DE4310778A1 - Verfahren zur zeitdiskreten Regelung des Stromes eines über einen Wechselrichter gespeisten Asynchronmotors - Google Patents
Verfahren zur zeitdiskreten Regelung des Stromes eines über einen Wechselrichter gespeisten AsynchronmotorsInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1.
Mikroprozessor-Regelungen arbeiten prinzipiell abtastend, d. h.
zeitdiskret, wodurch sie sich wesentlich von in Analogtechnik
realisierten Regelungen unterscheiden. Prinzipiell sollte daher die
zeitdiskrete Arbeitsweise des Mikroprozessors schon beim Reglerentwurf
berücksichtigt werden.
Um eine zeitdiskrete Regelung entwerfen zu können, benötigt man
zunächst ein zeitdiskretes Modell der hier zeitkontinuierlichen Regelstrecke.
Dieses zeitdiskrete Modell erhält man durch Diskretisierung
aus den zeitkontinuierlichen Differentialgleichungen:
Geht man vom läuferstreuungsfreien Modell des Asynchronmotors
aus (d. h. die Läuferstreuung der Maschine ist auf die Ständerseite
transformiert), lauten die aus der Ständerspannungsgleichung abgeleitete
Strom-Differentialgleichung
sowie die Läuferfluß-Differentialgleichung
Hierin bedeuten RS der Ständerwiderstand, RR der Läuferwiderstand,
Lσ die Streuinduktivität sowie (von der Zeit t abhängig) ΨR der
Läuferfluß, iS der Ständerstrom und uS die Ständerspannung des
Asynchronmotors. Der hochgestellte Index B bezeichnet das Bezugssystem
der komplexen Zeiger uS, iS, ΨR. ωRS ist die Winkelgeschwindigkeit
des gewählten Bezugssystems B gegenüber dem Ständer, ωRB diejenige des
Läufers gegenüber dem Bezugssystem B und ωRS diejenige des Läufers gegenüber
dem Ständer. Alle Winkelgeschwindigkeiten beziehen sich jeweils auf die
elektrische Größe; zur Bildung der mechanischen Winkelgeschwindigkeit ist
die Polpaarzahl zu berücksichtigen.
Das Bezugssystem kann z. B. ständerfest sein (B = S) oder mit dem
Läufer (B = R) oder mit dem Läuferfluß (B = Ψ) rotieren.
Obwohl die Gleichungen (1) und (2) ein System gekoppelter
Differentialgleichungen bilden, kann für die Auslegung eines
Stromreglers, bei der Zeitkonstanten in der Größenordnung der
Streuzeitkonstanten maßgeblich sind, der nur langsam veränderliche
Betrag des Läuferflusses ΨR als konstant angenommen werden. Die
Stromdynamik wird dann allein durch die Ständerspannungsgleichung
(1) beschrieben, bei der der Läuferfluß als äußere konstante bzw.
langsam veränderliche Störgröße auftritt.
Zur Aufstellung eines zeitdiskreten Modells der Strecke des Ständerkreises
nach Gleichung (1) wird von der ständerbezogenen Gleichung
(d. h. B = S) ausgegangen:
Da uS S(t) wie ΨR S(t) als äußere unabhängige Eingangs- bzw. Störgröße
aufgefaßt werden sollen, liegt mit der Zeitkonstanten
der Eingangsgröße uS S(t) und der Störgröße
die Struktur eines Verzögerungsglieds 1. Ordnung vor:
Mit der Transitionsfunktion
dieser Differentialgleichung läßt sich deren exakte Diskretisierung
angeben (vgl. z. B. Föllinger, O., "Lineare Abtastsysteme",
Oldenburg Verlag, München, 1974, S. 280 ff.).
Mit den Abkürzungen
ergibt sich das zeitdiskrete Modell des Ständerkreises mit
iS S(k) = iS S(Tk) als
is s(k+1) = ρ(k) is s(k) + η(k) s s(k) + η(k) s s(k) (13)
In diesem Modell treten also der Ständerstrom iS S(k) zu den
jeweiligen Abtastzeitpunkten als Zustandsgröße und S S(k) und
S S(k) als zeitdiskrete Eingangsgröße auf. Während uS S(k) aus
der äußeren Spannung uS S(t) herrührt und die Stellgröße des zeitdiskreten
Modells darstellt, ist S S(k) entsprechend der Herkunft
aus einer inneren Gegenspannung bezüglich des Ständerstromkreises
von der Bedeutung her eine Störgröße.
Für den Entwurf der Stromregelung in läuferfluß-bezogenen
Komponenten ist es sinnvoll, auch das Streckenmodell läuferfluß-
bezogen zur Verfügung zu stellen. Ein beliebiger komplexer Zeiger
x wird durch die Drehtransformation
xψ = xs exp (-jϕψ s) (14)
vom Ständersystem in das Flußsystem transformiert, welches
durch das hochgestellte Ψ gekennzeichnet wird. Die Größe ϕΨ S
gibt den vom ruhenden Ständersystem aus vermessenen Winkel
des komplexen Flußzeigers an. Bei der Transformation der Gleichung
(14) in das Flußsystem ist zu beachten, daß die Flußrichtung zum
Zeitpunkt t=Tk eine andere als zum Zeitpunkt t=TK+1
ist. Es ergibt sich:
is ψ(k+1) exp (jϕψ s(k+1)) = [ρ(k) is ψ + η(k) s ψ(k) + η(k) s ψ(k)] exp (jϕψ s(k)) (15)
is ψ(k+1) = ρ(k) γ(k) is ψ(k) + η(k) γ(k) s ψ(k) + η(k) γ(k)s ψ(k) (16)
mit der Abkürzung
γ(k) exp (-j (ϕψ s(k+1)-ϕψ s(k))) = exp (-jΔϕψ s(k)) (17)
Anschaulich gibt γ(k) die Drehung des Flußzeigers während
des Abtastintervalls (Tk, Tk+1) an.
In Fig. 1 ist ein Strukturbild, bestehend aus dem abgeleiteten zeitdiskreten
Modell (wobei die zeitdiskrete Modellierung durch das Totzeitglied TA zum
Ausdruck kommt) rechts der gestrichelten Linie zusammen mit einem Regler
und einem Flußbeobachter B links der gestrichelten Linie dargestellt. Beim
Vergleich der Teilstruktur der Regelstrecke mit der Gleichung (17) ist zu
beachten, daß in Fig. 1 auf die normierten Größen
(k) η(k) (18)
(k) η(k) (19)
übergegangen wurde. Aus Gründen der Übersichtlichkeit soll hier
auf die Indizes S, Ψ verzichtet werden, da im folgenden keine
Verwechslungsgefahr besteht.
Der Regler ist als PI-Glied mit den Parametern P, I angesetzt.
Darüber hinaus ist eine Sollwert-Vorsteuerung über V und eine
Größe (k) zur Störgrößenkompensation vorgesehen. (Da der Regler
mit der normierten Stellgröße dargestellt ist, tragen auch die
Reglerparameter die Tilde ∼.)
Durch das Totzeitglied TI wird der Integralanteil des zeitdiskreten
Reglers realisiert.
Bei einem derartigen Reglerentwurf müssen die Parameter
P, I, V, die jeweils komplex sind und daher 6 reellen
Parametern entsprechen, und die Störgrößenkompensation
(k) festgelegt werden.
Die Strukturelemente des Reglers können den Eindruck erwecken,
als wäre etwa über die proportionalen Verstärkungen eine verzögerungslose
Wirkung möglich. In der Realität benötigt ein
Mikroprozessor für die Abarbeitung des Regelalgorithmus aber
eine gewisse Zeitspanne. Daher ist am Ausgang der Reglerstruktur
mit einem Element TR eine Verzögerung von einem Abtastschritt
dargestellt, die derartige Rechentotzeiten zusammenfaßt.
Natürlich wird die benötigte Rechenzeit nicht exakt einem Abtastschritt
entsprechen. Die Zeit eines Abtastschrittes wird vielmehr
als obere Grenze der benötigten Rechenzeit angenommen.
Auch wenn diese Zeitspanne nur teilweise als Rechenzeit in
Anspruch genommen wird, ist es aus Gesichtspunkten abtastender
Regelungen häufig günstig, die Totzeit zu einem ganzen Abtastschritt
aufzurunden und so eine zeitgleiche Meßwerterfassung
und Stellgrößenausgabe zu erreichen. Demgemäß ist die Meßtotzeit
durch ein Element TM berücksichtigt.
Regelungstechnisch sind solche Totzeichen jedoch unerwünscht,
da sich diese im allgemeinen stabilitätsmindernd auswirken. Die
Totzeit von einem Schritt kann jedoch durch einen Prädiktor im
Flußbeobachter B kompensiert werden, der einen Schritt
vorauseilende Schätzwerte der zukünftigen Meßwerte liefert.
Ein derartiger Prädiktor ist z. B. in der DE 41 29 261 C1 für
einen Einsatz bei einem 4 Quadrantensteller beschrieben.
In bezug auf die Auslegung des Reglers soll hier davon ausgegangen
werden, daß die prädizierten Ströme den gemessenen
gleichen:
(k) = i(k) (20)
Der Sollwert iw(k) kann natürlich nicht prädiziert werden.
Ein Stellglied, nämlich der mit dem Asynchronmotor verbundene
Wechselrichter, ist in Fig. 1 nicht dargestellt. Es wird hier
davon ausgegangen, daß ein derartiges Stellglied zusammen mit
einer geeigneten Steuerungseinrichtung (z. B. einem Pulsmustergenerator)
die gewünschte Stellgröße tatsächlich erzeugen kann.
Der Entwurf für den Regler erfolgt vorteilhafterweise im z-Bereich.
Möglicherweise ungewohnt ist die Anwendung der z-Transformation auf
komplexwertige Größen des Zeitbereichs, obwohl hierzu keine Einschränkungen
bestehen. Die gewohnte Eigenschaft, daß die z-Transformierten reellwertiger
Größen bezüglich z konjugiert komplex sind, ist im Fall komplexwertiger
Größen des Zeitbereichs allerdings nicht mehr vorhanden. (Vgl.
Böcker, J.; Hartmann, I; Zwanzig, C. "Nichtlineare und adaptive Regelungssysteme",
Springer-Verlag, Berlin, 1986, S. 453 ff.)
Für die Anwendung der z-Transformation ist es notwendig, die Größen γ(k)
nach der Gleichung (17) und ρ(k), η(k) nach der Gleichung (10) als zumindest
abschnittweise konstant anzunehmen. Dann kann das Strukturbild
gemäß Fig. 1 in eine Struktur von Übertragungsfunktionen überführt werden,
die in Fig. 2 dargestellt ist. Das heißt Fig. 2 zeigt den Stromregelkreis im Bildbereich
der z-Transformation, wobei der Beobachter B mit dem Prädiktor
zusammen mit der Beziehung (20) durch eine Multiplikation mit z ersetzt
wurde. Die Übertragungsfunktionen der Strecke GS, des Reglers GR und
der Vorsteuerung GV lauten dann:
Hiermit folgt für den Regelkreis:
mit der Führungsübertragungsfunktion
und der Störübertragungsfunktion
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren der eingangs angegebenen
Art derart auszugestalten, daß die für die Regelung benötigten
Parameter auf ein Minimum reduziert werden sowie einfach
einstellbar sind und dabei eine Entkoppelung der beiden flußbezogenen
Stromkomponenten, die den Real- und Imaginärteil des
komplexen Zeigers i(k) bilden, erfolgt.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Anspruch 1
gekennzeichneten Merkmale gelöst.
Dabei geht die Erfindung von der Erkenntnis aus, daß eine Entkopplung
genau dann vorliegt, wenn der Realteil von iw(k) nur auf
den Realteil von i(k) wirkt, sowie das entsprechende für die imaginären
Komponenten gilt. Dies ist hier genau dann der Fall, wenn
die Übertragungsfunktionen Tw(z), die iw(z) auf i(z) abbildet,
eine reelle Funktion ist, d. h. die Koeffizienten von Zähler- und
Nennerpolynom von Tw(z) müssen reell sein. (Offensichtlich ist
die spannungsgesteuerte Strecke GS(z) verkoppelt, was durch deren
komplexen Pol bei γρ zum Ausdruck kommt.) Die Entkopplungsbedingung
an Tw(z) führt also bei den Zähler-Koeffizienten zu
(vgl. Gleichung (27)):
γ(V+P), γKI ∈ R (29)
und bei den Nenner-Koeffizienten zu:
γ(ρ-P), γI ∈ R (30)
Die Reglerparameter haben demnach die Form
I = γ¹ KI′ (31)
P = ρ+γ¹ KP′ (32)
V = -ρ+γ¹ KV′ (33)
wobei KP′, KV′, KI′ gemäß der Erfindung reelle Größen sind, damit
eine Entkopplung erreicht wird. Nach dem Einsetzen dieser Entkopplungsbedingungen
lauten die Beziehungen für die Übertragungsfunktion
Tw und die Störübertragungsfunktion Te dann:
Tw und die Störübertragungsfunktion Te dann:
Über die Forderung der Entkopplung sind vorteilhafterweise die ursprünglich
6 reellen Parameter der komplexen Größe P, I, V
auf nur noch 3 freie reelle Parameter KP′, KI′, KV′ reduziert
worden. Diese können im folgenden nach anderen Gesichtspunkten
festgelegt werden; die Entkopplung ist aber stets gewährleistet.
Vorteilhafte Ausgestaltungen des Verfahrens nach der Erfindung,
insbesondere auch zur Bestimmung der drei Parameter, sind in
den übrigen Ansprüchen gekennzeichnet.
Integrale Anteile in Reglern gewährleisten - sofern die Stabilität
des Regelkreises gesichert ist - stets einen stationären Regelfehler
gleich null. Ohne Integralanteil läßt sich ein verschwindender Regelfehler
nur unter idealen Kenntnissen der Struktur und der Parameter
der Strecke und der Störgrößen einstellen.
Der Vorteil des Verzichts auf einen Integralanteil ist jedoch die
geringe Ordnung des Gesamtsystems (2 reelle zusätzliche Zustandsgrößen
im Regler werden vermieden), wodurch der Regelkreis
- insbesondere im Fall von Stellgrößenbeschränkungen - meist ein
robusteres Verhalten zeigt. Sind darüber hinaus in überlagerten
Regelungen (Flußregelung und Drehmoment- bzw. Drehzahlregelung)
Integralanteile enthalten, stellen stationäre Regelfehler im unterlagerten
Kreis keine schwerwiegenden Nachteile dar, da diese
durch die überlagerten Integralanteile ausgeglichen werden.
Wird der Integralanteil mit
KI′ = 0 (36)
abgeschaltet, vereinfacht sich die Führungsübertragungsfunktion
nach der Beziehung (34) zu
sowie die Störübertragungsfunktion nach der Beziehung (35) zu
Beim Reglerentwurf kann jetzt noch über die verbleibenden beiden
reellen Parameter KP′ und KV′ sowie über die Störgrößenkompensation
(k) verfügt werden.
Soll der Regelfehler (im Idealfall) verschwinden, muß für das stationäre
Verhalten (d. h. im z-Bereich an der Stelle z=1) gelten:
i(1) = iw(1) (39)
Nach Gleichung (26) führt dies zum einen zu der Forderung
Tw(1) = 1 (40)
und nach Gleichung (37) weiter zu
KV′ = 1 (41)
Zum anderen führt die Voraussetzung (39) zusammen mit der
Ausbildung des Stromregelkreises gemäß Gleichung (26), weil
Te(1) ≠ 0 (42)
ist, zu der stationären Forderung an die Störgrößenkompensation
(1) = -(1) (43)
Um eine dynamische Störgrößenkompensation zu erreichen,
muß darüber hinaus
(z) = -z (z) (44)
gefordert werden. Ein prädizierender Flußbeobachter für die
Asynchronmaschine kann die eigentliche nicht-kausale Größe
z (z) als Prädiktionswert zur Verfügung stellen.
Neben der Störgrößenkompensation sind bis auf KP′ auch alle
Reglerparameter festgelegt. Die Führungsübertragungsfunktion
(37) und die Störübertragungsfunktion (38) lauten nun mit der
Forderung nach (41) für einen Regler ohne Integralanteil:
wobei die Polstelle α₁ durch den noch freien Parameter
KP′ = -α₁ (47)
festgelegt wird.
Eine Polstelle der Führungsübertragungsfunktion liegt bei z=0.
Sie ergibt sich aus der Rechentotzeit von einem Schritt und ist
durch die Wahl der Reglerparameter nicht zu beeinflussen.
Die zweite Polstelle z=α₁ charakterisiert unmittelbar anschaulich
das Verhalten des geschlossenen Regelkreises. Der Wert von
α₁ gibt an, auf welchen Anteil ein anfänglicher Regelfehler, der
durch einen Führungssprung verursacht wird, im nächsten Schritt
(nach dem ersten Schritt Rechentotzeit) reduziert wird. Die Wahl
von α₁ = 0 entspricht Dead-Beat-Verhalten: Der Regelfehler wird
nach dem ersten Schritt Rechentotzeit in einem zweiten Schritt
vollständig ausgeregelt. Ein Dead-Beat-Regler führt jedoch in der
Praxis häufig zu einem unruhigen Regelverhalten. Ein Wert von
α₁ = 0,2 . . . 0,3 ist in Ausgestaltung der Erfindung hier als sinnvolle
Vorgabe anzusehen. Der Regelfehler wird also jeweils von
Schritt zu Schritt auf 20% . . . 30% des Vorwertes reduziert.
Der Pol z = α₁ ist im gleichen Maße für die Dynamik der Störübertragungsfunktion
verantwortlich, wie der Gleichung (46) zu
entnehmen ist.
Treten Abweichungen zwischen angenommenem und tatsächlichem
System in der Struktur oder in den Parametern auf, kann auch
mit Vorsteuerung und Störgrößenkompensation ein stationäres
Führungsverhalten von 1 und ein verschwindender Regelfehler nicht
erreicht werden. Wird auf stationäre Genauigkeit Wert gelegt,
muß ein Integralanteil bei der Regelung vorgesehen werden.
In diesem Fall könnte beim Vorhandensein eines integralen Anteils
bezüglich des stationären Verhaltens auf die Störgrößenkompensation
an sich verzichtet werden. Es ist jedoch zu beachten, daß die
Störgröße (die innere Gegenspannung des Motors) sich im wesentlichen
proportional zur Drehfrequenz verhält, wodurch beim Verzicht
auf deren Kompensation sich der Integralanteil bei einer Drehzahländerung
jeweils dieser anpassen müßte, wodurch ein Einschwingvorgang
des gesamten Regelkreises angestoßen wird. Zweckmäßigerweise
wird man daher die Kompensation entsprechend der Beziehung
(44) beibehalten.
Die Vorsteuerung ist ebenfalls nicht mehr zur Vermeidung von
stationären Regelfehlern notwendig; zur dynamischen Entkopplung
ist sie wie in Gleichung (33) jedoch weiter notwendig. Da für
z=1 die Bedingung
Tw(1) = 1 (48)
aufgrund des Integralanteils KI′≠0 für jede (stabile) Wahl der
Reglerparameter erfüllt ist, kann der jetzt freie Parameter
KV′ zusätzlich zur Beeinflussung der Dynamik des Führungsverhaltens
verwendet werden.
Zur Dimensionierung der Parameter KP′, KI′, KV′ ist es zweckmäßig,
auf Darstellungen von Tw(z) und Te(z) mit Pol- und
Nullstellen überzugehen; d. h. für einen Regler mit Integralanteil
lauten die Beziehungen für die Übertragungsfunktion Tw und die
Störübertragungsfunktion Te:
Die aus der Rechentotzeit herrührende Polstelle z=0 tritt auch
hier in der Führungsübertragungsfunktion auf. Durch Koeffizientenvergleich
der Gleichungen (49) und (50) mit den Gleichungen
(34) und (35) lassen die erforderlichen Zusammenhänge zwischen
α₁, α₂, β₁, Vw, Ve und den Parametern KP′, KI′, KV′ herstellen:
α₁ α₂ = KI′-KP′ (51)
Durch Auflösen ergibt sich
Eine vorteilhafte Reglerdimensionierung ergibt sich aus der
Festlegung
α₂ = β₁ (59)
Dann kürzt sich in der Führungsübertragungsfunktion Tw(z) eine
Polstelle mit der Nullstelle und es resultiert
Es ergibt sich also ein Verhalten eines Verzögerungsgliedes 1. Ordnung
mit einem Schritt Totzeit, welches bei sprungförmigen Sollwertänderungen
nicht überschwingt. Damit liegt das gleiche
Führungsverhalten wie beim Reglerentwurf ohne Integralanteil
vor (vgl. Gleichung (45)).
Für die Wahl von α₁ gilt ähnliches wie im Fall der Regelung
ohne Integralanteil. Ein Wert von α₁ = 0,2 . . . 0,3 stellt eine
ähnliche vorteilhafte Wahl dar. Hier muß nun aber auch die Polstelle
α₂ festgelegt werden. Nach der Festlegung (59) äußert
sich diese nicht mehr im Führungsverhalten. Sie tritt aber in der
Störübertragungsfunktion entsprechend Gleichung (50) auf und
beeinflußt die Ausregelungen von Störungen, die durch die Störgrößenkompensation
nicht erfaßt werden. Dieser Dynamik kann
günstigerweise mit α₂ = 0,5 . . . 0,8 ein etwas langsameres
Verhalten gegeben werden als der Dynamik der Führungsübertragung.
Allein durch die Vorgabe von α₁ und α₂ sowie durch die Festlegung
(59) liegt jetzt die Dimensionierung der noch freien
Reglerparameter fest. Alle Entwurfsgrößen sind somit auf Vorgaben
an das Verhalten des geschlossenen Regelkreises zurückgeführt.
Durch die Symmetrie des Asynchronmotors können jeweils die
beiden orthogonalen Komponenten von Strömen, Spannungen und
Flüssen als Real- und Imaginärteil von komplexen Zeigern aufgefaßt
werden. Im Vorangegangenen wurde auch der Reglerentwurf
mit komplexer Rechnung durchgeführt. Das hat den Vorteil, daß
der eigentlich zwei Regelgrößen enthaltene Regelkreis formal als
Eingrößen-Regelkreis behandelt werden kann. Unmittelbare Folge
ist jedoch, daß zwangsläufig auch ein in den Komponenten im, il
(magnetisierende und drehmomentbildende Komponente des Stromes)
symmetrischer Regler entsteht. Ist beabsichtigt, dem Stromregelkreis
in der m-Richtung ein anderes Verhalten zu geben als in
der l-Richtung, muß die komplexe Rechnung aufgegeben und auf
ein reellwertiges Zweigrößensystem übergegangen werden. Die Strecke
wird dann durch die Matrix-Gleichung
j(k+1) = Γ(k) (ρi(k) + (k) + (k)) (61)
beschrieben, wobei die Vektoren i(k), (k) und (k) aus den Komponenten
bestehen. Analog zu der Drehung γ(k) nach der Gleichung (17)
wird hier die Drehung um den Differenzwinkel ΔϕΨ S durch die
reelle (2×2)-Matrix
ausgedrückt. Unter der Annahme eines konstanten Verdrehungswinkels
ΔϕΨ S(k) läßt sich die Matrixgleichung (61)
in den z-Bereich transformieren:
zi(z) = (ρi(z) + (z) + (z)) (64)
(zl-ρΓ) i(z) = Γ((z) + (z)) (65)
I ist die Einheitsmatrix. Hieraus kann die Streckenübertragungsmatrix
Gs(z) = (zl - ρΓ)-1 Γ (66)
abgeleitet werden (vgl. Gleichung 21). Die Reglerstruktur wird zwar
entsprechend Fig. 2 beibehalten, doch sind jetzt P, I, V jeweils
(2×2)-Matrizen in Form
Werden die vorangehend benutzten komplexen Reglerparameter der
Form
= r + ji (68)
in diese reelle (2×2)-Darstellung gebracht, ergibt sich
Hieran erkennt man deutlich, daß durch die der komplexen Rechnung
innewohnende Symmetrie der beiden Zeigerkomponenten eine
Reduktion der jeweils vier unabhängig wählbaren Reglerparameter
mm, ml, lm, ll auf nur noch zwei unabhängige Parameter
r und i stattfindet. Die Übertragungsmatrizen für Vorsteuerung
und Regler lauten also (vgl. Gleichung (22), (23))
GR = P + I l (z-1)-1 (70)
GV = V (71)
mit jeweils 4 unabhängig wählbaren Reglerparametern in den
Matrizen P, I, V.
Die Regelkreisgleichung besitzt formal gleiches Aussehen wie in
der komplexen Schreibweise entsprechend Gleichung (24):
Anders als bei der komplexen Rechnung, bei der das multiplikative
Kommutativgesetz gilt, dürfen jetzt Faktoren in Produkten
nur noch vertauscht werden, wenn sie Skalare sind. Werden
GS, GR, GV nach den Beziehungen (66), (70) und (71) eingesetzt,
erhält man
Die Multiplikation der Gleichung (74) von links mit
z(z-1) zl-ρΓ) ergibt:
Das führt nun zu
mit
Tw(z) = [z(z²]-z(I+ρΓ-ΓP)+ρΓ-ΓP+ΓI)]-1 (78)
Tw(z) = [z(z²]-z(I+ρΓ-ΓP)+ρΓ-ΓP+ΓI)]-1 (78)
[zΓ(P+V)+Γ(I-P-V)]
Te(z) = [z²l-z(l+ρΓ-ΓP)+ρΓ-ΓP+ΓI]-1 (z-1)Γ (79)
entsprechend den Gleichungen (27) und (28). Die Entkopplungsbedingung
stellt sich hier so dar, daß jede Koeffizientenmatrix
der Polynome in der Führungsübertragungsmatrix Tw(z)
Diagonalmatrix sein muß. Dann besitzt Tw(z) selbst Diagonalform
und die m- und l-Komponenten sind entkoppelt. Sind KI′,
KV′, KP′ Diagonalmatrizen der Form
so werden mit
= ΓT KI′ (81)
P = ρI+ΓTKP′ (82)
V = -ρI+ΓTKV′ (83)
die Entkopplungsbedingungen erfüllt, wie durch Einsetzen nachgeprüft
werden kann (zu beachten ist, daß die Inverse der
orthogonalen Matrix Γ gleich ihrer Transponierten ist. Γ¹ = ΓT):
Tw(z) = [z(z²l+z(KP′-I)+KI′-KP′)]-1 [z(KP′+KV′)+KI′-KP′-KV′] (84)
Die Diagonal-Führungsübertragungsmatrix Tw(z) kann nun in m-
und l-Richtung separiert werden:
Diese Führungsübertragungsfunktionen gleichen nun aber der bereits
früher hergeleiteten Gleichung (34), nur daß jetzt das Führungsverhalten
in m- und l-Richtung separat festgelegt werden kann.
Hierfür können die weiter oben durchgeführten Rechnungen über
die Festlegung der Pole des Führungsverhaltens herangezogen
werden, nur daß dabei zwischen Null- und Polstellen α1m, α2m, β1m
der m-Richtung und α1l, α2l, β1l der l-Richtung unterschieden
werden muß.
Insbesondere ist es auch möglich, eine Komponente nur als
Proportional-Regler und die andere mit einem integralen
Anteil zu versehen. Dies kann sinnvoll sein, wenn beispielsweise
ein dem Stromregler überlagerter Flußregler zwar bleibende
Regelfehler der m-Richtung ausgleicht, aber bei einem
drehmoment-gesteuerten Betrieb ein überlagerter integraler
Anteil in der l-Richtung fehlt, so daß der il-Regler selbst mit
einem integralen Anteil versehen werden sollte.
Der zeitdiskrete Regler ermittelt nach den zuvor festgelegten
Reglerparametern eine zeitdiskrete Stellgröße
(k) = η(k) = ηs ψ(k) (87)
in auf den Fluß der Asynchronmaschine bezogenen Koordinaten.
Um die tatsächliche Stellgröße zu ermitteln, muß durch eine
Drehtransformation wieder auf die Ständerkoordinaten der Asynchronmaschine
übergegangen werden:
s s = s ψ(k) exp (jϕψ s(k)) (88)
Es ist zu beachten, daß der Regler im Intervall k bereits die
Stellgrößen für das folgende Intervall k+1 berechnet und folglich
für die Drehtransformation der Flußwinkel ϕψ s für den kommenden
Zeitpunkt Tk+1 benötigt wird, welcher aber von dem Flußbeobachter
als Prädiktionswert zur Verfügung gestellt wird.
Die zeitdiskrete Stellgröße S S(k) muß nun aber in eine zeitkontinuierliche
Größe umgesetzt werden. Es ist eine Funktion
uS S(t) im Intervall tε (Tkj, Tk+1) zu finden, die S S(k) entsprechend
Gleichung (11) liefert. Hierbei müssen die möglichen
Schaltzustände des mit dem Asynchronmotor verbundenen Wechselrichters
berücksichtigt werden. Die Bestimmung von uS S(t) nach
dem Integral der Gleichung (11) ist jedoch rechentechnisch nicht
einfach. Gewöhnlich ist jedoch die Streuzeitkonstante τσ groß
gegenüber der Abtastzeit, so daß in der Gleichung (11) die Exponentialfunktion
exp [-(Tk+1-t)/τs] für
t∈(Tk, Tk+1) mit einiger Genauigkeit durch die Konstante 1 angenähert
werden kann. Dann wird aus der Gleichung (11):
Das heißt, der Mittelwert der zeitkontinuierlichen Spannung uS S(t) im
Intervall (Tk, Tk+1) soll gleich S S(k) sein. Genau dies ist der
Ausgangspunkt für eine entsprechend der DE-Patentanmeldung
P 42 41 647.7 betriebene Vektormodulation für die Ansteuerung
eines Pulswechselrichters, die die gewünschte Umsetzung eines
zeitlich diskreten, aber wertemäßig kontinuierlichen Spannungs-
Sollwerts in eine zeitliche Abfolge wertegemäß diskreter Schaltzustände
umsetzt.
Nach Gleichung (43) ist für die Störgrößenkompensation im Zeitbereich
(k) = -(k+1) = -ηs ψ(k+1) = -ηs S(k+1) exp (-jϕψ S(k+1)) (90)
zu setzen. Die um einen Schritt vorauseilende Störgröße soll vom
Flußbeobachter B als Prädiktionswert zur Verfügung gestellt werden.
Wie schon zuvor soll auch hier im Zusammenhang über die Gleichung
(12) zwischen der zeitkontinuierlichen Störgröße eS S(t) und der
zeitdiskreten Störgröße S S(k) die Exponentialfunktion durch 1 genähert
werden. Dadurch erhält man
Entsprechend der eingangs getroffenen Voraussetzung wird der
Läuferfluß während des Abtastintervalls
mit konstantem Betrag und konstanter Drehfrequenz angenommen:
ψR S(t) = ψR c(k+1) exp j(ϕψ S(k+1) + (t-Tk+1)ωψ S) (92)
Zusammen mit der Beziehung (5) ergibt sich also
Für kleine Winkeldifferenzen Δϕψ s kann der rechtsstehende
Quotient durch 1 genähert werden. Als eine etwas genauere
Näherung kann
abgeleitet werden. Da bei größeren Ständerfrequenzen teilweise
nur noch mit 6 Abtastungen je Grundschwingungsperiode gearbeitet
wird, kann Δϕψ s Werte bis zu 60° annehmen. In diesem
Fall ist es zweckmäßig, p(k) exakt nach Gleichung (93) zu bestimmen.
Verwendet man hier die Annahme, daß die Streuzeitkonstante groß
gegenüber der Abtastzeit ist, darf ρ nach Gleichung (10) durch
ersetzt werden. Werden gleichzeitig die Parameter KI′, KP′, KV′
wieder auf I, P, V und diese mit η nach Gleichung (10)
normierten Größen auf die eigentlichen Reglerparameter KI, KP,
KV zurückgeführt, ergeben sich die Gleichungen:
Beim Übergang von der komplexen Rechnung auf eine reelle
Darstellung ist γ-1 durch die trigonometrischen Funktionen
γ¹ = cos Δϕψ s(k) + j sin Δϕψ s(k) (99)
zu ersetzen, so daß z. B. KV entsprechend Gleichung (68) in
aufgespalten wird. Der weiter oben behandelte asymmetrische
Reglerentwurf führt entsprechend (exemplarisch für die Vorsteuerung) zu
Entsprechendes gilt für KP und KI.
Die in Fig. 1 gezeigte Regelungsstruktur verwendet einen Stromprädiktor,
der aus
- - dem zu einem bestimmten Zeitpunkt (k) erfaßten Stromistwert i(k),
- - der zu dem bestimmten Zeitpunkt (k) vorhandenen Stellgröße (k) für den Wechselrichter und
- - der ein Zeittaktintervall vor dem bestimmten Zeitpunkt (k) vorhandenen Meßwert der Stellgröße (k-1) des Wechselrichters
den nach einem an den bestimmten Zeitpunkt (k) anschließenden Zeittaktintervall
(k+1) fließenden Strom i(k+1) durch einen Schätzwert (k+1)
möglichst genau vorausbestimmt.
Da bei den prädizierten Stromwerten im allgemeinen mit Prädiktionsfehlern
zu rechnen ist, die in Gleichung (20) zunächst nicht berücksichtigt
worden sind, werden bei Verwendung der Struktur nach Fig. 1 stationäre
Prädiktionsfehler gerade als stationäre Regelfehler auftreten, da der
I-Anteil des Reglers Sollwerte mit den Prädiktionswerten vergleicht.
Fig. 3 zeigt eine Struktur des Stromregelkreises in Flußorientierung
zur Vermeidung der angesprochenen stationären
Regelfehler aufgrund von Prädiktionsfehlern.
Dabei dient entsprechend der Struktur nach Fig. 1 der vom
Prädiktor im Flußbeobachter B prädizierte Strom (k+1)
dem Regler für den Proportionalanteil als Regelgröße zum Vergleich
mit dem zu dem bestimmten Zeitpunkt (k) vorgegebenen
Sollwert iw(k) des Stromes. Hier jedoch wird dem Regler
für den Integralanteil in Abweichung von der Konzeption nach Fig. 1
der zu dem bestimmten Zeitpunkt (k) erfaßte Stromistwert
i(k) als Regelgröße zum Vergleich mit einer Führungsgröße zugeführt,
die dem vorgegebenen Sollwert iw(k-1) des Stromes zu
einem Zeitpunkt ein Zeittaktintervall vor dem bestimmten Zeitpunkt
(k) entspricht (realisiert durch das Zeitelement TT). Zur Bestimmung
des Vorsteuerungsanteils und für den P-Anteil dient dem Regler
weiterhin der zu dem bestimmten Zeitpunkt (k) vorgegebene
Sollwert iw(k) des Stromes.
In der Struktur nach Fig. 3 verarbeitet also nur noch für die
beabsichtigte hohe Dynamik der P-Anteil den Prädiktionswert,
während für den I-Anteil von dem nicht-prädizierten Istwert
ausgegangen wird. Bei idealer Prädiktion sind beide Strukturen
natürlich äquivalent.
Claims (13)
1. Verfahren zur zeitdiskreten Regelung des Stroms eines über einen Wechselrichter
gespeisten Asynchronmotors in läuferflußbezogenen Komponenten
mit einer taktweisen Sollwertvorgabe des Stroms, einer im gleichen
Zeittakt abtastenden Istwerterfassung des Stroms und Istwertaufbereitung
und einer durch die Regelung im gleichen Zeittakt bereitgestellten
Stellgröße für den Wechselrichter,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein Regler eingesetzt wird, der mit einem prädizierten Stromistwert
gespeist wird und der dem Reglergesetz
folgt, wobei
(k+1) eine normierte Reglerstellgröße des nächstfolgenden Zeittaktes,
(k+1) der Spannungssollwert für das nächstfolgende Zeitintervall k+1, wobei Lσ die Streuinduktivität des Motors ist und Tk+1, Tk+2 Anfangs- und Endzeitpunkt des k+1-Intervalls bezeichnen,
(k) eine Störgrößenkompensation,
iW(k) der Stromsollwert,
(k+1) ein durch einen Prädiktor um einen Schritt vorauseilender Schätzwert des Stromistwertes für den Zeitpunkt t = Tk+1,
eI(k) die integrale Regelabweichung
sind und diese Größen jeweils aus zwei Elementen entsprechend einer orthogonalen läuferflußbezogenen Darstellung von zweidimensionalen Vektoren (m- und I-Komponenten) bestehen, während die Größen V(k), P(k), I(k) jeweils im allgemeinen aus 4 Elementen bestehende, in einer (2×2)-Matrix angeordnete Regelparameter sind, die die Verstärkungen der Sollwertaussteuerung, der Proportional- und der Integralverstärkung des Reglers angeben.
(k+1) eine normierte Reglerstellgröße des nächstfolgenden Zeittaktes,
(k+1) der Spannungssollwert für das nächstfolgende Zeitintervall k+1, wobei Lσ die Streuinduktivität des Motors ist und Tk+1, Tk+2 Anfangs- und Endzeitpunkt des k+1-Intervalls bezeichnen,
(k) eine Störgrößenkompensation,
iW(k) der Stromsollwert,
(k+1) ein durch einen Prädiktor um einen Schritt vorauseilender Schätzwert des Stromistwertes für den Zeitpunkt t = Tk+1,
eI(k) die integrale Regelabweichung
sind und diese Größen jeweils aus zwei Elementen entsprechend einer orthogonalen läuferflußbezogenen Darstellung von zweidimensionalen Vektoren (m- und I-Komponenten) bestehen, während die Größen V(k), P(k), I(k) jeweils im allgemeinen aus 4 Elementen bestehende, in einer (2×2)-Matrix angeordnete Regelparameter sind, die die Verstärkungen der Sollwertaussteuerung, der Proportional- und der Integralverstärkung des Reglers angeben.
2. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der integrale Regelfehler nicht mit dem Stromprädiktionswert,
sondern mit dem flußorientierten Stromistwert i(k) nach
eI(k) = eI(k-1) + I(k) (iw(k-1) - i(k))gebildet wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß zur Entkopplung der beiden Komponenten des läuferflußbezogenen
Stromregelkreises die Reglerparameter
I(k) = ΓTKI′
P(k) = ρl + ΓTKP′
V(k) = -ρl + ΓTKV′gewählt werden, wobei KI′, KV′, KP′ Diagonalmatrizen sind, I die (2×2)-Einheitsmatrix ist, mit Δϕc(k) = ϕψ s(k+1)-ϕψ s(k), wobei ϕψ s(k) der Winkel des Läuferflusses gemessen vom Ständersystem zum Abtastzeitpunkt t = Tk ist, und mit RS und RR als Ständer- und Läuferwiderstand des Asynchronmotors ist.
P(k) = ρl + ΓTKP′
V(k) = -ρl + ΓTKV′gewählt werden, wobei KI′, KV′, KP′ Diagonalmatrizen sind, I die (2×2)-Einheitsmatrix ist, mit Δϕc(k) = ϕψ s(k+1)-ϕψ s(k), wobei ϕψ s(k) der Winkel des Läuferflusses gemessen vom Ständersystem zum Abtastzeitpunkt t = Tk ist, und mit RS und RR als Ständer- und Läuferwiderstand des Asynchronmotors ist.
4. Verfahren nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß ρ(k) durch
genähert wird.
5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß für die Diagonalelemente in den Diagonalmatrizen KI′, KV′, KP′
KIj′ = 0
KVj′ = 1
KPj′ = -α1jgewählt wird (j = m, l), wobei α1j unmittelbar das Einschwingverhalten des geschlossenen Regelkreises bestimmt und aus dem Wertebereich (0, 1) gewählt wird.
KVj′ = 1
KPj′ = -α1jgewählt wird (j = m, l), wobei α1j unmittelbar das Einschwingverhalten des geschlossenen Regelkreises bestimmt und aus dem Wertebereich (0, 1) gewählt wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß für Dead-Beat-Verhalten α1j = 0 gewählt wird.
7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß für beide Komponenten j = m, l unterschiedliche α1j vorgegeben
werden.
8. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß für die Diagonalelemente KI′, KV′, KP′
gewählt wird (j = m, l), wobei α1j und α2j die Polstellen und β1j
die Nullstellen des geschlossenen Regelkreises charakterisieren, die
direkt vorgegeben werden, und α1j und α2j aus dem Wertebereich
(0, 1) gewählt werden.
9. Verfahren nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, daß
β1j = α2jgewählt wird.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 9,
dadurch gekennzeichnet,
daß nur für eine Komponente die Stromreglerparameter entsprechend
Anspruch 5 gewählt und für die andere Komponente die Stromreglerparameter
entsprechend den Ansprüchen 8 oder 9 gewählt werden.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10,
dadurch gekennzeichnet,
daß für die Störgrößenkompensation
gewählt wird, wobei sich die beiden Komponenten der Störgrößenkompensation
ρ(k) aus dem Real- und dem Imaginärteil des obigen
Terms ergeben, und ωRS die auf das elektrische (mehrpolige)
System umgerechnete mechanische Winkelgeschwindigkeit des Motors,
R ψ(k+1) ein Schätzwert des Betrags des Läuferflusses zum Zeitpunkt k+1,
Δϕψ s ein Differenzwinkel (wie in Anspruch 3) und LR die Läuferinduktivität
des Motors sind.
12. Verfahren nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Größen für die Störgrößenkompensation von einem prädizierenden
Beobachtersystem zur Verfügung gestellt werden.
13. Verfahren nach Anspruch 11 oder 12,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Störgrößenkompensation durch
genähert wird.
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4310778A DE4310778C2 (de) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | Verfahren zur zeitdiskreten Regelung des Stromes eines über einen Wechselrichter gespeisten Asynchronmotors |
EP94250073A EP0617504B1 (de) | 1993-03-26 | 1994-03-24 | Verfahren zur zeitdiskreten Regelung des Stromes eines über einen Wechselrichter gespeisten Asynchronmotors |
DE59407201T DE59407201D1 (de) | 1993-03-26 | 1994-03-24 | Verfahren zur zeitdiskreten Regelung des Stromes eines über einen Wechselrichter gespeisten Asynchronmotors |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4310778A1 true DE4310778A1 (de) | 1994-09-29 |
DE4310778C2 DE4310778C2 (de) | 1995-02-09 |
Family
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Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE4310778A Expired - Fee Related DE4310778C2 (de) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | Verfahren zur zeitdiskreten Regelung des Stromes eines über einen Wechselrichter gespeisten Asynchronmotors |
DE59407201T Expired - Lifetime DE59407201D1 (de) | 1993-03-26 | 1994-03-24 | Verfahren zur zeitdiskreten Regelung des Stromes eines über einen Wechselrichter gespeisten Asynchronmotors |
Family Applications After (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE59407201T Expired - Lifetime DE59407201D1 (de) | 1993-03-26 | 1994-03-24 | Verfahren zur zeitdiskreten Regelung des Stromes eines über einen Wechselrichter gespeisten Asynchronmotors |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0617504B1 (de) |
DE (2) | DE4310778C2 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102007027827B4 (de) * | 2006-08-01 | 2016-02-11 | Sew-Eurodrive Gmbh & Co Kg | Antrieb und Verfahren |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102022201150A1 (de) | 2022-02-03 | 2023-08-03 | Volkswagen Aktiengesellschaft | Elektronisch kommutierte elektrische Maschine mit mehreren Teilmaschinen sowie Verfahren zum Betreiben einer solchen elektrischen Maschine |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0175154A2 (de) * | 1984-08-21 | 1986-03-26 | Hitachi, Ltd. | Verfahren zur Regelung eines durch einen Wechselrichter angesteuerten Induktionsmotors |
EP0490024A1 (de) * | 1990-12-11 | 1992-06-17 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Vektorsteuerung |
DE4129261C1 (en) * | 1991-08-30 | 1992-10-08 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt, De | Digital control of four quadrant regulating element connected to AC voltage mains transformer - sampling control magnitudes at frequency time that of semiconductor switch pulse frequency |
DE4241647C1 (de) * | 1992-12-05 | 1994-02-03 | Licentia Gmbh | Verfahren der Vektormodulation für die Ansteuerung eines Pulswechselrichters |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0349588A (ja) * | 1989-07-14 | 1991-03-04 | Omron Corp | 離散時間型acモータ制御装置 |
-
1993
- 1993-03-26 DE DE4310778A patent/DE4310778C2/de not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-03-24 DE DE59407201T patent/DE59407201D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-03-24 EP EP94250073A patent/EP0617504B1/de not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0175154A2 (de) * | 1984-08-21 | 1986-03-26 | Hitachi, Ltd. | Verfahren zur Regelung eines durch einen Wechselrichter angesteuerten Induktionsmotors |
EP0490024A1 (de) * | 1990-12-11 | 1992-06-17 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Vektorsteuerung |
DE4129261C1 (en) * | 1991-08-30 | 1992-10-08 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt, De | Digital control of four quadrant regulating element connected to AC voltage mains transformer - sampling control magnitudes at frequency time that of semiconductor switch pulse frequency |
DE4241647C1 (de) * | 1992-12-05 | 1994-02-03 | Licentia Gmbh | Verfahren der Vektormodulation für die Ansteuerung eines Pulswechselrichters |
Non-Patent Citations (3)
Title |
---|
Diss. ZIMMERMANN: "Dynamisch hochwertige Führung umrichtergespeister Asynchronmaschi- nen", 1987, Stuttgart * |
GABRIEL: "Mikrorechnergeregelte Asynchron- maschine" in Regelungstechnik, 1984, S.18-26 * |
THOMAS, BOIDIN: An Interwal Model Control Structure in Field Oriented Controlled V.S.I Induction motors in EPE, Florenz, 1991, S. 2-202 bis 2-207 * |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102007027827B4 (de) * | 2006-08-01 | 2016-02-11 | Sew-Eurodrive Gmbh & Co Kg | Antrieb und Verfahren |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0617504B1 (de) | 1998-11-04 |
DE4310778C2 (de) | 1995-02-09 |
DE59407201D1 (de) | 1998-12-10 |
EP0617504A1 (de) | 1994-09-28 |
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8120 | Willingness to grant licences paragraph 23 | ||
D2 | Grant after examination | ||
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8325 | Change of the main classification |
Ipc: E04B 1/58 |
|
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: DAIMLER-BENZ AKTIENGESELLSCHAFT, 70567 STUTTGART, |
|
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
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