circuit 27 includes a rectifier circuit 43 connected to both ends of an AC power supply 21 via the inductance 25, and a rectifier circuit 43 connected to a DC terminal side of the rectifier circuit 43. Switch element 44 and the rectifier circuit 4 when the switch element 44 is turned on when the AC power supply 21 has one polarity.
3, a current flows through the inductance 25 to store energy in the inductance 25, and the AC power supply 2
When the switch element 44 is turned off at the time of one polarity, a back electromotive voltage is generated in the inductance 25 and a superimposed voltage of the back electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply 21 passes through the first backflow prevention diode 36. Then, a charging current flows through the first smoothing capacitor 37, and when the switch element 44 is turned on when the AC power supply 21 has the other polarity, a current flows through the inductance 25 via the switch element 44 and the rectifier circuit 43, and energy is supplied to the inductance 25. When the switch element 44 is turned off at the time of the other polarity of the AC power supply 21, a back electromotive voltage is generated in the inductance 25, and the second backflow prevention is performed by superimposing the back electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply 21. In that the charging current flows through the second smoothing capacitor 37 via the diode 38 for use.
【０００９】また、本発明の他の技術手段は、所定電圧
の直流電圧が出力されるように、前記スイッチ回路２７
のスイッチ素子４４が、前記整流回路４３の直流出力を
ピーク値充電することにより得た電圧信号で動作する制
御回路５９によりオンオフ動作すべく構成されている点
にある。Another technical means of the present invention is that the switch circuit 27 is provided so that a predetermined DC voltage is output.
Is configured to be turned on and off by a control circuit 59 operated by a voltage signal obtained by charging the DC output of the rectifier circuit 43 to a peak value.
【００１０】[0010]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１は本発明の一実施の形態を示
し、同図において、２１は商用交流電源、２２はインダ
クタンス、２３はコンデンサであり、インダクタンス２
２とコンデンサ２３とにより平滑回路が構成されてい
る。２５はインダクタンスで、交流電源２１から電流の
供給を受けてエネルギーを蓄える。２７はスイッチ回路
で、第一ダイオード２９と第一スイッチ素子３０と第二
ダイオード３１と第二スイッチ素子３２とを備える。交
流電源２１の両端に、インダクタンス２２を介して第一
ダイオード２９と第一スイッチ素子３０との直列回路
と、第二ダイオード３１と第二スイッチ素子３２との直
列回路とがそれぞれ接続されている。第一スイッチ素子
３０及び第二スイッチ素子３２は、例えば絶縁ゲート形
の電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）により構成さ
れている。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 21 denotes a commercial AC power supply, 22 denotes an inductance, 23 denotes a capacitor, and
2 and the capacitor 23 constitute a smoothing circuit. Reference numeral 25 denotes an inductance, which receives an electric current from the AC power supply 21 and stores energy. A switch circuit 27 includes a first diode 29, a first switch element 30, a second diode 31, and a second switch element 32. A series circuit of a first diode 29 and a first switch element 30 and a series circuit of a second diode 31 and a second switch element 32 are connected to both ends of the AC power supply 21 via an inductance 22, respectively. The first switch element 30 and the second switch element 32 are configured by, for example, an insulated gate field effect transistor (MOSFET).
【００１１】スイッチ回路２７は、オンオフ動作するこ
とにより、交流電源２１からインダクタンス２５に電流
を流して該インダクタンス２５にエネルギーを蓄えさせ
ると共に、交流電源２１からインダクタンス２５に流れ
る電流を停止させて該インダクタンス２５に蓄えたエネ
ルギーを放出させるように構成されている。第一スイッ
チ素子３０と第二スイッチ素子３２とは、図示省略の制
御回路によって、交流電源２１の一極性毎に数十から数
百回に亘ってオンオフを繰り返すように高周波でオンオ
フ制御される。When the switch circuit 27 is turned on and off, the current flows from the AC power supply 21 to the inductance 25 to store the energy in the inductance 25, and stops the current flowing from the AC power supply 21 to the inductance 25 to stop the inductance. 25 is configured to release the energy stored therein. The first switch element 30 and the second switch element 32 are on-off controlled at a high frequency by a control circuit (not shown) so that on-off is repeated tens to hundreds of times for each polarity of the AC power supply 21.
【００１２】３５は第一平滑コンデンサ、３６は第一逆
流防止用ダイオード、３７は第二平滑コンデンサ、３８
は第二逆流防止用ダイオードである。インダクタンス２
５に、第一平滑コンデンサ３５が第一逆流防止用ダイオ
ード３６を介して接続され、交流電源２１の一方の極性
時における前記スイッチ回路２７のオンオフ動作によ
り、前記インダクタンス２５の放出エネルギーにより生
じる逆起電圧と交流電源の電圧とを重畳させた重畳電圧
によって、第一平滑コンデンサ３５に充電電流が流れよ
うになっている。また、インダクタンス２５に、第二平
滑コンデンサ３７が第二逆流防止用ダイオード３８を介
して接続され、交流電源２１の他方の極性時における前
記スイッチ回路２７のオンオフ動作により、前記インダ
クタンス２５の放出エネルギーにより生じる逆起電圧と
交流電源２１の電圧とを重畳させた重畳電圧によって、
第二平滑コンデンサ３７に充電電流が流れるようになっ
ている。そして、前記第一平滑コンデンサ３５の充電電
圧と第二平滑コンデンサ３７の充電電圧とを加算した直
流電圧が、インバータ回路及び放電灯を有する放電灯装
置等の負荷４１に出力されるようになっている。Reference numeral 35 denotes a first smoothing capacitor, 36 denotes a first backflow preventing diode, 37 denotes a second smoothing capacitor, 38
Denotes a second backflow prevention diode. Inductance 2
5, a first smoothing capacitor 35 is connected via a first backflow prevention diode 36, and the back electromotive force generated by the energy released from the inductance 25 is obtained by the on / off operation of the switch circuit 27 at one polarity of the AC power supply 21. The charging current flows through the first smoothing capacitor 35 by the superimposed voltage obtained by superimposing the voltage and the voltage of the AC power supply. Further, a second smoothing capacitor 37 is connected to the inductance 25 via a second reverse current prevention diode 38, and the on / off operation of the switch circuit 27 when the AC power supply 21 has the other polarity causes the energy released by the inductance 25 to be used. By the superimposed voltage obtained by superimposing the generated back electromotive voltage and the voltage of the AC power supply 21,
A charging current flows through the second smoothing capacitor 37. Then, a DC voltage obtained by adding the charging voltage of the first smoothing capacitor 35 and the charging voltage of the second smoothing capacitor 37 is output to a load 41 such as a discharge lamp device having an inverter circuit and a discharge lamp. Is.
【００１３】次に、動作を説明する。第一スイッチ素子
３０と第二スイッチ素子３２とが、高周波でオンオフ制
御されると、交流電源２１の一方の極性時における第一
スイッチ素子３２のオンにより、交流電源２１から第一
スイッチ素子３２及び第一ダイオード２９を介してイン
ダクタンス２５に電流が流れ、インダクタンス２５にエ
ネルギーが蓄えられる。交流電源２１の一方の極性時に
おける第一スイッチ素子３０のオフにより、インダクタ
ンス２５に逆起電圧が発生し、この逆起電圧と交流電源
２１の電源電圧との重畳電圧によって、第一逆転防止用
ダイオード３６を介して第一平滑コンデンサ３５に充電
電流が流れ、第一平滑コンデンサ３５が充電される。Next, the operation will be described. When the first switch element 30 and the second switch element 32 are on / off controlled at a high frequency, the first switch element 32 is turned on when the AC power supply 21 has one polarity, and the first switch element 32 and the A current flows through the inductance 25 via the first diode 29, and energy is stored in the inductance 25. When the first switch element 30 is turned off at one polarity of the AC power supply 21, a back electromotive voltage is generated in the inductance 25, and the superimposed voltage of the back electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply 21 is used to prevent the first reverse rotation. A charging current flows to the first smoothing capacitor 35 via the diode 36, and the first smoothing capacitor 35 is charged.
【００１４】交流電源２１の他方の極性時における第二
スイッチ素子３２のオンにより、交流電源２１から第二
スイッチ素子３２及び第二ダイオード３１を介してイン
ダクタンス２５に電流が流れ、インダクタンス２５にエ
ネルギーが蓄えられる。交流電源２１の他方の極性時に
おける第二スイッチ素子３２のオフにより、インダクタ
ンス２５に逆起電圧が発生し、この逆起電圧と交流電源
２１の電源電圧との重畳電圧によって、第二逆転防止用
ダイオード３８を介して第二平滑コンデンサ３７に充電
電流が流れ、第二平滑コンデンサ３７が充電される。When the second switch element 32 is turned on when the AC power supply 21 has the other polarity, a current flows from the AC power supply 21 to the inductance 25 via the second switch element 32 and the second diode 31, and energy is supplied to the inductance 25. It is stored. When the second switch element 32 is turned off at the other polarity of the AC power supply 21, a back electromotive voltage is generated in the inductance 25, and the superimposed voltage of the back electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply 21 causes the second reverse rotation prevention. A charging current flows to the second smoothing capacitor 37 via the diode 38, and the second smoothing capacitor 37 is charged.
【００１５】従って、第一スイッチ素子３０及び第二ス
イッチ素子３２を高周波でオンオフさせることにより、
例えばＡＣ１００Ｖの交流電源２１から第一平滑コンデ
ンサ３５と第二平滑コンデンサ３７との直列回路の両端
に、直流電源回路の出力として約３００Ｖの直流出力を
得ることができ、このとき、第一スイッチ素子３０及び
第二スイッチ素子３２のそれぞれの両端電圧を１５０Ｖ
程度に抑えることができる。従って、この場合、第一ス
イッチ素子３０、第二スイッチ素子３２には、直流電源
回路の直流出力電圧（３００Ｖ）の半分の電圧が印加す
ることとなり（第一スイッチ素子３０、第二スイッチ素
子３２に交流電源２１のピーク電圧に略等しい電圧がか
かり）、また、第一スイッチ素子３０、第二スイッチ素
子３２に流れる電流も比較的小さくなり、このため第一
スイッチ素子３０、第二スイッチ素子３２として小容量
のもので済み、第一スイッチ素子３０、第二スイッチ素
子３２のスイッチングロスも少なくなる。Therefore, by turning on and off the first switch element 30 and the second switch element 32 at a high frequency,
For example, a DC output of about 300 V can be obtained as an output of the DC power supply circuit from both ends of a series circuit of the first smoothing capacitor 35 and the second smoothing capacitor 37 from the AC power supply 21 of AC 100 V. 30 and the second switching element 32 are set to 150 V
It can be suppressed to the extent. Therefore, in this case, half of the DC output voltage (300 V) of the DC power supply circuit is applied to the first switch element 30 and the second switch element 32 (the first switch element 30 and the second switch element 32). A voltage substantially equal to the peak voltage of the AC power supply 21), and the current flowing through the first switch element 30 and the second switch element 32 is relatively small. And the switching loss of the first switch element 30 and the second switch element 32 is reduced.
【００１６】また、図４の従来の直流電源回路の場合、
スイッチ素子１１がオンオフしないと、直流電源回路の
直流出力は１４０Ｖになるが、本発明の場合、第一逆流
防止用ダイオード３６、第一平滑コンデンサ３５、第二
逆流防止用ダイオード３８、第二平滑コンデンサ３７を
備える倍電圧整流回路によってアクティブフィルタを構
成できるようになるため、第一スイッチ素子３０、第二
スイッチ素子３２がオンオフしない場合には、直流電源
回路の直流出力を約２８０Ｖになし得る。また、本発明
の場合、交流電源２１の一方の半波整流による直流出力
と他方の半波整流による直流出力とを、第一平滑コンデ
ンサ３５側と第二平滑コンデンサ３７側とで組合わせて
いるにも拘わらず、交流電源２１から電流の供給を受け
てエネルギーを蓄えるインダクタンス２５を、交流電源
２１の一方の半波整流と他方の半波整流とに対して共用
することができ、構成部材も少なくて済む。In the case of the conventional DC power supply circuit shown in FIG.
If the switch element 11 is not turned on / off, the DC output of the DC power supply circuit becomes 140 V. In the case of the present invention, the first backflow prevention diode 36, the first smoothing capacitor 35, the second backflow prevention diode 38, and the second smoothing Since the active filter can be configured by the voltage doubler rectifier circuit including the capacitor 37, the DC output of the DC power supply circuit can be set to about 280 V when the first switch element 30 and the second switch element 32 are not turned on / off. Further, in the case of the present invention, the DC output by one half-wave rectification of the AC power supply 21 and the DC output by the other half-wave rectification are combined on the first smoothing capacitor 35 side and the second smoothing capacitor 37 side. Nevertheless, the inductance 25 that receives the current supplied from the AC power supply 21 and stores energy can be shared for one half-wave rectification and the other half-wave rectification of the AC power supply 21, and the constituent members are also Less is needed.
【００１７】図２は他の実施の形態を示し、スイッチ回
路２７は、交流電源２１の両端に前記インダクタンス２
５を介して接続された整流回路４３と、該整流回路４３
の直流端子側に接続されたスイッチ素子４４とを備え、
整流回路４３は、交流電源２１を全波整流するようにダ
イオードブリッジにより構成されている。そして、交流
電源２１の一方の極性時におけるスイッチ素子４４のオ
ンにより、スイッチ素子４４及び整流回路４３を介して
インダクタンス２５に電流を流して、該インダクタンス
２５にエネルギーを蓄えると共に、交流電源２１の一方
の極性時におけるスイッチ素子４４のオフにより、前記
インダクタンス２５に逆起電圧を発生させてこの逆起電
圧と交流電源２１の電源電圧との重畳電圧で第一逆転防
止用ダイオード３６を介して第一平滑コンデンサ３５に
充電電流を流し、交流電源２１の他方の極性時における
スイッチ素子４４のオンにより、スイッチ素子４４及び
整流回路４３を介してインダクタンス２５に電流を流し
て、該インダクタンス２５にエネルギーを蓄えると共
に、交流電源２１の他方の極性時におけるスイッチ素子
４４のオフにより、インダクタンス２５に逆起電圧を発
生させてこの逆起電圧と交流電源２１の電源電圧との重
畳電圧で第二逆転防止用ダイオード３８を介して第二平
滑コンデンサ３７に充電電流を流すように構成されてい
る。その他の点は前記実施の形態と同様の構成である。FIG. 2 shows another embodiment, in which a switch circuit 27 is provided with the inductance 2 at both ends of an AC power supply 21.
Rectifier circuit 43 connected through
And a switch element 44 connected to the DC terminal side of
The rectifier circuit 43 is configured by a diode bridge so as to perform full-wave rectification on the AC power supply 21. When the switch element 44 is turned on at one polarity of the AC power supply 21, a current flows through the inductance 25 via the switch element 44 and the rectifier circuit 43, and energy is stored in the inductance 25. When the switch element 44 is turned off at the time of the negative polarity, a counter electromotive voltage is generated in the inductance 25, and the superimposed voltage of this counter electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply 21 is applied to the first through the first reverse rotation preventing diode 36. A charging current flows through the smoothing capacitor 35, and when the switch element 44 is turned on when the AC power supply 21 has the other polarity, a current flows through the inductance 25 via the switch element 44 and the rectifier circuit 43, and energy is stored in the inductance 25. At the same time, the switching element 44 As a result, a back electromotive voltage is generated in the inductance 25, and a charging current flows to the second smoothing capacitor 37 via the second reverse rotation preventing diode 38 with a superimposed voltage of the back electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply 21. Is configured. Other points are the same as those of the above-described embodiment.
【００１８】上記実施の形態によれば、図１の実施の形
態の場合と同様に、スイッチ素子４４を高周波でオンオ
フさせることにより、例えばＡＣ１００Ｖの交流電源２
１から第一平滑コンデンサ３５と第二平滑コンデンサ３
７との直列回路の両端に、直流電源回路の出力として約
３００Ｖの直流出力を得ることができるし、スイッチ素
子４４に印加する電圧を１５０Ｖ程度に抑えることがで
きて、スイッチ素子４４に流れる電流も比較的小さくな
り、このためスイッチ素子４４として小容量のもので済
み、スイッチ素子４４のスイッチングロスも少なくな
る。しかも、この実施の形態の場合、スイッチ素子４４
が一つで済む。According to the above-described embodiment, as in the case of the embodiment shown in FIG.
1 to the first smoothing capacitor 35 and the second smoothing capacitor 3
7, a DC output of about 300 V can be obtained as the output of the DC power supply circuit, the voltage applied to the switch element 44 can be suppressed to about 150 V, and the current flowing through the switch element 44 can be reduced. Is relatively small, so that only a small capacity is required for the switch element 44, and the switching loss of the switch element 44 is reduced. Moreover, in the case of this embodiment, the switching element 44
Only one.
【００１９】図３は他の実施の形態を示し、前記図２の
実施の形態の場合と同様に、スイッチ回路２７は、交流
電源２１の両端にインダクタンス２５を介して接続され
た整流回路４３と、該整流回路４３の直流端子側に接続
されたスイッチ素子４４とを備えてなる。ただし、スイ
ッチ素子４４は、制御ＩＣ５１に組み込まれたものであ
る。制御ＩＣ５１は、ドレイン端子ａとソース端子ｂと
コントロール端子ｃとを有し、ドレイン端子ａとソース
端子ｂとの間にスイッチ素子４４が設けられ、スイッチ
素子４４が高周波でオンオフ制御され、コントロール端
子ｃへの印加電圧が所定値以上になると、スイッチ素子
４４のオン期間が短くなるように構成されている。そし
て、制御ＩＣ５１と、ダイオード５２、コンデンサ５
３、ツェナーダイオード５４、抵抗５５、コンデンサ５
６及び抵抗５７とによって、スイッチ素子４４を高周波
でオンオフ制御する制御回路５９が構成されている。FIG. 3 shows another embodiment. As in the case of the embodiment of FIG. 2, the switch circuit 27 includes a rectifier circuit 43 connected to both ends of an AC power supply 21 via an inductance 25. And a switch element 44 connected to the DC terminal side of the rectifier circuit 43. However, the switch element 44 is incorporated in the control IC 51. The control IC 51 has a drain terminal a, a source terminal b, and a control terminal c. A switch element 44 is provided between the drain terminal a and the source terminal b. When the voltage applied to c becomes equal to or more than a predetermined value, the ON period of the switch element 44 is shortened. The control IC 51, the diode 52, and the capacitor 5
3. Zener diode 54, resistor 55, capacitor 5
The control circuit 59 for controlling the switching element 44 to turn on and off at a high frequency is constituted by the resistor 6 and the resistor 57.
【００２０】次に、動作を説明する。スイッチ素子４４
のオフ期間に、整流回路４３の直流側の出力端子間の電
圧によって、ダイオード５２を介してコンデンサ５３が
充電される。コンデンサ５３の両端電圧が、ツェナーダ
イオード５４のツェナー電圧以上になると、抵抗５５を
介してコンデンサ５６を充電するようになり、このコン
デンサ５６の充電電圧が抵抗５７を介して制御ＩＣ５１
のコントロール端子ｃに印加される。そして、コントロ
ール端子ｃへの印加電圧が所定以上になると、制御ＩＣ
５１のスイッチ素子４４のオン期間が短くなる。Next, the operation will be described. Switch element 44
During the off period, the capacitor 53 is charged via the diode 52 by the voltage between the DC-side output terminals of the rectifier circuit 43. When the voltage across the capacitor 53 becomes equal to or higher than the Zener voltage of the Zener diode 54, the capacitor 56 is charged via the resistor 55, and the charged voltage of the capacitor 56 is charged via the resistor 57 to the control IC 51.
Is applied to the control terminal c. When the voltage applied to the control terminal c exceeds a predetermined value, the control IC
The on-period of the switch element 44 of 51 is shortened.
【００２１】従って、整流回路４３の直流出力をピーク
値充電することにより得た電圧信号で前記スイッチ回路
２７のスイッチ素子４４のオン期間が可変されて、直流
電源回路から所定電圧（例えば約３００Ｖ）の直流電圧
が出力されるように、制御回路５９によりスイッチ回路
２７のスイッチ素子４４が高周波でオンオフ動作すべく
制御することが可能になる。その他の点は、前記図２の
実施の形態の場合と同様の構成であり、前記実施の形態
の場合と同様に、スイッチ素子４４を高周波でオンオフ
させることにより、例えばＡＣ１００Ｖの交流電源２１
から第一平滑コンデンサ３５と第二平滑コンデンサ３７
との直列回路の両端に、直流電源回路の出力として約３
００Ｖの直流出力を得ることができるし、スイッチ素子
４４に印加する電圧を１５０Ｖ程度に抑えることができ
て、スイッチ素子４４に流れる電流も比較的小さくな
り、このためスイッチ素子４４として小容量のもので済
み、スイッチ素子４４のスイッチングロスも少なくな
る。Accordingly, the ON period of the switch element 44 of the switch circuit 27 is varied by a voltage signal obtained by charging the DC output of the rectifier circuit 43 to the peak value, and a predetermined voltage (for example, about 300 V) is supplied from the DC power supply circuit. Is controlled by the control circuit 59 so that the switch element 44 of the switch circuit 27 is turned on and off at a high frequency. In other respects, the configuration is the same as that of the embodiment shown in FIG. 2. By turning the switch element 44 on and off at a high frequency as in the case of the embodiment shown in FIG.
From the first smoothing capacitor 35 and the second smoothing capacitor 37
The output of the DC power supply circuit is approximately 3
A DC output of 00 V can be obtained, the voltage applied to the switch element 44 can be suppressed to about 150 V, and the current flowing through the switch element 44 becomes relatively small. And the switching loss of the switch element 44 is reduced.
【００２２】[0022]
【発明の効果】本発明によれば、スイッチ素子３０，３
２又はスイッチ素子４４が小容量のもので済み、かつス
イッチ素子３０，３２又はスイッチ素子４４のスイッチ
ングロスも少なくなる。According to the present invention, the switching elements 30, 3
2 or the switch element 44 may have a small capacity, and the switching loss of the switch element 30, 32 or the switch element 44 is reduced.
【図１】本発明の一実施の形態を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】他の実施の形態を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing another embodiment.
【図３】他の実施の形態を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment.
【図４】従来例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional example.
１ 商用交流電源 ２５ インダクタンス ２７ スイッチ回路 ２９ 第一ダイオード ３０ 第一スイッチ素子 ３１ 第二ダイオード ３２ 第二スイッチ素子 ３５ 第一平滑コンデンサ ３６ 第一逆流防止用ダイオード ３７ 第二平滑コンデンサ ３８ 第二逆流防止用ダイオード ４３ 整流回路 ４４ スイッチ ５９ 制御回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Commercial AC power supply 25 Inductance 27 Switch circuit 29 1st diode 30 1st switch element 31 2nd diode 32 2nd switch element 35 1st smoothing capacitor 36 1st backflow prevention diode 37 2nd smoothing capacitor 38 2nd backflow prevention Diode 43 Rectifier circuit 44 Switch 59 Control circuit
Claims (4)
てエネルギーを蓄えるインダクタンス（２５）が設けら
れ、交流電源（２１）からインダクタンス（２５）に電
流を流して該インダクタンス（２５）にエネルギーを蓄
えさせると共に、交流電源（２１）からインダクタンス
（２５）に流れる電流を停止させて該インダクタンス
（２５）に蓄えたエネルギーを放出させるように、オン
オフ動作するスイッチ回路（２７）が設けられ、 交流電源（２１）の一方の極性時における前記スイッチ
回路（２７）のオンオフ動作により、前記インダクタン
ス（２５）の放出エネルギーにより生じる逆起電圧と交
流電源（２１）の電源電圧とを重畳させた重畳電圧によ
り充電電流が流れるように、前記インダクタンス（２
５）に、第一平滑コンデンサ（３５）が第一逆流防止用
ダイオード（３６）を介して接続され、交流電源（２
１）の他方の極性時における前記スイッチ回路（２７）
のオンオフ動作により、前記インダクタンス（２５）の
放出エネルギーにより生じる逆起電圧と交流電源（２
１）の電源電圧とを重畳させた重畳電圧により充電され
るように、前記インダクタンス（２５）に、第二平滑コ
ンデンサ（３７）が第二逆流防止用ダイオード（３８）
を介して接続され、前記第一平滑コンデンサ（３５）の
充電電圧と第二平滑コンデンサ（３７）の充電電圧とを
加算した直流電圧が出力されるように構成されているこ
とを特徴とする直流電源回路。An inductance (25) for receiving energy from an AC power supply (21) and storing energy is provided, and a current flows from the AC power supply (21) to the inductance (25) to supply energy to the inductance (25). And a switch circuit (27) that is turned on and off so as to stop the current flowing from the AC power supply (21) to the inductance (25) and release the energy stored in the inductance (25). An on-off operation of the switch circuit (27) at one polarity of the power supply (21) causes a superimposed voltage obtained by superimposing a back electromotive voltage generated by energy released from the inductance (25) and a power supply voltage of the AC power supply (21). The inductance (2
5), a first smoothing capacitor (35) is connected via a first backflow prevention diode (36), and the AC power supply (2)
The switch circuit (27) at the time of the other polarity of 1).
, The back electromotive force generated by the energy released from the inductance (25) and the AC power supply (2).
A second smoothing capacitor (37) is connected to a second backflow prevention diode (38) in the inductance (25) so as to be charged by a superimposed voltage obtained by superimposing the power supply voltage of 1).
And a DC voltage obtained by adding the charging voltage of the first smoothing capacitor (35) and the charging voltage of the second smoothing capacitor (37). Power circuit.
（２１）の両端に前記インダクタンス（２５）を介して
それぞれ接続された第一ダイオード（２９）と第一スイ
ッチ素子（３０）との直列回路と、第二ダイオード（３
１）と第二スイッチ素子（３２）との直列回路とを備
え、交流電源（２１）の一方の極性時における第一スイ
ッチ素子（３０）のオンにより、第一スイッチ素子（３
０）及び第一ダイオード（２９）を介してインダクタン
ス（２５）に電流を流して該インダクタンス（２５）に
エネルギーを蓄えると共に、交流電源（２１）の一方の
極性時における第一スイッチ素子（３０）のオフによ
り、前記インダクタンス（２５）に逆起電圧を発生させ
てこの逆起電圧と交流電源（２１）の電源電圧との重畳
電圧で第一逆流防止用ダイオード（３６）を介して第一
平滑コンデンサ（３５）に充電電流を流し、交流電源
（２１）の他方の極性時における第二スイッチ素子（３
２）のオンにより、第二スイッチ素子（３２）及び第二
ダイオード（３１）を介してインダクタンス（２５）に
電流を流して該インダクタンス（２５）にエネルギーを
蓄えると共に、交流電源（２１）の他方の極性時におけ
る第二スイッチ素子（３２）のオフにより、前記インダ
クタンス（２５）に逆起電圧を発生させてこの逆起電圧
と交流電源（２１）の電源電圧との重畳電圧で第二逆流
防止用ダイオード（３８）を介して第二平滑コンデンサ
（３７）に充電電流を流すように構成されていることを
特徴とする請求項１に記載の直流電源回路。2. The switch circuit (27) includes a series connection of a first diode (29) and a first switch element (30) respectively connected to both ends of an AC power supply (21) via the inductance (25). Circuit and a second diode (3
1) and a series circuit of a second switch element (32), and when the first switch element (30) is turned on at one polarity of the AC power supply (21), the first switch element (3) is turned on.
0) and a current flows through the inductance (25) via the first diode (29) to store energy in the inductance (25), and the first switch element (30) at one polarity of the AC power supply (21). Turns off, a back electromotive voltage is generated in the inductance (25), and the superimposed voltage of the back electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply (21) is used for the first smoothing via the first backflow prevention diode (36). A charging current flows through the capacitor (35), and the second switch element (3) when the AC power supply (21) is at the other polarity.
By turning on 2), a current flows through the inductance (25) through the second switch element (32) and the second diode (31) to store energy in the inductance (25), and the other end of the AC power supply (21). When the second switch element (32) is turned off at the time of the polarity, a back electromotive voltage is generated in the inductance (25), and the second back current is prevented by a superimposed voltage of the back electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply (21). The DC power supply circuit according to claim 1, wherein a charging current is supplied to the second smoothing capacitor (37) through the use diode (38).
（２１）の両端に前記インダクタンス（２５）を介して
接続された整流回路（４３）と、該整流回路（４３）の
直流端子側に接続されたスイッチ素子（４４）とを備
え、交流電源（２１）の一方の極性時におけるスイッチ
素子（４４）のオンにより、スイッチ素子（４４）及び
整流回路（４３）を介してインダクタンス（２５）に電
流を流して該インダクタンス（２５）にエネルギーを蓄
えると共に、交流電源（２１）の一方の極性時における
スイッチ素子（４４）のオフにより、前記インダクタン
ス（２５）に逆起電圧を発生させてこの逆起電圧と交流
電源（２１）の電源電圧との重畳電圧で第一逆流防止用
ダイオード（３６）を介して第一平滑コンデンサ（３
７）に充電電流を流し、交流電源（２１）の他方の極性
時におけるスイッチ素子（４４）のオンにより、スイッ
チ素子（４４）及び整流回路（４３）介してインダクタ
ンス（２５）に電流を流して該インダクタンス（２５）
にエネルギーを蓄えると共に、交流電源（２１）の他方
の極性時におけるスイッチ素子（４４）のオフにより、
前記インダクタンス（２５）に逆起電圧を発生させてこ
の逆起電圧と交流電源（２１）の電源電圧との重畳電圧
で第二逆流防止用ダイオード（３８）を介して第二平滑
コンデンサ（３７）に充電電流を流すように構成されて
いることを特徴とする請求項１に記載の直流電源回路。3. The switch circuit (27) includes a rectifier circuit (43) connected to both ends of an AC power supply (21) via the inductance (25), and a rectifier circuit (43) connected to a DC terminal side of the rectifier circuit (43). A switching element (44) connected thereto, and when the switching element (44) is turned on at one polarity of the AC power supply (21), the inductance (25) passes through the switching element (44) and the rectifier circuit (43). And the energy is stored in the inductance (25), and a back electromotive voltage is generated in the inductance (25) by turning off the switch element (44) when one of the polarities of the AC power supply (21) is turned off. A superimposed voltage of the back electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply (21) is applied via the first backflow prevention diode (36) to the first smoothing capacitor (3).
7) a charging current is passed, and when the switching element (44) is turned on at the other polarity of the AC power supply (21), a current is passed to the inductance (25) via the switching element (44) and the rectifier circuit (43). The inductance (25)
And the switch element (44) is turned off at the time of the other polarity of the AC power supply (21).
A back electromotive voltage is generated in the inductance (25), and a superimposed voltage of the back electromotive voltage and the power supply voltage of the AC power supply (21) is applied to the second smoothing capacitor (37) via the second backflow prevention diode (38). The DC power supply circuit according to claim 1, wherein a charging current is supplied to the DC power supply.
に、前記スイッチ回路（２７）のスイッチ素子（４４）
が、前記整流回路（４３）の直流出力をピーク値充電す
ることにより得た電圧信号で動作する制御回路（５９）
によりオンオフ動作すべく構成されていることを特徴と
する請求項３に記載の直流電源回路。4. A switch element (44) of said switch circuit (27) such that a predetermined DC voltage is output.
A control circuit (59) that operates with a voltage signal obtained by charging the DC output of the rectifier circuit (43) to a peak value.
4. The DC power supply circuit according to claim 3, wherein the DC power supply circuit is configured to perform an on / off operation.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11192062A JP2001025240A (en) | 1999-07-06 | 1999-07-06 | Dc power source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11192062A JP2001025240A (en) | 1999-07-06 | 1999-07-06 | Dc power source circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001025240A true JP2001025240A (en) | 2001-01-26 |
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ID=16285000
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11192062A Pending JP2001025240A (en) | 1999-07-06 | 1999-07-06 | Dc power source circuit |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001025240A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7679213B2 (en) | 2005-09-29 | 2010-03-16 | Fuji Electric Device Technology Co., Ltd. | AC to DC converter circuit |
| CN106300957A (en) * | 2015-06-26 | 2017-01-04 | 夏普株式会社 | Power factor correction circuit and supply unit |
| JP2017055544A (en) * | 2015-09-09 | 2017-03-16 | シャープ株式会社 | Power factor improvement circuit and power supply device |
-
1999
- 1999-07-06 JP JP11192062A patent/JP2001025240A/en active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US7679213B2 (en) | 2005-09-29 | 2010-03-16 | Fuji Electric Device Technology Co., Ltd. | AC to DC converter circuit |
| CN106300957A (en) * | 2015-06-26 | 2017-01-04 | 夏普株式会社 | Power factor correction circuit and supply unit |
| US9793793B2 (en) | 2015-06-26 | 2017-10-17 | Sharp Kabushiki Kaisha | Power factor correction circuit and power supply device |
| JP2017055544A (en) * | 2015-09-09 | 2017-03-16 | シャープ株式会社 | Power factor improvement circuit and power supply device |
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