DE2657301C3

DE2657301C3 - Bandbegrenztes digitales Übertragungssystem, insbesondere PCM-Übertragungssystem

Info

Publication number: DE2657301C3
Application number: DE19762657301
Authority: DE
Inventors: Josef 8021 Hohenschaeftlarn Doemer; Hans Georg Dipl.-Ing. 8901 Leitershofen Haerle
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1976-12-17
Filing date: 1976-12-17
Publication date: 1979-05-17
Also published as: DE2657301A1; DE2657301B2

Description

Die Erfindung betrifft ein bandbegrenztes digitales Übertragungssystem, insbesondere PCM-Übertragungssystem, mit Hoch- oder Bandpaß-Charakter zur Übertragung eines pseudoternären Codes unter Verwendung von angenähert sinMörmigen Impulsen doppelter Bitbreite für die Regeneration.

Übertragungssysteme der vorgenannten Art sind beispielsweise durch die DE-PS 24 07 954 dem Grundkonzept nach bekannt, in der ein PCM-Regenerator beschrieben ist, bei dem etwa sin²-förmige Impulse zur Übertragung auf einer Leitungsstrecke beispielsweise in sin-Halbwellen umgewandelt werden. Die Übertragung von digitalen (z. B. PCM-) Signalen erfolgt meist über bandbegrenzte Systeme zur Einsparung von Frequenzbandbreite sendeseitig und/oder zur Einengung der Rauschbandbreite im Empfänger. Dabei bleibt die Impulsform im allgemeinen nur dann unverzerrt, wenn keine Dämpfungsverzerrungen vorhanden sind und im Übertragungsband auch Frequenzproportionalität der Phase b = k ■ ω gegeben ist.

Frequenzproportionalität der Phase läßt sich meist nur durch eine geeignete Entzerrung der bandbegrenzenden Netzwerke erreichen. Es zeigt sich bei Tiefpaßsystemen, Systemen also, bei denen die Übertragungsbandbreite nur durch Tiefpässe begrenzt ist, wie beispielsweise bei der Basisbandübertragung, daß hier eine Gruppenlaufzeitentzerrung auch zur Frequenzproportionalität der Phase führt.

Werden jedoch die Basisbandsignale mit einem Trägersignal in eine höhere Frequenzlage umgesetzt, wie dies beispielsweise im System PCM-30-D der Fall ist, dann zeigt sich, daß eine Gruppenlaufzeitentzerrung selbst dann nicht zu befriedigenden Ergebnissen führt, wenn die Entzerrerschaltungen verhältnismäßig aufwendig sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein durch Hoch- oder Bandpaß bandbegrenztes digitales Übertragungssystem anzugeben, bei dem die Phasenentzerrung trotz der Verwendung verhältnismäßig einfacher Schaltungen für die Entzerrer in einem für die auftretenden praktischen Anwendungsfälle ausreichendem Maß erfolgen kann.

Ausgehend von einem bandbegrenzten digitalen Übertragungssystem, insbesondere PCM-Übertra-H) gungssystem, mit Hoch- oder Bandpaß-Charakter zur Übertragung eines pseudoternären Codes unter Verwendung von angenähert sin²-förmigen Impulsen doppelter Bitbreite für die Regeneration, wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das zu i) übertragende Frequenzband zur Phasenentzerrung in einen Kern- und zwei Außenbereiche unterteilt ist, deren Bereichsgrenzen durch dominierende Frequenzen festgelegt sind, die die Spektrallinien derjenigen beiden Impulsfolger, darstellen, in denen alle auftreten-2 <- den Einschwingvorgänge enthalten sind, und daß die Genauigkeit der Phasenentzerrung in den Außenbereichen geringer ist als im Kernbereich.

Insbesondere ist an die Verwendung der beiden Impulsfolgen -1,0, + 1,0, -1,0, +1... und -1, +1,0, 2> 0,-1,+ 1,0,0...gedacht.

Für die in der Praxis auftretenden Anwendungsfälle erweist es sich insbesondere als zweckmäßig, wenn die der Entzerrung in der trägerfrequenten Ebene dienenden Vierpole derart bemessen sind, daß der Phasenentzerrung im Kernbereich eine Nullphase von ±5° zugrunde gelegt ist, wohingegen die Toleranzgrenze in den Außenbereichen bei der Frequenz Null auf Werte von +30bzw. -30° festgelegt ist.

Nachstehend wird die Erfindung anhand von r> Ausführungsbeispielen noch näher erläutert.

Es zeigt in der Zeichnung

F i g. 1 das Blockschaltbild eines bandbegrenzten Übertragungssystems der einleitend erwähnten Art,

F i g. 2 die Erläuterung der Nullphase bo,
4(i F i g. 3 die Ermittlung der Fourierkoeffizienten für eine bestimmte Impulsfolge bei sinMmpulsform,

Fig.4 die Ermittlung der Fouriorkoeffizienten für eine weitere impulsfolge bei sinMmpulsform,

Fig.5 den Verlust an Signalgeräuschabstand in 4ί Abhängigkeit von der Nullphase bo,

Fig.6 ein mögliches Toleranzschema für die Phasenentzerrung der Erfindung.

Wie einleitend bereits erwähnt, ist aus der DE-PS 24 07 954 ein PCM-Regenerator bekannt, der als w Schaltungsbaustein bei der Erfindung durchaus Verwendung finden kann. Geeignete Dämpfungsentzerrer sind aus der DE-PS 23 18 246 bekannt. Hoch- und Bandpaßsysteme entstehen z. B. dann, wenn die Basisbandsignale mit einer Trägerfrequenz umgesetzt werden und das ν-, Modulationsprodukt auf ein Seitenband begrenzt wird, wie z. B. im System PCM-30-D.

In Fig. 1 ist zur besseren Übersicht im Blockschaltbild ein Übertragungssystem der vorstehend genannten Art gezeichnet. Es kommt dabei aus einem Blockbau-Mi stein 5 das Basisband mit einem möglichen Ausschnitt aus einer Impulsfolge, das einen Frequenzbereich von 0 bis 2,048 MHz umfaßt und einen AMI-Code (alternate mark inversion) verwendet. Mit Hilfe eines digitalen Modulators 6 wird unter Zugabe eines Trägersignals b^r> von 1,024MHz das Basisband in das zu übertragende Leitungssignal umgesetzt, das zudem noch durch einen Bandpaß 7 gefiltert wird. Das Leitungssignal hat demzufolge einen Frequenzbereich von 1,024 bis

3,072 MHz. Auf der Empfangsseite wird das Leitungssignal einem Leitungsdämpfungsenizerrer 8 und danach einem Phasenentzerrer 12 zugeführt und durch einen Modulator 9 wiederum unter Verwendung der Trägerfrequenz 1,024 MHz in das Basisband zwischen 0 und 2.048 MHz umgesetzt Dem Modulator 9 ist dabei ein Tiefpaß 10 geeigneter Grenzfrequeoz nachgeschaltet, und schließlich wird das Basisband (für das der gleiche Ausschnitt wie oben jedoch mit sin²-förmigen Impulsen gezeichnet ist) in einem Pulsregenerator 11 weiter verarbeitet. Die in F i g. 1 dargestellten Einzelbausteine 5 bis 11 sind für sich bekannt, so daß hier im einzelnen nicht darauf eingegangen werden muß. Näher betrachtet werden soll die im Baustein 12 verwirklichte Phasenentzerrung.

Wie sich zeigt, kann bei solchen Systemen häufig eine Gruppenlaufzeitentzerrung die Nullphase bo nicht beseitigen, sondern gegebenenfalls sogar vergrößern.

Bei der Erfindung wird nun von der Überlegung ausgegangen, den beispielsweise in der Zeitschrift »Nachrächtenelektronik« 2-1975, Seiten 29 bis 31, vorgeschlagenen Gedanken aufzugreifen und in einer geeigneten Weise so auf die Phasenentzerrung des in F i g. 1 gezeigten Übertragungssystems anzuwenden, daß die jeweils verwendeten Phasenentzerrer (z. B. Baustein 12) einen möglichst einfachen schaltungstechnischen Aufwand haben kann.

Nach der vorstehend genannten Literaturstelle läßt sich die Phase bfw) in Übertragungssystemen allgemein als Reihenentwicklung angeben:

Sind die nichtlinearen Verzerrungen vernachlässigbar, wird daraus: b(tu) = bo + b\ ■ ω.

Aus den obigen Gleichungen ist ersichtlich, daß die in der Übertragungstechnik häufig verwendete Gruppenlaufzeit

01){<η)

nicht immer ein brauchbares Maß für Phasenmessungen darstellt und eine Gruppenlaufzeitentzerrung nicht in allen Fällen auch zu einer frequer.zproportionalen Phase führt, weil die Größe ba beim Differenzieren verschwindet.

Im folgenden soll zum leichteren Verständnis der Erfindung der Einfluß einer Nullphase auf die Impulsform der im System PCM-30-D übertragenen Signale berechnet und die resultierende Systemverschlechterung (Signalgeräuschabstand) ermittelt werden.

An welcher Stelle im System bo eingefügt wird, ist dabei gleichgültig, weil die Phase bei der Modulation erhalten bleibt. Betrachtet werden die im emptangsseitigen Modulator wiedergewonnenen Basisba.idsignale (Fig. 1, Punkt 1).

Die Ermittlung der Impulsformverzerrungen und des Verlustes an Signalgeräuschabstand durch eine Nullphase erfolgt am einfachsten über eine Fourierreihenentwicklung ausgewählter periodischer Impulsfolgen. Zur Einfügung der Nullphase wird gemäß F i g. 2 ein dämpfungsloser Übertragungsvierpol (Übertragungsfaktor F(ja>))m\t dem Übertragungsmaß

g =

Aus F i g. 2 erhält man für ein Eingangssignal u\(t), das einer ungeraden Funktion gehorcht d. h. U\(—t)= —U\(t), als Ergebnis die Zeitfunktion am Ausgang ohne Berücksichtigung der hier nicht interessierenden konstanten Zeitverschiebung fo

uU) = Y₁ ß„-sin

Die grafische Darstellung von u(t) — mit einer begrenzten Anzahl von Harmonischen — zeigt dann die durch bo berursachten Verzerrungen. In der vorstehenden Gleichung bedeuten η = 0, 1, 2, 3... eine

r> Zählvariable, (O₀ = InIT mit T als Periode des Eingangssignals, und B_n sind die Fourier-Koeffizienten der bei der Reihenentwicklung zu betrachtenden Harmonischen.

In Fig.2 ist als Beispiel für ein bandbegrenztes

J" Übertragungssystem ohne Gruppenlaufzeitverzerrung

— = const. I
dr.. /

ein System mit Hochpaßcharakter verwendet, dessen Grenzfrequenz mit o>_g bezeichnet ist. In Abhängigkeit von der Kreisfrequenz ω steigt also oberhalb der Grenzfrequenz b)_g die Phase b linear an, während sie unterhalb der Grenzfrequenz m_e einer anderen (nichtlinearen) Gesetzmäßigkeit folgt.

Unter der Nullphase bo - wie aus F i g. 2 ebenfalls zu erkennen — ist nun der Wert von b an der Stelle ω = 0 zu verstehen, der sich ergibt, wenn man den linearen Verlauf der Kurve b=b((u) bis zum Schnittpunkt mit der /b-Achse verlängert, wie dies in Fig.2 gestrichelt eingezeichnet ist.

Die Auswahl der Impulsfolgen geschieht nach folgenden Überlegungen.

Die zugehörenden Einschwingvorgänge im Analogteil des Empfängers sollen genügend gut die zu allen anderen Folgen (Zufallsfoigen) gehörenden repräsentieren.

Die empfangsseitige Bandbegrenzung in dem als Beispiel gewählten System PCM-30- D (vgl. F i g. 1) ist so ausgelegt, daß die sendeseitig angenähert rechteckförmigen 0-1 - und 1-0-Übergänge in angenähert sinMörmige umgeformt werden, die 0-1- und 1-1-Übergänge bereits im Bit praktisch zur vollen Amplitudenhöhe einschwingen, was für die automatische Leitungsdämpfungsenlzerrung durch Amplitudenregelung notwendig ist, und die 1-0-Übergänge bereits im nächsten Bit praktisch ausgeschwungen sind (lntersymbolinterferenz).

Unter diesen Voraussetzungen genügt es, die Zeitfunktionen der 1 0 1 0 1 ...- und 1 1 0 0 1 1 0 0.. .-Folgen zu berechnen.

Im Beispiel der Fig.3 ist eine AMi Code-Folge (alternate mark inversion) —1, 0, +1, 0... mit sin²-förmiger Pulsform dargestellt. Es handelt sich dabei um eine Kurvenform, die eine Symmetrie 4. Art aufweist, und es gilt demzufolge

Nullphase;

konstante Zeitverschiebung

angenommen.

fit+ T/2) fit).

Zur Ermittlung der Fourierkoeffizienten ist von folgenden Bedingungen auszugchen:

*2» + i = τ j/C) ■ sin (2/ι H- I) '. ■ d/

mit r 0. 1.2.

/C)

= sin² ί ²^ Λ = \ ^l ₂ cos 4 .-r ^, für 0 <

4 "

Man erhält daraus die Fouricrkocffizicnlen

Die Zcitfunklion

ti U) ="£ B₂-Mi · sin [(2;i + 1)-.,,/ - />„] -

die nur ungeradzahlige Harmonische enthält, läßt sich mit bo als Parameter berechnen; es zeigt sich dabei, daß die Verzerrungen mit wachsender Nullphase zunenmen, bei bo = 90° ein Maximum erreicht haben und bei bo — 180° die ursprüngliche Impulsform bei umgekehrter Polarität wieder erreicht ist.

Maximale Verzerrungen treten also periodisch für bo = (2k+\) ■ 90° auf, keine Verzerrungen entstehen füröo = 2*· 180°, mit Jt=O, 1,2,3...

Für die vorstehend erwähnte —1, 0, +1, 0...-Folge mit angenäherter sin²-förmiger Impulsform lassen sich noch folgende Betrachtungen anstellen.

Während in einem realen System, wie z. B. im Systen PCM-30-D, der angenähert sin²-förmige Impuls durcl einen bei der Frequenz 0 beginnenden stetigei Dämpfungsanstieg erreicht wird (a « 2OdB be /■=2,048 MHz), soll hier für die Rechnung die Fourier reihe nach der 2. Harmonischen abgebrochen werden:

1. Harmonische: /0=0,512 MHz;

2. Harmonische: 3 χ fa= 1,536 MHz.

Für die Zeitfunktion übergibt sich dann

Das Ergebnis der vorstehenden Gleichung läßt sich mit bo als Parameter darstellen, und es zeigt sich auch hier, daß eine optimale Entzerrung für den Wert /*>=0 erreicht wird und daß sich in Abhängigkeit von bo ein Überblick über die zu erwartenden Verzerrungen gewinnen läßt.

Anhand von F i g. 4 sei im folgenden noch die zweit« charakteristische Impulsfolge, nämlich eine — 1, +1,0,0 — 1, + 1 .. .-Folge mit angenähert sin²-förmiger Impuls form besprochen.

Diese Impulsform läßt sich mathematisch folgendermaßen darstellen:

/(O ■ sin k -j. ι

dl

k =0.1.2.3

sin 4 .-τ -

für 0 < ι < -

- + _r sin 4 η ^ für ^ </ < '- T

Daraus erhält man die Fourierkoeffizienten B₂ = -, und

B_1n+, = L · sin (2» + D I ■ sin (2 π + I) J - ( J_

Die Anzahl der Harmonischen ist auch hier wieder entsprechend der Basisbandbreite begrenzt:

1. Harmonische: /₀ = 0,512MHz;

2. Harmonische: 2 · /O= 1,024 MHz;

3. Harmonische: 3 · fa= 1,536 MHz.

Auch hier läßt sich die Zeitfunktion u(t) mit öo als Parameter darstellen, und es gilt daher

η I

ι/ (f) = - sin (2 ,n_n t - b„) + V - sin (2 /ι + 1) _T sin (2 /ι

- ι; Il .T -

iLf-² L ' \

4 V2/1 + 1 2/1-1 2«+ V

sin

Aus den vorstehend besprochenen —1,0, +1,0...- und -1, +1,0,0, -!, + !-Folgen und einer +1, -1, +1, -1 .. .-Folge (Sinuswelle, /=1,024 MHz; Nominalamplitude) als Bezugsgröße für den Abfragetakt und die Amplitude lassen sich Augendiagramme ermitteln und für verschiedene Nullphasen darstellen. Diesen Diagrammen ist zu entnehmen, daß die mit wachsender Nullphase schnell zunehmende Verkleinerung der Augenöffnung am stärksten durch den 1-0-1-Übergang verursacht wird.

Die Verkleinerung der Augenöffnung kann auch als Verkleinerung der Signalamplitude aufgefaßt werden. Daraus erhält man den Verlust Van Signalgeräuschabstand S/N bei gleichbleibender Bitfehlerhäufigkeit näherungsweise zu:

V * 10 -1Og(^ in dB.

r, Phasenentzerrung erweiterte Toleranzgrenzen von + 30 bzw. —30° bei der Frequenz 0 zugrunde gelegt sind.

Die dominierenden Frequenzen in der trägerfrequenten Ebene sind die mit dem Träger 1,024 MHz umgesetzten Spektrallinien der dominierenden Impulsfolgen: für diel 0 1 0.. .-Folge:

25

JO /i = 1,024+0,512= 1,536 MHz₁ /j = ι ,024 +1,536 = 2,560 MHz,

fürdiel 1001 1 0 0.. .-Folge:

/i = 1,024+0,512= 1,536 MHz, h= 1,024 + 1,024=2,048 MHz, fi= 1,024 + 1,536=2,560 MHz, h ist gleichzeitig die Schwerpunktfrequenz (Nyquistfrequenz) des Systems.

h = Abstand zwischen Abfrageschwelle und Momentanwert des 1-0-1-Übergangs zum Abfragezeitpunkt,

Λ= Aofürfiu=0,

V ist in Fig.5 über bo als Kurve A (rechnerischer Näherungswert) aufgetragen.

Auch der Signalgeräuschabs tand S/N wurde vor dem Leitungsdämpfungsentzerrer 8 (Punkt 2 in Fig.!) wieder mit drei verschiedenen Nullphasen bo bei jeweils gleicher Bitfehlerhäufigkeit gemessen. Der Verlust an Signalgeräuschabstand

- S/N(bo=0)

ist ebenfalls in F i g. 5 Ober bo als Kurve B aufgetragen, die eine gute Übereinstimmung mit der gerechneten Kurve A zeigt

Die vorstehenden Erläuterungen lassen erkennen, daß für die verzerrungsfreie Übertragung zufällige'* Impulsfolgen die Genauigkeit der Frequenzproportionalität der Phase die Spektrallinien der dominierenden 1 01 0...- und 11 0 0 1 1.. .-Folgen maßgebend ist

Es läßt sich deshalb für die Phasenentzerrung der in der trägerfrequenten Ebene eingesetzten Filter (Hochbzw. Bandpässe) ein Toleranzschema entsprechend Fi g. 6 verwenden. In diesem Beispiel ist bo ^ ±5° die Nullphase im Bereich der dominierenden Spektrallinien, während außerhalb der beiden äußeren dominierenden Spektrallinien bis zu den Übertragungsbandgrenzen der Es ist nicht erforderlich, die Phasenverzerrungen im gesamten zu übertragenden Frequenzbereich, also etwa

r, zwischen 1,024 MHz und 3,072 MHz, auf ein Minimum zu bringen. Vielmehr genügt es, innerhalb dieses Frequenzbereiches zwei dominierende Frequenzen, im Beispiel f\ = 1,536 MHz und /j=2,56 MHz, auszuwählen und in diesem Kernbereich die Entzerrung mit einer maximalen Nullphase bo (im Beispiel < ±5°) vorzunehmen. Die beiden Außenbereiche können dann mit einer geringeren Genauigkeit entzerrt werden. Im Beispiel liegen die Außenbereiche zwischen 1,024 und 1,536 und zwischen 2,56 und 3,072 MHz. In diesen Außenberei chen kann erfahrungsgemäß eine maximale Ausweitung des Toleranzschemas auf +30° bzw. —30° bei der Frequenz 0 entsprechend Fig.6 zugelassen werden. Das in Fig.6 gezeigte Toleranzschema für den Phasenverlauf in einem digitalen Hoch- oder Bandpaß übertragungssystem kommt durch die trichterförmige Ausweitung außerhalb des Kernbereiches einer Phasenentzerrung mit wenigen Allpaßgliedern entgegen (in Fig.6 strichpunktiert eingezeichnet ein möglicher Phasenverlauf in einem realen System).

_ Auf diese Weise lassen sich auch die in den Übertragungssystemen zum Einsatz kommenden Entzerrer hinsichtlich ihres Schaltungsaufwandes einfacher ausgestalten. Bei der Auswahl der dominierenden Frequenzen muß allerdings darauf geachtet werden, daß die dominierenden Frequenzen zugleich die Spektrallinien von zwei solchen Impulsfolgen sind, in denen alle im jeweiligen System auftretenden Einschwingvorgänge enthalten sind.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Bandbegrenztes_ digitales Übertragungssystem, insbesondere PCM-Obertragungssystem, mit Hochoder Bandpaß-Charakter zur Übertragung eines pseudoternären Codes unter Verwendung von angenähert sinMörmigen Impulsen doppelter Bitbreite für die Regeneration, dadurch gekennzeichnet, daß das zu übertragende Frequenzband zur Phasenentzerrung in einen Kern- und zwei Außenbereiche unterteilt ist, deren Bereichsgrenzen durch dominierende Frequenzen (f\, /3} festgelegt sind, die die Spektrallinien derjenigen beiden Impulsfolgen darstellen, in denen alle auftretenden Einschwingvorgänge enthalten sind, und daß die Genauigkeit der Phasenentzerrung in den Außenbereichen geringer ist als im Kernbereich.

2. Übertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Impulsfolgen die beiden Fo/gen - 1, 0, + I, 0, -1,0, + 1 ... und - 1, + I, 0,0, — 1, +1.0,0 verwendet sind.

3. Übertragungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die der Entzerrung in der trägerfrequenten Ebene dienenden Vierpole (10) derart bemessen sind, daß der Phasenentzerrung im Kernbereich eine maximale Nullphase (bo) von ±5° zugrunde gelegt ist, wohingegen die Toleranzgrenze in den Außenbereichen bei der Frequenz Null auf Werte von +30° bzw. -30° festgelegt ist.