DE3421726C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Konstantspannungs-Versorgungsschaltung
mit Merkmalen, wie sie im Oberbegriff
des Patentanspruchs 1 angegeben sind (US-Firmendruckschrift "VOL-
TAGE REGULATOR HANDBOOK" von Andy Adamian, herausgegeben von der
FAIRCHILD CAMERA AND INSTRUMENT CORPORATION, 1978, S. 3-7, 7-8 u. 7-10).
In Fig. 5 der anliegenden Zeichnung ist eine aus der Firmendruckschrift "VOL-
TAGE REGULATOR HANDBOOK" von Andy Adamian, herausgegeben von der
FAIRCHILD CAMERA AND INSTRUMENT CORPORATION, 1978 bekannten Konstantspannungs-
Versorgungsschaltung entsprechende Schaltung dargestellt.
Diese Schaltung gemäß Fig. 1 bezieht über einen Eingangsanschluß 1 eine Speisespannung
von einer Stromversorgungsquelle. Ein spannungsregelnd wirkender pnp-Transistor
3 ist mit seinem Emitter an den Eingangsanschluß 1, seinem
Kollektor an einen Ausgangsanschluß 19 und mit seiner Basis an
einen Schaltungsknotenpunkt, von dem eine erste Verbindung
über einen Widerstand 2 zu dem genannten Emitter, eine zweite
Verbindung über eine aus einer Konstantstromschaltung 4 und
einer Bezugsspannungsquelle 5 gebildete Reihenschaltung an
Masse und eine dritte Verbindung zu den zusammengeschalteten
Emittern zweier außerdem von Basis zu Basis durchverbundener
pnp-Transistoren 6 und 7 sowie zu den durchverbundenen Kollektoren
zweier pnp-Regeltransistoren 12 und 13 gelegt ist, angeschlossen.
Basis und Kollektor des Transistors 6 sind kurzgeschlossen.
Der Kollektor des pnp-Transistors 6 und der Kollektor
des anderen pnp-Transistors 7 sind jeweils separat mit
dem Kollektor eines npn-Transistors 8 bzw. Kollektor eines
npn-Transistors 9 verbunden, und die zusammengeschalteten Emitter
der beiden npn-Transistoren 8 und 9, die einen Fehlersignalverstärker
11 bilden, liegen über einen Emitterwiderstand 10
auf Masse. Die Basis des npn-Transistors 8 ist mit der Verbindungsleitung
zwischen der Konstantstromschaltung 4 und Bezugsspannungsquelle
5, und die Basis des anderen npn-Transistors
9 mit einem die Mittenanzapfung von zwei zwischen dem Ausgangsanschluß
19 und Masse 18 in Reihe geschalteten Widerständen
16 und 17 bildenden ausgangsabhängigen Anschluß 20 verbunden.
Durch den npn-Transistor 9 des Fehlersignalverstärkers, 11 der
auch als Vergleichsschaltung zu bezeichnen ist, und durch den
pnp-Transistor 7 wird die einer zwischen dem Ausgangsanschluß
19 und Masse 18 angeschlossenen Last 21 zugeführte Spannung abgetastet,
und durch entsprechendes Verändern der Basisvorspannung
des Regeltransistors 3 wird die der Last 21 zugeführte
Spannung stabilisiert.
Die beiden vorspannungsregulierenden Transistoren 12 und 13
sind in Darlington-Schaltung verbunden, die Basis des Transistors
12 ist an den Kollektor des Transistors 7 und den Kollektor
eines zur Grenzstrombestimmung ausgenutzten npn-Transistors 15
angeschlossen, und der Emitter des Transistors 13 ist über einen
der Ermittlung eines den Transistor 13 durchfließenden Stroms
dienenden Widerstand 14 an Masse gelegt. Der npn-Transistor 15
ist mit seiner Basis an das eine Ende und dem Emitter an das
andere Ende des Widerstands 14 angeschlossen und kollektorseitig
mit dem Kollektor des pnp-Transistors 7 verbunden.
In der herkömmlichen Versorgungsschaltung gemäß Fig. 1 vergleicht
der Fehlersignalverstärker 11 die von dem ausgangsabhängigen
Anschluß 20 zwischen den Spannungsteilerwiderständen 16, 17 bezogene
und der Basis des npn-Transistors 9 zugeführte ausgangsbezogene
Teilspannung mit einer der Basis des anderen npn-Transistors
8 zugeführten konstanten und stabilisierten Bezugsspannung
V ref und veranlaßt eine Ansteuerung des Regeltransistors 3
in dem Sinne, daß die Differenz zwischen den beiden Spannungen
auf null reduziert und die mit V₀ bezeichnete Ausgangsspannung
konstant gehalten wird. Angenommen, die Basis-Emitterspannungen
V BE der beiden Transistoren 8 und 9 sind gleich, die Widerstände
16 und 17 haben die Werte R₁₆ und R₁₇ und die Bezugsspannungsquelle
5 gibt die konstante Spannung V ref ab, dann kann daraus
errechnet werden die
Wenn im Betrieb der Versorgungsschaltung gemäß Fig. 1 zum Beispiel
die Ausgangsspannung V₀ auf einen höheren Wert abweicht,
dann erhöht sich zwangsläufig auch die Basisspannung des Transistors
9 entsprechend dem Spannungsteilverhältnis der Widerstände
16, 17 und bewirkt, daß der Kollektorstrom des Transistors
9 entsprechend ansteigt. Dieser Effekt hat zur Folge,
daß die in Darlington-Schaltung verbundenen npn-Transistoren
12 und 13 einen geringeren Basisstrom ziehen, dadurch einen
verminderten Kollektorstrom führen und der Regeltransistor 3
einen entsprechend reduzierten Basisstrom erhält. Dementsprechend
wird das Kollektorpotential des pnp-Regeltransistors 3,
welches der Ausgangsspannung V₀ entspricht, reduziert. Bei einer
sinkenden Tendenz der Ausgangsspannung V₀ reagiert der
Fehlersignalverstärker 11 im entgegengesetzten Sinne, so daß
die Ausgangsspannung V₀ wieder auf ihren Sollwert angehoben
wird. In jedem Fall bewirkt der Fehlersignalverstärker 11 über
die in Darlington-Schaltung verbundenen Transistoren 12, 13
durch gezieltes Ansteuern des Regeltransistors 3 dafür, daß
das Basispotential des Transistors 9 der Bezugsspannung V ref
aus der konstanten Spannungsquelle 5 angeglichen und damit die
Ausgangsspannung V₀ gegenüber Änderungen der Eingangsspannung
und/oder der Belastung konstant gehalten wird.
Sobald an dem zwischen Basis und Emitter des strombegrenzend
wirkenden Transistors 15 liegenden Widerstand 14, an dem der
Stromfluß ermittelt wird, eine durch den Stromfluß erzeugte
Spannung einen vorgegebenen Wert überschreitet, wird der
npn-Transistor 15 durchgeschaltet und beeinflußt so den die
Transistoren 12 und 13 durchfließenden Strom in dem Sinne,
daß der Regeltransistor 3 möglichst vor Strombelastungen geschützt
wird, die über einem vorgesehenen Grenzwert liegen.
Diese bekannte strombegrenzende Schutzschaltung kann den
Regeltransistor 3 zwar unter normalen, aber nicht mehr zuverlässig
bei außergewöhnlichen Betriebszuständen wie z. B. im
Fall eines Kurzschlusses an der Last 21 vor Stromüberlastung
schützen. In einem Extremfall wie Last-Kurzschluß hat der sonst
strombegrenzende Transistor 15 mit dem Widerstand 14 nur verminderte
Wirkung, weil der noch vorhandene Kollektorstrom des
Transistors 13 als Basisstrom zum Regeltransistor 3 gelangt
und darin entsprechend dem Vorwärts-Stromverstärkungsverhältnis
dieses Transistors einen so hohen
Kollektorstrom fließen läßt, daß der Regeltransistor 3 elektrisch
überlastet und zerstört wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte
Konstantspannungs-Versorgungsschaltung mit vor Überlastung geschütztem
Regeltransistor zu schaffen, in der im Fall eines
Kurzschlusses auf der Lastseite, bei dem die Spannung am Ausgangsanschluß
auf annähernd 0 Volt abfällt, der den Regeltransistor
durchfließende Strom wirkungsvoll reduziert wird.
Die erfindungsgemäße Lösung der gestellten Aufgabe ist durch die kennzeichnenden
Merkmale im Patentanspruch 1 angegeben.
Vorteilhafte Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind in
Unteransprüchen gekennzeichnet.
Der Grundgedanke der Erfindung geht dahin, eine in der Versorgungsschaltung
enthaltene Schaltungsgruppe zur Bestimmung eines
Stromgrenzwertes bezüglich des den Regeltransistor durchfließenden
Laststroms so auszubilden und zu schalten, daß sie unter
Überwachung der am lastverbundenen Ausgangsanschluß herrschenden
Spannung in dem Fall, daß diese Spannung einen gegebenen
Potentialgrenzwert unterschreitet, eine Änderung der Basisvorspannung
des Regeltransistors in dem Sinne einleitet bzw.
veranlaßt, daß der Laststrom unter einen vorgegebenen Stromgrenzwert
abgesenkt und der Regeltransistor sicher vor Überlastung
geschützt wird.
Nach einer Weiterbildung des Erfindungsgedankens ist eine Temperaturkompensation
der genannten Schaltungsgruppe vorgesehen,
damit die Versorgungsschaltung unabhängig von Temperaturschwankungen
stabil arbeitet und für alle denkbaren Einsatzfälle der
Praxis geeignet ist.
Der Betrag der Laststromreduzierung im Kurzschlußfall kann sehr
einfach auf jeden gewünschten Wert eingestellt werden.
Die Erfindung und vorteilhafte Einzelheiten werden nachstehend
unter Bezug auf eine Zeichnung in beipielsweiser Ausführungsform
näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer eingangs gewürdigten
herkömmlichen Konstantspannungs-Versorgungsschaltung
und
Fig. 2 ein schematisches Schaltbild zu einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Die in Fig. 2 schematisch dargestellte Konstantspannungs-
Versorgungsschaltung bildet ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Diverse Einzelheiten der Schaltung gemäß Fig. 2
stimmen mit denen von Fig. 1 überein; sie sind deshalb durch
identische Bezugszahlen gekennzeichnet und werden nicht noch
einmal beschrieben.
In Fig. 2 ist ein grenzstrombestimmender pnp-Transistor 22
emitterseitig mit dem Emitter des die Basisvorspannung für den
Regeltransistor 3 kontrollierenden npn-Transistors 13 verbunden,
und diese Emitter-Verknüpfungsstelle ist über einen der Stromermittlung
dienenden Widerstand 23 und eine vorwärts geschaltete
Diode 24 an Masse gelegt. Der Widerstand 23, die Diode
24 und ein zu der Diode 24 parallelgeschalteter Widerstand 25,
welcher der Kompensation von Temperaturänderungen dient, bilden
gemeinsam eine Stromermittlungsschaltung 26. Der grenzstrombestimmende
Transistor 22 ist mit seiner Basis an den
ausgangsspannungsabhängigen Anschluß 20 und mit seinem Kollektor
an den Emitter-Widerstand 10 für die beiden npn-Transistoren
8 und 9 des Fehlersignalverstärkers 11 angeschlossen,
während sein Emitter, wie oben erläutert, über die Stromermittlungsschaltung
26 an Masse gelegt ist.
Nachstehend wird die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltung
von Fig. 2 erläutert. Dafür werden als Beispiel folgende
Betriebswerte bzw. Voraussetzungen gewählt:
Bezugsspannung von der Spannungsquelle 5 V ref = 1,2 V
Stromgrenzwert des die Basisvorspannung des
Transistors 3
kontrollierenden Transistors 13 I Lmax = 100 mA Vorwärtsspannung der Diode 24 in der Stromermittlungsschaltung 26 V F = 0,8 V Beide Transistoren 8, 9 des Fehlersignalverstärkers 11
haben die gleiche Basis-EmitterspannungV BE ; Die zum Durchschalten des Transistors 22 für die Grenzstrombestimmung
notwendige Basis-Emitterspannung beträgtV BE = 0,5 V
kontrollierenden Transistors 13 I Lmax = 100 mA Vorwärtsspannung der Diode 24 in der Stromermittlungsschaltung 26 V F = 0,8 V Beide Transistoren 8, 9 des Fehlersignalverstärkers 11
haben die gleiche Basis-EmitterspannungV BE ; Die zum Durchschalten des Transistors 22 für die Grenzstrombestimmung
notwendige Basis-Emitterspannung beträgtV BE = 0,5 V
Der Widerstand 23 für die Stromflußermittlung muß, wenn der
Transistor 22 zur Grenzstrombestimmung beim Fließen eines Stroms
von 100 mA durchgeschaltet werden soll, folgenden Wert haben:
Der Widerstand 23 trägt dadurch zur Verhütung eines überhöhten
Stromflusses bei, daß er, sobald der den Transistor 13 durchfließende
Strom größer als 100 mA wird, den Transistor 22
durchschaltet, dessen Kollektorstrom daraufhin durch den Emitterwiderstand
10 der Fehlerverstärker-Transistoren 8 und 9
fließt. Dadurch erfolgt eine Erhöhung des Emitterpotentials
und damit zwangsläufig eine Senkung der Kollektorströme
dieser beiden Transistoren 8 und 9, so daß auch der Transistor
12 weniger Basisstrom erhält und den Transistor 13 so
steuert, daß der durch ihn fließende Strom auf 100 mA begrenzt
wird. Dadurch wird automatisch die Basisvorspannung des Regeltransistors
3 so kontrolliert, daß der durch ihn fließende
Strom immer in sicheren Grenzen bleibt.
Ein auf der Lastseite, d. h. zwischen dem Ausgangsanschluß 19
und Masse 18 auftretender Kurzschluß bewirkt, daß das Potential
am Anschluß 20 und automatisch damit auch das Basispotential
des den Grenzstrom bestimmenden Transistors 22 zumindest
annähernd auf Massepotential abgesenkt wird und der Transistor
22 dadurch eingeschaltet wird, so daß sein Kollektorstrom
durch den Emitterwiderstand 10 fließt und dabei durch Anhebung
des Emitterpotentials von Transistor 8 in dem Fehlersignalverstärker
11 auch den Kollektorstrom desselben Transistors 8
verringert. Unter der Voraussetzung, daß der pnp-Transistor 22 im
Betrieb eine Kollektor-Emitterspannung V CE = 0,15 V, der npn-
Transistor 8 bei vermindertem Kollektorstrom eine Basis-
Emitterspannung V BE (8) = 0,6 V und die Diode 24 zu diesem Zeitpunkt
eine Vorwärtspannung V F = 0,7 V führen, beträgt im Kurzschlußfall
auf der Lastseite der in den Kollektor des Transistors
13 fließende Strom
Dieser Stromwert liegt bei etwa 5% des zulässigen Grenzwertes
und ist somit bemerkenswert klein, und im Kurzschlußfall
wird auch der Regeltransistor 3 nur einen auf etwa 5%
des zugelassenen Höchstwertes begrenzten Kollektorstrom
führen.
Erfindungsgemäß wird mit Vorteil außer Widerständen in der
Stromermittlungsschaltung 26 auch noch eine Diode 24 benutzt,
welche die besondere Eigenschaft hat, daß sich ihre Vorwärtsspannung
V F bei Stromänderungen nicht wesentlich verändert.
Folglich bleibt auch bei kurzgeschlossenem Schaltungsausgang
(Lastseite) der Kollektorstrom des Transistors 13 auf einen gewünschten niedrigen
Wert z. B. 5,6 mA begrenzt, also auf etwa 5% eines gegebenen
Grenzwerts von 100 mA.
Die Strombegrenzung kann nach Wunsch gewählt werden, z. B. in
der Betriebspraxis auf 10% eines gegebenen Grenzwertes. Wenn
z. B. eine integrierte Schaltung für einen maximalen Nenn-
Laststrom von 100 mA ausgelegt ist und somit einen maximalen
Überstrom von 150 mA bis 200 mA verträgt, dann wird ihr normaler
Arbeitslaststrom etwa bei 40 bis 50 mA angesetzt werden,
also bei dem Halbwert des maximalen Nenn-Laststroms.
Wenn im normalen Betrieb am Ausgangsanschluß der Versorgungsschaltung
eine Spannung von 10 V abgegeben wird und die Versorgungsschaltung
direkt mit einer Eingangsspannung von 20 V
verbunden ist, dann beträgt die Leistungsaufnahme der Versorgungsschaltung
im eingeschwungenen Zustand (Steady State),
dem Produkt aus der Spannungsdifferenz (Eingang - Ausgang)
von 10 V und dem Laststrom von 40 bis 50 mA entsprechend,
etwa 400 bis 500 mW, und davon nimmt den größten Teil der Regeltransistor
3 auf. Wenn nun der Ausgangsanschluß (Lastseite)
der Versorgungsschaltung gegen Masse kurzgeschlossen wird,
dann bewirkt die erfindungsgemäße Stromermittlungsschaltung 26,
daß im Kurzschlußfall der Regeltransistor 3 mit nur
20 V × (15 bis 20 mA) = 300 bis 400 mW
belastet wird. Durch
den Transistor 3 fließen dabei nur etwa 10% von dem für ihn
z. B. auf 150 bis 200 mA festgelegten Stromgrenzwert.
Wie oben erläutert dient der zur Diode 24 parallelgeschaltete
Widerstand 25 der Temperaturkompensation. Wenn sich die Vorwärtsspannung
V F der Diode 24 um etwa 2 mV pro 1°C bei fallender
Temperatur erhöht, dann liegt sie bei -50°C etwa um 150 mV
höher als bei einer Normaltemperatur von +25°C.
Unkompensiert würde bei einer auf 1,2 V stabilisierten Bezugsspannung
V ref der Bezugsspannungsquelle 5 im Verlauf eines
lastseitigen Kurzschlußzustands der Grenzstromwert, errechnet
nach der Formel
unter den festgelegten
minimalen Grenzwert von 100 mA absinken. Als Folge davon
könnte die Versorgungsschaltung nach Aufhebung des Kurzschlusses
möglicherweise nicht in den Normalzustand zurückkehren.
Diese Möglichkeit wird erfindungsgemäß wirksam verhindert
durch Parallelschalten des Widerstands 25 zur Diode 24. Es
fließt also immer ein stabilisierender Leck- oder Teilstrom
mit der Größe V F /R₂₅ durch den Widerstand 25. Falls dessen Widerstandswert
R₂₅ bei 200 liegt, dann beträgt der Leckstrom
bei 700 mV/200 = 3,5 mA; bei 500 mV/200 = 2,5 mA; und bei
850 mV/200 = 4,25 mA. Die Versorgungsschaltung wird somit nach
jedem lastseitigen Kurzschluß mit Sicherheit in den Normalzustand
zurückkehren, weil auch bei großen Änderungen des durch
die Diode 24 fließenden Teilstroms der durch den Widerstand 25
fließende Leckstrom sich nur unwesentlich ändern kann.
Bei dem vorstehend erläuterten Ausführungsbeispiel könnte alternativ
der Emitter des den Grenzstrom bestimmenden pnp-Transistors
22 mit der Basis des npn-Transistors 13 verbunden sein. In
diesem Fall wäre das Emitterpotential des Transistors 22 um den
Wert der Basis-Emitterspannung V BE des Transistors 13 angehoben,
d. h der Emitter des Transistors 22 bekäme die Summe aus der Vorwärtsspannung
der Diode 24 und der Basis-Emitterspannung V BE des
Transistors 13, also von Anfang an eine Spannung von etwa 1,2 V
und würde dementsprechend schneller reagieren. Unter der Voraussetzung,
daß die Basis-Emitterspannungen der Transistoren 8 und
9 gleich sind, an der Basis des Transistors 22 ein der Spannung
der Bezugsspannungsquelle 5 entsprechendes Potential von 1,2 V
anliegt und der Transistor 22 durchgeschaltet wird, wenn seine
Basis-Emitterspannung V BE = 500 mV erreicht, ist es zum Durchschalten
des Transistors 22 notwendig, daß durch den Widerstand
23, der den Widerstandswert R₂₃ hat, ein Strom von 500 mV/R₂₃
fließen muß. Auf diesem Wege kann die Größe des Grenzstroms
leicht noch weiter herabgesetzt werden.
Abweichend von der Darstellung in Fig. 2 könnte der Kollektor
des grenzstrombestimmenden Transistors 22 auch an einen Mittelanzapfungspunkt
eines in diesem Fall unterteilten Emitterwiderstands
10 angeschlossen statt direkt mit den Emittern der
Transistoren 8 und 9 des Fehlerverstärkers 11 verbunden zu
sein.
In dem oben erläuterten bevorzugten Ausführungsbeispiel der
Erfindung ist der zur Grenzstrombestimmung benutzte Transistor
22 basisseitig mit dem ausgangsspannungsabhängigen Anschluß
20, kollektorseitig mit den Emittern der Transistoren
des Fehlersignalverstärkers und emitterseitig mit der aus einer
Diode mit je einem in Reihe und einem parallel zugeschalteten
Widerstand bestehenden Stromermittlungsschaltung 26 verbunden.
Mit diesen Mitteln sinkt die interne Strombelastung in der
Schaltung im Fall eines Kurzschlusses am lastseitigen Ausgang
auf einen sehr geringen Wert ab, der noch unter 10% der
normalen zulässigen Strombelastung liegt. Außerdem arbeitet
die erfindungsgemäße Versorgungsschaltung unabhängig von Temperaturänderungen
stabil und ist für alle denkbaren Einsatzbereiche
der Praxis geeignet.
Da die Schaltung Mittel zur Erkennung von lastseitigen Kurzschlußzuständen
enthält, bietet die Erfindung außer der automatischen
Strombegrenzung weitere vorteilhafte Möglichkeiten
zur Beherrschung von Kurzschlußzuständen am lastseitigen Ausgang.
Claims (4)
1. Konstantspannungs-Versorgungsschaltung mit
- - einem an eine Stromversorgungsquelle angeschlossenen Eingangsanschluß (1),
- - einem mit einer Last (21) verbundenen Ausgangsanschluß (19),
- - einem zwischen den Eingangsanschluß (1) und den Ausgangsanschluß (19) geschalteten Regeltransistor (3),
- - einer Vergleichsschaltung (11), deren Ausgangsspannung Transistoren (12, 13) zur Basisvorspannungsänderung des Regeltransistors (3) steuert und die zwei Transistoren (8, 9) enthält, die emitterseitig miteinander verbunden sind und von denen der eine Transistor mit seiner Basis an eine Bezugsspannungsquelle (5) und der andere Transistor mit seiner Basis an den Ausgangsanschluß (19) angeschlossen ist,
- - einem grenzstrombestimmenden Transistor, der in Abhängigkeit von dem Basisstrom des Regeltransistors (3) und der Spannung am Ausgangsanschluß (19) den Strom durch den Regeltransistor reduziert,
dadurch gekennzeichnet, daß der grenzstrombestimmende Transistor (22) von
seiner Basis eine Verbindung zu dem mit der Last verbundenen Ausgangsanschluß
(19) hat sowie mit seinem Emitter an den Emitter eines der Transistoren
(12, 13) zur Basisvorspannungsänderung und mit seinem Kollektor an die verbundenen
Emitter der beiden Transistoren (8, 9) der Vergleichsschaltung (11)
angeschlossen ist.
2. Konstant-Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß zwischen dem Emitter des grenzstrombestimmenden
Transistors (22) und Masse die Reihenschaltung eines Widerstandes (23) und
einer Diode (24) angeordnet ist.
3. Konstant-Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß zu der Diode (24) ein Widerstand (25) parallelgeschaltet
ist.
Applications Claiming Priority (1)
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