EP1573899A2 - Sendestufe - Google Patents

Sendestufe

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Publication number
EP1573899A2
EP1573899A2 EP03776903A EP03776903A EP1573899A2 EP 1573899 A2 EP1573899 A2 EP 1573899A2 EP 03776903 A EP03776903 A EP 03776903A EP 03776903 A EP03776903 A EP 03776903A EP 1573899 A2 EP1573899 A2 EP 1573899A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
digital
phase
analog
amplitude
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP03776903A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Houman Jafari
Ralf Burdenski
Gerald Ulbricht
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Original Assignee
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV filed Critical Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Publication of EP1573899A2 publication Critical patent/EP1573899A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
    • H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
    • H04L27/2017—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes are non-linear, e.g. generalized and Gaussian minimum shift keying, tamed frequency modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems

Definitions

  • the present invention relates to transmission stages and in particular to transmission stages which can transmit a phase and amplitude-modulated signal via an amplifier operated in the non-linear range in accordance with the EDGE or UMTS specification.
  • GMSK Global System for Mobile Communication
  • CPM Continuous Phase Modulation
  • the message flow can be increased by changing the modulation method.
  • GMSK modulation a 3 ⁇ / 8-8PSK (phase shift keying) modulation for the GSM-EDGE (Enhancement Data Ratio for GSM Evaluation) standard or a QPSK (quadrature phase shift keying) modulation for UMTS ( Universal Mobile Telecommunications System) standard used.
  • the 3 ⁇ / 8- 8PSK modulation and the QPSK modulation contain not only the phase modulation but also an amplitude component. Thereby it is possible to transmit additional information to increase the data rate with the same channel bandwidth.
  • linear power amplifiers At around 35%, is significantly worse than that of non-linear power amplifiers, which achieve an efficiency of over 50% to 60%.
  • Signal reconstruction techniques such as Polar-Loop enable the use of non-linear power amplifiers for the EDGE standard and UMTS standard.
  • So-called polar loop transmit circuits are described, for example, in U.S. Patent No. 4,481,672, WO 02/47249 A2, U.S. Pat. - Patent No. 4,630,315 or GB 2368214 A.
  • EP 1211801 A2 also discloses a polar loop transmission circuit which is suitable for future mobile radio systems have a phase and amplitude modulation, is suitable and can also be used for known systems according to the GSM standard.
  • the polar loop transmission circuit comprises a power amplifier which receives a signal from a VCO on the input side.
  • the control signal for the VCO is obtained by limiting the transmit signal as a desired signal and by limiting an actual signal, a subsequent phase comparison of the limited signals and a subsequent low-pass filtering.
  • the amplitude control signal for the controllable non-linear power amplifier is generated by envelope detection of the transmission signal as the desired signal, envelope detection of an actual signal, subsequent difference formation by means of a differential amplifier and subsequent low-pass filtering.
  • Such cellular mobile radio systems have, as a further component, an automatic gain control in that a field strength measurement is carried out in the base station and / or in the handset, so that when it is determined on the basis of a low reception field strength that the currently prevailing transmission channel is unsatisfactory, the transmission power of the Up cell phones and / or the base station.
  • a high transmission power means that the cells can only be designed in a relatively coarse mesh or that a carrier frequency cannot be “reused” as often as possible in a cell grid in order to allow a large number of subscribers in the limited frequency band.
  • the spectrum of the Output signal of the radio at a storage frequency of +/- 200 kHz with respect to a carrier frequency is less than -54 dBc, and furthermore at a storage frequency of +/- 300 kHz with respect to the carrier is below -60 dBc.
  • the UMTS standard requires that the spectrum of the output signal in the entire adjacent channel is better than -45 dBc.
  • UMTS uses broadband CDMA technology.
  • the requirement here is that the signals from the cell phones which communicate with a base station have approximately the same power at the base station. For this reason, very fast power regulation is carried out in the cell phones.
  • a polar loop transmission circuit must therefore operate on the one hand in a very high dynamic range of the power amplifier and on the other hand must cope with a very high dynamic range with regard to the amplitude control loop and the phase control loop which together form the polar loop.
  • the object of the present invention is to create a precisely working and at the same time inexpensive implementable transmission stage.
  • Claim 1 or claim 20 a method for
  • the present invention is based on the knowledge that inexpensive transmission stages can be implemented which only have a phase-locked loop, but which perform amplitude modulation of a signal output by a power amplifier directly according to the envelope restoration principle directly, that is to say without feedback.
  • the phase locked loop consists of a feedforward branch and a feedback branch and comprises a phase detector for comparing a phase representation as a desired signal with an actual signal in order to provide a tuning signal which is filtered in a loop filter and fed to a controllable oscillator which in turn is supplied with the signal input of the power amplifier can be coupled.
  • a digital / analog converter is provided in the feedforward branch in the signal flow direction before the controllable oscillator and after the phase detector.
  • an analog / digital converter is provided in the feedback branch in the signal flow direction in front of the phase detector and after a decoupling device, which decouples part of the power amplifier output signal for feedback, so that the phase detector is designed as a digital phase detector.
  • the baseband modulation signals are digital anyway, so that the concept according to the invention enables the largest possible signal processing in the digital domain, with the transition to the analog domain only as late as possible, for the expensive analog components are needed, which are not only expensive in terms of their own manufacturing costs, but are also complex to assemble and calibrate and which contradict the concept of integrating as far as possible.
  • a substantial part of the transmission stage in a digital signal processor can be carried out completely integrated, which on the one hand enables mass production and on the other hand leads to deviations from DSP to DSP, that is to say from cellphone to cellphone, being minimal.
  • a digital / analog converter is provided in the gain control device, which is designed to convert the amplitude representation of the signal to be transmitted into a gain control signal usually digitally available
  • Amplitude representation signal makes an analog signal that can be coupled into the gain control input of the power amplifier.
  • the gain control device comprises a variable gain amplifier, by means of which the output level of the power amplifier can be controlled over a high dynamic range.
  • the control input of the variable gain amplifier is addressed by a channel meter to adjust the transmit power at the base station receiver as desired.
  • the amplifier is arranged in front of the digital / analog converter and can therefore be implemented completely as a digital amplifier.
  • Digital signals supplied by a channel determination device of the base station can thus be fed directly into the transmission stage, and the digital amplifier can implement flexibly selectable transmission functions due to its digital nature.
  • a down mixer is present in the feedback branch in order to convert the decoupled signal present at a transmission frequency into an easily controllable intermediate frequency, the frequency of the signal present on the intermediate frequency then being converted to analog / digital and then digitally processed to finally be fed to the phase detector in the feedforward branch.
  • the frequency converter is preceded by an attenuator with variable attenuation, which is operated in accordance with the amplifier with variable gain in the gain control device in order to be independent of the output power of the Power amplifier to create a signal with constant power or with a power in a well-defined predetermined range, so that it is ensured that neither the mixer nor the downstream analog / digital converter are overdriven.
  • the present invention is particularly advantageous in that, on the one hand, no fast and, on the other hand, no expensive analog / digital converters with high dynamics are required in the phase-locked loop, since all digital / analog converters on the one hand operate in a conveniently controllable frequency range and on the other hand process input signals that have a constant power level known from the start within a tolerance.
  • Another advantage of the present invention is that the shift of the digital interface is shifted forward to a preferably provided anti-aliasing filter (AAF), so that a maximum part of the transmission stage is carried out digitally and can therefore be implemented in an integrated manner in a digital signal processor is.
  • AAF anti-aliasing filter
  • Another advantage of the present invention is that the I / Q signal of an EDGE or UMTS signal source is processed completely digitally in amplitude information A (t) and phase information ⁇ (t). This makes the use of limiter circuits and amplitude demodulators as in the polar loop concept superfluous.
  • the present invention is advantageous in that preferably a digital Frequency conversion of the phase information is used. This ensures an adequate setting of the bandwidth of the PLL loop.
  • Another advantage of the present invention is that AM / PM distortions of the non-linear power amplifier are corrected by the PLL loop.
  • the present invention is advantageous in that it provides high precision by using fully digital signal processing for the essential parts of the control loop and for the essential part of the gain control device for amplitude variation of the power amplifier.
  • the present invention provides the possibility of precise controllability of filter characteristics and the possibility of adapting to component characteristics e.g. B. the power amplifier and the VCO simply via software settings of the filter coefficients of a FIR or IIR filter.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a transmission stage according to the invention
  • FIG. 2 shows a block diagram of a transmission stage according to the invention in accordance with a preferred exemplary embodiment
  • Figure 3 is a tabular representation of the relationship between the control of the variable attenuator and the variable amplifier.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a transmission stage according to the invention for transmitting an amplitude and phase modulated signal using a power amplifier 10 with a signal input 11, a signal output 12 and a gain control input 13.
  • the transmission stage comprises a device 14 for providing the amplitude and phase-modulated signal, which is designated 14 in FIG. 1.
  • the device 14 is operative to the signal that is ultimately output by the amplifier 10 and z. B. on an antenna that can be coupled to a total output 15 of the circuit to be emitted.
  • the 1 further includes a phase locked loop (PLL) having a feedforward branch 16 and a feedback branch 17.
  • the feedforward branch 16 includes a phase detector for comparing the phase representation provided by the device 14 is supplied as a desired phase signal 18 with an actual phase signal 19 in order to provide a tuning signal which is filtered by a loop filter and is fed to a controllable oscillator which can be coupled to the signal input 11 of the power amplifier.
  • PLL phase locked loop
  • the feedback branch 17 is coupled to a coupling device 20, which is designed to couple a signal at the signal output 12 of the power amplifier 10 and to feed it to the feedback branch 17.
  • the feedback branch further comprises a device for determining the actual phase signal 19 from the decoupled signal supplied by the decoupling device 20.
  • a gain control device 21 which is designed to convert the amplitude representation, that is to say the desired amplitude signal 22, which is supplied by the device 14, into an amplification control signal which is input to the amplification control input 13 of the power amplifier 10 can be fed.
  • a digital / analog converter is provided in the feedforward branch 16 in the signal flow direction before the controllable oscillator and after the phase detector. Furthermore, an analog / digital converter is provided in the feedback branch 17 in the signal flow direction after the decoupling device, such that the phase detector in the feedforward branch 16 is designed as a digital phase detector.
  • the device 14 for providing the AM / PM signal that is to say the desired amplitude signal 22 and the desired phase signal 18, is implemented in the exemplary embodiment according to the first aspect of the present invention in such a way that at least the desired phase Signal is delivered as a digital signal. According to another aspect of the present invention, the device 14 is designed to deliver at least the desired amplitude signal 22 as a digital signal.
  • a digital / analog converter is provided in the gain control device 21, so that a digital desired amplitude signal 22 can be supplied by the device 14 for providing the AM / PM signal and, on the other hand, into the gain control input 13 of the power amplifier 10 analog signal can be fed.
  • the device 14 for providing the AM / PM signal is designed to deliver both a digital phase setpoint signal 18 and a digital amplitude setpoint signal 22 such that both in the Gain control device 21, a digital / analog converter is provided, as well as in the feedforward branch 16 or in the feedback branch 17, a digital / analog or analog / digital conversion is carried out such that the entire transmission stage according to the invention, as shown in 1 is divided into a digital domain 23 and an analog domain 24 with an intervening A / D interface or D / A interface.
  • the entire digital area that is to say all the signal processing before the digital / analog converter or analog / digital converter, is integrated in a digital signal processor in such a way that as much signal processing as possible on the digital side, that is to say exactly and can be implemented inexpensively.
  • FIG. 2 shows a block diagram of a transmission stage according to a preferred exemplary embodiment of the present invention, in which a bordered part 23 represents the digital domain and is designed as a DSP (digital signal processor).
  • 1 comprises a phase and / or frequency detector 160, which receives the desired phase signal 18 and the actual phase signal 19 and supplies a tuning signal 161 on the output side, which is filtered in a low pass filter 162 according to predetermined loop characteristics.
  • the output signal of the low-pass filter 162 is fed to a digital / analog converter 163, which is connected on the output side to an appropriately set anti-aliasing filter 164 in order to suppress aliasing disturbances introduced by the operations carried out in the DAW 163.
  • the anti-aliasing filter 164 is connected on the output side to a controllable oscillator 165, which in the preferred exemplary embodiment of the present invention shown in FIG. 2 is a voltage-controllable oscillator.
  • the VCO 165 delivers the signal present at a frequency f 2 , which now carries the phase information of the desired phase signal 18 as phase modulation.
  • the VCO 165 is also effective for converting a phase desired signal 18 present at an intermediate frequency fi to the transmission frequency f 2 , which will typically be in the range of 900 MHz, 1.8 GHz or 2.1 GHz etc.
  • the feedback branch 17 comprises a controllable attenuator 170, a frequency conversion device with a local oscillator 171a and a mixer 171b in order to convert the feedback signal present on the HF frequency into an intermediate frequency fi which is easier to process ,
  • the signal at the output of the mixer 171b, which is present at the IF frequency, is fed into an analog / digital converter 172, which in turn represents the interface between the analog domain and the digital domain.
  • the digital output signal of the analog / digital converter 172 is fed to an IQ demodulator 173, which has an IQ Demodulation is carried out to an I-
  • I / Q components are supplied to a converter 175, which is configured to convert I and Q into a phase representation ( ⁇ ), as will be discussed later.
  • the actual phase signal 19 from FIG. 1 is then present at the output of the I / Q- ⁇ converter 175 and is fed into the actual signal input of the phase detector 160.
  • the device 14 for providing the AM / PM signal of FIG. 1 in the preferred exemplary embodiment shown in FIG. 2 comprises an EDGE or UMTS signal generator 140 which supplies an I signal 141a and a Q signal 141b, which together also be referred to as input signal Sj .n (t).
  • I and Q are in the baseband and represent time-dependent information signals which are converted by an I / Q-A / ⁇ converter 142 into a baseband amplitude modulation signal 143b and a baseband phase modulation signal 143a.
  • the digital mixer 144 can be designed in accordance with any digital algorithms in order to convert the phase information 143a, that is to say the time-dependent baseband phase representation, into a phase representation of the phase-modulated signal at the intermediate frequency fi, this signal being shown in the exemplary embodiment in FIG Phase desired signal 18 is referred to.
  • the mixer 144 is also effective with regard to the amplitude representation in order to output it unchanged or possibly somehow conditioned, ie amplified, damped, etc., as a desired amplitude signal 22 which is fed into the amplification device 21 from FIG. 1 ,
  • Amplification device 21 comprises a variable amplifier 210, a downstream low-pass filter 211, a digital / analog converter 212 and an anti-aliasing filter 213 connected downstream of the DAW 212, which is also designated by AAF2 in FIG. 2.
  • the components mentioned are effectively coupled to one another in the manner shown in FIG. 2.
  • the amplification control signal 13 is then present at the output of the anti-aliasing filter 213 and can be used to control the level of the output signal S out (t).
  • the transmission stage shown in FIG. 2 further comprises a level control unit 30 which, on the one hand, controls the amplifier 210 with variable gain via the control signal s c in order to achieve a higher signal level at the output 12 of the amplifier 10.
  • the level control device 30 In order to simultaneously ensure that the analog / digital converter 172 in the feedback branch is not overdriven, the level control device 30 also controls the variable attenuation of the attenuator 170 via a control signal s d .
  • the relationships shown in FIG. 3 are used for this.
  • the relationship between the amount square of S out (t) at the output of the transmission stage and the amount square of S in (t) at the output of signal generator 140 is referred to as gain V.
  • the attenuation of the variable attenuator is set inversely proportional to V, via the signal Sd.
  • the gain of the entire transmit stage is a function of the control signal for the variable gain amplifier 210, which signal is referred to as s c .
  • the transmission stage shown in FIG. 2 further comprises a bandwidth adjustment device 31, which is designed to deliver correspondingly desired filter coefficients to the low-pass filters 162 and 211.
  • a bandwidth adjustment device 31 which is designed to deliver correspondingly desired filter coefficients to the low-pass filters 162 and 211.
  • An advantage of the present invention is that the low-pass filters 162 and 211 and in particular that Low-pass filter 162, which determines the essential characteristics of the PLL, digitally implemented and thus also digitally variable and, as required, can be easily set in software terms, the setting of a filter characteristic of a digital filter being much easier and, above all, less expensive to do than the setting of Characteristics of an analog low-pass filter.
  • FIG. 4 shows a comparison of two spectra of the circuit shown in FIG. 2.
  • the spectrum with lower power 40a is the spectrum at the output of the VCO 165, that is to say the signal which is input into the signal input 11 of the power amplifier 10.
  • the other spectrum with higher power is the spectrum that is obtained at the output 12 of the power amplifier 10.
  • This spectrum is designated 40b in FIG. 4. From Fig. 4 it can be seen that the spectrum 40b of the power amplifier 10 has sufficient selectivity to meet the UMTS and EDGE specifications with regard to the secondary channel transmission.
  • the dynamic range of the power amplifier output signal is in the range of 60 dB.
  • the bandwidth of the power amplifier spectrum is kept in the bandwidth of the VCO output signal by the PLL and is even better in some areas, towards higher storage frequencies, than the output spectrum of the VCO 165.
  • the concept according to the invention is based on the ER technology.
  • the PLL is an essential part of the transmission stage.
  • the I / Q signal of an EDGE or UMTS signal source 140 is converted in the digital converter 142 into digital amplitude information A (t) and digital phase information ⁇ (t).
  • amplitude information from an I component and a Q component is calculated as follows: ; t) 2) 1/2
  • the output signal S ⁇ (t) generated by the device 142 can thus be represented as follows:
  • phase information ⁇ (t) is “modulated” onto the carrier frequency fi in the element 144.
  • the output signal S ou t (t) at the output of the circuit is damped in the controllable attenuator 170.
  • the damped signal s 2 (t) is converted to the frequency f * ⁇ in the mixer 171b.
  • the signal is then digitized in the analog / digital converter 172 and mapped in the block IQ demodulator 173 as an I (t) and Q (t) signal in the digital area 23.
  • phase ⁇ 2 (t) f (I (t), Q (t)) calculated from I (t) and Q (t), an arc tangent function being preferred as the function f, is fed to the phase frequency detector 160.
  • the phase frequency detector there is a comparison between the input signal ⁇ * ⁇ (t), which is the desired phase signal 18, with the converted part of the output signal ⁇ 2 (t).
  • the error signal which is also referred to as "tune” is filtered via a loop filter 162 with a low-pass character and then converted into an analog representation in the digital / analog converter 163 and filtered by an anti-aliasing filter 164.
  • the signal is then supplied as a tuning signal to the voltage-controlled oscillator 165.
  • the signal thus generated corrects the VCO with a center frequency of f 2 in frequency and phase in accordance with the tune signal
  • the PLL loop therefore ensures that the phase differences which arise due to AM / PM distortions in the power amplifier are corrected.
  • the envelope of the modulated signal i.e. the AM
  • the modulation for example, the
  • the amplitude information which is derived in the digital converter 142 from the signals I (t) and Q (t), is amplified in the controllable amplifier 210.
  • the amplified signal is then passed through the loop filter 211 with a low-pass character.
  • the filtered signal is then converted in the digital / analog converter 212 and filtered by a subsequent anti-aliasing filter 213 in order to be supplied to the non-linear power amplifier 10 as an amplitude control voltage.
  • the output power of the transmission amplifier 10 can be set via the controllable amplifier 210 with the control variable f c as required.
  • the controllable attenuator 170 is set as a function of the output power of the transmission amplifier 10 by the control variable S d . This ensures that the returned signal after mixer 171b always has the same signal level. Amplitude stabilization of the feedback signal s 2 (t) is therefore carried out.
  • the signal at the input of the ADW 172 always have the same constant power level. Depending on the implementation of the components, however, it may already be sufficient for the signal to be in a predetermined range which extends, for example, by +/- 10% around a target level value.
  • the decoupling device 20 with the attenuator 170 can be configured together as a variable directional coupler or something similar.
  • the amplifier 10 is amplitude modulated via a supply voltage variation. There is not necessarily a linear relationship between the control signal (RS) and the output power.
  • RS control signal
  • a table can have a list of gain control input signals, with each input signal associated with a supply voltage state for the transistor. By exchanging or reprogramming the table, the transmitter stage can thus be easily adapted to other amplifiers.
  • a modification to the gain controller 21 of FIG. 1 would be, e.g. B. from the output signal of the IQ demodulator 173 in the feedback branch to calculate actual amplitude information, for example by sample-wise squaring of I and Q, by summing the squares and by subsequent rooting in order to obtain the actual amplitude information as a function of time.
  • the actual amplitude information would then be compared to the desired amplitude information at the output of the DDS 144 in order to obtain a comparison signal which is fed into the amplifier 210 in FIG. 2 instead of the desired amplitude information.
  • the gain control device would therefore be effective to convert the amplitude representation, which is provided by the device 14 of FIG. 1, taking into account a comparison with actual amplitude information from the feedback branch into an amplification control signal which is derived from the comparison result.
  • the method according to the invention for transmission can be implemented in hardware or in software.
  • the implementation can take place on a digital storage medium, in particular a floppy disk or CD with electronically readable control signals, which can interact with a programmable computer system in such a way that the method according to the invention is carried out for transmission.
  • the invention thus also consists in a computer program product with a program code stored on a machine-readable carrier for carrying out the method according to the invention when the computer program product runs on a computer.
  • the invention can thus be implemented as a computer program with a program code for carrying out the method if the computer program runs on a computer.

Landscapes

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Abstract

Eine Sendestufe, die gemäß dem Envelope-Restoration-Prinzip arbeitet, umfaßt eine Einrichtung (14) zum Bereitstellen einer Amplitudendarstellung und einer Phasendarstellung eines zu sendenden Amplituden- und Phasen-modulierten Signals sowie eine Phasenregelschleife (PLL) mit einem Vorwärtskopplungszweig (16) und einem Rückkopplungszweig (17) sowie eine Verstärkungssteuerungseinrichtung (21), die ausgebildet ist, um die Amplitudendarstellung in ein Verstärkungssteuerungssignal umzusetzen, das in den Verstärkungssteuerungseingang eines nicht-linearen Leistungsverstärkers einspeisbar ist. In dem Vorwärtskopplungszweig (16) ist ein Digital/Analog-Wandler angeordnet. Ferner ist in dem Rückkopplungszweig (17) ein Analog/Digital-Wandler angeordnet, so daß der Phasendetektor der Phasenregelschleife in digitaler Form ausgeführt ist. Durch einen möglichst großen Anteil an digitaler Signalverarbeitung wird eine preisgünstige implementierbare und exakt arbeitende Sendestufe erhalten.

Description

Sende stufe
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Sendestufen und insbesondere auf Sendestufen, die ein Phasen- und A plituden-moduliertes Signal über einen im nicht-linearen Bereich betriebenen Verstärker gemäß der EDGE- oder UMTS- Spezifikation senden können.
Für mobile Kommunikationsdienste existiert nur eine begrenzte Anzahl an Frequenzbändern. Die erforderliche Kanalbandbreite bei der Datenübertragung und die mögliche Datenrate sind entscheidende Faktoren, welche die Effektivität eines Übertragungssystems charakterisieren. Dabei wird innerhalb eines Frequenzbandes eine maximale Datenrate angestrebt. Es existieren verschiedene Verfahren, die es gestatten, bei gleicher Kanalbandbreite eine höhere Datenrate zu erlauben und dadurch einen effizienteren Nachrichtenfluß zu ermöglichen.
In den letzten Jahren hat sich im Bereich der mobilen Kommunikation der GSM- (Global System for Mobile Communication) Standard etabliert. Dabei wird eine GMSK- (Gaussian Minimum Shift Keying) Modulation verwendet. Die GMSK zählt zu den sogenannten CPM- (Continuous Phase Modulation) Modulationsverfahren. Dabei handelt es sich um ein nichtlineares digitales Modulationsverfahren mit konstanter Amplitude und stetiger Phase.
Die Erhöhung des Nachrichtenflusses kann durch Änderung des Modulationsverfahrens erfolgen. Dabei wird anstatt einer GMSK-Modulation eine 3π/8-8PSK- (Phase Shift Keying) Modulation für den GSM-EDGE- (Enhancement Data Ratio for GSM Evaluation) Standard oder eine QPSK- (Quadrature Phase Shift Keying) Modulation für UMTS- (Universal Mobile Telecommunications System) Standard verwendet. Die 3π/8- 8PSK-Modulation und die QPSK-Modulation enthalten neben der Phasenmodulation auch eine Amplitudenkomponente. Dadurch ist eine Übertragung von zusätzlichen Informationen zur Erhöhung der Datenrate bei der gleichen Kanalbandbreite möglich.
Ein kritischer Punkt in dem mobilen Endgerät ist das Übertragungsverhalten des HF-Sendeverstärkers in Bezug auf die zu übertragenden HF-Signale für den EDGE und UMTS- Standard. Im Gegensatz zur GMSK-Modulation werden bei der 3π/8-8PSK-Modulation und QPSK-Modulation die Phase und die Amplitude moduliert. Das Ergebnis ist eine spektrale Verbreiterung des Ausgangssignales nach dem nichtlinearen Leistungsverstärker bzw. eine deutliche Verzerrung des Sendesignals. Dies führt zu einer Erhöhung der Bitfehlerrate (BER) bei gleicher Empfangsfeldstärke.
Um diese Verzerrungen zu minimieren, wäre eigentlich der Einsatz eines linearen Leistungsverstärkers erforderlich. Der Wirkungsgrad linearer Verstärker ist aber mit ca. 35% deutlich schlechter im Vergleich zu nichtlinearen Leistungsverstärkern, welche einen Wirkungsgrad von über 50% bis 60% erreichen.
Die hohe Energieaufnahme des Systems durch den niedrigeren Wirkungsgrad der Komponenten steht im Gegensatz zu dem Bestreben, möglichst lange Betriebszeiten der mobilen Station zu erreichen.
Signal-Rekonstruktionstechniken wie Polar-Loop ermöglichen den Einsatz nichtlinearer Leistungsverstärker auch für den EDGE-Standard und UMTS-Standard.
Sogenannte Polar-Loop-Sendeschaltungen sind beispielsweise in dem U.S-Patent Nr. 4,481,672, der WO 02/47249 A2, dem U.S. -Patent Nr. 4,630,315 oder der GB 2368214 A beschrieben.
Auch die EP 1211801 A2 offenbart eine Polar-Loop- Sendeschaltung, die für zukünftige Mobilfunksysteme, welche eine Phasen- und Amplitudenmodulation aufweisen, geeignet ist und auch für bekannte Systeme nach dem GSM-Standard verwendet werden kann. Die Polar-Loop-Sendeschaltung umfaßt einen Leistungsverstärker, der eingangsseitig ein Signal von einem VCO empfängt. Das Steuersignal für den VCO wird durch Amplituden-Begrenzen des Sendesignals als Sollsignal und durch Amplituden-Begrenzen eines Ist-Signals, einen anschließenden Phasenvergleich der begrenzten Signale und eine nachfolgende Tiefpaßfilterung gewonnen.
Das Amplitudensteuersignal für den steuerbaren nichtlinearen Leistungsverstärker wird durch Hüllkurvendetektion des Sendesignals als Soll-Signal, Hüllkurvendetektion eines Ist-Signals, eine nachfolgende Differenzbildung mittels eines Differenzverstärkers und eine anschließende Tiefpaßfilterung erzeugt.
Das Ist-Signal für die Amplitudenregelung sowie für die Phasenregelung wird vom Ausgang des nichtlinearen Leistungsverstärkers abgezweigt, einem programmierbaren Verstärker zugeführt, dann auf eine Zwischenfrequenz heruntergemischt, einem rampenartig steuerbaren Verstärker zugeführt und dann einerseits in den Gleichrichter zur Amplitudenregelung und andererseits in den Begrenzer zur Phasenregelung eingespeist.
Am Steueranschluß des programmierbaren Verstärkers, in den ein vom Ausgang abgezweigtes Rückkopplungssignal zunächst eingespeist wird, kann mit einem Steuersignal der Leistungspegel am Ausgang der Polar-Loop-Sendeschaltung geregelt werden. Hierbei ist der programmierbare Verstärker ein linearer Verstärker, der das an seinem Eingang zuführbare Signal linear dämpft. Die Spannung des an seinem Ausgang bereitgestellten Hochfrequenz-Signals hingegen hängt nicht linear von einem an dem Steueranschluß zuführbaren Stellsignal ab und beträgt z. B. 2 dB pro Least-Significant-Bit-Änderung des Stellsignals. Typische Polar-Loop-Sendeschaltungen, wie sie in der EP 1211801 A2 offenbart sind, eignen sich für zellulare Funktelefone gemäß dem GSM-Standard sowie für alternative Modulationsverfahren, bei denen eine Phasen- und eine Amplitudenmodulation stattzufinden hat.
Solche zellularen Mobilfunksysteme haben als weitere Komponente eine automatische Verstärkungsregelung dahin gehend, daß in der Basisstation und/oder im Mobilteil eine Feldstärkemessung durchgeführt wird, um dann, wenn aufgrund einer geringen Empfangsfeldstärke festgestellt wird, daß der gerade herrschende Übertragungskanal nicht zufriedenstellend ist, die Sendeleistung des Mobiltelefons und/oder der Basisstation hochzuregeln.
So ist es einerseits im Interesse einer geringen Bitfehlerrate wünschenswert, eine sehr hohe Sendeleistung zu verwenden, da damit automatisch das Signal/Rausch- Verhältnis am Empfänger und damit die Bitfehlerrate fällt. Andererseits ist eine hohe Sendeleistung aufgrund der zunehmenden Widerstände aus der Bevölkerung unerwünscht. Des weiteren führt eine hohe Sendeleistung dazu, daß die Zellen nur relativ grobmaschig ausgelegt werden können bzw., daß eine Trägerfrequenz nicht möglichst oft in einem Zellenraster „wiederverwendet" werden können, um eine hohe Teilnehmerzahl in dem begrenzten Frequenzband zu erlauben.
Eine hohe Sendeleistung hat insbesondere bei der Verwendung von nichtlinearen Verstärkern das Problem, daß Nebenkanalstörungen zunehmen können, d. h., daß ein Sender, der eigentlich für eine Trägerfrequenz spezifiziert ist, in einen Nebenkanal, in dem er eigentlich nichts oder nur unterhalb einer Schwelle senden dürfte, aufgrund seiner Nichtlinearität ebenfalls Leistung aussendet. Ein solches Sendegerät ist dann nicht vorschriftsmäßig, wenn die sogenannte Nebenkanalaussendung oberhalb einer bestimmten Spezifikation liegt. So ist beispielsweise für den erwähnten EDGE-Standard gefordert, daß das Spektrum des Ausgangssignals des Funkgeräts bei einer Ablagefrequenz von +/- 200 kHz bezüglich einer Trägerfrequenz kleiner als -54 dBc ist, und ferner bei einer Ablagefrequenz von +/-300 kHz bezüglich des Trägers unter -60 dBc liegt.
Für den UMTS-Standard wird gefordert, daß das Spektrum des Ausgangssignals im gesamten Nachbarkanal besser als -45 dBc ist.
Alle diese Anforderungen sprechen dafür, daß die Sendeleistung des Mobiltelefons so gering als möglich sein muß, wenn an GSM und EDGE gedacht wird.
Bei UMTS dagegen wird eine Breitband-CDMA-Technik verwendet. Hier besteht die Anforderung, dass die Signale der Handys, die mit einer Basisstation kommunizieren, in etwa die gleiche Leistung an der Basisstation haben. Aus diesem Grund wird eine sehr schnelle Leistungsregelung in den Handys durchgeführt.
Darüber hinaus existiert für Handys im speziellen die Anforderung, daß sie preisgünstig sein müssen, da der Handy-Markt sich zu einem außerordentlich wettbewerbsintensiven Markt entwickelt hat, in dem bereits kleine Preisvorteile dazu geführt haben, daß das eine System überlebensfähig war, also vom Markt akzeptiert worden ist, während das andere System sich auf dem Markt nicht durchgesetzt hatte.
Für Mobiltelefone wird daher eine möglichst empfindliche Sendeleistungsregelung eingesetzt, die im Falle eines guten Übertragungskanals die Sendeleistung sehr schnell und so weit als möglich reduziert, die jedoch auch in der Lage ist, im Falle eines meist nur vorübergehend schlechten Kanals die Sendeleistung sehr schnell und insbesondere sehr stark hochzufahren. Eine Polar-Loop-Sendeschaltung muß daher einerseits in einem sehr hohen Dynamikbereich des Leistungsverstärkers arbeiten und andererseits einen sehr hohen Dynamikbereich hinsichtlich der Amplitudenregelschleife und der Phasenregelschleife, die zusammen die Polar-Loop bilden, verkraften.
Nachteile an dem in der EP 1211801 A2 offenbarten Konzept besteht darin, daß die Einstellung der Ausgangsleistung über die Programmierung des programmierbaren Verstärkers im Rückkopplungszweig erfolgt. Der programmierbare und der nachgeschaltete rampenartig betreibbare Verstärker müssen daher ein Ausgangssignal mit einer hohen Dynamik liefern, das in einem Fall, nämlich bei maximaler Ausgangssendeleistung sehr klein ist, und das im anderen Fall, nämlich bei minimaler Ausgangsleistung, sehr groß ist und hierbei insbesondere in die Nähe der Amplitude des Ausgangssignals vom Sendesignalgenerator kommt.
Es wurde herausgefunden, daß das aufwendige Polar-Loop- Konzept, das eine komplette Phasenregelschleife und zusätzlich eine komplette Amplitudenregelschleife umfaßt, nicht in allen Fällen dringend eingesetzt werden muß. So hat sich herausgestellt, daß für viele Anwendungen Schaltungen auf der Basis des ER-Konzepts (ER = Envelope Restoration) ausreichend sind. Sendeschaltungen gemäß dem ER-Prinzip haben ebenso wie Polar-Loop-Schaltungen eine Phasenregelschleife, umfassen jedoch im Unterschied zu Polar-Loop-Schaltungen keine Amplitudenregelschleife, sondern steuern die Amplitude auf der Basis der Amplitudenmodulationskomponente des zu sendenden Signals, ohne daß eine Rückkopplung stattfinden muß.
Sendestufen ohne Amplitudenregelschleife (ALL) sind aus dem U.S. Patent Nr. 6,256,482 bekannt.
Generell besteht bei Sendestufen, die für den zellularen Mobilfunk eingesetzt werden, die Anforderung, daß dieselben die eng gesetzten Spezifikationen erfüllen und gleichzeitig preisgünstig, also mit minimalem Schaltungsaufwand, implementierbar sein müssen. Dies liegt daran, daß insbesondere auf dem Handy-Markt die Anforderungen an einen günstigen Preis ganz erheblich sind, da es sich inzwischen eingebürgert hat, daß ein Kunde, wenn er einen Vertrag mit einem Netzanbieter abschließt, für sein Handy nur einen minimalen Betrag oder sogar nichts bezahlt. Preisgünstig hergestellte Handys sind daher für die Gewinnspanne des Netzbetreibers entscheidend, da er das Handy zusammen mit einem Vertrag gewissermaßen „verschenken" muß.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine präzise arbeitende und gleichzeitig preisgünstige implementierbare Sendestufe zu schaffen.
Diese Aufgabe wird durch eine Sendestufe nach
Patentanspruch 1 oder Patentanspruch 20, ein Verfahren zum
Senden nach Patentanspruch 21 oder ein Computer-Programm nach Patentanspruch 22 gelöst.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß preisgünstige Sendestufen implementierbar sind, die lediglich eine Phasenregelschleife haben, die jedoch eine Amplitudenmodulation eines von einem Leistungsverstärker ausgegebenen Signals direkt gemäß dem Envelope-Restoration- Prinzip direkt, also ohne Rückkopplung durchführen.
Die Phasenregelschleife besteht aus einem Vorwärtskopplungszweig und einem Rückkopplungszweig und umfaßt einen Phasendetektor zum Vergleichen einer Phasendarstellung als Soll-Signal mit einem Ist-Signal, um ein Abstimmsignal zu liefern, das in einem Schleifenfilter gefiltert und einem steuerbaren Oszillator zugeführt wird, der wiederum mit dem Signaleingang des Leistungsverstärkers koppelbar ist. Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist in dem Vorwärtskopplungszweig in Signalflußrichtung vor dem steuerbaren Oszillator und nach dem Phasendetektor ein Digital/Analog-Wandler vorgesehen. Ferner ist in dem Rückkopplungszweig in Signalflußrichtung vor dem Phasendetektor und nach einer Auskopplungseinrichtung, die ein Teil des Leistungsverstärker-Ausgangssignals zur Rückkopplung auskoppelt, ein Analog/Digital-Wandler vorgesehen, so daß der Phasendetektor als digitaler Phasendetektor ausgeführt ist. Dies hat den Vorteil, daß an sich aufwendige analoge Phasendetektorschaltungen, wie sie in Polar-Loop-Schaltungen zum Einsatz kommen, bei dem erfindungsgemäßen Konzept nicht mehr benötigt werden.
Insbesondere für EDGE- oder UMTS-Anwendungen liegen die Basisband-Modulationssignale ohnehin digital vor, so daß das erfindungsgemäße Konzept eine möglichst große Signalverarbeitung in der digitalen Domäne ermöglicht, wobei erst so spät als möglich in die analoge Domäne übergegangen wird, für die teuere analoge Bauelemente benötigt werden, die nicht nur hinsichtlich ihrer eigenen Herstellungskosten teuer sind, sondern auch im Zusammenbau und der Kalibration aufwendig sind und dem Konzept einer so weit als möglich fortgeschrittenen Integrierbarkeit widersprechen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein wesentlicher Teil der Sendestufe in einem digitalen Signalprozessor (DSP) komplett integriert ausgeführt werden, was zum einen eine Massenherstellung ermöglicht und zum anderen dazu führt, daß Abweichungen von DSP zu DSP, also von Handy zu Handy minimal werden.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist in der Verstärkungssteuerungseinrichtung, die ausgebildet ist, um die Amplitudendarstellung des zu sendenden Signals in ein Verstarkungssteuerungssignal umzusetzen, ein Digital/Analog-Wandler vorgesehen, der aus dem normalerweise digital vorliegenden
Amplitudendarstellungssignal ein analoges Signal macht, das in den Verstarkungssteuerungseingang des Leistungsverstärkers einkoppelbar ist.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfaßt die Verstärkungssteuerungseinrichtung einen Verstärker mit variabler Verstärkung, über den der Ausgangspegel des Leistungsverstärkers über einen hohen Dynamikbereich steuerbar ist. Der Steuereingang des Verstärkers mit variabler Verstärkung wird von einer Kanalmeßeinrichtung angesprochen, um die Sendeleistung am Empfänger der Basisstation wie gewünscht einzustellen.
Der Verstärker ist vor dem Digital/Analog-Wandler angeordnet und kann somit vollständig als digitaler Verstärker ausführbar sein. Damit können von einer Kanalbestimmungseinrichtung der Basisstation (oder alternativ auch des Handys) gelieferte digitale Signale unmittelbar in die Sendestufe eingespeist werden, und der digitale Verstärker kann aufgrund seiner digitalen Natur flexibel wählbare Übertragungsfunktionen implementieren.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist im Rückkopplungszweig ein Abwärtsmischer vorhanden, um das bei einer Sendefrequenz vorliegende ausgekoppelte Signal in eine einfach beherrschbare Zwischenfrequenz umzusetzen, wobei das in seiner Frequenz auf der Zwischenfrequenz vorliegende Signal dann analog/digital gewandelt wird, um dann digital weiterverarbeitet zu werden, um schließlich dem Phasendetektor in dem Vorwärtskopplungszweig zugeführt zu werden. Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist dem Frequenzumsetzer ein Dämpfungsglied mit variabler Dämpfung vorgeschaltet, das entsprechend dem Verstärker mit variabler Verstärkung in der Verstärkungssteuerungseinrichtung betrieben wird, um unabhängig von der Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers ein Signal mit konstanter Leistung bzw. mit einer Leistung in einem wohldefinierten vorbestimmten Bereich zu schaffen, so daß sichergestellt wird, daß weder der Mischer noch der nachgeschaltete Analog/Digital-Wandler übersteuert werden.
Die vorliegende Erfindung ist insbesondere dahingehend vorteilhaft, daß einerseits keine schnellen und andererseits keine teueren Analog/Digital-Wandler mit hoher Dynamik in der Phasenregelschleife benötigt werden, da alle Digital/Analog-Wandler einerseits in einem bequem beherrschbaren Frequenzbereich arbeiten und andererseits Eingangssignale verarbeiten, die einen innerhalb einer Toleranz konstanten von vorneherein bekannten Leistungspegel haben.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Verschiebung der digitalen Schnittstelle nach vorne bis zu einem vorzugsweise vorgesehenen Anti- Aliasing-Filter (AAF) verschoben ist, so daß ein maximaler Teil der Sendestufe digital ausgeführt und damit in einem digitalen Signalprozessor integriert implementierbar ist.
Bei einem Einsatz das variablen Dämpfungsglieds im Rückkopplungszweig wird eine Amplitudenstabilisierung des rückgeführten Signals erreicht, um eine Übersteuerung des
Analog/Digital-Wandlers im Rückkopplungszweig zu verhindern.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß das I/Q-Signal einer EDGE- oder UMTS- Signalquelle vollständig digital in Amplitudeninformation A(t) und Phaseninformation φ(t) verarbeitet wird. Dadurch wird ein Einsatz von Limiter-Schaltungen und Amplituden- Demodulatoren wie im Polar-Loop-Konzept überflüssig.
Darüber hinaus ist die vorliegende Erfindung dahingehend vorteilhaft, daß vorzugsweise eine digitale Frequenzumsetzung der Phaseninformationen verwendet wird. Hierdurch wird eine ausreichende Einstellung der Bandbreite der PLL-Schleife gewährleistet. Insbesondere wird es bevorzugt, sowohl das Schleifenfilter der PLL als auch das einem variablen Verstärker in der VerstärkungsSteuerungseinrichtung nachgeschaltetes
Tiefpaßfilter digital auszuführen, so daß eine einfache und flexible Einstellung der Filterkoeffizienten des digitalen Filters möglich ist, um beliebig gewünschte Übertragungsfunktionen zu realisieren.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß AM/PM-Verzerrungen des nicht-linearen Leistungsverstärkers durch die PLL-Schleife korrigiert werden.
Ferner ist die vorliegende Erfindung dahingehend vorteilhaft, daß sie eine hohe Präzision liefert, indem eine vollständig digitale Signalverarbeitung für die wesentlichen Teile der Regelschleife sowie für den wesentlichen Teil der Verstärkungssteuerungseinrichtung zur Amplitudenvariation des Leistungsverstärkers eingesetzt werden.
Darüber hinaus liefert die vorliegende Erfindung die Möglichkeit einer präzisen Kontrollierbarkeit von Filtercharakteristika und die Möglichkeit der Anpassung an Komponentencharakteristika z. B. des Leistungsverstärkers und des VCO einfach über Software-Einstellungen der Filterkoeffizienten eines FIR- oder IIR-Filters.
Aufgrund des erheblichen Anteils an digitaler Signalverarbeitung ist die erfindungsgemäße Sendestufe zum einen preisgünstig implementierbar und zum anderen präzise genug, um durch moderne Mobilfunkstandard vorgegebene Spezifikationen zu erfüllen. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Sendestufe;
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Sendestufe gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel;
Fig. 3 eine tabellarische Darstellung des Zusammenhangs der Steuerung des variablen Dämpfungsglieds und des variablen Verstärkers; und
Fig. 4 eine Gegenüberstellung des VCO-Ausgangsspektrums und des Leistungsverstärker-Ausgangsspektrums.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Sendestufe zum Senden eines Amplituden- und Phasenmodulierten Signals unter Verwendung eines Leistungsverstärkers 10 mit einem Signaleingang 11, einem Signalausgang 12 und einem Verstarkungssteuerungseingang 13.
Die Sendestufe umfaßt eine Einrichtung 14 zum Bereitstellen des Amplituden- und Phasen-modulierten Signals, die in Fig. 1 mit 14 bezeichnet ist. Die Einrichtung 14 ist wirksam, um das Signal, das letztendlich von dem Verstärker 10 ausgegeben und z. B. an einer Antenne, die an einem Gesamtausgang 15 der Schaltung ankoppelbar ist, abgestrahlt werden soll, zu erzeugen.
Die in Fig. 1 gezeigte Sendestufe umfaßt ferner eine Phasenregelschleife (PLL) mit einem Vorwärtskopplungszweig 16 und einem Rückkopplungszweig 17. Der Vorwärtskopplungszweig 16 umfaßt einen Phasendetektor zum Vergleichen der Phasendarstellung, die von der Einrichtung 14 geliefert wird, als Phase-Soll-Signal 18 mit einem Phase-Ist-Signal 19, um ein Abstimmsignal zu liefern, das durch ein Schleifenfilter gefiltert wird und einem steuerbaren Oszillator zugeführt wird, der mit dem Signaleingang 11 des Leistungsverstärkers koppelbar ist.
Der Rückkopplungszweig 17 ist mit einer Auskopplungseinrichtung 20 gekoppelt, die ausgebildet ist, um ein Signal an dem Signalausgang 12 des Leistungsverstärkers 10 auszukoppeln und dem Rückkopplungszweig 17 zuzuführen. Der Rückkopplungszweig umfaßt ferner eine Einrichtung zum Ermitteln des Phase-Ist- Signals 19 aus dem von der Auskopplungseinrichtung 20 gelieferten ausgekoppelten Signal.
Die erfindungsgemäße Sendestufe von Fig. 1 umfaßt ferner eine Verstärkungssteuerungseinrichtung 21, die ausgebildet ist, um die Amplitudendarstellung, also das Amplitude-Soll- Signal 22, das von der Einrichtung 14 geliefert wird, in ein Verstarkungssteuerungssignal umzusetzen, das in den Verstarkungssteuerungseingang 13 des Leistungsverstärkers 10 einspeisbar ist.
Erfindungsgemäß ist in dem Vorwärtskopplungszweig 16 in Signalflußrichtung vor dem steuerbaren Oszillator und nach dem Phasendetektor ein Digital/Analog-Wandler vorgesehen. Ferner ist in dem Rückkopplungszweig 17 in Signalflußrichtung nach der Auskopplungseinrichtung ein Analog/Digital-Wandler vorgesehen, derart, daß der Phasendetektor in dem Vorwärtskopplungszweig 16 als digitaler Phasendetektor ausgeführt ist. Die Einrichtung 14 zum Bereitstellen des AM/PM-Signals, also des Amplituden- Soll-Signals 22 und des Phase-Soll-Signals 18, ist bei dem Ausführungsbeispiel gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung derart implementiert, daß zumindest das Phase-Soll-Signal als digitales Signal geliefert wird. Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Einrichtung 14 ausgebildet, um zumindest das Amplitude- Soll-Signal 22 als digitales Signal zu liefern. In diesem Fall ist in der Verstärkungssteuerungseinrichtung 21 ein Digital/Analog-Wandler vorgesehen, so daß von der Einrichtung 14 zum Bereitstellen des AM/PM-Signals ein digitales Amplitude-Soll-Signal 22 lieferbar ist und andererseits in den Verstarkungssteuerungseingang 13 des Leistungsverstärkers 10 ein analoges Signal einspeisbar ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Einrichtung 14 zum Bereitstellen des AM/PM-Signals ausgebildet, um sowohl ein digitales Phase-Soll-Signal 18 als auch ein digitales Amplitude-Soll-Signal 22 zu liefern, derart, daß sowohl in der Verstärkungssteuerungseinrichtung 21 ein Digital/Analog-Wandler vorgesehen ist, als auch in dem Vorwärtskopplungszweig 16 bzw. in dem Rückkopplungszweig 17 eine Digital/Analog- bzw. Analog/Digital-Wandlung durchgeführt wird, derart, daß sich die gesamte erfindungsgemäße Sendestufe, wie sie in Fig. 1 gezeigt ist, in eine digitale Domäne 23 und eine analoge Domäne 24 mit einer dazwischenliegenden A/D-Schnittstelle bzw. D/A-Schnittstelle aufteilen läßt.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der gesamte digitale Bereich, also alle Signalverarbeitungen vor den Digital/Analog-Wandlern bzw. Analog/Digital-Wandlern in einem digitalen Signalprozessor integriert, derart, daß so viel Signalverarbeitung als möglich auf digitaler Seite, also exakt und preisgünstig implementierbar ausgeführt wird.
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Sendestufe gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, bei der ein umrandeter Teil 23 die digitale Domäne darstellt und als DSP (digitaler Signalprozessor) ausgebildet ist. Der Vorwärts]*opplungszweig 16 von Fig. 1 umfaßt in Fig. 2 einen Phasen- und/öder Frequenz-Detektor 160, der das Phase-Soll-Signal 18 und das Phase-Ist-Signal 19 empfängt und ausgangsseitig ein Abstimmsignal 161 liefert, das in einem Tiefpaßfilter 162 gemäß vorbestimmter Schleifencharakte istika gefiltert wird. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 162 wird einem Digital/Analog-Wandler 163 zugeführt, der ausgangsseitig mit einem entsprechend eingestellten Anti-Aliasing-Filter 164 verbunden ist, um durch die in dem DAW 163 vorgenommenen Operationen eingeführte Aliasing-Störungen zu unterdrücken.
Das Anti-Aliasing-Filter 164 ist ausgangsseitig mit einem steuerbaren Oszillator 165 verbunden, der bei dem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein von einer Spannung steuerbarer Oszillator ist. Ausgangsseitig liefert der VCO 165 das bei einer Frequenz f2 vorliegende Signal, das als Phasenmodulation nunmehr die Phaseninformationen des Phase-Soll-Signals 18 trägt. Der VCO 165 ist ferner wirksam, um ein bei einer Zwischenfrequenz fi vorliegendes Phase-Soll-Signal 18 auf die Sendefrequenz f2 umzusetzen, die typischerweise im Bereich von 900 MHz, 1,8 GHz bzw. 2,1 GHz etc. liegen wird.
Der Rückkopplungszweig 17 umfaßt bei dem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein steuerbares Dämpfungsglied 170, eine Frequenzumsetzungseinrichtung mit einem Lokaloszillator 171a und einem Mischer 171b, um das auf der HF-Frequenz vorliegende rückgekoppelte Signal in eine leichter zu verarbeitende Zwischenfrequenz fi umzusetzen. Das Signal am Ausgang des Mischers 171b, das mit der ZF-Frequenz vorliegt, wird in einen Analog/Digital-Wandler 172 eingespeist, der wiederum die Schnittstelle zwischen der analogen Domäne und der digitalen Domäne darstellt. Das digitale Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers 172 wird einem IQ-Demodulator 173 zugeführt, der eine IQ- Demodulation durchführt, um ausgangsseitig eine I-
Komponente 174a und eine Q-Komponente 174b zu erhalten. Die
I/Q-Komponenten werden einem Umsetzer 175 zugeführt, der ausgebildet ist, um I und Q in eine Phasen-Darstellung (φ) umzusetzen, wie später erörtert wird.
Am Ausgang des I/Q-φ-Umsetzers 175 liegt dann das Phase- Ist-Signal 19 von Fig. 1 an, das in den Ist-Signaleingang des Phasendetektors 160 eingespeist wird.
Die Einrichtung 14 zum Bereitstellen des AM/PM-Signals von Fig. 1 umfaßt bei dem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel einen EDGE- oder UMTS-Signalgenerator 140, der ein I-Signal 141a und ein Q-Signal 141b liefert, welche zusammen auch als Eingangssignal Sj.n(t) bezeichnet werden. I und Q liegen im Basisband vor und stellen zeitabhängige Informationssignale dar, die von einem I/Q- A/φ-Umsetzer 142 in ein Basisband- Amplitudenmodulationssignal 143b und ein Basisband- Phasenmodulationssignal 143a umgesetzt werden. Die Signale 143a und 143b werden einem digitalen Frequenzumsetzer 144 zugeführt, der in Fig. 2 auch als DDS (DDS = Direct Digital Synthesizer) bezeichnet ist. Der digitale Mischer 144 kann gemäß beliebigen digitalen Algorithmen ausgeführt sein, um die Phaseninformationen 143a, also die zeitabhängige Basisband-Phasendarstellung, in eine Phasendarstellung des Phasen-modulierten Signals auf der Zwischenfrequenz fi umzusetzen, wobei bei dem in Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispiel dieses Signal als Phase-Soll-Signal 18 bezeichnet wird.
Der Mischer 144 ist ferner im Hinblick auf die Amplitudendarstellung wirksam, um dieselbe unverändert oder möglicherweise irgendwie konditioniert, d. h. verstärkt, gedämpft, etc. auszugeben, und zwar als Amplitude-Soll- Signal 22, das in die Verstärkungseinrichtung 21 von Fig. 1 eingespeist wird. Bei dem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfaßt die Verstärkungseinrichtung 21 einen variablen Verstärker 210, ein nachgeschaltetes Tiefpaßfilter 211, einen Digital/Analog-Wandler 212 sowie ein dem DAW 212 nachgeschaltetes Anti-Aliasing-Filter 213, das in Fig. 2 auch mit AAF2 bezeichnet ist. Die genannten Komponenten sind derart wirksam miteinander gekoppelt, wie es aus Fig. 2 ersichtlich wird. Am Ausgang des Anti-Aliasing-Filters 213 liegt dann das Verstarkungssteuerungssignal 13 an, über das der Pegel des Ausgangssignals Sout(t) steuerbar ist. Zur Pegelsteuerung umfaßt die in Fig. 2 gezeigte Sendestufe ferner eine Pegelsteuerungseinheit 30, die einerseits den Verstärker 210 mit variabler Verstärkung über das Steuersignal sc ansteuert, um am Ausgang 12 des Verstärkers 10 einen höheren Signalpegel zu erreichen. Um gleichzeitig sicherzustellen, daß der Analog/Digital-Wandler 172 im Rückkopplungszweig nicht übersteuert wird, steuert die Pegelsteuerungseinrichtung 30 ferner über ein Steuerungssignal sd die variable Dämpfung des Dämpfungsglieds 170.
Hierzu werden die in Fig. 3 gezeigten Zusammenhänge verwendet. Insbesondere wird das Verhältnis zwischen dem Betragsquadrat von Sout(t) am Ausgang der Sendestufe und dem Betragsquadrat von Sin(t) am Ausgang des Signalgenerators 140 als Verstärkung V bezeichnet. Die Dämpfung des variablen Dämpfungsglieds wird umgekehrt proportional zu V eingestellt, und zwar über das Signal Sd. Ferner ist die Verstärkung der gesamten Sendestufe eine Funktion des Steuerungssignals für den Verstärker 210 mit variabler Verstärkung, wobei dieses Signal als sc bezeichnet wird.
Die in Fig. 2 gezeigte Sendestufe gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfaßt ferner eine Bandbreiteneinstellungseinrichtung 31, die ausgebildet ist, um zu den Tiefpaßfiltern 162 und 211 entsprechend erwünschte Filterkoeffizienten zu liefern. Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht gerade darin, daß die Tiefpaßfilter 162 und 211 und insbesondere das Tiefpaßfilter 162, das wesentliche Charakteristika der PLL bestimmt, digital implementiert und damit auch digital variabel und je nach Bedarf einfach Software-mäßig eingestellt werden können, wobei das Einstellen einer Filtercharakteristik eines digitalen Filters wesentlich einfacher und vor allem preisgünstiger zu bewerkstelligen ist als das Einstellen der Charakteristika eines analogen Tiefpaßfilters .
Fig. 4 zeigt eine Gegenüberstellung von zwei Spektren der in Fig. 2 gezeigten Schaltung. Das Spektrum mit geringerer Leistung 40a ist das Spektrum am Ausgang des VCO 165, also das Signal, das in den Signaleingang 11 des Leistungsverstärkers 10 eingegeben wird. Das andere Spektrum mit höherer Leistung ist das Spektrum, das am Ausgang 12 des Leistungsverstärkers 10 erhalten wird. Dieses Spektrum ist in Fig. 4 mit 40b bezeichnet. Aus Fig. 4 ist ersichtlich, daß das Spektrum 40b des Leistungsverstärkers 10 eine ausreichende Selektivität dahingehend hat, daß die UMTS- und EDGE-Spezifikationen hinsichtlich der Nebenkanalaussendung erfüllt sind. Darüber hinaus ist der Dynamikbereich des Leistungsverstärker- Ausgangssignals im Bereich von 60 dB. Ferner ist aus Fig. 4 zu sehen, daß die Bandbreite des Leistungsverstärker- Spektrums durch die PLL in der Bandbreite des VCO- Ausgangssignals gehalten wird und streckenweise, zu höheren Ablagefrequenzen hin sogar besser ist als das Ausgangsspektrum des VCO 165.
Das erfindungsgemäße Konzept basiert auf der ER-Technik. Hierbei ist die PLL ein wesentlicher Bestandteil der Sendestufe. Das I/Q-Signal einer EDGE- oder UMTS- Signalquelle 140 wird in dem digitalen Umsetzer 142 in eine digitale Amplitudeninformation A(t) und eine digitale Phaseninformation φ(t) umgerechnet. Wie es bekannt ist, wird eine Amplitudeninformation aus einer I-Komponente und einer Q-Komponente folgendermaßen berechnet: ; t ) 2 ) l/2
A (t ) = ( I ( t ) + Q
Für die Phaseninformation φ(t) ergibt sich folgende Gleichung:
φ(t) = arctan(Q(t)/I(t) )
Das durch die Einrichtung 142 erzeugte Ausgangssignal Sι(t) kann somit folgendermaßen dargestellt werden:
sι(t) = A(t) • cosfωi t + φ(t)).
Die Phaseninformation φ(t) wird in dem Element 144 auf die Trägerf equenz fi „aufmoduliert" .
Das Ausgangssignal Sout(t) am Ausgang der Schaltung wird in dem regelbaren Dämpfungsglied 170 gedämpft. Das gedämpfte Signal s2(t) wird in dem Mischer 171b auf die Frequenz f*ι umgesetzt. Das Signal wird dann in dem Analog/Digital- Wandler 172 digitalisiert und im Block IQ-Demodulator 173 als I(t)- und Q(t) -Signal im digitalen Bereich 23 abgebildet.
Die aus I(t) und Q(t) errechnete Phase φ2(t) = f(I(t), Q(t)), wobei als Funktion f eine Arcustangens-Funktion bevorzugt wird, wird dem Phasenfrequenzdetektor 160 zugeführt. Im Phasenfrequenzdetektor findet ein Vergleich zwischen dem Eingangssignal φ*ι(t), das das Phase-Soll- Signal 18 ist, mit dem umgesetzten Teil des Ausgangssignals φ2(t) statt. Das Fehlersignal, das auch als „Tune" bezeichnet wird, wird über ein Schleifenfilter 162 mit Tiefpaß-Charakter gefiltert und dann in dem Digital/Analog- Wandler 163 in eine analoge Darstellung umgesetzt und von einem Anti-Aliasing-Filter 164 gefiltert. Das gefilterte Signal wird dann dem spannungsgesteuerten Oszillator 165 als Abstimmsignal zugeführt. Das so erzeugte Signal korrigiert den VCO mit einer Mittenfrequenz von f2 entsprechend dem Tune-Signal in Frequenz und Phase. Die PLL-Schleife sorgt also dafür, daß die Phasendifferenzen, die aufgrund von AM/PM-Verzerrungen im Leistungsverstärker entstehen, korrigiert werden.
Die Einhüllende des modulierten Signals, also der AM-
Anteil, wird über die Modulation beispielsweise der
Betriebsspannung dem nicht-linearen Leistungsverstärker
(PA) zugeführt. Hierfür wird die Amplitudeninformation, die in dem digitalen Umsetzer 142 von den Signalen I(t) und Q(t) abgeleitet wird, in dem steuerbaren Verstärker 210 verstärkt. Das verstärkte Signal wird dann über das Schleifenfilter 211 mit Tiefpaß-Charakter geführt. Das gefilterte Signal wird dann in dem Digital/Analog-Wandler 212 umgewandelt und von einem anschließenden Anti-Aliasing- Filter 213 gefiltert, um als Amplitudenregelspannung dem nicht-linearen Leistungsverstärker 10 zugeführt zu werden.
Die Ausgangsleistung des Sendeverstärkers 10 kann über den steuerbaren Verstärker 210 mit der Steuergröße fc nach Bedarf eingestellt werden. Das steuerbare Dämpfungsglied 170 wird in Abhängigkeit der Ausgangsleistung des Sendeverstärkers 10 durch die Steuergröße Sd eingestellt. Dies sorgt dafür, daß das rückgeführte Signal nach dem Mischer 171b immer den gleichen Signalpegel hat. Es wird also eine Amplitudenstabilisierung des rückgekoppelten Signals s2(t) durchgeführt. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß es bevorzugt wird, daß das Signal am Eingang des ADW 172 immer den gleichen konstanten Leistungspegel hat. Je nach Implementation der Komponenten kann es jedoch bereits ausreichend sein, daß das Signal in einem vorbestimmten Bereich liegt, der sich beispielsweise um +/- 10% um einen Soll-Pegelwert erstreckt. Hierdurch wird eine Übersteuerung des Analog/Digital-Wandlers 172 auch bei großen Ausgangsleistungen verhindert. Selbstverständlich kann die Auskopplungseinrichtung 20 mit dem Dämpfungsglied 170 zusammen als variabler Richtkoppler oder etwas ähnliches ausgeführt sein. Der Verstärker 10 wird über eine Versorgungsspannungsvariation amplitudenmoduliert. Es besteht nicht unbedingt ein linearer Zusammenhang zwischen dem Steuerungssignal (RS) und der Ausgangsleistung. Eine Tabelle kann eine Liste von Verstärkungssteuerungseingangssignale haben, wobei jedem Eingangssignal ein Versorgungsspannungs-Zustand für den Transistor zugeordnet ist. Durch Austausch oder Umprogrammierung der Tabelle kann die Sendestufe somit einfach an andere Verstärker angepaßt werden.
Aus Fig. 4 sind die Spektren des Phasen-modulierten Signals 40a nach dem VCO und des Amplituden- und Phasen-modulierten Signals 40b nach dem Leistungsverstärker dargestellt. Es ist zu sehen, daß das Spektrum nach dem Leistungsverstärker eine Dynamik von besser als 60 dB erreicht. Dies ist notwendig, um die Spezifikationen für den EDGE-Standard zu erreichen.
Obgleich im vorstehenden das erfindungsgemäße Konzept der Aufteilung in eine digitale Domäne und eine analoge Domäne anhand der Envelope-Reconstruction-Technik beschrieben worden ist, wird darauf hingewiesen, dass dieses Konzept auch für die Polar-Loop-Technik eingesetzt werden kann. Bezugnehmend auf Fig. 2 würde eine Modifikation der Verstärkungssteuerungseinrichtung 21 von Fig. 1 darin bestehen, z. B. aus dem Ausgangssignal der IQ-Demodulators 173 im Rückkopplungszweig Ist-Amplitudeninformationen zu berechnen, beispielsweise durch abtastwertweise Quadrierung von I und Q, durch Summenbildung der Quadrate und durch anschließende Wurzelbildung, um die Ist- Amplitudeninformationen als Funktion der Zeit zu erhalten. Die Ist-Amplitudeninformationen würden dann mit den Soll- Amplitudeninformationen am Ausgang des DDS 144 verglichen werden, um ein Vergleichssignal zu erhalten, das in den Verstärker 210 in Fig. 2 anstelle der Soll- Amplitudeninformationen eingespeist wird. Die Verstärkungssteuerungseinrichtung wäre daher wirksam, um die Amplituden-Darstellung, die von der Einrichtung 14 von Fig. 1 geliefert wird, unter Berücksichtigung eines Vergleichs mit Ist-Amplitudeninformationen aus dem Rückkopplungszweig in ein Verstarkungssteuerungssignal umzusetzen, das von dem Vergleichsergebnis abgeleitet ist.
Abhängig von den Gegebenheiten kann das erfindungsgemäße Verfahren zum Senden in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementation kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette oder CD mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, daß das erfindungsgemäße Verfahren zum Senden ausgeführt wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computer-Programm-Produkt mit einem auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, wenn das Computer-Programm-Produkt auf einem Rechner abläuft. In anderen Worten ausgedrückt kann die Erfindung somit als ein Computer-Programm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens realisiert werden, wenn das Computer- Programm auf einem Computer abläuft.

Claims

Patentansprüche
Sendestufe zum Senden eines Amplituden- und Phasen- modulierten Signals unter Verwendung eines Leistungsverstärkers (10) mit einem Signaleingang (11), einem Signalausgang (12) und einem Verstarkungssteuerungseingang (13), mit folgenden Merkmalen:
einer Einrichtung (14) zum Bereitstellen einer Amplitudendarstellung und einer Phasendarstellung des Amplituden- und Phasen-modulierten Signals;
einer Phasenregelschleife mit einem Vorwärtskopplungszweig (16; und einem Rückkopplungszweig (17) ,
wobei der Vorwärtskopplungszweig (16) einen Phasendetektor (160) zum Vergleichen der Phasendarstellung als Soll-Signal (18) mit einem Ist-Signal (19), um ein Abstimmsignal zu liefern, ein Schleifenfilter (162) und einen steuerbaren Oszillator (165) aufweist, der mit dem Signaleingang (11) des Leistungsverstärkers (10) koppelbar ist,
wobei der Rückkopplungszweig (17) mit einer Auskopplungseinrichtung (20) zum Auskoppeln eines Signals an dem Signalausgang (12) des Leistungsverstärkers gekoppelt ist und eine Einrichtung (170, 171a, 171b, 172, 173, 175) zum Ermitteln des Ist-Signals (19) aufweist; und
einer Verstärkungssteuerungseinrichtung (21) , die ausgebildet ist, um die Amplituden-Darstellung (22) in ein Verstarkungssteuerungssignal umzusetzen, das in den Verstarkungssteuerungseingang (13) des Leistungsverstärkers (10) einspeisbar ist,
wobei , in dem Vorwärtskopplungszweig (16) in Signalflußrichtung vor dem steuerbaren Oszillator (165) ein Digital/Analog-Wandler (163) vorgesehen ist,
wobei in dem Rückkopplungszweig (17) in
Signalflußrichtung vor dem Phasendetektor (160) und nach der Auskopplungseinrichtung (20) ein Analog/Digital-Wandler (172) vorgesehen ist,
wobei der Phasendetektor (160) als digitaler Phasendetektor ausgeführt ist, und
wobei die Einrichtung (14) zum Bereitstellen ausgebildet ist, um die Phasendarstellung in digitaler Form zu liefern.
2. Sendestufe nach Anspruch 1, bei der der Phasendetektor (160) ein digitaler Phasen/Frequenz-Detektor ist.
3. Sendestufe nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Einrichtung (14) zum Bereitstellen folgende Merkmale aufweist:
einen digitalen IQ-Generator (14) zum Liefern eines zeitabhängigen I-Signals (141a) und eines zeitabhängigen Q-Signals (141b), und
einen digitalen Umsetzer (142) zum Umsetzen des zeitabhängigen I-Signals und des zeitabhängigen Q- Signals in eine digitale zeitabhängige Amplitudendarstellung (143b) und in eine digitale zeitabhängige Phasendarstellung (143a) .
4. Sendestufe nach Anspruch 3, bei der der IQ-Generator ein EDGE- oder UMTS-Generator ist.
5. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Einrichtung (14) zum Bereitstellen ferner einen digitalen Mischer (144) aufweist, um eine digitale zeitabhängige Phasendarstellung auf eine Zwischenfrequenz (fi) umzusetzen.
6. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der der Rückkopplungszweig (17) einen analogen Mischer (171b) aufweist, um das ausgekoppelte Signal von einer Sendefrequenz (f2) auf eine Zwischenfrequenz (fi) umzusetzen, und
bei der der Analog/Digital-Wandler (172) signalflußmäßig hinter dem analogen Mischer (171b) angeordnet ist.
Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der ferner signalflußmäßig hinter dem
Analog/Digital-Wandler (172) in dem Rückkopplungszweig
(17) ein digitaler IQ-Demodulator (173) zum IQ-
Demodulieren vorgesehen ist, um eine I-Komponente (174a) und eine Q-Komponente (174b) zu erhalten, und bei der ferner eine Umrechnungseinrichtung (175) zum Umsetzen der I-Komponente und der Q-Komponente in eine digitale Phasendarstellung als Ist-Signal (19) angeordnet ist.
8. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Rückkopplungszweig (17) ferner ein steuerbares Dämpfungsglied (170) zwischen dem Analog/Digital-Wandler (172) und der Auskopplungseinrichtung (20) aufweist, wobei das steuerbare Dämpfungsglied (170) ausgebildet ist, um ausgangsseitig trotz einem variablen Pegel eines Signals an dem Signalausgang (12) des Verstärkers (10) ein gedämpftes Signal zu liefern, dessen Pegel in einem vorbestimmten Bereich liegt.
9. Sendestufe nach Anspruch 8, bei der der vorbestimmte Bereich kleiner als ± 30% bezüglich eines vorbestimmten Nennwerts ist.
10. Sendestufe nach Anspruch 9, bei der der vorbestimmte Nennwert von einer Aussteuercharakteristik des Analog/Digital-Wandlers (172) in dem Rückkopplungszweig (17) abhängt.
11. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das Schleifenfilter (162) des Vorwärtskopplungszweigs (16) als digitales Filter ausgebildet ist und signalflußmäßig vor dem Digital/Analog-Wandler (163) in dem Vorwärtskopplungszweig (16) angeordnet ist.
12. Sendestufe nach Anspruch 11, bei der das Schleifenfilter (162) einstellbare Filterkoeffizienten aufweist, die abhängig von einer Charakteristik des steuerbaren Oszillators (165) , des Leistungsverstärkers (10) oder des Sendesignals einstellbar sind.
13. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der in dem Vorwärtskopplungszweig (16) signalflußmäßig zwischen dem Digital/Analog-Wandler (163) und dem steuerbaren Oszillator (165) ein analoges Anti-Aliasing-Filter angeordnet ist, das so ausgebildet ist, daß eine durch den Digital/Analog- Wandler (163) eingeführte Aliasing-Störung zumindest teilweise unterdrückt wird.
14. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Verstärkungssteuerungseinrichtung (21) einen Verstärker (210) mit variabler Verstärkung aufweist, über dessen variable Verstärkung ein Leistungspegel des Signals an dem Signalausgang (12) des Leistungsverstärkers (10) einstellbar ist.
15. Sendestufe nach Anspruch 14, bei der die Verstärkungssteuerungseinrichtung (21) ferner ein Tiefpaßfilter (211) aufweist, das signalflußmäßig hinter dem variablen Verstärker (210) angeordnet ist.
16. Sendestufe nach Anspruch 14 oder 15,
bei der der Rückkopplungszweig (17) ein steuerbares Dämpfungsglied (170) zwischen dem Analog/Digital- Wandler (172) und der Auskopplungseinrichtung (20) aufweist,
wobei das steuerbare Dämpfungsglied ausgebildet ist, um ausgangsseitig trotz eines variablen Pegels eines Signals an dem Signalausgang des Leistungsverstärkers (10) ein gedämpftes Signal zu liefern, dessen Pegel in einem vorbestimmten Bereich liegt, und
bei der ferner eine Pegelsteuerungseinrichtung (30) vorgesehen ist, die ausgebildet ist, um für den Fall einer hohen Verstärkung des variablen Verstärkers eine Dämpfung des steuerbaren Dämpfungsglieds zu erhöhen, und für den Fall einer geringen Verstärkung des variablen Verstärkers die Dämpfung des steuerbaren Dämpfungsglieds zu verringern.
17. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der ein weiterer Digital/Analog-Wandler (212) in der Verstärkungssteuerungseinrichtung (21) vorgesehen ist, so daß in den Verstarkungssteuerungseingang (13) des Leistungsverstärkers (10) ein analoges Verstarkungssteuerungssignal einspeisbar ist, und wobei die Einrichtung (14) zum Bereitstellen ausgebildet ist, um die Amplitudendarstellung in digitaler Form bereitzustellen.
18. Sendestufe nach Anspruch 17, bei der in Signalflußrichtung hinter dem weiteren Digital/Analog- Wandler (212) ein analoges Anti-Aliasing-Filter (213) angeordnet ist, das ausgebildet ist, um eine durch den Digital/Analog-Wandler (212) eingeführte Aliasing- Störung zumindest teilweise zu unterdrücken.
19. Sendestufe nach Anspruch 16 oder 17, bei der der steuerbare Verstärker (210) in der Verstärkungssteuerungseinrichtung (21) als digitaler Verstärker ausgeführt ist, dessen variable Verstärkung über ein digitales Verstarkungssteuerungssignal (sc) steuerbar ist.
20. Sendestufe zum Senden eines Amplituden- und Phasen- modulierten Signals unter Verwendung eines
Leistungsverstärkers (10) mit einem Signaleingang (11), einem Signalausgang (12) und einem Verstarkungssteuerungseingang (13), mit folgenden Merkmalen:
einer Einrichtung (14) zum Bereitstellen einer Amplitudendarstellung und einer Phasendarstellung des Amplituden- und Phasen-modulierten Signals;
einer Phasenregelschleife mit einem Vorwärtskopplungszweig (16) und einem Rückkopplungszweig (17),
wobei der Vorwärtskopplungszweig (16) einen Phasendetektor (160) zum Vergleichen der
Phasendarstellung als Soll-Signal (18) mit einem Ist-Signal (19), um ein Abstimmsignal zu liefern, ein Schleifenfilter (162) und einen steuerbaren Oszillator (165) aufweist, der mit dem Signaleingang (11) des Leistungsverstärkers (10) koppelbar ist,
wobei der Rückkopplungszweig (17) mit einer
Auskopplungseinrichtung (20) zum Auskoppeln eines Signals an dem Signalausgang (12) des Leistungsverstärkers gekoppelt ist und eine Einrichtung (170, 171a, 171b, 172, 173, 175) zum Ermitteln des Ist-Signals (19) aufweist; und
einer Verstärkungssteuerungseinrichtung (21) , die ausgebildet ist, um die Amplituden-Darstellung (22) in ein Verstarkungssteuerungssignal umzusetzen, das in den Verstarkungssteuerungseingang (13) des Leistungsverstärkers (10) einspeisbar ist,
wobei in der Verstärkungssteuerungseinrichtung (17) ein Digital/Analog-Wandler (172) vorgesehen ist, so daß in den Verstarkungssteuerungseingang (13) des Leistungsverstärkers (10) ein analoges Verstarkungssteuerungssignal einspeisbar ist, und
wobei die Einrichtung (14) zum Bereitstellen ausgebildet ist, um die Amplitudendarstellung in digitaler Form bereitzustellen.
21. Verfahren zum Senden eines Amplituden- und Phasen- modulierten Signals unter Verwendung eines Leistungsverstärkers (10) mit einem Signaleingang (11), einem Signalausgang (12) und einem Verstarkungssteuerungseingang (13) , mit folgenden Schritten:
Bereitstellen (14) einer Amplitudendarstellung und einer Phasendarstellung des Amplituden- und Phasen- modulierten Signals; Vergleichen der Phasendarstellung (18) als Soll-Signal mit einem Phasen-Ist-Signal (19), um ein Abstimmsignal für einen steuerbaren Oszillator zu erhalten, der mit dem Signaleingang (11) des Leistungsverstärkers (10) koppelbar ist;
Berechnen des Phasen-Ist-Signals (19) durch Auskoppeln eines Signals an dem Signalausgang (12) des Leistungsverstärkers (10) und Umsetzen des ausgekoppelten Signals in das Phasen-Ist-Signal (19) ; und
Ermitteln eines Verstärkungssteuerungssignals aus der
Amplituden-Darstellung (22) und Einspeisen des Verstärkungssteuerungssignals in den
Verstarkungssteuerungseingang (13) des
Leistungsverstärkers (10) ,
wobei der Schritt des Ermitteins des Abstimmsignals einen Schritt des Digital/Analog-Wandelns aufweist,
wobei der Schritt des Ermitteins des Ist-Signals (19) einen Schritt des Analog/Digital-Wandelns aufweist,
wobei im Schritt des Vergleichens digitale Signale verglichen werden, und
wobei im Schritt des Bereitsteilens die
Phasendarstellung des Amplituden- und Phasen- modulierten Signals in digitaler Form bereitgestellt wird.
22. Computer-Programm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens zum Senden nach dem Patentanspruch 21, wenn das Programm auf einem Computer abläuft.
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