DE3421726C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Konstantspannungs-Versorgungsschaltung mit Merkmalen, wie sie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegeben sind (US-Firmendruckschrift "VOL- TAGE REGULATOR HANDBOOK" von Andy Adamian, herausgegeben von der FAIRCHILD CAMERA AND INSTRUMENT CORPORATION, 1978, S. 3-7, 7-8 u. 7-10).

In Fig. 5 der anliegenden Zeichnung ist eine aus der Firmendruckschrift "VOL- TAGE REGULATOR HANDBOOK" von Andy Adamian, herausgegeben von der FAIRCHILD CAMERA AND INSTRUMENT CORPORATION, 1978 bekannten Konstantspannungs- Versorgungsschaltung entsprechende Schaltung dargestellt. Diese Schaltung gemäß Fig. 1 bezieht über einen Eingangsanschluß 1 eine Speisespannung von einer Stromversorgungsquelle. Ein spannungsregelnd wirkender pnp-Transistor 3 ist mit seinem Emitter an den Eingangsanschluß 1, seinem Kollektor an einen Ausgangsanschluß 19 und mit seiner Basis an einen Schaltungsknotenpunkt, von dem eine erste Verbindung über einen Widerstand 2 zu dem genannten Emitter, eine zweite Verbindung über eine aus einer Konstantstromschaltung 4 und einer Bezugsspannungsquelle 5 gebildete Reihenschaltung an Masse und eine dritte Verbindung zu den zusammengeschalteten Emittern zweier außerdem von Basis zu Basis durchverbundener pnp-Transistoren 6 und 7 sowie zu den durchverbundenen Kollektoren zweier pnp-Regeltransistoren 12 und 13 gelegt ist, angeschlossen. Basis und Kollektor des Transistors 6 sind kurzgeschlossen. Der Kollektor des pnp-Transistors 6 und der Kollektor des anderen pnp-Transistors 7 sind jeweils separat mit dem Kollektor eines npn-Transistors 8 bzw. Kollektor eines npn-Transistors 9 verbunden, und die zusammengeschalteten Emitter der beiden npn-Transistoren 8 und 9, die einen Fehlersignalverstärker 11 bilden, liegen über einen Emitterwiderstand 10 auf Masse. Die Basis des npn-Transistors 8 ist mit der Verbindungsleitung zwischen der Konstantstromschaltung 4 und Bezugsspannungsquelle 5, und die Basis des anderen npn-Transistors 9 mit einem die Mittenanzapfung von zwei zwischen dem Ausgangsanschluß 19 und Masse 18 in Reihe geschalteten Widerständen 16 und 17 bildenden ausgangsabhängigen Anschluß 20 verbunden.

Durch den npn-Transistor 9 des Fehlersignalverstärkers, 11 der auch als Vergleichsschaltung zu bezeichnen ist, und durch den pnp-Transistor 7 wird die einer zwischen dem Ausgangsanschluß 19 und Masse 18 angeschlossenen Last 21 zugeführte Spannung abgetastet, und durch entsprechendes Verändern der Basisvorspannung des Regeltransistors 3 wird die der Last 21 zugeführte Spannung stabilisiert.

Die beiden vorspannungsregulierenden Transistoren 12 und 13 sind in Darlington-Schaltung verbunden, die Basis des Transistors 12 ist an den Kollektor des Transistors 7 und den Kollektor eines zur Grenzstrombestimmung ausgenutzten npn-Transistors 15 angeschlossen, und der Emitter des Transistors 13 ist über einen der Ermittlung eines den Transistor 13 durchfließenden Stroms dienenden Widerstand 14 an Masse gelegt. Der npn-Transistor 15 ist mit seiner Basis an das eine Ende und dem Emitter an das andere Ende des Widerstands 14 angeschlossen und kollektorseitig mit dem Kollektor des pnp-Transistors 7 verbunden.

In der herkömmlichen Versorgungsschaltung gemäß Fig. 1 vergleicht der Fehlersignalverstärker 11 die von dem ausgangsabhängigen Anschluß 20 zwischen den Spannungsteilerwiderständen 16, 17 bezogene und der Basis des npn-Transistors 9 zugeführte ausgangsbezogene Teilspannung mit einer der Basis des anderen npn-Transistors 8 zugeführten konstanten und stabilisierten Bezugsspannung V _ref und veranlaßt eine Ansteuerung des Regeltransistors 3 in dem Sinne, daß die Differenz zwischen den beiden Spannungen auf null reduziert und die mit V₀ bezeichnete Ausgangsspannung konstant gehalten wird. Angenommen, die Basis-Emitterspannungen V _BE der beiden Transistoren 8 und 9 sind gleich, die Widerstände 16 und 17 haben die Werte R₁₆ und R₁₇ und die Bezugsspannungsquelle 5 gibt die konstante Spannung V _ref ab, dann kann daraus errechnet werden die

Wenn im Betrieb der Versorgungsschaltung gemäß Fig. 1 zum Beispiel die Ausgangsspannung V₀ auf einen höheren Wert abweicht, dann erhöht sich zwangsläufig auch die Basisspannung des Transistors 9 entsprechend dem Spannungsteilverhältnis der Widerstände 16, 17 und bewirkt, daß der Kollektorstrom des Transistors 9 entsprechend ansteigt. Dieser Effekt hat zur Folge, daß die in Darlington-Schaltung verbundenen npn-Transistoren 12 und 13 einen geringeren Basisstrom ziehen, dadurch einen verminderten Kollektorstrom führen und der Regeltransistor 3 einen entsprechend reduzierten Basisstrom erhält. Dementsprechend wird das Kollektorpotential des pnp-Regeltransistors 3, welches der Ausgangsspannung V₀ entspricht, reduziert. Bei einer sinkenden Tendenz der Ausgangsspannung V₀ reagiert der Fehlersignalverstärker 11 im entgegengesetzten Sinne, so daß die Ausgangsspannung V₀ wieder auf ihren Sollwert angehoben wird. In jedem Fall bewirkt der Fehlersignalverstärker 11 über die in Darlington-Schaltung verbundenen Transistoren 12, 13 durch gezieltes Ansteuern des Regeltransistors 3 dafür, daß das Basispotential des Transistors 9 der Bezugsspannung V _ref aus der konstanten Spannungsquelle 5 angeglichen und damit die Ausgangsspannung V₀ gegenüber Änderungen der Eingangsspannung und/oder der Belastung konstant gehalten wird.

Sobald an dem zwischen Basis und Emitter des strombegrenzend wirkenden Transistors 15 liegenden Widerstand 14, an dem der Stromfluß ermittelt wird, eine durch den Stromfluß erzeugte Spannung einen vorgegebenen Wert überschreitet, wird der npn-Transistor 15 durchgeschaltet und beeinflußt so den die Transistoren 12 und 13 durchfließenden Strom in dem Sinne, daß der Regeltransistor 3 möglichst vor Strombelastungen geschützt wird, die über einem vorgesehenen Grenzwert liegen.

Diese bekannte strombegrenzende Schutzschaltung kann den Regeltransistor 3 zwar unter normalen, aber nicht mehr zuverlässig bei außergewöhnlichen Betriebszuständen wie z. B. im Fall eines Kurzschlusses an der Last 21 vor Stromüberlastung schützen. In einem Extremfall wie Last-Kurzschluß hat der sonst strombegrenzende Transistor 15 mit dem Widerstand 14 nur verminderte Wirkung, weil der noch vorhandene Kollektorstrom des Transistors 13 als Basisstrom zum Regeltransistor 3 gelangt und darin entsprechend dem Vorwärts-Stromverstärkungsverhältnis

dieses Transistors einen so hohen Kollektorstrom fließen läßt, daß der Regeltransistor 3 elektrisch überlastet und zerstört wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Konstantspannungs-Versorgungsschaltung mit vor Überlastung geschütztem Regeltransistor zu schaffen, in der im Fall eines Kurzschlusses auf der Lastseite, bei dem die Spannung am Ausgangsanschluß auf annähernd 0 Volt abfällt, der den Regeltransistor durchfließende Strom wirkungsvoll reduziert wird.

Die erfindungsgemäße Lösung der gestellten Aufgabe ist durch die kennzeichnenden Merkmale im Patentanspruch 1 angegeben.

Vorteilhafte Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Der Grundgedanke der Erfindung geht dahin, eine in der Versorgungsschaltung enthaltene Schaltungsgruppe zur Bestimmung eines Stromgrenzwertes bezüglich des den Regeltransistor durchfließenden Laststroms so auszubilden und zu schalten, daß sie unter Überwachung der am lastverbundenen Ausgangsanschluß herrschenden Spannung in dem Fall, daß diese Spannung einen gegebenen Potentialgrenzwert unterschreitet, eine Änderung der Basisvorspannung des Regeltransistors in dem Sinne einleitet bzw. veranlaßt, daß der Laststrom unter einen vorgegebenen Stromgrenzwert abgesenkt und der Regeltransistor sicher vor Überlastung geschützt wird.

Nach einer Weiterbildung des Erfindungsgedankens ist eine Temperaturkompensation der genannten Schaltungsgruppe vorgesehen, damit die Versorgungsschaltung unabhängig von Temperaturschwankungen stabil arbeitet und für alle denkbaren Einsatzfälle der Praxis geeignet ist.

Der Betrag der Laststromreduzierung im Kurzschlußfall kann sehr einfach auf jeden gewünschten Wert eingestellt werden.

Die Erfindung und vorteilhafte Einzelheiten werden nachstehend unter Bezug auf eine Zeichnung in beipielsweiser Ausführungsform näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer eingangs gewürdigten herkömmlichen Konstantspannungs-Versorgungsschaltung und

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild zu einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Die in Fig. 2 schematisch dargestellte Konstantspannungs- Versorgungsschaltung bildet ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung. Diverse Einzelheiten der Schaltung gemäß Fig. 2 stimmen mit denen von Fig. 1 überein; sie sind deshalb durch identische Bezugszahlen gekennzeichnet und werden nicht noch einmal beschrieben.

In Fig. 2 ist ein grenzstrombestimmender pnp-Transistor 22 emitterseitig mit dem Emitter des die Basisvorspannung für den Regeltransistor 3 kontrollierenden npn-Transistors 13 verbunden, und diese Emitter-Verknüpfungsstelle ist über einen der Stromermittlung dienenden Widerstand 23 und eine vorwärts geschaltete Diode 24 an Masse gelegt. Der Widerstand 23, die Diode 24 und ein zu der Diode 24 parallelgeschalteter Widerstand 25, welcher der Kompensation von Temperaturänderungen dient, bilden gemeinsam eine Stromermittlungsschaltung 26. Der grenzstrombestimmende Transistor 22 ist mit seiner Basis an den ausgangsspannungsabhängigen Anschluß 20 und mit seinem Kollektor an den Emitter-Widerstand 10 für die beiden npn-Transistoren 8 und 9 des Fehlersignalverstärkers 11 angeschlossen, während sein Emitter, wie oben erläutert, über die Stromermittlungsschaltung 26 an Masse gelegt ist.

Nachstehend wird die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltung von Fig. 2 erläutert. Dafür werden als Beispiel folgende Betriebswerte bzw. Voraussetzungen gewählt:

Bezugsspannung von der Spannungsquelle 5 V _ref = 1,2 V Stromgrenzwert des die Basisvorspannung des Transistors 3
kontrollierenden Transistors 13 I _Lmax = 100 mA Vorwärtsspannung der Diode 24 in der Stromermittlungsschaltung 26 V _F = 0,8 V Beide Transistoren 8, 9 des Fehlersignalverstärkers 11
haben die gleiche Basis-EmitterspannungV _BE ; Die zum Durchschalten des Transistors 22 für die Grenzstrombestimmung
notwendige Basis-Emitterspannung beträgtV _BE = 0,5 V

Der Widerstand 23 für die Stromflußermittlung muß, wenn der Transistor 22 zur Grenzstrombestimmung beim Fließen eines Stroms von 100 mA durchgeschaltet werden soll, folgenden Wert haben:

Der Widerstand 23 trägt dadurch zur Verhütung eines überhöhten Stromflusses bei, daß er, sobald der den Transistor 13 durchfließende Strom größer als 100 mA wird, den Transistor 22 durchschaltet, dessen Kollektorstrom daraufhin durch den Emitterwiderstand 10 der Fehlerverstärker-Transistoren 8 und 9 fließt. Dadurch erfolgt eine Erhöhung des Emitterpotentials und damit zwangsläufig eine Senkung der Kollektorströme dieser beiden Transistoren 8 und 9, so daß auch der Transistor 12 weniger Basisstrom erhält und den Transistor 13 so steuert, daß der durch ihn fließende Strom auf 100 mA begrenzt wird. Dadurch wird automatisch die Basisvorspannung des Regeltransistors 3 so kontrolliert, daß der durch ihn fließende Strom immer in sicheren Grenzen bleibt.

Ein auf der Lastseite, d. h. zwischen dem Ausgangsanschluß 19 und Masse 18 auftretender Kurzschluß bewirkt, daß das Potential am Anschluß 20 und automatisch damit auch das Basispotential des den Grenzstrom bestimmenden Transistors 22 zumindest annähernd auf Massepotential abgesenkt wird und der Transistor 22 dadurch eingeschaltet wird, so daß sein Kollektorstrom durch den Emitterwiderstand 10 fließt und dabei durch Anhebung des Emitterpotentials von Transistor 8 in dem Fehlersignalverstärker 11 auch den Kollektorstrom desselben Transistors 8 verringert. Unter der Voraussetzung, daß der pnp-Transistor 22 im Betrieb eine Kollektor-Emitterspannung V _CE = 0,15 V, der npn- Transistor 8 bei vermindertem Kollektorstrom eine Basis- Emitterspannung V _{BE (8)} = 0,6 V und die Diode 24 zu diesem Zeitpunkt eine Vorwärtspannung V _F = 0,7 V führen, beträgt im Kurzschlußfall auf der Lastseite der in den Kollektor des Transistors 13 fließende Strom

Dieser Stromwert liegt bei etwa 5% des zulässigen Grenzwertes und ist somit bemerkenswert klein, und im Kurzschlußfall wird auch der Regeltransistor 3 nur einen auf etwa 5% des zugelassenen Höchstwertes begrenzten Kollektorstrom führen.

Erfindungsgemäß wird mit Vorteil außer Widerständen in der Stromermittlungsschaltung 26 auch noch eine Diode 24 benutzt, welche die besondere Eigenschaft hat, daß sich ihre Vorwärtsspannung V _F bei Stromänderungen nicht wesentlich verändert. Folglich bleibt auch bei kurzgeschlossenem Schaltungsausgang (Lastseite) der Kollektorstrom des Transistors 13 auf einen gewünschten niedrigen Wert z. B. 5,6 mA begrenzt, also auf etwa 5% eines gegebenen Grenzwerts von 100 mA.

Die Strombegrenzung kann nach Wunsch gewählt werden, z. B. in der Betriebspraxis auf 10% eines gegebenen Grenzwertes. Wenn z. B. eine integrierte Schaltung für einen maximalen Nenn- Laststrom von 100 mA ausgelegt ist und somit einen maximalen Überstrom von 150 mA bis 200 mA verträgt, dann wird ihr normaler Arbeitslaststrom etwa bei 40 bis 50 mA angesetzt werden, also bei dem Halbwert des maximalen Nenn-Laststroms. Wenn im normalen Betrieb am Ausgangsanschluß der Versorgungsschaltung eine Spannung von 10 V abgegeben wird und die Versorgungsschaltung direkt mit einer Eingangsspannung von 20 V verbunden ist, dann beträgt die Leistungsaufnahme der Versorgungsschaltung im eingeschwungenen Zustand (Steady State), dem Produkt aus der Spannungsdifferenz (Eingang - Ausgang) von 10 V und dem Laststrom von 40 bis 50 mA entsprechend, etwa 400 bis 500 mW, und davon nimmt den größten Teil der Regeltransistor 3 auf. Wenn nun der Ausgangsanschluß (Lastseite) der Versorgungsschaltung gegen Masse kurzgeschlossen wird, dann bewirkt die erfindungsgemäße Stromermittlungsschaltung 26, daß im Kurzschlußfall der Regeltransistor 3 mit nur

20 V × (15 bis 20 mA) = 300 bis 400 mW

belastet wird. Durch den Transistor 3 fließen dabei nur etwa 10% von dem für ihn z. B. auf 150 bis 200 mA festgelegten Stromgrenzwert.

Wie oben erläutert dient der zur Diode 24 parallelgeschaltete Widerstand 25 der Temperaturkompensation. Wenn sich die Vorwärtsspannung V _F der Diode 24 um etwa 2 mV pro 1°C bei fallender Temperatur erhöht, dann liegt sie bei -50°C etwa um 150 mV höher als bei einer Normaltemperatur von +25°C.

Unkompensiert würde bei einer auf 1,2 V stabilisierten Bezugsspannung V _ref der Bezugsspannungsquelle 5 im Verlauf eines lastseitigen Kurzschlußzustands der Grenzstromwert, errechnet nach der Formel

unter den festgelegten minimalen Grenzwert von 100 mA absinken. Als Folge davon könnte die Versorgungsschaltung nach Aufhebung des Kurzschlusses möglicherweise nicht in den Normalzustand zurückkehren. Diese Möglichkeit wird erfindungsgemäß wirksam verhindert durch Parallelschalten des Widerstands 25 zur Diode 24. Es fließt also immer ein stabilisierender Leck- oder Teilstrom mit der Größe V _F /R₂₅ durch den Widerstand 25. Falls dessen Widerstandswert R₂₅ bei 200 liegt, dann beträgt der Leckstrom bei 700 mV/200 = 3,5 mA; bei 500 mV/200 = 2,5 mA; und bei 850 mV/200 = 4,25 mA. Die Versorgungsschaltung wird somit nach jedem lastseitigen Kurzschluß mit Sicherheit in den Normalzustand zurückkehren, weil auch bei großen Änderungen des durch die Diode 24 fließenden Teilstroms der durch den Widerstand 25 fließende Leckstrom sich nur unwesentlich ändern kann.

Bei dem vorstehend erläuterten Ausführungsbeispiel könnte alternativ der Emitter des den Grenzstrom bestimmenden pnp-Transistors 22 mit der Basis des npn-Transistors 13 verbunden sein. In diesem Fall wäre das Emitterpotential des Transistors 22 um den Wert der Basis-Emitterspannung V _BE des Transistors 13 angehoben, d. h der Emitter des Transistors 22 bekäme die Summe aus der Vorwärtsspannung der Diode 24 und der Basis-Emitterspannung V _BE des Transistors 13, also von Anfang an eine Spannung von etwa 1,2 V und würde dementsprechend schneller reagieren. Unter der Voraussetzung, daß die Basis-Emitterspannungen der Transistoren 8 und 9 gleich sind, an der Basis des Transistors 22 ein der Spannung der Bezugsspannungsquelle 5 entsprechendes Potential von 1,2 V anliegt und der Transistor 22 durchgeschaltet wird, wenn seine Basis-Emitterspannung V _BE = 500 mV erreicht, ist es zum Durchschalten des Transistors 22 notwendig, daß durch den Widerstand 23, der den Widerstandswert R₂₃ hat, ein Strom von 500 mV/R₂₃ fließen muß. Auf diesem Wege kann die Größe des Grenzstroms leicht noch weiter herabgesetzt werden.

Abweichend von der Darstellung in Fig. 2 könnte der Kollektor des grenzstrombestimmenden Transistors 22 auch an einen Mittelanzapfungspunkt eines in diesem Fall unterteilten Emitterwiderstands 10 angeschlossen statt direkt mit den Emittern der Transistoren 8 und 9 des Fehlerverstärkers 11 verbunden zu sein.

In dem oben erläuterten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der zur Grenzstrombestimmung benutzte Transistor 22 basisseitig mit dem ausgangsspannungsabhängigen Anschluß 20, kollektorseitig mit den Emittern der Transistoren des Fehlersignalverstärkers und emitterseitig mit der aus einer Diode mit je einem in Reihe und einem parallel zugeschalteten Widerstand bestehenden Stromermittlungsschaltung 26 verbunden. Mit diesen Mitteln sinkt die interne Strombelastung in der Schaltung im Fall eines Kurzschlusses am lastseitigen Ausgang auf einen sehr geringen Wert ab, der noch unter 10% der normalen zulässigen Strombelastung liegt. Außerdem arbeitet die erfindungsgemäße Versorgungsschaltung unabhängig von Temperaturänderungen stabil und ist für alle denkbaren Einsatzbereiche der Praxis geeignet.

Da die Schaltung Mittel zur Erkennung von lastseitigen Kurzschlußzuständen enthält, bietet die Erfindung außer der automatischen Strombegrenzung weitere vorteilhafte Möglichkeiten zur Beherrschung von Kurzschlußzuständen am lastseitigen Ausgang.

Claims (4)

1. Konstantspannungs-Versorgungsschaltung mit

• - einem an eine Stromversorgungsquelle angeschlossenen Eingangsanschluß (1),
• - einem mit einer Last (21) verbundenen Ausgangsanschluß (19),
• - einem zwischen den Eingangsanschluß (1) und den Ausgangsanschluß (19) geschalteten Regeltransistor (3),
• - einer Vergleichsschaltung (11), deren Ausgangsspannung Transistoren (12, 13) zur Basisvorspannungsänderung des Regeltransistors (3) steuert und die zwei Transistoren (8, 9) enthält, die emitterseitig miteinander verbunden sind und von denen der eine Transistor mit seiner Basis an eine Bezugsspannungsquelle (5) und der andere Transistor mit seiner Basis an den Ausgangsanschluß (19) angeschlossen ist,
• - einem grenzstrombestimmenden Transistor, der in Abhängigkeit von dem Basisstrom des Regeltransistors (3) und der Spannung am Ausgangsanschluß (19) den Strom durch den Regeltransistor reduziert,

dadurch gekennzeichnet, daß der grenzstrombestimmende Transistor (22) von seiner Basis eine Verbindung zu dem mit der Last verbundenen Ausgangsanschluß (19) hat sowie mit seinem Emitter an den Emitter eines der Transistoren (12, 13) zur Basisvorspannungsänderung und mit seinem Kollektor an die verbundenen Emitter der beiden Transistoren (8, 9) der Vergleichsschaltung (11) angeschlossen ist.

2. Konstant-Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Emitter des grenzstrombestimmenden Transistors (22) und Masse die Reihenschaltung eines Widerstandes (23) und einer Diode (24) angeordnet ist.

3. Konstant-Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Diode (24) ein Widerstand (25) parallelgeschaltet ist.