FR2488076A1 - High linearity low output impedance amplifier - uses push=pull arrangement of transistors biassed by constant current mirrors to base and emitter output - Google Patents

Abstract

The amplifier overcomes the problems of non linearity associated with an emitter follower amplifier driving a resistive load due to variation in the base emitter current and voltage. A current source (9) is connected to the output transistor base (2) and a current mirror connected to the output transistor base and to its emitter (4) through a voltage offset (22). The offset correctly biasses the non conducting transistor of the complementary pair. The common point of the current mirror (13) is connected to the high impedance output of the signal voltage amplifier. The voltage across the load follows the signal voltage faithfully with a fixed offset determined by the voltage drop across the current mirror (Vo) and the constant current and the input impedance (P). The circuit may be used single ended for unidirectional output drive or in a push pull arrangement for bidirectional drive.

Description

CIRCUIT D'AMPLIFICATION.AMPLIFICATION CIRCUIT.

L'invention concerne un circuit d'amplification muni d'un amplificateur ayant une sortie à basse impédance couplée à une impédance de charge. The invention relates to an amplification circuit provided with an amplifier having a low impedance output coupled to a load impedance.

Un amplificateur ayant une sortie à basse impédance peut être sous sa forme la plus simple un transistor monté suivant un montage appelé émetteur suiveur. Un transistor monté en émetteur suiveur reçoit entre sa base et la masse une tension d'entrée provenant par exemple d'un circuit à forte valeur ohmique et fournit une tension de sortie aux bornes d'une impédance de charge à faible valeur ohmique, connectée entre émetteur et la masse. La tension de sortie "suit" la tension d'entrée, à la chute de tension près dans la diode base-émetteur du transistor.Or le courant dans cette diode dépend de la tension d'entée et de la résistance de charge et elle y produit une chute de tension qui n'est pas constante de sorte que la tension de sortie de ce circuit suiveur n'est pas une fonction rigoureusement linéaire de la tension d'entrée et dépend dans une certaine mesure de la résistance de charge. Cet inconvénient se retrouve dans des circuits suiveurs plus compliqués ou dans des circuits les utilisant, toutes les fois que dans ces circuits il- se produit des chutes de tension variables dans des éléments non linéaires tels que des diodes ou des transistors. An amplifier having a low impedance output may be in its simplest form a transistor mounted in a circuit called a follower emitter. A transistor mounted as a follower emitter receives between its base and the ground an input voltage coming for example from a circuit with high ohmic value and provides an output voltage across a load impedance with low ohmic value, connected between transmitter and ground. The output voltage "follows" the input voltage, except for the voltage drop in the base-emitter diode of the transistor. Now the current in this diode depends on the input voltage and the load resistance and there produces a voltage drop which is not constant so that the output voltage of this follower circuit is not a strictly linear function of the input voltage and depends to some extent on the load resistance. This drawback is found in more complicated follower circuits or in circuits using them, whenever in these circuits there occurs variable voltage drops in non-linear elements such as diodes or transistors.

La présente invention vise à fournir un circuit d'amplification n'ayant pas cet inconvénient et garantissant une très bonne linearité entre son signal d'entrée et son signal de sortie. The present invention aims to provide an amplification circuit which does not have this drawback and which guarantees very good linearity between its input signal and its output signal.

Conformément à l'invention, ce circuit d'amplification comporte un générateur de courant constant dont la sortie est couplée à entrée dudit amplificateur et à une borne de sortie d'un circuit à fonction de miroir de courant ayant une deuxième borne couplée à ladite sortie basse impédance et une troisième borne couplée au circuit du signal à amplifier, le signal amplifié étant disponible à une sortie dudit amplificateur. According to the invention, this amplification circuit comprises a constant current generator whose output is coupled to the input of said amplifier and to an output terminal of a current mirror function circuit having a second terminal coupled to said output low impedance and a third terminal coupled to the circuit of the signal to be amplified, the amplified signal being available at an output of said amplifier.

Avec le circuit d'amplification de l'invention la différence entre la tension de sortie obtenue aux bornes de l'impédance de charge et la tension d'entrée est indépendante de cette tension d'entrée et de l'impédance de charge et ne dépend que du courant fourni par le générateur de courant constant sur la borne de sortie du miroir de courant. Cette différence de tensions d'entrée et de sortie est pratiquement constante si le gain en courant de l'amplificateur à sortie basse impédance est élevé. I1 est avantageux à cet égard d'utiliser comme amplificateur deux transistors montés de fa çon connue pour former un transistor composite. With the amplifier circuit of the invention, the difference between the output voltage obtained across the load impedance and the input voltage is independent of this input voltage and the load impedance and does not depend as the current supplied by the constant current generator on the output terminal of the current mirror. This difference in input and output voltages is practically constant if the current gain of the amplifier with low impedance output is high. I1 is advantageous in this regard to use as amplifier two transistors mounted in known manner to form a composite transistor.

Afin de pouvoir faire circuler un courant bidirectionnel dans la résistance de charge, on peut utiliser dans le circuit d'amplification de l'invention un amplificateur de type push-pull ayant une sortie à basse impédance.Cet amplificateur push-pull peut être avantageusement réalisé au moyen de deux transistors composites de types complémentaires. In order to be able to circulate a bidirectional current in the load resistor, it is possible to use in the amplification circuit of the invention a push-pull amplifier having a low impedance output. This push-pull amplifier can be advantageously produced by means of two composite transistors of complementary types.

On peut évidemment utiliser le circuit d'amplification de l'invention avec des tensions ou des courants comme signaux d'entrée et de sortie. On obtient dans tous les cas une caractéristique entrée-sortie parfaitement linéaire. It is obviously possible to use the amplification circuit of the invention with voltages or currents as input and output signals. In all cases, a perfectly linear input-output characteristic is obtained.

La description suivante, en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. The following description, with reference to the accompanying drawings, all given by way of example, will make it clear how the invention can be implemented.

La figure 1 montre un schéma du circuit d'amplification de l'invention utilisant un amplificateur unidirectionnel.  Figure 1 shows a diagram of the amplification circuit of the invention using a unidirectional amplifier.

La figure 2 montre comment on peut appliquer à l'entrée du circuit de l'invention un signal constitué par un courant. FIG. 2 shows how a signal consisting of a current can be applied to the input of the circuit of the invention.

La figure 3 montre un mode de réalisation du circuit d'amplification de l'invention muni d'un amplificateur push-pull. FIG. 3 shows an embodiment of the amplification circuit of the invention provided with a push-pull amplifier.

La figure 4 montre un autre mode de réalisation du circuit de l'invention avec un amplificateur push-pull. FIG. 4 shows another embodiment of the circuit of the invention with a push-pull amplifier.

La figure 5 montre comment on peut connecter entrée de l'amplificateur push-pull à la sortie du génerateur de courant constant pour faire fonctionner l'amplificateur en classe AB. Figure 5 shows how the input of the push-pull amplifier can be connected to the output of the constant current generator to operate the amplifier in class AB.

La figure 6 montre un schéma permettant de réduire la différence des tensions d'entrée et de sortie du circuit de l'invention. FIG. 6 shows a diagram making it possible to reduce the difference of the input and output voltages of the circuit of the invention.

Le circuit d'amplification de l'invention dont le schéma est représenté sur la figure 1 comporte un amplificateur 1 formé par un transistor composite Q1 qui est constitué par les deux transistors npn 2 et 3 montes ensemble selon le montage connu de Darlington. Ce transistor composite dont la base est la base du transistor 2 et dont émetteur et le collecteur sont émetteur et le collecteur du transistor 3, a un gain en courant très éleve et sensiblement égal au produit des gains des transistors 2 et 3. L'emetteur du transistor 3 est relié via une borne 4 à une impédance de charge 5 de valeur ohmique RL. L'autre borne de cette impédance 5 est connectée à la borne négative reliée à la masse, d'une source d'alimentation non représentée.Le collecteur du transistor 3 est relié à la borne positive de cette source d'alimentation via une borne 6 et une impédance 7. La borne 4 constitue une sortie à basse impédance de l'amplificateur 1 et la borne 6 en constitue une sortie à haute impédance. The amplification circuit of the invention, the diagram of which is shown in FIG. 1, comprises an amplifier 1 formed by a composite transistor Q1 which is constituted by the two npn transistors 2 and 3 mounted together according to the known Darlington assembly. This composite transistor whose base is the base of transistor 2 and whose emitter and collector are emitter and the collector of transistor 3, has a very high current gain and substantially equal to the product of the gains of transistors 2 and 3. The emitter of transistor 3 is connected via a terminal 4 to a load impedance 5 of ohmic value RL. The other terminal of this impedance 5 is connected to the negative terminal connected to ground, of a power source not shown. The collector of transistor 3 is connected to the positive terminal of this power source via a terminal 6 and an impedance 7. Terminal 4 constitutes a low impedance output of amplifier 1 and terminal 6 constitutes a high impedance output.

On peut utiliser ce transistor composite Qi dans un montage connu dit émetteur suiveur. Dans ce montage on applique une tension d'entrée à la borne d'entrée 8 de l'amplificateur 1 reliée à la base du transistor 2. I1 n'est prélevé sur la source de cette tension d'entrée qu'un courant prati quement négligeable. Le courant d'émetteur relativement éleve du transistor 3 circule à travers l'impédance de charge 5 et fait apparaître entre ses bornes une tension de sortie qui "suit" la tension d'entrée, à la chute de tension près entre la borne 8 et la borne 4.Mais cette chute de tension due notamment à la circulation du courant d'émetteur dans la diode base-émetteur du transistor 3 est une fonction non linéaire de ce courant d'émetteur qui dépend de la tension d'entrée et de la résistance de charge 5. I1 en résulte qu'un tel circuit connu suiveur de tension n'établit pas une correspondance rigoureusement linéaire entre sa tension de sortie et sa tension d'entrée. On a le même inconvenient de non linéarité entre signaux de sortie et d'entrée, si l'on utilise, comme signal de sortie de ce circuit suiveur de tension, le courant traversant la sortie 6 à haute impédance et qui est très proche du courant circulant dans l'impédance de charge 5. This composite transistor Qi can be used in a known arrangement known as a follower emitter. In this arrangement, an input voltage is applied to the input terminal 8 of the amplifier 1 connected to the base of the transistor 2. I1 is taken from the source of this input voltage only a practically current negligible. The relatively high emitter current of transistor 3 flows through the load impedance 5 and causes an output voltage to appear between its terminals which "follows" the input voltage, except for the voltage drop between terminal 8 and terminal 4. But this voltage drop due in particular to the circulation of the emitter current in the base-emitter diode of transistor 3 is a non-linear function of this emitter current which depends on the input voltage and the load resistance 5. I1 follows that such a known voltage follower circuit does not establish a strictly linear correspondence between its output voltage and its input voltage. There is the same drawback of non-linearity between output and input signals, if the current passing through output 6 at high impedance and which is very close to the current is used as the output signal of this voltage follower circuit. circulating in load impedance 5.

Pour pallier cet inconvénient, on utilise selon l'invention, un générateur de courant constant 9 dont la sortie est connectée à la borne d'entrée 8 de l'amplificateur 1 et à la borne de sortie 10 du circuit miroir de courant 11. To overcome this drawback, a constant current generator 9 is used according to the invention, the output of which is connected to the input terminal 8 of the amplifier 1 and to the output terminal 10 of the current mirror circuit 11.

La deuxième borne 12 de ce miroir de courant, c'est-à-dire sa borne d'entrée, est connectée à la sortie à basse impédance 4 de l'amplificateur 1. Entre la troisième borne 13 du miroir de courant, c'est-a-dire sa borne somme, et la masse est connectée la source du signal à amplifier qui est constituée par un générateur 14 de tension e en série avec une résistance 15 de valeur ohmique p. Dans l'exemple de réalisation représenté le miroir de courant 11 comporte deux transistors npn 16 et 17. Le transistor 16 a son collecteur connecté à la borne de sortie 10 et son émetteur connecté à la borne somme 13 du miroir de courant. Les bases des transistors 16 et 17 sont in terconnectées et reliées au collecteur du transistor 17 et à la borne d'entrée 12 du miroir de courant. L'émetteur du transistor 17 est connecté à la borne somme 13 du miroir de courant. I1 est clair que le transistor 17 monte de cette manitre fonctionne comme une diode, sa diode base émetteur. On sait qu'un circuit miroir de courant a la propriété qu'entre les deux courants apparaissant sur ses bornes d'entrée 12 et de sortie 10 il y a un rapport constant. Ces deux courants s'écoulent vers la borne 13 sur laquelle apparaît la somme des deux courants sur la borne 10 et la borne 12. Dans l'exemple du miroir de courant représenté, et en supposant les deux transistors 16 et 17 intégrés sur le même corps semiconducteur, les rapports ne dépendent pratiquement que des surfaces émetteur-base des deux transistors. Si ces surfaces sont les mêmes, le rapport entre les courants sur la borne d'entrée 12 et la borne de sortie 10 est égal à 1.C'est dans ce cas que l'on se place géneralement par la suite.The second terminal 12 of this current mirror, that is to say its input terminal, is connected to the low impedance output 4 of the amplifier 1. Between the third terminal 13 of the current mirror, c ' that is to say its sum terminal, and the ground is connected to the source of the signal to be amplified which is constituted by a generator 14 of voltage e in series with a resistor 15 of ohmic value p. In the embodiment shown the current mirror 11 has two npn transistors 16 and 17. The transistor 16 has its collector connected to the output terminal 10 and its emitter connected to the sum terminal 13 of the current mirror. The bases of the transistors 16 and 17 are unconnected and connected to the collector of the transistor 17 and to the input terminal 12 of the current mirror. The emitter of transistor 17 is connected to the sum terminal 13 of the current mirror. It is clear that the transistor 17 rises from this controller operates like a diode, its base emitter diode. It is known that a current mirror circuit has the property that between the two currents appearing on its input 12 and output 10 terminals there is a constant relationship. These two currents flow towards terminal 13 on which appears the sum of the two currents on terminal 10 and terminal 12. In the example of the current mirror shown, and assuming the two transistors 16 and 17 integrated on the same semiconductor body, the ratios practically depend only on the emitter-base surfaces of the two transistors. If these surfaces are the same, the ratio between the currents on the input terminal 12 and the output terminal 10 is equal to 1. It is in this case that one generally places oneself thereafter.

Le fonctionnement de l'ensemble du circuit de la figure 1, considéré d'abord comme un circuit suiveur de la tension e appliquée sur la borne 13 à travers la résistance 15, est le suivant. On peut négliger le courant de base du transistor 2, puisque c'est le courant de base d'un transis tor composite à gain très éleve. Le courant constant i four
o ni par le générateur 9 est donc entièrement appliqué à la borne de sortie 10 du miroir de courant 11 et apparaît e gale- ment sur la borne d'entrée 12 de ce miroir de courant, Sur la borne somme 13 apparaît le courant 2io. La chute de tension
o v aux bornes de la diode base-émetteur du transistor 17 est
o rigoureusement constante puisqu'elle est due à la circulation du courant constant i dans cette diode.En appelant U la Xn-
o sion aux bornes de la résistance de charge RL, on peut écrire
U = e + (vO + 2Pio) (1)
Cette formule montre que la tension de sortie U du circuit d'amplification de l'invention ne diffère de la tension d'entrée e que d'une tension v + 2pio qui est rigou
o reusement constante, puisque les termes vO, io et p sont indépendants de la tension d'entrée e, de la résistance de charge RL et du courant la traversant.Si cela est nécessaire3 il est toujours possible d'annuler pratiquement cette différence de tension constante, en produisant par des moyens connus une tension de décalage quasiment égale et de sens oppose
On décrira par la suite, à titre d'exemple, un circuit simple permettant d'annuler le terme v de la différence de tension.The operation of the entire circuit of FIG. 1, first considered as a circuit follower of the voltage e applied to the terminal 13 through the resistor 15, is as follows. We can neglect the base current of transistor 2, since it is the base current of a composite transistor with very high gain. The constant current i oven
o neither by the generator 9 is therefore entirely applied to the output terminal 10 of the current mirror 11 and also appears on the input terminal 12 of this current mirror, On the sum terminal 13 appears the current 2io. Voltage drop
ov across the base emitter diode of transistor 17 is
o strictly constant since it is due to the circulation of the constant current i in this diode. By calling U the Xn-
o sion across the load resistor RL, you can write
U = e + (vO + 2Pio) (1)
This formula shows that the output voltage U of the amplification circuit of the invention differs from the input voltage e only by a voltage v + 2pio which is rigou
o constantly constant, since the terms vO, io and p are independent of the input voltage e, the load resistance RL and the current flowing through it. If necessary3 it is always possible to practically cancel this voltage difference constant, by producing by known means an almost equal offset voltage and opposite direction
A simple circuit will be described below, by way of example, making it possible to cancel the term v of the voltage difference.

o
La linéarité de- la réponse du circuit d'amplification de l'invention est d'autant meilleure, que le courant du générateur 9 dérivé vers la borne de commande 8 de l'amplificateur 1 est plus faible. Pour cette raison il est avantageux que cet amplificateur soit constitué comme le montre la figure 1 par un transistor composite à gain très élevé. Le courant i du générateur de courant 9 peut alors être très
o faible (par exemple 50/uA), vis à vis du courant traversant la résistance de charge 5 (par exemple 1 A).o
The linearity of the response of the amplification circuit of the invention is all the better, the lower the current from the generator 9 diverted to the control terminal 8 of the amplifier 1. For this reason, it is advantageous for this amplifier to be constituted, as shown in FIG. 1, by a very high gain composite transistor. The current i of the current generator 9 can then be very
o low (for example 50 / uA), with respect to the current passing through the load resistor 5 (for example 1 A).

Le miroir de courant 11 pourraît être réalisé suivant n'importe quel autre montage connu réalisant la même fonction, puisqu'entre deux bornes telles que 12 et 13 d'un miroir de courant recevant sur sa borne de sortie 10 un courant constant, il s'écoule forcément un courant constant qui détermine entre ces bornes 12 et 13 une chute de tension constante telle que vO.  The current mirror 11 could be made according to any other known arrangement performing the same function, since between two terminals such as 12 and 13 of a current mirror receiving on its output terminal 10 a constant current, it s necessarily flows a constant current which determines between these terminals 12 and 13 a constant voltage drop such as vO.

Enfin, le circuit d'amplification de l'invention peut être réalisé avec un miroir de courant 11 dont le rapport entre les courants sur les bornes 10 et 12 est différent de 1. En effet, pour n'importe quel rapport, il circule entre les bornes 12 et 13 un courant constant qui détermine une chute de tension constante. Finally, the amplification circuit of the invention can be produced with a current mirror 11 whose ratio between the currents on the terminals 10 and 12 is different from 1. Indeed, for any ratio, it flows between terminals 12 and 13 a constant current which determines a constant voltage drop.

On peut aussi utiliser comme signal de sortie du circuit d'amplification de l'invention, le courant traversant la borne de sortie 6 à haute impédance. Si l'on appelle J' ce courant et J le courant dans l'impédance de charge 5 de valeur R L on a

One can also use as output signal of the amplification circuit of the invention, the current passing through the output terminal 6 at high impedance. If we call J 'this current and J the current in the load impedance 5 of value RL we have

Cette formule montre que le courant de sortie J' suit" le courant e
RL proportionnel à la tension d'entrée e, à un courant constant près,

cette différence de cnurant constante J' - e, peut être annulée par un courant
L constant de même intensité et de sens inverse, si cela est nécessaire.This formula shows that the output current J 'follows "the current e
RL proportional to the input voltage e, to the nearest constant current,

this constant difference in current J '- e, can be canceled by a current
L constant of the same intensity and in the opposite direction, if necessary.

On a considéré jusqu'à présent le circuit d'amplification de l'invention comme un circuit suiveur de tension à sortie en tension ou à sortie en courant. Mais le circuit de l'invention peut être utilisé pour réaliser d'autres fonctions ; par exemple, on peut lui appiquer un signal d'entrée constitué par un courant i, comme le montre la figure 2. On voit sur cette figure qu'entre la borne somme 13 du miroir de courant et la masse sont connectées deux résistances en série 16 et 17 de valeur ohmique p-r et r. Le courant d'entrée i est appliqué à la borne commune entre ces deux résistances.Le reste du circuit d'amplification est identique à celui montré sur la figure 1. I1 est facile de montrer que si l'on considère comme signal d'entrée le courant i, les formules (1) et (2) ci-dessus deviennent
U = ri + (vO + 2pio) (3)

The amplification circuit of the invention has hitherto been considered as a voltage follower circuit with voltage output or with current output. However, the circuit of the invention can be used to perform other functions; for example, we can apply an input signal consisting of a current i to it, as shown in Figure 2. We see in this figure that between the sum terminal 13 of the current mirror and the ground are connected two resistors in series 16 and 17 of ohmic value pr and r. The input current i is applied to the common terminal between these two resistors. The rest of the amplification circuit is identical to that shown in Figure 1. It is easy to show that if we consider as input signal current i, formulas (1) and (2) above become
U = ri + (vO + 2pio) (3)

D'après ces deux formules, le circuit de l'invention peut fournir soit une tension U, soit un courant J', répondant linéairement à un courant d'entrée i. En particulier, d'après la formule (4), si on annule par un montage extérieur le courant constant

le courant de sortie J' est proportionnel au courant d'entrée i, le rapport entre ces deux courants pouvant être aisément modifié en modifiant le rapport r , c'est-à-dire l'une des deux résistances r et RL. On ob
L tient alors l'équivalent d'un circuit miroir de courant ayant la propriété particulièrement intéressante d'avoir un rapport de courants réglable par la valeur d'une résistance.According to these two formulas, the circuit of the invention can provide either a voltage U or a current J ', responding linearly to an input current i. In particular, according to formula (4), if we cancel by an external assembly the constant current

the output current J 'is proportional to the input current i, the ratio between these two currents can be easily modified by modifying the ratio r, that is to say one of the two resistors r and RL. We ob
L then holds the equivalent of a current mirror circuit having the particularly advantageous property of having a current ratio adjustable by the value of a resistance.

Le circuit d'amplification montré à la figure 1 est muni d'un amplificateur 1 unidirectionnel qui permet de ne faire circuler dans la résistance de charge 5 qu'un courant J unidirectionnel, établissant sur la borne de sortie 4 une tension U positive. A cette tension de sortie U positive, correspond d'après la formule (1) une tension d'entrée e telle que e > - (vO + 2pio).  The amplification circuit shown in FIG. 1 is provided with a unidirectional amplifier 1 which makes it possible to circulate in the load resistor 5 only a unidirectional current J, establishing on the output terminal 4 a positive voltage U. According to formula (1), this positive output voltage U corresponds to an input voltage e such that e> - (vO + 2pio).

L'amplificateur 1 peut également être un amplificateur du type push-pull permettant de faire circuler dans la résistance de charge 5 un courant bidirectionnel et établissant sur la borne de sortie 4 une tension positive ou négative selon que la tension d'entrée est supérieure ou inférieure à - (vO + 2pi0). La figure 3 montre à titre d'exemple comment peut être réalisé un circuit d'amplification bidirectionnel conforme à l'invention. Les éléments identiques à ceux de la figure 1 sont désignés par les mêmes références. The amplifier 1 can also be an amplifier of the push-pull type making it possible to circulate in the load resistor 5 a bidirectional current and establishing on the output terminal 4 a positive or negative voltage depending on whether the input voltage is higher or less than - (vO + 2pi0). FIG. 3 shows by way of example how a bidirectional amplification circuit according to the invention can be produced. Elements identical to those of FIG. 1 are designated by the same references.

Sur la figure 3, l'amplificateur 1 comporte le transistor composite Q1 déjà décrit et dont le collecteur est connecté directement à la borne d'alimentation positive. I1 comporte en outre le transistor composite Q2 formé par les deux transistors pnp 20 et 21 montés selon le montage de Darlington. La base du transistor 20 est reliée à la borne d'entrée 8 de l'amplificateur 1. L'émetteur du transistor 21 est relié à la borne de sortie 4 à basse impédance et son collecteur est relié à la borne négative d'une source d'alimentation non représentée, dont la borne positive est à la masse. En outre, entre la borne 4 et la borne d'entrée 12 du miroir de courant 11 est inséré un circuit 22 formé de trois diodes en série.Ce circuit 22 qui est traversé par le courant constant io apparaissant sur la borne 12 du miroir de courant, produit une chute de tension constante uO. On expliquera plus loin l'utilité de ce circuit 22. On établit aisément la relation entre la tension d'entrée e et la tension de sortie U sur la borne 4, soit :
U = e + (uO + vO + 2pio) (5)
Lorsque la tension d'entrée e est telle que e > - (uO + vO + 2piu), le transistor Q2 est bloqué, le transistor Q1 fournit à travers la résistance de charge 5 un courant J+ dans le sens indiqué par la flèche en trait continu et la tension de sortie U est positive.Lorsque e < - (uO + vO + 2piu), le transistor Q1 est bloqué, le transistor Q2 fournit à travers la résistance 5 un courant J- dans le sens indiqué par la flèche en trait pointillé et la tension de sortie U est négative. On peut noter que le circuit 22 procurant une chute de tension constante u0 n'est pas nécessaire lorsque c'est le transistor composite Q1 qui est conducteur. Mais il est prévu pour assurer une polarisation correcte du transistor composite Q2' quand celui-ci est conducteur.En effet, dans ce cas, sur le trajet entre les bornes 4 et 13 via la borne 10 on trouve une tension résultant de la somme des tensions de diode base-émetteur des transistors 21 et 20 et de la tension collecteur-émetteur du transistor 16 ; le circuit 22 permet d'obtenir dans le trajet entre les bornes 4 et 13 via la borne 12 une tension vO + uO égale à la tension totale dans l'autre trajet. Finalement, avec le circuit d'amplification bidirectionnel de la figure 3, on obtient les mêmes propriétés que le circuit de la figure 1, avec une différence entre les tensions d'entrée et de sortie, augmentée de la tension constante u0 procurée par le circuit 22.In FIG. 3, the amplifier 1 comprises the composite transistor Q1 already described and the collector of which is connected directly to the positive supply terminal. I1 further comprises the composite transistor Q2 formed by the two pnp transistors 20 and 21 mounted according to the Darlington arrangement. The base of the transistor 20 is connected to the input terminal 8 of the amplifier 1. The emitter of the transistor 21 is connected to the low impedance output terminal 4 and its collector is connected to the negative terminal of a source not shown, whose positive terminal is grounded. In addition, between terminal 4 and input terminal 12 of current mirror 11 is inserted a circuit 22 formed of three diodes in series. This circuit 22 which is crossed by the constant current io appearing on terminal 12 of mirror of current current, produces a constant voltage drop uO. The utility of this circuit 22 will be explained below. The relationship between the input voltage e and the output voltage U on terminal 4 is easily established, that is:
U = e + (uO + vO + 2pio) (5)
When the input voltage e is such that e> - (uO + vO + 2piu), the transistor Q2 is blocked, the transistor Q1 supplies through the load resistor 5 a current J + in the direction indicated by the arrow in line continuous and the output voltage U is positive. When e <- (uO + vO + 2piu), the transistor Q1 is blocked, the transistor Q2 supplies through the resistor 5 a current J- in the direction indicated by the arrow in line dotted line and the output voltage U is negative. It can be noted that the circuit 22 providing a constant voltage drop u0 is not necessary when it is the composite transistor Q1 which is conducting. However, it is provided to ensure correct polarization of the composite transistor Q2 'when the latter is conductive. Indeed, in this case, on the path between terminals 4 and 13 via terminal 10 there is a voltage resulting from the sum of the base-emitter diode voltages of transistors 21 and 20 and of the collector-emitter voltage of transistor 16; circuit 22 makes it possible to obtain in the path between terminals 4 and 13 via terminal 12 a voltage vO + uO equal to the total voltage in the other path. Finally, with the bidirectional amplification circuit of Figure 3, we obtain the same properties as the circuit of Figure 1, with a difference between the input and output voltages, increased by the constant voltage u0 provided by the circuit 22.

Le schéma de la figure 4 illustre un autre moyen d'assurer une polarisation correcte du transistor Q2 lorsque celui-ci est conducteur, en évitant d'augmenter la différence entre les tensions dren- trée et de sortie du circuit d'amplification. Les éléments ayant la même fonction sur les figures 3 et 4 sont munis des mêmes références. The diagram in FIG. 4 illustrates another means of ensuring correct polarization of the transistor Q2 when the latter is conducting, avoiding increasing the difference between the input and output voltages of the amplification circuit. The elements having the same function in Figures 3 and 4 are provided with the same references.

Sur la figure 4 le circuit 11 à fonction de miroir de courant est lui-même formé par deux miroirs de courant 30 et 31. Le miroir de courant 30 est formé par le transistor 32 et le transistor 33 monté en diode, ces deux transistors npn étant montés entre eux et avec les bornes 34, 35, 36, comme l'indique la figure. Sur la borne de sortie 34 reliée à la borne 10 apparaît le courant constant io fourni par le générateur 9. Sur la borne d'entrée 35 apparaît le courant io et sur la borne de somme 36 reliée à la masse apparaît le courant 2i . Le miroir
o de courant 31 est formé par le transistor 37 et le transistor 38 monté en diode, ces deux transistors pnp étant montés entre eux et avec les bornes 39, 40 et 41 comme l'indique la figure.Sur la borne de sortie 39 reliée à la borne 35 du miroir de courant 30 apparaît le courant constant io. Sur la borne de sortie 40 apparaît le courant io. Cette borne 40 reliée à la borne 13 du circuit 11, est connectée au générateur 14 de la tension d'entrée e via la résistance 15 de valeur ohmique p. Enfin sur la borne somme 41 apparaît le courant 2i . Cette borne 41 reliée à la borne 12 est connectée directement à la sortie basse impédance 4 de l'amplificateur 1.In FIG. 4, the circuit 11 with a current mirror function is itself formed by two current mirrors 30 and 31. The current mirror 30 is formed by the transistor 32 and the transistor 33 mounted as a diode, these two npn transistors. being mounted between them and with terminals 34, 35, 36, as shown in the figure. On the output terminal 34 connected to terminal 10 appears the constant current io supplied by the generator 9. On the input terminal 35 appears the current io and on the sum terminal 36 connected to ground appears the current 2i. The mirror
o current 31 is formed by transistor 37 and transistor 38 mounted as a diode, these two pnp transistors being mounted between them and with terminals 39, 40 and 41 as shown in the figure. On the output terminal 39 connected to terminal 35 of the current mirror 30 shows the constant current io. On the output terminal 40 appears the current io. This terminal 40 connected to terminal 13 of the circuit 11, is connected to the generator 14 of the input voltage e via the resistor 15 with an ohmic value p. Finally on the sum terminal 41 appears the current 2i. This terminal 41 connected to terminal 12 is connected directly to the low impedance output 4 of the amplifier 1.

Grâce au circuit 11 ainsi constitué et ainsi connecté, on évite que la tension supplémentaire nécessaire à la polarisation correcte du transistor composite Q2, ne soit insérée entre les bornes 12 et 4 et ne vienne augmenter la différence entre les tensions d'entrée et de sortie du circuit d'amplification. Lorsque le transistor Q2 est conducteur on voit en effet que dans le trajet entre la borne 4 et la masse (borne 36) via la borne 10 on trouve une tension résultant de la somme des tensions de diode base-émetteur des transistors 20 et 21 et de la tension collecteur émetteur du transistor 32, laquelle peut descendre à des valeurs aussi basses que 800 à 900 mU sans que le miroir de courant 30 ne cesse de fonctionner linéairement.Par contre, entre la borne 4 et la borne 13 servant de borne d'entrée du circuit d'amplification, on ne trouve que la chute de tension constante vO procurée par la circulation du courant i dans la diode base-émetteur du transistor 38. I1 est donc
o clair que la relation entre la tension de sortie U et la tension d'entrée e est donnée par la formule (1). La différence entre ces deux tensions a la valeur réduite vO + pi0. Thanks to the circuit 11 thus formed and thus connected, it is avoided that the additional voltage necessary for the correct polarization of the composite transistor Q2, is inserted between the terminals 12 and 4 and does not increase the difference between the input and output voltages. of the amplification circuit. When the transistor Q2 is conductive we see in fact that in the path between terminal 4 and ground (terminal 36) via terminal 10 there is a voltage resulting from the sum of the base-emitter diode voltages of transistors 20 and 21 and of the emitter collector voltage of transistor 32, which can drop to values as low as 800 to 900 mU without the current mirror 30 ceasing to function linearly. However, between terminal 4 and terminal 13 serving as terminal d input of the amplification circuit, we find only the constant voltage drop vO provided by the circulation of current i in the base-emitter diode of transistor 38. I1 is therefore
o clear that the relation between the output voltage U and the input voltage e is given by the formula (1). The difference between these two voltages has the reduced value vO + pi0.

Sur les schémas des figures 3 et 4 les deux transistors composites Q1 et Q2 de l'amplificateur 1 fonctionnent en classe B. Afin d'éviter des distorsions pour des signaux d'entrée e faibles, on peut aussi faire travailler ces deux transistors Qî et Q2 en classe AB selon un montage connu, tel que celui représenté à la figure 5. Au lieu que les bases des transistors 2 (Q1) et 20 (Q2) soient connectées directement, elles sont connectées aux bornes d'une résistance 45 insérée entre le générateur 9 et la borne 10, et parcourue par le courant io. Aucun autre changement n'est à apporter au circuit d'amplification de l'invention. On pourrait utiliser aussi, au lieu d'une résistance 45, des diodes connectées en série. On the diagrams of FIGS. 3 and 4 the two composite transistors Q1 and Q2 of amplifier 1 operate in class B. In order to avoid distortions for weak input signals e, these two transistors Qî and Q2 in class AB according to a known arrangement, such as that shown in FIG. 5. Instead of the bases of the transistors 2 (Q1) and 20 (Q2) being connected directly, they are connected to the terminals of a resistor 45 inserted between the generator 9 and the terminal 10, and traversed by the current io. No other change is to be made to the amplification circuit of the invention. One could also use, instead of a resistor 45, diodes connected in series.

La figure 6 montre à titre d'exemple un moyen de supprimer le terme vO dans la tension de différence entre les tensions d'entrée et de sortie du circuit d'amplification de l'invention. Ce moyen est appliqué au circuit d'amplification unidirectionnel de la figure 1. Les éléments des figures 1 et 6 ayant les mêmes fonctions sont munis des mêmes références. La différence avec le schéma de la figure 1 porte sur le moyen d'appliquer la tension d'entrée e au circuit d'amplification. Sur la figure 6, la borne 13 du circuit miroir de courant 11 est reliée d'une part à un générateur de courant 50 engendrant un courant 3i dans le sens indiqué et d'autre part à l'émetteur d'un transistor npn 51 dont le collecteur est relié à la borne positive de la source d'alimentation dont la borne négative est à la masse. La tension d'entrée e provenant du gé nérateur 14 est appliquée à la base du transistor 51 via la résistance 15. Comme sur la borne 13 il apparaît toujours un courant 2io, il est clair que sur l'émetteur du transistor 51 apparaît le courant constant io et qu'entre l'émetteur et la base de ce transistor apparaît la ten sion - vO.Si l'on appelle i' le courant de base du transistor 51, on
o voit facilement d'après la figure que l'on peut écrire
U = e - pi' + v - v0 soit U = e - pio
La différence entre les tensions d'entrée et de sortie se trouve donc réduite au terme pi'0, qui peut être très faible puisque ilo est le courant de base d'un transistor dont le courant d'émetteur io peut être faire ble.FIG. 6 shows by way of example a means of eliminating the term v0 in the difference voltage between the input and output voltages of the amplification circuit of the invention. This means is applied to the unidirectional amplification circuit of FIG. 1. The elements of FIGS. 1 and 6 having the same functions are provided with the same references. The difference with the diagram in FIG. 1 relates to the means of applying the input voltage e to the amplification circuit. In FIG. 6, terminal 13 of the current mirror circuit 11 is connected on the one hand to a current generator 50 generating a current 3i in the direction indicated and on the other hand to the emitter of an npn transistor 51 of which the collector is connected to the positive terminal of the power source whose negative terminal is grounded. The input voltage e coming from the generator 14 is applied to the base of the transistor 51 via the resistor 15. As on terminal 13 there always appears a current 2io, it is clear that on the emitter of transistor 51 appears the current constant io and that between the emitter and the base of this transistor appears the voltage - vO. If we call i 'the base current of transistor 51, we
o easily seen from the figure that can be written
U = e - pi '+ v - v0 or U = e - pio
The difference between the input and output voltages is therefore reduced at the term pi'0, which can be very small since ilo is the base current of a transistor whose emitter current io can be made ble.

Le moyen que l'on vient de décrire à la figure 6 pour un circuit d'amplification unidirectionnel peut être utilisé également pour un circuit d'amplification bidirectionnel en vue de réduire au terme pilo la différence entre les tensions d'entrée et de sortie. Dans le cas du circuit d'amplification de la figure 4, il suffit de connecter sur la borne 13 du circuit 11, les mêmes éléments que sur la figure 6. Dans le cas du circuit d'amplification de la figure 3, on doit connecter sur la borne 13 tous les éléments de la figure 6, avec en plus, entre l'émetteur du transistor 51 et la borne 13, un circuit à diodes parcouru par le courant i et produisant la même chute de tension u0 que celle produi
o te par le circuit 22. The means just described in FIG. 6 for a unidirectional amplification circuit can also be used for a bidirectional amplification circuit in order to reduce the difference between the input and output voltages in the pilo term. In the case of the amplification circuit of figure 4, it is enough to connect to the terminal 13 of the circuit 11, the same elements as in figure 6. In the case of the amplification circuit of figure 3, one must connect on terminal 13 all the elements of FIG. 6, with in addition, between the emitter of transistor 51 and terminal 13, a diode circuit traversed by current i and producing the same voltage drop u0 as that produced
o te through circuit 22.

Claims (12)

REVENDICAIIONS -CLAIMS - 1. Circuit d'amplification muni d'un amplificateur ayant une sortie à basse impédance couplée à une impédance de charge, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de courant constant dont la sortie est couplée à l'entrée dudit amplificateur et à une borne de sortie d'un circuit à fonction de miroir de courant ayant une deuxième borne couplée à ladite sortie basse impédance et une troisième borne couplée au circuit du signal à amplifier, le signal amplifié étant disponible à une sortie dudit amplificateur.1. Amplification circuit provided with an amplifier having a low impedance output coupled to a load impedance, characterized in that it comprises a constant current generator whose output is coupled to the input of said amplifier and to a output terminal of a current mirror function circuit having a second terminal coupled to said low impedance output and a third terminal coupled to the circuit of the signal to be amplified, the amplified signal being available at an output of said amplifier. 2. Circuit d'amplification selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite deuxième borne est la borne d'entrée du circuit à fonction de miroir de courant sur laquelle apparaît un courant proportionnel au courant sur la borne de sortie et ladite troisième borne est la borne somme du circuit à fonction de miroir de courant, sur laquelle apparaît la somme des courants sur la borne d'entrée et sur la borne de sortie.2. Amplification circuit according to claim 1, characterized in that said second terminal is the input terminal of the current mirror function circuit on which appears a current proportional to the current on the output terminal and said third terminal is the sum terminal of the current mirror function circuit, on which the sum of the currents appears on the input terminal and on the output terminal. 3. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit amplificateur est constitué par un transistor composite dont la base est connectée à la sortie dudit générateur de courant constant et dont l'émetteur constitue ladite sortie basse impédance.3. Amplification circuit according to one of claims 1 or 2, characterized in that said amplifier is constituted by a composite transistor whose base is connected to the output of said constant current generator and whose emitter constitutes said low output impedance. 4. Circuit d'amplification selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit amplificateur est du type push-pull ayant une sortie à basse impédance connectée à l'impédance de charge pour y faire circuler un courant bidirectionnel.4. Amplification circuit according to claim 1 or 2, characterized in that said amplifier is of the push-pull type having a low impedance output connected to the load impedance for circulating a bidirectional current therein. 5. Circuit d'amplification selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit amplificateur push-pull est constitué par deux transistors composites de types complémentaires dont les bases sont connectées entre la sortie du générateur de courant constant et la borne de sortie du circuit à fonction de miroir de courant et dont les émetteurs sont interconnectés et reliés à l'impédance de charge.5. Amplification circuit according to claim 4, characterized in that said push-pull amplifier is constituted by two composite transistors of complementary types whose bases are connected between the output of the constant current generator and the output terminal of the circuit to current mirror function and whose transmitters are interconnected and connected to the load impedance. 6. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que la borne de sortie à basse impédance de l'amplificateur est connectée à la deuxième borne du circuit à fonction de miroir de courant par l'intermédiaire d'un circuit qui, traversé par le courant constant apparaissant sur ladite deuxième borne, produit une chute de tension déterminée. 6. Amplification circuit according to one of claims 4 or 5, characterized in that the low impedance output terminal of the amplifier is connected to the second terminal of the current mirror function circuit via d a circuit which, crossed by the constant current appearing on said second terminal, produces a determined voltage drop. 7. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que le circuit à fonction de miroir de courant est composé de deux miroirs de courant de types complémentaires, la borne d'entrée du premier miroir de courant étant reliée à la borne de sortie du deuxième miroir de courant, ledit circuit à fonction de miroir de courant ayant sa borne de sortie formée par la borne de sortie du premier miroir de courant, sa deuxième borne formée par la borne somme du deuxième miroir de courant et sa troisième borne formée par la borne d'entrée du deuxième miroir de courant.7. Amplification circuit according to one of claims 4 or 5, characterized in that the circuit with current mirror function is composed of two current mirrors of complementary types, the input terminal of the first current mirror being connected to the output terminal of the second current mirror, said current mirror function circuit having its output terminal formed by the output terminal of the first current mirror, its second terminal formed by the sum terminal of the second current mirror and its third terminal formed by the input terminal of the second current mirror. 8. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que la troisième borne du circuit à fonction de miroir de courant est couplée à l'émetteur d'un transistor à la base duquel est connecté le circuit du signal à amplifier, ladite troisième borne étant connectée à la sortie d'un deuxième générateur de courant constant.8. Amplification circuit according to one of claims 1 to 7, characterized in that the third terminal of the circuit with current mirror function is coupled to the emitter of a transistor at the base of which the circuit of the signal to be amplified, said third terminal being connected to the output of a second constant current generator. 9. Circuit d'amplification selon la revendication 8, caractérisé en ce que, entre la troisième borne du circuit à fonction de miroir de courant et l'émetteur dudit transistor, est inséré un circuit produisant une chute de tension en réponse au courant le traversant.9. Amplification circuit according to claim 8, characterized in that, between the third terminal of the current mirror function circuit and the emitter of said transistor, is inserted a circuit producing a voltage drop in response to the current flowing through it. . 10. Circuit d'amplification selon la revendication 8 ou 9, caractérisé en ce que le courant fourni par ledit deuxième générateur de courant constant est réglé de telle façon que la chute de tension entre la base dudit transistor et ladite troisième borne soit pratiquement égale à la chute de tension entre la sortie à basse impédance de l'amplificateur et ladite troisième borne.10. Amplification circuit according to claim 8 or 9, characterized in that the current supplied by said second constant current generator is adjusted so that the voltage drop between the base of said transistor and said third terminal is practically equal to the voltage drop between the low impedance output of the amplifier and said third terminal. 11. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 1 à 10, utilisant comme signal d'entrée une tension, caractérisé en ce que le signal de sortie est la tension aux bornes de l'impédance de charge ou le courant apparaissant sur une sortie à haute impédance de l'amplificateur.11. Amplification circuit according to one of claims 1 to 10, using a voltage as input signal, characterized in that the output signal is the voltage across the load impedance or the current appearing on a amplifier high impedance output. 12. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 1 à 10, utilisant comme signal d'entrée un courant, caractérisé en ce que ledit courant d'entrée est appliqué sur la borne intermédiaire d'un circuit diviseur de tension qui est connecté à la troisième borne du circuit à fonction de miroir de courant, le signal de sortie étant la tension aux bornes de l'impédance de charge ou le courant apparaissant sur une sortie à haute impédance de l'amplificateur. 12. Amplification circuit according to one of claims 1 to 10, using a current as input signal, characterized in that said input current is applied to the intermediate terminal of a voltage divider circuit which is connected at the third terminal of the current mirror function circuit, the output signal being the voltage across the load impedance or the current appearing on a high impedance output of the amplifier.