ES2290251T3 - Unidad de mando de fuente de luz y aparato de almacenamiento optico. - Google Patents
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Abstract
Una unidad de excitación de fuente de luz que comprende: una sección generadora de señales moduladoras (23, 42) adaptada para generar una pluralidad de señales moduladoras basadas en información generadora de formas de onda de excitación de una fuente de luz; una sección de selección de fuentes de corriente (28, 29) adaptada para seleccionar una o una pluralidad de corrientes producidas desde una pluralidad de fuentes de corriente basadas en la pluralidad de señales moduladoras generadas por dicha sección generadora de señales moduladoras (23); una sección de excitación de fuentes de luz (30, 31, 32) adaptada para generar una corriente que tiene múltiples niveles basada en la corriente o la pluralidad de corrientes seleccionadas por dicha sección de selección de fuentes de corriente (28, 29), y para suministrar la corriente generada a la fuente de luz para excitar la fuente de luz de manera que se genera luz en múltiples niveles desde la fuente de luz; estando caracterizada la unidad de excitación de fuentes de luz porque además comprende una sección de anulación (24, 41, 42) adaptada para sumar una cantidad de error de señal que elimina diferencias en las cantidades de retardos de señal generados entre dicha sección generadora de señales moduladoras y dicha sección de excitación de fuentes de luz (30, 31, 32) en una etapa anterior a dicha sección de selección de fuentes de corriente (28, 29).
Description
Unidad de mando de fuente de luz y aparato de
almacenamiento óptico.
Esta solicitud reivindica el beneficio de las
solicitudes de patente japonesa No. 2001-323544,
presentada el 22 de octubre de 2001; la No.
2001-323582, presentada el 22 de octubre de 2001; la
No. 2001-334257, presentada el 31 de octubre de
2001; la No. 2001-334282, presentada el 31 de
octubre de 2001; la No. 2001-334303, presentada el
31 de octubre de 2001; y la No. 2002-126941,
presentada el 26 de abril de 2002, en la Oficina Japonesa de
Patentes, cuyas descripciones se incorporan a este documento por
referencia.
La presente invención se refiere en general a
unidades de excitación de fuentes de luz y aparatos de
almacenamiento óptico, y más particularmente a una unidad de
excitación de fuentes de luz, como una unidad de excitación (o
controladora) de láser, que excita (o controla) una fuente de luz
mediante una forma de onda moduladora de luz que tiene múltiples
valores o múltiples niveles, y a un aparato de almacenamiento óptico
que usa tal unidad de excitación de fuentes de luz.
La unidad de excitación de fuentes de luz según
la presente invención puede usarse en aparatos de formación de
imágenes y aparatos de grabación y/o reproducción de información. El
aparato de almacenamiento óptico según la presente invención
incluye aparatos de grabación y/o reproducción de información como
unidades MD, unidades MO, unidades CD-R, unidades
CD-RW, unidades DVD-R, unidades
DVD-RW, unidades DVD+RW y unidades
DVD-RAM.
En una unidad de disco óptico que lleva a cabo
una grabación modulando luz, son esenciales técnicas para controlar
una forma de onda moduladora de luz que excita una fuente de luz
para tener múltiples valores o múltiples niveles, para realizar una
sobreescritura de 1 haz o para controlar una forma de una marca de
grabación para aumentar la densidad de grabación sobre un disco
óptico. Por lo tanto, en una unidad de excitación de fuentes de luz
(también denominada en lo sucesivo un excitador para diodos láser o
simplemente excitador de LD), es necesario conmutar una pluralidad
de corrientes de excitación de diodos láser, y el número de líneas
de señales de entrada aumenta dependiendo del número de corrientes
de excitación de diodos láser.
Como las demandas para mejorar más la grabación
a alta velocidad y la grabación a alta densidad respecto al medio
de grabación de información están aumentando, y posterior aumento en
la velocidad de transferencia de datos, en el futuro es inevitable
un mayor estrechamiento de la anchura de división de los impulsos, y
un mayor aumento del número de niveles de potencia.
Un captador óptico que irradia un haz de láser
sobre el disco óptico es móvil en una dirección radial del disco
óptico para llevar a cabo una operación denominada de búsqueda. Por
lo tanto, en general, el captador óptico y una placa de circuito
que está montada con un procesador de señal y similares están
conectados por medio de un circuito impreso flexible (FPC). Un
excitador de LD está dispuesto en un entorno de una fuente de luz
(diodo láser: LD) que está provista en el captador óptico. El
procesador de señal y similares en la placa de circuito y el
excitador de LD en el captador óptico están conectados así por medio
del FPC.
Sin embargo, es inevitable que el FPC deba tener
una cierta longitud para permitir el movimiento del captador
óptico. Por lo tanto, las señales de control de modulación de luz
que se suministran al excitador de LD por medio del FPC están
sometidas a distorsiones y retardos de la forma de onda causados por
líneas de señales del FPC. Como resultado, se introduce un error al
conmutar los momentos de las corrientes de excitación del LD debido
a las distorsiones y retardos de la forma de onda de las señales de
control de modulación de luz, y se genera una distorsión de la
forma de onda en la corriente de excitación del LD en un momento
cuando los conmutadores para conmutar las corrientes de excitación
del LD se conmutan simultáneamente. Esta distorsión de la forma de
onda de la corriente de excitación del LD hace difícil emitir el haz
de láser con una forma de onda de luz deseada. De los retardos de
las señales de control de modulación de luz, una diferencia en los
retardos de la pluralidad de señales de control de modulación de luz
se denomina a menudo un desfase.
La Fig. 1 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra un ejemplo de un excitador de LD convencional, y la
Fig. 2 es un gráfico de tiempos para explicar el funcionamiento del
excitador de LD convencional.
En la Fig. 1, una sección de fuente de corriente
300 suministra corrientes Ib, Ie e Iw que corresponden
respectivamente a niveles de irradiación de luz de un diodo láser
(LD) 303 que se usa como fuente de luz. Una sección de conmutación
301 incluye conmutadores SW1 y SW2 que son conmutados
respectivamente en respuesta a señales de control S1 y S2. Un
circuito sumador 302 suma las corrientes Ib, Ie e Iw que son
producidas selectivamente por medio de la sección de conmutación
301, y produce una corriente de excitación del LD para excitar el
diodo láser 303. Cuando la señal de control S1 tiene un nivel alto
y la señal de control S2 tiene un nivel bajo, se suministra una
corriente Ib+Ie al diodo láser 303 para emitir luz con una potencia
de borrado Pe. Cuando la señal de control S1 tiene un nivel bajo y
la señal de control S2 tiene un nivel alto, se suministra una
corriente Ib+Iw al diodo láser 303 para emitir luz con una potencia
de escritura Pw.
Sin embargo, si se genera un retardo en la señal
de control S1 como se indica por m en la Fig. 2 y se genera un
desfase entre las señales de control S1 y S2, se genera una
distorsión de la forma de onda en la forma de onda de luz cuando la
potencia de la luz emitida desde el diodo láser 303 cambia de la
potencia de borrado Pe a la potencia de escritura Pw, como se
indica por una parte rodeada por líneas de trazos en la Fig. 2.
Cuando el diodo láser 303 no puede emitir la luz
(haz de láser) con la forma de onda de luz deseada, la exactitud de
la forma de la marca y la posición de la marca sobre el disco óptico
se deteriora, para causar así error de datos. Los efectos de la
distorsión de la forma de onda en la forma de onda de luz son
particularmente notables cuando se lleva a cabo una grabación a
alta velocidad respecto al desfase característica de la unidad de
disco óptico.
Por ejemplo, si se genera un desfase de
aproximadamente 1 ns en la unidad de disco óptico, el periodo de
reloj T del canal 1 es aproximadamente 230 ns al llevar a cabo una
grabación de CD a 1 vez la velocidad. Por lo tanto una anchura de
impulso debe establecerse normalmente con un poder de resolución de
aproximadamente T/32 (aproximadamente 7 ns) respecto al periodo de
reloj T del canal. En este caso, el desfase de aproximadamente 1 ns
no genera problemas graves y es tolerable. Por supuesto, puede
requerirse un poder de resolución de aproximadamente T/40
dependiendo del disco óptico usado.
Pero si debe llevarse a cabo una grabación de CD
a 48x de velocidad, el periodo de reloj T del canal es
aproximadamente 4,8 ns, y la anchura de impulso debe establecerse
con un poder de resolución de aproximadamente 150 ps. En este caso,
el desfase de 1 ns no es tolerable, y si se genera tal desfase, el
diodo láser 303 no puede emitir la luz (haz de láser) con la forma
de onda de luz deseada, la exactitud de la forma de la marca y la
posición de la marca sobre el disco óptico se deterioran, para
causar así el error de datos.
Además, la radiación procedente del FPC hace que
se genere ruido en las señales.
Por ejemplo, en la solicitud de patente japonesa
abierta a consulta por el público No. 11-283249 se
propuso una unidad de excitación de fuentes de luz para resolver
este problema. La unidad de excitación de fuentes de luz propuesta
incluye un medio de excitación de diodo láser para suministrar
corrientes desde una pluralidad de fuentes de corriente a un diodo
láser por medio de un medio de conmutación, y un medio de
restauración de forma de onda de excitación para restaurar una
forma de onda de excitación (forma de onda moduladora de luz) que
excita el diodo láser en correspondencia con una señal de grabación
binarizada que ha de ser grabada sobre el medio de grabación de
información y controla el medio de conmutación. El medio de
excitación de diodo láser y el medio de restauración de forma de
onda de excitación están provistos en un único circuito integrado
de excitación de láser, para impedir la generación de desfase
reduciendo la longitud de los cableados entre el medio de
excitación de diodo láser y el medio de restauración de la forma de
onda de excitación.
Sin embargo, incluso cuando el medio de
excitación de diodo láser y el medio de restauración de forma de
onda de excitación están provistos en el mismo circuito integrado,
es sumamente difícil hacer los retardos de los conmutadores, los
retardos de los circuitos que generan señales de control de
conmutación, las longitudes de las líneas de señales de control,
las condiciones de carga y similares idénticos respecto a todas las
señales de control moduladoras de luz, y el desfase se genera
inevitablemente. Por lo tanto, cuando se hacen más mejoras en la
grabación a alta velocidad, no se tolerará ni un leve desfase, y la
simple reducción del desfase no resolverá los problemas descritos
anteriormente para la grabación a velocidad super alta.
Cuando la grabación a alta velocidad y la
grabación a alta densidad respecto al medio de grabación de
información se mejoran más, un generador de señal de control
moduladora de luz (medio de restauración de forma de onda de
excitación) tendrá que funcionar a una velocidad de funcionamiento
más alta y se requerirá una densidad de integración más alta. Un
procedimiento CMOS sumamente preciso es adecuado para el propósito
al realizar tal operación a alta velocidad y alta densidad de
integración del generador de señal de control moduladora de luz.
Pero, por otra parte, el excitador de diodo láser está conectado al
diodo láser que tiene un voltaje de funcionamiento de
aproximadamente 1 V a varios V, y se requiere un procedimiento de
alto voltaje no disruptivo (por ejemplo, 5 V o
3,3 V).
3,3 V).
Sin embargo, normalmente es difícil desarrollar
un alto voltaje no disruptivo en el caso del procedimiento CMOS
sumamente preciso, porque el voltaje no disruptivo es sólo
aproximadamente 1,8 V en el caso de un procedimiento CMOS de 0,18
\mum. Como resultado, existen problemas ya que es difícil
desarrollar la operación a alta de velocidad del generador de señal
de control moduladora de luz, el coste del excitador de LD aumenta
considerablemente, el consumo de potencia del excitador de LD
aumenta, y el tamaño del circuito integrado aumenta en conjunto.
Además, se requieren formas de onda moduladoras
de luz complejas dependiendo del medio de grabación de información.
Por ejemplo, al llevar a cabo una grabación a alta velocidad, el
tiempo de paso del haz de luz irradiado sobre el medio de grabación
de información se acorta, y la cantidad de energía irradiada sobre
el medio de grabación de información disminuye, y la cantidad de
calor generado puede hacerse menor que la que se requiere para
formar las marcas de grabación sobre el medio de grabación de
información. Por lo tanto, para llevar a cabo la grabación con
exactitud, la grabación debe hacerse usando un tren de impulsos que
tenga una anchura de impulso sumamente estrecha, pero tal anchura
de impulso estrecha requeriría una alta potencia del láser de la
fuente de luz. Por consiguiente, existe un procedimiento propuesto
que lleva a cabo la grabación a una potencia del láser
relativamente baja disminuyendo la frecuencia del tren (o secuencia)
de impulsos múltiples.
Por otra parte, cuando la grabación se lleva a
cabo a una baja velocidad respecto al medio de grabación de
información que tiene una sensibilidad de grabación mejorada para
uso en la grabación a alta velocidad, el calor generado puede
aumentar excesivamente como para hacer imposible formar con
exactitud las marcas de grabación sobre el medio de grabación de
información. Por lo tanto, existe un procedimiento propuesto que
lleva a cabo la grabación aumentando la frecuencia del tren de
impulsos múltiples.
El documento EP 0 957 475 desvela un grabador
óptico que tiene una unidad generadora de impulsos básicos que
incluye un circuito generador de impulsos de entrada, un circuito
generador de ráfagas y un circuito generador de impulsos de salida.
La información se graba sobre el medio de grabación como longitudes
de marcas y espacios a alta densidad irradiando haces ópticos sobre
una película delgada formada sobre un sustrato.
Por lo tanto, se han propuesto diversos
procedimientos de grabación para las diversas clases de medios de
grabación de información, pero ninguno de los procedimientos
propuestos puede hacer frente a las diversas clases de medios de
grabación de información usando el mismo circuito. Para hacer frente
a las diversas clases de medios de grabación de información, se
requieren diversas formas de onda moduladoras de luz cambiando la
frecuencia del tren de impulsos múltiples y proporcionando múltiples
niveles.
Por consiguiente, un objeto general de la
presente invención es proveer una unidad de excitación de fuentes
de luz y un aparato de almacenamiento óptico novedosos y útiles, en
los que se eliminan los problemas descritos anteriormente.
Otro objeto más específico de la presente
invención es proveer una unidad de excitación de fuentes de luz que
pueda suprimir un error de una forma de onda moduladora de luz de un
valor deseado, que es causado por desfase o distorsión de la forma
de onda de una señal de control moduladora de luz, al llevar a cabo
una grabación a alta velocidad y una grabación a alta densidad
respecto a un medio de grabación de información, y proveer un
aparato de almacenamiento óptico que usa tal unidad de excitación de
fuentes de luz.
Según un primer aspecto de la presente invención
está provista una unidad de excitación de fuentes de luz como la
expuesta en la Reivindicación 1.
Las características preferidas de la invención
se exponen en las Reivindicaciones 2 a 12.
Por lo tanto, según la presente invención, es
posible desarrollar una unidad de excitación de fuentes de luz que
puede suprimir un error de una forma de onda moduladora de luz de un
valor deseado, que es causado por desfase o distorsión de la forma
de onda de una señal de control moduladora de luz, al llevar a cabo
una grabación a alta velocidad y una grabación a alta densidad
respecto a un medio de grabación de información, y desarrollar un
aparato de almacenamiento óptico que usa tal unidad ventajosa de
excitación de fuentes de luz.
Otros objetos y más características de la
presente invención resultarán evidentes a partir de la siguiente
descripción detallada cuando se lea conjuntamente con los dibujos
adjuntos.
La Fig. 1 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra un ejemplo de un excitador de LD convencional;
la Fig. 2 es un gráfico de tiempos para
explicar el funcionamiento del excitador de LD convencional;
la Fig. 3 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura de una primera forma de forma de
realización de un aparato de almacenamiento óptico según la presente
invención;
la Fig. 4 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura de un procesador de señales mostrado en
la Fig. 3;
la Fig. 5 es un diagrama que muestra una
corriente de excitación frente a la salida óptica característica de
las fuentes de luz;
la Fig. 6 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra una primera forma de forma de realización de una unidad
de excitación de fuentes de luz según la presente invención;
la Fig. 7 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes de la unidad de
excitación de fuentes de luz mostrada en la Fig. 6;
la Fig. 8 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra una estructura interna más detallada de una sección de
PLL mostrada en la Fig. 6;
la Fig. 9 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna de un detector de longitud de
recorrido mostrado en la Fig. 6;
la Fig. 10 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes del detector de
longitud de recorrido mostrado en la Fig. 9;
la Fig. 11 es un gráfico de tiempos para
explicar una relación de información generadora de formas de onda
de excitación y una forma de onda óptica;
la Fig. 12 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna de un generador de señales
moduladoras mostrado en la Fig. 6;
la Fig. 13 es un diagrama de transición de
estado de un secuenciador para generar señales de control del
generador de señales moduladoras mediante un controlador de
temporización mostrado en la Fig. 12;
la Fig. 14 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales para explicar la operación de generación
de las señales moduladoras a partir de la información generadora de
formas de onda de excitación;
la Fig. 15 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna de un ajustador de retardo de
mostrado en la Fig. 6;
la Fig. 16 es un diagrama que muestra una
corriente de excitación frente a la salida óptica característica de
la fuente de luz y la relación de corrientes en diversas partes de
una sección moduladora;
la Fig. 17 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura de una segunda forma de forma de
realización de la unidad de excitación de fuentes de luz según la
presente invención;
la Fig. 18 es un gráfico de tiempos para
explicar la relación de la información generadora de formas de onda
de excitación y la forma de onda óptica en la segunda forma de forma
de realización de la unidad de excitación de fuentes de luz;
la Fig. 19 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura de una tercera forma de forma de
realización de la unidad de excitación de fuentes de luz según la
presente invención;
la Fig. 20 es un gráfico de tiempos para
explicar la relación de la información generadora de formas de onda
de excitación y la forma de onda óptica en la tercera forma de forma
de realización de la unidad de excitación de fuentes de luz;
la Fig. 21 es un diagrama de transición de
estado de un secuenciador para generar señales de control de un
generador de señales moduladoras mostrado en la Fig. 19;
la Fig. 22 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales para explicar la relación de una señal
moduladora Mod, una señal de estado de secuenciador Seq, y señales
de selección de potencia PSel0 y PSel1;
la Fig. 23 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura de una cuarta forma de forma de
realización de la unidad de excitación de fuentes de luz según la
presente invención;
la Fig. 24 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura de una quinta forma de forma de
realización de la unidad de excitación de fuentes de luz según la
presente invención;
la Fig. 25 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes de la unidad de
excitación de fuentes de luz mostrada en la Fig. 24;
la Fig. 26 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura de una sexta forma de forma de realización
de la unidad de excitación de fuentes de luz según la presente
invención;
la Fig. 27 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes de la unidad de
excitación de fuentes de luz mostrada en la Fig. 26;
la Fig. 28 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna de un generador de corriente de
compensación mostrado en la Fig. 26;
la Fig. 29 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura de un circuito integrado de excitación de
LD mostrado en la Fig. 4;
la Fig. 30 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes del circuito integrado
de excitación de LD mostrado en la Fig. 29;
la Fig. 31 es un diagrama que muestra una
corriente de excitación frente a la salida óptica característica de
la fuente de luz;
la Fig. 32 es un diagrama de transición de
estado de un secuenciador mostrado en la Fig. 29;
la Fig. 33 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra otra forma de forma de realización de la estructura de
un modulador de datos mostrado en la Fig. 29;
la Fig. 34 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra otra forma de forma de realización más de la estructura
del modulador de datos mostrado en la Fig. 29;
la Fig. 35 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes del modulador de datos
mostrado en la Fig. 34;
la Fig. 36 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales para explicar el funcionamiento de un
controlador de corriente de polarización mostrado en la Fig. 29;
la Fig. 37 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra otra estructura del controlador de corriente de
polarización mostrado en la Fig. 29;
la Fig. 38 es un diagrama que muestra la forma
de onda modulada óptica en el momento de multiplexación de alta
frecuencia;
la Fig. 39 es un gráfico de tiempos que muestra
diferentes formas de onda de señales en las diversas partes del
circuito integrado de excitación de LD mostrado en la Fig. 4;
la Fig. 40 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura de un generador de señales moduladoras de
LD mostrado en la Fig. 4;
la Fig. 41 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna de un detector de longitud de
recorrido mostrado en la Fig. 40;
la Fig. 42 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes del detector de
longitud de recorrido mostrado en la Fig. 41;
la Fig. 43 es un gráfico de tiempos para
explicar una relación de la información generadora de formas de onda
de excitación y la forma de onda óptica;
la Fig. 44 es un diagrama que muestra una tabla
de combinaciones de la información generadora de formas de onda de
excitación para cada una de una pluralidad de informaciones de
temporización;
la Fig. 45 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna de una unidad de retención de
información generadora de formas de onda de excitación mostrada en
la Fig. 40;
la Fig. 46 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna de un generador de señales de
temporización y un generador de señales moduladoras mostrados en la
Fig. 40;
la Fig. 47 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes del generador de
señales de temporización y el generador de señales moduladoras
mostrados en la Fig. 46;
la Fig. 48 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes del generador de
señales de temporización y el generador de señales moduladoras
mostrados en la Fig. 46;
las Figs. 49A y 49B son diagramas para explicar
el funcionamiento de dos secuenciadores dentro de un controlador de
temporización mostrado en la Fig. 46;
la Fig. 50 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales para explicar un procedimiento de
supresión de señales de un controlador de señales de impulsos de
temporización mostrado en la Fig. 46;
la Fig. 51 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales para explicar la generación de una señal
de impulsos de temporización de STEN y una señal de impulsos de
temporización de APC;
la Fig. 52 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura del generador de señales moduladoras de
LD que está provisto además de un detector de errores y un
procesador de errores;
la Fig. 53 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra otra forma de forma de realización de la estructura de
un generador de comandos de estado y un decodificador de comandos;
y
la Fig. 54 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes del generador de
comandos de estado y el decodificador de comandos mostrados en la
Fig. 53.
Se ofrecerá una descripción de diversas formas
de realización de una unidad de excitación de fuentes de luz y un
aparato de almacenamiento óptico según la presente invención,
haciendo referencia a la Fig. 3 y los dibujos subsiguientes.
En primer lugar se ofrecerá una descripción de
la estructura general y el funcionamiento general de una primera
forma de forma de realización del aparato de almacenamiento óptico
según la presente invención, que emplea una primera forma de forma
de realización de la unidad de excitación de fuentes de luz según la
presente invención. En esta primera forma de forma de realización,
la presente invención se aplica a un aparato de grabación y
reproducción de información óptica.
La Fig. 3 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura de la primera forma de forma de
realización del aparato de almacenamiento óptico.
En esta forma de forma de realización, un medio
de grabación de información 100 está formado por un disco óptico
que está pregrabado con información que ha de ser reproducida o un
disco óptico sobre el que ha de ser grabada la información. El
disco óptico puede ser un disco CD-ROM, un disco
DVD-ROM, un disco CD-R, un disco
CD-RW, un disco DVD-R, un disco
DVD-RAM, un disco MD o un disco MO.
Un captador óptico 101 incluye una fuente de luz
102 como un láser de semiconductor (LD), una unidad de excitación
de fuentes de luz (no mostrada), y una unidad receptora de luz 103.
La fuente de luz 102 emite luz que es irradiada sobre el medio de
grabación de información 100 para grabar información. La unidad de
excitación de fuentes de luz excita la fuente de luz 102. La unidad
receptora de luz 103 recibe la luz reflejada desde el medio de
grabación de información 100 y lleva a cabo una conversión
fotoeléctrica para reproducir información grabada desde el medio de
grabación de información 100. El captador óptico 101 incluye además
una unidad receptora de luz de monitorización (no mostrada) que
monitoriza una parte de la luz emitida desde la fuente de luz 102,
y una desviación en la cantidad de luz emitida desde la fuente de
luz 102 es controlada basándose en una salida de señal de
monitorización de la unidad receptora de luz de monitorización. El
captador óptico 101 también puede incluir una unidad receptora de
luz de detección de inclinación (no mostrada) para detectar una
inclinación del medio de grabación de información 100 respecto a la
luz irradiada sobre el mismo. En caso de que el aparato de
grabación y reproducción de información que está diseñado para
funcionar con una pluralidad de clases de medios de grabación de
información (por ejemplo, DVDs y CDs) tenga diferentes formatos de
medios, puede proveerse una pluralidad de fuentes de luz para
emitir luces que tengan longitudes de onda adecuadas para las
diferentes clases de medios de grabación de información y, en este
caso, pueden proveerse respectivamente por separado respecto a cada
fuente de luz una unidad receptora de luz para recibir la luz
reflejada desde el medio de grabación de información y una unidad
receptora de luz de
monitorización.
monitorización.
Una unidad procesadora de señales 104 recibe
señales de detección de luz procedentes de las diversas unidades
receptoras de luz provistas en el captador óptico 101, y lleva a
cabo diversos procesamientos de señales. Por ejemplo, la unidad
procesadora de señales 104 reproduce información grabada del medio
de grabación de información 100 y genera señales de error de servo,
basándose en las señales de detección de luz. Las señales de error
de servo se usan para controlar el captador óptico 101 de manera que
la luz sea irradiada constantemente sobre el medio de grabación de
información 100 dentro de un intervalo tolerable predeterminado,
respecto a desviaciones tales como fluctuación superficial del
medio de grabación de información 100 tras la rotación y oscilación
de las pistas en la dirección radial del medio de grabación de
información 100. El servo de enfoque y el servo de seguimiento
están incluidos en tal control. La unidad procesadora de señales 104
también modula la información que ha de ser grabada sobre el medio
de grabación de información 100 según una regla o esquema de
modulación predeterminado, y genera una señal de grabación respecto
la fuente de luz 102 o la unidad de excitación de fuentes de luz,
para controlar la cantidad de luz emitida desde la fuente de luz
102.
Una unidad de accionamiento rotatorio 105 gira
el medio de grabación de información 100 a una velocidad de
rotación predeterminada durante la grabación y reproducción de
datos, bajo el control (control del servo del eje de giro) de la
unidad procesadora de señales 104. Por ejemplo, en el caso del
control de velocidad lineal constante (CLV), una señal de control
de rotación que está incluida en el medio de grabación de
información 100 para los propósitos de llevar a cabo un control de
rotación más exacto es detectada por medio del captador óptico 101,
y el control de rotación se lleva a cabo basado en la señal de
control de rotación detectada. Por ejemplo, en el caso de un medio
de grabación de información exclusivamente para reproducción (es
decir, sólo lectura), puede usarse una señal de sincronización que
está dispuesta a intervalos predeterminados respecto a la
información grabada, como la señal de control de rotación. Además,
en el caso de un medio grabable de grabación de información, puede
usarse como la señal de control de rotación una oscilación que se
forma por la pista de grabación que oscila a una frecuencia
predeterminada.
Un controlador 106 intercambia información de
grabación, información reproducida y comandos con un ordenador
principal (no mostrado), y también controla el funcionamiento
general del aparato de grabación y reproducción de información.
El captador óptico 101 y la placa de circuito
impreso (no mostrada) que está montada con la unidad procesadora de
señales 104 y similares están conectados por medio de un circuito
impreso flexible (FPC) o cable para permitir al captador óptico 101
hacer una operación de búsqueda en la dirección radial del medio de
grabación de información 100. Las partes que están montadas en el
captador 101, como la fuente de luz y la unidad receptora de luz
103, pueden estar montadas en el FPC.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
la estructura y funcionamiento general de la unidad procesadora de
señales 104 del aparato de grabación y reproducción de información,
haciendo referencia a la Fig. 4. La Fig. 4 es un diagrama de
bloques de sistema que muestra la estructura de la unidad
procesadora de señales 104 mostrada en la
Fig. 3.
Fig. 3.
En esta forma de forma de realización, están
provistas dos fuentes de luz LD1 y LD2 para hacer frente a medios
de grabación de información que tienen diferentes formatos de
medios. Las fuentes de luz LD1 y LD2 corresponden a la fuente de
luz 102 mostrada en la Fig. 3. Además, están provistas las unidades
receptoras de luz PD2 y PD5 para monitorizar una parte de las luces
correspondientes emitidas desde las fuentes de luz LD1 y LD2 e
irradiadas sobre el medio de grabación de información 100. Las
unidades receptoras de luz PD2 y PD5 corresponden a la unidad
receptora de luz 103 mostrada en la Fig. 3.
Una unidad receptora de luz PD1 recibe la luz
reflejada desde el medio de grabación de información 100 cuando la
fuente de luz LD1 irradia la luz sobre el medio de grabación de
información 100. Una unidad receptora de luz PD4 recibe la luz
reflejada desde el medio de grabación de información 100 cuando la
fuente de luz LD2 irradia la luz sobre el medio de grabación de
información 100.
Una unidad receptora de luz PD3 detecta una
cantidad de inclinación del medio de grabación de información 100
respecto a la luz irradiada sobre el medio de grabación de
información 100. Las unidades receptoras de luz PD1, PD3 y PD4, que
corresponden a la unidad receptora de luz 103 mostrada en la Fig. 3,
están formadas respectivamente por un fotodetector de múltiples
partes que está hecho de múltiples partes fotodetectoras.
El captador óptico 101 puede estar diseñado para
monitorizar una porción de las luces emitidas desde las fuentes de
luz LD1 y LD2 por la misma unidad receptora de luz. Igualmente,
puede usarse la misma unidad receptora de luz para recibir la luz
reflejada desde el medio de grabación de información 100
independientemente de la fuente de luz que irradie la luz sobre el
medio de grabación de información 100.
Un procesador de señales de detección 4 recibe
las señales de detección generadas desde las unidades receptoras de
luz PD1, PD3 y PD4, y lleva a cabo procesos como ajuste de
compensación y ajuste de ganancia respecto a las señales de
detección.
Un procesador de cálculo de señales de servo 13
genera señales de error de servo a partir de las señales de
detección generadas desde el procesador de señales de detección 4.
Al mismo tiempo, el procesador de cálculo de señales de servo 13
lleva a cabo un ajuste de compensación y un ajuste de ganancia
respecto a las señales de error de servo, y suministra las señales
de error de servo ajustadas a un procesador de servo 14.
Un selector de RF 5 recibe las señales de
detección generadas desde las unidades receptoras de luz PD1 y PD4,
y selecciona las señales que han de ser suministradas a los
circuitos en etapas subsiguientes o lleva a cabo una operación de
suma-resta o similar respecto a las señales que han
de ser suministradas a los circuitos en las etapas
subsiguientes.
Un generador de señales de oscilación 6 detecta
una oscilación que es preformateada sobre el medio grabable de
grabación de información, basada en la señal de salida del selector
de RF, y genera una señal de oscilación.
Un procesador de señales de oscilación 15 extrae
una señal de oscilación binarizada a partir de la señal de
oscilación que es generada por el generador de señales de oscilación
6, y suministra la señal de oscilación binarizada a un generador
WCK 17 y a un controlador de rotación 18. El procesador de señales
de oscilación 15 también desmodula información de dirección que es
modulada en la oscilación según una regla predeterminada
dependiendo de cada medio de grabación de información, y suministra
la información de dirección a un controlador 19. El controlador 19
corresponde al controlador 106 mostrado en la Fig. 3.
Una sección de procesamiento de señales de RF y
PLL 16 genera una señal de RF binarizada procedente de la señal de
RF reproducida que es recibida desde el selector de RF 5, y lleva a
cabo una desmodulación dependiendo de la regla (esquema) de
modulación del medio de grabación de información 100 del cual estás
siendo reproducida la información. Además, la sección de
procesamiento de señales de RF y PLL 16 extrae un reloj de
reproducción a partir de la señal de RF binarizada. Los datos
desmodulados se suministran al controlador 19. Además, la sección
de procesamiento de señales de RF y PLL 16 extrae la señal de
control de rotación a partir de la señal de sincronización que se
inserta a intervalos predeterminados respecto a la señal de RF
binarizada, y suministra la señal de control de rotación al
controlador de rotación 18.
El controlador de rotación 18 genera una señal
de error de eje para controlar la rotación, basada en la señal
generada desde el procesador de señales de oscilación 15 o la unidad
de procesamiento de señales de RF y PLL 16, y suministra la señal
de error de eje al procesador de servo 14. Al llevar a cabo el
control de velocidad angular constante (CAV) para girar el medio de
grabación de información a una velocidad angular constante, la
señal de error de eje puede generarse a partir de una señal de
rotación de disco que indica la rotación del medio de grabación de
información y se genera desde una unidad de control de rotación y
excitación (no mostrada).
El procesador de servo 14 genera una señal de
control de servo a partir de las diversas señales de error de
servo, basada en una instrucción procedente del controlador 19. La
señal de control de servo es suministrada a un excitador de servo
7.
El excitador de servo 7 genera una señal de
excitación de servo basada en la señal de control de servo
procedente del procesador de servo 14. Cada unidad de excitación
lleva a cabo una operación de control de servo dependiendo de una
señal de excitación de servo correspondiente suministrada a la
misma. Las operaciones de control de servo en esta forma de forma
de realización incluyen un control de enfoque, un control de
seguimiento, un control de búsqueda, un control de eje y un control
de inclinación.
El generador de WCK 17 genera una señal de reloj
de grabación WCK basada en la señal de oscilación binarizada que es
recibida desde el procesador de señales de oscilación 15. La señal
de reloj de grabación WCK es suministrada a un generador de señales
moduladoras de LD 10 de un circuito integrado generador de señales
moduladoras de LD (segundo circuito integrado) 2, y el controlador
19. En el momento de la grabación, la generación de los datos de
grabación y similares se llevan a cabo con referencia a la señal de
reloj de grabación WCK.
En el momento de la grabación, se suministra una
señal de datos de grabación Wdata desde el controlador 19 al
generador de señales moduladoras de LD 10 en sincronismo con la
señal de reloj de grabación WCK. La señal de datos de grabación
Wdata se obtiene modulando los datos de grabación que han de ser
grabados sobre el medio de grabación de información 100 según una
regla predeterminada.
El generador de señales moduladoras de LD 10
genera una señal moduladora de LD para modular la fuente de luz LD1
o LD2, basada en la señal de reloj de grabación WCK procedente del
generador de WCK 17 y la señal de datos de grabación Wdata
procedente del controlador 19. La señal moduladora de LD es
suministrada a una unidad de excitación de LD 12 de un circuito
integrado de excitación de LD (primer circuito integrado) 3.
Un controlador de LD 9 del circuito integrado de
excitación de LD 3 recibe la señal de detección procedente de la
unidad receptora de luz PD2 o PD5, y suministra una señal de control
de LD para controlar la unidad de excitación de LD 12 basada en la
señal de detección recibida, de manera que la cantidad de luz
emitida desde la fuente de luz LD1 o LD2 se convierte en un valor
deseado. En otras palabras, se lleva a cabo un denominado control
automático de potencia (APC) para controlar automáticamente la
potencia de grabación.
La unidad de excitación de LD 12 suministra una
corriente de excitación a la fuente de luz LD1 o LD2 para emitir
luz desde la misma, basada en la señal de control de LD procedente
del controlador de LD 9 y la señal moduladora de LD procedente del
generador de señales moduladoras de LD 10.
El controlador 19 también produce señales de
control que son suministradas a diversas partes del aparato de
grabación y reproducción de información.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
las fuentes de luz LD1 y LD2 que son el objetivo de la excitación y
el control.
Normalmente, puede realizarse una aproximación
de una salida óptica Po de un diodo láser (LD) respecto a una
corriente de excitación de LD ILD mediante un procedimiento de
cálculo basado en la siguiente fórmula (1), donde \eta indica una
eficiencia cuántica diferencial e Ith indica una corriente
umbral.
- - -
(1)Po = \eta \cdot (ILD -
Ith)
La Fig. 5 es un diagrama que muestra una
corriente de excitación frente a la salida óptica característica de
las fuentes de luz LD1 y LD2. En la Fig. 5, (a) muestra la
característica de la salida óptica Po respecto a la corriente de
excitación de LD ILD aplicada a la fuente de luz (LD), donde (i) y
(ii) muestran casos en los que la eficiencia cuántica diferencial
(\eta, \eta') y la corriente umbral (Ith, Ith') se desvían
respectivamente. En la Fig. 5, (c) muestra la cantidad de corriente
de excitación de LD ILD, que adopta un valor que corresponde a una
suma de una corriente de polarización constante Ib y una corriente
moduladora Im, y muestra la forma de onda respecto al tiempo t. En
un caso en el que la fuente de luz (LD) tiene la característica (i)
y se aplica la corriente de excitación de LD ILD mostrada en la Fig.
5(c), se obtiene una forma de onda modulada óptica P
mostrada en la Fig. 5(b). Igualmente, en un caso en el que la
fuente de luz (LD) tiene la característica (ii) y la corriente que
corresponde a la suma de la corriente de polarización Ib' y la
corriente moduladora Im' como se muestra en la Fig. 5(d), se
obtiene la forma de onda modulada óptica P mostrada en la Fig.
5(b).
En otras palabras, como se muestra en la Fig.
5(a), cuando se establece la corriente de excitación de LD
ILD como la suma (Ib + Im) de la corriente de polarización Ib y la
corriente moduladora Im para obtener la forma de onda modulada
óptica deseada P, la corriente de polarización Ib debe establecerse
aproximadamente igual a la corriente umbral Ith, y la corriente
moduladora Im debe establecerse de manera que la forma de onda
modulada óptica P se haga P = \eta \cdot Im como se muestra en
la Fig. 5(b).
Pero en general, la corriente umbral Ith y la
eficiencia cuántica diferencial \eta no sólo varían dependiendo
de la fuente de luz (LD) individual, sino también varían dependiendo
de un cambio de temperatura. Por esta razón, es deseable controlar
la corriente de polarización Ib y la corriente moduladora Im
dependiendo de la variación de la corriente umbral Ith y la
eficiencia cuántica diferencial \eta, para obtener constantemente
la forma de onda modulada óptica deseada P.
Por ejemplo, si la corriente umbral Ith y la
eficiencia cuántica diferencial \eta mostradas en (i) de la Fig.
5(a) cambian a la corriente umbral Ith' y la eficiencia
cuántica diferencial \eta' como las mostradas en (ii), la
corriente de polarización Ib' debe controlarse para que sea
aproximadamente igual a la corriente umbral Ith', y la corriente
moduladora Im' debe controlarse de manera que la forma de onda
modulada óptica P se haga P = \eta' \cdot Im'.
El controlador de LD 9 mostrado en la Fig. 2
tiene las funciones de llevar a cabo tales controles.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
la primera forma de forma de realización de la unidad de excitación
de fuentes de luz, haciendo referencia a la Fig. 6. La Fig. 6 es un
diagrama de bloques de sistema que muestra la estructura de la
primera forma de realización de la unidad de excitación de fuentes
de luz.
La unidad de excitación de fuentes de luz tiene
el circuito integrado generador de señales moduladoras de LD 2 que
incluye el generador de señales moduladoras de LD 10, y el circuito
integrado de excitación de LD 3 que incluye el controlador de LD 9
y la unidad de excitación de LD 12. Los circuitos integrados 2 y 3
son producidos mediante diferentes procedimientos de producción. El
circuito integrado de excitación de LD 3 está dispuesto en un
entorno del diodo láser (LD) 102 que ha de ser excitado, y está
montado en el captador óptico 101 mostrado en la Fig. 3.
Una sección de bucle enganche de fase (PLL) 20,
un detector de longitud de recorrido 21, una unidad de retención de
información generadora de formas de onda de excitación 22 y un
generador de señales moduladoras 23 del circuito integrado
generador de señales moduladoras de LD 2 funcionan como medio
generador de señales moduladoras para generar una pluralidad de
señales moduladoras basadas en información generadora de formas de
onda de excitación para la fuente de luz. Además, una unidad de
fuente de corriente 28 y una unidad de conmutación 29 de una
sección moduladora 27 dentro del circuito integrado de excitación de
LD 3 funcionan como medio (o sección) de selección de fuentes de
corriente para seleccionar una o una pluralidad de corrientes
producidas desde una pluralidad de fuentes de corriente basadas en
las señales moduladoras generadas por el medio (o sección)
generador de señales moduladoras. Por otra parte, los sumadores 30 y
31 y un excitador de corriente 32 del circuito integrado de
excitación de LD 3 funcionan como medio (o sección) de excitación de
fuentes de luz para excitar la fuente de luz para generar luz de
múltiples niveles generando y suministrando a la fuente de luz una
corriente que tiene una cantidad de múltiples niveles basada en la
corriente o la pluralidad de corrientes seleccionadas por el medio
(o sección) de selección de fuentes de corriente. Además, un
ajustador de retardo 24 del circuito integrado generador de señales
moduladoras de LD 2 funciona como un medio (o sección) de anulación
para sumar una cantidad de error de señal que elimina diferencias en
las cantidades de retardos de señal generados entre el medio (o
sección) generador de señales moduladoras y el medio (o sección) de
excitación de fuentes de luz en una etapa anterior al medio (o
sección) de selección de fuentes de corriente.
En el circuito integrado generador de señales
moduladoras de LD 2, el generador de señales moduladoras de LD 10
incluye la sección de PLL 20 y el detector de longitud de recorrido
21. La sección de PLL 20 genera una señal de reloj PCK
multiplicando n por la frecuencia de la señal de reloj de grabación
WCK, y una pluralidad de señales de reloj CK0 a CK7 que tienen
diferencias de fase predeterminadas respecto a la señal de reloj
PCK. El detector de longitud de recorrido 21 detecta la longitud de
recorrido de la señal de datos de grabación Wdata que es recibida
desde el controlador 19 mostrado en la Fig. 4 que corresponde al
controlador 106 mostrado en la Fig. 6, y suministra una señal de
longitud de recorrido Len a la unidad de retención de información
generadora de formas de onda de excitación 22. El detector de
longitud de recorrido 21 también produce una señal retardada de
datos de grabación dWdata retardando la señal de datos de grabación
Wdata una cantidad predeterminada.
La unidad de retención de información generadora
de formas de onda de excitación 22 funciona como un medio (o
sección) de retención de información generadora de formas de onda de
excitación para almacenar información generadora de formas de onda
de excitación basada en la forma de onda de excitación de la fuente
de luz LD, y produciendo información generadora de formas de onda
de excitación que corresponde a la señal de longitud de recorrido
Len dependiendo de la señal retardada de datos de grabación dWdata.
El generador de señales moduladoras 23 funciona como un medio (o
sección) generador de señales moduladoras para generar señales M0 a
M2 a partir de la información generadora de formas de onda de
excitación producida desde la unidad de retención de información
generadora de formas de onda de excitación 22. El ajustador de
retardo 24 funciona como un medio (o sección) de ajuste de retardo
para retardar cada una de las señales moduladoras M0 a M2 una
cantidad predeterminada para suministrar señales moduladoras Mod0 a
Mod2. Un generador de señales de temporización de control de LD 26
del circuito integrado generador de señales moduladoras de LD 2
genera una señal de temporización de control de LD a partir de la
señal retardada de datos de grabación dWdata o la señal de datos de
grabación Wdata. Un controlador 25 del circuito integrado generador
de señales moduladoras de LD 2 suministra una señal de control a
diversas partes del aparato de grabación y reproducción de
información en respuesta a un comando de control recibido desde el
controlador 19 mostrado en la Fig. 4.
Por otra parte, en el circuito integrado de
excitación de LD 3, la sección moduladora 27 genera una corriente
moduladora de LD Imod basada en los datos de nivel de irradiación
P0Data, P1D0ata y P2Data que corresponden respectivamente a niveles
de irradiación P0, P1 y P2 de la fuente de luz LD (que corresponden
a las fuentes de luz LD1 y LD2 mostradas en la Fig. 4) y las
señales moduladoras Mod0, Mod1 y Mod2. El controlador de LD 33
genera una corriente de polarización Ibias y una señal de escala
Iscl que ordena la escala de la corriente moduladora, basada en la
señal de detección de la unidad receptora de luz de monitorización
PD (que corresponde a las unidades receptoras de luz PD2 y PD5
mostradas en la Fig. 4), de manera que la cantidad de luz emitida
desde la fuente de luz LD se convierte en un valor deseado. El
sumador 31 suma la corriente moduladora de LD Imod y la corriente
de polarización Ibias. El excitador de corriente 32 amplifica la
corriente procedente del sumador 31 y produce una corriente de
excitación de LD ILD para la fuente de luz LD. El controlador 34
suministra señales de control a diversas partes del aparato de
grabación y reproducción de información en respuesta a un comando
de control que es recibido desde el controlador 19 o es recibido
desde el controlador 19 a través del controlador 25. Por lo tanto,
la sección moduladora 27, el sumador 31, el excitador de corriente
32, el controlador de LD 33 y el controlador 34 funcionan como el
medio (o sección) de excitación de fuentes de luz.
La sección moduladora 27 incluye la unidad de
fuente de corriente 28, la unidad de conmutación (SW) 29, y el
sumador 30. La unidad de fuente de corriente 28 incluye tres fuentes
de corriente (convertidores digitales a analógicos; DACs) 28a, 28b
y 28c para suministrar respectivamente corrientes I0, I1 e I2
basadas en los datos de nivel de irradiación P0data, P1data y
P2Data. La unidad de conmutación 29 incluye tres conmutadores 29a,
29b y 29c para controlar respectivamente los estados de
encendido/apagado de las corrientes I0, I1 e I2 dependiendo de las
señales moduladoras Mod0, Mod1 y Mod2. El sumador 30 suma las
corrientes producidas desde la unidad de conmutación 29 y produce
la corriente moduladora de LD Imod.
El controlador de LD 33 mostrado en la Fig. 6
corresponde al controlador de LD 9 mostrado en la Fig. 4. Además,
la sección moduladora 27 (que incluye la unidad de fuente de
corriente 28, la unidad de conmutación 29 y el sumador 30), el
sumador 31, el excitador de corriente 32 y el controlador 34
mostrados en la FIg. 6 corresponden a la estructura interna de la
unidad de excitación de LD 12 mostrada en la Fig. 4.
En esta primera forma de realización, las
combinaciones de la unidad de fuente de corriente 28, la unidad de
conmutación 29 y las señales moduladoras Mod pueden incrementarse si
es necesario.
Para simplificar la descripción, se supone por
conveniencia que la grabación se lleva a cabo en tres niveles como
se muestra en la Fig. 7.
La Fig. 7 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes de la unidad de
excitación de fuentes de luz mostrada en la Fig. 6. En este caso, se
supone por conveniencia que el medio de grabación de información
100 usado es un medio de grabación de información de tipo de cambio
de fase como el disco CD-RW, el disco
DVD-RW y el disco DVD+RW. Además, se supone que la
fuente de luz LD se controla para emitir luz con la forma de onda
modulada óptica P mostrada en la Fig. 7(d) y se forman marcas
de grabación mostradas en la Fig. 7(e) sobre una superficie
de grabación del medio de grabación de información 100, basadas en
la señal de datos de grabación Wdata mostrada en la Fig. 7(c)
y la señal de reloj de grabación WCK mostrada en la Fig.
7(b).
En el gráfico de tiempo de la Fig. 7 y los otros
gráficos de tiempo que se describirán más adelante, se usan las
mismas designaciones para las señales correspondientes. Además, en
los gráficos de tiempo, un símbolo "\uparrow" indica un
flanco ascendente, y un símbolo "\downarrow" indica un flanco
descendente.
Una señal de validación de escritura WG mostrada
en la Fig. 7(a) ordena la conmutación entre la grabación y
la reproducción. la fuente de luz LD emite la luz a una potencia de
reproducción Pr durante un periodo de nivel bajo de la señal de
validación de escritura WG. La fuente de luz LD emite la luz basada
en la señal de datos de grabación Wdata y la señal de reloj de
grabación WCK durante un periodo de nivel alto de la señal de
validación de escritura WG.
Las Figs. 7(f-1),
7(f-2) y 7(f-3)
muestran las señales moduladoras Mod0, Mod1 y Mod2 que controlan la
conmutación de la unidad de conmutación 29, y un estado donde no
existe desfase o, en un estado donde el desfase es corregido por el
ajustador de retardo 24.
Las Figs. 7(g-1),
7(g-2) y 7(g-3)
muestran señales moduladoras M0', M1' y M2' que se obtienen cuando
se lleva a cabo la conmutación sin el uso del ajustador de retardo
24, igual que en el caso del aparato convencional de grabación y
reproducción de información. En este caso, se genera un desfase
\Delta1 entre las señales moduladoras M0' y M1', y se genera un
desfase \Delta2 entre las señales moduladoras M1' y M2'.
La primera invención corrige los desfases
\Delta1 y \Delta2 de la siguiente manera, de modo que se
obtienen las señales moduladoras Mod0 a Mod2 mostradas en las Figs.
7(f-1) a 7(f-3).
El desfase puede generarse cuando el generador
de señales moduladoras 23 genera las salidas, durante la
transferencia a la unidad de conmutación 29, y al llevar a cabo la
conmutación en la unidad de conmutación 29. El desfase puede estar
causado por una diferencia en las longitudes de cableado, una
diferencia en las impedancias de línea, características de carga, e
inconsistencias de los dispositivos. El desfase al que se hace
referencia en la presente invención incluye el desfase generado por
tales causas.
Generalmente, las marcas de grabación se forman
en el medio de grabación de información de tipo de cambio de fase
usando impulsos múltiples de 3 niveles que tienen una potencia de
escritura Pw, una potencia de borrado Pe y una potencia inferior Pb
de la forma de onda modulada óptica P. Puede hacerse una grabación
exacta controlando con exactitud el nivel de potencia de grabación
y la anchura de impulso y los intervalos de impulsos de cada uno de
los impulsos.
Cuando se forman las marcas de grabación sobre
el medio de grabación de información, los efectos térmicos pueden
hacer que los flancos de las marcas de grabación varíen según las
longitudes de los espacios adyacentes, dependiendo del medio de
grabación de información o la velocidad lineal de grabación
usada.
Para evitar que los flancos de las marcas de
grabación varíen, cada anchura de impulso de la forma de onda
modulada óptica se varía convencionalmente tomando en consideración
la longitud del espacio adyacente.
A continuación se ofrecerá una explicación más
detallada de la estructura y funcionamiento de la unidad óptica de
excitación de fuentes de luz mostrada en la Fig. 6.
La Fig. 8 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra una estructura interna más detallada de la sección de
PLL 20 mostrada en la Fig. 6.
La sección de PLL 20 incluye un divisor de
frecuencia de 1/M 201, un comparador de fase (PC) 202, un filtro de
bucle 203, un oscilador de voltaje controlado (VCO) 204, un divisor
de frecuencia de 1/N 205, y un divisor de frecuencia de M/N 206.
Los divisores de frecuencia de 1/M, 1/N y M/N 201, 205 y 206 dividen
respectivamente la frecuencia de una señal de entrada a los mismos
por M, N y N/M. El funcionamiento de cada parte de la sección de
PLL 20 es similar a la de un circuito PLL generalmente conocido, y
se omitirá una descripción detallada de la misma.
La sección de PLL 20 genera la señal de reloj
PCk multiplicando n a la frecuencia de la señal de reloj de
grabación WCK. Después, la sección de PLL 20 genera una pluralidad
de señales de reloj que tienen diferencias de fase predeterminadas
a partir de la señal de reloj PCK. La sección de PLL 20 también
genera una señal de reloj de canal CLK. En esta primera forma de
realización, la sección de PLL 20 genera 8 señales de reloj CK0 a
CK7 que tienen las diferencias de fase predeterminadas de la señal
de reloj PCK.
El divisor de frecuencia de 1/M 201 divide por M
la frecuencia de la señal de reloj de grabación WCK. La relación de
división de frecuencia 1/M puede establecerse variablemente como M =
2 ó 4, por ejemplo, y corresponde a un caso en el que la señal de
reloj de grabación WCK se suministra dividiendo la frecuencia de la
señal de reloj de canal de grabación CLK. La generación de ruido se
reduce transfiriendo la señal de reloj de grabación WCK a una
frecuencia reducida.
El oscilador 204 genera m señales de reloj que
tienen diferencias de fase predeterminadas a partir de la señal de
reloj PCK, y suministra las m señales de reloj al generador de
señales moduladoras 23. En esta primera forma de realización, m = 8
y se generan las 8 señales de reloj CK0 a CK7. El oscilador 201
puede estar formado por un oscilador en anillo, por ejemplo.
El divisor de frecuencia de 1/N 205 divide por N
la frecuencia de una de las señales de reloj producidas desde el
oscilador 204, es decir, la señal de reloj CK0, por ejemplo. La
relación de división de frecuencia 1/N del divisor de frecuencia de
1/N 205 puede establecerse variablemente, y N/M se convierte en el
coeficiente de multiplicación n de la señal de reloj PCK respecto a
la señal de reloj de grabación WCK.
El divisor de frecuencia de M/N 206 divide por
N/M la frecuencia de la señal de reloj PCK para generar la señal de
reloj de canal de grabación CLK, y suministra esta señal de reloj de
canal de grabación CLK al detector de longitud de recorrido 21
mostrado en la Fig. 6.
Según se describirá más adelante, las señales
moduladoras de LD Mod0 a Mod2 son generadas usando como referencias
las señales de reloj CK0 a CK7.
En otras palabras, la potencia de resolución de
ajuste de anchura de impulso de la señal moduladora de LD Mod
puede establecerse ajustando las relaciones de división de
frecuencia 1/N y 1/M. Por ejemplo, si se supone que la señal de
reloj de grabación WCK suministrada se transfiere a la misma
frecuencia que la señal de reloj de canal de grabación CLK y M = 4
y N = 16, la frecuencia de la señal de reloj PCK se hace 4 veces la
frecuencia de la señal de reloj del canal de grabación CLK, y la
señal moduladora de LD Mod puede generarse a una potencia de
resolución de ajuste de anchura de impulso que es 1/32 (= m \cdot
M/N) respecto a la señal de reloj del canal de grabación CLK. Esto
se denominará en lo sucesivo etapa de ajuste de anchura de impulso o
simplemente etapa. En este caso particular, 32 etapas corresponden
a 1 periodo de reloj de canal.
El detector de longitud de recorrido 21 detecta
la longitud de recorrido de la señal de datos de grabación Wdata
que es suministrada desde el controlador 19, y suministra la señal
de longitud de recorrido Len a la unidad de retención de
información generadora de formas de onda de excitación 22. La señal
de datos de grabación Wdata es una señal binaria de no retorno a
cero invertido (NRZI) que indica la marca de grabación mediante un
periodo de nivel alto y que indica un espacio mediante un periodo de
nivel bajo. En otras palabras, el detector de longitud de recorrido
21 detecta la longitud de la marca y la longitud del espacio de los
datos de grabación. En este caso se supone que una señal de
longitud de recorrido Len1 indica una longitud de marca, una señal
de longitud de recorrido Len0 indica una longitud del espacio
inmediatamente precedente, y una señal de longitud de recorrido
Len2 indica una longitud del espacio inmediatamente posterior.
El detector de longitud de recorrido 21 se
construye dependiendo de las longitudes de recorrido mínima y máxima
de la señal de datos de grabación Wdata. En esta primera forma de
realización, se supone que el aparato de grabación y reproducción
de información óptica graba la señal de datos de grabación Wdata
sobre el medio de grabación de información en formato DVD (disco
DVD+RW, disco DVD-R, disco DVD-RAM o
similares), y la señal de datos de grabación Wdata es sometida a
modulación EFM+. En otras palabras, se supone que la longitud de
recorrido es de 3T a 11T y 14T, donde T indica el periodo de reloj
de canal.
El detector de longitud de recorrido 21 tiene en
consideración un tiempo predeterminado necesario para detectar la
longitud de recorrido, los tiempos de retardo de los diversos
circuitos y similares, y retarda la señal de datos de grabación
Wdata una cantidad predeterminada para suministrar la señal
retardada de datos de grabación dWdata al generador de señales
moduladoras 23 y al generador de señales de control de LD 26
mostrados en la Fig. 6.
La Fig. 9 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna del detector de longitud de
recorrido 21 mostrado en la Fig. 6. Además, la Fig. 10 es un gráfico
de tiempos que muestra formas de onda de señales en diversas partes
del detector de longitud de recorrido mostrado en la Fig. 9.
Como se muestra en la Fig. 9, el detector de
longitud de recorrido 21 incluye un circuito de retardo 211, un
controlador de tipo primero en entrar- primero en salir (FIFO) 212,
un contador 213, un FIFO 214 y un registro 215.
El contador 213 cuenta una longitud de
recorrido, es decir, el periodo de nivel alto y el periodo de nivel
bajo de la señal de datos de grabación Wdata mostrada en la Fig.
10(b), en respuesta a la señal de reloj de canal de
grabación CLK mostrada en la Fig. 10(a), y produce una señal
de recuento (recuento) mostrada en la Fig. 10(c).
Los datos de longitud de recorrido contados por
el contador 213 son almacenados temporal y sucesivamente por el
FIFO 214.
El circuito de retardo 211 está formado por un
registro de desplazamiento y similares, y retarda la señal de datos
de grabación Wdata un tiempo de retardo predeterminado dly, para
producir la señal retardada de datos de grabación dWdata mostrada
en la Fig. 10(d). Además, el circuito de retardo 211 también
genera señales que tienen diferentes tiempos de retardo para
generar las diversas señales de control, y suministra estas señales
al controlador FIFO 212.
El controlador FIFO 212 genera señales de
control para controlar la escritura y lectura del FIFO 214 y para
controlar las diversas partes del detector de longitud de recorrido
21. El registro 215 retiene y produce los datos de longitud de
recorrido (Len0, Len1 y Len2) leídos del FIFO 214.
El controlador FIFO 212 suministra las señales
de control de manera que el momento de lectura del FIFO 214
(momento de retención del registro 215) coincida con la de la señal
retardada de datos de grabación dWdata.
En otras palabras, como se muestra en las Figs.
10(e-1), 10(e-2) y
10(e-3), la longitud de la marca Len1, la
longitud del espacio inmediatamente precedente Len0 y la longitud
del espacio inmediatamente posterior Len2 son ajustadas de manera
que coincidan con la señal retardada de datos de grabación dWdata.
Alternativamente, la información generadora de formas de onda de
excitación que es convertida por los datos de longitud de recorrido
Len0 a Len2 es ajustada para que coincida con la señal retardada de
datos de grabación dWdata, como se muestra en la Fig. 10 (f).
El tiempo de retardo dly y el tamaño del FIFO
214 pueden determinarse teniendo en consideración las longitudes de
recorrido mínima y máxima de la señal de datos de grabación Wdata y
los tiempos de retardo de los diversos circuitos, de manera que no
se produzca un estado vacío o lleno del FIFO 214.
La unidad de retención de información generadora
de formas de onda de excitación 22 está formada por una memoria que
almacena la información generadora de formas de onda de excitación.
La unidad de retención de información generadora de formas de onda
de excitación 22 produce información generadora de formas de onda de
excitación que corresponde a los datos de longitud de recorrido
Len0 a Len2 que son recibidos desde el detector de longitud de
recorrido 21, dependiendo de la señal retardada de datos de
grabación dWdata.
La Fig. 11 es un gráfico de tiempos para
explicar una relación de la información generadora de formas de onda
de excitación y la forma de onda óptica.
La información generadora de formas de onda de
excitación incluye información de temporización que indica momentos
de cambio de nivel de irradiación de la forma de onda óptica. Esta
información de temporización se describe por el número de etapas de
ajuste de anchura de impulsos y, como se muestra en la Fig. 11, los
momentos de cambio se determinan acumulando cada información de
temporización (TSS, TSP, TMS, TMP, TLS, TLP) a partir de un tiempo
de referencia. Por ejemplo, el tiempo de referencia puede ser un
flanco ascendente de la señal retardada de datos de grabación
dWdata. En la Fig. 11, NMP indica un número de repeticiones de la
información de temporización TMS y TMP, y NMP = 2 en este caso
particular mostrado.
En otras palabras, los momentos de ascenso y
descenso, es decir, los momentos de transición de la señal
moduladora Mod1 están determinados por la información de
temporización TSS y TEMP que indica el periodo de nivel alto de la
señal de datos de grabación Wdata. Además, los momentos de
transición de la señal moduladora Mod2 están determinados por cada
una de las informaciones de temporización TSS, TSP, TMS, TMP, TLS,
TLP.
Por consiguiente, es posible establecer
arbitrariamente el periodo de impulsos múltiples y el ciclo de
utilización (o tasa de utilización) de la manera descrita
anteriormente.
En esta primera forma de realización, la forma
de onda de excitación se varía dependiendo de la longitud de la
marca y las longitudes de los espacios adyacentes de la señal de
datos de grabación Wdata, para controlar con una gran exactitud las
posiciones de los flancos de las marcas de grabación que han de
formarse.
Cuando se forma la marca de grabación sobre el
medio de grabación de información, los efectos térmicos pueden
hacer que los flancos de la marca de grabación varíen según la
longitud de los espacios adyacentes. Por lo tanto, esta forma de
realización varía la forma de onda de excitación teniendo en
consideración las longitudes de los espacios adyacentes, para
evitar que varíen los flancos de la marca de grabación.
En otras palabras, la información generadora de
formas de onda de excitación que corresponde a combinaciones de la
longitud de la marca y las longitudes de los espacios inmediatamente
precedente e inmediatamente posterior se almacena en la unidad de
retención de información generadora de formas de onda de excitación
22, y la información generadora de formas de onda de excitación que
corresponde a los datos de longitud de recorrido Len0 a Len2
detectados por el detector de longitud de recorrido 21 se produce
desde la unidad de retención de información generadora de formas de
onda de excitación 22.
En un caso en el que las longitudes de las
marcas y las longitudes de los espacios adyacentes son mayores que
un valor predeterminado, los efectos térmicos y las variaciones de
los flancos de las marcas de grabación causadas por los mismos son
pequeños. Por esta razón, es innecesario preparar la información
generadora de formas de onda de excitación para todas las
combinaciones de la longitud de la marca y las longitudes de los
espacios inmediatamente precedente e inmediatamente posterior, y la
capacidad de memoria requerida de la unidad de retención de
información generadora de formas de onda de excitación 22 puede
reducirse preparando y almacenando sólo la información generadora
de formas de onda de excitación respecto a las combinaciones que
tienen grandes efectos sobre los flancos de las marcas de
grabación. Además, esta primera forma de realización también cambia
las combinaciones que se preparan dependiendo de parámetros, para
reducir simultáneamente la capacidad de memoria requerida y
controlar con exactitud la forma de las marcas de grabación.
El generador de señales moduladoras 23 genera
las señales moduladoras M0 a M2 basadas en la información generadora
de formas de onda de excitación (información de temporización)
procedente de la unidad de retención de información generadora de
formas de onda de temporización 22, y suministra las señales
moduladoras M0 a M2 al ajustador de retardo 24. Las señales
moduladoras M0 a M2 son generadas con referencias a las señales de
reloj CK0 a CK7, y los tiempos que corresponden a las diferencias
de fase de las señales de reloj CK0 a CK7 determinan la potencia de
resolución de ajuste de anchura de impulso de las señales M0 a
M2.
La Fig. 12 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna del generador de señales
moduladoras 23 mostrado en la Fig. 6. La Fig. 13 es un diagrama de
transición de estado de un secuenciador para generar señales de
control del generador de señales moduladoras 23 mediante un
controlador de temporización 221 mostrado en la Fig. 12. La Fig. 14
es un gráfico de tiempos que muestra formas de onda de señales para
explicar la operación de generar las señales moduladoras a partir de
la información generadora de formas de onda de excitación. Las
Figs. 14(h-0) a 14(o) muestran las
formas de onda de señales con una base de tiempo que está ampliada
comparada con la de las Figs. 14(a) a 14(g). Por
conveniencia, se ofrecerá una descripción de la estructura y la
operación para generar la señal moduladora M2. Las otras señales
moduladoras M0 y M1 pueden generarse igual que la señal moduladora
M2. Las señales moduladoras M0 a M2 son suministradas al circuito
integrado de excitación de LD 3 mostrado en la Fig. 6, para obtener
la forma de onda óptica mostrada en la Fig. 14(b).
Como se muestra en la Fig. 12, el generador de
señales moduladoras 23 incluye el controlador de temporización 221,
una unidad de cálculo de temporización 222, una unidad de cálculo de
temporización 223, un contador 224, una unidad de retención de
señales de selección de fase (registro) 225, un contador 226, una
unidad de retención de señales de selección de fase (registro) 227,
una unidad de retardo de señales de impulsos de temporización 228,
biestables 229a a 229h, un multiplexor (MUX) 239, una unidad de
retardo de señales de impulsos de temporización 231, y una unidad
de salida de señales moduladoras 232.
El controlador de temporización 221 genera las
señales de control que se describirán más adelante y han de ser
suministradas a diversas partes del generador de señales moduladoras
23, basadas en la secuencia que funciona según el diagrama de
transición de estado mostrado en la Fig. 13. El controlador de
temporización 221 también genera un tiempo de referencia del tren
de impulsos de señales moduladoras que está retardado un tiempo
predeterminado \Delta (unidades de PCK) respecto a la señal
retardada de datos de grabación dWdata como se muestra en la
Fig. 12(a).
Fig. 12(a).
La unidad de cálculo de temporización 222 y la
unidad de cálculo de temporización 223 calculan el número de etapas
de ajuste de anchura de impulsos hasta el siguiente momento de
modulación a partir de la información de temporización suministrada
desde la unidad de retención de información generadora de formas de
onda de excitación 22, basándose en una señal de instrucción de
cálculo que es recibida desde el controlador de temporización 221.
En esta primera forma de realización, el momento de ascenso y el
momento de descenso son procesados independientemente para realizar
una operación de circuito de alta velocidad. Por lo tanto, se
calculan un momento de ascenso siguiente NextTiming1 (NT1) y un
momento de descenso siguiente NextTiming2 (NT2). Del número de
etapas de ajuste de anchura de impulso hasta el siguiente momento
de modulación de ascenso que se calcula, se suministran los 5 bits
superiores al contador 224, y los 3 bits inferiores se suministran a
la unidad de retención de señales de selección de fase 225 como una
señal de selección de fase. En este caso particular, se supone que
el número de etapas de ajuste anchura de impulso está indicado por 8
bits.
Igualmente, del número de etapas de ajuste de
anchura de impulso hasta el siguiente momento de modulación de
descenso, los 5 bits superiores se suministran al contador 226, y
los 3 bits inferiores se suministran a la unidad de retención de
señales de selección de fase 227 como una señal de selección de
fase.
El contador 224 y el contador 226 cuentan el
tiempo hasta el siguiente momento de modulación, en respuesta a la
señal de reloj PCK mostrada en la Fig.
14(h-0). Más concretamente, los contadores
224 y 226 introducen el número de etapas de ajuste de anchuras de
impulsos hasta el siguiente momento de modulación calculado por las
unidades de cálculo de temporización 222 y 223 según una señal de
carga load1 mostrada en la Fig. 14(f) que es suministrada
desde el controlador de temporización 221, y cuentan hacia atrás en
respuesta a la señal de reloj PCK.
Cuando el valor contado se hace cero, los
contadores 224 y 226 producen respectivamente un impulso de
activación SetP en momentos mostrados en las Figs. 14(d) y
14(j) y un impulso de puesta a cero RstP en momentos
mostrados en las Figs. 14(e) y 14(m). El impulso de
activación SetP y el impulso de puesta a cero RstP se denominarán
en lo sucesivo señales de impulsos de temporización.
La unidad de retención de señales de selección
de fase 225 y la unidad de retención de señales de selección de
fase 227 guardan respectivamente y suministran a la siguiente etapa
una señal de selección de fase phSel1 mostrada en la Fig.
14(k) y una señal de selección de fase phSel2 mostrada en la
Fig. 14(n). Los momentos de retención de las unidades de
retención de señales de selección de fase 225 y 227 están
determinados por las señales de control suministradas desde el
controlador de temporización 221.
La unidad de retardo de señales de impulsos de
temporización 228 y la unidad de retardo de señales de impulsos de
temporización 231 retardan respectivamente el impulso de activación
SetP dependiendo de la señal de selección de fase phSel1 y el
impulso de puesta a cero RstP dependiendo de la señal de selección
de fase psSel2, usando las señales de reloj CK0 a CK7 como
referencia. Por lo tanto, las unidades de retardo de señales de
impulsos de temporización 228 y 231 producen respectivamente
señales retardadas de impulsos de temporización dSP y dRP mostradas
en las Figs. 14(l) y 14(o).
Como la estructura interna de la unidad de
retardo de señales de impulsos de temporización 231 es la misma que
la de la unidad de retardo de señales de impulsos de temporización
228, en la Fig. 12 sólo se muestra la estructura interna de la
unidad de retardo de señales de impulsos de temporización 228.
A continuación, se ofrecerá una descripción más
detallada de la unidad de retardo de señales de impulsos de
temporización 228 mostrada en la Fig. 12. Se omitirá una descripción
más detallada de la unidad de retardo de señales de impulsos de
temporización 231 porque la descripción detallada de la unidad de
retardo de señales de impulsos de temporización 228 se aplica
igualmente a la unidad de retardo de señales de impulsos de
temporización 231.
Los biestables 229a a 229h de la unidad de
retardo de señales de impulsos de temporización 228 sincronizan el
impulso de activación SetP con las señales de reloj CK0 a CK7. Las
salidas de los biestables 229a a 229h son seleccionadas por el
multiplexor 230 dependiendo de la señal de selección de fase phSel1,
para producir una señal retardada de impulsos de temporización
dSP.
Por ejemplo, como se muestra en la escala
aumentada, la señal de selección de fase phSel1 está establecida
como "010", como se muestra en la Fig. 14(k), y el
impulso retardado de activación dSP mostrado en la Fig.
14(l) es producido selectivamente en sincronismo con la señal
de reloj CK2 mostrada en la Fig. 14(h-2).
Igualmente, el impulso retardado de puesta a cero dRP mostrado en
la Fig. 14(o) es producido también selectivamente.
La unidad de salida de señales moduladoras 232
mostrada en la Fig. 12 genera la señal moduladora M2 basada en las
señales retardadas de impulsos de temporización dSP y dRP. Por
ejemplo, la unidad de salida de señales moduladoras 232 puede estar
formada por un biestable de puesta a cero-activación
(SR).
En otras palabras, la señal moduladora M2 (Mod2)
sube a un nivel alto sensible a un flanco ascendente del impulso
retardado de activación dSP, y desciende a un nivel bajo sensible a
un flanco ascendente del impulso retardado de puesta a cero
dRP.
El secuenciador provisto dentro del controlador
de temporización 221 mostrado en la Fig. 12 funciona según el
diagrama de transición de estado mostrado en la Fig. 13. El
controlador de temporización 221 genera las señales de control que
controlan diversas partes del generador de señales moduladoras 23,
basándose en el secuenciador que funciona según el diagrama de
transición de estado mostrado en la Fig. 13.
Se ofrecerá una descripción de las condiciones
de transición del secuenciador. La Fig. 14(g) muestra un
ejemplo particular de la transición de estado.
Como se muestra en la Fig. 13, el secuenciador
está inicialmente en un estado inactivo Idle, y realiza una
transición a un estado TP en respuesta al flanco ascendente de la
señal retardada de datos de grabación dWdata.
Se realiza una transición desde el estado TP
hasta un siguiente estado en respuesta a la señal de carga load1
que es emitida en un tiempo de referencia. El siguiente estado al
que se realiza la transición difiere dependiendo de la información
generadora de formas de onda de excitación (TMS, TLS). El siguiente
estado es un estado MP si TMS \neq 0, un estado LP si TMS = 0 y
TLS \neq 0, y si no un estado de espera Wait (es decir, si TMS =
0 y TLS = 0).
Se realiza una transición desde el estado MP
hasta el estado LP en respuesta a la señal de carga load1 que es
emitida al mismo tiempo que el impulso de puesta a cero RstP, pero
el número de repetición NMP del estado MP se mantiene en el estado
MP. La Fig. 13 muestra un caso en el que NMP = 2.
Se realiza una transición desde el estado LP
hasta el estado de espera Wait en respuesta al impulso de puesta a
cero RstP. El estado de espera Wait continúa hasta el fin de los
impulsos múltiples, y se produce una transición al estado inactivo
Idle en respuesta al impulso de puesta a cero RstP.
Las siguientes fórmulas (2) y (3) se usan para
calcular los momentos para cada estado del secuenciador en las
unidades de cálculo de temporización 222 y 223.
En otras palabras, las fórmulas de cálculo
cambian dependiendo del estado Seq del secuenciador mostrado en la
Fig. 14(g). En las fórmulas (2) y (3), los términos que van
detrás del símbolo "@" indican el estado Seq del secuenciador.
Por ejemplo, cuando Seq = TP, NextTiming1 = TSS y NextTiming2 = TSS
+ TSP, y estos valores se cargan en los contadores 224 y 226 en
respuesta a la señal de carga load1 mostrada en la Fig.
14(f).
El ajustador de retardo 24 retarda las señales
moduladoras M0 a M2 de manera que las diferencias de retardo de las
señales moduladoras retardadas Mod0 a Mod2 entran dentro de un valor
predeterminado.
La Fig. 15 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna del ajustador de retardo 24
mostrado en la Fig. 6.
Las Figs. 7(g-1),
7(g-2) y 7(g-3)
muestran las señales moduladoras M0', M1' y M2' que se obtienen
cuando se lleva a cabo la conmutación sin el uso del ajustador de
retardo 24, igual que en el caso del aparato convencional de
grabación y reproducción de información. En este caso, la pluralidad
de señales moduladoras no cambia simultáneamente, y la corriente
moduladora, es decir, la forma de onda óptica, no tiene la forma de
onda deseada.
Como se muestra en la Fig. 15, el ajustador de
retardo 24 incluye partes 243a a 243c. La parte de retardo 243a
incluye elementos de retardo 241a a 241n que retardan
respectivamente una señal un tiempo de retardo predeterminado y
están conectados en serie, y un selector 242 que produce
selectivamente una de las salidas de los elementos de retardo 241a
a 241n. Las partes de retardo 243by 243c tienen la misma estructura
que la parte de retardo 243a, y en la Fig. 15 se omitirá una
ilustración de las mismas.
El ajustador de retardo 24 ajusta los tiempos de
retardo seleccionando la salida de uno de los elementos de retardo
en cada una de las partes de retardo 243a a 243c. Los tiempos de
retardo se ajustan de manera que el error (desfase) de los momentos
de conmutación de las señales moduladoras Mod0 a mod2 se haga
esencialmente cero, teniendo en consideración las diferencias en
los tiempos de retardo de las señales moduladoras M0 a M2 y las
diferencias en los retardos de transmisión de las señales
moduladoras Mod0 a Mod2. En otras palabras, la salida de cada señal
moduladora es retardada un tiempo predeterminado de manera que no se
introduce ningún retardo en los momentos en los que se selecciona
la pluralidad de corrientes. El desfase no cambia prácticamente si
se determina la línea de transmisión, es decir, si se determina esta
primera forma de realización de la unidad de excitación de fuentes
de luz. Por lo tanto, la selección del tiempo de retardo puede
determinarse al producir la unidad de excitación de fuentes de luz,
y el tiempo de retardo puede seleccionarse mediante regulación del
láser, por ejemplo.
Por ejemplo, en el caso mostrado en la Fig. 7,
cuando el tiempo de retardo de la señal moduladora M1 se establece
como \Delta, el tiempo de retardo de la señal moduladora M0 se
establece como \Delta + \Delta1, y el tiempo de retardo de la
señal moduladora M2 se establece como \Delta + \Delta2.
Cada una de las partes de retardo 243a a 243c
puede estar formada por una memoria intermedia de retardo que tiene
un tiempo de retardo que varía dependiendo de una corriente (o
voltaje) suministrada al mismo, y en este caso, los tiempos de
retardo del ajustador de retardo 24 pueden ajustarse variando las
corrientes (o voltajes) suministradas a cada una de las partes de
retardo 243a a 243c.
El generador de señales de control de LD 26
genera la señal de temporización de control de LD, como una señal
de muestreo para APC según el sistema de muestreo y retención, a
partir de la señal de datos de grabación Wdata. La señal de
muestreo es generada dependiendo de la forma de onda óptica (forma
de onda de emisión de luz) de la fuente de luz, porque la forma de
onda óptica está retardada respecto a la señal de datos de grabación
Wdata una cantidad que corresponde al retardo en el detector de
longitud de recorrido 21.
La sección de modulación 27 incluye la unidad de
fuente de corriente 28 que tiene las fuentes de corriente 28a, 28b
y 28c para suministrar respectivamente las corrientes I0, I1 e I2
basadas en los datos de nivel de irradiación P0Data, P1data y
P2Data, la unidad de conmutación 29 que tiene los conmutadores 29a,
29b y 29c para controlar respectivamente los estados de
encendido/apagado de las corrientes I0, I1 e I2 dependiendo de las
señales moduladoras Mod0, Mod1 y Mod2, y el sumador 30 que suma las
corrientes producidas desde la unidad de conmutación 29 y produce
la corriente moduladora de LD Imod.
La Fig. 16 es un diagrama que muestra una
corriente de excitación frente a la salida óptica característica de
la fuente de luz LD y la relación de corrientes en diversas partes
de la sección moduladora 27.
La fuente de corriente 28a está formada por la
DAC que produce la corriente I0 basada en los datos de nivel de
irradiación P0Data. Igualmente, la fuente de corriente 28b está
formada por la DAC que produce la corriente I1 basada en los datos
de nivel de irradiación P1Data, y la fuente de corriente 28c está
formada por la DAC que produce la corriente I2 basada en los datos
de nivel de irradiación P2Data. Una Isc1 (señal de escala) de
escala global de los DACs que forman las fuentes de corriente 28a a
28c es suministrada desde el controlador de LD 33, y se controla
dependiendo de una variación en la eficiencia cuántica diferencial
\eta. Por lo tanto, las corrientes de salida I0, I1 e I2 de las
fuentes de corriente 28a a 28c pueden obtenerse llevando a cabo
procedimientos de cálculo basados en las siguientes fórmulas (4) a
(6). Se supone por conveniencia que se usan DACs de 8 bits para las
fuentes de corriente 28a a 28c.
- - -
(4)I0 = (P0data/255) \text{*}
Isc1
- - -
(5)I1 = (P1data/255) \text{*}
Isc1
- - -
(6)I2 = (P2data/255) \text{*}
Isc1
La Fig. 16 muestra valores de corriente I0', I1'
e I2' que se obtienen multiplicando por un factor de amplificación
Ai las corrientes I0, I1 e I2 en el excitador de corriente 32.
Los conmutadores 29a a 29c controlan
respectivamente los estados de encendido/apagado de las corrientes
I0 a I2, dependiendo de las señales moduladoras Mod0 a Mod2. En la
Fig. 7, se supone que los conmutadores 29a a 29c están encendidos
cuando las señales moduladoras correspondientes Mod0 a Mod2 tienen
un nivel alto. Cada una de las corrientes I0 a I2 que se controla
para el estado encendido se suma en el sumador 30, para obtener la
corriente moduladora Imod. En otras palabras, la corriente
moduladora Imod puede obtenerse llevando a cabo un procedimiento de
cálculo basado en la siguiente fórmula (7), donde "x
Mod(n)" indica "x 1" cuando Mod(n) tiene un
nivel alto, e indica "x 0" cuando Mod(n) tiene un nivel
bajo, donde (n) es 0, 1 y 2.
- - -
(7)Imod = I0 \ x \ Mod0 + I1 \ x \ Mod1 + I2 \ x \
Mod2
En la Fig. 16, la corriente Ib tiene un valor de
corriente obtenido multiplicando por el factor de amplificación Ai
la corriente de polarización Ibias que se controla mediante el
controlador de LD 33. La emisión de luz de la fuente de luz de LD
se controla para que se produzca a un nivel inferior Pb respecto a
la corriente Ib.
Al emitir la luz desde la fuente de luz PD al
nivel de reproducción Pr, la señales moduladoras Mod0 a Mod2 se
establecen como Mod0 = 1, Mod1 = 0 y Mod2 = 0, y se genera la señal
moduladora Imod de manera que Imod = I0, para suministrar una
corriente de excitación Ib + I0' a la fuente de luz LD. En este
estado, se establece un valor que corresponde a P0 (= Pr - Pb) para
los datos de nivel de irradiación P0Data.
La emisión de luz desde la fuente de luz LD al
nivel de borrado Pe y al nivel de escritura Pw puede realizarse de
igual modo. En un caso en el que la corriente umbral Ith de la
fuente de luz LD y la eficiencia cuántica diferencial \eta varían
desde un estado mostrado en la Fig. 16(i) hasta un estado
mostrado en la Fig. 16(ii) debido a un cambio de temperatura
y similares, el controlador de LD 33 controla la corriente de
polarización Ib y la señal de escala Iscl para obtener la cantidad
deseada de emisión de luz. En otras palabras, son generadas las
corrientes Ib e I0' a I2' mostradas en la Fig. 16(ii), para
obtener la forma de onda óptica deseada mostrada en la Fig.
16(a).
También es posible sumar constantemente la
corriente Ib' que corresponde al nivel inferior Pb a la corriente
de excitación de LD, de manera que la corriente de polarización Ib
corresponda a la corriente umbral Ith. En otras palabras, es
posible realizar la emisión de luz al nivel inferior Pb mediante la
corriente Ib + Ib' como se muestra en la Fig. 16 (A). La corriente
Ib' puede ser controlada mediante la señal de escala Iscl, de igual
modo que las otras fuentes de corriente.
El controlador de LD 33 genera la corriente de
polarización Ibias y la señal de escala Iscl que ordena la escala
de la corriente moduladora, basada en la señal de detección de la
unidad receptora de luz de monitorización de PD (que corresponde a
las unidades receptoras de luz PD2 y PD5 mostradas en la Fig. 4), de
manera que la cantidad de luz emitida desde la fuente de luz LD se
convierta en el valor deseado.
En otras palabras, cuando la corriente umbral
Ith de la fuente de luz LD y la eficiencia cuántica diferencial
\eta varían debido al cambio de temperatura y similares, la
corriente de polarización Ibias se controla respecto a la variación
de la corriente umbral Ith, y la señal de escala Iscl se controla
respecto a la variación de la eficiencia cuántica diferencial
\eta.
Además, al controlar la señal de detección de la
unidad receptora de luz de monitorización PD muestreando y
reteniendo cuando la cantidad de emisión de luz es el valor deseado,
este control puede llevarse a cabo según la señal de control de LD
que es suministrada desde el generador de señales de control de LD
26.
El propio control de LD no está relacionado
directamente con la materia de la presente invención, y pueden
emplearse técnicas conocidas. Por lo tanto, se omitirá la
ilustración y la descripción relacionadas con la estructura
detallada para realizar el propio control de LD.
Por supuesto, el controlador de LD 33 puede
estar equipado dentro del circuito integrado de excitación de LD 3
como se muestra en la Fig. 6, o fuera del circuito integrado de
excitación de LD 3. Al proveer el controlador de LD 33 por separado
del circuito integrado de excitación de LD 3, la corriente de
polarización Ibias y la señal de escala Iscl pueden ser
suministradas directamente desde el controlador de LD 33 o por medio
del controlador 34.
El excitador de corriente 32 amplifica la
corriente suministrada desde el sumador 31 por el factor de
amplificación Ai, y suministra la corriente de excitación de LD ILD
a la fuente de luz LD. La corriente de excitación de LD ILD puede
obtenerse llevando a cabo un procedimiento de cálculo basado en la
siguiente fórmula (8).
- - -
(8)ILD = Ai \text{*} (Ibias +
Imod)
Por lo tanto, según la primera forma de
realización de la unidad de excitación de fuentes de luz, un desfase
es corregido aunque el desfase se genere entre las señales
moduladoras. Por lo tanto, es posible formar con exactitud las
marcas de grabación sobre el medio de grabación de información sin
afectar a la forma de onda óptica. Por lo tanto, el circuito
integrado generador de señales moduladoras de LD 2 y el circuito
integrado de excitación de LD 3 pueden estar formados por circuitos
integrados separados, y cada uno de los circuitos integrados 2 y 3
puede producirse mediante un procedimiento de semiconductor adecuado
para obtener las características deseadas del circuito. Por
consiguiente, es posible producir una unidad de excitación de
fuentes de luz que tiene un alto rendimiento a bajo
coste.
coste.
En otras palabras, se requieren funcionamiento a
alta velocidad y densidad de alta integración del generador de
señales moduladoras de LD 10, y el procedimiento CMOS de precisión
es adecuado para producir el generador de señales moduladoras. Por
otra parte, la unidad de excitación de LD 12 está conectada a la
fuente de luz LD que funciona a un voltaje de 1 V a varios V, y se
requiere un procedimiento de voltaje no disruptivo elevado (por
ejemplo, 5 V o 3,3 V). Normalmente, es difícil desarrollar un
voltaje no disruptivo elevado en el caso del procedimiento CMOS
sumamente preciso, porque el voltaje no disruptivo es sólo
aproximadamente 1,8 V en el caso de un procedimiento CMOS de 0,18
\mum. Pero según esta primera forma de realización, el generador
de señales moduladoras de LD y la unidad de excitación de LD 12
pueden producirse mediante diferentes procedimientos que son
adecuados para obtener las características deseadas.
Además, cuando el circuito integrado generador
de señales moduladoras de LD 2 y el circuito integrado de excitación
de LD 3 están montados dentro de un único paquete, las líneas de
transmisión de las señales moduladoras se vuelven constantes
independientemente de la estructura y disposición del aparato de
grabación y reproducción de información (particularmente el
captador óptico), facilitando así el ajuste de retardo. Incluso
cuando el circuito integrado generador de señales moduladoras de LD
2 y el circuito integrado de excitación de LD 3 estén montados
dentro del único paquete, los dos circuitos integrados 2 y 3 están
conectados por líneas de transmisión como cables, y es inevitable
que se genere algo de desfase. Por lo tanto, los efectos de la
presente invención son particularmente notables cuando se lleva a
cabo una operación a alta velocidad.
El circuito integrado generador de señales
moduladoras de LD 2 y el circuito integrado de excitación de LD 3
pueden estar montados en el captador óptico, y puede ajustarse el
desfase causado por las líneas de transmisión entre los dos
circuitos integrados 2 y 3. En este caso, la distancia de las líneas
de transmisión entre los dos circuitos integrados 2 y 3 se hace
relativamente corta, y la cantidad de desfase generado por ello es
pequeña. Por otra parte, no se realiza transmisión a través de una
parte curvada del FPC, la cual causaría, si no, un cambio en la
característica de la línea de transmisión debido al curvado y
extensión de las líneas de transmisión. Por lo tanto, la cantidad
de desfase no varía, y el desfase puede corregirse mediante un
ajuste de retardo predeterminado.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
una segunda forma de realización de la unidad de excitación de
fuentes de luz según la presente invención. La Fig. 17 es un
diagrama de bloques de sistema que muestra la estructura de esta
segunda forma de realización de la unidad de excitación de fuentes
de luz. En la Fig. 15, aquellas partes que son las mismas que las
partes correspondientes en la Fig. 6 se designan por los mismos
números de referencia, y se omitirá una descripción de las
mismas.
En la Fig. 17, la sección de PLL 20, el detector
de longitud de recorrido 21, una unidad de retención de información
generadora de formas de onda de excitación 41 y un generador de
señales moduladoras 42 del circuito integrado generador de señales
moduladoras de LD 2 funcionan como medio (o sección) generador de
señales moduladoras para generar una pluralidad de señales
moduladoras basadas en información generadora de formas de onda de
excitación para la fuente de luz. Además, la unidad de fuente de
corriente 28 y la unidad de conmutación 29 de la sección moduladora
27 dentro del circuito integrado de excitación de LD 3 funcionan
como medio (o sección) de selección de fuentes de corriente para
seleccionar una o una pluralidad de corrientes producidas desde una
pluralidad de fuentes de corriente, basándose en las señales
moduladoras generadas por el medio (o sección) generador de señales
moduladoras. Por otra parte, los sumadores 30 y 31 y el excitador de
corriente 32 del circuito integrado de excitación de LD 3 funcionan
como medio (o sección) de excitación de fuentes de luz para excitar
la fuente de luz para generar luz de múltiples niveles generando y
suministrando a la fuente de luz una corriente que tiene una
cantidad de múltiples niveles basada en la corriente o la pluralidad
de corrientes seleccionadas por el medio (o sección) de selección
de fuentes de corriente. Además, la unidad de retención de
información generadora de formas de onda de excitación 41 y un
generador de señales moduladoras 42 del circuito integrado
generador de señales moduladoras de LD 2 funcionan como medio (o
sección) de anulación para sumar una cantidad de error de señal que
elimina diferencias en las cantidades de retardos de señal generados
entre el medio (o sección) generador de señales moduladoras y el
medio (o sección) de excitación de fuentes de luz en una etapa
anterior al medio (o sección) de selección de fuentes de
corriente.
La unidad de retención de información generadora
de formas de onda de excitación 41 funciona como un medio (o
sección) de retención de información generadora de formas de onda de
excitación y un medio (o sección) de ajuste de retardo, y almacena
la información generadora de formas de onda de excitación que
corresponde a cada señal moduladora que es generada por el
generador de señales moduladoras 42, y produce la información
generadora de formas de onda de excitación (información de
temporización Tdata) e información de desfase que corresponde a los
datos de longitud de recorrido Len0 a Len2 dependiendo de la señal
retardada de datos de grabación dWdata. El generador de señales
moduladoras 42 funciona como un medio (o sección) generador de
señales moduladoras, y genera las señales moduladoras Mod0, Mod1 y
Mod 2 basadas en la información de desfase y la información de
temporización Tdata.
El controlador 19 funciona como un medio (o
sección) de modificación de información generadora de formas de
onda de excitación para modificar la información generadora de
formas de onda de excitación que es retenida en el medio (o
sección) de retención de información generadora de formas de onda de
excitación.
Además, en la Fig. 17, la unidad de retención de
información generadora de formas de onda de excitación 41 almacena
la información generadora de formas de onda de excitación que
corresponde a cada una de las señales moduladoras Mod0 a Mod2, y
puede estar construida para producir la información generadora de
formas de onda de excitación (información de temporización Tdata0,
Tdata1 y Tdata2) que corresponde a los datos de longitud de
recorrido Len0, Len1 y Len2 basada en de la señal retardada de datos
de grabación dWdata.
El generador de señales moduladoras 42 genera la
señal moduladora Mod0 basada en la información de temporización
Tdata0, las señal moduladora Mod1 basada en la información de
temporización Tdata1, y la señal moduladora Mod2 basada en la
información de temporización Tdata2. El generador de señales
moduladoras 42 genera las señales moduladoras Mod0 a mod2 usando
las señales de reloj CK0 a CK7 como momentos de referencia, y el
tiempo que corresponde a las diferencias de fase de las señales de
reloj CK0 a CK7 se convierte en la potencia de resolución de ajuste
de anchura de impulso de las señales moduladoras Mod0 a Mod2. El
generador de señales moduladoras 42 puede estar construido de
manera similar al generador de señales moduladoras 23 mostrado en la
Fig. 12, y se omitirá una ilustración y descripción de la
estructura interna del mismo.
La Fig. 18 es un gráfico de tiempos para
explicar la relación de la información generadora de formas de onda
de excitación y la forma de onda óptica en esta segunda forma de
realización.
La información generadora de formas de onda de
excitación incluye la información de temporización que indica
momentos cuando cambia el nivel de irradiación de la forma de onda
óptica. En la Fig. 18 se muestran la información de temporización
Tdata1 y Tdata2 para generar las señales moduladoras Mod1 y
Mod2.
Como se muestra en la Fig. 18, la información de
temporización Tdata 1 incluye TSS1 y TEMP1. La información de
temporización Tdata2 incluye TSS2, TSP2TMS2, TMP2, TLS2, TLP2 y NMP.
En otras palabras, las señales moduladoras Mod1 y Mod2 son
generadas a partir de información de temporización independiente
Tdata 1 y Tdata2.
Cuando se establece cada información de
temporización teniendo en consideración el desfase de las señales
moduladoras mod0 a Mod2, es posible controlar los momentos de
conmutación de los conmutadores 29a a 29c mediante las señales
moduladoras Mod0a Mod2 sin error.
Por ejemplo, si existe un desfase \Delta en
las señales moduladoras Mod1 y Mod2, la información de temporización
Tdata1 y Tdata2 puede establecerse teniendo en consideración este
desfase \Delta (TSS1 y TSS2 en la Fig. 18). Además, normalmente,
al obtener la información de temporización dependiendo del medio de
grabación de información, se lleva a cabo realmente una grabación
para obtener valores que tienen como resultado las mejores
características, y al mismo tiempo puede obtenerse la información
óptima de temporización.
Por otra parte, puede suministrarse una clase de
información de temporización (por ejemplo, la información de
temporización Tdata 2 o la información de temporización Tdata de la
primera forma de realización) e información de desfase que indica
el desfase entre las señales moduladoras, de manera que el generador
de señales moduladoras 42 genera las señales moduladoras Mod0 a
Mod2 a partir de información que se obtiene sumando la información
de desfase a esta información de temporización. En este caso, las
señales moduladoras Mod0 a Mod2 pueden generarse en un estado donde
se corrige el desfase entre las señales moduladoras Mod0 a Mod2.
Por lo tanto, según esta segunda forma de
realización de la unidad de excitación de fuentes de luz, el desfase
de las señales moduladoras puede ajustarse en etapas de ajuste de
anchura de impulso, y pueden formarse marcas de grabación exactas
sobre el medio de grabación de información.
Además, como la etapa de ajuste anchura de
impulso puede hacerse pequeña en el caso de la grabación de alta
velocidad, el desfase puede ajustarse con precisión, y puede
suprimirse el desfase hasta un nivel insignificante
independientemente de la velocidad de grabación. Además, la unidad
de excitación de fuentes de luz puede realizarse con facilidad
porque pueden emplearse procedimientos CMOS de precisión para
producir la unidad de excitación de fuentes de luz respecto a las
demandas de forma de realización de la operación a alta
velocidad.
Según la primera y la segunda formas de
realización de la unidad de excitación de fuentes de luz, es posible
corregir un desfase aunque exista el desfase entre las señales
moduladoras, sin afectar a la forma de onda óptica, de manera que
se obtenga una forma de onda óptica deseada. Además, las partes del
circuito, como el circuito integrado generador de señales
moduladoras de LD 2 y el circuito integrado de excitación de LD 3,
pueden estar formadas por circuitos integrados separados y
producirse mediante procedimientos de semiconductor adecuados para
obtener las características de circuito deseadas para las partes del
circuito. Como resultado, es posible desarrollar una unidad de
excitación de fuentes de luz que tenga un alto rendimiento a bajo
coste.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
una tercera forma de realización de la unidad de excitación de
fuentes de luz según la presente invención. La Fig. 19 es un
diagrama de bloques de sistema que muestra la estructura de esta
tercera forma de realización de la unidad de excitación de fuentes
de luz. En la Fig. 19, aquellas partes que son las mismas que las
partes correspondientes en las Figs. 6 y 17 se designan por los
mismos números de referencia, y se omitirá una descripción de las
mismas. La Fig. 20 es un gráfico de tiempos para explicar la
relación de la información generadora de formas de onda de
excitación y la forma de onda óptica en esta tercera forma de
realización. Además, la Fig. 21 es un diagrama de transición de
estado de un secuenciador para generar señales de control de un
generador de señales moduladoras 51 mostrado en la Fig. 19.
En la Fig. 19, la unidad de retención de
información generadora de formas de onda de excitación 22 almacena
la información de temporización (TSS, TSP, TMS, TMP, TLS, TLP, TES,
TEP) mostrada en la Fig. 20.
El generador de señales moduladoras 51 mostrado
en la Fig. 19 funciona como un medio (o sección) generador de
señales moduladoras y un medio (o sección) de control, y genera una
señal moduladora Mod basada en la información de temporización que
es suministrada desde la unidad de retención de información
generadora de formas de onda de excitación 22 que funciona como un
medio (o sección) de retención de información generadora de formas
de onda de excitación. Como se describirá más adelante, un momento
de transición de la señal moduladora Mod determina un momento de
transición del nivel de irradiación de la fuente de luz LD. En otras
palabras, la información de temporización TSS, TSP, TMS, ... es
contada sucesivamente desde un tiempo de referencia para variar la
señal moduladora Mod. Además, la información de temporización que ha
de ser contada se selecciona basada en un estado Seq del
secuenciador mostrado en la Fig. 21. El generador de señales
moduladoras 51 puede estar construido de forma similar al generador
de señales moduladoras 23 mostrado en la Fig. 12, y se omitirá una
ilustración y una descripción de la estructura interna del
mismo.
Sin embargo, cada parte del generador de señales
moduladoras 51 se controla según el secuenciador mostrado en la
Fig. 21. El secuenciador mostrado en la Fig. 21 incluye además un
estado EP anterior al estado de espera Wait mostrado en la Fig. 13.
Un momento de transición a la potencia de borrado Pe, indicado por
líneas de puntos (A) en la Fig. 20, es controlado por este estado
EP. Además, el generador de señales moduladoras 51 genera una señal
de estado del secuenciador Seq que indica el estado del
secuenciador. Alternativamente, el generador de señales moduladoras
51 puede generar señales (por ejemplo, Sep, Swait, etc.) que indican
cada estado cuando está activo.
Un generador de señales de selección de potencia
52 genera señales de selección de potencia PSel0 y PSel1 que
ordenan el nivel de irradiación de la fuente de luz LD dependiendo
de la señal moduladora Mod y la señal de estado del secuenciador
Seq. El generador de señales de selección de potencia 52 y el
selector de P0data 56a y un selector de P1Data 56b que se
describirán más adelante funcionan como un medio (o sección)
generador de señales de selección de corriente.
La señal de selección de potencia PSel0 ordena
el nivel de irradiación para cuando la señal moduladora Mod tiene
un nivel bajo. La señal de selección de potencia PSel1 ordena el
nivel de irradiación para cuando la señal moduladora Mod tiene un
nivel alto. En otras palabras, la fuente de luz LD irradia la luz a
la potencia de reproducción (lectura) Pr cuando la señal de
selección de potencia PSel0 = Pr (que ordena la potencia de
lectura) y la señal moduladora es Mod = 0 (nivel bajo).
La Fig. 22 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales para explicar la relación de la señal
moduladora Mod, la señal de estado del secuenciador Seq, y las
señales de selección de potencia PSel0 y PSel1.
A continuación se ofrecerá una descripción de la
generación de las señales de selección de potencia PSel0 y PSel1,
haciendo referencia a la Fig. 22.
Las señales de selección de potencia PSel0 y
PSel1 varían dependiendo de una señal de validación de escritura WG
mostrada en la Fig. 22(a), la señal de estado del
secuenciador Seq mostrada en la Fig. 22(h) y la señal
moduladora Mod mostrada en la Fig. 22(f). Además, la señal
moduladora se genera según la señal de estado del secuenciador Seq
como se describió anteriormente.
Como se muestra en la Fig.
22(g-1), la señal de selección de potencia
PSel0 tiene el nivel de potencia de lectura Pr en el estado
inicial, y realiza una transición al nivel de potencia de borrado Pe
en respuesta a un flanco ascendente de la señal de validación de
escritura WG. Normalmente, no se requiere gran exactitud del
momento de transición desde la potencia de lectura Pr hasta la
potencia de borrado Pe y, por tanto, este momento de transición de
la señal de selección de potencia PSel0, que no depende de la señal
moduladora Mod, es suficiente para el propó-
sito.
sito.
Cuando PSel0 = Pe, la señal de selección de
potencia PSel0 realiza una transición al nivel de potencia inferior
Pb en respuesta a un flanco ascendente de la señal moduladora
Mod.
Cuando PSel0 = Pb, la señal de selección de
potencia PSel0 realiza una transición al nivel de potencia de
borrado Pe en respuesta a un flanco ascendente de la señal
moduladora Mod si Seq = Wait. En otras palabras, la señal
moduladora Mod actúa como una señal de reloj.
A partir de entonces, la señal de selección de
potencia PSel0 realiza una transición al nivel de potencia de
lectura Pr en respuesta a un flanco descendente de la señal de
validación de escritura WG.
Como se muestra en la Fig.
22(g-2), la señal de selección de potencia
PSel1 tiene el nivel de potencia de borrado Pe en el estado
inicial, realiza una transición al nivel de potencia de escritura Pw
en respuesta a un flanco ascendente de la señal de validación de
escritura WG, y realiza una transición al nivel de potencia de
borrado Pe en respuesta a un flanco descendente de la señal de
validación de escritura WG.
Cuando PSel1 = Pw, la señal de selección de
potencia PSel1 realiza una transición al nivel de potencia de
borrado Pe en respuesta a un flanco descendente de la señal
moduladora Mod si Seq = EP.
Cuando PSel1 = Pe, la señal de selección de
potencia PSel1 realiza una transición al nivel de potencia de
escritura Pw en respuesta a un flanco descendente de la señal
moduladora Mod.
Por consiguiente, los momentos de transición de
la señal de selección de potencia PSel0 están basados en el flanco
ascendente de la señal moduladora Mod, y no se produce transición
durante el periodo de nivel bajo de la señal moduladora Mod.
Igualmente, no se produce transición de la señal de selección de
potencia PSel1 durante el periodo de nivel alto de la señal
moduladora Mod.
Una sección moduladora 53 incluye una unidad de
fuente de corriente 54 y una unidad de conmutación 55, y genera la
corriente moduladora de LD Imod basada en las señales de selección
de potencia PSel0 y PSel1 y la señal moduladora Mod. La unidad de
fuente de corriente 54 incluye el selector de P0Data 56a, el
selector de P1Data 56b, una fuente de corriente (DAC) 57a y una
fuente de corriente (DAC) 57b. El selector de P0Data 56a produce
selectivamente unos datos de nivel de irradiación P0Data que
corresponden al nivel de irradiación ordenado por la señal de
selección de potencia PSel0, y el selector de P1Data 56b produce
selectivamente unos datos de nivel de irradiación P1Data que
corresponden al nivel de irradiación ordenado por la señal de
selección de potencia PSel1.
La fuente de corriente 57a suministra la
corriente I0 basada en los datos de nivel de irradiación P0Data, y
la fuente de corriente 57b suministra la corriente I1 basada en los
datos de nivel de irradiación P1Data. Las fuentes de corriente 57a
y 57b, el sumador 31, el excitador de corriente 32, el controlador
de LD 33, el controlador 34 y la unidad de conmutación 55 funcionan
como un medio (o sección) de excitación de fuentes de luz.
Igual que en el caso de la unidad de fuente de
corriente 28 mostrada en las Figs. 6 y 17, la señal de escala Iscl
es suministrada a las fuentes de corriente 57a y 57b de la unidad de
fuente de corriente 54, y la unidad de fuente de corriente 54 se
controla dependiendo de la variación en la eficiencia cuántica
diferencial \eta.
La unidad de conmutación 55 produce la corriente
moduladora de LD Imod produciendo selectivamente la corriente de
salida de la fuente de corriente 56a o la fuente de corriente 56b.
La unidad de conmutación 55 produce selectivamente la corriente I1
procedente de la fuente de corriente 56b si la señal moduladora Mod
tiene el nivel alto, y produce selectivamente la corriente I0
procedente de la fuente de corriente 56a si la señal moduladora Mod
tiene el nivel bajo.
Como se describió anteriormente, la señal de
selección de potencia PSel0 no cambia durante el periodo de nivel
bajo de la señal moduladora Mod, y la señal de selección de potencia
PSel1 no cambia durante el periodo de nivel alto de la señal
moduladora Mod. Por lo tanto, si las velocidades de respuesta de las
fuentes de corriente 56a y 56b son suficientemente altas, los
cambios en las corrientes de salida I0 e I1 ocurrirán aunque las
corrientes de salida I0 e I1 no sean seleccionadas por la unidad de
conmutación 55, y el cambio en la corriente moduladora de LD Imod
estará determinado únicamente por el momento de transmisión de la
señal moduladora Mod.
En el caso mostrado en la Fig. 22, la corriente
de salida I0 cambia a valores de corriente que corresponden a los
niveles de potencia de irradiación Pr, Pe, Pb, Pe, ..., y la
corriente de salida I1 cambia a valores de corriente que
corresponden a los niveles de potencia de irradiación Pe, Pw, Pe,
... Por lo tanto, la corriente moduladora de LD Imod que se produce
seleccionando la corriente de salida I0 o I1 mediante la señal
moduladora Mod cambia a valores de corriente que corresponden a los
niveles de potencia de irradiación Pr(I0), Pe(I0),
Pw(I1), Pb(I0), Pw(I1), Pb(I0),
Pe(I1), Pe(I0), ..., donde I0 e I1 dentro de los
paréntesis indican la corriente
\hbox{seleccionada por la
unidad de conmutación 55.}
Por consiguiente, aunque exista un desfase en la
señales (señales de selección de potencia PSel0 y PSel1 y la señal
moduladora Mod) que se transfieren entre el circuito integrado
generador de señales moduladoras de LD 2 y el circuito integrado de
excitación de LD 3, la forma de onda óptica no está afectada por el
mismo, y es posible formar con exactitud las marcas de grabación
sobre el medio de grabación de información.
En otras palabras, el circuito integrado
generador de señales moduladoras de LD 2 y el circuito integrado de
excitación de LD 3 pueden estar formados por circuitos integrados
separados, de manera que pueden emplearse los procedimientos de
semiconductor adecuados para obtener las características de circuito
deseadas para producir los circuitos integrados. Como resultado, es
posible desarrollar una unidad de excitación de fuentes de luz que
tenga un alto rendimiento a bajo coste.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
una cuarta forma de realización de la unidad de excitación de
fuentes de luz según la presente invención. La Fig. 23 es un
diagrama de bloques de sistema que muestra la estructura de esta
cuarta forma de realización de la unidad de excitación de fuentes de
luz. En la Fig. 23, aquellas partes que son las mismas que las
partes correspondientes en las Figs. 6 y 19 se designan por los
mismos números de referencia, y se omitirá una descripción de las
mismas.
En la unidad de excitación de fuentes de luz
mostrada en la Fig. 23, el selector de P0Data 56a y el selector de
P1Data 56b mostrados en la Fig. 19 están provistos dentro del
circuito integrado generador de señales moduladoras de LD 2, para
transferir los datos de nivel de irradiación P0Data y P1Data desde
el circuito integrado generador de señales moduladoras de LD 2
hasta el circuito integrado de excitación de LD 3. Esta cuarta forma
de realización puede obtener el mismo efecto que la tercera forma
de realización descrita anteriormente.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
una quinta forma de realización de la unidad de excitación de
fuentes de luz según la presente invención. La Fig. 24 es un
diagrama de bloques de sistema que muestra la estructura de esta
quinta forma de realización de la unidad de excitación de fuentes de
luz. En la Fig. 24, aquellas partes que son las mismas que las
partes correspondientes en la Fig. 6 se designan por los mismos
números de referencia, y se omitirá una descripción de las mismas.
La Fig. 25 es un gráfico de tiempos que muestra formas de onda de
señales en diversas partes de la unidad de excitación de fuentes de
luz mostrada en la Fig. 24.
La señal moduladora Mod se genera basada en la
información generadora de formas de onda de excitación (TSS, TSP,
...), igual que como se describió anteriormente.
Un generador de señales de ajuste de potencia 62
funciona como un medio (o sección) generador de señales de
selección de corriente para generar datos de nivel de irradiación
PData que indican el nivel de irradiación de la fuente de luz LD
dependiendo de la señal moduladora Mod y la señal de estado del
secuenciador Seq.
Por ejemplo, el generador de señales de ajuste
de potencia 62 puede estar formado por el generador de señales de
selección de potencia 52 mostrado en la Fig. 19 o la Fig. 22, el
selector de P0data 56a, el selector de P!Data 56b, y un selector (o
unidad de conmutación) que produce selectivamente los datos de nivel
de irradiación P0Data o P1Data dependiendo de la señal moduladora
Mod.
Una fuente de corriente (DAC) 63 suministra una
corriente Idac basada en los datos de nivel de irradiación PData.
La salida de la fuente de corriente 63 se vuelve indefinida (no se
vuelve un valor deseado) durante un tiempo predeterminado a partir
de un flanco de la señal moduladora, debido a un periodo indefinido
de los datos de nivel de irradiación PData, un desfase entre bits
de los datos de nivel de irradiación PData, una velocidad de
respuesta de la DAC que forma la fuente de corriente 63, y
similares. En la Fig. 25, el periodo indefinido de la corriente
Idac está indicado por un sombreado.
Una unidad de muestreo y retención 64 genera la
corriente moduladora Imod muestreando y reteniendo la corriente
Idac mediante una señal de muestreo Smp. En este caso particular
mostrado en la Fig. 25, la corriente Idac es muestreada durante un
periodo de nivel alto de la señal de muestreo Smp, y es retenida
durante un periodo de nivel bajo de la señal de muestreo Smp. En
otras palabras, la corriente Idac es retenida durante el periodo
indefinido, y es muestreada durante otros periodos.
Un generador de señales de muestreo 65 genera la
señal de muestreo Smp que tiene un nivel bajo (periodo de
retención) sólo durante un tiempo predeterminado \Deltam desde
ambos flancos ascendente y descendente de la señal moduladora Mod.
El generador de señales de muestreo 65 puede estar formado por un
circuito de retardo 66 que retarda la señal moduladora Mod un
tiempo predeterminado \Deltam, y un circuito de O exclusivo (EXOR)
67 que obtiene una operación lógica de O exclusivo de la señal
moduladora Mod y una salida del circuito de retardo 66. En otras
palabras, la unida de muestreo y retención 64 y el generador de
señales de muestreo 65 funcionan como un medio (o sección) de
control.
Por consiguiente, aunque exista el desfase entre
los bits de los datos de nivel de irradiación PData, esto no se
refleja en la corriente moduladora Imod hasta que la salida de la
fuente de corriente 63 se vuelve definida. Por esta razón, la forma
de onda óptica no se ve afectada por el desfase, y es posible formar
con exactitud las marcas de grabación sobre el medio de grabación
de información.
Por consiguiente, según las formas de
realización tercera a quinta de la unidad de excitación de fuentes
de luz, el desfase entre las señales no afectará a la forma de onda
óptica tomando medidas de manera que la corriente moduladora no
varíe debido a la señal (datos) que determina la corriente
moduladora en los momentos en el entorno de donde ocurre la
transición de la señal (datos).
Por lo tanto, el circuito integrado generador de
señales moduladoras de LD 2 y el circuito integrado de excitación
de LD 3 pueden estar formados por circuitos integrados separados, y
cada uno de los circuitos integrados 2 y 3 puede producirse
mediante un procedimiento de semiconductor adecuado para obtener las
características de circuito deseadas. En consecuencia, es posible
desarrollar una unidad de excitación de fuentes de luz que tenga un
alto rendimiento a bajo coste.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
una sexta forma de realización de la unidad de excitación de
fuentes de luz según la presente invención. La Fig. 26 es un
diagrama de bloques de sistema que muestra la estructura de esta
sexta forma de realización de la unidad de excitación de fuentes de
luz. En la Fig. 26, aquellas partes que son las mismas que las
partes correspondientes en la Fig. 6 se designan por los mismos
números de referencia, y se omitirá una descripción de las
mismas.
La Fig. 27 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes de la unidad de
excitación de fuentes de luz mostrada en la Fig. 26.
Las Figs. 27(a) a 27(c) muestran
formas de onda de la corriente moduladora Imod para explicar un caso
en el que existe un desfase entre las señales moduladoras Mod1 y
Mod2. Más particularmente, la Fig. 27(a) muestra la
corriente moduladora Imod cuando no existe desfase entre las señales
moduladoras Mod1 y Mod2. La Fig. 27(b) muestra la corriente
moduladora Imod cuando la señal moduladora Mod1 está adelantada
comparada con la señal moduladora Mod2, y la Fig. 27(c)
muestra la corriente moduladora Imod cuando la señal moduladora Mod1
está retrasada respecto a la señal moduladora Mod2.
En la Fig. 26, un generador de corriente de
compensación 71 funciona como un medio (o sección) compensador para
generar una corriente de compensación Icomp que compensa una
distorsión en la corriente moduladora Imod causada por el desfase,
basada en las señales moduladoras Mod0 a Mod2.
La Fig. 28 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna del generador de corriente de
compensación 71 mostrado en la Fig. 26. La Fig. 28 muestra la
estructura interna del generador de corriente de compensación 71
para un caso en el que ha de compensarse el desfase entre las
señales moduladoras Mod1 y Mod2.
Un controlador de compensación 72 mostrado en la
Fig. 28 controla la generación de señales de compensación Scomp1 y
Scomp2, basadas en una relación de fases de las señales moduladoras
Mod1 y Mod2. El controlador de compensación 72 también controla el
valor de la corriente de compensación Icomp. En otras palabras,
cuando la señal moduladora Mod1 está adelantada comparada con la
señal moduladora Mod2 como se muestra en la Fig. 27(b), se
genera la señal de compensación Scomp1 dependiendo de la cantidad de
desfase, usando la señal moduladora Mod1 como referencia (el flanco
ascendente de la señal moduladora Mod1 en este caso particular), y
la corriente de compensación Icomp (b) mostrada en la Fig. 27 se
genera dependiendo de la señal de compensación Scomp1. Por otra
parte, cuando la señal moduladora Mod1 está retrasada respecto a la
señal moduladora Mod2 como se muestra en la Fig. 27(c), se
genera la señal de compensación Scomp2 dependiendo de la cantidad de
desfase, usando la señal moduladora Mod2 como referencia (el flanco
ascendente de la señal moduladora Mod2 en este caso particular), y
la corriente de compensación Icomp (c) mostrada en la Fig. 27 se
genera dependiendo de la señal de compensación Scomp2. En este
caso, la compensación se realiza para restar la corriente de
compensación Icomp de la corriente moduladora Imod.
El valor de la corriente de compensación Icomp
se establece mediante una fuente de corriente de compensación 75
basado en unos datos de ajuste corriente de compensación Dcomp. Una
salida de la fuente de corriente de compensación 75 es suministrada
a un terminal de sustracción o un terminal de adición de una unidad
de sustracción 76 por medio de conmutadores 76 y 77 que son
controlados respectivamente por las señales de compensación Scomp1
y Scomp2 procedentes de los generadores de señales de compensación
73 y 74. Cuando el valor de la corriente de compensación Icomp se
varía dependiendo de la diferencia entre las corrientes I1 e I2,
puede realizarse una compensación de desfase apropiada incluso
cuando se varía el nivel de potencia de irradiación. Además,
también es posible establecer la cantidad de la corriente de
compensación Icomp dependiendo de la cantidad de desfase, en lugar
de establecer el tiempo de aplicación de la corriente de
compensación Icomp.
Por consiguiente, según la sexta forma de
realización de la unidad de excitación de fuentes de luz, puede
aplicarse la corriente a la fuente de luz para compensar la
distorsión en la corriente moduladora causada por el desfase de la
señal moduladora. Por lo tanto, pueden formarse con exactitud las
marcas de grabación sobre el medio de grabación de información sin
afectar a la forma de onda óptica.
Además, el circuito integrado generador de
señales moduladoras 2 y el circuito integrado de excitación de LD 3
pueden estar formados por circuitos integrados separados, de manera
que pueden emplearse los procedimientos de semiconductor adecuados
para obtener las características de circuito deseadas para producir
los circuitos integrados. Como resultado, es posible desarrollar
una unidad de excitación de fuentes de luz que tenga un alto
rendimiento a bajo coste.
En cada una de las formas de realización
descritas anteriormente, el primer circuito integrado que funciona
como el medio (o sección) de excitación de fuentes de luz y el
segundo circuito integrado que funciona como el medio (o sección)
para generar las señales moduladoras y la señal de instrucción de
nivel de irradiación están montados dentro de un único paquete. Por
lo tanto, las líneas de transmisión de las señales moduladoras y la
señal de instrucción de nivel de irradiación se vuelven constantes
independientemente de la estructura y disposición del aparato de
grabación y reproducción de información (particularmente el captador
óptico), facilitando así el ajuste y compensación del desfase. Por
otra parte, el tamaño del captador óptico puede reducirse
fácilmente porque es posible reducir el número de líneas de señales
que han de transmitirse por el FPC.
Además, cuando el primer circuito integrado que
funciona como el medio (o sección) de excitación de fuentes de luz
y el segundo circuito integrado que funciona como el medio (o
sección) para generar la señal de instrucción de nivel de
irradiación y la señal moduladora según la señal binaria que ha de
ser grabada sobre el medio de grabación de información están
montados en el captador óptico, y el desfase causado por las líneas
de transmisión entre el primer y el segundo circuitos integrados
puede suprimirse porque las líneas de transmisión entre el primer y
el segundo circuitos integrados se hacen relativamente cortas. Por
otra parte, no se realiza transmisión a través de una parte curvada
del FPC, la cual causaría, si no, un cambio en la característica de
la línea de transmisión debido al curvado y extensión de las líneas
de transmisión. Por lo tanto, la cantidad de desfase no varía, y el
desfase puede ajustarse y compensarse fácilmente.
Además, aunque exista el desfase entre las
señales moduladoras, la forma de onda óptica no resulta afectada
por ello, y es posible obtener una forma de onda óptica deseada. Por
lo tanto, pueden formarse con exactitud las marcas de grabación
sobre el medio de grabación de información. Además, como el primer y
el segundo circuitos integrados pueden producirse mediante
procedimientos de semiconductor adecuados para obtener las
características de circuito deseadas, es posible desarrollar una
unidad de excitación de fuentes de luz y un aparato de grabación y
reproducción de información óptica que tengan un alto rendimiento a
bajo coste.
Por lo tanto, según las formas de realización
primera a sexta descritas anteriormente, es posible desarrollar una
unidad de excitación de fuentes de luz que pueda suprimir un error
de una forma de onda moduladora de luz de un valor deseado, el cual
está causado por desfase o distorsión de forma de onda de una señal
de control moduladora de luz, al llevar a cabo una grabación a alta
velocidad y una grabación a alta densidad respecto a un medio de
grabación de información, y desarrollar un aparato de almacenamiento
óptico que usa tal unidad de excitación de fuentes de luz.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
la estructura detallada del controlador de LD 9 y la unidad de
excitación de LD 12 mostrados en la Fig. 4, haciendo referencia a
las Figs. 29 y 30. La Fig. 29 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura del circuito integrado de excitación de LD
3 que comprende integralmente el controlador de LD 9 y la unidad de
excitación de LD 12. La Fig. 30 es un gráfico de tiempos que
muestra formas de onda de señales en diversas partes del circuito
integrado de excitación de LD 3 mostrado en la Fig. 29.
El circuito integrado de excitación de LD 3
mostrado en la Fig. 29 está dispuesto en un entorno de las fuentes
de luz LD1 y LD2 que han de ser excitadas, y está montado sobre el
captador óptico 101 mostrado en la Fig. 3.
Por otra parte, el generador de señales
moduladoras de LD 10 (circuito integrado generador de señales
moduladoras de LD 2), que suministra la señal moduladora de LD WSP
al circuito integrado de excitación de LD 3, está montado sobre una
placa de circuito impreso junto con otras secciones procesadoras de
señales. Las líneas de señales que conectan los dos circuitos
integrados 2 y 3 están provistas en el FPC, como se describió
anteriormente.
El generador de señales moduladoras de LD 10
genera la señal moduladora de LD WSP mostrada en la Fig.
30(f) y una señal de estado STEN mostrada en la Fig.
30(e-1) basadas en la señal de datos de
grabación Wdata mostrada en la Fig. 30(b), usando como
referencia la señal de reloj de grabación WCK mostrada en la Fig.
30(a). Por conveniencia, la Fig. 30 omite y no muestra los
retardos de la señal moduladora de LD WSP y la señal de estado STEN
respecto a la señal de datos de grabación Wdata pero, normalmente,
las señales WSP y STEN están retardadas un número predeterminado de
impulsos de reloj respecto a la señal de datos de grabación Wdata
debido al sistema de circuitos generadores. También se supone por
conveniencia que la señal moduladora de LD WSP ha sido sometida a
un control de anchura óptima de impulso respecto al medio de
grabación de información usado. El generador de señales moduladoras
de LD 10 también genera una señal de comando STCMD.
El circuito integrado de excitación de LD 3
incluye un decodificador de comandos 122 que convierte la señal de
estado STEN y la señal de comando STCMD suministradas desde el
generador de señales moduladoras de LD 10 en señales de control de
modo SeqMode que indican el nivel de irradiación y el modo de
irradiación, un secuenciador 121 que controla el nivel de
irradiación basado en las señales de control de modo SeqMode y la
señal moduladora de LD WSP y la señal de estado STEN suministradas
desde el generador de señales moduladoras de LD 10, y un modulador
de datos (modulación de datos) 123 que genera la corriente
moduladora de LD Imod basada en la señal moduladora MOD y los datos
de modulación DmodL y DmodH suministrados desde el secuenciador
121.
El secuenciador 121 funciona como un medio (o
sección) de control de estado. Además, las señales de control de
modo SeqMode funcionan como señales modificadoras de reglas de
transición. Aunque no se muestran en la Fig. 29, las señales de
control de modo SeqMode pueden ser generadas por el controlador 133.
El decodificador de comandos 122 funciona como un medio (o sección)
de desmodulación de comandos.
El circuito integrado de excitación de LD 3
también incluye un amplificador de PD (PD-AMP) 126
que lleva a cabo un ajuste de compensación y un ajuste de ganancia
respecto a la señal de detección que es recibida desde la unidad
receptora de luz de monitorización que monitoriza una parte de la
luz emitida desde la fuente de luz 102, un controlador de corriente
de polarización (control de polarización) 127 que controla una
corriente de polarización Iapc de manera que una señal de
monitorización Imon suministrada desde el amplificador de PD 126
coincida con una señal de referencia Itarget que es generada a
partir de una señal de nivel objetivo Dtarget suministrada desde el
secuenciador 121, un selector de corriente de polarización (MUX) 129
que produce la corriente de polarización Ibias seleccionando la
corriente de polarización Ibias producida desde el controlador de
corriente de polarización 127 o una corriente de polarización
externa Iext, y un controlador de eficiencia cuántica diferencial
(control -\eta) 128 que detecta la eficiencia cuántica diferencial
\eta de la fuente de luz LD (fuente de luz LD1 o LD2) que es
excitada por la señal de monitorización Imon y controla una señal
de escala Scale para cambiar la escala de la corriente de excitación
de LD dependiendo del resultado detectado.
Además, el circuito integrado de excitación de
LD 3 incluye un modulador de alta frecuencia (modulación HF) 130
que genera una corriente de compensación Ihfmofs que se aplica a la
corriente de polarización Ibias al multiplexar con alta frecuencia
con una señal de multiplexación de alta frecuencia, un sumador de
corriente 124 que suma la corriente de polarización Ibias y la
corriente moduladora Imod y resta la corriente de compensación de
multiplexación de alta frecuencia Ihfmofs, un excitador de corriente
125 que amplifica una corriente suministrada desde el sumador de
corriente 124 y suministra la corriente de excitación de LD ILD para
excitar la fuente de luz LD1 o LD2, y un controlador 133 que
suministra señales de control a diversas partes dentro del circuito
integrado de excitación de LD 3 en respuesta a comandos de control
suministrados directamente desde el controlador 19 mostrado en la
Fig. 4 o por medio del generador de señales moduladoras de LD
10.
El sumador de corriente 124 y el excitador de
corriente 125 funcionan como un medio (o sección) de excitación de
corriente. El controlador de corriente de polarización 127 y el
controlador de eficiencia cuántica diferencial 128 pueden funcionar
como un medio (o sección) de control de emisión de luz para
controlar la cantidad de luz emitida desde la fuente de luz LD.
En la Fig. 30, se supone por conveniencia que el
medio de grabación de información 100 usado en un medio de
grabación de información de tipo de cambio de fase como el disco
CD-RW y el disco DVD-RW. Además, se
supone que la fuente de luz LD es controlada para emitir luz con la
forma de onda modulada óptica P mostrada en la Fig. 30(c) y
se forman marcas de grabación mostradas en la Fig. 30(d)
sobre una superficie de grabación del medio de grabación de
información 100, basadas en la señal de datos de grabación Wdata
mostrada en la Fig. 30(b) y la señal de reloj de grabación
WCK mostrada en la Fig. 30(a).
Generalmente, las marcas de grabación se forman
sobre el medio de grabación de información de tipo de cambio de
fase usando los impulsos múltiples de 3 niveles que tienen la
potencia de escritura Pw, la potencia de borrado Pe y la potencia
inferior Pb de la forma de onda modulada óptica P. Puede realizarse
una grabación exacta controlando con exactitud el nivel de potencia
de grabación y la anchura de los impulsos y los intervalos de los
impulsos de cada uno de los impulsos.
En esta forma de realización, es posible
establecer la potencia del primer impulso, el impulso final (último)
o el impulso final inferior (también denominado impulso de
enfriamiento), como se indica por las líneas de puntos (i), (ii) y
(iii) en la Fig. 30(c).
Cuando se forman las marcas de grabación sobre
el medio de grabación de información, los efectos térmicos pueden
hacer que los flancos de las marcas de grabación varíen según las
longitudes de los espacios adyacentes, dependiendo del medio de
grabación de información o la velocidad lineal de grabación usada.
Para evitar que varíen los flancos de las marcas de grabación, cada
anchura de impulso de la forma de onda modulada óptica se varía
convencionalmente teniendo en consideración la longitud del espacio
adyacente.
En esta forma de realización, la potencia de los
impulsos se hace variable adicionalmente teniendo en consideración
la longitud del espacio adyacente. Como resultado, la cantidad de
calor aplicado sobre el medio de grabación de información se hace
equivalente al caso en que la anchura de impulso se corrige
dependiendo de la longitud del espacio adyacente, que es
esencialmente lo mismo que mejorar la potencia de resolución de
ajuste (control) de anchura de impulso. Por lo tanto, esta forma de
realización es particularmente adecuada para aplicación a la
grabación a alta velocidad.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
la fuente de luz LD que es excitada y controlada.
La Fig. 31 es un diagrama que muestra una
corriente de excitación frente a la salida óptica característica de
la fuente de luz LD.
Normalmente, la salida óptica Po de un diodo
láser LD respecto a la corriente de excitación de LD ILD puede
aproximarse mediante el procedimiento de cálculo basado en la
fórmula (1) descrita anteriormente (Po = \eta \cdot (ILD -
Ith)).
Cuando la corriente de excitación de LD ILD se
establece como la suma (Ib + Im) de la corriente de polarización Ib
y la corriente moduladora Im para obtener la forma de onda modulada
óptica deseada P mostrada en la Fig. 31(b), es deseable que
la corriente de polarización Ib sea aproximadamente igual a la
corriente umbral Ith, y la corriente moduladora Im satisfaga P =
\eta\cdotIm como se muestra en la Fig. 31(c).
Pero, en general, la corriente umbral Ith y la
eficiencia cuántica diferencial \eta no sólo varían dependiendo
de la fuente de luz individual LD sino que también varían
dependiendo de un cambio de temperatura. Por esta razón, es
deseable controlar la corriente de polarización Ib y la corriente
moduladora Im dependiendo de la variación de la corriente umbral
Ith y la eficiencia cuántica diferencial \eta, para obtener
constantemente la forma de onda modulada óptica P deseada.
Por ejemplo, si la corriente umbral Ith y la
eficiencia cuántica diferencial \eta mostradas en (i) de la Fig.
31(a) cambian a la corriente umbral Ith' y la eficiencia
cuántica diferencial \eta' como se muestra en (ii), la corriente
de polarización Ib' debe controlarse para que sea aproximadamente
igual a la corriente umbral Ith', y la corriente moduladora Im'
debe controlarse de manera que la forma de onda modulada óptica P
se haga P = \eta' \cdot Im' como se muestra en la
Fig. 31(d).
Fig. 31(d).
En el circuito integrado de excitación de LD 3
mostrado en la Fig. 29, el controlador de corriente de polarización
127 lleva a cabo principalmente la función de control de corriente
de polarización, y el controlador de eficiencia cuántica
diferencial 128 lleva a cabo principalmente la función de control de
corriente moduladora.
A continuación, se ofrecerá una descripción más
detallada del funcionamiento y la estructura del circuito integrado
de excitación de LD 3 mostrado en la Fig. 29.
El secuenciador 121 controla el nivel de
irradiación de la fuente de luz LD basado en la señal moduladora de
LD WSP y la señal de estado STEN.
La Fig. 32 es un diagrama de transición de
estado del secuenciador 121 mostrado en la Fig. 29. En la Fig. 32,
cada estado que corresponde a un nivel de irradiación de la fuente
de luz LD, y cada una de las máquinas de estado SMa y SMb funcionan
independientemente. Los datos de modulación DmodL y DmodH son
producidos dependiendo de los estados actuales state0 y state1 de
las máquinas de estado SMa y SMb. Las máquinas de estado SMa y SMb
funcionan respectivamente como un primer medio (o sección) de
control de estado y un segundo medio (o sección) de control de
estado. Además, el estado actual de las máquinas de estado SMa y SMb
puede ser leído por un medio (o sección) de lectura de estado
provisto dentro del controlador 133, y el estado actual puede ser
leído por medio del controlador 133, por ejemplo.
En otras palabras, los datos de modulación que
corresponden a cada estado se establecen de antemano, y los datos
de modulación que corresponden al estado actual de la máquina de
estado se producen selectivamente desde la máquina de estado.
Además, la señal moduladora de LD WSP se produce
como la señal moduladora MOD en el momento de la grabación, y se
produce una señal de nivel bajo como la señal moduladora MOD en el
momento de la reproducción.
En la Fig. 29, la señal moduladora MOD es
suministrada al modulador de datos 123 por medio de un multiplexor
(MUX) 165, pero en este caso se supone que el multiplexor 165
produce selectivamente la señal moduladora MOD.
En el modulador de datos 123 en la siguiente
etapa, se seleccionan los datos de modulación DmodL durante el
periodo de nivel bajo de la señal moduladora MOD, y se seleccionan
los datos de modulación DmodH durante el periodo de nivel alto de
la señal moduladora MOD. Por lo tanto, cada estado dentro de la
máquina de estado SMa corresponde al nivel de irradiación cuando la
señal moduladora de LD WSP tiene el nivel bajo, y cada estado
dentro de la máquina de estado SMb corresponde al nivel de
irradiación cuando la señal moduladora de LD WSP tiene el nivel
alto.
Por ejemplo, cuando state0 = SPb y la señal
moduladora MOD tiene el nivel bajo, el nivel de irradiación de la
fuente de luz LD se convierte en la potencia inferior Pb. Cuando
state1 = SPmp y la señal moduladora MOD tiene el nivel alto, el
nivel de irradiación de la fuente de luz LD se convierte en la
potencia de escritura Pw.
La máquina de estado SMa realiza una transición
de estado en respuesta al flanco ascendente de la señal moduladora
de LD WSP, y la máquina de estado SMb realiza una transición de
estado en respuesta al flanco descendente de la señal moduladora de
LD WSP.
En otras palabras, las máquinas de estado SMa y
SMb realizan la transición de estado (variar los datos de
modulación) cuando no se seleccionan los datos de modulación
producidos a partir de las mismas. Como resultado, el nivel de
irradiación de la fuente de luz LD no variará aun cuando varíen los
datos de modulación.
Además, cada uno de los datos de modulación que
corresponden a las potencias de un primer impulso Ptp, un impulso
final Plp y un impulso final inferior Pcl es dinámicamente variable
dependiendo del patrón de datos de grabación o similar.
En otras palabras, se selecciona una pluralidad
de datos de modulación (Ptp en 4 niveles Ptp0 a Ptp3) que se
establecen de antemano dependiendo de una señal de selección de
potencia PwrSel suministrada desde el decodificador de comandos
122. El nivel de potencia que ha de seleccionarse es ordenado por la
señal de comando STCMD, y es convertida en la señal de selección de
potencia PwrSel mediante el decodificador de comandos 122. La señal
de selección de potencia PwrSel funciona como información de
selección de nivel de irradiación. Dentro del secuenciador 121
puede estar provisto un medio (o sección) de selección de nivel de
irradiación para seleccionar un nivel de irradiación basado en la
información de selección de nivel de irradiación.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
las condiciones de transición de cada una de las máquinas de estado
SMa y SMb.
Las Figs. 30(g-1) y
30(g-2) muestran ejemplos de las transiciones
de estado, donde los tiempos de transición de la señal moduladora
de LD WSP mostrada en la Fig. 30(f) están indicados por t0 a
t27. Además, se obtiene una señal de estado STEN2 mostrada en la
Fig. 30(e-2) volviendo a calcular el tiempo
de la señal de estado STEN mostrada en la Fig.
30(e-1) en respuesta al flanco descendente de
la señal moduladora de LD WSP. La máquina de estado SMa realiza las
transiciones de estado basadas en la señal de estado STEN2.
Por consiguiente, es posible asegurar un tiempo
de definición (estabilización) de datos suficientemente largo de la
señal de estado STEN2 respecto al flanco ascendente de la señal
moduladora de LD WSP que se usa como referencia para las
transiciones de estado de la máquina de estado SMa, posibilitando
así una operación estable.
Máquina de estado SMa:
A menos que se indique de otro modo, se supone
por conveniencia que la máquina de estado SMa realiza las
transiciones de estado en sincronismo con el flanco ascendente de
la señal moduladora de LD WSP.
La máquina de estado SMa está en el estado SPr
en un estado inicial y en el momento de la reproducción cuando una
señal de escritura R/W es R/W = 0 para indicar una lectura. Cuando
la señal de escritura R/W sube a un nivel alto y comienza la
grabación, se realiza una transición al estado SPe. Esta transición
al estado SPe no tiene que estar sincronizada necesariamente con la
señal moduladora de LD WSP.
Se realiza una transición desde al estado SPe
hasta el siguiente estado cuando la señal de estado STEN2 tiene el
nivel alto. Normalmente, la transición se realiza hasta el estado
SPb en el momento t3, por ejemplo. Sin embargo, la transición puede
realizarse hasta el estado SPc1 en el momento t25, por ejemplo, bajo
condiciones especiales de transición (A) que se describirán más
adelante. Además, se realiza una transición hasta el estado SPr
cuando la señal de escritura R/W desciende hasta el nivel bajo y
finaliza la grabación.
Se realiza una transición desde el estado SPb
hasta el hasta el siguiente estado cuando la señal de estado STEN2
tiene el nivel bajo. En el caso mostrado en la Fig. 30, la
transición se realiza hasta el estado SPc1 en el momento t7, por
ejemplo. Además, la transición se realiza hasta el estado SPe
dependiendo de las señales de control de modo SeqMode.
Se realiza una transición desde el estado SPc1
hasta el estado Pe en el momento t9, por ejemplo.
Además, el retorno al estado SPr (modo de
reproducción) puede realizarse después de que la señal de escritura
R/W se haga R/W = 0 para indicar la lectura, cuando el estado
retorna en primer lugar al estado SPe, o forzosamente cuando la
señal de escritura R/W se hace R/W = 0 para indicar la lectura.
Máquina de estado SMb:
A menos que se indique de otro modo, se supone
por conveniencia que la máquina de estado SMb realiza las
transiciones de estado en sincronismo con el flanco descendente de
la señal moduladora de LD WSP.
La máquina de estado SMb está en el estado SPe
en un estado inicial. Se realiza una transición desde el estado SPe
hasta el estado SPtp en el momento t2, por ejemplo, cuando la señal
de estado STEN tiene el nivel alto.
Se realiza una transición de estado hasta el
estado SPmp en el momento t4, por ejemplo, cuando la señal de
estado STEN tiene el nivel alto. Además, se realiza una transición
hasta el estado SPlp en el momento t18, por ejemplo, cuando la
señal de estado STEN tiene el nivel bajo. Puede realizarse una
transición hasta el estado SPe bajo condiciones especiales de
transición (A) que se describirán más adelante.
\newpage
Se realiza una transición hasta el estado SPlp
en el momento t6, por ejemplo, cuando la señal de estado STEN tiene
el nivel bajo. La máquina de estado SMb permanece en el estado SPmp
cuando la señal de estado STEN tiene el nivel alto.
Se realiza una transición hasta el estado SPe en
el momento t8, por ejemplo.
En esta forma de realización, el modo de
transición de las máquinas de estado SMa y SMb puede variarse
dinámicamente por medio del decodificador de comandos 122.
Por ejemplo, para generar una forma de onda (Ptp
-> Pc1) rodeada por una línea de puntos y rayas (A) en la Fig.
30(c), el modo se especifica en el momento t(A), y se
hace que las máquinas de estado SMa y SMb realicen una transición
de estado bajo las condiciones especiales de transición (A).
Cada una de las máquinas de estado SMa y SMb
puede ser inicializada por medio del controlador 133 emitiendo un
comando. Esto es eficaz cuando es deseable retornar forzosamente la
máquina de estado SMa y/o SMb al estado inicial.
El decodificador de comandos 122 convierte la
señal de estado y la señal de comando STCMD en las señales de
control de modo SeqMode que especifican el nivel de irradiación y el
modo de irradiación de la fuente de luz LD. Las señales de control
de modo SeqMode incluyen la señal de selección de potencia PwrSel y
una señal de modo de transición de la máquina de estado.
El decodificador de comandos 122 introduce la
señal de comando STCMD como los datos en respuesta tanto al flanco
ascendente como al flanco descendente de la señal de estado STEN,
usando la señal de estado STEB como una señal de reloj.
En esta forma de realización, se supone que la
señal de comando STCMD es una señal de 3 bits. Por lo tanto, el
decodificador de comandos 122 introduce una señal de selección de
potencia de impulso final de 2 bits PEP y una señal de modo de
transición de impulso de CL de 1 bit CLMode en respuesta al flanco
ascendente de la señal de estado STEN, e introduce una señal de
selección de potencia de primer impulso de 2 bits PTP en respuesta
al flanco descendente de la señal de estado STEN. Las señales
introducidas en el decodificador de comandos 122 son suministradas
al secuenciador 121.
La señal de selección de potencia del impulso
final PEP selecciona la potencia del impulso final Plp y la
potencia del impulso de enfriamiento Pcl, y la señal de modo de
transición de impulso de CL CLMode especifica el modo de las
condiciones especiales de transición (A). Además, la señal de
selección de potencia del primer impulso PTP selecciona la potencia
del primer impulso Ptp.
Las señales de control de modo SeqMode no están
limitadas a lo anterior, y pueden ser determinadas apropiadamente
para que se ajusten a la forma de onda óptica deseada.
El modulador de datos 123 genera la corriente
moduladora de LD Imod basada en la señal moduladora MOD y los datos
de modulación DmodL y DmodH suministrados desde el secuenciador
121.
Una DAC Pb 140 suministra una corriente basada
en los datos de modulación DmodL, y una DAC Ptp 141 suministra una
corriente basada en los datos de modulación DmodH. La DAC Pb 140
funciona como una primera fuente de corriente, y la DAC Ptp 141
funciona como una segunda fuente de corriente.
Un conmutador 142 produce selectivamente la
corriente a partir de la DAC de Pb 140 o la DAC de Ptp 141 como la
corriente moduladora de LD Imod, basada en la señal de selección que
es suministrada desde el multiplexor 165. En el momento de la
grabación, la señal moduladora MOD, es decir, la señal moduladora de
LD WSP, es suministrada como la señal de selección desde el
multiplexor 165. La corriente procedente de la DAC de Ptp 141 se
selecciona durante el periodo de nivel alto de la señal de
selección, es decir, la señal moduladora MOD, y la corriente
procedente de la DAC de Pb 140 se selecciona durante el periodo de
nivel bajo de la señal moduladora MOD.
La Iscl de escala global de la DAC de Pb 140 y
la DAC de Ptp 141 es suministrada desde una DAC de escala 143. La
Iscl de escala global se establece según la señal de escala Scale
suministrada desde el controlador de eficiencia cuántica
diferencial 128. La DAC de escala 143 funciona como un medio (o
sección) de ajuste de escala.
\newpage
Además, una Ifull de escala global de la DAC de
escala 143 es suministrada desde un terminal \etaREF, y esta
Ifull de escala global puede establecerse dependiendo de la
eficiencia cuántica diferencial \eta de la fuente de luz LD
usada. El procedimiento de cálculo y ajuste de la Iscl de escala
global se describirá más adelante.
Por consiguiente, las corrientes de salida I0 e
I1 de la DAC de Pb 140 y la DAC de Ptp 141 pueden calcularse
basadas en las siguientes fórmulas (9) y (10). En esta forma de
realización, se usan DACs de 8 bits para la DAC de Pb 140, la DAC
de Ptp 141 y la DAC de escala 143.
- - -
(9)I0 = (DmodL/255) \text{*} (Scale/255) \text{*}
Ifull
- - -
(10)I1 = (DmodH/255) \text{*} (Scale/255) \text{*}
Ifull
Como se describió anteriormente, los datos de
modulación DmodL y DmodH cambian a momentos cuando no se seleccionan
mediante el conmutador 142. Por esta razón, si las velocidades de
respuesta de la DAC de Pb 140 y la DAC de Ptp 141 son
suficientemente altas, los cambios en las corrientes de salida I0 e
I1 de la DAC de Pb 140 y la DAC de Ptp 141 también se producen
aunque no se seleccionen mediante el conmutador 142. Como resultado,
el cambio en la corriente moduladora Imod está determinado
únicamente por el momento de cambio de la señal moduladora
MOD.
MOD.
la Fig. 33 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra otra forma de realización de la estructura del
modulador de datos 123 mostrado en la Fig. 29.
Los datos de modulación Prdata a PlpData que
corresponden a cada uno de los estados de las máquinas de estado
SMa y SMb son suministrados al modulador de datos 123 mostrado en la
Fig. 33 desde el secuenciador 121 mostrado en la Fig. 29. Basándose
en estos datos de modulación Prdata a Plpdata, una DAC de Pr 80a,
una Dac de Pe 80b, una DAC de Pb 80c, una DAC de Pcl 80d, una DAC
de Pe 81a, una DAC de Ptp 81b, una DAC de Pmp 81c y una DAC de Plp
81d producen las corrientes I0a a I0d e I1a a I1d. Las DACs 80a a
80d y las DACs 81a a 81d funcionan como una pluralidad de fuentes
de corriente. Además, las DACs 80a a 80d y el conmutador 82
funcionan como un primer medio (o sección) de fuente de corriente,
y las DACs 81a a 81d y el conmutador 83 funcionan como un segundo
medio (o sección) de fuente de corriente.
Un conmutador 82 produce selectivamente una de
las corrientes I0a a I0d dependiendo de la señal state0 que indica
el estado actual de la máquina de estado SMa. de modo similar, un
conmutador 83 produce selectivamente una de las corrientes I1a a
I1d dependiendo de la señal state1 que indica el estado actual de la
máquina de estado SMb.
Un conmutador 84 produce selectivamente una de
las corrientes I0 e I1 suministradas desde los conmutadores 82 y
83, como la corriente moduladora de LD Imod, basada en la señal de
selección que es suministrada desde el multiplexor 165, al igual
que el conmutador 142 mostrado en la Fig. 29.
Al igual que en la Fig. 29, la DAC de escala 143
determina la escala global de cada una de las DAC de Pr 80a, la Dac
de Pe 80b, la DAC de Pb 80c, la DAC de Pcl 80d, la DAC de Pe 81a, la
DAC de Ptp 81b, la DAC de Pmp 81c y la DAC de Plp 81d.
Según esta forma de realización, la conmutación
se lleva a cabo mediante el conmutador 82 ó 83 aunque la corriente
I0 o I1 producida desde los mismos no sea seleccionada por el
conmutador 84. Por lo tanto, las corrientes I0 e I1 cambian aunque
no sean seleccionadas por el conmutador 84. Por consiguiente, al
igual que la forma de realización mostrada en la Fig. 29, el cambio
en la corriente moduladora Imod está determinado únicamente por el
momento de cambio de la señal moduladora MOD.
Por otra parte, las velocidades de cambio de las
corrientes I0 e I1 están determinadas por las velocidades de
conmutación de los conmutadores 82 y 83, y las velocidades de
respuesta de la DAC de Pr 80a, la Dac de Pe 80b, la DAC de Pb 80c,
la DAC de Pcl 80d, la DAC de Pe 81a, la DAC de Ptp 81b, la DAC de
Pmp 81c y la DAC de Plp 81d no tienen que ser altas. De este modo,
esta forma de realización es eficaz cuando es difícil desarrollar
DACs de alta velocidad.
Como las corrientes I0b e I1a son las mismas,
puede usarse una sola DAC en común como la DAc de Pe 81a y la DAC
de Pe 80b.
La DAC de Pr 80a se usa en el momento de la
reproducción, y la DAC de Pe 80b, la DAC de Pb 80c y la DAC de Pcl
80d se usan en el momento de la grabación. Por lo tanto, puede
usarse una sola DAC en común como la DAC de Pr 80a y una de la DAC
de Pe 80b, la DAC de Pb 80c y la DAC de Pcl 80d.
La Fig. 34 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra otra forma de realización más de la estructura del
modulador de datos 23 mostrado en la Fig. 29. La Fig. 35 es un
gráfico de tiempos que muestra formas de onda de señales en
diversas partes del modulador de datos 23 mostrado en la Fig.
34.
Además de los datos de modulación DmodL y DmodH
mostrados en la Fig. 35, el modulador de datos 23 mostrado en la
Fig. 34 recibe datos de adición exDataL y exDataH mostrados en la
Fig. 35 procedentes del secuenciador 121 mostrado en la Fig. 29.
Los datos de adición exDataL y exDataH también son producidos
dependiendo de las máquinas de estado SMa y SMb.
Una DAC de Pb+ 90, una DAC de Pb 91, una DAC de
Pt+ 92 y una DAC de Pt 93 producen corrientes basadas en los datos
suministrados a las mismas. Las DACs 91, 93, 90 y 92 funcionan
respectivamente como una primera, segunda, tercera y cuarta fuentes
de corriente.
Un sumador 94 suma las corrientes de salida de
la DAC de Pb+ 90 y la DAC de PB 91, y produce la corriente I0. Un
sumador 95 suma las corrientes de salida de la DAC de Pt+ 92 y la
DAC de Pt 93, y produce la corriente I1.
Un conmutador 96 selecciona la corriente I0 o la
I1 basada en la señal moduladora MOD mostrada en la Fig. 35, y
produce la corriente moduladora de LD Imod. Al igual que en la Fig.
29, la DAC de escala 43 determina la escala global de la DAC de Pb+
90, la DAC de Pb 91, la DAC de Pt+ 92 y la DAC de Pt 93.
La DAC de Pb+ 90 y la DAC de Pt+ 92 simplemente
producen las cantidades de adición, y no necesitan tener una gran
gama dinámica. Por lo tanto, la escala global de la DAC de Pb+ 90 y
la DAC de Pt+ 92 pueden establecerse menores que las escalas
completas de la DAC de Pb 91 y la DAC de Pt 93, para reducir el
número de datos de los datos de adición. En este caso, es posible
reducir el número de bits del registro que guarda los datos.
El excitador de corriente 125 mostrado en la
Fig. 29 amplifica la corriente suministrada desde el sumador de
corriente 124, y produce la corriente de excitación de LD ILD de la
fuente de luz LD1 o LD2.
Un conmutador 144 suministra la corriente de
salida del sumador de corriente 124 a un amplificador de corriente
145 ó 146, dependiendo de una señal de selección IoutSel. Los
amplificadores de corriente 145 y 146 amplifican la corriente
suministrada desde el conmutador 144 en un factor de amplificación
predeterminado Ai, y suministran la corriente de excitación de LD
ILD a la fuente de luz LD1 o LD2.
La corriente de excitación de LD ILD pude
calcularse basada en la siguiente fórmula (11), donde una corriente
de compensación Ihfmofs es cero cuando no se lleva a cabo
multiplexación de alta frecuencia. Por supuesto, es posible
desconectar la corriente de compensación Ihfmofs durante la
multiplexación de alta frecuencia, y sumar la corriente de
compensación Ihfmofs cuando no se lleva a cabo la multiplexación de
alta frecuencia.
- - -
(11)ILD = Ai \text{*} (Ibias + Imod -
Ihfmofs)
Cuando Ib = Ai * (Ibias - Ihfmofs) e Im = Ai *
Imod y la corriente Ib se controla para que se haga igual a la
corriente umbral Ith como se muestra en la Fig. 31, la forma de onda
de la corriente Im, es decir, la corriente moduladora Imod, se hace
proporcional a la forma de onda óptica.
En esta forma de realización no se considera un
caso en el que las fuentes de luz LD1 y LD2 son excitadas
simultáneamente.
Por consiguiente, como puede entenderse
fácilmente a partir de la descripción ofrecida hasta ahora, la
anchura de impulso de la forma de onda modulada óptica de la fuente
de luz LD está determinada únicamente por la señal moduladora WSP.
Por lo tanto, la forma de onda óptica no se ve afectada aun cuando
exista un desfase entre las dos señales (WSP y STEN) producidas
desde el generador de señales moduladoras de LD 10, y pueden
formarse con exactitud las marcas de grabación sobre el medio de
grabación de información.
En consecuencia, el generador de señales
moduladoras de LD 10 puede estar formado por un circuito integrado
diferente del de la unidad de excitación de LD 12. En otras
palabras, el circuito integrado generador de señales moduladoras de
LD 2 y el circuito integrado de excitación de LD 3 pueden estar
formados por circuitos integrados separados, y cada uno de los
circuitos integrados 2 y 3 puede ser producido mediante un
procedimiento de semiconductor adecuado para obtener las
características deseadas del circuito. Por consiguiente, es posible
desarrollar una unidad de excitación de fuentes de luz que tenga un
alto rendimiento a bajo coste.
En otras palabras, se requieren funcionamiento a
alta velocidad y densidad de alta integración del generador de
señales moduladoras de LD 10, y el procedimiento CMOS de precisión
es adecuado para producir el generador de señales moduladoras. Por
otra parte, la unidad de excitación de LD 12 está conectada a la
fuente de luz LD que funciona a un voltaje de 1 V a varios V, y se
requiere un procedimiento de voltaje no disruptivo elevado (por
ejemplo, 5 V o 3,3 V). Normalmente, es difícil desarrollar un
voltaje no disruptivo elevado en el caso del procedimiento CMOS
sumamente preciso, porque el voltaje no disruptivo es sólo
aproximadamente 1,8 V en el caso de un procedimiento CMOS de 0,18
\mum. Pero según esta forma de realización, el generador de
señales moduladoras de LD y la unidad de excitación de LD 12 pueden
producirse mediante diferentes procedimientos que son adecuados
para obtener las características deseadas.
El amplificador de PD 126 mostrado en la Fig. 29
lleva a cabo un ajuste de compensación y un ajuste de ganancia
respecto a la señal de detección que es recibida desde la unidad
receptora de luz de monitorización que monitoriza una parte de la
luz emitida desde la fuente de luz 102.
La unidad receptora de luz de monitorización
puede estar formada por un primer tipo que produce una corriente
como la señal de detección monitorizando la parte de luz mediante un
fotodetector o similar, y un segundo tipo que produce un voltaje
como la señal de detección monitorizando la parte de luz mediante un
fotodetector o similar y convierte la corriente de salida del
fotodetector mediante un convertidor de corriente a voltaje (I/V)
incorporado.
Esta forma de realización puede hacer frente a
ambos tipos de unidad receptora de luz de monitorización,
seleccionando la entrada mediante un multiplexor (MUX) 148. En
otras palabras, el multiplexor 148 produce la salida de la unidad
receptora de luz de monitorización del primer tipo recibido por
medio de un convertidor de corriente a voltaje (I/V) 147, y produce
directamente la salida de la unidad receptora de luz de
monitorización del segundo tipo recibido.
Un sumador 150 suma o resta un voltaje de
compensación que es suministrado desde una DAC de compensación 149
respecto a la salida del multiplexor 148. Un amplificador de
conmutación de ganancia 151 ajusta la ganancia de la salida del
sumador 150 del cual se ajusta la compensación, conmutando la
ganancia a 1, 4, 8 ó 16 veces dependiendo de una señal de
conmutación de ganancia PDGain. Generalmente, la cantidad de luz
usada para la reproducción y la cantidad de luz usada para la
reproducción difieren en gran medida, así que el amplificador de
conmutación de ganancia 151 puede conmutar la ganancia entre la
grabación y la reproducción.
Puede calcularse una corriente Ipd producida
desde un fotodetector PD en respuesta a la luz detectada basada en
la siguiente fórmula (12), donde \alpha indica una eficiencia de
utilización de luz respecto a una luz (cantidad de luz) Po emitida
desde la fuente de luz LD, y S indica una sensibilidad de recepción
de luz del fotodetector PD.
- - -
(12)Ipd = \alpha \cdot S \cdot
Po
Además, puede calcularse una señal de
monitorización Imon producida desde el amplificador de conmutación
de ganancia 151 basada en la siguiente fórmula (13), donde Giv
indica una ganancia de conversión del convertidor de corriente a
voltaje 147 o el convertidor de corriente a voltaje incorporado de
la unidad receptora de luz de monitorización, Gpd indica la
ganancia del amplificador de conmutación de ganancia 151, y Kpd =
Giv \cdot \alpha \cdot S. En este caso, el voltaje de
compensación suministrado desde la DAC de compensación 149 se omite
por conveniencia.
- - -
(13)Imon = Gpd \cdot Giv \cdot Ipd = Gpd \cdot
Kpd \cdot
Po
Cuando la unidad receptora de luz de
monitorización para monitorizar la luz emitida desde la fuente de
luz LD1 y la unidad receptora de luz de monitorización para
monitorizar la luz emitida desde la fuente de luz LD2 están
provistas por separado, en el amplificador de PD 126 están provistas
dos entradas. Las señales de detección procedentes de las dos
unidades receptoras de luz de monitorización son suministradas a las
dos entradas del amplificador de PD 126, y el amplificador de PD
126 selecciona la señal de detección procedente de la unidad
receptora de luz de monitorización que monitoriza la luz emitida
desde la fuente de luz LD que está emitiendo luz.
El controlador de corriente de polarización 127
mostrado en la Fig. 29 controla una corriente de polarización Iapc
que es producida, de manera que la señal de monitorización Imon
suministrada desde el amplificador de PD 127 coincida con la señal
de referencia Itarget que es generada a partir de la señal de nivel
objetivo Dtarget suministrada desde el secuenciador 121. En esta
forma de realización, la corriente de polarización Iapc puede ser
controlada mediante uno de los tres procedimientos de control (1) a
(3) siguientes.
Según este procedimiento de control, los datos
de modulación DmodL y DmodH son suministrados como las dos señales
de nivel objetivo Dtarget, y la señal de referencia Itarget
proporcional a la cantidad de luz emitida desde la fuente de luz LD
es generada por una DAC de P-B 152, una DAC de
P-P 153 y un conmutador 154.
La DAC de P-B 152, la DAC de
P-P 153 y el conmutador 154 funcionan de igual modo
que la DAC de Pb 140, la DAC de Ptp 141 y el conmutador 142
descritos anteriormente.
La siguiente fórmula (14) es válida entre la luz
Po emitida desde la fuente de luz LD y la señal de referencia
Itarget, donde K indica una constante de proporcionalidad.
- - -
(14)Itarget = K \cdot
Po
La constante de proporcionalidad K se determina
estableciendo la escala de la DAC de P-B 152 y la
DAC de P-P 153 mediante una DAC de escala de
polarización 170, y la escala se preajusta de manera que es válida
una relación K = Kpd. Como un coeficiente Kpd varía dependiendo de
la eficiencia de utilización de luz \alpha de la unidad receptora
de luz PD usada respecto a la luz Po emitida desde la fuente de luz
LD, y la inconsistencia de la sensibilidad receptora de luz S, es
deseable establecer la escala en el momento del ajuste inicial.
Además, se varía un valor de ajuste de escala de polarización
BiasScale dependiendo de la ganancia Gpd del amplificador de
conmutación de ganancia 151.
Como la señal de referencia Itarget indica la
cantidad objetivo de la luz que ha de emitirse desde la fuente de
luz LD, la fuente de luz LD puede controlarse para que emita a esta
cantidad objetivo controlando la señal de monitorización Imon para
que coincida con la señal de referencia Itarget.
Un amplificador de error 155 amplifica un error
(o diferencia) entre la señal de referencia Itarget y la señal de
monitorización Imon, y suministra una señal de error a un integrador
de muestreo y retención (S/H) 156 provisto en la siguiente
etapa.
El integrador de S/H 156 integra la señal de
error procedente del amplificador de error 155, y produce la
corriente de polarización Iapc. Según este procedimiento de control,
el integrador de S/H 156 siempre lleva a cabo una operación de
integración.
Puede variarse una velocidad de control mediante
una señal SRSel suministrada al amplificador de error 155. Más
particularmente, la velocidad de control se varía variando la
corriente de carga y descarga (por ejemplo, la corriente de salida
del amplificador de error 155) suministrada al integrador de S/H
156. En este caso, es posible establecer la velocidad de control
como un valor óptimo en el momento de la grabación y en el momento
de la reproducción. Un intervalo en el que puede establecerse la
corriente de carga y descarga puede ser establecido por una señal
R-Cont suministrada al amplificador de error
155.
La Fig. 36 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales para explicar el funcionamiento del
controlador de corriente de polarización 127 mostrado en la Fig. 29.
En la Fig. 36, (a) muestra la forma de onda óptica P, es decir, la
forma de onda de la luz emitida desde la fuente de luz LD, y (b)
muestra la señal de monitorización Imon. Se supone por conveniencia
que la banda está limitada por la unidad receptora de luz PD usada.
En la Fig.
36(b), una línea de puntos indica un nivel medio.
36(b), una línea de puntos indica un nivel medio.
Como se muestra en la Fig. 36, cuando se cambia
la potencia de irradiación o el ciclo de utilización, el nivel
medio cambia. En este caso, el procedimiento convencional de
controlar un error relativo a un valor medio predeterminado que se
calcula de antemano no podrá llevar a cabo un control de
polarización exacto.
En la Fig. 36, (c) muestra la señal de
referencia Itarget que tiene una forma de onda proporcional a la
forma de onda de irradiación como se describió anteriormente. En la
Fig. 36(c), una línea de puntos indica una señal en una
banda de control de polarización.
Cuando se genera la señal de referencia
proporcional a la forma de onda de irradiación y se usa esta señal
de referencia para el control de error, es posible llevar a cabo un
control de polarización exacto aun cuando cambie el nivel medio
debido al cambio en la potencia de irradiación o el ciclo de
utilización.
Según este procedimiento de control, el
integrador de S/H 156 lleva a cabo la operación de integración para
realizar el control de corriente de polarización durante el muestreo
en respuesta a una señal ApcSmp durante un periodo de nivel alto de
la señal ApcSmp, por ejemplo. El integrador de S/H 156 retiene la
corriente de polarización Iapc, es decir, un valor de control,
durante la retención.
Por consiguiente, el integrador de S/H 156 no
integra la salida del amplificador de error 155 durante la
retención, y puede reducirse una desviación o similar del valor de
control causada por una compensación de circuito del amplificador
de error 155.
Además, la señal de referencia Itarget puede
generarse de igual modo que el procedimiento de control anterior
(1), pero también es posible usar una señal de referencia constante
Itarget que corresponde a la potencia de irradiación objetivo
durante el muestreo.
En esta forma de realización, la señal ApcSmp es
generada por el secuenciador 121, basada en la señal moduladora de
LD y la señal de estado, bajo el control de las máquinas de
estado.
La señal ApcSmp se muestra en la Fig.
30(i). El periodo de nivel alto de la señal ApcSmp indica el
periodo (tiempo) de muestreo, y el periodo de nivel bajo de la
señal ApcSmp indica el periodo (tiempo) de retención. La señal
ApcSmp sube al nivel alto cuando la señal de estado state0 es state0
= SPe y la señal de estado STEN2 tiene el nivel bajo, en
sincronismo con el flanco ascendente de la señal moduladora de LD
WSK. Además, la señal SpcSmp desciende al nivel bajo cuando la
señal de estado state0 es state0 = SPe y la señal de estado STEN2
tiene el nivel alto, en sincronismo con el siguiente flanco
ascendente de la señal moduladora de LD WSK. En este caso, es
innecesario añadir nuevamente líneas de señal. Si no, la operación
cuando se lleva a cabo este procedimiento de control (2) es la
misma que la del procedimiento de control (1) descrito
anteriormente.
En esta forma de realización, puede llevarse a
cabo el ACC en lugar de llevar a cabo el APC.
Según este procedimiento de control, se elude el
amplificador de error 155, y la salida de la DAC de
P-B 152 que depende de un dato de ACC se produce
como la corriente de polarización Iapc. En este estado, cuando la
salida de la DAC de P-B 152 es retenida en el
integrador de S/H 156, el valor inicial del integrador de S/H 156
se convierte en el dato de ACC retenido cuando el modo de control
conmuta a otro modo de control (modo de control de APC según el
procedimiento de control (1) o (2) descrito anteriormente), y la
corriente de polarización Iapc no se hará discontinua. Como
resultado, es posible impedir que la fuente de luz LD emita una
cantidad excesiva de luz o que se apague cuando se conmuta el modo
de control.
Por otra parte, al conmutar del modo de control
de APC al modo de control de ACC, la corriente de polarización Iapc
es monitorizada y se establece como el dato de ACC. La conmutación
del modo de control puede ser ordenada por una señal ACCSel.
En esta forma de realización, es posible aplicar
la corriente de polarización externa Iext a un multiplexor (MUX)
175 mostrado en la Fig. 29, en lugar de suministrar la corriente de
polarización Iapc desde el integrador de S/H 156. Aunque en la Fig.
29 se omite la ilustración de ello, es posible en este caso retener
la corriente de polarización externa Iext en el integrador de S/H
156, al igual que se describió anteriormente, de manera que es
posible conmutar rápida y positivamente al controlador de corriente
de polarización 127.
La Fig. 37 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra otra estructura del controlador de corriente de
polarización 127 mostrado en la Fig. 29.
Se genera una señal de nivel objetivo Dtarget2
conmutando los datos de modulación DmodL y DmodH mediante la señal
moduladora MOD, y es suministrada a una DAC de polarización 171
mostrada en la Fig. 37. La DAC de polarización 171 genera una señal
de referencia Itarget que es un valor medio de la cantidad de luz
que ha de ser emitida desde la fuente de luz LD.
La DAC de polarización 171 se provee para
generar el valor medio de la cantidad de luz que ha de ser emitida
desde la fuente de luz LD, y no tiene que funcionar a una alta
velocidad como en el caso de la DAC de Pb 140 y la DAC de Ptp 141
del modulador de datos 123.
Según esta forma de realización, se simplifica
la estructura para generar la señal de referencia Itarget, y puede
reducirse la velocidad de respuesta de la DAC. Como resultado, es
posible reducir el tamaño del chip y el consumo de corriente de la
unidad de excitación de fuentes de luz.
Los otros elementos del controlador de corriente
de polarización 127 mostrado en la Fig. 37 funcionan del mismo modo
que los elementos correspondientes mostrados en la Fig. 29, y puede
aplicarse cualquiera de los procedimientos de control (1) a (3) de
una manera similar a la anterior.
El controlador de eficiencia cuántica
diferencial 128 mostrado en la Fig. 29 detecta la eficiencia
cuántica diferencial \eta de la fuente de luz LD (fuente de luz
LD1 o LD2) que es excitada, y controla la escala Scale de la
corriente moduladora de LD dependiendo del resultado detectado. Este
control se lleva a cabo detectando una diferencia entre las
cantidades de luz irradiada en dos puntos predeterminados,
comparando la diferencia y un valor de referencia \eta objetivo,
y aumentando o disminuyendo el valor de la escala Scale basado en
el resultado comparado.
Un circuito de muestreo y retención (S/H) 157
muestrea y retiene la señal de monitorización Imon dependiendo de
una señal de muestreo EtaSmp al irradiar la luz a un nivel de
referencia P1. Una unidad de diferencia 158 genera una señal de
diferencia que indica una diferencia entre una salida del circuito
de S/H 157 y la señal de monitorización Imon. Una DAC de etaref 159
produce el valor de referencia \eta objetivo.
Un comparador 161 compara la señal de diferencia
producida de la unidad de diferencia 158 y el valor de referencia
\eta objetivo, y suministra a un contador 162 una señal de Arriba
cuando la señal de diferencia es menor que el valor de referencia
\eta objetivo y una señal de Abajo cuando la señal de diferencia
es mayor que el valor de referencia \eta objetivo.
Un momento de comparación del comparador 161 es
controlado según una señal CompCK, y la comparación se inicia en un
flanco ascendente de la señal CompCK.
El contador 162 cuenta hacia adelante en
respuesta a la señal de Arriba, y cuenta hacia atrás en respuesta a
la señal de Abajo. Un valor contado del contador 162 es actualizado
en respuesta a un flanco descendente de la señal CompCK. El valor
contado del contador 162 es suministrado al modulador de datos 123
como la señal Scale, y la cantidad de luz emitida desde la fuente
de luz LD se aumenta o disminuye dependiendo de la señal Scale. Se
establece un valor inicial de grabación PScale o un valor inicial de
reproducción RScale como un valor contado inicial del contador
162.
Aunque en la Fig. 29 se omite la ilustración del
mismo, puede estar provisto de un medio (o sección) de determinación
de promedio para promediar el valor contado, y puede usarse como la
señal Scale un valor medio variable del valor contado. En este
caso, es posible impedir la oscilación del valor de control (Scale)
mediante la determinación del promedio. Además, puede estar
provista de una banda de insensibilidad en el comparador 161, para
no producir ambas señales de Arriba y de Abajo cuando las dos
señales comparadas coinciden aproximadamente, y en este caso
también pueden obtenerse efectos similares a los anteriores.
Por otra parte, la escala global de la DAC de
etaref 159 puede establecerse mediante la DAC de escala de
polarización 170. La relación de la luz Po emitida desde la fuente
de luz LD y la señal de monitorización Imon es como la descrita por
la fórmula (13) descrita anteriormente, y el coeficiente Kpd varía
dependiendo de la eficiencia de utilización de luz \alpha de la
unidad receptora de luz PD usada respecto a la luz Po emitida desde
la fuente de luz LD, y la inconsistencia de la sensibilidad de
recepción de luz S.
En otras palabras, el valor de referencia \eta
objetivo varía para cada unidad de excitación de fuentes de luz
individual, pero es posible amortiguar las inconsistencias en el
valor de referencia \eta objetivo ajustando la escala global de
la DAC de ataref 159 basada en la salida de la DAC de escala de
polarización 170. Por lo tanto, desde luego es posible calcular y
establecer el valor de referencia \eta objetivo dependiendo del
coeficiente Kpd.
Como se describió anteriormente, la DAC de
escala de polarización 170 también ajusta la señal de referencia
Itarget en el controlador de corriente de polarización 127. De este
modo, los ajustes de la escala global y la señal de referencia
Itarget pueden realizarse al mismo tiempo, para simplificar el
procedimiento de ajuste.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
un procedimiento de control para controlar la eficiencia cuántica
diferencial \eta.
Se ofrecerá una descripción del procedimiento de
control durante la operación de grabación respecto al medio de
grabación de información de tipo de cambio de fase, haciendo
referencia a las formas de onda de señales mostradas en la Fig.
30.
Como se muestra en la Fig. 30(c), este
procedimiento de control excita la fuente de luz LD a una potencia
de detección de \eta P2 durante un tiempo predeterminado dentro
del espacio largo de la forma de onda óptica, como se indica por
una línea de puntos (B). El circuito de S/H 157 lleva a cabo el
muestreo durante este tiempo predeterminado. La señal de muestreo
EtaSmp se muestra en la Fig. 30(j).
Además, después, durante la irradiación a la
potencia de borrado P1, el comparador 161 compara la señal de
diferencia de salida de la unidad de diferencia 158 y el valor de
referencia \eta objetivo en respuesta a la señal CompCK mostrada
en la Fig. 30(k). En otras palabras, se detecta la eficiencia
cuántica diferencial \eta basada en la diferencia entre las
potencias P1 y P2.
Normalmente, en el caso del medio de grabación
de información de tipo de cambio de fase como el disco
CD-RW, prácticamente no existe deterioro en la
característica de grabación respecto a una leve variación de la
potencia de borrado.
Como la variación de la eficiencia cuántica
diferencial \eta está causada principalmente por un cambio de
temperatura, la banda de control de la misma puede ser lenta, y la
emisión de luz a la potencia especial P2 no ocurre frecuentemente.
Por lo tanto, el rendimiento de grabación no resulta afectado por
este procedimiento de control.
Además, es posible aumentar la frecuencia de
muestreo para aumentar la velocidad de control, sólo en un caso en
el que exista una posibilidad de que se desvíe el valor inicial
PScale de la escala Scale, como inmediatamente después del inicio
de la grabación. En este caso, es posible controlar automáticamente
la variación de la eficiencia cuántica diferencial \eta sin
afectar al rendimiento de grabación, se manera que la fuente de luz
LD emitirá la cantidad deseada de luz.
Las señales de control como las señales EtaSmp y
CompCK pueden ser generadas por el secuenciador 121 a partir de la
señal moduladora de LD y la señal de estado de la siguiente manera,
por ejemplo.
En primer lugar, la señal moduladora de LD WSP y
la señal de estado STEN mostradas en las Figs. 30(f) y
30(e-1) se generan en momentos indicados por
líneas de puntos, como se muestra por una zona rodeada por una línea
de puntos y rayas (C) en la Fig. 30, en sincronismo con el momento
de emisión de luz a la potencia deseada de detección de \eta P2.
La señal de estado STEN2 mostrada en la Fig.
30(e-2) se genera a partir la señal
moduladora de LD WSP y la señal de estado STEN, y se vuelve como se
indica por las líneas de puntos dentro de la zona rodeada por la
línea de puntos y rayas (C). En este estado, las máquinas de estado
SMa y SMb del secuenciador 121 realizan las siguientes transiciones
de estado.
En el estado SPe, cuando la señal de estado
STEN2 tiene el nivel bajo y la señal moduladora de LD WSP sube
hasta el nivel alto en el momento t13, se realiza una transición
hasta el estado SPe1. En este estado, la potencia de detección de
\eta P2 (= Peta) es producida durante un tiempo predeterminado
como los datos de modulación que corresponden a la potencia de
impulso final inferior Pc1.
En otras palabras, la emisión de luz se realiza
a la potencia de detección \eta P2 durante el tiempo
predeterminado cuando la señal moduladora de LD WSP tiene el nivel
bajo en este estado (Peta).
Además, la señal EtaSmp se establece al nivel
alto para indicar el muestreo. Se realiza una transición para
retornar al estado SPe en el momento t15 cuando la señal moduladora
de LD WSP sube a continuación al nivel alto. Por otra parte, la
señal CompCK se establece al nivel alto en sincronismo con esta
transición de estado, y la señal CompCK se establece al nivel bajo
cuando se realiza a continuación una transición al estado SPb. La
operación de la máquina de estado SMa llevada a cabo después de esto
es la misma que en el caso normal.
El estado permanece en el estado SPe porque en
el momento t12 en que la señal moduladora de LD WSP desciende hasta
el nivel bajo, porque la señal de estado STEN tiene el nivel bajo.
Lo mismo sigue siendo válido en el momento t14. Cuando la señal
moduladora de LD WSP desciende hasta el nivel bajo en el momento
t16, se realiza una transición hasta el estado Ptp porque la señal
de estado STEN tiene el nivel alto. La operación de la máquina de
estado SMb llevada a cabo después de esto es la misma que el en caso
normal.
Generalmente, en unidades de discos ópticos, se
lleva a cabo la denominada multiplexación de alta frecuencia para
realizar la modulación usando una señal de alta frecuencia en el
momento de la reproducción, para suprimir el ruido de la fuente de
luz en la luz reflejada desde el medio de grabación de
información.
El modulador de alta frecuencia 130 mostrado en
la Fig. 29 genera la corriente de compensación Ihfmofs que se
aplica a la corriente de polarización al multiplexar en alta
frecuencia con una señal de multiplexación de alta frecuencia
HFMOD. El modulador de alta frecuencia 130 funciona como un medio (o
sección) generador de señales de alta frecuencia.
En esta forma de realización, la propia
modulación de alta frecuencia se lleva a cabo usando el modulador
de datos 123. Por consiguiente, más adelante también se describirá
el funcionamiento del modulador de datos 123 en el momento de la
multiplexación de alta frecuencia.
Un VCO 164 mostrado en la Fig. 29 genera la
señal de multiplexación de alta frecuencia HFMOD que tiene una
frecuencia que depende de una señal de ajuste de frecuencia
producida desde una DAC de Freq 163.
Un multiplexor (MUX) 165 produce selectivamente
la señal moduladora de alta frecuencia HFMOD o la señal moduladora
de salida MOD del secuenciador 121, dependiendo de una señal
HF-ON. La señal producida desde el multiplexor 165
es suministrada al modulador de datos 123.
Se supone por conveniencia que la señal de
multiplexación de alta frecuencia HFMOD se produce selectivamente
desde el multiplexor 165, porque la descripción se está ofreciendo
sobre el funcionamiento en el momento de la multiplexación de alta
frecuencia.
La corriente de compensación Ihfmofs que ha de
sumarse es generada por una DAC de HFB 166 y un amplificador de
memoria intermedia 167, y un conmutador 168 es conmutado por la
señal HF-ON que determina si aplicar o no la
corriente de compensación Ihfmofs al sumador de corriente 124. La
DAC de HFB 166, el amplificador de memoria intermedia 167, el
conmutador 168 y el sumador de corriente 124 funcionan como un medio
(o sección) para sumar la corriente de compensación a la corriente
de polarización. Aunque no se muestra en la Fig. 29, cuando no se
lleva a cabo la multiplexación de alta frecuencia, puede ordenarse
al VCO 164 que detenga la oscilación usando la señal
HF-ON, para suprimir el consumo innecesario de
potencia.
En el momento de la multiplexación de alta
frecuencia, el modulador de datos 123 funciona de la siguiente
manera.
En este caso, los datos que corresponden al
nivel inferior y al nivel superior son suministrados como los datos
de modulación DmodL y DmodH, y la DAC de Pb 140 y la DAC de Ptp 141
producen respectivamente corrientes Ibtm e Itop. Es posible cambiar
el grado de modulación cambiando los datos de modulación.
El conmutador 124 genera la corriente moduladora
Imod según la señal de multiplexación de alta frecuencia HFMOD.
\newpage
La corriente de excitación de LD ILD se calcula
basada en la fórmula (11) descrita anteriormente, y la forma de
onda modulada óptica se vuelve como se muestra en la Fig. 38. La
Fig. 38 es un diagrama que muestra la forma de onda modulada óptica
en el momento de la multiplexación de alta frecuencia. En la Fig.
38, el factor de amplificación Ai del excitador de corriente 125 se
omite por conveniencia. Además, en la Fig. 38, se usan las mismas
designaciones que en la Fig. 31. Se controla la corriente de
polarización Ibias de manera que Pavg, la cantidad media de luz, se
haga igual a Ptarget, la cantidad de luz objetivo.
Además, si se supone que la escala global de la
DAC de Pb 140 y la DAC de Ptp 141 se establece mediante la señal
Scale, al igual que como se describió anteriormente, y el
controlador de eficiencia cuántica diferencial 128 no lleva a cabo
una operación de control durante la reproducción, el valor inicial
RScale de la señal Scale en el momento de la reproducción se
establece como un valor constante.
Un convertidor de CC/CC 132 mostrado en la Fig.
29 convierte el voltaje de alimentación suministrado al circuito
integrado de excitación de LD 3 en un voltaje de alimentación
interna que ha de ser suministrado a diversas partes dentro del
circuito integrado de excitación de LD 3. El valor del voltaje de
alimentación interna se establece mediante una señal PwrReg. El
convertidor de CC/CC 132 funciona como un medio (o sección) de
conversión de voltaje.
Para hacer funcionar el circuito integrado de
excitación de LD 3 a alta velocidad, es deseable desarrollar el
circuito integrado de excitación de LD 3 mediante un procedimiento
CMOS de precisión, y hacer funcionar el circuito integrado de
excitación de LD 3 en un entorno de un voltaje tolerable del
procedimiento CMOS usado.
Además, la fuente de luz LD que es excitada
tiene normalmente un voltaje de funcionamiento de aproximadamente 2
V a 3V, y un voltaje de alimentación óptimo de la unidad de
excitación de LD 12 es aproximadamente de 3 V a 4 V, porque un
voltaje de alimentación elevado aumentaría el consumo de energía de
y también aumentaría el calor que se genera.
Por lo tanto, para satisfacer estas condiciones,
es deseable desarrollar el circuito integrado de excitación de LD 3
mediante un procedimiento CMOS de 0,35 \mum, y hacer funcionar el
circuito integrado de excitación de LD 3 mediante un voltaje de
alimentación de aproximadamente 3 V a 4 V.
Sin embargo, el aparato de grabación y
reproducción de información óptica no puede ser alimentado con tal
voltaje óptimo de alimentación. Por ejemplo, sólo puede
suministrarse un voltaje de alimentación de 5 V y/o 12 V al aparato
de grabación y reproducción de información óptica. Por esta razón,
es necesario generar el voltaje óptimo de alimentación convirtiendo
el voltaje de alimentación, pero el número de líneas de alimentación
para suministrar energía a través del FPC aumentaría en este caso.
Por otra parte, es difícil proveer un convertidor de voltaje (o
transformador) en el captador óptico debido al espacio limitado
disponible en el captador óptico, el cual tiene deseablemente un
tamaño pequeño.
Aunque la velocidad de funcionamiento de un
transistor que tenga un voltaje no disruptivo de 5 V es
relativamente lenta, el convertidor de voltaje puede formarse
fácilmente mediante el uso de tal transistor a bajo coste. Por lo
tanto, los inconvenientes descritos anteriormente pueden eliminarse
formando el convertidor de CC/CC (convertidor de voltaje) 132
mediante tal transistor y proveyendo el convertidor de CC/CC 132 en
el circuito integrado de excitación de LD 3.
Usando el convertidor de CC/CC (o el denominado
regulador de conmutación) como el convertidor de voltaje, es
posible reducir la pérdida por conversión, y reducir tanto el
consumo de energía como la cantidad de calor generado por el
mismo.
Además, como el convertidor de CC/CC 132 puede
establecer el valor del voltaje de alimentación interna en
respuesta a la señal PwrReg, es posible establecer fácilmente el
voltaje óptimo de alimentación.
Un convertidor de CC/CC (convertidor de voltaje)
131 mostrado en la Fig. 29 está provisto como una interfaz de
entrada/salida respecto a partes externas al circuito integrado de
excitación de LD 3. Por lo tanto, es posible hacer frente a
diversos voltajes de interfaz sin tener que aumentar el número de
líneas de alimentación del FCP.
En la descripción ofrecida hasta ahora, se
supone que la forma de onda óptica es como se muestra en la Fig.
30(c). Sin embargo, pueden obtenerse otras formas de onda
ópticas modificando apropiadamente la señal de estado STEN y los
valores establecidos.
La Fig. 39 es un gráfico de tiempos que muestra
otras formas de onda de señales en diversas partes del circuito
integrador de excitación de LD 3 mostrado en la Fig. 4. En la Fig.
39, se usan las mismas designaciones que en la Fig. 30.
En el caso mostrado en la Fig. 39, al llevar a
cabo el control de posición de flanco después de la marca de
grabación, el control de una primera potencia Pep del borrado
indicado por una línea de puntos (iv) en la Fig. 39 se añade al
control de anchura de impulso, en lugar de añadir el control de la
potencia del impulso final Plp y la potencia del impulso de
enfriamiento Pcl.
La señal moduladora de LD WSP y la señal de
estado STEN pueden generarse como se muestra en las Figs.
39(f) y 39(e-1).
Básicamente, la Fig. 39 difiere de la Fig. 30 en
que los momentos de los bordes descendentes de la señal de estado
STEN son diferentes de los de la Fig. 30.
Sólo tienen que modificarse parcialmente las
condiciones de transición de las máquinas de estado SMa y SMb. Por
consiguiente, es suficiente añadir las condiciones del ajuste de
modo de la forma de onda óptica a las condiciones de transición. En
otras palabras, en la máquina de estado SMa mostrada en la Fig. 32,
la transición de estado mostrada en (a) o (b) debe realizarse
dependiendo del modo de la forma de onda óptica. En este caso, la
potencia de irradiación Pep corresponde al estado SPlp.
Por lo tanto, es posible generar diversas formas
de onda ópticas variando la potencia de irradiación que corresponde
a cada estado de las máquinas de estado SMa y SMb y las condiciones
de transición de las máquinas de estado SMa y SMb.
A continuación, se ofrecerá una descripción más
detallada del generador de señales moduladoras de LD 10 dentro del
circuito integrado generador de señales moduladoras de LD 2,
haciendo referencia a la Fig. 40. La Fig. 40 es un diagrama de
bloques de sistema que muestra la estructura del generador de
señales moduladoras de LD 10 mostrado en la Fig. 4.
El generador de señales moduladoras de LD 10
mostrado en la Fig. 40 incluye una sección de PLL 410 para generar
a partir de la señal de reloj de grabación WCK la señal de reloj PCK
cuya frecuencia se multiplica por n y la pluralidad de señales de
reloj que tienen diferencias de fase predeterminadas respecto a la
señal de reloj PCK, un detector de longitud de recorrido 411 para
detectar la longitud de recorrido de la señal de datos de grabación
Wdata suministrada desde el controlador 19 mostrado en la Fig. 4 y
producir los datos (señales) de longitud de recorrido Len0 a Len2 y
la señal retardada de datos de grabación dWdata que se obtiene
retardando una cantidad predeterminada la señal de datos de
grabación Wdata, y una unidad de retención (memoria estratégica) de
información generadora de formas de onda de excitación 412 para
almacenar la información generadora de formas de onda de excitación
y producir la información generadora de formas de onda de excitación
que corresponde a los datos de longitud de recorrido Len0 a Len2
dependiendo de la señal retardada de datos de grabación dWdata.
La unidad de retención de información generadora
de formas de onda de excitación 412 funciona como un medio (o
sección) de retención de información generadora de formas de onda de
excitación. La unidad de retención de información generadora de
formas de onda de excitación 412 puede funcionar como un medio (o
sección) de selección de información de temporización, como se
describirá más adelante.
El generador de señales moduladoras de LD 10
incluye además un generador de señales de temporización 413 para
generar una señal de temporización de modulación a partir de la
información generadora de formas de onda de excitación producida
desde la unidad de retención de información generadora de formas de
onda de temporización 412, un generador de señales moduladoras 414
para generar la señal moduladora de LD WSP a partir de la señal de
temporización de modulación producida desde el generador de señales
de temporización 413, un generador de señales de estado 415 para
generar la señal de estado STEN a partir de la señal de
temporización de modulación producida desde el generador de señales
de temporización 413, un generador de comandos de estado 416 para
generar la señal de comando STCMD a partir de la información
generadora de formas de onda de excitación producida desde la
unidad de retención de información generadora de formas de onda de
excitación 412, un generador de señales de muestreo (o generador de
temporización de muestreo) 417 para generar la señal de muestreo
para el control de APC según el sistema de muestreo y retención
basada en la señal de datos de grabación Wdata, y un controlador
418 para suministrar señales de control a diversas partes del
generador de señales moduladoras de LD 10 en respuesta a un comando
de control recibido desde el controlador 19 mostrado en la Fig.
4.
El generador de señales de temporización 413 y
el generador de señales moduladoras 413 funcionan como un medio (o
sección) generador de señales moduladoras. Además, el generador de
señales de estado 415 funciona como un medio (o sección) generador
de señales de transición de estado. El secuenciador 121 funciona
como un medio (o sección) de control de estado, y el modulador de
datos 123 y la unidad de excitación de corriente 125 funcionan como
un medio (o sección) de excitación de fuentes de luz. El
secuenciador 121 también puede funcionar como un medio (o sección)
de selección de nivel de irradiación para seleccionar el nivel de
irradiación de la fuente de luz LD. El generador de señales de
mando 416 funciona como un medio (o sección) generador de señales de
mando.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
la estructura interna y el funcionamiento de las diversas partes
del generador de señales moduladoras de LD 10 mostrado en la Fig.
40.
La sección de PLL 410 genera la señal de reloj
PCK multiplicando por n la frecuencia de la señal de reloj de
grabación WCK, y también genera la pluralidad de señales de reloj
que tienen diferencias de fase predeterminadas a partir de la señal
de reloj PCK. En esta forma de realización, son generadas 8 señales
de reloj CK0 a CK7, y la señal de reloj CK0 se considera como la
señal de reloj PCK. La sección de PLL 410 también genera una señal
de reloj de canal de grabación CKch que corresponde a la señal de
reloj de canal de grabación CLK de las formas de realización
descritas anteriormente.
Un divisor de frecuencia de 1/M 420, un
comparador de fase (PC) 421, un filtro de bucle 422, un VCO 423 y
un divisor de frecuencia de 1/N 424 forman un circuito de PLL. El
funcionamiento de cada parte del circuito de PLL es similar al de
un circuito de PLL generalmente conocido, y se omitirá una
descripción detallada del mismo.
El divisor de frecuencia de 1/M 420 divide por M
la frecuencia de la señal de reloj de grabación WCK. La relación de
división de frecuencia 1/M puede establecerse de manera variable
como M = 2 ó 4, por ejemplo, y corresponde a un caso en el que la
señal de reloj de grabación WCK es suministrada dividiendo la
frecuencia de la señal de reloj de canal de grabación CKch. La
generación de ruido se reduce transfiriendo la señal de reloj de
grabación WCK a una frecuencia reducida.
El VCO 423 genera m señales de reloj que tienen
diferencias de fase predeterminadas a partir de la señal de reloj
PCK. En esta primera forma de realización, M = 8 y se generan las 8
señales de reloj CK0 a CK7. El VCO 423 puede estar formado por un
oscilador en anillo, por ejemplo.
El divisor de frecuencia de 1/N 424 divide por N
la frecuencia de una de las señales de reloj producidas desde el
oscilador 204, es decir, la señal de reloj CK0, por ejemplo. La
relación de división de frecuencia 1/N del divisor de frecuencia de
1/N 424 puede establecerse de manera variable, y N/M se convierte en
el coeficiente multiplicador n de la señal de reloj PCK respecto a
la señal de reloj de grabación WCK.
El divisor de frecuencia de N/M 425 divide por
N/M la frecuencia de la señal de reloj PCK para generar la señal de
reloj de canal de grabación CKch, y suministra esta señal de reloj
del canal de grabación CKch a diversas partes del generador de
señales moduladoras de LD 10.
Como se describirá más adelante, la señal
moduladora de LD WSP se genera usando como referencias las señales
de reloj CK0 a CK7. En otras palabras, la potencia de resolución de
ajuste de anchura de impulso de la señal moduladora de LD WSP puede
establecerse ajustando las relaciones de división de frecuencia 1/N
y 1/M.
Por ejemplo, si se supone que la señal de reloj
de grabación WCK suministrada se transfiere a la misma frecuencia
que la señal de reloj de canal de grabación CKch y M = 4 y N = 16,
la frecuencia de la señal de reloj PCK se hace 4 veces la
frecuencia de la señal de reloj de canal de grabación CLK, y la
señal moduladora de LD WSP puede generarse a una potencia de
resolución de ajuste de anchura de impulso que es 1/32 (= m M/N)
respecto a la señal de reloj de canal de grabación CKch. Esto se
denominará la etapa de ajuste de anchura de impulso o simplemente
etapa. En este caso particular, 32 etapas corresponden a 1 periodo
de reloj de canal.
El detector de longitud de recorrido 411 detecta
la longitud de recorrido de la señal de datos de grabación Wdata
que es suministrada desde el controlador 19 mostrado en la Fig. 4, y
suministra los datos de longitud de recorrido Len0 a Len2 a la
unidad de retención de información generadora de formas de onda de
excitación 412. La señal de datos de grabación Wdata es una señal
binaria de no retorno a cero invertido (NRZI) que indica la marca
de grabación mediante un periodo de nivel alto y que indica un
espacio mediante un periodo de nivel bajo. En otras palabras, el
detector de longitud de recorrido 411 detecta la longitud de la
marca y la longitud del espacio de los datos de grabación. En este
caso se supone que una señal de longitud de recorrido Len1 indica
una longitud de marca, una señal de longitud de recorrido Len0
indica una longitud del espacio inmediatamente precedente, y una
señal de longitud de recorrido Len2 indica una longitud del espacio
inmediatamente posterior.
El detector de longitud de recorrido 411 se
construye dependiendo de las longitudes de recorrido mínima y
máxima de la señal de datos de grabación Wdata. En esta forma de
realización, se supone que el aparato de grabación y reproducción
de información óptica graba la señal de datos de grabación Wdata
sobre el medio de grabación de información de formato DVD (disco
DVD+RW, disco DVD-R, disco DVD-RAM o
similares), y la señal de datos de grabación Wdata es sometida a
modulación EFM+. En otras palabras, se supone que la longitud de
recorrido es de 3T a 11T y 14T, donde T indica el periodo de reloj
de canal. El detector de longitud de recorrido 411 tiene en
consideración un tiempo predeterminado necesario para detectar la
longitud de recorrido, los tiempos de retardo de los diversos
circuitos y similares, y retarda la señal de datos de grabación
Wdata una cantidad predeterminada para producir la señal retardada
de datos de grabación dWdata.
La Fig. 41 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna del detector de longitud de
recorrido 411 mostrado en la Fig. 40. Además, la Fig. 42 es un
gráfico de tiempos que muestra formas de onda de señales en
diversas partes del detector de longitud de recorrido 411 mostrado
en la Fig. 41.
Como se muestra en la Fig. 41, el detector de
longitud de recorrido 411 incluye un circuito de retardo 441, un
controlador de tipo primero en entrar- primero en salir (FIFO) 442,
un contador 440, un FIFO 443 y un registro
444.
444.
\newpage
El contador 440 cuenta una longitud de
recorrido, es decir, el periodo de nivel alto y el periodo de nivel
bajo de la señal de datos de grabación Wdata mostrada en la Fig.
42(b), en respuesta a la señal de reloj de canal de
grabación CLK mostrada en la Fig. 42(a), y produce una señal
de recuento (recuento) mostrada en la Fig. 42(c).
Los datos de longitud de recorrido contados por
el contador 440 son retenidos temporal y sucesivamente por el FIFO
443.
El circuito de retardo 441 está formado por un
registro de desplazamiento y similares, y retarda la señal de datos
de grabación Wdata un tiempo de retardo predeterminado dly, para
producir la señal retardada de datos de grabación dWdata mostrada
en la Fig. 42(d). Además, el circuito de retardo 441 también
genera señales que tienen diferentes tiempos de retardo para
generar las diversas señales de control, y suministra estas señales
al controlador FIFO 442.
El controlador FIFO 442 genera señales de
control para controlar la escritura y lectura del FIFO 443 y para
controlar diversas partes del detector de longitud de recorrido 411.
El registro 444 retiene y produce los datos de longitud de
recorrido (Len0, Len1 y Len2) leídos del FIFO 443.
El controlador FIFO 442 suministra las señales
de control de manera que el momento de lectura del FIFO 443
(momento de retención del registro 444) coincida con la de la señal
retardada de datos de grabación dWdata.
En otras palabras, como se muestra en las Figs.
42(e-1), 42(e-2) y
42(e-3), la longitud de la marca Len1, la
longitud del espacio inmediatamente precedente Len0 y la longitud
del espacio inmediatamente posterior Len2 son ajustadas de manera
que coincidan con la señal retardada de datos de grabación dWdata.
Alternativamente, la información generadora de formas de onda de
excitación que es convertida por los datos de longitud de recorrido
Len0 a Len2 es ajustada para que coincida con la señal retardada de
datos de grabación dWdata, como se muestra en la Fig. 42 (f).
El tiempo de retardo dly y el tamaño del FIFO
443 pueden determinarse teniendo en consideración las longitudes de
recorrido mínima y máxima de la señal de datos de grabación Wdata y
los tiempos de retardo de los diversos circuitos, de manera que no
se produzca un estado vacío o lleno del FIFO 443.
La unidad de retención de información generadora
de formas de onda de excitación 412 está formada por una memoria
que almacena la información generadora de formas de onda de
excitación. La unidad de retención de información generadora de
formas de onda de excitación 412 produce información generadora de
formas de onda de excitación que corresponde a los datos de
longitud de recorrido Len0 a Len2 que son recibidos desde el
detector de longitud de recorrido 411, dependiendo de la señal
retardada de datos de grabación dWdata.
La Fig. 43 es un gráfico de tiempos para
explicar una relación de la información generadora de formas de onda
de excitación y la forma de onda óptica. Además, la Fig. 44 es un
diagrama que muestra una tabla de combinaciones de la información
generadora de formas de onda de excitación para cada una de una
pluralidad de informaciones de temporización.
La información generadora de formas de onda de
excitación incluye información de temporización e información de
mando. La información de temporización indica momentos de cambio de
nivel de irradiación de la forma de onda óptica, es decir, los
momentos de cambio de la señal moduladora de LD WSP. La información
de mando transfiere la señal de comando STCMD relacionada con el
nivel de irradiación y similares.
La información de temporización se describe por
el número de etapas de ajuste de anchura de impulsos y, como se
muestra en la Fig. 43, los momentos de cambio se determinan
acumulando cada información de temporización (TSS, TSP, ...) a
partir de un tiempo de referencia. Por ejemplo, el tiempo de
referencia puede ser un flanco ascendente de la señal retardada de
datos de grabación dWdata. En la Fig. 43, NMP indica el número de
repeticiones de la información de temporización TMS y TMP.
Por consiguiente, es posible establecer
arbitrariamente el periodo de impulsos múltiples y el ciclo de
utilización (o tasa de utilización) de la manera descrita
anteriormente.
Se requieren formas de onda (formas de onda
ópticas) moduladoras de luz complejas dependiendo de la clase y
velocidad lineal de grabación del medio de grabación de información.
Por ejemplo, al llevar a cabo una grabación a alta velocidad, el
tiempo de paso del haz de luz irradiado sobre el medio de grabación
de información se acorta, y la cantidad de energía irradiada sobre
el medio de grabación de información disminuye, y la cantidad de
calor generado puede hacerse menor que la requerida para formar las
marcas de grabación sobre el medio de grabación de información. Por
lo tanto, para llevar a cabo la grabación con exactitud, la
grabación debe hacerse usando un tren de impulsos que tenga una
anchura de impulso sumamente estrecha, pero tal anchura de impulso
estrecha requeriría una alta potencia del láser de la fuente de luz.
Por consiguiente, en tal caso la grabación puede llevarse a cabo a
una potencia del láser relativamente baja disminuyendo la frecuencia
del tren (o secuencia) de impulsos múltiples.
Por otra parte, cuando la grabación se lleva a
cabo a una baja velocidad respecto al medio de grabación de
información que tiene una sensibilidad de grabación mejorada para
uso en la grabación a alta velocidad, el calor generado puede
aumentar excesivamente como para hacer imposible formar con
exactitud las marcas de grabación sobre el medio de grabación de
información. Por lo tanto, en tal caso la grabación puede llevarse a
cabo aumentando la frecuencia del tren de impulsos múltiples.
Por lo tanto, es posible generar la forma de
onda óptica óptima para la clase y la velocidad lineal de grabación
del medio de grabación de información, cambiando la información de
temporización, el número de repeticiones de impulsos, y la
frecuencia y el ciclo (tasa) de utilización de los impulsos
múltiples dependiendo de la clase y la velocidad lineal de
grabación del medio de grabación de información.
En esta forma de realización, el flanco
ascendente (a) y el flanco descendente (b) del último impulso de la
forma de onda de excitación mostrada en la Fig. 43 se establece
independientemente y no a partir de una acumulación desde el tiempo
de referencia. Los momentos (c) y (d) de la forma de onda de
excitación se establecen a partir de una acumulación desde el
momento (b) mostrado en la Fig. 43. En diversas clases de medios de
grabación de información, estos momentos (a) y (b) de la forma de
onda de excitación afectan en gran medida al control de posición
del flanco posterior de la marca de grabación formada por ella.
Por otra parte, la información de temporización
como la TSS y la TSP son importantes para el control de posición
del flanco frontal de la marca de grabación. Estableciendo
independientemente los parámetros principales para el control de
posición de flancos anteriores y posteriores a esta posición del
flanco frontal, el momento del último impulso no se ve afectado por
los valores establecidos de los parámetros, limitando de ese modo
los efectos sobre la posición de los flancos de la marca de
grabación.
En otras palabras, al cambiar los valores
establecidos de los parámetros durante la operación de grabación,
los efectos sobre la forma de la marca de grabación son pequeños aun
cuando los valores establecidos de los parámetros se cambien
sucesivamente.
Por ejemplo, es necesario cambiar los parámetros
dependiendo de la velocidad lineal de grabación para controlar la
forma de la marca de grabación con una gran exactitud, y al realizar
una grabación de CAV, los valores establecidos de los parámetros se
cambian dependiendo de la velocidad lineal de grabación durante la
grabación. Por lo tanto, el control descrito anteriormente es
particularmente adecuado para este caso.
Para simplificar el circuito, los momentos (a) y
(b) mostrados en la Fig. 43 pueden determinarse acumulando la
información de temporización TLS y TLM como se indica mediante las
líneas de puntos en la Fig. 43.
En esta forma de realización, la forma de onda
de excitación se varía dependiendo de la longitud de la marca y las
longitudes de los espacios adyacentes de la señal de datos de
grabación Wdata, para controlar con una gran exactitud las
posiciones de los flancos de las marcas de grabación que han de
formarse.
Cuando se forma la marca de grabación sobre el
medio de grabación de información, los efectos térmicos pueden
hacer que los flancos de la marca de grabación varíen según la
longitud de los espacios adyacentes. Por lo tanto, esta forma de
realización varía la forma de onda de excitación teniendo en
consideración las longitudes de los espacios adyacentes, para
evitar que varíen los flancos de la marca de grabación.
En otras palabras, la información generadora de
formas de onda de excitación que corresponde a combinaciones de la
longitud de la marca y las longitudes de los espacios inmediatamente
precedente e inmediatamente posterior se almacena en la unidad de
retención de información generadora de formas de onda de excitación
412, y la información generadora de formas de onda de excitación
que corresponde a los datos de longitud de recorrido Len0 a Len2
detectados por el detector de longitud de recorrido 411 se produce
desde la unidad de retención de información generadora de formas de
onda de excitación 412.
En un caso en el que las longitudes de las
marcas y las longitudes de los espacios adyacentes son mayores que
un valor predeterminado, los efectos térmicos y las variaciones de
los flancos de las marcas de grabación causadas por los mismos son
pequeños. Por esta razón, es innecesario preparar la información
generadora de formas de onda de excitación para todas las
combinaciones de la longitud de la marca y las longitudes de los
espacios inmediatamente precedente e inmediatamente posterior, y la
capacidad de memoria requerida de la unidad de retención de
información generadora de formas de onda de excitación 412 puede
reducirse preparando y almacenando (o registrando) en forma de una
tabla como la mostrada en la Fig. 44 sólo la información generadora
de formas de onda de excitación respecto a las combinaciones que
tienen grandes efectos sobre los flancos de las marcas de
grabación. Además, esta forma de realización también cambia las
combinaciones que se preparan dependiendo de los parámetros, para
reducir simultáneamente la capacidad de memoria requerida de la
unidad de retención de información generadora de formas de onda de
excitación 412 y controlar con exactitud la forma de las marcas de
grabación.
La Fig. 45 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna de la unidad de retención de
información generadora de formas de onda de excitación 412 mostrada
en la Fig. 40.
En la Fig. 45, las memorias 452a a 452n para
almacenar parámetros funcionan independientemente. Los convertidores
de direcciones 450a a 450n convierten los datos de longitud de
recorrido Len0 a Len2, y las señales de dirección de las memorias
452a a 452n son producidas por medio de selectores 451a a 451n.
Las memorias intermedias de salida 453a a 453n
controlan la salida de unos datos de lectura que corresponden a una
de las memorias 452a a 452n que recibe una solicitud de lectura
procedente del controlador 418 mostrado en la Fig. 40. Un
controlador de acceso a registro 454 genera señales de autorización
de salida que son suministradas a las memorias intermedias de
salida 453a a 453n.
El controlador de acceso a registro 454 controla
el acceso a cada una de las memorias 452a a 452n respecto a una
solicitud de escritura/lectura procedente del controlador 418
mostrado en la Fig. 40. Cuando se realiza el acceso desde el
controlador de acceso a registro 454 a una de las memorias 452a a
452n, los selectores 451a a 451n conmutan entre la señal de
dirección suministrada desde uno de los convertidores de dirección
correspondiente 450a a 450n y una señal de dirección suministrada
desde el controlador de acceso a registro 454. Además, el
controlador de acceso a registro 454 realiza el acceso a una de las
memorias 452a a 452n en respuesta a la solicitud de acceso a
memoria durante la operación de grabación.
El generador de señales de temporización 413
genera la señal de temporización de modulación a partir de la
información generadora de formas de onda de excitación (información
de temporización). La señal de temporización de modulación está
formada por una señal de impulso de temporización que se sincroniza
a la señal de reloj PCK que tiene n veces la frecuencia de la señal
de reloj de grabación WCK, y una señal de selección de fase.
El generador de señales moduladoras 414 genera
la señal moduladora de LD WSP a partir de la señal de temporización
de modulación que es suministrada desde el generador de señales de
temporización 413. La señal moduladora de LD WSP se genera con
referencia a las señales de reloj CK0 a CK7, y los tiempos que
corresponden a las diferencias de fase de las señales de reloj CK0
a CK7 determinan la potencia de resolución de ajuste de anchura de
impulso.
La Fig. 46 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura interna del generador de señales de
temporización 413 y el generador de señales moduladoras 414
mostrados en la Fig. 40. Las Figs. 47 y 48 son gráficos de
temporización que muestran formas de onda de señales en diversas
partes del generador de señales de temporización 413 y el generador
de señales moduladoras 414 mostrados en la Fig. 46. Además, las
Figs. 49A y 49B son diagramas para explicar el funcionamiento de
dos secuenciadores que hay dentro de un controlador de
temporización 460 mostrado en la Fig. 46.
Se ofrecerá una descripción de la operación de
generación de la señal moduladora de LD WSP generando la señal de
impulso de temporización y la señal de selección de fase a partir de
la información generadora de formas de onda de excitación, haciendo
referencia a las Figs. 46 a 48, 49A y 49B.
El controlador de temporización 460 mostrado en
la Fig. 46 genera las señales de control que son suministradas a
diversas partes del generador de señales moduladoras de LD 10
mostrado en la Fig. 40 como se describirá más adelante, basadas en
el funcionamiento de los dos secuenciadores mostrados en las Figs.
49A y 49B. Además, el controlador de temporización 460 genera el
tiempo de referencia del tren de impulsos de la señal moduladora de
LD WSP que se obtiene retardando la señal retardada de datos de
grabación dWdata un tiempo predeterminado \Delta (unidades de
PCK).
Una unidad de cálculo de temporización 461
calcula el número de etapas de ajuste de anchura de impulsos hasta
el siguiente momento de modulación, a partir de la información de
temporización suministrada desde la unidad de retención de
información generadora de formas de onda de excitación 412, basado
en una señal de instrucción de cálculo suministrada desde el
controlador de temporización 460. En esta forma de realización, el
momento de modulación ascendente y el momento de modulación
descendente son procesados independientemente para realizar una
operación de circuito de alta velocidad. Por lo tanto, la unidad de
cálculo de temporización 461 calcula una siguiente señal de
temporización de modulación ascendente NextTiming1 y una siguiente
señal de temporización de modulación descendente NextTiming2.
Del número de etapas hasta la siguiente señal de
temporización de modulación ascendente NextTiming1 calculada, los 5
bits superiores son suministrados a un contador 463a, y los 3 bits
inferiores son suministrados a una unidad (registro) de retención
de señales de selección de fase 464a como una señal de selección de
fase. En este caso, se supone por conveniencia que el número de
etapas de ajuste de anchura de impulso está descrito por 8 bits.
Igualmente, del número de etapas hasta la siguiente señal de
modulación descendente NextTiming2, los 5 bits superiores se
suministran a un contador 463a, y los 3 bits inferiores se
suministran a una unidad (registro) de retención de señales de
selección de fase 464b como una señal de selección de fase.
Además, la unidad de cálculo de temporización
462 calcula los momentos de modulación ascendente y descendente de
impulsos (i) y (ii) de la señal moduladora de LD WSP mostrada en la
Fig. 47, y suministra una señal de temporización de modulación
ascendente NextTiming3 y una señal de temporización de modulación
descendente NextTiming4 a contadores 463c y 463d y unidades
(registros) de retención de señales de selección de fase 464c y
464d.
El controlador de temporización 460 también
genera un segundo tiempo de referencia que está retardado (n - 3)
relojes de canal y el tiempo predeterminado \Delta respecto a la
señal retardada de datos de grabación dWdata, donde n indica la
longitud de la marca de la señal retardada de datos de grabación
dWdata. Las señales de temporización de modulación NextTiming3 y
NextTiming4 se generan con referencia a este segundo tiempo de
referencia.
Los contadores 463a a 463d cuentan el tiempo
hasta el siguiente momento de modulación, basado en la señal de
reloj PCK. Los contadores 463a a 463d introducen el número de etapas
hasta los siguientes momentos de modulación calculados por las
unidades de cálculo de temporización 461 y 462, en respuesta a una
señal de carga load1 o load2 mostrada en la Fig. 47 que es
suministrado desde el controlador de temporización 460, y cuenta
hacia atrás en respuesta a la señal de reloj PCK. Los contadores
463a, 463c, 463b y 463d producen respectivamente señales de
impulsos de activación Fset y Rset y señales de impulsos de puesta a
cero Frst y Rrst mostradas en la Fig. 47 cuando el valor contado se
hace cero. Las señales de impulsos de activación Fset y Rset y las
señales de impulsos de puesta a cero Frst y Rrst se denominarán
señales de impulsos de temporización.
Las unidades de retención de señales de
selección de fase 464a a 464d retienen respectivamente y producen
para la siguiente etapa señales de selección de fase ckph1 a ckph4.
Los momentos de retención de las unidades de retención de señales
de selección de fase 464a a 464d se determinan basados en las
señales suministradas desde el controlador de temporización
460.
Un controlador de señales de impulsos de
temporización 465 genera señales de activación/puesta a cero
respecto a biestables 467a a 467d a partir de las señales de
impulsos de temporización Fset, Rset, Frst y Rrst suministradas
desde los contadores 463a a 463d. Además, el controlador de señales
de impulsos de temporización 465 suministra las señales de
selección de fase ckph1 a ckph4 suministradas desde las unidades de
retención de señales de selección de fase 464a a 464d a selectores
de reloj 466a a 466d.
El biestable 467a establece una señal de salida
q_A mostrada en la Fig. 48 como un nivel alto en respuesta a la
señal de impulso de activación Fser (o Rset). En este estado, la
señal de temporización de modulación ascendente se determina
mediante una de las señales de reloj CK0 a CK7 que es seleccionada
por el selector de reloj 466a dependiendo de la señal de selección
de fase ckphA mostrada en la Fig. 48.
Por ejemplo, la Fig. 48 muestra una parte (P) de
la Fig. 47 sobre una base de tiempo ampliada, y en la Fig. 48 se
selecciona el reloj CK2.
Por otra parte, el biestable 467b establece una
señal de salida q_B mostrada en la Fig. 48 como un nivel bajo en
respuesta a la señal de impulso de puesta a cero Frst (o Rrst). En
este estado, la señal de temporización de modulación descendente se
determina mediante una de las señales de reloj CK0 a CK7 que es
seleccionada por el selector de reloj 466b dependiendo de la señal
de selección de fase ckphB mostrada en la Fig. 48. La señal
moduladora de LD WSP se genera obteniendo un producto lógico de las
señales de salida q_A y q_B.
La señal de impulso de puesta a cero Rst_A del
biestable 467a y la señal de impulso de activación Set_B del
biestable 467b se generan dependiendo de la señal de impulso de
activación Fset (o Rset) y la señal de impulso de puesta a cero
Rrst (o Rrst).
Igualmente, la señal moduladora de LD se genera
mediante los biestables 467c y 467d y los selectores de reloj 466c
y 466d. Para realizar una operación de circuito de alta velocidad,
las partes (I) y (II) rodeadas por las líneas de puntos y rayas en
la Fig. 46 funcionan alternativamente, y finalmente se obtiene una
suma lógica para generar la señal moduladora de LD WSP.
El controlador de señales de impulsos de
temporización 465 también tiene una función de distribuir las
señales de temporización Fset, Rset, Frst y Rrst y las señales de
selección de fase ckph1 a ckph4.
Un circuito lógico 468 obtiene el producto
lógico de las señales de salida q_A y q_B, obtiene un producto
lógico de las señales de salida q_C y q_D, y obtiene la suma lógica
de los dos productos lógicos para generar la señal moduladora de LD
WSP.
Las Figs. 49A y 49B son respectivamente
diagramas de transición de estado de dos secuenciadores Seq.1 y
Seq.2 provistos dentro del controlador de temporización 460
mostrado en la Fig. 46. Diversas partes del generador de señales
moduladoras de LD 10 mostrado en la Fig. 40 son controladas por los
dos secuenciadores Seq.1 y Seq.2.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
las condiciones de transición de los dos secuenciadores Seq.1 y
Seq.2 mostrados en las Figs. 49A y 49B, haciendo referencia a las
Figs. 47 y 48 que muestran un ejemplo de las transiciones de
estado.
Estado Inactivo: Este estado Inactivo es un
estado inicial. Se realiza una transición a un estado SP en
respuesta a un flanco ascendente de la señal retardada de datos de
grabación dWdata.
Estado SP: Se realiza una transición hasta un
siguiente estado en respuesta a la señal de carga load1 emitida en
el tiempo de referencia. Si no, el estado permanece en el estado SP.
En este estado, el siguiente estado al que se realiza la transición
difiere dependiendo de la información generadora de formas de onda
de excitación (TSMS y TMS). En otras palabras, se realiza la
transición a un estado SMP si TSMS \neq 0, a un estado MP si TSMS
= 0 y TMS \neq 0, y a una etapa LP si es de otro modo (es decir,
TSMS = 0 y TMS = 0).
Estado SMP: Se realiza una transición a un
siguiente estado en respuesta a la señal de carga load1 que es
emitida simultáneamente como la señal de impulso de puesta a cero
Frst. Si no, el estado permanece en el estado SMP. En este estado,
el siguiente estado al que se realiza la transición difiere
dependiendo de la información generadora de formas de onda de
excitación (TMS). En otras palabras, se realiza la transición al
estado MP si TMS \neq 0, y al estado LP si TMS = 0.
Estado MP: Se realiza una transición al estado
LP en respuesta a la señal de carga load1 que es emitida
simultáneamente como la señal de impulso de puesta a cero Frst. Sin
embargo, en este estado se mantiene el número de repeticiones de MP
especificado por NMP. La Fig. 47 muestra un caso en el que
NMP=2.
Estado LP: Se realiza una transición a un estado
Espera en respuesta a la señal de impulso de puesta a cero
Frst.
Estado Espera: Este estado Espera es un estado
de espera cuando diversas partes son controladas por el secuenciador
Seq.2. Se realiza una transición al estado Inactivo después de que
el secuenciador Seq.2 realiza una transición al estado inicial.
Estado Inactivo: Este estado Inactivo es un
estado inicial. Se realiza una transición a un siguiente estado en
respuesta a un flanco ascendente de la señal retardada de datos de
grabación dWdata. Se produce una señal de espera durante un tiempo
(n - 3)T desde el flanco ascendente de la señal retardada de
datos de grabación dWdata, donde n indica la longitud de la marca y
T indica el periodo de reloj de canal, y en esta caso se realiza
una transición al estado Espera. Por otra parte, cuando N = 3 y no
se produce señal de espera, se realiza la transición al estado
LMP.
Estado Espera: Este estado Espera se mantiene
mientras se produce la señal de espera. Se realiza una transición
al estado LMP en respuesta a una cancelación de la señal de
espera.
Estado LMP: Se realiza una transición a un
estado EP en respuesta a una señal de carga load2 que es emitida
después del tiempo predeterminado \Delta desde la cancelación de
la señal de espera.
Estado EP: Se realiza una transición a un estado
Fin en respuesta a la señal de carga load2 que es emitida
simultáneamente como la señal de impulso de puesta a cero Rrst.
A continuación, se ofrecerá una descripción de
las siguientes fórmulas (15) a (18) que se usan para calcular los
momentos para cada estado de los secuenciadores Seq.1 y Seq.2 en las
unidades de cálculo de temporización 461 y 462.
La Fig. 50 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales para explicar un procedimiento de borrado
de señales del controlador de señales de impulsos de temporización
465 mostrado en la Fig. 46.
La generación de la señal de impulso de
activación Fset y la señal de impulso de puesta a cero Frst y la
generación de la señal de impulso de activación Rset y la señal de
impulso de puesta a cero Rrst se llevan a cabo independientemente.
Por lo tanto, una señal de impulso WSP_P generada a partir de la
señal de impulso de activación Fset y la señal de impulso de puesta
a cero Frst y una señal de impulso WSP_R generada a partir de la
señal de impulso de activación Rset y la señal de impulso de Rrst
pueden superponerse como se muestra en la Fig. 50.
En tal caso, el controlador de señales de
impulsos de temporización 465 borra la señal de impulso de puesta a
cero Frst y la señal de impulso de activación Rset como se indica
por BORRAR en la Fig. 50, y las señales son suministradas a la
siguiente etapa de manera que la señal moduladora de LD WSP se
genera usando la señal de impulso de activación Fset y la señal de
impulso de puesta a cero Rrst.
Por conveniencia, se omite el retardo de cada
circuito en la descripción ofrecida anteriormente, para simplificar
la descripción. Sin embargo, en los circuitos reales, se inserta un
circuito de retención sensible a la señal de reloj PCK respecto a
cada línea de señal, causando así un retardo que asciende a varios
ciclos de reloj (impulsos) de la señal de reloj PCK.
Por consiguiente, la señal moduladora de LD WSP
que se produce, es decir, la forma de onda óptica, es retardada
varios relojes (\Delta') de la señal de reloj PCK, y retardada un
total de \Delta + \Delta' respecto a la señal retardada de
datos de grabación dWdata que está sincronizada a la señal de reloj
de canal de grabación CKch.
Como se describió anteriormente, es posible
establecer el coeficiente multiplicador de frecuencia de la señal
de reloj PCK respecto a la señal de reloj de grabación CKch. Por
esta razón, cuando se varía el coeficiente multiplicador de
frecuencia en el momento de escritura o reescritura adicional, las
marcas de grabación se desplazan respecto a la señal de reloj de
canal de grabación CKch. Por lo tanto, en tal caso, el tiempo de
retardo \Delta usada para generar el tiempo de referencia puede
establecerse dependiendo del coeficiente multiplicador de
frecuencia respecto a la señal de reloj PCK.
Por ejemplo, si \Delta' = 3PCK y \Delta +
\Delta' = 2CKch, el tiempo de retardo \Delta se establece como
\Delta = 1PCK cuando el coeficiente multiplicador de frecuencia es
2 (1CKch = 2PCK), y se establece como \Delta = 5PCK cuando el
coeficiente multiplicador de frecuencia es 4.
Además, el generador de señales de temporización
413 también incluye un generador de impulsos de temporización de
STEN 470 mostrado en la Fig. 46 para generar una señal de
temporización de modulación para generar la señal de estado
STEN.
Además, para controlar el nivel de irradiación
de la fuente de luz LD que es excitada por el controlador de
corriente de polarización 127 y el controlador de eficiencia
cuántica diferencial 128 mostrados en la Fig. 29, se insertan
impulsos que indican la temporización de muestreo dentro de la señal
moduladora de LD WSP para generar las diversas señales de muestreo
como las señales de muestreo ApcSmp, EtaSmp. Por ejemplo, en las
formas de onda de señales mostradas en las Figs. 30 y 39, tales
impulsos son insertados desde el momento t11 hasta el momento t12,
desde el momento t13 hasta el momento t14, y desde el momento t15
hasta el momento t16.
Un generador de impulsos de temporización de APC
471 mostrado en la Fig. 47 genera la señal de temporización de
modulación para este propósito. La señal de temporización de
modulación procedente del generador de impulsos de temporización de
APC 471 es suministrada al controlador de señales de impulsos de
temporización 465, para generar la señal moduladora de LD WSP de
igual modo que como se describió anteriormente. La señal de
temporización de modulación puede ser generada por el generador de
impulsos de temporización de APC 471 basada en la señal de control
procedente del controlador de temporización 460.
Insertando los impulsos que indican la
temporización de muestreo dentro de la señal moduladora de LD WSP de
esta manera, es posible ordenar la temporización de muestreo sin
tener que proveer además líneas de señales para el mismo, y puede
reducirse el número de líneas de señales para transmitir señales en
el FPC.
La Fig. 51 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales para explicar la generación de una señal
de impulso de temporización de STEN mediante el generador de
impulsos de temporización de STEN 470 y la generación de una señal
de impulso de temporización de APC mediante el generador de impulsos
de temporización de APC 471.
El controlador de temporización 460 produce
simultáneamente una señal de comienzo de recuento de APC como una
segunda señal de impulso de puesta a cero Rrst. Un contador interno
del generador de impulsos de temporización de APC 471 cuenta un
valor predeterminado APCS (unidades de PCK) en respuesta a la señal
de comienzo de recuento de APC, y produce una señal de impulso
APCSet mostrada en la Fig. 51 después de que se cuente el valor
predeterminado APCS. Además, se produce una señal de impulso APCRst
mostrada en la Fig. 51 un tiempo predeterminado (por ejemplo, 1
PCK) después de la señal de impulso APCSet.
\newpage
En el momento de la detección de \eta, una
señal EtaDetOn adquiere un nivel alto, y esta señal de nivel alto
EtaDetOn es suministrada al generador de impulsos de temporización
de APC 471. El contador interno del generador de impulsos de
temporización de APC 471 cuenta continuamente valores
predeterminados EtaS y EtaC, y produce la señal de impulso APCSet
cuando se cuentan los valores predeterminados EtaS y EtaC. La señal
de impulso APCRst se produce un tiempo predeterminado (por ejemplo,
1 PCK) después de la señal de impulso APCSet, de igual modo que
como se describió anteriormente.
La señal EtaDetOn adquiere el nivel alto cuando
existe una instrucción de detección de \eta que se produce desde
el controlador 19, mostrado en la Fig. 4, a intervalos
predeterminados y la longitud del espacio es mayor o igual que un
valor predeterminado EtaLen. Esta señal EtaDetOn borra
automáticamente la instrucción de detección de \eta después del
procedimiento de generación de señales de impulsos de
temporización.
Por otra parte, cuando la señal EtaDetOn tiene
un nivel bajo, la señal de impulso APCSet y la señal de impulso
APCRst dentro de una parte rodeada por una línea continua (D) en la
Fig. 51 no son generadas, y los impulsos indicados por (B) y (C) en
la Fig. 51 no aparecen en la señal moduladora de LD WSP.
Como se describió anteriormente, esta forma de
realización varía la forma de onda óptica variando el momento de
modulación ascendente de la señal de estado STEN.
Las formas de onda de señales mostradas en la
Fig. 30 corresponden a un modo de LP (LPMode), y las formas de onda
de señales mostradas en la Fig. 39 corresponden a un modo EP
(EPMode). A continuación se ofrecerá una descripción de la
generación de la señal de impulso de temporización de STEN en cada
uno de los modos de LP y EP.
Como se muestra en la Fig. 51, una señal de
impulso STENRst se produce simultáneamente como la señal de impulso
de activación Rset como se indica por (X1) en la Fig. 51 cuando
Seq.2 = EP, durante el modo de EP. La señal de impulso STENRst se
produce simultáneamente como la señal de impulso de activación Fset
como se indica por (X2) en la Fig. 51 cuando Seq.1 = LP, durante el
modo de LP.
El momento de salida de la señal de impulso
STENSet varía dependiendo de la señal EtaDetOn, como se muestra en
la Fig. 51.
Además, de igual modo que la temporización de
muestreo, es posible transferir los comandos y similares sin
proveer adicionalmente líneas de señales para los mismos.
El generador de señales de estado 415 mostrado
en la Fig. 40 genera la señal de estado STEN a partir de la señal
de temporización de STEN que es la señal de temporización de
modulación generada a partir de la información generadora de formas
de onda de excitación (información de temporización) en el generador
de señales de temporización 413.
La estructura interna del generador de señales
de estado 415 puede ser similar a la que hay dentro de la parte
indicada por la línea de puntos y rayas (I) en la Fig. 46. La
generación de la señal de estado STEN no requiere una operación de
alta velocidad como en el caso de la señal moduladora de LD WSP y,
por tanto, es innecesario utilizar la operación alternativa de las
partes indicadas por las líneas de puntos y rayas (I) y (II) en la
Fig. 46.
Además, la exactitud requerida de las posiciones
de los flancos de la señal de estado STEN no es tan alta comparada
con la requerida para la señal moduladora de LD. Por esta razón, es
innecesario usar los 3 bits de la señal de selección de fase, y es
posible usar de manera fija una de las señales de reloj CK0 a CK7 o
reducir el número de bits de la señal de selección de fase
usada.
El generador de comandos de estado 416 genera la
señal de comando STCMD a partir de la información generadora de
formas de onda de excitación (información de comando).
Como se describió anteriormente, la señal de
comando STCMD es introducida por el decodificador de comandos 122
mostrado en la Fig. 29 en respuesta tanto a los flancos ascendentes
como descendentes de la señal de estado STEN. Por consiguiente, la
temporización de cambio de datos de la señal de comando STCMD sólo
tiene que asegurar un tiempo de entrada suficientemente largo antes
y después de los flancos de la señal de estado STEN.
En este caso particular, el tiempo de referencia
y el tiempo de comienzo de recuento de APC se usan como los
momentos de conmutación, y la información de comando suministrada es
suministrada sucesivamente al circuito integrado de excitación de
LD 3.
El generador de señales de muestreo 417 genera
la señal de muestreo para el control de APC según el sistema de
muestreo y retención, basada en la señal de datos de grabación
Wdata. Como la forma de onda de emisión de luz de la fuente de luz
LD está retardada respecto a la señal de datos de grabación Wdata
una cantidad que corresponde al retardo en el detector de longitud
de recorrido 411, la señal de muestreo se genera dependiendo de la
forma de onda de emisión de luz.
Pero como se describió anteriormente, la señal
de muestreo no se usa si el control de APC se lleva a cabo en la
disposición mostrada en la Fig. 29.
Cuando se almacenan datos incorrectos como la
información generadora de formas de onda de excitación debido a un
accidente, o la combinación de la información generadora de formas
de onda de excitación es incorrecta, la señal moduladora de LD WSP
y la señal de estado STEN ya no pueden usarse para generar las
señales de impulsos en los momentos deseados. Como resultado, no
puede obtenerse una forma de onda óptica deseada en el circuito
integrado de excitación de LD 3, y existe una posibilidad de que se
grabe una información errónea sobre el medio de grabación de
información.
Por otra parte, el error puede propagarse a la
siguiente marca de grabación y a las posteriores. Además, la fuente
de luz LD puede resultar dañada o destruida debido a la emisión
continua de luz a una alta potencia.
La Fig. 52 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra la estructura del generador de señales moduladoras de
LD 10 que está provisto adicionalmente de un medio (o sección)
detector de errores y un medio (o sección) procesador de errores.
En la Fig. 52, aquellas partes que son las mismas que las partes
correspondientes en la Fig. 40 se designan por los mismos números
de referencia, y se omitirá una descripción de las mismas.
En la Fig. 52, un detector de errores 480
detecta la generación de un error basado en los estados de los
secuenciadores Seq.1 y Seq.2 en el controlador de temporización 460
dentro del generador de señales de temporización 413 y la señal
retardada de datos de grabación dWdata. Por ejemplo, el detector de
errores 480 produce una señal de generación de error que indica la
generación del error cuando la señal retardada de datos de grabación
dWdata se convierte en un espacio y los secuenciadores Seq.1 y
Seq.2 no retornan al estado Inactivo. Además, también es posible
evaluar el error mediante cálculo basado en la información
generadora de formas de onda de excitación (información de
temporización). El detector de errores 480 funciona como un medio (o
sección) detector de
errores.
errores.
Un procesador de errores 481 ordena el retorno
del secuenciador 121 al estado inicial y la detención del suministro
de la señal de temporización de modulación al generador de señales
de temporización 413, en respuesta a la señal de generación de
error. Para generar la señal moduladora de LD WSP y la señal de
estado STEN para poner a cero el secuenciador 121 dentro del
circuito integrado de excitación de LD 3, el procesador de errores
481 también suministra un impulso de proceso de error (o impulso de
corrección de estado) al generador de señales moduladoras 414 y al
generador de señales de estado 415, para insertar el impulso de
corrección de estado en la señal moduladora y la señal de
transición de estado y realizar una transición de estado a un estado
predeterminado. El procesador de errores 481 funciona como un medio
(o sección) procesador de errores.
La corrección de la información generadora de
formas de onda de excitación (información de temporización) puede
ser ordenada suministrando nuevamente la señal de generación de
error al controlador 19 mostrado en la Fig. 4 directamente o por
medio del controlador 418. En este caso, es posible impedir la
propagación del error, e impedir la grabación continua de los datos
erróneos.
Un segundo detector de errores 482 indicado por
líneas mostradas como transparencia en la Fig. 52 muestra otra
forma de realización de la detección de errores. En este caso, está
provisto un secuenciador similar al secuenciador 121 e introducido
con la señal moduladora de LD WSP y la señal de estado STEN para
desarrollar una pseudo-monitorización del estado de
nivel de irradiación en el circuito integrado de excitación de LD
3. Como resultado, es posible detectar la generación del error y
lleva a cabo el procesamiento del error de igual modo que el caso
descrito anteriormente. En este caso, el segundo detector de errores
482 funciona como un medio (o sección) detector de errores.
La Fig. 53 es un diagrama de bloques de sistema
que muestra otra forma de realización de la estructura del
generador de comandos de estado y el decodificador de comandos para
sustituir al generador de comandos de estado 416 y al decodificador
de comandos 122. La Fig. 54 es un gráfico de tiempos que muestra
formas de onda de señales en diversas partes del generador de
comandos de estado y el decodificador de comandos mostrados en la
Fig. 53.
Como se muestra en la Fig. 53, un generador de
comandos de estado 490 produce la señal de comando STCMD en
sincronismo con la señal moduladora de LD WSP, basada en la señal de
temporización de modulación. Un decodificador de comandos 491
convierte la señal moduladora de LD WSP y la señal de comando STCMD
en la señal de control de modo SeqMode que especifica el nivel de
irradiación y el modo de irradiación de la fuente de luz LD.
Según esta otra forma de realización de la
estructura, es posible reducir el número de líneas de señales de la
señal de comando STCMD.
Además, la presente invención no está limitada a
estas formas de realización, sino que puede realizarse diversas
variaciones y modificaciones sin apartarse del ámbito de la presente
invención.
Claims (12)
1. Una unidad de excitación de fuente de luz que
comprende:
una sección generadora de señales moduladoras
(23, 42) adaptada para generar una pluralidad de señales moduladoras
basadas en información generadora de formas de onda de excitación
de una fuente de luz;
una sección de selección de fuentes de corriente
(28, 29) adaptada para seleccionar una o una pluralidad de
corrientes producidas desde una pluralidad de fuentes de corriente
basadas en la pluralidad de señales moduladoras generadas por dicha
sección generadora de señales moduladoras (23);
una sección de excitación de fuentes de luz (30,
31, 32) adaptada para generar una corriente que tiene múltiples
niveles basada en la corriente o la pluralidad de corrientes
seleccionadas por dicha sección de selección de fuentes de
corriente (28, 29), y para suministrar la corriente generada a la
fuente de luz para excitar la fuente de luz de manera que se genera
luz en múltiples niveles desde la fuente de luz; estando
caracterizada la unidad de excitación de fuentes de luz
porque además comprende
una sección de anulación (24, 41, 42) adaptada
para sumar una cantidad de error de señal que elimina diferencias
en las cantidades de retardos de señal generados entre dicha sección
generadora de señales moduladoras y dicha sección de excitación de
fuentes de luz (30, 31, 32) en una etapa anterior a dicha sección de
selección de fuentes de corriente (28, 29).
2. Una unidad de excitación de fuentes de luz
según la Reivindicación 1 que además comprende:
una sección de retención de información
generadora de formas de onda de excitación (22) adaptada para
retener información generadora de formas de onda de excitación
basada en una forma de onda de excitación de una fuente de luz;
y en la que la sección generadora de señales
moduladoras (23) está adaptada para generar la pluralidad de
señales moduladoras para seleccionar la corriente o la pluralidad de
corrientes producidas desde la pluralidad de fuentes de corriente
basadas en la información generadora de formas de onda de excitación
retenida en dicha sección de retención de información generadora de
formas de onda de excitación (22); y
la sección de anulación (24) está adaptada para
retardar, en una cantidad predeterminada, cada una de la pluralidad
de señales moduladoras generadas por dicha sección generadora de
señales moduladoras (23), para no retardar un momento de selección
de la corriente o la pluralidad de corrientes por la pluralidad de
señales moduladoras generadas por dicha sección generadora de
señales moduladoras (23).
3. Una unidad de excitación de fuentes de luz
según la Reivindicación 1 que además comprende:
una sección de retención de información
generadora de formas de onda de excitación (41) adaptada para
retener información generadora de formas de onda de excitación
basada en una forma de onda de excitación de una fuente de luz; y
en la que
la sección generadora de señales moduladoras
(42) está adaptada para generar la pluralidad de señales moduladoras
para seleccionar la corriente o una pluralidad de corrientes
producidas desde la pluralidad de fuentes de corriente basadas en
la información generadora de formas de onda de excitación retenida
en dicha sección de retención de información generadora de formas
de onda de excitación (41); y
la sección de anulación (41, 42) está adaptada
para retardar, en una cantidad predeterminada, el momento de
generación de cada una de la pluralidad de señales moduladoras en
dicha sección generadora de señales moduladoras, para no retardar
el momento de selección de la corriente o la pluralidad de
corrientes por la pluralidad de señales moduladoras generadas por
dicha sección generadora de señales moduladoras (23).
4. Una unidad de excitación de fuentes de luz
según la Reivindicación 3, que además comprende:
una sección de modificación de información
generadora de formas de onda de excitación (19) adaptada para
modificar la información generadora de formas de onda de excitación
que es retenida en dicha sección de retención de información
generadora de formas de onda de excitación (22).
5. Una unidad de excitación de fuentes de luz
según la Reivindicación 2 ó 3 que comprende:
una sección generadora de señales de selección
de corriente (52) adaptada para generar una pluralidad de señales de
selección para seleccionar corrientes de múltiples niveles que han
de ser producidas desde la pluralidad de fuentes de corriente
basadas en la información generadora de formas de onda de excitación
retenida en dicha sección de retención de información generadora de
formas de onda de excitación (22); y
una sección de control (51) adaptada para llevar
a cabo un control de manera que, durante un tiempo predeterminado
en el que cambia una señal arbitraria de la pluralidad de señales de
selección generadas por dicha sección generadora de señales de
selección de corriente (52), una componente de corriente que
corresponde a la señal de selección arbitraria y suministrada a la
fuente de luz permanece sin cambiar.
6. Una unidad de excitación de fuentes de luz
según la Reivindicación 2 ó 3 en la que:
la sección generadora de señales moduladoras
(23) está adaptada para generar una señal moduladora para
seleccionar una de las corrientes producidas desde la primera y
segunda fuentes de corriente basada en la información generadora de
formas de onda de excitación retenida en dicha sección de retención
de información generadora de formas de onda de excitación (22);
comprendiendo la unidad de excitación de fuentes de luz:
una sección generadora de señales de selección
de corriente (52) adaptada para generar una primera señal de
selección para seleccionar una corriente de múltiples niveles que ha
de ser producida desde una primera fuente de corriente en
sincronismo con uno de los flancos ascendente y descendente de la
señal moduladora generada por dicha sección generadora de señales
moduladoras (23), y una segunda señal de selección para seleccionar
una corriente de múltiples niveles que ha de ser producida desde la
segunda fuente de corriente en sincronismo con otro de los flancos
ascendente y descendente de la señal moduladora generada por dicha
sección generadora de señales moduladoras (23), basadas en la
información generadora de formas de onda de excitación retenida en
dicha sección de retención de información generadora de formas de
onda de excitación (22);
una sección de control (51) adaptada para llevar
a cabo un control de manera que la corriente producida desde la
primera fuente de corriente sensible a la primera señal de selección
es suministrada a la fuente de luz cuando la señal moduladora
generada por dicha sección generadora de señales moduladoras (23)
tiene un primer nivel lógico, y la corriente producida desde la
segunda fuente de corriente sensible a la segunda señal de
selección es suministrada a la fuente de luz cuando la señal
moduladora generada por dicha sección generadora de señales
moduladoras (23) tiene un segundo nivel lógico diferente del primer
nivel lógico.
7. Una unidad de excitación de fuentes de luz
según la Reivindicación 2 ó 3, en la que:
la sección generadora de señales moduladoras
(23) está adaptada para generar una señal moduladora para
seleccionar una corriente de múltiples niveles que ha de ser
producida desde una fuente de corriente basada en la información
generadora de formas de onda de excitación retenida en dicha
sección de retención de información generadora de formas de onda de
excitación (22);
la sección de excitación de fuentes de luz (30,
31, 32) está adaptada para suministrar la corriente de múltiples
niveles seleccionada por la señal moduladora generada por dicha
sección generadora de señales moduladoras (23) para excitar la
fuente de luz de manera que se genera luz en múltiples niveles desde
la fuente de luz; comprendiendo la unidad de excitación de fuentes
de luz:
una sección de control (51) está adaptada para
llevar a cabo un control para retener la corriente suministrada a
la fuente de luz durante un tiempo predeterminado desde un flanco de
la señal moduladora generada por dicha sección generadora de
señales moduladoras (23) basado en la información generadora de
formas de onda de excitación.
8. Una unidad de excitación de fuentes de luz
según la Reivindicación 2 ó 3, en la que:
la unidad de excitación de fuentes de luz
comprende:
una sección de compensación (71) adaptada para
llevar a cabo una compensación restando una cantidad excesiva o
sumando una cantidad que falta de la corriente de múltiples niveles
generada por dicha sección de excitación de fuentes de luz (30, 31,
32) basada en diferencias entre tiempos de retardo de la pluralidad
de señales moduladoras generadas por dicha sección generadora de
señales moduladoras (23).
9. Una unidad de excitación de fuentes de luz
según la Reivindicación 2 ó 3, en la que:
la unidad de excitación de fuentes de luz
comprende:
una sección de compensación (71) adaptada para
llevar a cabo una compensación restando una cantidad excesiva o
sumando una cantidad que falta de la corriente de múltiples niveles
generada por dicha sección de excitación de fuentes de luz (30, 31,
32), basada en diferencias entre tiempos de retardo de la pluralidad
de señales moduladoras generadas por dicha sección generadora de
señales moduladoras (23) y la corriente o la pluralidad de
corrientes seleccionadas por la pluralidad de señales moduladoras
generadas por dicha sección generadora de señales moduladoras
(23).
10. Una unidad de excitación de fuentes de luz
según la Reivindicación 8 ó 9, que además comprende:
una sección adaptada para establecer la
cantidad excesiva o la cantidad que falta para dicha sección de
compensación (71) dependiendo de una combinación de cambios en la
pluralidad de señales moduladoras.
11. Una unidad de excitación de fuentes de luz
según una cualquiera de las Reivindicaciones 2, 3, 5, 6, 8 y 9, en
la que:
dicha sección de excitación de fuentes de luz
(30, 31, 32) está provista de un primer circuito integrado;
dicha sección de retención de información
generadora de formas de onda de excitación (22) y dicha sección
generadora de señales moduladoras (23) están provistas en un segundo
circuito integrado; y
dichos primer y segundo circuitos integrados
están montados dentro de un único paquete.
12. Un aparato de almacenamiento óptico que
comprende:
una fuente de luz que irradia luz sobre un medio
de grabación de información para grabar información en y/o
reproducir información del medio de grabación de información; y
una unidad de excitación de fuentes de luz según
una cualquiera de las Reivindicaciones 1 a 11 que puede funcionar
para excitar la fuente de luz.
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| JP2001323582A JP4187958B2 (ja) | 2001-10-22 | 2001-10-22 | 光源駆動装置とその光源駆動装置を備えた光情報記録再生装置 |
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