DE9307150U1

DE9307150U1 - Schaltungsanordnung zum Schutz einer elektronischen Schaltung gegen kurzzeitige Spannungserhöhungen

Info

Publication number: DE9307150U1
Application number: DE9307150U
Authority: DE
Original assignee: Schleicher GmbH and Co Relais Werke KG
Current assignee: Schleicher GmbH and Co Relais Werke KG
Priority date: 1992-05-07
Filing date: 1993-05-05
Publication date: 1993-07-15
Anticipated expiration: 2003-05-06

Description

Schaltungsanordnung zum Schutz einer elektronischen Schaltung gegen kurzzeitige Spannungserhöhungen

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Schutz einer mindestens ein Relais steuernden elektronischen Schaltung gegen kurzzeitige Spannungserhöhungen nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.

In der heutigen Kraftfahrzeugtechnik wird die Schmierung von Nutzfahrzeugen abhängig von bestimmten Ereignissen, beispielsweise vom Treten der Bremsen, oder abhängig von der Zeit gesteuert. Dabei ist eine elektronische Schaltung vorgesehen, die ein Relais erregt bzw. entregt, wobei die Kontakte des Relais einen Motor ein- bzw. ausschalten. Die Ansprüche an die Störfestigkeit der elektronischen KFZ-Schmiersteuerungen sind in den letzten Jahren erheblich gestiegen. So soll eine KFZ-Schmiersteuerung eine Reihe 0 von Störimpulsen unterschiedlicher Art ohne Schaden und zum Teil ohne Verlust der ablaufenden Funktion

überstehen. Diese Störimpulse sind in der KFZ-Elektronik als normierte Impulse auch unter dem Namen "Schaffner-Impulse" bekannt (Impulse 1,2,3,5). Sehr energisch ist der Impuls Nr. 5, der auch als LOAD-DUMP-Impuls bekannt ist. Diese Störimpulse sind teilweise wegen ihrer Energie sowohl für die Elektronik selbst als auch für die Relaiskontakte sehr gefährlich. Ein Störimpuls kann zu jedem beliebigen Zeitpunkt auftreten und dieses Auftreten kann von der Elektronik bzw. der elektronischen Schaltung nicht beeinflußt werden. Tritt der Störimpuls während einer Pausenzeit zwischen zwei Schmierungen auf, d.h. während einer Zeit, in der das Relais am Ausgang der elektronischen Schaltung abgefallen ist, so stellt dies für die Relaiskontakte kein Problem dar. Taucht aber ein Störimpuls während einer Schmierzeit auf, d.h. während einer Zeit, in der das Relais angezogen ist, so kann dies schwerwiegende Folgen haben. Bei angezogenem Relais und Eintreffen eines Load-Dump-Impulses liegt beispielsweise der Verbraucher, zum Beispiel ein Motor, über die Kontakte nicht an 24 V, sondern an 24 V plus der Spannung des Load-Dump-Impulses von 200 V, d.h. der Verbraucher liegt an einer Spannung von 224 V. Wenn nun die elektronische Steuerung das Abfallen des Relais veranlaßt, da die Schmierzeit abgelaufen ist, müssen die Kontakte unter einer Spannung abschalten, die nicht mehr 24 V sondern 224 V beträgt. Diese hohe Spannung liegt weit oberhalb der Kontaktspannung des Relais, so daß die Kontakte verschweißen, d.h. zerstört werden. Es ist bekannt, daß man in der KFZ-Praxis energiereiche Störimpulse, wie den LOAD-DUMP-Impuls dezentral (jeder in seinem Gerät) durch Begrenzungselemente kappt. Das Vernichten eines LOAD-DUMP-Impulses bedeutet die Umwandlung großer Energien in Wärme, ein Vorgang, der

innerhalb der elektronischen Geräte unerwünscht ist. Zusätzlich erfordert er auch teure Brenzungselemente.

Aus der DE 34 02 222 C2 ist eine Schaltungsanordnung zum Begrenzen von Überspannungen bekannt, bei dem ein in der Stromversorgungsleitung zu einem Gerät liegender steuerbarer Schalter vorgesehen ist, der von einem Komparator angesteuert wird, wobei der erste Eingang des !Comparators mit einem Referenzwert und der zweite Eingang mit der Stromversorgungsleitung verbunden ist. Weiterhin ist in der DE 29 47 662 Al eine elektronische Schutzvorrichtung für ein elektronisches Gerät mit einer Batterie, einen Verbraucher und einen Steuerschaltkreis offenbart, bei dem die Batterie über je einen Schalter mit dem Verbraucher und/- oder dem Steuerschaltkreis verbindbar ist und dem Steuerschaltkreis ein Speicherkondensator vorgeschaltet ist.

0 Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Schutz einer mindestens ein Relais steuernden eleketronischen Schaltung gegen kurzzeitige Spannungserhöhungen zu schaffen, die unter Beibehaltung ihrer Funktion die elektronische Schaltung und die Kontakte des Relais zuverlässig schützt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Hauptanspruchs in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffs gelöst.

Dadurch, daß ein Schaltkreis zur Erkennung der Spannungserhöhung vorgesehen ist, der mit einer Konstantstromquelle und mit einem Schalter verbunden ist, wobei die Konstantstromquelle bei Spannungserhöhung

eingeschaltet wird und der Schalter die elektronische Schaltung von der Spannungsversorgung abschaltet, wird einerseits die elektronische Schaltung geschützt, wobei durch eine von einem Kondensator gespeicherte Spannung die Schaltung weiter mit Spannung gespeist wird, und andererseits liefert die Konstantstromquelle einen Haltestrom für das Relais, so daß auch unabhängig von dessen Zustand seine Funktion aufrechterhalten wird, wobei gleichfalls die Konstantstromquelle durch die Spannung des Ladekondensators gespeist wird.

Durch die in den Unteransprüchen angegebenen Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen möglich. Besonders vorteilhaft ist, daß zwischen dem Schaltkreis zur Erkennung der Spannungserhöhung und der Konstantstromquelle eine Verzögerungsschaltung geschaltet ist, wodurch die Konstantstromquelle noch für eine bestimmte Zeitspanne eingeschaltet bleibt, nicht nur bei kleinen Änderungen der Störspannung, sondern selbst wenn die Spannungserhöhung (z.B. der Load-Dump-Impuls) abgeklungen ist. Dadurch wird bei Schwankungen der Störspannung ein Abfallen und mögliches Wiederanziehen des Relais, das die Zerstörung der Kontakte zur Folge hätte, vermieden.

Weiterhin vorteilhaft ist, daß parallel zum Schalter ein Aufladekreis für den Versorgungskondensator ge-0 schaltet ist, der sich bei Auftreten von Spannungserhöhungen zusätzlich aus der Energie der Störspannung auflädt. Dadurch reicht die Spannung des Kondensators nicht nur zur Speisung der elektronischen Schaltung sondern liefert gleichzeitig die notwendige

Energie, damit ein angezogenes Relais angezogen bleibt.

Ein weiterer Vorteil liegt darin, daß eine Torschaltung vorgesehen ist, deren Eingänge mit der Verzögerungsschaltung und mit der elektronischen Schaltung verbunden sind, wobei abhängig von den anliegenden Eingangssignalen die Torschaltung das Relais abschaltet, wenn Spannungserhöhungen auftreten, so daß nur noch der von der Konstantstromquelle gelieferte Haltestrom durch das Relais fließt und nicht der für das Anziehen des Relais notwendige Strom, wodurch die Energie des Kondensators nicht unnötig verbraucht wird. Der Kondensator kann demnach bei der Dimensionierung kleiner gewählt werden (Größe und Preis).

Durch diese Maßnahme wird zusätzlich der N-Kanal-FET-Schalter geschützt, weil er beim ständigen Aus- und Einschalten aufgrund einer Störung nicht den Anzugsstrom des Relais - zusätzlich zum Strom der Elektro- nik - , sondern nur den Haltestrom aus- und einschalten muß.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden in der nachfolgenden Be-Schreibung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2 die schaltungsgemäße Ausgestaltung

eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung entsprechend dem Blockschaltbild nach Fig. 1,

Fig. 3 die schaltungsgemäße Ausgestaltung

eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 4 die schaltungsgemäße Ausgestaltung

eines dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung, und

Fig. 5 die schaltungsgemäße Ausgestaltung eines vierten Ausführungsbeispiels der

Erfindung mit Konstantstromquelle.

In Fig. 1 liegt zwischen U_B und GND die äußere Versorgungsspannung der Schaltungsanordnung, die bei einer KFZ-Schmiersteuerung je nach verwendetem Relais 12 V oder 24 V betragen kann. Parallel zu den Eingangsklemmen U_B und GND liegt ein Schaltkreis 1 zur Erkennung der Spannungserhöhungen, die einen elektronischen Schalter 2 steuert, der im Ausführungsbei-0 spiel in der Masseleitung liegt. Parallel zu dem Schalter 2 ist ein Aufladekreis 3 angeordnet, der einen zwischen Masse und U_B liegenden Elektrolytkondensator Cl auflädt. Die elektronische Schaltung 4 zum Steuern eines Relais 5 liegt ebenfalls zwischen U_B und Masse. Der Schaltkreis 1 ist über eine Impulsformungs- und Verzögerungsschaltung 6 mit einem Eingang einer Sperrschaltung 8 verbunden und an einem anderen Eingang derselben liegt ein Ausgang der elektronischen Schaltung 4. Die Sperrschaltung 8 steuert einen Schalter 9, über den das Relais 5 erregt wird.

In Fig. 2 ist die Blockschaltung nach Fig. 1 näher ausgeführt, wobei der Schaltkreis zur Erkennung von Spannungserhöhungen einen Transistor Vl aufweist, dessen Emitter an U_B und dessen Kollektor über einen

Widerstand R4 an Masse liegt, wobei seine Basis über den Widerstand R2 mit U_B und über die Z-Diode V3 und die Widerstände R8 und R9 mit GND verbunden ist. Über die Z-Diode V3 und die Widerstände R8, R9 wird die Schwellenspannung für das Schalten des Transistors Vl sowie eines Transistors V5, dessen Emitter auf GND liegt und dessen Basis mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R8, R9 verbunden ist, vorgegeben.

Tritt am Eingang der Schaltungsanordnung ein Störimpuls auf, so wird dieser von dem Schaltkreis 1 erkannt, und die Transistoren Vl und V5 schalten, sobald die Störspannung die vorgegebene Spannungsschwelle von beispielsweise 33 V, die einstellbar ist, überschreitet.

Der Schalter 2, der zwischen GND und Masse liegt, weist einen Leistungs-MOS-FET V7 auf, der im Normalzustand leitet, wobei die Gate-Spannung über den Widerstand R6 gebildet wird. Zu dem vorliegenden Zweck bieten sich Leistungs-MOS-FETs an, da im Gegensatz zu bipolaren Transistoren kleine Ströme zum Steuern des Transistors vom gesperrten in den leitenden Zustand gebraucht werden.

Grundsätzlich können P-Kanal-FETs oder N-Kanal-FETs verwendet werden, wobei bei einem P-Kanal-FET die Plusleitung von der elektronischen Schaltung 4 getrennt werden kann. Da im allgemeinen die N-Kanal-FETs kostengünstiger als die P-Kanal-FETs sind und für höhere Sperrspannungen V_DS erhältlich sind, wird ein solcher zum Abschalten der Masseleitung verwendet, wodurch die volle Versorgungsspannung als Gate-Source-Spannung zur Verfügung steht und keine zusatz-

liehe "Ladungspumpe" zum Schalten des FETs (Spannungsabfall am FET bis zu 4 V) erforderlich ist.

Das Gate des Schalters V7 ist über einen Schutzwiderstand RIO mit dem Kollektor des Transistors V5 verbunden. Die Diode V4 parallel zur Basiskollektorstrecke des Transistors V5 verhindert, daß er in die Sättigung getrieben wird. Die Z-Diode V6 dient als Schutzdiode zwischen Gate des Schalters V7 und GND, damit die Gate-Source-Spannung nicht größer als ein bestimmter Wert beispielsweise 20 V wird. Parallel zur Drain-Source-Strecke des Schalters V7 ist eine Schutzschaltung, bestehend aus C2 in Reihe zur Parallelschaltung der Diode V8 und des Widerstandes RIl vorgesehen, die beim Abschalten des Transistors V7 ein Überschwingen der Spannung V_DS verhindert. Die Aufladeschaltung besteht aus zwei in Reihe mit dem Kondensator Cl liegenden Widerständen R12, R13, die zwischen Masse und GND geschaltet sind.

Der Kondensator Cl wird im normalen Betrieb auf U_B aufgeladen. Wenn ein Störimpuls die vorgegebene Schwelle überschreitet, wird die Spannungsschwelle des Transistors Vl überschritten, so daß er in den leitenden Zustand gesteuert wird, und gleichzeitig wird der Transistor V5, der üblicherweise sperrt, leitend, wodurch das Gate des FET-Schalters V7 auf Low gelegt wird, so daß der Schalter V7 sperrt. Dadurch wird die elektronische Schaltung 4 von der äu-0 ßeren Spannungsversorgung U_B GND getrennt und die im Kondensator Cl gespeicherte Spannung speist nunmehr die elektronische Schaltung 4 und hält deren Funktion aufrecht.

Die Aufladewiderstände R12, R13, die parallel zur im Normalfall niederohmigen Drain-Source-Strecke des FET-Schalters V7 liegen und dann keine Rolle spielen, ermöglichen bei Auftreten von Spannungserhohungen und bei gesperrtem FET-Schalter V7 eine weitere Aufladung des Kondensators Cl durch den auftretenden Störimpuls.

Der Kollektor des Transistors Vl des Schaltkreises zum Erkennen von Störimpulsen ist über einen Widerstand R3 und eine nach Masse geschaltete Z-Diode V13 mit der Verzögerungsschaltung 6 verbunden. Die Verzögerungsschaltung besteht aus der Reihenschaltung aus einem ersten Inverter Dl, einem Widerstand R14 und einem zweiten Inverter D2, wobei der Eingang des zweiten Inverters D2 über einen Kondensator C3 an Masse liegt und parallel zum Widerstand R14 die Reihenschaltung aus einer Diode V14 und einem Widerstand R15 geschaltet ist.

Die Sperrschaltung 8 besteht in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 aus einem Latch 10, einem sogenannten Transparent-Latch, einem Speicher, der Dateneingänge und Datenausgänge und zusätzlich zwei Steuereingänge, den Steuereingang POL (Polarity) und den Steuereingang CLK (Clock) aufweist. Der Steuereingang POL wird fest auf Low gehalten und der Eingang CLK wird als Enable-Eingang verwendet. Damit hängt die Übernahme der Information vom Dateneingang DO in den Datenausgang QO nur vom Zustand des CLK-Eingangs ab. Der Dateneingang DO ist mit dem Ausgang der elektronischen Schaltung verbunden, während der Ausgang QO über ein UND-Gatter D5 mit dem Gate des FETs V16 verbunden ist. Der Sinn des UND-Gatters D5 wird weiter unten beschrieben. Liegt am CLK-Eingang ein Low-Po-

tential, das den Norinalfall ohne Störung definiert, so ändert der Ausgang des Transparent-Latch IO seinen Zustand unmittelbar bei jeder Änderung des Dateneingangs DO. Somit steuert im Normalfall das Signal am Ausgang der elektronischen Schaltung 4 das Relais 5 ungehindert über das Transparent-Latch 10, das Gatter D5 und den FET V16.

Sobald ein Störimpuls auftritt und die vorgegebene Spannungsschwelle überschritten wird, wird über eine Strommessung über den Widerstand R2 und den Transistor Vl ein Signal gewonnen, wodurch der Ausgang des Inverters Dl schnell von High auf Low geht. Der Widerstand R3 und die Z-Diode V13 dienen zur Anpassung an die Spannung der als integrierten Schaltung ausgebildeten Verzögerungsschaltung. Da R15 niederohmig ist, entlädt sich der Kondensator C3 sehr schnell und der Ausgang des Inverters D2 und somit der CLK-Eingang geht auf High. Dadurch wird das Ausgangssignal der elektronischen Schaltung am Dateneingang DO des Latch 10 gesperrt, wodurch das Relais 5 nicht mehr durch das Ausgangssignal der elektronischen Schaltung 4 gesteuert wird. Ist das Relais angezogen, so bleibt es in dieser Stellung, auch dann, wenn die elektronisehe Schaltung 4 sein Abfallen veranlaßt, und zwar solange, bis die Spannung des Störimpulses unter die vorgegebene Schwelle abgesunken ist. Dabei wird der Haltestrom für das Relais 5 aus dem Kondensator Cl aufgebracht. Ist das Relais beim Durchschalten des Transistors Vl nicht erregt, so bleibt es abgefallen, auch wenn am Dateneingang DO des Latch ein Signal zum Erregen des Relais anliegt.

Wenn der Störimpuls vorbei ist, sperrt der Transistor Vl, der Ausgang des Inverters Dl geht schnell von Low

auf High und der entladene Kondensator C3 lädt sich langsam über R14 auf. Der CLK-Eingang des Latch IO bleibt solange erhalten, bis die Kondensatorspannung am Kondensator C3 die Schwellenspannung des Inverters D2 überschreitet, wodurch sich dessen Ausgangszustand ändert und der CLK-Eingang auf Low zur Freigabe des am Dateneingang DO liegenden Signals an den Datenausgang QO geht.

Das Transparent-Latch hat keinen Reset-Eingang. Beim Einschalten der Betriebsspannung nehmen seine Ausgänge kurzzeitig, d.h. bis die interne Logikspannung ihre volle Höhe erreicht hat, einen beliebigen Zustand ein. Wenn dabei der Ausganbg QO auf High geht, so kann dies ohne das UND-Gatter D5 zu einem kurzzeitigen Anziehen des Relais 5 führen. Denkbar ist, daß zugleich ein Störimpuls an den Versorgungsleitungen liegt, die für die Relaiskontakte gefährlich ist. Um dies zu vermeiden, sind das aus den Gattern D6 und D7 0 gebildete Flip-Flop sowie das UND-Gatter D5 vorgesehen. Beim Einschalten der Betriebsspannung wirkt der am Eingang AR liegende Anfangsreset-Impuls der elektronischen Schaltung 4 auf einen Eingang des Flip-Flop-Gatters D6. Sein Ausgang geht dadurch auf Low, wodurch das Gatter D5 über seinen Eingang gesperrt wird. Der Anfangsreset-Impuls der elektronischen Schaltung wirkt zugleich über eine Diode V17 und den Widerstand R3 auf den Eingang der Verzögerungsschaltung, d.h. den Eingang des Inverters Dl. Dieser Impuls simuliert einen Störimpuls und über den Inverters Dl, die Diode V14, den Widerstand R15 und den Inverter D2 erscheint sofort High-Potential am CLK-Eingang des Transparent-Latch 10. Somit wird das Latch 10 gesperrt für den Eingang DO. Erst wenn der Anfangsreset-Impuls abgeklungen ist und wenn die Ver-

zögerung abgelaufen ist, kann das Ausgangssignal der elektronischen Schaltung 4 am Eingang DO des Latch zu seinem Ausgang gelangen und das Relais 5 steuern. Das Low-Potential am Ausgang des Inverters D2 erscheint negiert über das Gatter D8 am Eingang des Flip-Flop-Gatters D7, wodurch der Ausgang des Flip-Flops bzw. des Gatters D6 auf High geht und das UND-Gatter D5 freigibt. Erst jetzt kann der Steuerausgang der elektronischen Schaltung 4 über das Gatter D5 und den FET V16 auf das Relais 5 wirken.

Der Kondensator Cl dient nicht nur als Speicher für die Versorgungsspannung der elektronischen Schaltung 4 bzw. für die Versorgung des Relais 5, sondern dämpft zusätzlich die Störquelle, wodurch energiearme Störimpulse nicht zur Wirkung kommen.

Durch die Aufladeschaltung, bestehend aus den zwei Widerständen R12, R13 und durch die Wahl des Elektro-0 lytkondensators Cl kann die Energie bestimmt werden, die erforderlich ist, damit die Funktion der elektronischen Schaltung 4 aufrechterhalten bleibt, wobei zusätzlich die Energie berücksichtigt wird, die bei einem angezogenen Relais zum Halten desselben notwendig ist. Der Spannungswert, bei dem die elektronische Schaltung 4 vom äußeren Netz abgetrennt werden soll, kann durch die Z-Diode V3 und die Widerstände R8 und R9 bestimmt werden.

0 In Fig. 3 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Sperrschaltung 8 vorgesehen. In diesem Ausführungsbeispiel weist die elektronische Schaltung 4 zwei Steuerausgänge für das Schalten des Relais auf, wobei an einem Steuereingang das Signal für das Einschalten des Relais und an dem anderen Steuereingang das Si-

gnal für das Ausschalten des Relais liegt. Die Steuerausgänge der elektronischen Schaltung 4 sind mit jeweils einem Eingang eines UND-Gatters DlO und DIl verbunden, an deren anderen Eingängen über einen Inverter D9 der Ausgang der Impulsformungs- und Verzögerungsschaltung 6 angeschlossen ist. Der Ausgang des UND-Gatters DlO ist mit einem Eingang eines ODER-Gatters D12 verbunden, an dessen anderem Eingang der Anfangsreset liegt und dessen Ausgang an einen Eingang des schon in Fig. 2 verwendeten Flip-Flops D6, D7 angeschlossen ist. Der Ausgang des UND-Gatters DIl ist mit dem zweiten Eingang des Flip-Flops D6, D7 verbunden.

Beim Einschalten der Betriebsspannung wirkt der Anfangsreset-Impuls über das ODER-Gatter D12 auf den Eingang des Gatters D6 des Flip-Flops, wodurch der mit dem FET V16 verbundene Ausgang auf Low geht. Das Relais 5 kann nicht ungewollt kurzzeitig anziehen.

Der Anfangsreset-Impuls wirkt über die Diode V17 auch auf die Verzögerungsschaltung 6 und erst wenn der Anfangsreset-Impuls abgeklungen ist und die Verzögerung abgelaufen ist, sind die UND-Gatter DlO, DIl frei zum Setzen oder Rücksetzen des Flip-Flops aus den Gattern D6, D7, also zum Ein- oder Ausschalten des Relais 5. Die UND-Gatter DlO, DIl sperren den Weg der von der elektronischen Schaltung 4 abgegebenen Steuersignale zum Ein- Ausschalten des Relais 5 jedesmal, wenn ein Störimpuls erkannt wird.

In einem nicht dargestellten Ausführungsbeispiel kann als Sperrschaltung ein Mikroprozessor oder eine programmierbare Logik verwendet werden, die Bestandteil der Elektronik sein kann. Der Ausgang des Mikroprozessors ist dabei mit dem FET V16 verbunden und das

Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 6 ist direkt mit dem Port 1 des Prozessors und über ein ODER-Gatter mit dem Interrupt-Eingang des Mikroprozessors verbunden. An den anderen Eingängen des ODER-Gatters können andere Elemente der elektronischen Schaltung liegen, über die gleichfalls ein Interrupt ausgelöst werden sollen. Bei Erkennung eines Störimpulses ändert sich der Pegelzustand des Interrupt-Einganges des Mikroprozessors und dieser verhindert an seinem Ausgang das Ein- oder Ausschalten des Relais 5. Die Behandlung eines Interrupts, der durch einen Störimpuls ausgelöst wurde, wird im allgemeinen eine andere sein als die Behandlung der anderen Interrupts, die gegebenenfalls über das ODER-Gatter ausgelöst werden.

Aus diesem Grund wird zur Unterscheidung das Signal der Verzögerungsschaltung zusätzlich an das Port 1 des Prozessors geführt. Ein High-Signal am Port 1 des Prozessors bedeutet, daß ein Störimpuls vorliegt.

In Fig. 4 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Sperrschaltung dargestellt, wobei sie Bestandteil der elektronischen Schaltung 4 ist und nur diese Schaltung gezeigt wird. Dabei ist der Eingang mit der Verzögerungsschaltung und der Ausgang mit dem FET V16 entsprechend den Fign. 2 und 3 verbunden. Die Sperrschaltung ist als Timer 11 ausgebildet, wobei der Eingang 12 der elektronischen Schaltung 4 über eine Diode V18 mit dem Zähleingang des Timers 11 verbunden ist. An dem Zähleingang liegt gleichfalls der extern geschaltete Oszillator 14. Über den Ausgang 13, der abhängig von vorgegebenen Zeiten seinen Pegelzustand ändert, wird das Relais 5 gesteuert. Im Fall eines Störimpulses wechselt der Eingang 12 der elektronischen Schaltung 4 auf High-Potential. Durch dieses High-Potential wird über die Diode V18 die Zählung

angehalten, da der Oszillator 14 keinen Einfluß auf den Zähleingang hat. Dadurch kann, solange ein Störimpuls andauert, der Ausgang 13 des Timers 11 seinen Zustand nicht ändern. Somit wird das Ein- oder Ausschalten des Relais während eines Störimpulses verhindert. Nach Abklingen des Störimpulses zählt der Timer 11 weiter.

Der Timer 11 zählt bei einem Wechsel von High auf Low an seinem Zähleingang weiter. Daher wird im vorliegenden Ausführungsbeispiel der Timer 11 durch ein High-Signal gestoppt. Dies ist deshalb wichtig, weil ein Stoppen durch ein Low-Signal, was auch möglich ist, als ein "letzter" Zählimpuls wirken kann, wenn der Eingang vorher gerade auf High war. Somit würde ein Umschalten des Ausgangs 13 gerade dann veranlaßt, wenn es unerwünscht ist.

In Fig. 5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, bei der zusätzlich eine Konstantstromquelle vorgesehen ist, die einen Haltestrom für das Relais 5 bei Auftreten eines Störimpulses anbietet. Die Konstantstromquelle wird durch den Widerstand R5, die Z-Diode VlO, den Transistor VIl und den Widerstand R7 gebildet. Die Diode V9 dient zur Entkopplung des Transistors V16 im Falle, daß durch die elektronische Schaltung 4 ein zweites Relais gesteuert wird. Zwischen Konstantstromquelle und Ausgang der Verzögerungsschaltung ist ein weiterer Inverter D3 zum Invertieren des Potentials und ein Transistor V15 als Schalter mit entsprechender Widerstandsschaltung R16, R17 geschaltet, wobei der Transistor V15 im Normalzustand leitend ist. Die Sperrschaltung 8 ist im wesentlichen als NOR-Gatter ausgebildet, dessen einer Eingang mit der elektronischen

Schaltung 4 und dessen anderer Eingang mit dem Ausgang des Inverters D2 verbunden ist. Der Ausgang des NOR-Gatters D4 ist mit dem das Relais 5 steuernden FET V16 verbunden.
5

Wenn ein Störimpuls auftritt, sperrt der Transistor V15 über den Inverter D3 und den Widerstand R16, wodurch die Konstantstromquelle, d.h. der Transistor VIl geschaltet wird und das Relais wird mit Haltestrom versorgt, unabhängig davon, ob es angezogen oder abgefallen ist. Ist das Relais beim Durchschalten des Transistors Vl, d.h. bei Auftreten eines Störsignals, nicht erregt, so bleibt es abgefallen, weil ihm durch die Konstantstromquelle nur Haltestrom angeboten wird. Bei einem Störimpuls wird über das NOR-Gatter D4 das Ausgangssignal von der elektronischen Schaltung 4 gesperrt.

Wenn der Störimpuls vorbei ist, bleibt die Konstantstromquelle solange eingeschaltet, bis die Kondensatorspannung am Kondensator C3 die Schwellenspannung des Inverters D2 überschreitet, wodurch dessen Ausgangszustand sich ändert.

Claims

Schutzansprüche

1. Schaltungsanordnung zum Schutz einer mindestens ein Relais steuernden elektronischen Schaltung sowie des Relais gegen kurzzeitige Spannungser

höhungen mit einer äußeren Spannungsversorgung und einem Kondensator,

dadurch gekennzeichnet,

daß ein Schaltkreis (1,6) zur Erkennung der Spannungserhöhung vorgesehen ist, der mit einer

Sperrschaltung (8) zum Verhindern des Schaltens des Relais und mit einem Schalter (2) verbunden ist, wobei die Sperrschaltung (8) bei Spannungserhöhungen aktiviert wird und der Schalter (2) die elektronische Schaltung (4) von der äußeren

Spannungsversorgung abschaltet und die vom Kondensator (Cl) gespeicherte Spannung die Speisung der elektronischen Schaltung (4) übernimmt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, daß die Sperrschaltung (8) mit dem Ausgang der elektronischen Schaltung (4) für die Steuerung des Relais (5) und mit dem Ausgang des Schaltkreises (1) zur Erkennung der Spannungserhöhung verbunden ist und daß der Ausgang

der Sperrschaltung mit einem elektronischen Schalter verbunden ist, der seinerseits das Relais (5) steuert.

0

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sperrschaltung als Logikschaltung (DlO,DIl,D4) mit mindestens einem Gatter ausgebildet ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sperrschaltung als Latch (10) ausgebildet ist, das mit seinem Dateneingang mit dem Ausgang der elektronischen Schaltung (4) für die Steuerung des Relais (5) und mit seinem Steuereingang mit dem Ausgang des Schaltkreises zur Erkennung der Spannungserhöhung verbunden ist, wobei das Latch abhängig von dem am Steuereingang liegenden Signal im Normalzustand das an seinem Eingang liegende Signal an

den Ausgang weitergibt und bei Auftreten der Spannungserhöhung das Signal am Dateneingang nicht an den Ausgang weitergibt.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Flip-Flop-Schaltung (D6,D7,D5,D12) vorgesehen ist, die beim Einschalten der Schaltungsanordnung ein Schalten des Relais verhindert.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sperrschaltung als Mikroprozessor oder programmierbare Logik ausgebildet ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronische Schaltung

(4) einen Timer (11) zur Steuerung des Relais

(5) aufweist und daß der Timer (11) bei Auftreten einer Spannungserhöhung angehalten wird und

nach deren Abklingen weiterzählt.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sperrschaltung eine Konstantstromquelle aufweist (V15,V10,R5),

die bei Spannungserhöhungen eingeschaltet wird und Haltestrom für das Relais (5) liefert, wobei die im Kondensator (Cl) gespeicherte Spannung die Speisung der Konstantstromquelle übernimmt. 5

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltkreis zur Erkennung der Spannungserhöhung eine Verzögerungsschaltung (6) aufweist.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum Schalter (2) ein Aufladekreis (3) für den Kondensator (Cl) geschaltet ist, der sich bei Auftreten von Spannungserhöhungen aus der Energie

des Störimpulses zusätzlich auflädt.