DE3586368T2 - Hochfrequenzverstaerker. - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft eine Hochfrequenzverstärkerschaltung, insbesondere eine Hochfrequenzverstärkerschaltung bei hoher Spannung unter Verwendung von Leistungstransistoren.
• Die Transistorbetriebsspannungen sind durch die Durchbruchspannungen zwischen den verschiedenen Bereichen begrenzt. Im Falle von Bipolartransistoren BVCES durch die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung und im Fall eines Feldeffekttransistors BVDSS durch die Drain-Source-Durchbruchspannung. Wird ein Feldeffekttransistor als aktive Komponente in einem Klasse C-Verstärker verwendet und wird die Ausgangsimpedanz des Transistors korrekt abgeglichen, schaukelt der Pegel der Drainspannung des Transistors normalerweise von der Drain-Source-Sättigungsspannung auf ungefähr den doppelten Wert der Versorgungsspannung. Ähnliche Spannungen treten in Klasse C-Verstärkern bei Verwendung von Bipolar-Transistoren auf. Unter bestimmten Bedingungen sind stehende Wellen der Spannung mit Spitzenamplituden größer als zweimal der Versorgungsspannung möglich. Deshalb ist der Pegel der Versorgungsspannung etwas geringer als die Hälfte des maximalen Durchbruchspannungswerts und werden normalerweise in Verstärkern dieses Typs eingesetzt.
• Um Transistoren mit hoher Ausgangsleistung zu erhalten, die hohe Durchbruchsspannungsfähigkeiten aufweisen, würden idealerweise hohe Versorgungsspannungen eingesetzt. Hohe Versorgungsspannungen und Hochfrequenzbetrieb erfordern allerdings gegensätzliche Anforderungen beim Entwurf einer Halbleitereinrichtung. Da dünne Wechselwirkungsbereiche innerhalb der Einrichtungen notwendig sind, um einen Betrieb mit hohen Frequenzen zu ermöglichen, weisen die Hochfrequenzeinrichtungen inhärent niedrige Durchbruchspannungen auf. Um die Verstärkerausgangsleistung bei Hochfrequenzbetrieb zu vergrößern werden daher gewöhnlich parallele aktive Einrichtungen oder parallele Leistungsverstärker verwendet. Die Steuerleistung wird aufgeteilt und den einzelnen Verstärkereinrichtungen zugeführt und die Ausgangsleistungen werden dann zusammengefaßt, um den erwünschten Leistungspegel zu erhalten. Diese Anordnung ermöglicht einen neuen Hochleistungsverstärker, der mit der gleichen Versorgungsgleichspannung betrieben wird, aber in Abhängigkeit von der Anzahl der parallelen Leistungseinheiten mehr Gleichstrom zieht.
• Aus "Conference Proceedings" - 10. Europäische Mikrowellenkonferenz 1980, September 1980, S. 621-624, veröffentlicht durch Microwave Exhibitions and Publishers Ltd. Sevenoaks, Kent, GB sind 7 GHs GaAs FET Leistungsverstärker bekannt, die mit -21 Vdc Spannungsversorgung ohne Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler oder Spannungsabfallwiderstände arbeiten. Direkte Reihenverbindung von zwei Leistungs-GaAs FETs wird verwendet, um einen Hochspannungsbetrieb zu ermöglichen. Zwei Transistoren sind in Reihe geschaltet und durch zwei Widerstände vorgespannt, die an den Sourceelektroden der Transistoren angeschlossen sind. Diese Widerstände sind passive Komponenten, die Leistung verbrauchen. Sie sind notwendig, um die Gleichspannung der Spannungsversorgung aufzuteilen, um angemessene Versorgungsspannungen zu erhalten.
• Aus der CA-C-652-137 ist ein Transistor-Tongenerator und Leistungsverstärker bekannt mit drei parallel verschalteten Transistoren, von denen jeder durch eine gemeinsame Versorgungsspannung vorgespannt ist als Ergebnis einer Spannungsteilung über ein Paar von Transistoren. Folglich ergibt sich daraus eine Leistungs-Dissipation ebenso wie beim Vorspannen der Transistoren.
• Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Hochfrequenzverstärker bereitzustellen, der zwei parallel arbeitende Transistoren aufweist, die von der gleichen Gleichspannungsversorgung ohne Leistungsverlust im gemeinsamen Steuerschaltkreis angetrieben werden.
• Diese Aufgabe wird durch die Erfindung nach Anspruch 1 gelöst. Eine weitere Lösung ist in Anspruch 8 offenbart. Bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand der entsprechenden abhängigen Ansprüche.
• Bei dem Verstärker der Erfindung ist ein Gleichstrom leitender Pfad zwischen der Betriebspotentialquelle und dem Bezugspotential durch den ersten Transistor und den zweiten Transistor in Serie bereitgestellt. Das Betriebspotential der Quelle wird folglich zwischen den Transistoren aufgeteilt aufgrund des Gleichstromserienpfads, so daß jeder Transistor an der Gleichstromleistung in gleichem Maße teilhat, während getrennte, parallele Wechselstrom-Signalpfade durch jeden Transistor vorhanden sind und am Ausgang zusammengefaßt werden.
• In den Zeichnungen zeigen:
• Fig. 1 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Hochfrequenzverstärkerschaltung gemäß der Erfindung;
• Fig. 2 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Hochfrequenzgegentaktverstärkerschaltung gemäß der Erfindung;
• Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm einer Modifikation der Hochfrequenzverstärkerschaltung nach Fig. 1.
• Zum besseren Verständnis der Erfindung und deren Aufgaben, Vorteilen und Möglichkeiten, wird auf die folgende Offenbarung und die beigefügten Ansprüche in Verbindung mit den beschriebenen Figuren verwiesen.
• Fig. 1 stellt eine Hochfrequenzverstärkerschaltung gemäß der Erfindung dar. Die Schaltung verwendet zwei Sperrschicht- Feldeffekttransistoren (JFET) Q1 und Q2, die im wesentlichen die gleichen Eigenschaften aufweisen, und insbesondere Transistoren als Hochleistungstransistoren mit statischer Induktion (SIT). Die Schaltung enthält einen RF (Radiofrequenz)-Eingangsanschluß 10 und einen RF-Ausgangsanschluß 11. Ein Eingabeabgleichnetzwerk 12 gleicht die Eingangsimpedanz der Schaltung und die Ausgangsimpedanz der Schaltung oder der mit dem Eingangsanschluß 10 verbundenen Übertragungsleitung ab. In ähnlicher Weise gleicht ein Ausgangsabgleichnetzwerk 13 die Ausgangsimpedanz der Schaltung mit der Eingangsimpdeanz der nachfolgenden Schaltung oder mit dem Ausgangsanschluß 11 verbundenen Übertragungsleitung ab.
• Der Eingangsanschluß 10 ist über das Eingangsabgleichnetzwerk 12 und einen Kopplungskondensator C1 mit der Source-Elektrode des ersten und zweiten Transistors Q1 und Q2 verschaltet. Eine Kapazität C4 ist zwischen den Source-Elektroden der Transistoren Q1 und Q2 verschaltet, um einen Gleichspannungs-Stromfluß zwischen diesen zu blockieren. Die Drain-Elektroden der Transistoren Q1 und Q2 sind durch einen Wechselstrom-Kopplungskondensator C2 mit dem Ausgabeabgleichnetzwerk 13 verschaltet.
• Eine Kapazität C3 ist zwischen den Drain-Elektroden der zwei Transistoren Q1 und Q2 angeordnet, um zwischen diesen einen Gleichstromfluß zu verhindern.
• Eine Gleichstromquelle für die Betriebsspannung VDD ist über eine RF-Drossel oder Induktivität L1 mit der Drain-Elektrode des ersten Transistors Q1 verschaltet. Die Gate-Elektrode des ersten Transistors Q1 ist über eine Überbrückungskapazität C6 parallel mit einem den Gleichstrom begrenzenden Widerstand R1 an Masse angeschlossen. Die Source-Elektrode des ersten Transistors Q1 ist mit der Drain-Elektrode des zweiten Transistors Q2 über Induktivitäten L2 und L3, die in Serie geschaltet sind, verbunden. Die Verbindungsleitung zwischen den Induktivitäten L2 und L3 ist mit der Gate-Elektrode des ersten Transistors Q1 über eine Bezugsspannungsdiode, wie eine Zenerdiode D1 verbunden, die das Gleichstromvorspannpotential zwischen der Source- und Gate-Elektrode des ersten Transistors Q1 erzeugt, so daß an der Source-Elektrode ein positives Vorspannungspotential anliegt. Die Verbindung der beiden Induktivitäten L2 und L3 ist ebenfalls über eine Wechselstromüberbrückungskapazität C5 an Masse angeschlossen.
• Die Gate-Elektrode des zweiten Transistors Q2 ist direkt an Masse angeschlossen. Die Source-Elektrode des zweiten Transistors Q2 ist über eine Induktivität L4 und eine Zenerdiode D2 an Masse angeschlossen, so daß ein positives Vorspannungspotential an dem Source-Anschluß anliegt. Eine Wechselstrom-Überbrückungskapazität C7 ist zwischen der Verbindung der Induktivität L4 und der Diode D2 an Masse angeschlossen. Die Zenerdiode D2 erzeugt ein Gleichstrom- Vorspannpotential zwischen der Source- und Gate-Elektrode des zweiten Transistors Q2.
• Ein einzelner Gleichstrompfad ist folglich von der Quelle der Betriebsspannung VDD durch beide Transistoren Q1 und Q2 in Serie zur Masse gebildet. Die RF-Drosseln oder Induktivitäten L1, L2, L3 und L4 versperren diesen Pfad für Wechselstrom. Das Source-Gate- Gleichspannungsvorspannpotential ist für beide Transistoren Q1 und Q2 durch Anwendung der beiden Zenerdioden D1 und D2 mit der gleichen Durchbruchsspannung im wesentlichen gleich. Die Drain-Source- und Drain-Gate-Gleichstromvorspannpotentiale der zwei Transistoren sind auch im wesentlichen gleich. Folglich sind die beiden Transistoren Q1 und Q2 effektiv mit den gleichen Gleichstrompotentialenpegeln vorgespannt und in Phase durch das Eingangswechselstromsignal gesteuert. Die zwei Transistoren arbeiten folglich parallel hinsichtlich der Wechselstromsignale. Die Gleichstromversorgungsspannung von der Quelle VDD ist zwischen die beiden in Serie angeschlossenen Transistoren Q1 und Q2 aufgeteilt. Deshalb ist die Versorgungsspannung nicht auf einen Wert entsprechend der Hälfte der Durchbruchspannung der einzelnen Transistoren begrenzt, wie es bei dem konventionellen Verstärker der Fall ist.
• Auch wenn die Verstärkerschaltung nach Fig. 1 JFET's verwendet, insbesondere von SIT-Typ, können auch Hochfrequenz-Bipolar-Transistoren zusammen mit einer passenden Gleichstromvorspannanordnung verwendet werden. Zusätzlich kann die Schaltung als Hochfrequenzoszillator verwendet werden, wenn Ausgang und Eingang passend gekoppelt sind.
• Eine spezifische Ausführungsform der Verstärkerschaltung nach Fig. 1 wurde unter Verwendung der folgenden Komponenten konstruiert:
• Q1 und Q2 7um-Teilung, 2 cm Gatebreite SIT der GTE Laboratories Incorporated
• D1 und D2 8,2 V Zenerdiode
• R1 4,7 k Ω
• L1, L2, L3 und L4 0,39 uH
• C1, C2, C3 und C4 75 pf
• C5 und C7 1000 pf
• C6 75 pf, 75pf und 1000 pf parallelgeschaltet
• Eingangsabgleichnetzwerk Doppel-Abstimm-Stichleitung
• Ausgabeabgleichnetzwerk Doppel-Abstimm-Stichleitung
• VDD 170 V
• Die Frequenz des Eingabesignals war 900 MHz und die Schaltung erzeugte eine Ausgangsleitung von 22 W mit einer Verstärkung von 10 db.
• Fig. 2 zeigt eine Modifikation der Schaltung nach Fig. 1, bei der zwei Transistoren Q3 und Q4 mit einer Phasenverschiebung von 180º in einer Gegentaktanordnung betrieben werden. In dieser Schaltung sind die Enden der Primärwicklung eines Eingangstransformators 24 mit dem Eingangsanschluß 20 und Masse verbunden. Die Enden der Sekundärwicklung des Eingabetransformators 24 sind durch ein Eingabeabgleichnetzwert 22 mit den Source-Elektroden der zwei Transistoren Q3 und Q4 über Gleichstromblockier-Kondensatoren C11 und C12 verschaltet. Der Mittenabgriff der zweiten Wicklung des Transformators 24 ist an Masse angeschlossen. Die Drain-Elektroden der Transistorwen Q3 und Q4 sind durch Gleichstromblockierkapazitäten C13 und C14 und ein Ausgabeabgleichnetzwerk 23 mit den Enden der Primärwicklung eines Ausgabetransformators 25 verbunden. Der Mittenabgriff der Primärwicklung des Ausgabetransformators 25 ist an Masse angeschlossen. Die Sekundärwicklung des Ausgabetransformators 25 ist zwischen einem RF-Ausgabeanschluß 21 und Masse verschaltet. Die Gegentaktanordnung, die in Fig. 2 dargestellt ist, vermindert die Potentialphasendifferenz innerhalb der beiden parallelen Wechselstrompfade durch die Verstärkerschaltung und ermöglicht einen Hochfrequenzverstärker mit hoher Spannung mit handhabbaren Impedanzpegeln und mit einer Breitbandfrequenzfähigkeit.
• Fig. 3 zeigt eine Anordnung, in der eine erweiterte Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung mit N-parallelen Wechselstromverstärkungspfaden mit einem einzelnen Gleichstromversorgungspfad in Serie durch N Transistoren konstruiert werden kann. Ein RF-Eingabeanschluß 30 ist über ein entsprechendes Eingangabgleichnetzwerk 32 mit verschiedenen Stufen S1-SN verbunden. Die Ausgänge der Stufen sind miteinander verbunden und durch ein Ausgabeabgleichnetzwerk 33 einem RF-Ausgabeanschluß 31 zugeführt. Jede der Stufen S1... außer der letzten Stufe SN ist ähnlich der Stufe mit dem ersten Transistor Q1 in der Schaltung nach Fig. 1. Die letzte Stufe SN unter der Vielzahl der Stufen ist ähnlich zur Stufe mit dem zweiten Transistor Q2 nach der Schaltung in Fig. 1. Folglich erstreckt sich der Gleichstrompfad von der Betriebsspannungsquelle VDD durch jeden der Transistoren der Stufen S1-SN in Serie bis zur Masse. Die Stufen S1-SN stellen N-parallele Wechselstromverstärkungspfade dar, zwischen denen die Betriebsspannung VDD geteilt ist, so daß ein sehr hohes Verstärkerbetriebspotential ermöglicht ist.
• Während das Gezeigte und Beschriebene bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung betrifft, sind für Fachleute verschiedene Änderungen und Modifikationen, die innerhalb der durch die beigefügtgen Ansprüche definierten Erfindung möglich sind, offensichtlich.

Claims (10)

1. Hochfrequenzverstärkerschaltung, enthaltend

einen Eingangsanschluß (10),

einen Ausgangsanschluß (11);

erste und zweite Transistoren (Q1, Q2), die beide erste, zweite und Steuerelektroden enthalten;

Eingangsvorrichtungen (12, C1, C4), die den Eingangsanschluß (10) mit der ersten Elektrode des ersten Transistors (Q1) und mit der ersten Elektrode des zweiten Transistors (Q2) verbinden, wobei die Eingangseinrichtungen einen erste Gleichstromblockierkondensator (C4) zwischen der ersten Elektrode des ersten Transistors (Q1) und der ersten Elektrode des zweiten Transistors (Q2) enthalten;

Abgangseinrichtungen (C3, C2, 13), die die zweite Elektrode des ersten Transistors (Q1) und die zweite Elektrode des zweiten Transistors (Q2) mit dem Ausgangsanschluß (11) verbinden, wobei die Abgangseinrichtungen einen zweiten Gleichstromblockierkondensator (C3) zwischen der zweiten Elektrode des ersten Transistors (Q1) und der zweiten Elektrode des zweiten Transistors (Q2) enthalten;

wobei parallele erste und zweite Wechselstrom leitende Pfade zwischen den Eingangsanschluß (10) und dem Ausgangsanschluß (11) durch den ersten Transistor (Q1) bzw. den zweiten Transistor (Q2) enthalten;

induktive Einrichtungen (L1), zum Verbinden der zweiten Elektrode des ersten Transistors (Q1) mit einer Betriebspotentialquelle (VDD);

Einrichtungen zum Verbinden der Steuerelektrode des zweiten Transistors (Q2) mit einem Referenzpotential;

und Wechselstromblockierinduktanzeinrichtungen (L2, L3), die die erste Elektrode des ersten Transistors (Q1) mit der zweiten Elektrode des zweiten Transistors (Q2) verbinden; und

induktive Einrichtungen (L4) zum Verbinden der ersten Elektrode des zweiten Transistors mit dem Referenzpotential;

wobei ein verlustfreier Gleichstrom leitender Pfad zwischen der Betriebspotentialquelle (VDD) und dem Referenzpotential durch den ersten Transistor (Q1) und den zweiten Transistor (Q2) in Reihe geschaffen ist.

2. Hochfrequenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, enthaltend:

erste Gleichstromvorspannungseinrichtungen (D1, R1) zum Bilden eines Gleichstromvorspannungspotentials zwischen der ersten Elektrode und der Steuerelektrode des ersten Transistors (Q1); und zweite Gleihstromvorspannungseinrichtung (D2) zum Bilden eines Gleichstromvorsapannungspotentials zwischen die erste Elektrode und die Steuerelektrode des zweiten Transistors (Q2), wobei das Gleichstromvorspannungspotential zwischen der ersten Elektrode und der Steuerelektrode des ersten Transistors (Q1) gleich ist des Gieichstromvorspannungspotentials zwischen der ersten Elektrode und der Steuerelektrode des zweiten Transistors (Q2).

3. Hochfrequenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Einrichtungen zum Verbinden der zweiten Elektrode des ersten Transistros (Q1) mit der Betriebspotentialquelle (VDD) Wechselstromblockierinduktanzeinrichtungen (L1) enthalten.

4. Hochfrequenzverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Transistoren (Q1, Q2) Feldeffekttransistoren sind; und wobei die ersten Elektroden Source-Elektroden sind, wobei die zweiten Elektroden Drain-Elektroden sind und die Steuerelektroden Gate-Elektroden sind.

5. Hochfrequenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Transistoren (Q1, Q2) statische Iduktionstransistoren sind und die ersten Elektroden Source-Elektroden sind, wobei die zweiten Elektroden Drain-Elektroden und die Steuereklektroden Gate-Elektroden sind.

6. Hochfrequenzverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Transistoren (Q1, Q2) bipolare Transistoren sind; und wobei die ersten Elektroden Emitterelektroden, die zweiten Elektroden Kollektorelektroden und die Steuerelektroden Basiselektroden sind.

7. Hochfrequenzverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Eingangseinrichtung einen Eingangstransformator (24) enthält, der eine Primärwicklung aufweist, die zwischen den Eingangsanschluß (20) und einem Punkt eines festen Potentials geschaltet ist, und eine Sekundärwicklung hat, die zwischen die erste Elektrode des ersten Transistors (Q3) und die erste Elektrode des zweiten Transistors (Q4) geschaltet ist, mit einer Mittenanzapfung, die mit dem Punkt festen Potentials verbunden ist; und

wobei die Abgangseinrichtung einen Ausgangstransformator (25) enthält, der eine Primärwicklung hat, die zwischen die zweite Elektode des ersten Transistors (Q3) und die zweiten Elektrode des zweiten Transistors (Q4) geschaltet ist, mit einer Mittenanzapfung, die mit dem Punkt festen Potentials verbunden ist und eine Sekundärwicklung hat, die zwischen den Ausgangsanschluß (21) und den Punkt festen Potentials geschaltet ist;

wobei die ersten und zweiten Transistoren (Q3, Q4) in Gegentakt arbeiten.

8. Hochfrequenzverstärkerschaltung, enthaltend

einen Eingangsanschluß (3C);

einen Ausgangsanschluß (31);

eine Vielzahl von Transistoren, die jeweils erste, zweite und Steuerelektroden haben;

Eingangseinrichtungen (32), die die Eingangsverbindung mit den ersten Elektroden der Vielzahl der Transistoren verbinden, wobei die Eingangseinrichtungen (32) erste Gleichstromblockiereinrichtungen zwischen der ersten Elektrode jedes Transistors und der ersten Elektrode aller anderer Transistoren der Vielzahl von Transistoren enthalten; Ausgangseinrichtungen (33), die die zweite Elektrode der Vielzahl von Transitoren mit dem Ausgangsanschluß verbinden, wobei die Ausgangseinrichtungen (33) Gleichstromblokkiereinrichtungen zwischen der zweiten Elektrode jedes Transistors und der zweiten Elektrode aller anderen Transistoren der Vielzahl von Transistoren enthalten;

wobei eine Vielzahl paralleler, Wechselstrom leitender Pfade zwischen dem Eingangsanschluß (30) und dem Ausgangsanschluß (31) durch die Vielzahl von Transistoren vorgesehen sind;

induktive Einrichtungen zum Verbinden der zweiten Elektrode des ersten Transistors der Vielzahl von Transistoren mit einer Betriebspotentialquelle;

Einrichtungen zum Verbinden der Steuerelektrode des letzten Transistors der Vielzahl von Transistoren mit einem Referenzpotential;

Wechselstromblockierinduktanzeinrichtungen, die die erste Elektrode jedes Transistors der Vielzahl von Transistoren außer der des letzten Transistors mit der zweiten Elektrode des nächsten Transistors der Vielzahl von Transistoren verbinden;

und induktive Einrichtungen zum Verbinden der ersten Elektrode des letzten Transistors mit dem Referenzpotential; wodurch ein verlustfreier, Gleichstrom leitender Pfad zwischen der Betriebspotentialquelle (VDD) und dem Referenzpotential durch die Vielzahl der Transistoren in Reihe geschaffen ist.

9. Hochfreuqenzverstärkerschaltung nach Anspruch 8, enthaltend eine Vielzahl von Gleichstromvorspannungseinrichtungen zum Erstellen von gleichen Gleichstromvorspannungspotentialen zwischen der ersten und dritten Elektroden jeder der Vielzahl der Transistoren.

10. Hochfrequenzverstärkerschaltung nach Anspruch 9, wobei die Einrichtung zum Verbinden der zweiten Elektrode des ersten Transitors der Vielzahl von Transitoren mit der Betriebspotentialquelle eine Wechselstromblockierinduktanzeinrichtung enthält.