DE4122057A1 - Rueckkopplungssteuerung zur verringerung der durch eine differenzverstaerkerstufe hervorgerufenen signalverzerrung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft die Beseitigung von Signalver­ zerrungen in einem Differenzverstärker, die durch die nichtlinearen Kennlinien der Emitter-Basis-Übergänge und der Kollektor-Basis-Übergänge der Eingangstransi­ storen des Differenzverstärkers verursacht sind.

Signalverzerrungen in einer Differenzverstärkerschal­ tung sind hauptsächlich durch die nichtlineare Charak­ teristik der Eingangstransistoren wie etwa von Ein­ gangstransistoren 2 und 3 in Fig. 2 die eine typische Differenzverstärker-Schaltungsstufe zeigt) verursacht. Eine Eingangsspannungsdifferenz zwischen e₁ und e₂ führt zu einer Differenz in den Emitter-Basis-Spannun­ gen der Transistoren 2 und 3, was unterschiedliche Ströme in diesen Transistoren hervorruft. Da die Tran­ sistor-Spannungs-Strom-Beziehung bzw. -Kennlinie der Transistoren 2 und 3 eher exponentiell als linear ist, stellen die unterschiedlichen Ströme in den Transisto­ ren 2 und 3 eine Hauptquelle der Verzerrungen dar. Das bedeutet, die Transistoren 2 und 3 arbeiten in wesent­ lich unterschiedlichen Bereichen ihrer identischen, nichtlinearen Strom/Spannung-Kennlinien. Dies führt zu Verzerrungen in dem anderweitig linearen Verhalten der Differenzverstärkerstufe 1. Wenn die Verstärkung der Stufe 1 ausreichend erhöht werden kann, kann die Größe der zwischen die Basen der Transistoren 2 und 3 ange­ legten Differenz-Eingangsspannung verringert werden, so daß die Transistoren 2 und 3 dann nahezu bei demselben Punkt ihrer jeweiligen identischen Spannungs/Strom- Kennlinien arbeiten und die Verzerrung erheblich redu­ ziert werden kann.

Fig. 1A zeigt die Übertragungskurve 7 der Differenz­ verstärkerstufe 1 gemäß Fig. 2. Bei kleinen Abweichun­ gen (d. h. 10 bis 15 Millivolt) von Δe_i (mit Δe_i=e₂-e₁) vom Ursprung der Übertragungskurve 7 ist die Kurve für kleine angelegte Differenzeingangsspan­ nungen ziemlich linear. Je größer die Abweichung wird, desto größer wird auch die Verzerrung. Beispielsweise führt eine große Differenzeingangsspannung von 30 Mil­ livolt zu einer Verzerrung von ungefähr 2% im Aus­ gangssignal e_o, wohingegen es generell wünschenswert ist, daß die Verzerrung im 0,1%-Bereich gehalten wird, was dann erzielt werden kann, wenn die Differenzein­ gangsspannung e₂-e₁ kleiner als mehrere Millivolt ist.

In ähnlicher Weise rufen Kollektor-Basis-Spannungs­ schwankungen der Eingangstransistoren 2 und 3 Verzer­ rungen hervor, da die identischen Strom/Spannungs-Kur­ ven der Transistoren 2 und 3 verhältnismäßig nichtli­ near bezüglich der Kollektor-Emitter-Spannung sind. Weiterhin sind die Kollektorübergangs-Kapazitäten der Transistoren 2 und 3 als Funktion der Kollektor-Basis- Spannung in hohem Maße nichtlinear. Die Kurve 8 in Fig. 1B stellt eine nichtlineare Kollektorstromkurve ei­ nes Transistors wie etwa der Eingangstransistoren 2 und 3 dar. Die Kurve 8 charakterisiert den "Widerstrebungs- bzw. Widerstandseffekt" (resistive effect) der Ein­ gangstransistoren 2 und 3. Die Steigung der Kollektor- Basis-Strom/Spannungs-Kennlinie gemäß Fig. 1B reprä­ sentiert die Ausgangsimpedanz des Transistors. Bei niedrigen Frequenzen werden kapazitive Effekte vermie­ den, so daß die Steigung gemäß Fig. 1B tatsächlich den Widerstandsabschnitt der Transistorausgangsimpedanz darstellt. Diese Kurve zeigt einen linearen Bereich, in dem Veränderungen der Spannung zu geringen Stromände­ rungen führen, was linearen Betrieb vermuten läßt bzw. diesem entspricht.

Allerdings ist zu dieser Niederfrequenz- oder Wider­ stands-Ausgangsimpedanz die kapazitive Impedanz der Kollektor-Basis-Übergangskapazität hinzugefügt. Diese Kapazität liegt parallel zur Widerstands-Ausgangsimpe­ danz und bewirkt gleichfalls Änderungen des Kollektor­ stroms. Bei Frequenzen oberhalb des Niederfrequenzbe­ reichs gemäß Fig. 1B fällt die positive Impedanz mit der Frequenz ab und übernimmt die Steuerung der Transistor-Ausgangsimpedanz. Diese Kapazität hat in ho­ hem Maße nichtlineare Spannungsempfindlichkeit, wodurch Ansprech-Nichtlinearität eingeführt wird.

In Fig. 1C zeigt die Kurve 9 die Beziehung zwischen der Kollektor-Basis-Übergangskapazität und der Kollek­ tor-Basis-Spannung für die Transistoren 2 und 3. Aus einem Vergleich der Fig. 1B und 1C ist ersichtlich, daß sich die Nichtlinearität von C_CB über den V_CB-Be­ reich, in dem die Kurve gemäß Fig. 1B linear ist, er­ streckt. Damit ist die Ausgangsimpedanz der bipolaren Transistoren bei anderen als niedrigen Frequenzen eine in hohem Maße nichtlineare Funktion der Kollektor-Ba­ sis-Spannung. Aufgrund dieser nichtlinearen Ausgangsim­ pedanz verändern sich die Kollektorströme gemäß Fig. 2 in nichtlinearer Weise, da bzw. wenn die Kollektor-Ba­ sis-Spannung variiert, um eine Ausgangsspannung zu un­ terstützen. Analoge Ergebnisse treten bei Transistoren auf, die von anderer Art als die hier dargestellten bi­ polaren Transistoren sind.

Um Verzerrungen auszumerzen, ist es wünschenswert, Spannungsschwankungen bei den Emitter-Basis-Übergängen und den Kollektor-Basis-Übergängen der Eingangstransi­ storen 2 und 3 auszuschalten oder "auszubalancieren" bzw. auszugleichen. Anders ausgedrückt ist es wün­ schenswert, simultan gleiche Spannungen an gleichen Übergängen während des Schaltungsbetriebs aufrechtzuer­ halten.

Der vielleicht nächstkommende Stand der Technik ist in der US-PS 48 97 611 beschrieben. Beim Gegenstand dieser Druckschrift wird versucht, die Quelle nichtlinearer Signalverzerrungen auszuschalten statt dieselben zu kompensieren. Allerdings ist der allgemeine Ansatzpunkt in zweierlei Hinsicht grundsätzlich unterschiedlich vom Ansatzpunkt vorliegender Erfindung. Bei dieser Druck­ schrift wird eine positive Rückkopplung eingesetzt, um ein Signal zu erzeugen, das das Verstärkungsfehlersi­ gnal einer Differenzverstärkerstufe entfernt bzw. be­ seitigt. Die erste Differenzstufe dient als Spannungs- Strom-Wandler. Die resultierenden Differenzströme wer­ den über Kaskodenelemente zu Eingangs-Feldeffekttransi­ storen der zweiten Stufe zugeführt, in der eine posi­ tive Rückkopplung durch Q₂₄ innerhalb der zweiten Dif­ ferenzstufe (die innerhalb der ersten eingebettet ist) bereitgestellt wird. Die eingebettete Differenzstufe ist derart ausgestaltet, daß sie jegliche Spannungsdif­ ferenz zwischen dem Drain von Q₁₃ und dem Drain von Q₁₁ überwacht. Der Strom in dem Drain von Q₂₄ wird zur ent­ gegengesetzten Seite der eingebetteten Differenzstufe geleitet. Q₂₃ und Q₂₄ empfangen dasselbe Eingangssi­ gnal, leiten aber Ströme zu entgegengesetzten Seiten der Differenzstufe, wodurch das Drain von Q₂₄ eine po­ sitive Rückkopplung bereitstellt. Hierdurch wird die rechte Seite der eingebetteten Differenzstufe dazu ver­ anlaßt, der linken Seite zu folgen. Die Spannung am Drain von Q₁₃ folgt der Spannung am Drain von Q₁₁, so daß irgendwelche durch Übergangskapazitäten von Q₁₁ hervorgerufenen Änderungen der Spannung von Veränderun­ gen der Übergangskapazität von Q₁₃ gefolgt werden.

Die angegebene Zielsetzung der US-PS 48 97 611 ist die Bereitstellung einer Differenzstufe mit erheblich ver­ besserter Spannungsverstärkung. Solche eine Verstärkung wird auch im Verlauf des vorstehend beschriebenen Be­ triebs erzielt. Es wird erreicht durch zwangsweises Halten des Differenz-Ausgangs der Stufe bei nahezu 0 Volt, ohne die Einzelanschluß-Ausgangsspannung zu redu­ zieren. Die positive Rückkopplung zwingt die Drain- Spannungen von Q₁₁ und Q₁₃ zu Folgeverhalten, wodurch sich die Differenzausgangsspannung der Stufe bis fast auf Null verringert. Dennoch bleibt die Einzelanschluß- Ausgangsspannung der Stufe für den Einsatz als letzter bzw. ausgangsseitiger Schaltungsausgang zur Verfügung. Durch die Differenzausgangsspannung nahezu bei Null wird für diese Stufe sehr niedrige Differenzeingangs­ spannung benötigt. Unter Beibehaltung des Einzelan­ schluß-Ausgangs resultiert eine hohe Verstärkung zwi­ schen dem kleinen Differenzeingangssignal und der Ein­ zelanschluß-Ausgangsspannung. Diese hohe Verstärkung entspricht theoretisch dem Produkt der Verstärkungen der beiden Differenzstufen. Allerdings kann die posi­ tive Rückkopplung zu Schaltungs-Oszillationen bzw. -Schwingungen und zu Zwischenspeicherverhalten führen. Um die positive Rückkopplung mit ausreichender Sicher­ heit einsetzen zu können, ist es notwendig, beträcht­ lich gegenüber den theoretischen Entwurfsgrenzen zu­ rückzubleiben. Selbst wenn keine Schwingungen und kein Zwischenspeicherverhalten auftreten, tendiert das Si­ gnal-Antwortverhalten zu einem Verhalten, das als "Klingeln" oder abfallende Schwingungen vor Stabilisie­ rung der Ausgangssignalpegel charakterisiert werden kann. Diese Methode verringert in effektiver Weise die Verzerrungen, die mit den Übergangskapazitäten von Q₁₃, Q₁₁, Q₂₀ und Q₁₇, die großen Signalschwankungen unter­ zogene Elemente hoher Ausgangsleistung bilden und die hauptsächliche Quelle der Verzerrungen darstellen, ver­ knüpft sind.

Es stellt deshalb eine Aufgabe der Erfindung dar, eine Differenzverstärkerstufe bereitzustellen, die in wirk­ samerer Weise als der Stand der Technik Verzerrungen, die durch Emitter-Basis-Spannungsschwankungen und Kol­ lektor-Basis-Spannungsschwankungen bei Eingangstransi­ storen der Differenzverstärkerstufe bedingt sind, ef­ fektiv verringern kann.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Differenzverstärkerstufe zu schaffen, die geringere Verzerrung und höhere Bandbreite als der nächstkommende Stand der Technik besitzt.

Darüber hinaus liegt der Erfindung die Aufgabe zu­ grunde, eine Differenzverstärkerstufe mit größerer Spannungsverstärkung als der nächstkommende Stand der Technik bereitzustellen.

Kurz gefaßt wird mit der Erfindung in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel eine Differenzverstärker­ schaltung mit niedriger Verzerrung bereitgestellt, die eine primäre Differenzschaltungsstufe mit ersten und zweiten Transistoren, die jeweils erste und zweite stromführende Elektroden und eine Steuerelektrode um­ fassen, und einer mit den ersten stromführenden Elek­ troden der ersten und zweiten Transistoren gekoppelten ersten Stromquelle aufweist. Ein erstes Lastelement ist mit der zweiten stromführenden Elektrode des zweiten Transistors gekoppelt. Eine sekundäre oder zweite Dif­ ferenzschaltungsstufe weist dritte und vierte Transi­ storen auf, die jeweils erste und zweite stromführende Elektroden und eine Steuerelektrode umfassen. Eine zweite Stromquelle ist mit den ersten stromführenden Elektroden der dritten und vierten Transistoren verbun­ den. Die Basiselektroden des dritten und vierten Tran­ sistors sind mit den zweiten stromführenden Elektroden des ersten bzw. zweiten Transistors gekoppelt. Ein zweites Lastelement ist mit der zweiten stromführenden Elektrode des vierten Transistors gekoppelt. Ein fünf­ ter Transistor weist erste und zweite, mit einem Ver­ sorgungsspannungsleiter bzw. der Steuerelektrode des dritten Transistors gekoppelte erste und zweite strom­ führende Elektroden auf. Eine Steuerelektrode des fünf­ ten Transistors ist mit der zweiten stromführenden Elektrode des vierten Transistors gekoppelt, wodurch die zweite Differenzschaltungsstufe die zweiten strom­ führenden Elektroden des ersten und zweiten Transistors bei gleichen Spannungen hält, um Verzerrungen aufgrund von Unterschieden zwischen den Spannungen zwischen der Steuerelektrode und der zweiten stromführenden Elek­ trode des ersten und zweiten Transistors zu verringern. Der fünfte Transistor erzeugt eine Verstärkung, die die zusammengefaßten Verstärkungen der ersten und zweiten Schaltungsstufen multipliziert, um eine Differenzein­ gangsspannung zu reduzieren, die zwischen den Steuer­ elektroden des ersten und zweiten Transistors für die Erzeugung einer vorbestimmten Ausgangsspannung an der stromführenden Elektrode des zweiten Transistors erfor­ derlich ist. In einem weiteren beschriebenen Ausfüh­ rungsbeispiel enthält die erste Lasteinrichtung einen sechsten Transistor mit einer mit einer Basis des fünf­ ten Transistors gekoppelten Basis und mit einem mit ei­ nem Kollektor des zweiten Transistors gekoppelten Kol­ lektor. Ein Widerstand ist zwischen einen Versorgungs­ spannungsleiter und die Emitter des fünften und sech­ sten Transistors gekoppelt oder geschaltet, um die Ver­ stärkung des Differenzverstärkers zu erhöhen. Erste und zweite Emitter-Degenerationswiderstände oder -Gegen­ kopplungswiderstände koppeln die zweite Stromquelle mit Emittern des dritten bzw. vierten Transistors, um die Verstärkung zu verringern und dementsprechend die Band­ breite der Differenzverstärkerschaltung geringer Ver­ zerrung zu vergrößern.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungs­ beispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild eines herkömmlichen Differenzverstärkers,

Fig. 1A bis 1C Schaubilder, die bei der Beschreibung von Eigenschaften der Eingangstransi­ storen einer Differenzverstärker­ schaltstufe dienlich sind,

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels der Er­ findung,

Fig. 4 ein schematisches Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Er­ findung,

Fig. 5 ein schematisches Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels der Er­ findung,

Fig. 6 ein schematisches Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Er­ findung und

Fig. 7 ein schematisches Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels der Er­ findung.

Der generelle Ansatz vorliegender Erfindung besteht in der Erzeugung einer sehr hohen Verstärkung in einer Differenzverstärkerstufe, so daß niedrige Differenzein­ gangsspannungen einen gewünschten Ausgangsspannungspe­ gel hervorrufen können, was zu einem Betrieb der Ein­ gangstransistoren wie etwa 2 und 3 gemäß Fig. 1 in li­ nearen, nahezu identischen Abschnitten ihrer Strom/ Spannung-Kennlinien führt. Weiterhin wird eine diffe­ rentielle Rückkopplungstechnik bzw. Differenz-Rückkopp­ lung eingesetzt, um die Kollektorspannungen beider Ein­ gangstransistoren zwangsweise bei identischen Spannun­ gen zu halten und hierdurch Auswirkungen der zuvor be­ schriebenen, mit den Kollektor-Basis-Übergängen der Eingangstransistoren wie etwa 2 und 3 in Fig. 2 ver­ knüpften Nichtlinearität zu beseitigen.

In Fig. 1 ist ein grundsätzliches Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung dargestellt. Dieses Ausführungs­ beispiel bildet einen Differenzverstärker 10 mit zwei NPN-Eingangstransistoren 2, 3, deren Emitter gemeinsam mit einer Stromquelle 4 verbunden sind. Eingangssignale e₁ und e₂ werden an die Basen der Transistoren 2 bzw. 3 angelegt. Der Kollektor des Transistors 2 ist mit der Basis eines NPN-Transistors 11 und mit dem Kollektor eines PNP-Transistors 16 verschaltet. Der Kollektor des Transistors 3 ist über eine Ausgangsleitung 5, auf der ein Ausgangssignal e_o erzeugt wird, mit der Basis eines NPN-Transistors 12 und mit einem Anschluß eines Wider­ stands 13 (mit einem Widerstandswert R₂) verbunden. Die Emitter der Transistoren 11 und 12 sind gemeinsam mit einer Stromquelle 15 verschaltet. Der Kollektor des Transistors 11 ist mit V+ verbunden. Der Kollektor des Transistors 12 ist über eine Leitung 17 mit der Basis des Transistors 16 und mit einem Anschluß eines Wider­ stands 14 (mit einem Widerstandswert R₁) verbunden. Der Emitter des Transistors 16 ist mit V+ verknüpft. An­ schlüsse der Widerstände 13, 14 sind mit V+ verbunden.

Die die Transistoren 2 und 3 enthaltende Differenzstufe wird als "primäre oder erste Differenzstufe 2, 3" und die die Transistoren 11 und 12 enthaltende Stufe als "sekundäre oder zweite Differenzstufe 11, 12" bezeich­ net.

Der vorstehend beschriebene Differenzverstärker 10 ver­ ringert die Verzerrung durch weitgehendes Entfernen von Differenzsignalen von den Übergängen der Transistoren 2 und 3. Die in die erste Differenzstufe 2, 3 "eingebet­ tete" zweite Differenzstufe 11, 12 ist derart verschal­ tet, daß eine Gegenkopplungssteuerung hoher Verstärkung bezüglich der Kollektorspannung des Transistors 2 er­ zielt wird. Diese Rückkopplung zwingt die Kollektor­ spannung des Transistors 2 dazu, exakt der Kollektor­ spannung des Transistors 3 zu folgen, da die Arbeits­ weise der zweiten Differenzstufe 11, 12 die an die Ba­ sen der Transistoren 11 und 12 angelegten Eingangsspan­ nungen auf gleichen Werten zu halten versucht. Die Kol­ lektoren der Transistoren 2 und 3 haben daher angepaßte bzw. übereinstimmende Stromverluste zu ihren bzw. be­ züglich ihrer nichtlinearen Impedanzen. Da kein Unter­ schied in diesen Verlusten vorliegt, wird folglich auch kein Differenzstrom zwischen den Kollektorströmen der Transistoren 2 und 3 erzeugt. Jeder derartige Diffe­ renzstrom würde eine Differenzspannung zwischen den Eingängen der ersten Differenzstufe erfordern. Wenn ein solcher Differenzstrom von nichtlinearen Impedanzen herrührt, ist die resultierende Eingangsspannung gleichfalls nichtlinear und stellt ein Verzerrungssi­ gnal dar. Durch Symmetrieren bzw. Ausgleichen der Kol­ lektorstromverluste zu nichtlinearen Impedanzen wird kein Differenzstrom hervorgerufen. Solche Stromverluste haben nun Gleichtakt-Natur statt differentieller bzw. Gegentakt-Natur und werden als solche aufgrund der Gleichtaktunterdrückung der ersten Differenzstufe 2, 3 unterdrückt. Eine Verzerrung aufgrund von Unterschieden der Kollektor-Basis-Spannungssignale der Transistoren 2 und 3 wird folglich aufgrund dieser Gleichtakt-Unter­ drückung beseitigt.

Verzerrungen aufgrund von Emitter-Basis-Spannungsverän­ derungen werden als Ergebnis einer stark erhöhten Schaltungsverstärkung der in Fig. 1 gezeigten Anord­ nung beseitigt. Die Gesamtverstärkung des Differenzver­ stärkers 10 ist so hoch, daß eine sehr kleine Diffe­ renzeingangsspannung e₂-e₁ erforderlich ist, um den gewünschten maximalen Wert von e_o hervorzurufen. Die Transistoren 2 und 3 haben deshalb virtuell bzw. im we­ sentlichen identische Ströme und arbeiten damit bei na­ hezu demselben Punkt ihrer identischen Strom-Spannungs- Kennlinien; der Betrieb oder Arbeitspunkt liegt sehr nahe beim Ursprung der Übertragungskurve gemäß Fig. 1A, bei dem die Kurve 7 verhältnismäßig linear ist. Diese durch Emitter-Basis-Signalspannungen hervorgeru­ fene Verzerrung wird als Ergebnis der stark erhöhten Schaltungsverstärkung unterdrückt.

Weiterhin wird bei vorliegender Erfindung eine Schal­ tungsverstärkung erzeugt, die wesentlich höher als die theoretische Verstärkung der bekannten Schaltung gemäß Fig. 1 ist. Die Spannungsverstärkung des Differenzver­ stärkers 10 gemäß Fig. 1 ist das Produkt aus den Ver­ stärkungen der beiden Differenzstufen, multipliziert mit der Verstärkung des Emitterschaltungs-Transistors 16. Der Transistor 16 dient als Last für den Transistor 2 und wird zusätzlich durch die zweite Differenzstufe getrieben und trägt weiterhin zur Verstärkung bei der Rückkopplungssteuerung bei. Diese Verstärkung ist g_m16 (R_o2 | | R_o16, wobei R_o2 und R_o16 die Ausgangswiderstände des Transistors 2 und des Transistors 16 bezeichnen. (Das Symbol "| |" bedeutet "parallel zu".) Die Spannungsverstärkungen der Differenzstufen betragen (g_m2 | | g_m3)R₂ und (g_m11 | | g_m12)R₁. Damit beträgt die Netto-Spannungsverstärkung für die Anordnung gemäß Fig. 2:

A = (g_m2 | | g_m3) (g_m11 | | g_m12)g_m16R₁R₂(R_o2 | | R_o16).

Die Verstärkung der Schaltung gemäß Fig. 1 ist auf­ grund der drei Verstärkungsstufen, statt zwei, be­ trächtlich höher als die der bekannten Schaltung gemäß US-PS 48 97 611.

In Fig. 3 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel 10A ge­ zeigt, bei dem der Lastwiderstand 13 des Transistors 3 durch einen PNP-Transistor 13A ersetzt ist. Die nicht­ lineare Ausgangsimpedanz des Transistors 13A gleicht den Effekt der nichtlinearen Ausgangsimpedanz des Tran­ sistors 16 aus. Genauer gesagt, erzeugt die nichtline­ are Ausgangsimpedanz des Transistors 13A ihre eigenen Verzerrungswirkungen, die den Verzerrungswirkungen der identischen nichtlinearen Ausgangsimpedanz des Transi­ stors 16 entgegenwirken. Die Basis des Transistors 16 kann alternativ auch durch eine feste Spannungsquelle vorgespannt werden. Die gezeigte Verbindung ist demge­ genüber aber einfach und trägt zur weiteren Spannungs­ verstärkung bei, die von der durch den Transistor 13A hervorgerufenen Mitkopplung zur Basis des Transistors 12 herrührt. Die Schaltung gemäß Fig. 3 ruft ein ge­ ringes Maß von Mitkopplung hervor, die in der die Tran­ sistoren 12 und 13A enthaltenden Schleife entsteht, ob­ wohl das Ausmaß der hierdruch erzielten Verstärkung mi­ nimal ist im Vergleich zum Ausmaß der Gegenkopplung zwischen e_o und e₁. Beispielsweise kann die Gegenkopp­ lungskomponente der Schaltung eine Verstärkungserhöhung von 68 dB hervorrufen, die durch zusätzliche, von der Mitkopplung der Schaltung herrührende 12 dB an Verstär­ kungsgewinn ergänzt wird. Normalerweise wird eine Mit­ kopplung vermieden, aber in diesem Fall ist die resul­ tierende zusätzliche Verstärkung klein (um einen Faktor von ungefähr 400 kleiner) im Vergleich zu der Verstär­ kung, die bereits durch die Gegenkopplung erzielt wird. Die insgesamt dominierende Gegenkopplung führt zu sehr viel höherem "Wohlverhalten" des Schaltungsbetriebs.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 4 dargestellt, bei dem ein Widerstand 21 zwischen die Emitter der Transistoren 16, 13A und V+ geschaltet und der Widerstand 14 direkt mit V+ verbunden ist. Die­ ses Ausführungsbeispiel führt zu erhöhter Schaltungs­ verstärkung, da die Transistoren 13A und 16 über ihre Emitter durch den Transistor 11 in Basisschaltung an­ gesteuert werden. Genauer gesagt, wird bei dieser Schaltung die Verstärkung vorteilhaft ausgenutzt, die am Kollektor des Transistors 11 erhältlich ist, um die Gesamtverstärkung der Schaltung zu erhöhen. Demgegen­ über ist der Kollektor bei den zuvor beschriebenen Aus­ führungsbeispielen einfach mit V+ verbunden. Gemäß Fig. F4 werden die Emitter der Transistoren 13A und 16 durch den Kollektor des Transistors 11 angesteuert, so daß die zur Verfügung stehende Verstärkung genutzt statt vergeudet wird. Dies führt nicht nur zu erhöhter Schaltungsverstärkung, sondern es wird auch durch Trei­ ben bzw. Ansteuern der Emitter der Transistoren 13A und 16 anstelle von deren Basen eine wesentlich höhere Bandbreite - wegen der gemeinsamen Basisansteuerung oder Basisschaltung der Transistoren 13A und 16 - er­ zielt. Der Kollektor des Transistors 12 steuert die Ba­ sen der Transistoren 13A und 16 an und treibt diese in Emitterschaltung-Betrieb mit geringerer Bandbreite. Al­ ternativ kann der Kollektor des Transistors 12 mit V+ Verbunden werden und die Transistoren 13A und 16 ledig­ lich über ihre Emitter durch den Kollektor des Transi­ stors 11 gesteuert werden, während die Basen der Tran­ sistoren 13A und 16 mit einer festen Vorspannung ver­ bunden sein könnten. Dieses Ausführungsbeispiel führt gleichfalls zu größerer Bandbreite aufgrund der Emit­ terschaltungsanordnung der Transistoren 13A und 16.

Das in Fig. 5 gezeigte Ausführungsbeispiel 10C der Er­ findung führt zu sogar noch größerer Bandbreite als die Schaltung gemäß Fig. 4, und zwar durch Hinzufügung von Emitter-Degenerationswiderständen bzw. -Rückkopplungs­ widerständen 22 und 23 in Reihe mit den Emittern der Transistoren 11 bzw. 12. Bei niedrigen Frequenzen ver­ ringern die Widerstände 22 und 23 die Verstärkung der zweiten Differenzstufe 11, 12, was zu höherer Bandbrei­ te führt. Bei höheren Frequenzen bewirkt eine Kapazität oder ein Kondensator 24 eine Bypassumgehung der Wider­ stände 22 und 23 zur Erhöhung des Verstärkungsfaktors, wodurch eine "Antwort-Nullstelle" gebildet wird, die so festgelegt werden kann, daß sie die zweite Polstelle der Differenzverstärkerstufe 10C auslöscht (hierbei sollte berücksichtigt werden, daß die Verstärkung einer Differenzstufe grob angenähert gleich der durch die Im­ pedanz der Emitterschaltungen dividierten Impedanz der Kollektorschaltungen oder A=Z_C/Z_E ist, wobei A die Ver­ stärkung der Differenzstufe, Z_C die Impedanz der Kol­ lektorschaltung und Z_E die Impedanz der Emitterschal­ tung bezeichnen. Gemäß Fig. 5 besitzt die zweite Stufe einen Emitterschaltungswiderstand Z_E von R₃+R₄, was die Niederfrequenz-Emitterschaltungsimpedanz einstellt bzw. festlegt. Die Verstärkung bei niedrigen Frequenzen be­ trägt damit A=Z_C/(R₃+R₄). Bei einer um einiges höheren Frequenz bildet der Kondensator 24 mit dem Widerstand (R₃+R₄) einen Pol, was zu einer Dämpfung (rolloff) der Emitterimpedanz führt. Der Nenner der Verstärkungs- Gleichung nimmt folglich mit der Frequenz ab. Dies be­ deutet, daß die Verstärkung A mit der Frequenz in der­ selben Rate, wie der Nenner abnimmt, zunimmt. Die an­ steigende Verstärkung ist ein Zeichen einer Antwort- Nullstelle in der Verstärkungsantwort bzw. im Verstär­ kungsverhalten. Ein Pol der Emitterschaltungsimpedanz ist somit eine Nullstelle für die Stufenverstärkung.)

Das in Fig. 6 gezeigte Ausführungsbeispiel 10D benutzt einen "Falt-Kaskoden-(folded cascode)"-Differenzver­ stärker, bei dem die Basen der Transistoren 2 und 3 mit fester Vorspannung 25 verbunden sind. Ein Differenzver­ stärker enthält PNP-Transistoren 26 und 27, eine Strom­ quelle 28 und Lastwiderstände 31 und 32. Eingangssi­ gnale e₁ und e₂ werden an die Basen der Transistoren 26 bzw. 27 angelegt. "Zwischen"-Ausgangssignalströme in Leitungen 33 und 34 werden direkt zu den Emittern der Transistoren 2 bzw. 3 geführt, und zwar in Reaktion auf das Differenzsignal e₂-e₁. Die Transistoren 2 und 3 wirken als Kaskoden-Transistoren, die durch die Span­ nungsquelle 25 vorgespannt sind. Eine sehr niedrige Emitterimpedanz der Transistoren 2 und 3 wird den Kol­ lektoren der Transistoren 26 und 27 dargeboten und führt zu sehr kleinen Signalveränderungen der Emitter der Transistoren 2 und 3. Die gemeinsame Basisverschal­ tung der Transistoren 2 und 3 bewirkt eine sehr hohe Bandbreite. Die Schaltung 10D gemäß Fig. 6 erlaubt die Erzielung einer Verstärkung von 100 dB bei einer Fre­ quenz von 10 Mhz bei Einsatz des billigsten durch die Anmelderin verwendeten Herstellungsverfahrens zur Her­ stellung monolithischer integrierter Analogschaltungen. Dieses Leistungsvermögen dürfte sehr eindrucksvoll sein.

Das Ausführungsbeispiel 10E gemäß Fig. 7 arbeitet im wesentlichen identisch wie das Ausführungsbeispiel 10D gemäß Fig. 6. Bei den Fig. 6 und 7 liegen analoge Vorspannungs- und Signal-Bedingungen vor. Hinsichtlich Vorspannungsbedingungen ist die Schaltung gemäß Fig. 7 identisch mit der gemäß Fig. 6, mit der Ausnahme, daß die Punkte der Festvorspannung und der Verzerrungskor­ rekturansteuerung ausgetauscht sind. Gemäß Fig. 6 er­ zeugt die Vorspannung V_B verhältnismäßig feste bzw. gleichbleibende Spannungen am Widerstand 31 (R₅) und am Widerstand 32 (R₆). Die resultierenden Widerstands­ ströme werden über die Transistoren 2 bzw. 26 und die Transistoren 3 bzw. 27 zugeführt. Die Vorspannungs­ ströme in den Transistoren 26 und 27 sind durch eine Stromquelle 28 festgelegt. Damit müssen die Ströme über die Transistoren 2 und 3 zugeführt werden, um einen Un­ terschied in den Strömen in R₅ und R₆ hervorzurufen. Durch die durch diese Transistoren gezogenen resultie­ renden Ströme werden die Transistoren 11 und 12 stimu­ liert bzw. gesteuert, wodurch die zweite Stufe zum An­ legen geeigneter Treibersignale an die Transistoren 13A und 16 veranlaßt wird. Die letzteren Transistoren stel­ len dann die von den Transistoren 2 und 3 geforderten Ströme bereit.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 7 sind die festgelegten und gesteuerten Vorspannungssteuerungen umgekehrt. Stromquellen 37 und 39 stellen die Quelle für feste Vorspannung bzw. Voreinstellung der Kaskodenseite der Stufe dar. Diese Stromquellen stimulieren bzw. steuern die Transistoren 11 und 12, wodurch die zweite Stufe zum Ansteuern der Kaskoden-Transistoren 2 und 3 veran­ laßt wird. Die letzteren Transistoren nehmen dann die durch die Stromquellen 37 und 39 zugeführten Ströme auf und führen diese Ströme den Widerständen R₅ und R₆ zu. Diesen Widerständen werden weiterhin Ströme von den Transistoren 26 und 27 in der gleichen Weise zugeführt, wie dies zuvor anhand Fig. 6 beschrieben wurde.

Unter Signalzuständen, d. h. beim Anlegen von Signalen, bewirkt die durch die zweite Stufe hinzugefügte Ver­ stärkung wiederum eine starke Verringerung des Ein­ gangssignals der ersten Stufe. Dies bewirkt seinerseits eine starke Verringerung des Unterschieds der Ströme in den Transistoren 26 und 27. Bei der Schaltung gemäß Fig. 6 werden die Signalströme der Transistoren 26 und 27 über die Transistoren 2 und 3 zugeführt, um die Ba­ sen der Transistoren 11 und 12 zu treiben. Jeder Unter­ schied in diesen Signalströmen muß durch die Basen der Transistoren 11 und 12 absorbiert bzw. aufgenommen wer­ den, da die Transistoren 13A und 16 gleiche Ströme zu diesen gleichen Basen zuführen. Für die Transistoren 13A und 16 ist ein sehr geringer Unterschied im Basis­ strom erforderlich, um die Ausgangsspannung e_o zu er­ zeugen. Folglich wird nur ein sehr kleines Signal e₁-e₂ benötigt, um den Basisstromunterschied für die Transi­ storen 11 und 12 bereitzustellen und hierdurch e_o zu unterstützen.

Ein ähnliches Signalverhalten tritt bei der Schaltung gemäß Fig. 7 auf. Die Ströme der Transistoren 26 und 27 fließen wiederum über die Transistoren 2 und 3, wo­ bei diese Ströme die Basen der Transistoren 11 und 12 treiben. Jeder Unterschied in diesen Strömen muß durch die Basen der Transistoren 11 und 12 absorbiert bzw. aufgenommen werden, da die Stromquellen 37 und 39 die­ sen gleichen Basen gleiche Ströme zuführen. Für die Transistoren 11 und 12 ist somit wiederum nur ein klei­ ner Basisstromunterschied erforderlich, um e_o auszubil­ den.

Im Unterschied zur Schaltung gemäß Fig. 6, bei der an die Basen der Transistoren 2 und 3 eine feste Vorspan­ nung angelegt ist, wird bei der Schaltung gemäß Fig. 7 über die Stromquellen 37 bzw. 39 eine feste Vorspannung bzw. Vorerregung an die Kollektoren der Transistoren 2 bzw. 3 angelegt. Statt Lasten der Transistoren 2 und 3 zu treiben, werden die Basen und Emitter der Transisto­ ren 2 und 3 getrieben bzw. angesteuert. Dies ist eine alternative Anordnung, von der gleiches Verhalten wie bei der Schaltung gemäß Fig. 6 erwartet werden kann. Ein Vorteil hinsichtlich der Designauslegung könnte darin bestehen, daß die Stromquellen I₂, I₃ und I₄ der Stromquelle I₁ folgen (track) könnten. Darüber hinaus erlaubt die Schaltung gemäß Fig. 7 die Umkehrung des Leitungstyps der Transistoren 11 und 12, so daß der Vorteil unterschiedlicher Transistoreigenschaften aus­ genutzt werden kann.

Die durch die Transistoren 2 und 3 gebildete Differenz­ stufe dient dazu, die Kollektoren der Transistoren 2 und 3 auf dasselbe Potential zu zwingen. Dies würde auch für die Transistoren zutreffen, die zur Erzeugung der Stromquellen I₃ und I₄ eingesetzt werden. Die nichtlineare Impedanz dieser Elemente würde ausglei­ chende Wirkung in der Schaltung aufgrund der Tatsache hervorrufen, daß das differentielle Treiben bzw. die differentielle Ansteuerung die Kollektoren der Transi­ storen 2 und 3 auf dasselbe Potential zwingt. Dies be­ wirkt es bezüglich des Kollektors des die Basen der Transistoren 2 und 3 treibenden Transistors 12 und des Kollektors des die Emitter-Rückführung (emitter return) für die Transistoren 2 und 3 treibenden Transistors 11.

Die Erfindung unterscheidet sich vom Gegenstand der US-PS 48 97 611 durch Erzielung eines Schaltungs-Ver­ stärkungsfaktors, der gleich dem Produkt der Verstär­ kungsfaktoren der beiden ineinander verschachtelten Differenzstufen multipliziert mit dem Verstärkungsfak­ tor eines weiteren Transistors ist, wodurch effektiv drei Verstärkungsstufen in einer Differenzstufe vorhan­ den sind. Vorliegende Erfindung bringt deshalb be­ trächtlich höhere Verstärkung und damit verknüpfte Ver­ ringerung der durch unterschiedliche Emitter-Basis- Übergangsspannungen der Eingangstransistoren erzeugten Verzerrung, als es beim nächstkommenden Stand der Tech­ nik erzielbar ist. Weiterhin unterscheidet sich vorlie­ gende Erfindung vom Gegenstand der OS-PS 48 97 611 durch Bereitstellung einer Schaltungssteuerung, die primär über die Steuerung der negativen anstelle der positiven Rückkopplung erfolgt. Einige Ausführungsbei­ spiele der Erfindung sind mit einer Rückkopplung verse­ hen, die eine verhältnismäßig geringe Mitkopplungskom­ ponente enthält und sich "wohl verhält", d. h. gutes Verhalten zeigt, und es ist nicht erforderlich, daß die Schaltungsauslegung sich von theoretischen Parameter­ grenzen entfernt.

Claims (9)

1. Differenzverstärkerschaltung mit geringer Verzer­ rung, mit folgenden Merkmalen:

• a) einem ersten (2) und einem zweiten (3) Transistor einer ersten Differenzschaltungsstufe und einer Einrichtung zum Anlegen eines Differenz-Eingangs­ signals zwischen Steuerelektroden des ersten und des zweiten Transistors,
• b) einer Einrichtung (11, 12) zum Anlegen ei­ nes von der ersten Differenzschaltungsstufe erzeugten Differenz-Ausgangssignals zwischen Steuerelektroden ei­ nes dritten und eines vierten Transistors einer zweiten Differenzschaltungsstufe und
• c) einer Einrichtung zum Anlegen eines von der zweiten Differenzschaltungsstufe erzeugten Aus­ gangssignals an eine Steuerelektrode eines fünften Transistors (16) mit einer mit einer Versorgungsspan­ nungsleitung verbundenen ersten stromführenden Elek­ trode und einer mit den Steuerelektroden des dritten oder vierten Transistors gekoppelten zweiten stromfüh­ renden Elektrode, um im wesentlichen gleiche Spannungen an den zweiten stromführenden Elektroden des ersten und zweiten Transistors beizubehalten.

2. Differenzverstärkerschaltung mit geringer Verzer­ rung, mit folgenden Merkmalen:

• a) einer ersten Differenzschaltungsstufe mit einem ersten und einem zweiten Transistor (2, 3), die jeweils erste und zweite stromführende Elektroden und eine Steuerelektrode aufweisen, einer mit den ersten stromführenden Elektroden des ersten und des zweiten Transistors gekoppelten ersten Stromquelle (4) und ei­ ner mit der zweiten stromführenden Elektrode des zwei­ ten Transistors gekoppelten ersten Lasteinrichtung (13),
• b) einer zweiten Differenzschaltungsstufe mit einem dritten und einem vierten Transistor (11, 12), die jeweils erste und zweite stromführende Elektroden und eine Steuerelektrode aufweisen, einer mit den er­ sten stromführenden Elektroden des dritten und vierten Transistors gekoppelten zweiten Stromquelle (15), einer Einrichtung zum Koppeln der Basiselektroden des dritten und vierten Transistors mit den zweiten stromführenden Elektroden des ersten bzw. zweiten Transistors und ei­ ner mit den zweiten stromführenden Elektroden des vier­ ten Transistors gekoppelten zweiten Lasteinrichtung (14),
• c) einem fünften Transistor (16) mit ersten und zweiten, mit einer Versorgungsspannungsleitung bzw. der Steuerelektrode des dritten Transistors (11) gekop­ pelten stromführenden Elektroden und einer mit der zweiten stromführenden Elektrode des vierten Transi­ stors (12) gekoppelten Steuerelektrode,

wobei die zweite Differenzschaltungsstufe die zweiten stromführenden Elektroden des ersten und zweiten Tran­ sistors bei im wesentlichen gleichen Spannungen hält, um eine Verzerrung aufgrund von Unterschieden in den Spannungen zwischen der Steuerelektrode und der zweiten stromführenden Elektrode des ersten und zweiten Transi­ stors zu verringern, und wobei der fünfte Transistor eine Verstärkung bewirkt, die die kombinierten Verstär­ kungen der ersten und zweiten Differenzschaltungsstufen multipliziert, um eine zwischen den Steuerelektroden des ersten und zweiten Transistors für die Erzeugung einer vorbestimmten Ausgangsspannung an der stromfüh­ renden Elektrode des zweiten Transistors erforderliche Differenzeingangsspannung zu reduzieren.

3. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 2, da­ durch gekennzeichnet, daß der erste, zweite, dritte, vierte und fünfte Transistor bipolare Transistoren sind.

4. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 3, da­ durch gekennzeichnet, daß der erste, zweite, dritte und vierte Transistor NPN-Transistoren sind und der fünfte Transistor ein PNP-Transistor ist, und daß die ersten stromführenden Elektroden Emitter, die zweiten strom­ führenden Elektroden Kollektoren und die Steuerelektro­ den Basen sind.

5. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 4, da­ durch gekennzeichnet, daß die erste Lasteinrichtung einen sechsten Transistor aufweist, der eine mit der Basis des fünften Transistors gekoppelte Basis und einen mit dem Kollektor des zweiten Transistors gekop­ pelten Kollektor umfaßt.

6. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 5, ge­ kennzeichnet durch erste und zweite Widerstände, die Emitter-Degenerations- oder -Rückkopplungswiderstände bilden und die zweite Stromquelle mit den Emittern des dritten bzw. vierten Transistors koppeln, um die Ver­ stärkung zu verringern und dementsprechend die Band­ breite der Differenzverstärkerschaltung zu erhöhen.

7. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 6, ge­ kennzeichnet durch einen Hochfrequenz-Bypass-Kondensa­ tor (24), der zwischen die Emitter des dritten und vierten Transistors geschaltet ist, um eine Bypassfunk­ tion zur Umgehung des ersten und zweiten Widerstands bei hohen Frequenzen auszuüben und somit eine Null­ stelle bei einer vorbestimmten Frequenz des Frequenz- Antwortverhaltens der Differenzverstärkerschaltung zu erzeugen.

8. Verfahren zum Betreiben einer Differenzverstär­ kerschaltung für die Erzielung geringer Verzerrung, mit folgenden Schritten:

• a) Anlegen eines Differenzeingangssignals zwischen Steuerelektroden von ersten und zweiten Tran­ sistoren einer ersten Differenzschaltungsstufe,
• b) Anlegen eines von der ersten Differenz­ schaltungsstufe erzeugten Differenzausgangssignals zwi­ schen Steuerelektroden von dritten und vierten Transi­ storen einer zweiten Differenzschaltungsstufe, und
• c) Anlegen eines durch die zweite Differenz­ schaltungsstufe erzeugten Ausgangssignals an eine Steuerelektrode eines fünften Transistors (16) mit ei­ ner ersten stromführenden Elektrode, die mit einer Ver­ sorgungsspannungsleitung gekoppelt ist und einer mit den Steuerelektroden des dritten oder vierten Transi­ stors gekoppelten zweiten stromführenden Elektrode, um im wesentlichen gleiche Spannungen an den zweiten stromführenden Elektroden des ersten und zweiten Tran­ sistors beizubehalten.