Bereich der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft Empfangsausrüstung
für digitale Übertragungen des Orthogonalfrequenzteilungs-
Multiplextyps und insbesondere Empfangsausrüstung, die
Phasenfehler in den empfangenen Digitalsignalen
kompensieren kann.
Hintergrund der Erfindung
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Orthogonalfrequenzteilungs-Multiplexierung (OFDM) ist
eine Modulationstechnik, die vom Digitalsendungskonsortium
Eureka 147 vorgeschlagen wurde. Bei solchen Übertragungen
werden digitale Daten unter einer großen Zahl benachbarter
Träger aufgeteilt, so daß eine relativ kleine Datanmenge
auf jedem Träger geführt wird. Ein solcher OFDM-Empfänger
ist beispielsweise in der WO-A-92-05646 dargestellt. Dies
ist der Frequenzteilungs-Multiplexteil von OFDM. Der
orthogonale Teil der Bezeichnung OFDM kommt daher, daß
benachbarte Träger so angeordnet sind, daß sie mathematisch
orthogonal sind, so daß ihre Seitenbänder überlappen
können, aber Signale weiterhin ohne Interferenzen von
benachbarten Trägern empfangen werden können.
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Digitale Daten werden mit Quadratur-Phasenumtastung
(QPSK) oder einer höheren Quadratur-Amplitudenmodulätion
(QAM) wie zum Beispiel 64 QAM oder 256 QAM auf einen Träger
moduliert. Fig. 1 zeigt ein Phasendiagramm für ein QPSK-
Modulationsschema. Das Schema hat vier Phasenzustände, die
durch Vektoren repräsentiert werden, einer in jedem
Quadranten des Phasendiagramms. Somit kann mit einem QPSK-
Schema ein Zwei-Bit-Wort durch Variieren der Phase des
Trägers auf einen Träger moduliert werden.
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Fig. 2 zeigt ein 16 QAM-Modulationsschema, das 16
Phasenzustände für jeden Quadranten hat. Die vier Vektoren
im oberen rechten Quadranten sind in der Figur angedeutet.
Dieses Schema ermöglicht die Modulation von Vier-Bit-Worten
auf einen Träger durch Variieren von Phase und Amplitude
des Trägers.
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Das QPSK-Modulationsschema von Fig. 1 hat eine
Toleranz von A 5º gegenüber Phasenverschiebungsfehlern für
den Träger. Es ist klar, daß diese Toleranz für das 16-QAM-
Schema von Fig. 2 geringer ist, und für höhere QAM-
Schemata, z. B. 64 QAM, ist die
Phasenverschiebungsfehlertoleranz noch geringer. Somit wird
es wichtig, Phasenverschiebungsfehler in Sender und
Empfänger minimal zu halten.
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Bei einem praktischen OFDM-Sender und -Empfänger
erübrigt sich der Einsatz von Modulatoren, Filtern und
Demodulatoren für jeden Träger aufgrund der Anwendung des
Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) Algorithmus für die
Durchführung des Modulations-/Demodulationsprozesses an den
zahlreichen Trägern. Um die zahlreichen Träger zu
übertragen, wird das Breitband-Frequenzdomänen-
Digitalsignal mit einer IFFT in die Zeitdomäne umgewandelt.
Dieses Signal wird dann gesendet. Bei einem Empfänger wird
der umgekehrte Prozeß angewendet, um die Mehrzahl von
Trägern zu erzeugen. Die IFFT für eine Probe des Signals
ist als Symbol bekannt, und dieses Symbol wird gesendet und
dann empfangen.
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Es gibt verschiedene Quellen für Phasenrauschen beim
Senden und Empfangen des Signals, von denen einige
nachfolgend erörtert werden.
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Phasenfehler aufgrund von thermisch generiertem
Zufallsrauschen beeinflussen die Amplituden und Phasen der
Träger auf eine solche Weise, daß es keine Beziehung
zwischen den Fehlern unterschiedlicher Träger im selben
IFFT-Rahmen oder zwischen den Fehlern auf einem gewählten
Träger zwischen verschiedenen IFFT-Rahmen gibt.
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Phasenfehler aufgrund von Phasenrauschen des lokalen
Oszillators in einem Empfänger scheinen auf allen Trägern
innerhalb eines IFFT-Rahmens gleich zu sein, aber der Wert
dieses Fehlers ist im Hinblick auf seinen Wert für einige
oder alle Träger zwischen einem IFFT-Rahmen und dem
nächsten zufällig. Die Amplituden der Träger werden durch
Phasenrauschen des lokalen Oszillators nicht betroffen.
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Ein Frequenzfehler auf dem lokalen Oszillator kann als
ein Phasenfehler interpretiert werden, der auf allen
Trägern in einem beliebigen IFFT-Rahmen gleich ist und wo
der Winkel eines solchen Fehlers systematisch von Rahmen zu
Rahmen mit einer Rate fortschreitet, die vom Frequenzfehler
abhängig ist. Er läßt sich durch Erfassen des Phasenfehlers
auf einem beliebigen ausgewählten Träger in jedem Rahmen
und Errechnen des Durchschnitts der Progressionsrate
ermitteln. Anhand des Durchschnitts können die Auswirkungen
von Zufallsrauschen eliminiert werden.
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Ein Fehler im Zeitablauf des IFFT-Rahmens ist
gleichbedeutend mit einem gleichförmigen
Gruppenverzögerungsfehler über das Frequenzband, das von
den Trägern belegt wird. Jeder Träger hat einen
Phasenfehler, der sich unmittelbar auf seine Frequenz und
den Verzögerungswert bezieht. Der Vorlauf (oder die
Nacheilung) einer Phase mit Trägerfrequenzfehler ist
kontinuierlich, würde jedoch typischerweise bei der Messung
als Sägezahn interpretiert, der zwischen Winkeln von -π/2
und +π/2 ausschlägt. Wenn der IFFT-Rahmen-Zeitablauffehler
einheitlich ist, dann sind diese Fehler für jeden Träger
von Rahmen zu Rahmen einheitlich, und jeder würde durch
Phasendifferenzdecodierung beseitigt. Ohne
Phasendifferenzdecodierung kann ein einheitlicher
Zeitablauffehler abgeleitet werden, indem die
Durchschnittsphasenfehlerdifferenz zwischen zwei
Referenzträgern in der Nähe jedes Endes des Bandes
verglichen wird; die Beurteilung des Zeitablauffehlers ist
einfacher, wenn diese beiden Referenzträger keine
Phasenmodulation tragen.
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Es gibt unweigerlich ein geringfügiges Element an
Zufalls-Jitter im zeitlichen Ablauf des IFFT-Rahmens, der
Phasenfehler verursacht, die in unmittelbarer Beziehung zu
Trägeränderungen von Rahmen zu Rahmen zunehmen (positiv
oder negativ). Wenn dieser Effekt vorliegt, dann verursacht
er signifikante Fehler nur an den höherfrequenten Trägern.
Die Größe des Effektes kann ausreichend klein gehalten
werden, indem genügend Schwungradeffekt auf die
Zeitablaufanordnungen für das IFFT-Fenster angewendet wird.
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Wir haben verstanden, daß der Phasenfehler aufgrund
des lokalen Oszillators zwar auf allen Trägern gleich ist,
daß aber der Wert für jeden Träger durch Modulation und
Zufallsrauschen maskiert wird. Eine Mittelwertbildung
zwischen IFFT-Zeitrahmen ist nicht geeignet, und die
Verwendung ausreichender unmodulierter Träger innerhalb
eines einzelnen Rahmens, um die Effekte des
Zufallsrauschens durch Mittelwertbildung auszugleichen,
würde unakzeptable Datenkapazitätsverluste verursachen. Es
ist daher eine sorgfältigere Phasenrauschanalyse notwendig,
um Phasenrauschen von den Trägern zu beseitigen.
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Bei der Betrachtung der wahrscheinlichen Probleme für
OFDM-Systeme, die durch Phasenrauschen im lokalen
Oszillator verursacht werden, müssen zwei Aspekte
berücksichtigt werden. Einerseits müssen wir wissen,
wieviel Phasenrauschen von verschiedenen Konfigurationen
des lokalen Oszillators zu erwarten ist. Andererseits
müssen wir wissen, wieviel Phasenrauschen vom
Modulationssystem toleriert werden kann.
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Als Anfangspunkt können die auf digitale
Hörfunksysteme angewendeten Faktoren für digitale
Fernsehübertragungen neu beurteilt werden. Die folgenden
Differenzen müssen dabei berücksichtigt werden.
1. Die Frequenz, mit der der Oszillator arbeitet
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Für eine bestimmte Oszillatorbauweise würden wir
möglicherweise erwarten, daß das Phasenrauschen mit der
Betriebsfrequenz zunimmt.
2. Der Abstimmbereich
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Ein großer Abstimmbereich macht den Oszillator
empfindlicher für das Rauschen, das von der Varaktordiode
erzeugt wird, die als steuerndes Element eingesetzt wird.
Dies legt die Notwendigkeit für einen Oszillator mit
begrenztem Synchronisierbereich und diskreten
Frequenzschritten zwischen diesen Bereichen nahe.
3. Der Trägerabstand des Modulationssystems
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Wir können von einem typischen
Rauschseitenbandspektrum für einen lokalen Oszillator
ausgehen, das bei Frequenzen wächst, die näher an der
Mittenfrequenz liegen. Wir können auch davon ausgehen, daß
alle Träger im OFDM-Satz dieselben Seitenbandinformationen
im Mischprozeß erhalten, da jeder Träger sich auf ähnliche
Weise unabhängig mit dem lokalen Oszillator vermischt.
Daher sollten alle Träger eine identische Phasenstörung
erfahren.
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Die Integrations- und Bedämpfungsnatur des FFT-
Prozesses in der OFDM-Demodulation ist derart, daß
Frequenzkomponenten von Phasenrauschen über 100% der
Symbolrate oder unter etwa 10% der Symbolrate weniger
relevant werden. Der ansteigende Rauschseitenbandpegel bei
niedrigeren Frequenzen hat daher die dominante Auswirkung,
daß aufgrund der Seitenbänder bei Frequenzen von etwa einem
Zehntel des Trägerabstandes... [*1]. Bei geringen
Trägerabstandswerten kommt es zu einem raschen Anstieg der
Auswirkungen von Phasenrauschen.
4. Der euklidische Abstand des Modulationssystems
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Im Hinblick auf zusätzliche Rauschspannung führt eine
Umstellung von QPSK auf 16 QAM oder 64 QAM zu einer
Störfestigkeitsabnahme von 6 dB und 12 dB. Nur für
Phasenfehler ermöglicht eine 90º Trennung zwischen QPSK-
Pünkten, daß ein Phasenrauschen die echte Phase um bis zu
45º stört, bevor Fehler auftreten. In 16-QAM-Systemen
beträgt dieser Wert jeweils 18,44º und 8,13º für die Punkte
an den Extremitäten von 16-QAM- und 64-QAM-Konstellationen
(in der Nähe der Achsen, nicht der diagonalen Ecken). Im
Vergleich zu den Reduktionsfaktoren 2 und 4 des zulässigen
spannungsaddierten Rauschens betragen die
Reduktionsfaktoren für phasenaddiertes Rauschen jeweils
2,44 (7,75 dB) bzw. 5,53 (14,86 dB).
Zusammenfassung der Erfindung
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Wir haben somit erkannt, daß Phasenrauschen im lokalen
Oszillator ein ernsthaftes Problem beim Senden mit höheren
Datenraten auf einem OFDM-System ist, z. B. bei Datenraten
der Größenordnung, die notwendig wäre, um ein digitales
Fernsehsignal über einen konventionellen UHF-Fernsehkanal
zu senden. Ferner haben wir erkannt, daß eine einfache
Mittelwertbildung des Phasenrauschens zwischen IFFT-
Zeitrahmen nicht geeignet ist, um das Rauschen im lokalen
Oszillator zu beseitigen.
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Wir schlagen daher ein System vor, bei dem die
Phasenfehler in einem empfangenen Signal an einem Empfänger
analysiert und korrigierte Phasenwerte abgeleitet werden.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Die Erfindung wird nachfolgend beispielhaft unter
Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Dabei zeigt:
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Fig. 1 ein QPSK-Modulationsschema;
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Fig. 2 ein 16-QAM-Modulationsschema;
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Fig. 3 ein Blockdiagramm eines die Erfindung
verkörpernden Empfängers;
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Fig. 4 ein 64-QAM-Konstellationsdiagramm;
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Fig. 5 die Variation von Größe gegenüber Phase für
einen einzelnen empfangenen FFT-Rahmen;
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Fig. 6 eine teilbestückte 256-QAM-Konstellation;
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Fig. 7 eine 64-QAM-Konstellation mit Kuchenscheiben-
Modifikation;
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Fig. 8 eine weitere 64-QAM-Konstellation mit
Kuchenscheiben-Modifikation; und
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Fig. 9 die Größe-Phase-Distribution für die
Konstellation von Fig. 7.
Ausführliche Beschreibung einer bevorzugten Ausgestaltung
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Ein Blockdiagramm eines vorgeschlagenen Empfängers,
der diese Phasenfehleranalyse beinhaltet, ist in Fig. 3
dargestellt. Dabei wird die IFFT eines OFDM-Signals von
einer Antenne 2 und einem Funkfrequenzverstärker 4
empfangen. Das Empfängersignal wird in einem Mischer 6 mit
einem Frequenzsignal von einem lokalen Oszillator 8
kombiniert. Die kombinierten Signale laufen dann zu einem
A/D-wandler 10, der ein digitales Signal ausgibt, das einem
empfangenen IFFT-Symbol entspricht. Dieses wird in einem
Symbolperioden-Wellenformspeicher 12 gespeichert. Jede
gespeicherte Symbolperiode wird dann nacheinander in einen
FFT-Block 14 gespeist, der sie in die Frequenzdomäne
umwandelt.
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Der FFT-Block 14 hat Ausgänge für die I- und Q-Werte
jedes der Träger, die ursprünglich am Sender codiert
wurden. Diese gehen zu einem Wandler 16, der die Größe Z
für alle Vektoren anhand des QAM-Diagramms ableitet, die
sie repräsentieren. Diese I- und Q-Werte gehen auch zum
Wandler 18, der einen Winkel für jeden Vektor im QAM-
Phasendiagramm ableitet
und diesen einem
Phasenfehleranalysator 20 sowie einem
Phasenfehlerkompensator 22 zuführt. Der
Phasenfehleranalysator 20 beseitigt Phasenrauschen aufgrund
des lokalen; Oszillators 8, und die Phasenwinkel werden dann
im Phasenfehlerkompensator korrigiert, um einen
korrigierten Ausgang 24 bereitzustellen.
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Somit stellt das System von Fig. 3 einen Empfänger
dar, der in der Lage ist, vom lokalen Oszillator erzeugtes
Phasenrauschen zu analysieren und zu kompensieren, so daß
sich die Notwendigkeit für einen genaueren lokalen
Oszillator (z. B. Kristall) erübrigt, wodurch die Kosten für
die Empfangsausrüstung minimiert werden.
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Mit einer solchen Anordnung sollte es möglich sein,
daß digitale Übertragungen für Fernsehsignale wie zum
Beispiel HDTV-Signale in konventionellen Fernsehkanälen
verwendet werden.
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Alle vorgeschlagenen Techniken, die angewendet werden
könnten, um den gemeinsamen Phasenfehlerwert auf allen
Trägern aufgrund des lokalen Oszillators zu entdecken,
basieren auf Maximum-likelihood-Decodierungs- und/oder
Mehrheitslogikentscheidungen über alle Träger in (oder
evtl. große Gruppen von Trägern von) dem Satz.
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Die erste Möglichkeit basiert auf Maximum-likelihood-
Methoden. Dabei wird davon ausgegangen, daß eine aus einer
Reihe von Möglichkeiten über den Phasenzustand jedes
Trägers auf die Modulation zurückzuführen ist. So könnte
beispielsweise angenommen werden, daß die Modulation dem
Modulationsphasenzustand entspricht, der der tatsächlichen
erfaßten Phase am nächsten ist, oder dem/den nächsten einem
oder mehreren Zuständen auf einer Seite. Es wird darauf
hingewiesen, daß wir im allgemeinen nicht erwarten würden,
daß thermisches Rauschen den Modulationszustand von der
ursprünglichen Phase um mehr als das Phasenintervall
zwischen dem angenommenen Zustand und den benachbarten auf
einer Seite verschoben hätte; würde diese Anforderung nicht
erfüllt, dann gäbe es notwendigerweise eine hohe
Bitfehlerrate aufgrund von im Kanal erzeugtem
Zufallsrauschen, ohne Berücksichtigung eventueller
zusätzlicher Effekte aufgrund des Phasenfehlers im lokalen
Oszillator.
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Wir könnten dann mit Hilfe von Mehrheitsentscheidung
und Maximum-likelihood-Decodierungsmethoden herausfinden,
welche Kombination möglicher Modulationszenarios die
niedrigste Standardabweichung vom Mittelwert der
Restphasenfehler über alle Träger ergibt. In dieser
Hinsicht wäre die Existenz einer Standardabweichung auf die
thermischen Rauscheffekte zurückzuführen, und der mittlere
Fehler sollte auf den sofortigen Phasenzustand des lokalen
Oszillators für diesen IFFT-Rahmen zurückzuführen sein. Es
kann möglicherweise aus praktischen Gründen notwendig sein,
in einer ersten Runde der Beseitigung dessen, was als
"Modulationsambiguität" aus der Fehleranalyse bezeichnet
werden könnte, den Mehrheitsentscheidungsprozeß in viele
Gruppen von jeweils relativ wenigen Trägern zu gruppieren.
Ohne eine Gruppierung würde selbst ein Versuch an der
nächsten Phase auf einer Seite der Meßwerte für alle 512
Träger die Beurteilung von 2512 Kombinationen beinhalten.
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Eine mögliche einfachere Technik besteht darin zu
vermeiden, die Quellmodulation für jeden einzelnen Träger
zu berücksichtigen, indem angenommen wird, daß für
zufällige Modulationsdaten das Mittel der Phasenwinkel
aller Träger im FFT-Rahmen statistisch gesehen nahe Null
ist. Man beachte, daß das Additionssystem sorgfältig in
bezug auf Modulo-Arithmetik definiert werden muß, da sonst
das Mittel aller Träger, die eine Phase nahe Null und eine
geringe Zufallsfehlermenge haben, 180º statt der erwarteten
0º betragen würde (z. B. die eine Hälfte etwa 5º und die
andere Hälfte etwa 355º).
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Aus dem oben Gesagten ergibt sich die Möglichkeit, die
Daten an der Übertragungsquelle so anzuordnen, daß die
Summe aller Trägerphasen im Modulationsrahmen genau gleich
einem gewählten Wert sein wird. Dies könnte es erfordern,
daß einige Träger dem Zweck gewidmet werden könnten, die
Summe justieren zu können. Alternativ könnte es ein Mittel
geben, um den Wert der Summe oder den Mittelwert in einem
Ergänzungsdatenkanal zu übertragen.
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Es gibt weiterhin ein gewisses Maß an Schwierigkeiten,
eine Methode auf der Basis der Durchschnittsphase zu
verwenden. Diese Schwierigkeit wird anhand einer Analogie
mit einem Uhrenziffernblatt beschrieben.
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Bei einem Uhrenziffernblatt ist die
Durchschnittsposition des Stundenzeigers über viele
zufällig genommene Zeitablesungen wohl diejenige, die auf
die 30-Minuten-Markierung zeigt. Der Grund ist, daß alle
Ablesewerte so definiert sind, daß sie zwischen 0 und 59
Minuten liegen. Man stelle sich nun einmal vor, das
Uhrenziffernblatt habe keine Zahlen und sei rund. Ferner
sei die gesamte Uhr an der Wand um einen Winkel von
beispielsweise 't' Minuten gedreht worden. Dieser Fehler wäre
nicht offensichtlich, da alle abgelesenen Zeitwerte
weiterhin in einem Bereich zwischen 0 und 59 Minuten
kategorisiert würden, da nicht bekannt sein kann, daß sie
im Bereich von t bis t + 59 genommen hätten werden sollen.
(In unserer Analogie lassen wir den Hinweis außer acht, der
durch die Beziehung zwischen der Stundenzeigerposition und
dem Minutenzeiger gegeben ist).
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Wäre das Uhrenziffernblatt quadratisch, dann wäre die
Rotation des Uhrenziffernblatts an der Wand unzweideutig
offensichtlich geworden, bis der Fehlerwert mehr als ±45º
Rotation betragen hätte (das heißt ±12 Minuten). Der
wichtige Punkt hier ist, daß das Konstellationsdiagramm für
ein 64-QAM-Modulationssystem (Fig. 4) einen quadratischen
Umriß ähnlich wie bei einem quadratischen Uhrenziffernblatt
hat. Wenn man die Vektorpunkte für alle Träger (z. B.
mindestens 512 und höchstens 8192) in einem FFT-Rahmen
übereinanderlegt, dann ergibt sich ein Ergebnis, das mit
hoher Wahrscheinlichkeit mehrere jedes möglichen
Phasen/Größenzustandes mit einem gemeinsamen Phasenfehler
enthält. Dadurch wird der Effekt eines rotierten
Uhrenziffernblattes bei einer oszilloskopartigen Anzeige
leicht erkennbar, vorausgesetzt, das Alle-Träger-Ergebnis
wird separat für jeden Rahmen betrachtet (indem eine
Speichertechnik in Zusammenhang mit dem Anzeigegerät
verwendet wird).
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Das Problem besteht darin, eine softwaremäßige
Schätzung des Fehlerwinkels in einer Situation vorzunehmen,
in der alle individuellen Vektorpunkte durch Zufallsbeträge
aufgrund der Auswirkungen von thermischem Rauschen im Kanal
verschoben werden. Die notwendige Mittelwertbildung der
Rauscheffekte würde intuitiv von einem menschlichen
Beobachter angestellt, der das Oszilloskopdisplay
betrachtet. Der Erkennungsfaktor liegt innerhalb der Hülle
der Vektorgröße (senkrecht) gegenüber dem Phasenwinkel des
Vektors (waagerecht) für das kombinierte Ergebnis aller
Träger in dem Satz von einem einzelnen empfangenen IFFT-
Rahmen (Fig. 5).
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Ohne Phasenfehler des lokalen Oszillators hätte ein
System mit 16, 64 oder 256 QAM Spitzen in der Alle-Träger-
Größe/Phasen-Hülle bei 45º, 135º, 225º und 315º. Ein
teilbestücktes oder 256- oder 1024-QAM-System (Fig. 6), das
für ein hierarchisches Modulationssystem benutzt werden
könnte, ergäbe eine Hülle, die auch Minima bei 0º, 90º, 180º
und 270º hätte. Es kann eine Strukturerkennungstechnik
angewendet 'werden, um die tatsächlichen Positionen der
Spitzen und Minima zu entdecken und somit den Fehlerwert
abzuleiten.
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Wenn ein Phasenfehler von mehr als ±45º erwartet wird,
dann kann der ambiguitätsfreie Bereich auf ±180º vergrößert
werden, indem ein einzigartiges Merkmal in das
Konstellationsdiagramm eingesetzt wird. So könnte
beispielsweise absichtlich vorgesehen werden, keine Träger
innerhalb eines bestimmten 20º Phasenbereiches zu verwenden
und dann alle Phasen in die übrigen 340º zu quetschen. Dies
könnte als "Kuchenscheiben-Modifikation" (Fig. 8) für das
Phasenmodulationssystem bezeichnet werden! Eine Alternative
für das Einzwängen der Phasenzustände in den restlichen
Raum besteht darin, die Sendung so zu arrangieren, daß die
Phasenzustände, die dem Kuchenscheibensektor entsprechen,
niemals verwendet werden (Fig. 7). Die Ereignisse in einer
Größe/Phase-Distribution sind in Fig. 9 dargestellt.
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Rechteckige, dreieckige und sternförmige Umrisse für
Konstellationsdiagramme wären ebenfalls denkbar, um
bestimmte Ambiguitätsbereichsniveaus zur Erfassung von
Phasenfehlern des lokalen Oszillators auf die oben
beschriebene Weise zu ermöglichen.
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Bei all dem oben Gesagten wird angenommen, daß die
Phasen- und Frequenzansprechvariationen zwischen Trägern
durch standardmäßige Entzerrungsverfahren beseitigt werden,
bevor versucht wird, den Wert des Phasenfehlers des
lokalen Oszillators anhand des kombinierten Effektes aller
Träger in einem einzelnen Phasenkonstellationsdiagramm zu
beurteilen. Diese Entzerrungstechniken sind wohlbekannt
und wenden typischerweise eine Trainingssequenz an, die von
Zeit zu Zeit anstelle des datenführenden FFT-Symbols
gesendet wird.