DE3736105C1 - Verfahren zur Abtrennung eines periodischen zeitlich äquidistant amplitudengetasteten Signals - Google Patents
Verfahren zur Abtrennung eines periodischen zeitlich äquidistant amplitudengetasteten SignalsInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine
Schaltungsanordnung gemäß Oberbegriff Patentanspruch 1 bzw. 10; sie
beschäftigt sich mit dem Problem, nach der gemeinsamen Übertragung eines
periodischen zeitlich äquidistant amplitudengetasteten Signals zusammen
mit einem Nachrichtensignal das periodische Signal im Empfänger
wiederzugewinnen. Dieses Problem kann sich beispielsweise bei einer
sogenannten "Direct-Sequence-Spread-Spectrum"-Übertragung stellen. Diese
Art der Nachrichtenübertragung wird u. a. in dem Buch von R. C. Dixon
"Spread-Spectrum-Systems", New York, John Wiley and Sons, 1976
beschrieben. Hierbei wird im Sender das zu übertragende Signal m(t)
multiplikativ mit einem sogenannten Spreizcode c(t), einem periodisch
wiederholten zweistufigen Pseudozufallssignal mit vergleichsweise großer
Frequenzbandbreite, verknüpft. Diese Operation, eine Modulation mit dem
Spreizcode c(t) als Trägersignal, wird meist als (Ver-)Spreizung
bezeichnet. Im Empfänger muß zur Wiedergewinnung des Signals m(t) eine
geeignete Demodulation, die sogenannte Entspreizung durchgeführt werden.
Hierzu muß das empfangene oft stark gestörte Signal phasenkohärent mit
einer Kopie (t) des Sendespreizcodes multipliziert werden. Nach dem
Stand der Technik erfolgt die Bereitstellung der Codekopie durch einen
lokal im Empfänger vorhandenen Codegenerator, wobei die Phasenlagen des
Codes und des empfangenen Signals mit Hilfe einer
Synchronisationsschaltung einander angeglichen werden, so daß
(t) = c(t) wird. Wegen c(t) · c(t) = konstant wird daher der Code im
Empfangssignal eliminiert, so daß im Idealfalle eine Schätzung
(t) = m(t) für das zu übertragende Signal gewonnen werden kann.
Andere Arbeiten haben zum Ziel, den Spreizcode direkt aus dem
Empfangssignal e(t) abzutrennen. In der Dissertation von K. H. Annecke
"Enscheidungsunterstützte Synchronisationsverfahren für breitbandige
Trägersignale", RWTH Aachen, 1980 wird hierfür eine "kohärente
Spreizcodeaddition", kurz KA genannt, verbunden mit einem ersten
Spreizcodeschätzer, vorgeschlagen. Der erste Spreizcodeschätzer hat die
Aufgabe, aus dem Empfangssignal, das im Falle eines additiv überlagerten
Störsignals n(t) durch
e(t) = m(t) · c(t) + n(t)
gegeben ist, eine erste "grobe", im allgemeinen stark fehlerbehaftete
Spreizcodeschätzung (t) abzuleiten. Diese Spreizcodeschätzung wird
anschließend mit Hilfe des Bausteins KA in eine praktisch fehlerfreie
Spreizcodeschätzung (t) verwandelt, mit der dann letztendlich das
empfangene Signal entspreizt werden kann. Nach der zuvor zitierten
Dissertation sind unterschiedliche analoge und digitale
Ausführungsformen für die KA bekannt, auch solche, die für Spreizcodes
vorgesehen sind, die sich multiplikativ aus mehreren Teilcodes
zusammensetzen. Allen diesen KA-Realisationen ist jedoch gemeinsam, daß
jeweils eine stark fehlerbehaftete Eingangscodeschätzung (t) in eine
weniger fehlerbehaftete Codeschätzung (t) gewandelt wird.
Je nach Art des zu übertragenden Nachrichtensignals m(t) und der
Charakteristik des Störsignals kann sich jedoch die Gewinnung der ersten
Spreizcodeschätzung (t) sehr schwierig gestalten. Beispielsweise könnte
man bei einem weitgehend beliebigen frequenzmodulierten Bandpaß-Signal
m(t) = cos (ωot + ωi(t) · t),
falls man im Empfänger bereits eine gute Schätzung (t)≈m(t) besitzt,
durch Multiplikation mit ihr das Signal
z(t) = e(t) · 2 (t) ≈ e(t) · 2 m(t)
≈ c(t) + c(t) cos (2(ωo + ωi(t))t) + 2n(t) cos (ωot + ωi(t)t)
≈ c(t) + c(t) cos (2(ωo + ωi(t))t) + 2n(t) cos (ωot + ωi(t)t)
gewinnen, das schließlich durch Unterdrückung der Signalanteile bei der
einfachen und doppelten "Trägerfrequenz" mit Hilfe eines geeigneten
Tiefpaßfilters in
übergehen würde. Da jedoch (t) als Voraussetzung für die Erzeugung von
(t) angesehen werden muß, umgekehrt aber auch (t) nur dann durch
Entspreizung aus dem Empfangssignal e(t) gewonnen werden kann, wenn der
Spreizcode (t) bereits vorliegt, so führen derartige Lösungsansätze im
allgemeinen zu stark verkoppelten Regelkreisen, deren Stabilität und
Aquisitionsfähigkeit problematisch werden.
Der vorliegenden Erfindung lag deshalb die Aufgabe zugrunde, ein
Verfahren und eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art
anzugeben, die in der Lage sind, mit relativ aufwandsarmen Mitteln aus
einem Empfangssignal ein periodisches, zeitlich äquidistant
amplitudengetastetes Signal mit hoher Schätzgenauigkeit zu gewinnen.
Diese Aufgabe wurde gelöst durch die kennzeichnenden Merkmale der
Ansprüche 1 bzw. 10. Die Unteransprüche geben vorzügliche
Weiterbildungen und Ausgestaltungen an.
Die Vorteile der vorliegenden Erfindung liegen darin, daß mit
verhältnismäßig unaufwendigen Mitteln eine Abtrennung eines
periodischen, zeitlich äquidistant amplitudengetasteten Signals aus
einem Empfangssignal mit hoher Schätzgenauigkeit ermöglicht wird und
dies ohne stark verkoppelte Regelkreise, deren Stabilität und
Aquisitionsfähigkeit mit zunehmender Kopplung nachläßt.
Bei der vorliegenden Erfindung wird der Schätzer für (t) durch einen
wesentlich einfacher zu realisierenden Schätzer für die Änderungen in
der Hüllkurve des empfangenen Signals, bzw. für den Betrag dieser
Änderungen, der durch
beschrieben werden kann, ersetzt. Die Zeit T, im folgenden als
Spreizcodetakt bezeichnet, ist hierbei die konstante Zeitdauer eines
einzelnen Codeelementes. Es ist unmittelbar einsichtig, daß auch dieses
Schätzsignal wegen seiner unveränderten Periodizität durch den
KA-Baustein in ein weniger fehlerhaftes Schätzsignal
verwandelt wird. Im folgenden seien diese beiden Schätzsignale, die
offensichtlich Änderungen zwischen aufeinanderfolgenden Codeelementen
anzeigen, als Differenzcode-Schätzungen bezeichnet. Setzt man einen
Anfangswert (t = 0) = c(t = 0) voraus, so lassen sich alle zeitlich
folgenden Codeelemente wegen c(t) · c(t) = 1 zu
(t) ≈ c(t) = c(t) · [c(t-T) · c(t-T)]
≈ (t) [(t-T) · (t-T)], t < 0
≈ (t) [(t-T) · (t-T)], t < 0
berechnen. Dies bedeutet, daß eine im folgenden als
Differenzcode-Decoder bezeichnete Schaltungsanordnung, die die genannte
Operation durchführt, das Ausgangssignal der KA in die gewünschte
Spreizcodeschätzung (t) überführen kann.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren näher erläutert.
Es zeigen
Fig. 1 das Blockschaltbild der Gesamtanordnung,
Fig. 2 zur näheren Erläuterung der Funktion der Gesamtanordnung
Beispiele für die Signale in dieser Anordnung,
Fig. 3 eine erfindungsgemäße Anordnung für die Anwendung auf ein
empfangenes Direct-Sequence-Spread-Spectrum-Signal, wobei in der ersten
Spreizcodeschätzung die Kettenschaltung aus Hüllkurvenwandler B8 und
Hüllkurvendemodulator B9 gemäß Anspruch 5 verwendet wird, für den
Differenzcode-Decoder die modifizierte Schaltung gemäß Anspruch 8
eingesetzt ist, und die Verschaltung der möglichen Varianten der
Taktableitung B7 bzw. B12 mit dem Restsystem durch gestrichelte
Signalpfeile gekennzeichnet ist,
Fig. 4 Beispiele von Signalen der Gesamtanordnung, wobei sie für die
Abtrennung des Spreizcodes aus einem empfangenen Spread-Spectrum-Signal
verwendet wird,
Fig. 5 die Delay-locked-Loop-Schaltung für die Taktableitung nach
Anspruch 4,
Fig. 6 ein Beispiel für den Hüllkurvendemodulator,
Fig. 7 drei Realisierungsbeispiele für die Pegelregelung zur ersten
Schätzeinrichtung und
Fig. 8 eine Realisierung des modifizierten Differenzcode-Decoders nach
Anspruch 11.
Das empfangene Signal
e(t) = m(t) * c(t) + n(t)
entsteht durch die sendeseitige Verknüpfung eines Nachrichtensignals
m(t) mit einem Codesignal c(t), die nicht notwendigerweise
multiplikativ sein muß, und einer zusätzlichen Störung n(t). Der Code
wird als getaktetes periodisches Signal mit Amplitudentastung
vorausgesetzt.
Bei jeder Amplitudentastung soll c(t) sprungartig einen neuen
Amplitudenwert annehmen. Für m(t) und n(t) sind sprungförmige
Amplitudenänderungen nicht erlaubt.
Fig. 2 zeigt mit e(t) ein Beispiel für ein gestörtes Empfangssignal
mit sprungförmigen Amplitudentastungen. Mit Hilfe eines prinzipiell
bekannten Hüllkurvendemodulators (vgl. z. B. "Signalübertragung,
Einführung in die Theorie der Nachrichtenübertragungstechnik",
Springer-Verlag 1975, S. 207 ff. von H. D. Lüke) entsteht hieraus das
Signal z1(t), das anschließend durch eine Differenzierschaltung in
z2(t) gewandelt wird. Durch Abtastung mit dem eigens durch eine
Taktableitung bereitgestellten Codetakt entsteht ein erstes "grobes"
Schätzsignal (t), das Änderungen im Code anzeigt. Im allgemeinen kann
dieses im folgenden als Differenzcodeschätzung bezeichnete Signal
bedingt durch Störungen des Übertragungskanals stark fehlerbehaftet
sein. Die Differenzcodefehler können aber mit Hilfe einer in
"Entscheidungsunterstützte Synchronisationsverfahren für breitbandige
Trägersignale", Dissertation an der RWTH Aachen 1980, S. 61 von
K. H. Annecke beschriebenen sogenannten "kohärenten Additionsschaltung"
nahezu vollständig eliminiert werden. Damit entsteht am Ausgang dieses
Systembausteins das fast fehlerfreie Differenzcodesignal . Die
fortlaufende Addition dieses Signals zum Inhalt eines getakteten
Speichers wandelt den Differenzcode schließlich in die
gewünschte Codeschätzung (t).
Bei einer Direct-Sequence-Spread-Spectrum-Übertragung stellt sich eine
etwas vereinfachte Aufgabenstellung. Hierbei wird ein zu übertragendes
Signal m(t) im Sender mit einem zweistufigen periodischen
Pseudozufalls-Signal, dem sogenannten Spreizcode, multipliziert. Im
einfachsten Fall kann m(t) z. B. ein sinusförmiges Signal konstanter
Amplitude und c(t) eine Rechteckpulsfolge sein, multiplikativ verknüpft
mit m(t).
Fig. 3 zeigt für dieses Beispiel die erfindungsgemäße Anordnung zur
Regeneration des Spreizcodes im Empfänger und Fig. 4 die hierbei
auftretenden Signale, wobei die Kanalstörungen n(t) zur Vereinfachung
der Darstellung als nicht existent angenommen wurden. Mit Hilfe eines
geeignet dimensionierten Hüllkurvenwandlers B8, für das vorliegende
Beispiel kann dies ein auf die Mittenfrequenz von m(t) abgestimmtes
Bandpaßfilter sein, entsteht ein Signal z1(t), das bei jeder
sprungförmigen Änderung in c(t) eine durch das Übertragungsverhalten
von B1 bestimmte typische "Deformation" in der "Hüllkurve" aufweist.
Fig. 4 zeigt als Beispiel ein mögliches Signal z1(t). Ein
Hüllkurvendemodulator B9, für den prinzipielle Lösungen z. B. aus dem
Buch von H. D. Lüke, "Signalübertragung", Springer-Verlag, Berlin,
Heidelberg, New York 1975, S. 207 ff. bekannt sind, erzeugt mit z2(t)
entsprechend Fig. 4 die Hüllkurve von z1(t). Der Quantisierer B3
bildet schließlich den Betrag der Differenzcode-Schätzung, der durch
dargestellt werden kann. Im Falle einer zweistufigen
Quantisierungskennlinie entsteht hierbei das in Fig. 4 dargestellte
Signal. Im allgemeineren Fall, wenn z. B. auch noch zusätzlich n(t) ≠ 0
vorausgesetzt wird, sind die Verhältnisse nicht mehr so einfach
überschaubar. Sind jedoch n(t) und m(t) · c(t) unkorreliert, so wird
(t) im statistischen Mittel häufiger den in Fig. 4 skizzierten
"richtigen" Signalverlauf annehmen, als einen abweichenden "falschen"
Verlauf. Eine korrekt dimensionierte und getaktete "kohärente Addition"
B4 ist dann in der Lage die Fehler in (t) selbst bei hoher
Störleistung in n(t) nahezu völlig zu eliminieren. Am Ausgang von B4
kann dann der skizzierte Signalverlauf
erwartet werden, der schließlich in einem Differenzcode-Decoder DD in
die gewünschte Codeschätzung (t) verwandelt wird. Abweichend zu der in
Fig. 1 dargestellten Realisierung des Decoders ist die in Fig. 3
angegebene Lösung für die Verarbeitung der Beträge des Differenzcodes
ebenfalls geeignet. Hierbei wird eine durch ein Verzögerungsglied B11
verzögerte Version des Decoderausgangssignals in einem Multiplizierer
B10 mit dem Decodereingangssignal multipliziert. Fig. 4
verdeutlicht diese Signalumformung. Zum Einschaltzeitpunkt t=0 des
Systems erfolgt mit Hilfe des Umschalters S eine Vorbesetzung des
Decoderausgangssignals auf den Anfangswert (t=0).
Das Eingangssignal (t) für die Schaltung B4, die vorteilhafterweise
als "kohärente Addition" ausgeführt ist, wird je nach der Art des
Signals e(t) durch die Auslegung der Systembausteine B1, B2 bzw. B8, B9
und B3 bestimmt. Im Falle eines Direct-Sequence-Spread-Spectrum-Signals
bei einem frequenzmodulierten Signal m(t) konstanter Hüllkurve ist die
Realisierung von B8 durch ein Bandpaßfilter günstig. Das Eingangssignal
e(t) der Gesamtanordnung kann häufig unterschiedlich große
Amplitudenwerte annehmen. Durch Ändern von nichtlinearen
Übertragungsfunktionen in B9 bzw. durch deren Anpassung an die
Quantisierungskennlinie von B3 können die Dynamikeigenschaften des
Systems beeinflußt werden.
Fig. 6 zeigt mit der Hintereinanderschaltung eines Gleichrichters |X|
und eines Tiefpaßfilters TP eine bekannte einfache Realisierungsform des
Hüllkurvendemodulators B2 bzw. B9. Das Ändern der Nichtlinearität |X| in
x2 bzw. in oder in geeignete andere Funktionen erzeugt gezielte
Verzerrungen im Ausgangssignal z2(t) des Demodulators entsprechend
Anspruch 6, die die Aussteuerbarkeit des Systems dadurch verbessern
können.
Fig. 5 zeigt eine mögliche an sich aus "Spread Spectrum Systems", Wiley
and Sons, S. 210 von R. C. Dixon bekannte Delay-locked Loop-Schaltung,
die neben anderen prinzipiell möglichen Schaltungen geeignet ist, das
erforderliche Taktsignal im Empfänger bereitzustellen. Hierzu ist das
Ausgangssignal der kohärenten Addition in mindestens zwei verschiedenen
Phasenlagen (t-T/2 und t+T/2) mit dem Eingangssignal der kohärenten
Addition zu korrelieren.
Fig. 7 zeigt die Ergänzung der Bausteine B1 und B2, bzw. B8 und B9
durch verschiedene Pegelregelschaltungen gemäß Anspruch 7. Die
Pegelmeßeinrichtung PM bestimmt die Differenz zwischen einem wählbaren
Sollpegel und dem Eingangssignal z2(t) des Quantisierers B3. Hieraus
wird unter Verwendung eines geeignet zu dimensionierenden Regelfilters
RF über eine Steuerspannung die Verstärkung eines Verstärkers V derart
geregelt, daß die zuvor genannte Pegeldifferenz gegen einen möglichst
kleinen Wert strebt. Der steuerbare Verstärker V kann prinzipiell, wie
in Fig. 7 angegeben, an beliebiger Stelle zwischen Empfängereingang und
Quantisierereingang angeordnet werden.
Fig. 8 zeigt die Modifikation des Differenzcode-Decoders nach
Anspruch 9, wobei der Multiplizierer B10 durch ein EXOR-Gatter und das
Verzögerungsglied B11 durch ein mit dem Codetakt getaktetes Flip-Flop FF
ersetzt wurde. Die durch den Schalter S ermöglichte Vorbesetzung des
Ausgangssignals wird in dieser Modifikation durch einen Setz- bzw.
Rücksetzeingang am Flip-Flop erreicht. Die Funktion q ordnet den bisher
beliebig zweistufigen Signalpegeln im Decoder die digitalen Werte
zu.
Claims (12)
1. Verfahren zur Abtrennung eines periodischen, zeitlich äquidistant
n-stufig amplitudengetasteten Signals, im folgenden Code genannt,
aus einem empfangenen mit dem Code multiplikativ verknüpften Nach
richtenübertragungssignal e(t),
dadurch gekennzeichnet,
daß in einer ersten Schätzeinrichtung, die einen Hüllkurvendemodulator (B1), einen nachgeschalteten Differenzierer (B2) und einen Quantisierer (B3) enthält, ein Schätzsignal für die Code elementänderungen gewonnen wird,
daß anschließend Fehler in diesem als erste Differenzcodeschätzung bezeichneten Ausgangssignal (t) des Quantisierers (B3) in einer als kohärente Addition arbeitenden, an sich bekannten Schaltung (B4) reduziert werden, so daß eine zweite Differenzcodeschätzung entsteht, unddaß schließlich diese zweite Differenzcodeschätzung mit Hilfe eines Differenzdecoders (DD), der aus einem Addierer (B5) und einem Ver zögerungselement (B6), dessen Verzögerungszeit auf die Zeitdauer eines Codeelementes einzustellen ist, in den gewünschten periodischen Aus gangscode (t) der Gesamtanordnung gewandelt wird.
dadurch gekennzeichnet,
daß in einer ersten Schätzeinrichtung, die einen Hüllkurvendemodulator (B1), einen nachgeschalteten Differenzierer (B2) und einen Quantisierer (B3) enthält, ein Schätzsignal für die Code elementänderungen gewonnen wird,
daß anschließend Fehler in diesem als erste Differenzcodeschätzung bezeichneten Ausgangssignal (t) des Quantisierers (B3) in einer als kohärente Addition arbeitenden, an sich bekannten Schaltung (B4) reduziert werden, so daß eine zweite Differenzcodeschätzung entsteht, unddaß schließlich diese zweite Differenzcodeschätzung mit Hilfe eines Differenzdecoders (DD), der aus einem Addierer (B5) und einem Ver zögerungselement (B6), dessen Verzögerungszeit auf die Zeitdauer eines Codeelementes einzustellen ist, in den gewünschten periodischen Aus gangscode (t) der Gesamtanordnung gewandelt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß das Empfangssignal ein Direct-Sequence-Spread-Spectrum-Signal
ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß das erforderliche Taktsignal mittels einer
Taktableitungsschaltung (B7) aus dem Ausgangssignal des
Hüllkurvendemodulators (B1) oder aus dem Ausgangssignal des
Differenzierers (B2) gewonnen wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß das Codetakt-Signal mit Hilfe einer Delay-locked-Loop-Schaltung
(B12) durch Korrelation von Eingangs- und Ausgangssignal der
Schaltung (B4) gewonnen wird.
5. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, mit n = 2,
dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung in der ersten
Schätzeinrichtung eine Kettenschaltung aus einem Hüllkurvenwandler
(B8) und einem Hüllkurvendemodulator (B9) besteht, so daß das
Eingangssignal des Quantisierers (B3) zu einem Schätzsignal für den
Betrag des Differenzcodes wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß in der
Hüllkurvendemodulatorschaltung dort vorhandene Schaltungselemente
mit nichtlinearer Übertragungsfunktion ersetzt werden durch
Schaltungselemente mit anderen Übertragungsfunktionen, um gezielte
Verzerrungen im Demodulatorausgangssignal zu erzeugen.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schätzeinrichtung ergänzt wird
durch eine Pegelregelung, bestehend aus einer Meßeinrichtung für die
Differenz zwischen einem wählbaren Sollpegel und dem
Quantisierereingangspegel, einem dieser Einrichtung nachgeschalteten
Regelfilter und einem steuerbaren Verstärker, der an beliebiger
Stelle zwischen Empfängereingang und Quantisierereingang angeordnet
sein kann, und dessen Verstärkungsfaktor vom
Regelfilterausgangssignal gesteuert wird.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit n = 2,
dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Differenzcodeschätzung
anschließend decodiert wird, wobei durch Multiplikation (B10) des
Decoder-Eingangssignals mit dem genau um einen Codeelementtakt in
einem Verzögerungsglied (B11) verzögerten Decoderausgangssignal in
den gewünschten periodischen Ausgangscode der Gesamtanordnung
verwandelt wird, wobei zum Einschaltzeitpunkt t = 0 mit Hilfe eines
Umschalters (S) der Anfangswert des Ausgangscodes auf einen
vorbestimmten Wert (t=0) gesetzt wird.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit n < 2,
dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Differenzcodeschätzung
anschließend decodiert wird, wobei in einem Differenzcode-Decoder
(DD) durch fortlaufende Addition (B5) des Decoder-Eingangssignals zu
einem zu Beginn der Übertragung gelöschten Speicherinhalt (B6) in
den gewünschten periodischen Ausgangscode (t) gewandelt wird.
10. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der
Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Schätzeinrichtung aus einer Serienschaltung eines
Hüllkurvendemodulators (B1), eines Differenzierers (B2) und eines
mit Hilfe eines ebenfalls aus dem empfangenen Signal mittels einer
Taktableitungsschaltung (B7) gewonnenen Codetakt-Signal getakteten
zwei- oder höherstufigen Quantisierers (B3) besteht und daß beim
Quantisierer die Anzahl der Quantisierungsstufen mindestens so groß
zu wählen ist, daß die Werte der verschiedenen möglichen
Codeelementänderungen unterschieden werden können.
11. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch
8, dadurch gekennzeichnet,
daß der Multiplizierer (B10) durch ein EXOR-Gatter und/oder das
Verzögerungsglied (B11) durch ein mit dem Codetakt getaktetes
Flip-Flop (FF) mit Setz- bzw. Rücksetzeinrichtung realisiert
werden.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder 11,
dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (B4) als fortlaufende
kohärente Addition aller Spreizcodeelemente realisiert ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19873736105 DE3736105C1 (de) | 1987-10-26 | 1987-10-26 | Verfahren zur Abtrennung eines periodischen zeitlich äquidistant amplitudengetasteten Signals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19873736105 DE3736105C1 (de) | 1987-10-26 | 1987-10-26 | Verfahren zur Abtrennung eines periodischen zeitlich äquidistant amplitudengetasteten Signals |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3736105C1 true DE3736105C1 (de) | 1994-07-28 |
Family
ID=6339039
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19873736105 Expired - Fee Related DE3736105C1 (de) | 1987-10-26 | 1987-10-26 | Verfahren zur Abtrennung eines periodischen zeitlich äquidistant amplitudengetasteten Signals |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3736105C1 (de) |
-
1987
- 1987-10-26 DE DE19873736105 patent/DE3736105C1/de not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
DIXON, R.C.: Spread-Spectrum-Systems, New York: John Wiley and Sons, 1976 * |
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---|---|---|---|
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