DE2043144A1

DE2043144A1 - Digitale Ubertragungsstrecke mit Re generativverstarkern

Info

Publication number: DE2043144A1
Application number: DE19702043144
Authority: DE
Inventors: Waldemar Dipl. Ing. 1000 Berlin. P H03k 17 60 Fruhauf
Original assignee: Krone GmbH
Current assignee: ADC GmbH
Priority date: 1970-08-31
Filing date: 1970-08-31
Publication date: 1972-03-30
Also published as: NL7111960A; CH539983A; DE2043144B2; BE771809A; FR2103630A1

Description

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Patentanwälte Dlpl.-Ing. R. BEETZ sen.

DIpI-In₉₁K₁LAMPMECHT ΐ25-ιβ.θβ7Ρ 31.8.1970

Dr.-lng. R. B E E T 2 Jr 8 Manchen 22, Steinsdorfetr. 10

KRONE Kommanditgesellschaft, Berlin

Digitale Übertragungsstrecke mit Regenerativverstärkern

Die Erfindung betrifft eine digitale Übertragungsstrecke zur Übertragung von Digitalsignalen, mit zwischen den einzelnen Übertragungsstreckenabschnitten angeordneten Regenerativveratärkern für die Regeneration der durch die Dämpfungsverzerrung des in Übertragungsrichtung jeweils unmittelbar vorher angeordneten ÜbertragungsStreckenabschnitts verzerrten und störungsbehafteten Digitalsignale, wobei die Regeneratiwerstärker für die ankommenden Digitaleignale jeweils einen diese entzerrenden Entzerrer haben, dessen Ausgang an einen aus den Einzelimpulsen des Ausgangssignals des Entzerrers bei Überschreiten einer positiven bzw* negativen Amplitudenschwelle Impulse entsprechend den Einzelimpulsen des ungestörten Digitalsignals erzeugenden Amplitudenregenerierkreis und an einen

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die Phasenfehler des Ausgangssignals des Entzerrers aufhebenden Zeitregenerierkreis angeschlossen ist, wobei bei de Kreise einen Regenerator zur Abgabe des regenerierten Digitalsignals steuern.

Die Digitalsignale werden normalerweise aus Analogsignalen wie Sprachsignalen, Meßwertsignalen oder derglei chen gewonnen, da die Übertragung von Digitalsignalen grundsätzlich störungsfreier als von Analogsignalen vorfc genommen werden kann« Analogsignale müssen dazu in eine digitale Form gebracht werden. Dabei wird das Analogsignal zunächst entsprechend dem Abtasttheorem abgetastete

Das Abtasttheorem besagt, daß eine bandbegrenzte Signalfunktion, deren Fourierspektrum U(f) Null ist^ für alle Frequenzen f ^ B exakt bestimmt ist durch ihre diskreten Abtastwerte im Abstand T ^1/2 B₀ Für die Übertragungstechnik ist das Abtasttheorem von fundamentaler Bedeutung, da es nach seiner Aussage genügt, wenn von einem bandbegrenzten Signal in äquidistanten Zeitabständen U die Amplitude abgetastet und übertragen wird»

ψ Für die Übertragung der Abtastwerte sind bereits ver

schiedene Verfahren oder Modulationsarten bekannt.

Ein erstes Verfahren ist die Pulsamplitudenmodulation (PAM), bei der man die Amplituden von Impulsen gleichgroß macht wie die Amplituden der Abtastwerte. Ein zweites Verfahren ist die Pulsphasenmodulation (PPM), bei der man die zeitliche Lage (Phase) der Impulse proportional zur Größe der Abtastwerte verändert.

Eine dritte Möglichkeit 1st die Modulation der Im-

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pulsdauer, Pulsdauermodulation (PDM)· Dabei wird die Dauer der Impulse proportional zur Amplitude der Abtastwerte moduliert.

¥eit verbreitet ist die Pulscodemodulation (PCM) (vgl. B. M. Oliver, J, R. Pierce, C, E₀ Shannon, The Philosophy of PCM, Proc. IRE, November 1948).

Bei diesem Modulationsverfahren wird ein Analogsignal zunächst einer Pulsamplitudenmodulation unterzogen.

Die so gewonnenen Abtastwerte des Analogsignals werden anschließend quantisiert und nacheinander einem Codierer in Form eines Analog-Digital-Wandlers zugeführt. Durch den Codierer wird jedem quantisierten Abtastwert ein Codewort zugeordnet, das aus einer Folge einer bestimmten Anzahl von Codesymbolen besteht, die z. B. aus zwei verschiedenen Spannungs- oder Stromzuständen (Spannungen +U und -U) üblicherweise mit "O" - und "1^H-Einzelimpulsen besteht, die zusammen das Digitalsignal bilden (vgl· Fig· Ia)₀ Da die Codesymbole nur zwei verschiedene Zustände annehmen können, bezeichnet man diese Art der Codierung als Binärcode. Auf andere, vewandte Codes für Digitalsignale soll später eingegangen werden.

Das Digitalsignal wird dann in einen Sender eingespeist und über eine Übertragungsstrecke zu einem Empfänger übertragen. Die Übertragungsstrecke kann z₀ B₀ eine Leitung in einem elektrischen Kabel, eine Funkverbindung oder dergleichen sein.

Nach Durchlaufen der Übertragungsstrecke wird das vom Empfänger empfangene Digitalsignal in ein Analogsignal

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decodiert, das bei idealer Übertragung dem senderseitigen Analogsignal entspricht.

Wenn man über digitale Übertragüngsstrecken in Form z. B. längerer Leitungen (10 km und langer) sehr schnelle Digitalsignale übertragen will, die z. B₀ von Pulscodemodulations(PCM)-Geräten oder anderen Datenquellen stammen und eine Einzelimpuls- oder Symbolfolgefrequenz (Bitfrequenz für Binärcode), im folgenden auch Taktfrequenz genannt, von einigen MHz aufweisen, muß man in den Übertragungsstrecken Regenerativverstärker vorsehen, die die zwischenzeitlich auf der Übertragüngsstrecke verzerrten und gestörten Signale amplituden- und phasenmäßig regenerieren, wie noch genauer erläutert werden wird (Prinzip der regenerativen Strecke).

Fig. 1c zeigt das Prinzipschaltbild von an sich bekannten derartigen Übertragungsstrecken. Von einer ersten Endstelle 1 geht eine eine erste Übertragungsstrecke bildende Sendeleitung 2 zu einer zweiten Endstelle 3 aus, von der eine eine zweite Übertragüngsstrecke bildende Empfangsleitung h zu der ersten Endstelle 1 zurückläuft. Die Sendeleitung 2 und die Empfangsleitung k sind als Doppelleitungen ausgebildet, was in Fig, 1c durch zwei Querstriche an den Leitungen angedeutet dato Die Bezeichnungen Sende- bzw« Empfangsleitung sind hier auf die Endstelle 1 bezogen. In die Sendeleitung 2 und die Empfangsleitung k sind in relativ kurzen Abständen (z. B. zwischen 1 und 3 km) Regeneratiwerstärker 5 zwischengeschaltet; die also die Leitungen bzw. Übertragungsstrekken 2 und k in Leitungs- bzw. ÜbertragüngsStreckenabschnitte unterteilen.

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Die Regeneratiwerstärker 5 dienen dazu, das auf dem in Übertragungsrichtung jeweils vorhergehenden Übertragungsstreckenabschnitten verzerrte und gestörte Digitalsignal bezüglich Amplitude und Phase zu regenerieren (in den Zustand am Ausgang der zugehörigen sendenden Bndstelle zu bringen) und dann an den nächsten ÜbertragungsStreckenabschnitt abzugebene

Theoretisch kann man auf diese Weise beliebig lange Übertragungsstrecken vorsehen, ohne daß die Störungen immer größer werden. Darin ist der entscheidende Vorteil von Übertragungssystemen zur Übertragung von Digitalsignalen gegenüber Übertragungssystemen zur Übertragung von Analogsignalen zu sehen. Wegen einer Amplitudenschwelle (AS in Fig. 1a) der Regeneratiwerstärker müssen insbesondere beim Binärcode die "1"-Einzelimpulse des Digitalsignals bei der Übertragung von Regeneratiwerstärker zu Regeneratiwerstärker oberhalb dieser Amplitudenschwelle bleiben, da sie sonst fehlerhaft als "O"-Impulse regeneriert werden.

Die Regenerativverstärker 5 beziehen ihre Speiseoder Versorgungsleistung normalerweise über die Sendeleitung, d. h. über die gleiche Leitung, über die auch das Digitalsignal läuft. Die Speiseleistung kann z_o B₀ über einen Phantomkreis (vglo Steinbuch-Rupprecht, Nachrichtentechnik, 1967, Seite 261) geleitet werden»

In manchen Fällen wird angestrebt, aus Sicherheitsgründen die zu übertragende Speiseleistung zu begrenzen. Bei einer solchen Übertragungsstrecke ist es oft nicht möglich, die Versorgungsspannung oder dem Versorgun^s-

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strom abzuschalten, wenn Instandsetzungsarbeiten vorgenommen werden müssen₀ Deshalb soll die auf der Übertragungsstrecke maximal auftretende Spannung gegen Erde z_o B₀ 60 V nicht überschreiten und der maximal auftretende Strom z_s B₀ 50 mA.

Im allgemeinen wird der Speisestrom für die Regeneratiwerstärker in den Phantomkreis von den Endstellen aus als Konstantstrom mit 50 mA eingespeiste Wenn man berückfc sichtigt, daß die maximal auftretende Spannung 60 V nicht überschreitet und man an einer Endstelle mit + 60 V und an der anderen Endstelle mit -60 V einspeist, kann man mit einer Gesamtspannung von 120 V rechnen. Außerdem muß man berücksichtigen₉ daß infolge des ohm¹sehen Widerstandes der Übertragungsstrecke in jedem Streckenabschnitt etwa 3 V abfallen, also nicht die ganze an sich zur Verfügung stehende Spannung für die Regenerativverstärker verwendet werden kann»

Es hat sich deshalb als zweckmäßig herausgestellt, je Regeneratiwerstärker über 5 V mit Hilfe einer Zener-Diode abzuzweigen. Damit ist sichergestellt, daß minde- W stens zehn Verstärker in einer Strecke gespeist werden können und jeder Verstärker 5 V und 50 mA, also 250 mW als Versorgungsleistung zur Verfügung hat, mit der man ersichtlich sehr sparsam umgehen muß.

Wie noch erläutert werden wird, müssen in einem Regeneratiwerstärker viele analoge Rechenoperationen und Filteroperationen durchgeführt werden, für die man in der Elektronik normalerweise Operationsverstärker verwendet, die allerdings einen großen Spannungs- und Strombedarf

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zeigeno Wegen der geringen zur Verfügung stehenden Leistung ist man aber im Regeneratiwers tärkerbau gezwungen, diskrete Bauteile wie Transistoren, Dioden, Feldeffekttransistoren und Übertrager zu benutzen. Deshalb sind die bekannten Regeneratiwerstärker sehr groß und unhandlich.

Das ist sehr nachteilig, weil der Fall eintreten kann, daß Hunderte von Regeneratiwers tärkern in einem Kabelschacht untergebracht werden müssen, wo der Platz sehr begrenzt ist. Wenn die Regeneratiwerstärkergehäuse auch noch an ein mit Druckgas überwachtes Kabel angeschlossen werden müssen, wächst mit der Größe der Regeneratiwerstärker und mit der Größe der Regeneratiwerstärkergehäuse das Problem, diese Gehäuse absolut wasser- und gasdicht zu bekommen.

Bin Ausschnitt aus einer beliebigen der Übertragungsstrecken von Fig. 1 mit dem Blockschaltbild des in Übertragungsrichtung η-ten Regeneratiwerstärkers 5 und eines Teils des (n + i)-ten Regeneratiwers tärkers 5 für in Binärcode codiertes Digitalsignal ist in Fig. 2a zu sehen, η kann dabei irgendeinen positiven ganzzahligen Wert annehmen. Der Fig. 2a zu entnehmende Aufbau des Regenerativverstärkers ist im wesentlichen an sich bekannt (vgl. van der Houwen, Het PTT-Bedrijf, XVI_;Nr, 2, März 1969, S. 81 ffο, insbesondere Fig. 2 und k).

An verschiedenen Punkten der Regeneratiwerstärker von Fig. 2a auftretende Signale sind in Fig. 3 gezeigt, in der mit I das von der sendenden Endstelle abgegebene, verzerrungs- und dämpfungsfreie Digitalsignal im Binärcode bezeichnet ist.

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Das zu regenerierende Digitalsignal wird vom (n-i)-ten Regenerativverstärker (nicht abgebildet) über einen Ausgangsübertrager in den η-ten Leitungsabschnitt und von dort in einen Eingangsübertrager 10 des η-ten Regenerativverstärkers eingespeist, der an einen Entzerrer 11 angeschlossen ist. Im Entzerrer 1 1 des η-ten Regeneratiwerstärkers wird ein Signal II (vgl. Fig. 3) so aufbereitet, daß die Dämpfung und die Dämpfungsverzerrung des n-ten Übertragungsstreckenabschnitts rückgängig gemacht werden. Am Ausgang des Entzerrers 11 tritt ein Signal III (vgl. " Fig. 3) auf, das in eine als Summationsverstärker dienende Vorstufe 122 und einen nachgeschalteten Entscheider 123 eines Amplitudenregenerierkreises 12 eingespeist wird_e Der Entscheider 123 ist ein Schwellenwertdetektor, der bei Überschreiten seines Schwellenwerts durch das Eingangssignal an seinem Ausgang einen "1"-Pegel, sonst jedoch einen "O"-Pegel erzeugt. Auf diese Weise ist das Digitalsignal amplitudenmäßig regeneriert, weshalb die Stufe 12 des Regeneratiwerstärkers Amplitudenregenerierkreis genannt wird (vgl. FIg₀ 2a),

Das Ausgangssignal des Entscheiders 123 liegt an eit nein Regenerator 16 an, der eine bistabile Kippstufe sein kann und die Information erst dann übernimmt, wenn von einem Impulsformer 1> ein Zeitfenstersignal IX kommt, dessen Einzelimpulse zur zeltlichen Regenerierung des Digitalsignals in axakten Abständen entsprechend dessen Einzelimpulsdauer oder Taktperiode T aufeinanderfolgen müssen.

Die transformatorische Kopplung (anstatt einer galvanischen) des Digitalsignals vom Sender bzw. von einem der Regenerativverstärker auf die einzelnen Abschnitte der Ubertragungsstrecke und davon auf die Regenerativ-

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verstärker durch die eben genannten Übertrager hat zwar folgende Vorzüge: Die einzelnen Abschnitte der Übertragungsstrecke können erdfrei sein und dem Regenerativverstärkerwiderstand angepaßt werden, außerdem kann die Frequenz Null für die bereits erwähnte Fernspeisung der Regenerativverstärker reserviert werden. Jedoch fällt infolge der transformatorischen Kopplung die Amplitude insbesondere der "1"-Einzelimpulse des verzerrungs- und dämpfungsfreien Digitalsignals zeitlich etwas ab (vgl. Strichlinien in Fig. 1a). Wenn mehrere "1"-Einzelimpulse unmittelbar, d. h„ ohne zwischenliegende "O"-Einzelimpulse, aufeinanderfolgen, kann es also vorkommen, daß die Amplitude des oder der letzten "1"-Einzelimpulse unter den Amplitudenschwellenwert der Regeneratiwerstärker gefallen ist, so daß diese "1"-Einzelimpulse als "O"-Einzelimpulse regeneriert werden₀ Dieser Effekt ist als Null-Linienwanderung aus der Telegraphie bekannt· Die Null-Linienwanderung kann auch dahingehend verstanden werden, daß das im Binärcode vorliegende Digitalsignal einen hohen Gleichstromgehalt, also eine starke Fourierkomponente der Frequenz Null hat, so daß bei einer Übertragung von Digitalsignalen ohne Übertragungsmöglichkeit für die Frequenz Null die die Komponente mit der Frequenz Null betreffende, beträchtliche Information verlorengeht_o

Im Signal III fehlen daher noch die Gleichstromkomponente und die niederfrequenten Frequenzanteile des im Binärcode codierten Digitalsignals, die im Ausgangsübertrager des (n-i)-ten Rgeneratiwerstärkers und im Eingangsübertrager 10 des η-ten Regeneratiwerstärkers infolge deren Hochpaßverhaltens verlorengegangen sind. Um diese Frequenzanteile dem Signal III zuzuführen, ist ©in Gleichstromrückgewinnungs-Filter 124 vorgesehen, das Teil

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des Amplitudenregenerierkreises 12 und vom Regenerator 16 zur Vorstufe 122 geführt ist. Die Dimensionierung des Filters 124 ist aber schwierig, weil mehrere Zeitkonstanten zu berücksichtigen sind, zum Beispiel die des Eingangsübertragers 10 und die des Ausgangsübertragers 18 des vorhergehenden Regenerativverstärkers. Van der Houwen (a, a_o 0.) regt deshalb an, die Zeitkonstanten dieser Übertrager sehr unterschiedlich zu dimensionieren, so daß man die größere vernachlässigen kann. Dieses Vorgehen wäre korfc rektj wenn die Übertrager unter exakten Bedingungen arbeiten würden· Dies ist aber gerade bei den niedrigen Frequenzen, für die diese Betrachtungen (vgl. oben) gelten, nicht der Fall, wenn über einen Übertragungsstreckenabschnitt in Form eines symmetrischen Kabels übertragen werden soll, weil dessen Wellenwiderstand bei niedrigen Frequenzen schlecht definierbar und komplex ist.

Zur Erläuterung ist in Figo 2b das Ersatzschaltbild für ein Übertragungssystem, bestehend aus der Sendeausgangsstufe 17 (Generator mit Innenwiderstand R,), dem Ausgangsübertrager 18, dem Übertragungsstreckenabschnitt (mit Wellenwiderstand Z_T). dem Eingangsübertrager 10 und einem Ab-

»Lj
schlußwiderstand R gezeigt» Man erkennt, daß beide Über-

Gt

trager 18 und 10 von einer Seite mit dem Wellenwiderstand Z beschaltet sind, der bei niedrigen Frequenzen schlecht definierbar und nicht reell ist. Weil sich nun die Zeitkonstanten der Übertrager 18 und 10 aus den Formeln

R. . Z- . RoZ

™ i L 1 „ a L 1

¹Ie^-R₄₊Z. L¹ 10 R₊Z- L

1 Lj U L·

berechnen, also von ZL abhängig sind, sind diese nicht exakt für niedrige Frequenzen festzulegen.

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Das Zeitfenstersignal IX dient - wie erwähnt - zur zeitlichen Regenerierung des Digitalsignals, weshalb die das Zeitfenstersignal IX erzeugende Teilschaltung des Regeneratiwerstärkers, bestehend aus einer Taktgewinnungseinrichtung 14 und dem Impulsformer 17» mit Zeitregenerierkreis (Fig. 2a) bezeichnet wird.

Das Zeitfenstersignal IX wird folgendermaßen gewonnen:

Fig. ka zeigt eine sinusförmige Annäherung des Ausgangssignals III des Entzerrers 11, das dem unverzerrten und ungedämpften rechteckförmigen, im Binärcode codierten Digitalsignal (kurz Binärsignal genannt) von Fig. kh entspricht. Die Leistungsdichte S (x) als Funktion der normierten Frequenz χ = f · T (T = Einzelimpuls- oder Taktperiode) für das sinusförmig angenäherte Binärsignal (ill) ist in Fig. kc dargestellte Dabei ist angenommen, daß alle statistisch möglichen Folgen von ^M 1 ·*-und ⁿ0^w-Einzelimpuls en im Binärsignal (ill in Fig. 3) auftreten.

Aus Fig. 4c ist ersichtlich, daß die Leistungsdichte für die Einzelimpulsfolgefrequenz bzw. Bitfrequenz 1/T verschwindet. Man kann also nicht unmittelbar aus dem Binärsignal (ill) die Einzelimpulsfolge- oder Taktfrequenz f = 1/T herausfiltern.

Aus diesem Grund wird das Binärsignal einer Transformation unterzogen, so daß das Leistungsspektrum des transformierten Signals ein Maximum für die halbe Einzel-Impulsfolgefrequenz aufweist (vgl. Fig. kc), indem das Binärsignal (ill) durch einen Differentiator 131 in einer Steuereinrichtung 13 differenziert wird. Diese Differen-

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tiation entspricht informationstheoretisch einer Codeumwandlung, da das transformierte Signal die im Binärsignal (ill) enthaltende Information in anderer Form darstellt. Das differenzierte Binärsignal (ill) ist gleich dem Signal IV in Fig. J_a In der Steuereinrichtung 13 ist an den Differentiator 131 ein nichtlineares Filter 135 angeschlossen, das aus dem Signal IV Anstoßimpulse gewinnt, die das Signal V (vgl_o Fig. 3) bilden und die Komponente der Einzelimpulsfolge- oder Taktfrequenz enthalten, weil durch die Nichtlinearität des Filters 135 eine w Frequenzverdoppelung eintritt.

Die Anstoßimpulse des Anstoßsignals V sind jedoch mit Phasenfehlern behaftet, die durch Störungen, Dämpfungsverzerrung bzwo nicht ideale Entzerrung verursacht sein können. Diese Phasenfehler werden durch die Taktgewinnungseinrichtung 14 vermindert, wie in Kürze erläutert werden wird.

An die Taktgewinnungseinrichtung \h ist ein Schmitt-Trigger 151t der das Signal VIII aus dem Signal VII erzeugt, und an diesen ein Differenzierglied 152 angeschlost sen, der das Zeitfenstersignal IX gewinnt.

Die Taktgewinnurigseinrichtung \h ist so ausgelegt, daß sie auch lange Taktpausen überwinden kann, die dadurch entstehen, daß lange "1"-Einzelimpuls-Folgen oder "0"-Einzelimpuls-Folgen im Digitalsignal enthalten sind. Zu diesem Zweck hat die Taktgewinnungseinrichtung Ik ein auf die Taktfrequenz abgestimmtes Quarzfilter 142 mit hoher Güte, das schwach gedämpfte Schwingungen erzeugt und einen Operationsverstärker mit einem Quarz als Eingangewiderstand enthalte Wenn das Digitalsignal sehr viel

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Taktinformation, also sehr viele "1"-"0"-"1"-WeChSeI zeigt, braucht nicht die gesamte Energie der Anstoßimpulse ausgenutzt zu werden.

In diesem Zusammenhang ist es bereits bekannt (vgl. van der Houwen, a. a. 0«), eine solche Steuerung vorzusehen, daß die Breite der Anstoßimpulse V für den Zeitregenerierkreis gesteuert wird, und zwar so, daß die Anstoßimpulse V sehr schmal sind, wenn im Digitalsignal viel Taktinformation enthalten ist, und sehr breit, wenn eine lange Taktpause zwischen "1"-Einzelimpulsen überbrückt wurde. Eine derartige Steuerung innerhalb des nichtlinearen Filters 135 (vgl. Figo 2a) soll anhand der Fig. 2c und 2d erläutert werden.

Das Digitalsignal, das durch den Differentiator 131 so aufbereitet ist, daß das Maximum seines Leistungsspektrums bei der halben Einzelimpulsfolgefrequenz liegt, gelangt an die Basis eines Transistors T . Dieses Digitalsignal, das in Fig. 2d oben gezeigt ist, (£ IV in Fig. 3) würde in der abgebildeten Form am Emitter des Transistors T auftreten, wenn sich nicht der Kondensator C„ aufladen würde. Infolge des Kondensators C_ ist der Signalverlauf am Emitter des Transistors T etwa gemäß der gestrichelten Kurve in Fig. 2d. Das heißt, der Transistor T kann nur in sehr kurzen Zeitintervallen At Strom führen, so daß am Kollektor des Transistors T die in Fig. 2d unten gezeigten schmalen Anstoßimpulse (S V in Fig. 3) für das nachfolgende Quarzfilter 1^2 entstehen. Diese Impulse haben also die Zeitdauer /\. t.

Wie aus dem Verlauf der gestrichelten Kurve in Figo 2d oben zu sehen ist, ist jedoch diese Breite At davon

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abhängig, wie groß der Abstand zum vorherigen Einzelinipuls ist. D₀ h. wenn dieser Abstand klein ist, werden auch die Anstoßimpulse sehr schmal sein und wenig Energie enthalten, und wenn der Abstand groß ist, wird der erste Anstoßimpuls sehr breit sein und dementsprechend sehr viel Energie enthalten. Damit ist eine Steuerung verwirklicht, die den unterschiedlichen Taktgehalt ("0"-"1"-"0"-WeChSeI) des Digitalsignals etwas ausgleicht.

^ Eine sehr feine Dosierung, die genau dem Anstoßenergiebedarf der Taktgewinnungseinrichtung 14 angepaßt ist, ist aber damit nicht möglich, weil deren Ausgangssignal VII nicht erfaßt wird und deshalb zur Sicherheit mit etwas Anstoßenergieüberschuß gearbeitet werden muß. Außerdem hat diese Steuerung den Nachteil, daß nach einer langen Taktpause nur der erste Anstoßimpuls verbreitert wird und die folgenden, wenn keine große Taktpause auftritt, schmal bleiben.

Wenn eine lange Taktpause überbrückt worden ist, wird die Ausgangsamplitude des Quarzfilters 142 schon sehr abgeklungen sein. Nachdem das Quarzfilter 142 aber mit einer ψ hohen Güte (etwa 1OOO) arbeitet, genügt ein energiereicherer Anstoßimpuls nicht, um die Ausgangsamplitude des Quarzfilters 1^2 wieder auf einen großen Wert zu bringen.

Deshalb muß die Taktgewinnungseinrichtung ^k mit noch größerer überschüssiger Energie (relativ breiten Anstoßimpulsen) angesteuert werden und übernimmt dann auch viele Phasenfehler aus dem Digitalsignal.

Am Ausgang der Taktgewinnungseinrichtung 14, die bei der bekannten Schaltung das Quarzfilter 142 ist, sollte

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ein sinusförmiges Signal auftreten, damit daraus der nachfolgende Schmitt-Trigger 151 ein Rechtecksignal ohne Phasenfehler bilden kann. (Phasenfehler entstehen durch veränderliche zeitliche Lage der Flanken des Rechtecksignals). Das Quarzfilter 142 ist aber kein ideales Resonanzfilter für die Grundfrequenz des Quarzes· Die Gründe dafür sind in den Eigenschaften des Quarzes zu suchen. Der Quarz kann nämlich nicht nur auf seine Grundfrequenz angeregt werden, sondern auch auf Harmonische der Grundfrequenz. Noch stärker stört die vorhandene Parallelkapazität des Quarzes, die dem Quarzfilter 1^2 differenzierende Eigenschaften gibt (ein Operationsverstärker mit einer Kapazität als Eingangswiderstand wirkt bekanntlich als Differentiator), weshalb am Ausgang der Taktgewinnungseinrichtung 14 durch Spitzen verzerrte Sinusschwingungen erscheinen. Der nachfolgende Schmitt-Trigger 151 kann aus den verzerrten Sinusschwingungen kein einwandfreies, symmetrisches Rechtecksignal machen, so daß die Flanken des Rechtecksignals zeitlich versetzt auftreten, also ein Phasenfehler entsteht.

Das Ausgangssignal ΧΧΣΙ des Regenerators 16 ist also nur innerhalb der oben aufgezeigten Grenzen amplituden- und zeitlich regeneriert und wird über eine Stufe 17» die aus einem Sender und einem naohgeechalteten Sendetiefpaßfilter besteht, um die störenden Spektralanteile oberhalb der halben Einzelimpulsfolgefrequenz zu dämpfen, an einen Ausgangsübertrager 18 abgegeben, an dessen Ausgang ein Signal XIV auftritt, (in diesem Zusammenhang sei erwähnt, daß nach van der Houwen der Entzerrer 11 sich nicht unmittelbar hinter dem Eingangsübertrager 10, sondiern unmittelbar vor dem Ausgangsübertrager 18 des Regenerativverstärkers befindet.)

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Der Entzerrer 11 jedes Regenerativverstärkers dient dazu, zusammen mit dem Sendetiefpaßfilter der Stufe 17 des in Übertragungsrichtung vorhergehenden Regenerativverstärkers und dem Übertragungsstreckenabschnitt zwischen dem Ausgangsübertrager 18 des vorhergehenden Regeneratiwerstärkers und dem eigenen Eingangsübertrager 10 eine für die fehlerfreie Amplitudenregenerierung des Digitalsignals möglichst günstige Übertragungsfunktion zu bilden. Daher soll hier die Kombination von Sendetiefpaßfilter des n-ten ^ Tiefpaßfilters, des (n + i)-ten Übertragungsstreckenab- ^ Schnitts und des Entzerrers des (n +· i)-ten Regenerativverstärkers mit n-te Übertragungseinheit bezeichnet werden, wie auch in Fig. 2a dargestellt ist.

Die Wahl des optimalen Verlaufs der Übertragungsfunktion ergibt sich durch die Betrachtung der Arten von Störquellen. Als Störquellen sind zu berücksichtigen:

1. Störungen durch gleichartige Digitalsignale in einer benachbarten gleichartigen Übertragungsstrecke, z. B. in einer Nachbarleitung in einem Kabel, über die sogenannte Nahnebensprechkopplung (durch Strichlinienpfeile L· in Fig« Is) angedeutete Diese Störung wird mit steigender Übertragungsstreckenabschnittslänge wegen des sinkenden Empfangspegels des nachfolgenden Regeneratiwerstärkers größer. Dabei stören die hochfrequenten Spektralanteile des Digitalsignals am stärksten, weil die (vorwiegend kapazitive) Kopplung zwischen den beiden gleichartigen Übertragungsstrecken für hohe Frequenzen am stärksten ist.

Daraus folgt in an sich bekannter Weise (vgl. van der Houwen, Het PTT-BedriJf, XVI, Nr. k, Februar 1970,

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Seite 212 ff₀), daß die oben definierte Übertragungseinheit zweckmäßigerweise ein Tiefpaß ist, dessen obere Grenzfrequenz mit steigender Übertragungsstreckenabschnittslänge nach unten verschoben werden sollte» Dadurch entsteht aber eine Überlappung (intersymbol interference) benachbarter, ursprünglich rechteckiger Einzelimpulse des Digitalsignals, so daß die Sicherheit gegen Fremdstörungen geringer wird, wie van der Houwen numerisch gezeigt hat. Wenn man nur Nahnebensprechen als Störung betrachtet, gibt es ein Optimum dieser Überlappung (vgl₀ Van der Houwen, a. a. 0., Seite 213 und 214)»

Diese Überlappung ist zum Teil vorhersehbar oder -bestimmbar (vgl. van der Houwen, a. a₀ 0., Seiten 213» 2i4)o Was unter "nicht vorhersehbarem" und "vorhersehbarem" Anteil der Überlappung zu verstehen ist_s wird anhand von Fig. 5 ersichtlich werden.

In Figo 5b ist der Fall eines einzelnen "1"-Einzelimpulses dargestellt, der durch die als Tiefpaß wirkende Übertragungseinheit aus einem einzelnen rechteckigen ^M1^W-Einzelimpuls des Digitalsignals gemäß Fig. 5a gewonnen worden ist. Das heißt, es wird der einfache Fall zugrundegelegt, daß im Digitalsignal vor und nach dem "1"-Einzelimpuls nur "O"-Einzelimpulse auftreten.

Die Schwelle in Fig. 5a und 5b bedeutet die Araplitudenschwelle des Entscheiders im Amplitudenregenerierkreis 12. Mit t und entsprechend t ₁ und t ₁ sind Zeitpunkte bezeichnet, zu denen im Zeitabstand T vom Impulsformer 15 des Zeitregenerierkreiees des Regeneratiwerstärkers sehr schmale Einzelimpulse des Zeitfenstersignals IX geliefert werden, deren Zeitdauer vernachlässig-

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bar klein ist. Zwar wird durch den "1"-Einzelimpuls s (t) die Amplitudenschwelle bereits vor dem Zeitpunkt t überschritten, doch findet die "Entdeckung" (vglο die vertikalen Pfeile) des "1"-Einzelimpulses s (t) als "1"-Darstellung erst im Zeitpunkt t statt, weil durch den im Zeitpunkt t abgegebenen Einzelimpuls des Zeitfenstersignals IX der dem Entscheider nachgeschaltete Regenerator 16 geöffnet wird» In diesem Zeitpunkt erfaßt also der Regenerator 16, daß ein "1"-Einzelimpuls vorliegt. Aus diefc sem Umstand ergibt sich zwingend, wenn die Zeitdauer T

der rechteckförmigen Einzelimpulse des Digitalsignals (vgl. Fig. 5a) und die Tiefpaßcharakteristik der Übertragungseinheit vorgegeben sind, daß im Zeitpunkt t = t +T der "1"-Einzelimpuls s (t) den vorherbestimmbaren oder vorhersehbaren Wert i_ = s (t ) hat.

Beim tatsächlichen Betrieb eines Regeneratiwerstärkers tritt jedoch nicht nur ein isolierter "1"-Einzelimpuls s (t) auf, sondern eine ungeordnete Folge von "1"- bzw«, ^wO"-Einzelimpulsen des Digitalsignals (wie z. B, in Fig. 5c)ο Das führt wegen der Verbreiterung der Einzelimpulse von T auf mehr als 2T (vgl_o Fig. 5*> und 5a) ψ durch die Tiefpaßcharakteristik der Übertragungseinheit wie erwähnt zu einer Überlappung der Einzelimpulse wie z. B. in Fig. 5d (entsprechend dem Digitalsignal von Fig. 5c).

I₂ kann also als der vorhersehbare Teil der Überlappung angesprochen werden. Ähnlich wird die Amplitude s (t ) = s (t -T) als, bezogen auf den Zeitpunkt t , nicht vorhersehbarer Teil der Überlappung bezeichnet. Für den Fall des Einzelimpulses gemäß Fig. 5b gilt wegen dessen Symmetrie i. = I₂*

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In an sich bekannter Weise wird vom Zeitpunkt t bis zum Zeitpunkt t ₁ vom Signal der Vorstufe 122 des Araplitudenregenerierkreises 12 der Betrag i₂ subtrahiert (vgl. Fig. 5e» dort entsprechend s (t) in Fig. 5d mit i₂ bezeichnet) und erst wieder zugesetzt, wenn ein ¹¹O"-Einzelimpuls entdeckt wird. Diesem Zweck dient die Überlappungskompensatianseinrichtung 125 des Amplitudenregenerierkreises 12 im Regenerativverstärker von Fig. 2a durch Erzeugung eines entsprechenden Kompensationssignals. Dadurch wird eine Verbesserung des Störabstands zwischen dem Signal und evtl. Störungen erzielt, indem der Abstand des Signals von der Entscheiderschwelle erhöht wird.

Durch diese bekannte Maßnahme wird also eine Erhöhung des Storabstände allein hinsichtlich des vorhersehbaren Anteils der Überlappung erreicht.

2. Außer den eben erwähnten Nahnebensprechstörungen treten sogenannte Fremdstörungen auf, die auf verschiedene Weise entstehen können. Zum Beispiel zeigen sie sich in der Nähe der Endstellen als von Einrichtungen stammend, mit denen die jeweilige Bndstelle zusammenarbeiten muß. Wenn z. B. eine PCM-Endsteile vorliegt, die das Digitalsignal aus einem.Nachrichtensignal erzeugt, kann sie zusammen mit einer Fernsprech- oder Fernschreibvermittlungsstelle arbeiten· Störquellen sind dann die Vermittlungseinrichtungen, also Relais und Wähler. Ferner können auf der Übertragungsetrecke Fremdstörungen in Form einer Beeinflussung durch eine vorbeifuhrende Straßenbahn-, Eisenbahn- oder Starkstromleitung auftreten« Schließlich können unsymmetrische Wählimpulse auf benachbarten Über-

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tragungsstrecken als Fremdstörungen überkoppeln. Die Fremdstörungen können also in einem sehr breiten Frequenzband liegen, was ihre Unterdrückung sehr erschwert.

Die Dimensionierung des Entzerrers der einzelnen Regenerativverstärker wird ferner dadurch erheblich erschwert, daß die Übertragungsstreckenabschnitte meist vorgegeben und nicht gleichlang sind. Dies ist z. B. bei Fernsprechübertragungsstrecken in Form von Kabelleitungen durch die Lage der Kabelschächte bedingt, in welche w die Regeneratiwerstärker eingebaut werden müssen, wenn vorhandene, verlegte Kabel für die Übertragung der Digitalsignale verwendet werden sollen₀ Da die Lage der Kabelschächte den örtlichen Gegebenheiten angepaßt ist, ergeben sich zwangsläufig für einen Übertragungsstreckenabschnitt Unterschiede von einigen 100 m bei einer zu überbrückenden Gesamtlänge der einzelnen Übertragungsstreckenabschnitte von ca. 2 km.

Wenn das zu übertragende Digitalsignal bei sehr hoher Impulsfolgefrequenz Anteile sehr hoher Frequenzen besitzt (bis zu einigen MHz), kann die Dämpfung duroh das Kabel ^ nicht mehr als konstant für alle Frequenzen des Digitalsignals angesehen werden, was sich in einer mit der Kabellänge zunehmenden Dampfungsverzerrung des Digitalsignals durch das Kabel äußert· Venn ein längerer Übertragungsstreckenabschnitt überbrückt werden muß, genügt es also nicht, die Grundverstärkung des Entzerrers 11 zu erhöhen, sondern es muß zusätzlich die Verstärkung der hohen Frequenzanteile angehoben werden. Dadurch wird jedoch auoh die Störung durch Nahnebensprechkopplung gefördert (vgl. oben).

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In Figo 6 ist die Dämpfung a eines Ortskabels mit 0,6 mm Aderndurchmesser, nämlich als Kurve oC für 1 km, β für 2 km und ^ für 3 km Streckenabschnittslänge, über den Frequenzkomponenten des Digitalsignals aufgetragene

Im Hinblick auf die verschiedenen Dämpfungskurven in Abhängigkeit von der Länge der Übertragungsetreckenabschnitte ist es bereits bekannt, für die einzelnen Strekkenabschnitte verschiedene Entzerrer vorzusehen» Es muß dann ein Sortiment von z. B₀ elf verschiedenen steckbaren Entzerrern vorrätig sein. Das ist aber nicht nur sehr aufwendig, sondern es können auch ohne weiteres Verwechslungen durch die mit der Elektronik wenig vertrauten Fernmeldemonteure auftreten, so daß eine falsche Zuordnung von Entzerrer und Übertragungsstreckenabschnitt vorgenommen wird.

Bisher ist vor allem auf die Übertragung von im Binärcode codierten DigitalSignalen eingegangen worden, der jedoch - wie oben erklärt - die Schwierigkeit der Gleichstromrückgewinnung hat.

Dieser Nachteil des Binärcodes h*t dazu geführt, in manchen Fällen die binärcodierten Codeworte am Ausgang des senderseitigen Codierers vor der Einspeisung in die Übertragungsstrecke in Codeworte eines höherwertigen Codes umzusetzen, bei dem die Codeworte aus drei- oder vierwertigen Codesymbolen bestehen, während beim Binärcode die Codesymbole nur zweiwertig sind. Die Codesymbole bzw· Einzelimpulse des Digitalsignals können in diesem Fall also drei oder vier verschiedene Zustand· einnehmen, ·ο daß man von einem Ternär- oder Quarternärcode spricht.

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Durch die Verwendung eines Ternär- oder Quarternärcodes anstelle des Binärcodes erreicht man die gewünschte Gleichstromfreiheit des Digitalsignals, wenn man die Redundanz dieser Codes gegenüber dem redundanzfreien Binärcode ausnutzt und nur solche Folgen von Codesymbolen zuläßt, deren Gleichstromanteile sich im Mittel aufheben

konstant sind.

So ist z₀ B₀ bereits eine PCM-Übertragungsstrecke

^ bekannt (vgl₀ z. B₀ M, R, Aaron, PCM-Transmission in the Exchange Plant, Bell System Techn» Journal, Januar 19-62, S. 125f 126)j bei dem das Digitalsignal der Übertragungsstrecke im sogenannten Bipolarcode codiert ist. Der Bipolarcode (vgl, Fig. 1b) ist ein Ternärcode, der aus dem Binärcode des Codierers folgendermaßen entsteht»

Durch Vergleich von Fig. 1a und 1b ist unmittelbar zu sehen, daß das binärcodierte Digitalsignal von Fig. 1a in das im Bipolarcode codierte Digitalsignal -von Fig» 1b übergeht, indem die "O"-Einzelimpulse von -U auf O angehoben werden, während jeder zweite "1"-Einzelimpuls mit der Spannung U in einen Impuls mit der Spannung -U umgefc setzt wird» Der mittlere Gleichspannungsgehalt des im Bipolarcode codierten Digitalsignals ist also Null, so daß die beim Binärcode auftretende Null-Llnienschwankung vermieden wird«,

Beim Bipolarcode wird zwar die Null-Linienwanderung vermieden, jedoch entstehen durch den Verlust der niederfrequenten Anteile des im Bipolarcode codierten Digitalsignals in den Übertragern Überschwinger in der Umgebung der Null-Linie, die den Störabstand verschlechtern.

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Um diesen Nachteil zu vermeiden, muß die untere Grenzfrequenz der Übertragungseinheit der Regenerativ-Krerstärker dieser bekannten PCM-Übertragungsstrecke sehr niedrig gelegt werden, was allerdings zur Folge hat, daß sich bei der Übertragung verhältnismäßig leicht niederfrequente Fremdstörungen dem Digitalsignal überlagern können, was den Störabstand des Digitalsignals von derartigen Störungen beträchtlich verringerte

Allerdings sind beim Bipolarcode mehr Potentialwechsel im Digitalsignal enthalten, so daß das Maximum des Leistungsspektrums bereits bei der halben Einzelimpulsfolgefrequenz liegt, wodurch der Differentiator 131 in der Steuereinrichtung 13 entfällt und mehr Anstoßimpulse für den Zeitregenerierkreis auftreten. Diese Vorteile müssen aber mit einer wesentlich geringeren Störsioherheit gegen Fremdstörungen - wie bereits erwähnt - und Nahnebensprechstörungen bezahlt werden· Außerdem ist etwas mehr Aufwand bei der Amplitudenregenerierung und in der Sendestufe nötig, weil zwei Entscheider und zwei Regeneratoren notwendig sind.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, bei einer digitalen Übertragungsstrecke der eingangs genannten Art dem Regeneratiwerstärker automatisch eine solche Übertragungsfunktion zu geben, daß der Störabstand des in Binäroder einem beliebigen Ternär- oder Quarternärcode codierten Digitalsignals erhöht wird·

Diese Aufgabe wird daduroh gelöst, daß der Entzerrer mindestens ein seinen Amplitudengang bestimmendes Stellglied hat, daß die Stellglieder an den Ausgang einer mit

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- 2k -

dem Ausgang des Entzerrers verbundenen ersten Regeleinrichtung angeschlossen sind, die die Amplitude einer charakteristischen Frequenzkomponente des Ausgangssignals des Entzerrers erfaßt und die Stellglieder so steuert, daß der Amplitudengang des Entzerrers des jeweiligen Regeneratiwerstärkers die Dämpfungsverzerrung des vorhergehenden Übertragungsstreckenabschnitts kompensiert»

^ Die Erfindung ermöglicht also eine stufenlose An-

^ passung des Regeneratiwerstärkers an die Länge des in

Übertragungsrichtung jeweils vorhergehenden Übertragungsstreckenabschnitts, so daß in jedem Fall eine einwandfreie Entzerrung und damit ein hoher Störabstand gewährleistet ist. Dieser Vorteil wird zudem erreicht, ohne daß wie bisher ein Sortiment von Regeneratiwerstärkern notwendig ist, das zu den eingangs erwähnten Schwierigkeiten führt.

Für ein wirksames Ansprechen der ersten Regeleinrichtung ist es zweckmäßig, daß die charakteristische Frequenzkomponente mit Ausnahme der Frequenz Null diefc jenige Frequenz des Digitalsignals ist, bei der das Leistungsspektrum des Digitalsignals ein Maximum hat.

Aus schaltungstechnischen Gründen ist es zweckmäßig, daß der Entzerrer aus mehreren hintereinander geschalteten Entzerrerfiltern mit fester unterer Eckfrequenz besteht, von der ab eine Hochpaßcharakteristik beginnt, deren obere Eckfrequenz, die das Hochpaßverhalten nicht weiter ansteigen läßt, durch die Stellglieder variierbar ist.

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Bei einer Verschiebung der oberen Eckfrequenz, z, B₀ nach oben, kann nämlich die Grundverstärkung mit angehoben werden»

Wie bereits erläutert wurde, nimmt mit steigender Übertragungsstreckenabschnittslänge wegen des sinkenden Empfangspegels das Nahnebensprechen zu, wobei die hochfrequenten Spektralanteile des aus der jeweils benachbarten Leitung stammenden Digitalsignals am stärksten stören»

Eine vorteilhafte Weiterbildung der erfindungsgemäßen Übertr^agungss trecke, bei der am Ausgang des Regenerators jedes Regeneratiwers tärkers ein Sendetiefpaß filter vorgesehen ist, besteht deshalb darin, uaB die n-te Übertragungseinheit (n ganzzahlig), bestehend aus dem Sendetiefpaßfilter des n-ten Regenerativverstärkers, dem (n + i)-ten Übertragungsstreckenabschnitt und dem Entzerrer des (n + i)-ten Regenerativverstärkers, eine Tiefpaßcharakteristik hat, deren obere Grenzfrequenz mit abnehmender Amplitude der charakteristischen Frequenzkomponente des Eingangssignals des Entzerrers, d, h. mit wachsender Länge des (n + i)-ten Übertragungsstreckenabschnitts, durch die Stellglieder des Entherrers nach unten verschiebbar ist.

Line ausreichende Kompensation der Dämpfungsverzerrung wird in den meisten Fällen bereits dadurch erzielt, daß der Entzerrer nur zwei Entzerrerfilter hat, die jeweils einen Operationsverstärker enthalten, denen je ein Stellwiderstand als Stellglied vorgeschaltet ist_t daß das erste Entzerrerfilter ein Hochpaßverhalten mit konstantem Amplitudengang ab einer variablen oberen Eck-

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frequenz zeigt, wobei gleichzeitig die Grundverstärkung verschiebbar ist, und daß das zweite Entzerrerfilter ein Hochpaßverhalten mit einer ähnlich veränderlichen oberen Eckfrequenz und einer festen Grenzfrequenz aufweist, ab der der Amplitudengang abfällt.

Es ist ferner vorteilhaft, daß die Stell widerstände jeweils dem invertierenden Eingang der Operationsverstärker vorgeschaltet sind.

Der mit dem invertierenden Eingang verbundene Anschluß des Stellwiderstands liegt dann auf nahezu konstantem Potential (/irtuelle Erde), was die Ansteuerung des S tellwiders tarids mit einein digitalsignaluriabhängigen Stellsignal ermöglicht; insbesondere können deshalb mehrere, aixf dieselbe Art angeordnete und aufgebaute Stellwiderstände mit dem gleichen Stellsignal gesteuert werden₍

Ebenso ist es zweckmäßig, daß die Stellwiderstände Feldeffekttransistoren sind, deren Steuerelektrode mit der ersten Regeleinrichtung verbunden ist₀ Feldeffekttransistoren haben nämlich eine bessere lineare Charak- ψ teristik als z. B, Dioden und bipolare Transistoren und Lassen sich leistungslos steuern.

Wenn in vorteilhafter Weiterbildung der Erfindung die Übertragungseinheiten als Tiefpaßfilter ausgelegt werden, dessen (obere) Grenzfrequenz mit steigender Übertragungss treckeriabschni t tslänge erniedrigt wird, wird allerdings auch die für die Einstellung des Entzerrers benutzte charakteristische Frequenzkomponente stärker gedämpft, was die erste Regeleinrichtung, in die diese Fre-

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quenzkomponente als Istsignal eingespeist wird, zu berücksichtigen hat, indem sie dafür sorgt, daß die Amplitude nicht konstant gehalten wird, sondern bei der Einstellung des Entzerrers auf größere Übertragungsstreckenabschnittslängen um den gewünschten Betrag kleiner wird.

Dieser gewünschte Betrag läßt sich dadurch leicht einstellen, daß die Verstärkung der eine Proportionalregelung vornehmenden ersten Regeleinrichtung so gewählt ist, daß für die Amplitude der charakteristischen Frequenzkomponente des Ausgangssignals des Entzerrers eine bleibende Regelabweichung auftritt.

Eine besonders einfache Ausbildung der ersten Regeleinrichtung besteht darin, daß die erste Regeleinrichtung einen Operationsverstärker hat, von dem zur Sollwerteinstellung der invertierende Eingang über einen ¥iderstand geerdet und der nicht invertierende Eingang an eine Referenzspannungsquelle angeschlossen ist.

Wenn das Digitalsignal im Binärcode codiert ist, ist sein Leistungsspektrum nur für die Frequenz Null maximal. Um trotzdem eine von Null verschiedene charakteristische Frequenzkomponente zu gewinnen, muß das Digitalsignal umcodiert werden, indem zwischen den Ausgang des Entzerrers und einen Stellsignalkreis der ersten Regeleinrichtung ein Differentiator geschaltet ist, so daß die charakteristische Frequenzkomponente die halbe Einzelimpulsfolgeoder Taktfrequenz des differenzierten Digital signals wird,,

Wenn die Ankopplung jedes ÜbertragungsStreckenabschnitts an die beiden zugehörigen Regeneratiwers tärker

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durch Übertrager vorgenommen ist, ist es empfehlenswert, daß zwischen dem Entzerrer und dem Amplitudenregenerierkreis ein Hochpaß liegt, dessen Zeitkonstante möglichst klein gegen die möglichst groß gewählte der Übertrager ist»

Der Einbau eines derartigen Hochpasses hat verschiedene Vorteile?

fe Wenn auf der Übertragungsstrecke, d. h„ in größerer

Entfernung von den Endstellen Fremdstörungen auftreten, haben sie mit Sicherheit niederfrequenten Charakter, z_o B, Beeinflussung durch eine vorbeiführende Straßenbahn, Eisenbahn- oder Starkstromleitung. Fremdstörungen können sich zwar auch als unsymmetrische Wählimpulse aus benachbarten Übertragungsstrecken zeigen, doch sind sie wegen der überbrückten Entfernung schon stark verschlissen, so daß sie kaum mehr Spektralanteile bei hohen Frequenzen enthalten. Der erfindungsgemäß vorgesehene Hochpaß eliminiert daher diese Fremdstörungen, jedoch müssen die dadurch ebenfalls verlorengegangenen niederfrequenten Frequenzanteile des Digitalsignals diesem wieder zugesetzt

ψ werden. Da der Hochpaß wegen seiner kleinen Zeitkonstanten eine untere Grenzfrequenz hat, die wesentlich höher als die der anderen notwendigen Übertragungsglieder mit Hochpaßcharakteristik, insbesondere der Übertrager, ist, kann man deren Einfluß vernachlässigen, so daß beim Zusetzen der verlorengegangenen Digitalsignalfrequenzanteile nur die Zeitkonstante des Hochpasses zu berücksichtigen ist, was sehr vorteilhaft ist, da die Zeitkonstante des Hochpasses im Gegensatz zu der Zeitkonstanten der Übertrager (vgl₀ oben, FIg₀ 2b) genau definiert ist» Da-

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durch wird die Sicherheit des Regenerativverstärkers gegen niederfrequente Störungen verbesserte.

Der Hochpaß nimmt ferner eine gleichstrommäßige Trennung des Entzerrers vom Amplitudenregenerierkreis vor, so daß verhindert wird, daß infolge von Gleichstrompotentialschwankungen auch der Arbeitspunkt der Eingangsstufe des Amplitudenregenerierkreises variiert₀ Würde eine zusätzliche galvanische Trennung bereits in oder vor dem Entzerrer durchgeführt werden, so hätte das den Nachteil der Einführung einer weiteren, schwer definierbaren Zeitkonstanten in den Regeneratiwerstärker»

Wenn das Digitalsignal im Binärcode codiert ist, muß - wie bereits erläutert - eine Gleichstromrückgewinnung stattfinden« Dazu wird das regenerierte Digitalsignal am Ausgang des Regenerators über ein Filter zur Gleichstromrückgewinnung einer vor einem Entscheider angeordneten Vorstufe, die beide zum Amplitudenregenerierkreis gehören_s zugeführt«, Diese Gleichstromrückgewinnung ist dann einwandfrei, wenn jeder Einzelimpuls am Ausgang des Regenerators richtig erkannt erscheint. Tritt jedoch infolge einer Störung ein Fehler auf, so bewirkt dieser Fehler ein falsches Kompensationssignal vom Filter zur Gleichstromrückgewinnung in den Eingang der Vorstufe, das die Erkennungswahrscheinlichkeit für die folgenden Einzelimpulse des Digitalsignals verschlechtert. Während der Zeit, in der ein derartiges falsches Kompensationssignal auftritt, muß also mit einer verringerten Störsicherheit des Regenerativverstärkers gerechnet werden. Da andererseits diese Zeit durch die Zeitkonstante des Filters zur Gleichstromrückgewinnung und diese wiederum durch die Zeitkon-

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stante des Hochpasses bestimmt wird, sollte auch in dieser Hinsicht die Zeitkonstante des Hochpasses so klein wie möglich gewählt werden.

Wenn die erfindungsgemäße Übertragungsstrecke versehen ist mit einer zum Amplitudenregenerierkreis jedes Regeneratiwerstärkers gehörenden, von dessen Regenerator zum Eingang des Amplitudenregenerierkreises zurückführenden Überlappungskompensationseinrichtung zur Kompensation

fc des vorhersehbaren, an der Hinterflanke der Einzelimpulse auftretenden Anteile der durch ein Tiefpaßverhalten der betreffenden Übertragungseinheit hervorgerufenen Überlappung von Einzelimpulsen des Ausgangssignals des Entzerrers, wobei die n-te Übertragungseinheit (n ganzzahlig) aus dem Sendetiefpaßfilter des η-ten Regeneratiwerstärkers _t dem (n + i)-ten ÜbertragungsStreckenabschnitt und dem Entzerrer des (n + i)-ten Regeneratiwerstärkers besteht, ist es vorteilhaft, daß die Überlappungskompensationseinrichtung ein Überlappungs-Stellglied aufweist, das ebenfalls an die erste Regeleinrichtung angeschlossen und so steuerbar ist, daß die Überlappungskompensationseinrichtung erst bei Abfall der Amplitude der charakteristischen

ψ Frequenzkomponente des Eingangssignals des Entzerrers,

d. h„ mit wachsender Länge des (n + i)-ten Übertragungsstreckenabschnitts, auf einen bestimmten Wert betätigbar ist.

Bei kurzen Längen der Übertragungsstreckenabschnitte nämlich ist eine Störung durch Nahnebensprechen ausgeschlossen. Die Übertragungseinheit ist dann duch den einstellbaren Entzerrer optimal eingestellt, wenn die (obere) Grenzfrequenz der Tiefpaßcharakteristik der Übertragungs-

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einheit so hoch ist, daß keine Überlappung benachbarter Einzelimpulse des Digitalsignals auftritt. Daher braucht auch keine Kompensation einer Überlappung vorgenommen zu werden.

Eine einfache Ausführung des Überlappungs-Stellglieds besteht darin, daß das Überlappungs-Stellglied ein Stellwiderstand in Form eines Feldeffekttransistors ist, dessen Steuerelektrode mit der ersten Regeleinrichtung verbunden ist.

Eine andere vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung erfolgt durch einen die niedrigen stärker als die hohen Frequenzen verzögernden Laufzeitverzerrer für eine solche asymmetrische Formung der Einzelimpulse des Ausgangssignals des Entzerrers, daß der vorhersehbare, an der Hinterflanke der Einzelimpulse auftretende Anteil der durch ein Tiefpaßverhalten der betreffenden Übertragungseinheit hervorgerufenen Überlappung zugunsten des nicht vorhersehbaren, an der Vorderflanke der Einzelimpulse auftretenden Anteils erhöht wird.

Da der vorhersehbare Anteil der Überlappung ohnehin kompensiert wird, macht es nichts aus, wenn dieser auf Kosten des nicht vorhersehbaren Anteils erhöht wird_o Die Verringerung dös nicht vorhersehbaren Anteils der Überlappung, der nicht kompensiert werden kann, trägt also ebenfalls zu einer Erhöhung des Störabstands bei.

Xn manchen Fällen reicht es sogar aus, den Laufzeitverzerrer durch die Eigenschaften des vorhergehenden Übertragungsstreckenabschniets wie eines Kabels bilden zu lassen, so daß kein besonderer Laufzeitverzerrer erforderlich 1st.

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Die Übertragungsstrecke, bei der der Zeitregenerierkreis jedes Regenerativverstärkers aus einer auf die Taktoder Einzelimpulsfolgefrequenz abgestimmten Taktgewinnungseinrichtung und einem nachgeschalteten Impulsformer besteht, und wobei der Ausgang des Entzerrers mit dem Eingang der Taktgewinnungseinrichtung über ein nichtlineares Filter verbunden ist, das aus dem Ausgangssignal des Entzerrers Anstoßimpulse für die Taktgewinnungseinrichtung erzeugt, wird dadurch verbessert, daß der Ausgang der Taktgewinnungseinrichtung über eine zweite Regel-™ einrichtung zum nichtlinearen Filter rückgeführt isto

Insbesondere ist es zweckmäßig, daß durch die zweite Regeleinrichtung der Einsatzpunkt der Nichtlinearität des nichtlinearen Filters und damit die Breite der Anstoßimpulse so steuerbar ist, daß die Energie der Anstoßimpulse gerade ausreicht, das Ausgangssignal der Taktgewinnungseinrichtung im wesentlichen konstant zu halten»

Die Taktgewinnungseinrichtung braucht wegen ihrer so lose wie möglich gestalteten Kopplung an das Digitalsignal also nicht mit überschüssiger Energie, d. h. rela- L· tiv breiten Anstoßimpulsen, die aus dem Digitalsignal gewonnen werden, angesteuert zu werden, so daß die Taktgewinnungseinrichtung auch weniger Phasenfehler aus dem Digitalsignal übernimmt. Da die Phasenfehler durch Störungen bzw. Dämpfungsverzerrung des Digitalsignals bedingt sind, wird durch die eben genannten Maßnahmen eine Erhöhung des Störabstands in bezug auf die zeitliche Regeneration des Digitalsignals erzielt. Außerdem werden Phasenfehler, die durch eine mögliche Übersteuerung des LC- und des Quarzfilters entstehen könnten, vermieden.

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Vorzugsweise ist das nichtlineare Filter ein digitaler Inverter, dessen Schwelle durch die zweite Regeleinrichtung verschiebbar ist.

ein Meßwertuniformer den Ausgang des Entzerrers mit dem Eingang des nichtlinearen Filters verbindet, ist es vorteilhaft, daß die zweite Regeleinrichtung einen zwischen den Ausgang der Taktgewinnungseinrichtung und einen Eingang des Meßwertumformers geschalteten Vorspannungskreis hat, durch den der Arbeitspunkt eines zum Meßwertumformer gehörenden Operationsverstärker einstellbar ist.

Wenn das Digitalsignal in Binärcode codiert ist, kann der Meßwertumformer in an sich bekannter Weise ein zweiter Differentiator sein, der außerdem mit dem ersten Differentiator, der zwischen dem Ausgang des Entzerrers und dem Stellsignalkreis der ersten Regeleinrichtung geschaltet ist, zusammenfallen kann.

Falls das Digitalsignal in Bipolarcode codiert ist, kann der Meßwertumformer ein Pegelschieber sein»

Sofern die Taktgewinnungseinrichtung ein auf die Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz des Digitalsignals abgestimmtes Quarzfilter aufweist, ist es zweckmäßig, daß in der Taktgewinnungseinrichtung dem Quarzfilter ein LC-Filter, das auf die Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz des Digitalsignals abgestimmt ist, mit geringer Güte vorgeschaLtet ist.

Da das LC-FiIter eine geringe Güte und damit auch eine geringe Phasensteilheit hat, aiebt es aus den vom

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nichtlinearen Filter abgegebenen Anstoßimpulsen_s die große Phasenfehler enthalten können, die Taktfrequenz aus und entfernt damit aus den Anstoßimpulsen die den Betrieb des Quarzfilters in der eingangs beschriebenen Weise störenden Frequenzanteile. Das LC-FiIter erzeugt aus jedem Anstoßimpuls eine, wenn auch stark gedämpfte, sinusförmige Schwingung.

Ferner ist es vorteilhaft, daß die in den Regenera-

ψ tivverstärkern vorgesehenen Operationsverstärker digitale

Verknüpfungsgiieder sind, die nach Art der bekannten Schaltungen mit Operationsverstärkern entsprechende Gegenkopplungsnetzwerke aufweisen.

Auf diese Weise können außerordentlich kleine Abmessungen der Regeneratiwerstärker erreicht werden, so daß die Regenerativverstärker bei einer durch ein bereits verlegtes Kabel gebildeten Übertragungsstrecke in einer Kabelspleißstelle innerhalb der Muffe mit untergebracht werden können (an den Kabelspleißstellen sind die handelsüblichen Längen der einzelnen Kabelleitungen untereinander verbunden).

Eine weitere Unterbringungsmöglichkeit der Regeneratiwerstärker ergibt sich aufgrund folgender Überlegungens

Für die Übertragung von niederfrequenten Signalen vorgesehene Kabel sind bekanntlich mit Pupin-Spulen versehen, die in Abständen von etwa 2 km angeordnet sind, um den Frequenzgang im Niederfrequenzbereich gleichmäßiger zu gestalten. Durch die Pupin-Spulen wird aber der Frequenzgang im höheren Frequenzbereich der Digitalsignale

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sehr stark gedämpft, so daß die Pupin-Spulen ohnehin entfernt werden müssen, wenn man sehr schnelle Digitalsignale mit einer Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz von einigen MHz übertragen will. Aus diesem Grund können die Regeneratiwerstärker in die bereits für die Pupin-Spulen vorhandenen Gehäuse eingesetzt werden, so daß die Umrüstung von bereits vorhandenen Kabelleitungen auf die Übertragung von Digitalsignalen bedeutend erleichtert wird.

Es ist dann auch zweckmäßig, daß die digitalen Verknüpfungsglieder integriert sind und geringe Leistungsaufnahme entsprechend einer Low-Power-TTL-Serie haben»

Auf diese Weise kommt man ohne weiteres mit der im allgemeinen je Regeneratiwerstärker zur Verfügung stehenden geringen Versorgungsleistung aus.

Schließlich ist es bei einer Übertragungsstrecke, wobei für jeden Regeneratiwerstärker der Amplitudenregenerierkreis einen einen Schwellenwert zeigenden Entscheider und der Impulsformer des Zeitregenerierkreises einen Schmitt-Trigger hat, vorteilhaft, daß der Entscheider, das nichtlineare Filter und der Schmitt-Trigger aus digitalen Verknüpfungsgliedern aufgebaut sind, und daß deren Triggerschwelle als Referenzspannung dient.

Eine derartige Ausbildung trägt zur weiteren Verringerung der räumlichen Abmessungen und der Zuverlässigkeit des Regeneratiwerstärkers bei.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

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Fig. 1a und 1b ein Digitalsignal im Binär- bzw. Bipolar (Pseudo ternär) -Code ;

Fig. 1c das Prinzipschaltbild von an sich bekannten Übertragungsstrecken mit Regenerativverstärkern ;

Fig. 2a einen Ausschnitt aus einer der Übertragungsstrecken von Fig. 1, wobei die Regenerativ-

m verstärker einen im wesentlichen bekannten

Aufbau haben;

Fig. 2b ein Ersatzschaltbild eines Teils des Regenerativverstärkers von Fig. 2a;

Fig. 2c ein nichtlineares Filter nach van der Houwen zur Gewinnung der Anstoßimpulse für den Zeitregenerierkreis ;

Fig. 2d die zum Filter von Figo 2c gehörenden Signale ;

^ Fig. 3 an verschiedenen Punkten der Regeneratiwer-

stärker von Fig. 2a auftretende Signale (bis auf die Signale VI und X);

Fig. ha ein sinusförmig angenähertes, binärcodiertes Digitalsignal am Ausgang des Entzerrers;

Fig. kb das diesem (Fig. 4a) entsprechende binarcodierte Digitalsignal j und

Figo kc die Leistungsdichte des Digitalsignals von

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Pig. ka und des differenzierten Digitalsignals über der Frequenz;

Fig. 5a einen einzelnen Rechteckimpuls des unverzerrten und ungedämpften Digitalsignals;

Fig. 5b den tatsächlichen Verlauf eines Einzelimpulses des Digitalsignals, infolge der Tiefpaßwirkung der Übertragungseinheit;

Fig. 5c ein aus einer Folge von mehreren rechteckförniigen Einzelimpulsen bestehendes ideales Digitalsignal;

Fig. 5d den tatsächlichen Verlauf des idealen Digitalsignals von Fig. 5c, infolge der Tiefpaßwirkung der Übertragungseinheit;

Fig. 5e das hinsichtlich Überlappungen teilweise kompensierte Digitalsignal von Fig. 5d;

Fig. 5f die durch Laufzeitverzerrung bedingte Syiumetrieänderung eines Einzelimpulses des Digitalsignals ;

Fig. 5g und 5h das Phasenmaß bzw₀ die Laufzeit eines realen und idealen Übertragungskabels in Abhängigkeit von der Frequenz;

Fig. 6 die Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz für verschieden lange Übertragungsstrecken- abschnitte aus einem Ortskabel mit 0,6 mm Aderndurchmesser sowie den Amplitudengang

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von diesen Übertragungsstreckenabschnitten zugeordneten Entzerrern des erfindungsgemäß verwendeten Regenerativverstärkers;

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäß verwendeten Regenerativverstärkers für im Binärcode codierte Digitalsignale;

™ Fig. 8a ein Ausführungsbeispiel des Entzerrers des

Regenerativverstärkers von Fig. 7»

Fig. 8b das Prinzipschaltbild eines von zwei den Entzerrer von Fig. 8a bildenden Filtern;

Fig. 8c und 8d den Amplitudengang des ersten bzw, zweiten Entzerrerfilters;

Fig. 9a und 9b ein sogenanntes Augendiagramm am Senderausgang bzw. nach der Übertragungseinheit;

fc Fig. 10a ein Ausführungsbeispiel der Regeleinrichtungseinheit des Regeneratiwerstärkess von Fig. 7 5

Fig. 10b ein regelungstechnisches Prinzipschaltbild der Regeleinrichtung von Fig. 10a;

Fig_o 10c und 1Od die Spannungssignalamplitude der Digitalsignalkomponente mit der halben Taktfrequenz in Abhängigkeit von der Übertragungsstreckenabachnittslänge für große bzw. kleine Verstärkung der Regeleinrichtung;

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Fig. 11a bis 11d den Verlauf von Signalen an verschiedenen Punkten der Regeleinrichtungeeinheit von Fig. 10a;

Figo 12 ein Ausführungsbeispiel des Zeitregenerierkreises, do h. der Taktgewinnungseinrichtung und des Inipulsformers, des Regenerativverstärkers von Fig. 75

Fig. 13 ein Ausführungsbeispiel des Amplitudenregenerierkreises des Regeneratiwerstärkers von

Fig. 7J

Fig. 1 ^i ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäß verwendeten Regenerativverstärkers für im Bipolarcode codierte Digitalsignale} und

Fig. 15 den Verlauf von Signalen an verschiedenen

Punkten des Ausführungsbeispiels von Fig.

In Fig. 71 die ein Ausführungsbeispiel des für die erfindungsgemäße Übertragungsstrecke verwendeten Regenerativverstärkers für im Binärcode codierte Digitalsignale zeigt, sind mit dem Regenerativverstärker von Fig. 2a übereinstimmende Stufen mit dem gleichen Bezugszeichen versehen, während bei Abweichungen ein "a" nachgesetzt ist.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines im Gegensatz zum bekannten Stand der Technik gemäß der Erfindung einstellbaren Entzerrers 11a besteht gemäß Fig. 7 grundsätzlich aus zwei hintereinander geschalteten Entzerrer-

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filtern 111 und 112, die den aus Fig. 8 ersichtlichen Aufbau haben, wobei das Filter 111 Widerstände R. und R„, einen Stell- oder Regelwiderstand R_n, einen Operationsverstärker V und einen Kondensator C aufweist, während das Filter 112 Widerstände R„ bis R_, einen Stell- oder Regelwiderstand R₀, Kondensatoren C„ und C„ sowie einen Operationsverstärker V_ umfaßt. (Die Stellwiderstände R~ der beiden Filter 111 und 112 können verschieden sein.)

- Die Filter 111 und 112 werden also durch geeignete

^ beschaltete Operationsverstärker V bzw. V gebildete Daher kann man für die Filter 111 und 112 das Ersatzschaltbild von Fig. 8b annehmen, wobei U_E die komplexe Eingangsspannung und U. die komplexe Ausgangsspannung bedeutet.

Wegen

^VA * ^UE " iS Ζ,

mit (komplexen) Z und Z„ ergibt sich für das Übertragungsverhalten der Filter 111 bzw. 112 allgemein:

* !a = Z₂A₁; ^ua [^iuJ] « F (ju>),

₂₁ []

^UE . ^E U OJ)

wobei F (jW ) der Frequenzgang ist.

Wenn die Widerstands- bzw. Kapazitätswerte das glei che Bezugszeichen wie die zugehörigen Bauteile erhalten, ergibt sich für den Frequenzgang der Filter 111 bzw. 112t

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V^R1 1 + .HO ^R0^R1

R₀₊R₁ ⁰I

F (,j OJ) = V UJtU(R₀₊R₃₊R₅)C₂ ₍₂₎

I ₊ JCOR₄C₃)

Wenn man den Betrag des Frequenzgangs für rein imaginäres CU bildet, also das Verhalten der Filter bei erzwungenen Dauerschwxngungen mittels Erregung durch eine rein imaginäre Frequenz betrachtet, gewinnt man den sogenannten Amplitudengang₀

Der Amplitudengang |f| der Filter 111 und 112 ist in Fig. 8c und 8d als sogenanntes Bode-Diagramm zu sehen, d. h. die Frequenz f als Abszisse und der Amplitudenbetrag |F| als Ordinate sind Jeweils logarithmisch aufgetragen, wobei außerdem eine Approximation durch Gerade erfolgt ist, die bei den sogenannten Eckfrequenzen aneinanderstoßen.

Aus Fig. 8c und d sind diese Eckfrequenzen f , f
f , f „ bzw,, f_o' , f ', f ', f „' und E_Q' erkennbar.
Die analytischen Ausdrücke lauten dafür allgemein:

^fO = 2ψ R~C— ^{(3 a)}

^f1 = -PfT ^RO^+R1 (3 b)

^RO^R1^C1

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^fo' - 2 ir '

2tr (R₀₊R₅)C₂ (λ

V =

wobei bei den doppelt indizierten Frequenzen die zweite
Ziffer des Indexes jeweils einem bestimmten Wert des Stellwiderstands R_n zugeordnet ist.

In Fig. 8c und d sind jeweils drei verschiedene Amplitudengänge dargestellt. Erfindungsgemäß gehen die verschiedenen Amplitudengänge kontinuierlich auseinander hervor, indem jeweils der Stellwiderstand R_Q durch Stell signale von
einer erfindungsgemäß anstelle der Steuereinrichtung 13 von Fig. 2*vorgesehenen Regeleinrichtungseinheit 13a (vgl. auch Fig. 7) kontinuierlich geregelt wird, um Übertragungsstrekkenabschnitten unterschiedlicher Länge zwischen z. B₀ 1 und 3 km zugeordnet werden zu können, was aufgrund der eingangs gemachten Überlegungen wünschenswert ist. Die Gewinnung der Stellsignale durch die Regeleinrichtungseinheit 13a wird
noch erläutert werden.

Das Filter 11I hat gemäß Fig. 8c ein bei der vom Stellwiderstand R„ unabhängigen und damit festen unteren Eckfrequenz f_n beginnendes Hochpaßverhalten entsprechend der
Zeitkonstante des Widerstands R und des Kondensators C
(vgl. Gleichung 3 ^a)» das nach oben durch eine variable
Eckfrequenz f ₁₍ f „ bzw. f „ entsprechend der Zeitkon-

Il \ tZ. I __}

stanten des Widerstands R_Q und des Kondensators C₁ bestimmt

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ist (vgl. Gleichung 3 h)₀ Gleichzeitig ändert die Verstellung des Stellwiderstands R~ auch den Grundamplitudengang von f = O bis L durch vertikale Verschiebung»

Der Amplitudengang von FIg₀ 8d für das Filter 112 weicht insofern wesentlich vom Amplitudengang für das Filter 111 gemäß Fig. 8c ab, als der Grundamplitudengang von f = O bis f ' konstant bleibt und ein Tiefpaßverhalten ab der festen Grenzfrequenz f₂' entsprechend der Zeitkonstanten gemäß dem Widerstand Rr und dem Kondensator C„ auftritt (vgl. Gleichung h c)_o Die untere Eckfrequenz f ' des Hochpaßverhaltens ist bestimmt durch die Zeitkonstante des Widerstands R„ und des Kondensators C₂ (vgl. Gleichung h a) , während die variable obere Eckfrequenz ^₁₁* f'_1? bzw., f.. ο der Zeitkonstanten der Serienschaltung des Widerstands R- und des Stellwiderstands R₀ zusammen mit dem Kondensator C„ äquivalent ist (vglo Gleichung k b).

Der Gesaiitamplitudengang des einstellbaren Entzerrers 11a setzt sich aus den Amplitudengängen für die Filter 111 und 112 zusammen, was eine Multiplikation der beiden Amplitudengänge F (j CO ) nach den Gleichungen (i) und (2) bedeutet. Diese Multiplikation entspricht jedoch im Bode-Diagramm wegen der logarithmischen Auftragung des Amplitudengangs F (j CO ) einer Addition der jeweiligen Amplitudengänge. Der Gesamtamplitudengang des Entzerrers 11a im Bode-Diagramm ergibt sich also durch Addition der Amplitudengange von Fig. 8c und d. Diese Summe ist schematisch in Fig. 6 für die hier betrachteten drei Fälle entsprechend einer Länge der Übertragungsstreckenabschnitte von 1, 2 und 3 km dargestellte

Der Gesamtfrequenzgang der η-ten, per definitionem

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- hk -

aus dem η-ten Sendetiefpaßfilter, dem (n+i)-ten Übertragungsstreckenabschnitt und dem (n+i)-ten Entzerrer bestehenden Übertragungseinheit ergibt sich im Bode-Diagramm (vgl. Fig. 6) aus der Differenz des Amplitudengangs des (n+i)-ten Entzerrers und dem Dämpfungsverlauf des (n+i)-ten Übertragung^streckenabschnitts, wenn das n-te Sendetiefpaßfilter außer acht gelassen i.'rd, weil dieses erst ab der halben Taktfrequenz (hier 1 .lüiz) wirksam wird«,

fc Wenn diese Differenz über den ganzen Übertragungsfrequenzbereich nahezu gleich Null ist, also Dämpfungsund Amplitudengangkurve in Fig, 6 fast zusammenfallen, entsteht keine Überlappung benachbarter Einzelimpulse des Digitalsignals, weil kein Tiefpaßverhalten mit einer Grenzfrequenz, die kleiner als die halbe Einzelimpulsfolgeoder Taktfrequenz ist, von der Übertragungseinheit gezeigt wird. Das trifft im wesentlichen zu für den Strekkenabschnitt mit 1 km Länge. Für 2 km Länge tritt bei der Frequenz 1 MHz (hier halbe Einzelimpulsfolgefrequenz oder Takt) schon eine deutliche Differenz auf (vgl. Fig. 6). Es entsteht also etwas Tiefpaßverhalten und damit eine noch geringfügige Überlappung benachbarter Impulse» Für

ψ 3 km LHnge schließlich ist diese Differenz schon sehr groß, das Tiefpaßverhalten und entsprechend die Überlappung benachbarter Einzelimpulse des Digitalsignals sind etwa doppelt so groß. Letzterer Umstand ist also günstig, um die mit der Länge der Übertragungsstreckenabschnitte zunehmenden, bei höheren Frequenzen auftretenden Nahnebensprechstörungen optimal zu dämpfen.

Wenn die Übertragungsstrecken durch doppeladrige Leitungen von Kabeln gebildet werden, kann, da die Kabelschächte, insbesondere bei der deutschen Bundespost, um

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etwa 300 - 500 m voneinander getrennt sind, die gewünschte Anordnung der Regenerativverstärker in der (eingangs geschilderten) gewünschten Weise erfolgen, d. h in kürzerem Abstand voneinander in der Nähe der Endstellen und im größeren Abstand voneinander bei größerer Entfernung von den Endstellen.

Die Stellwiderstände R_n im einstellbaren Entzerrer 1 la v/erden zweckmäßigerweise durch Feldeffekttransistoren gebildet, deren Steuerelektrode das Stellsignal von der Regeleinrichtungseinheit 13a als Stellspannung zugeführt wird.

Wie eingangs erläutert wurde, ist e^ bereits bekannt, die durch das Tiefpaßverhai ten der übertraguiißseinhei fc bedingte Überlappung von Einzelimpulsen des Digita!signals hinsichtlich ihres vorhersehbaren Anteils zu kompensieren (vgl. Fig. 5a - e mit zugehöriger Beschreibung) <, Eine Kompensation bzw. Subtraktion des nicht vorhersehbaren Anteils der Überlappung ist jedoch nicht möglicho Gegenüber diesem bekannten Stand der Technik kann jedoch erf iiidungsgemäß der Störabstand des Digital signals dadurch erhöht werden, daß der ohnehin später zu subtrahierende, voraussehbare Anteil, der Überlappung auf Kosten des nicht vorhersehbaren Anteils erhöht wird, d. h. die Symmetrie der Einzelimpulse wird geändert. Die Vergrößerung des vorhersehbaren Anteils der Überlappung ist also letzten Endes unschädliche

Diese Symmetrieänderung kann in einfacher Weise durch Laufzeitverzerrung vorgenommen werden, bei der die Frequenzanteile unterschiedlich verzögert werden» Figo 5f zeigt den Einfluß der Laufzeitverzerrung auf einen symme-

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trischen Einzelimpuls nicht vorhersehbarer Überlappung i und vorhersehbarer Überlappung i .

Bei der praktischen Erprobung der Erfindung hat sich überraschenderweise herausgestellt, daß eine Laufzeitverzerrung im erfindungsgemäßen Sinne bereits durch den jeweils zu einer Übertragimgseinheit gehörenden Übertragungsstreckenabschnitt erfolgt, wenn die Übertragungsstrecke durch Kabel gebildet wird.

Bei einem als Übertragungsstreckenabschnitt verwendeten idealen Kabel ohne Laufzeitverzerrung steigt das Phasenmaß β linear mit der Frequenz an, während das Phasenmaß β eines realen KabeLs mit Laufzeitverzerrung bei sehr niedrigen Frequenzen stark negativ ist und sich erst bei hohen Frequenzen an die ideale Kurve annähert. Diese Verläufe sind in Fig. 5g dargestellt. Nachdem sich die Laufzeit T" aus der Kabellänge V , aus dem Phasenmaß β und aus der Frequenz berechnen läßt, ergibt sich aus Fig. 5g die Fig. 5h, in der die Laufzeit TT eines realen Kabels und die Laufzeit eines idealen Kabels in Abhängigkeit von der Kreisfrequenz U) aufge tragen sind. Man sieht, daß die Lauf- ψ zeit X* des idealen Kabels über den ganzen Frequenzbereich konstant ist, die Laufzeit V des realen Kabels aber bei sehr niedrigen Frequenzen sehr viel größer ist und sich erst bei höheren Frequenzen an die Laufzeit des idealen Kabels annähert. Dieses Verhalten des realen Kabels hilft dazu, die erfindungsgeinäße Symmetrieverschiebung der Einzelimpulse des Digitalsignals zu bewirken.

Eine Vergrößerung der durch den Übertragungsstrekkenabschnitt allein bedingten Laufzeitverzerrung kann erreicht werden, indem in oder unmittelbar hinter den Ent-

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zerrer 11a ein Laufzeitverzerrer 20 (vgl. Fig. 7), z, B, Allpaß-Glieder (vgl₀ Steinbuch/Rupprecht, Nachrichtentechnik, 1967, Seite 115 ff ο) geschaltet wird, der ähnlich wie das Kabel die niedrigen Frequenzen stärker als die hohen Frequenzen verzögert. Der Laufzeitverzerrer 20 kann aber auch im Sendetiefpaßfilter des vorhergehenden Regenerativverstärkers angeordnet sein.

Um die Überlappungskompensationseinrichtung 125 zur Kompensation der vorhersehbaren Überlappung, von der ein (noch zu erklärendes) Ausführungsbeispiel in Fig. 13 abgebildet ist, richtig einzustellen, muß zunächst der vorhersehbare Anteil der Überlappung gemessen werden.

Eine erste Möglichkeit der Messung besteht darin, daß ein rechteckförmiger Einzelimpuls (vgl. Fig. 5a) der Dauer T durch die Übertragungseinheit geschickt wird, so daß aus der Impulsantwort s(t) (vgl. Fig„ 5b) der vorhersehbare Anteil i„ der Überlappung, insbesondere mit einem Oszillographen, abgelesen werden kann·

Die zweite Möglichkeit der Messung macht sich das sogenannte Augendiagramm (eye pattern) zunutze, was deshalb vorab erläutert werden soll. Das Augendiagramm wird durch eine sogenannte "worst-case"-Betrachtung gebildet, d. h. durch die Bildung des Augendiagramms wird der ungünstigste Fall der Störsicherheit erfaßt. Zu diesem Zweck schickt man aus einem Zufallsgenerator eine statistisch ungeordnete Folge von Einzelimpulsen über eine Übertragungseinheit in den nachgeschalteten Amplitudenregenerierkreis 12a des betreffenden Regenerativverstärkers.

In Fig. 9 1st ein der Übersichtlichkeit wegen ein-

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fächer Fall der Bildung des Augendiagramms dargestellt (für binärcodiertes Digitalsignal). Fig. 9a zeigt für den Fall, daß die durch das im Binärcode codierte Digitalsignal zu übertragenden Wörter aus drei Bits bestehen, alle möglichen Bit-Kombinationen und damit Wörter. Diese Bit-Kombinationen oder Folgen von Einzelimpulsen des Digitalsignals erfahren - wie erwähnt - durch die Übertragungseinheit wegen deren Tiefpaßverhaltens eine Verbreiterung, die jeweils in Fig. 9b zu sehen ist. Die Überlagerung aller dieser Folgen von verbreiterten Impulsen am Ausgang der Übertragungseinheit ergibt dann ein Augendiagramm, das z. B. mit einem Oszillographen beobachtet werden kann. Das Augendiagramm hat seine Bezeichnung erhalten, weil in der Mitte ein signalfreier Raum, das "Auge", vorhanden ist.

Es dürfte ersichtlich sein, daß im Vergleich zum Augendiagramm am Senderausgang (vgl. Fig. 9a), wo das Auge als Grenzfall das mittlere Quadrat ist, die Augenöffnung des Augendiagramms nach der Übertragungseinheit mit zunehmender Verbreiterung der Einzelimpulse immer kleiner wird.

Wenn man das Augendiagramm an einer solchen Stelle des Regenerativverstärkers abnimmt, an der auf das Digitalsignal bereits die Überlappungskompensationseinrichtung 125 eingewirkt hat, kann man die optimale Einstellung der Überlappungskompensationseinrichtung durch Wahl der größtmöglichen Augenöffnung ermitteln. Bei dieser zweiten Möglichkeit der Messung des vorhersehbaren Anteils der Überlappung wird also die Messung sofort in die Einstellung der Überlappungskompensationseinrichtung umgesetzt.

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Es soll jetzt ein Ausführungsbeispiel der Regeleinrichtungseinheit 13a des erfindungsgemäß verwendeten Regenerativverstärkers von Fig_o 7 erläutert werden.

Gemäß Fig. 7 besteht die Regeleinrichtungseinheit 13a aus vier Blocken, nämlich dem Differentiator 131 ι einem diesen steuernden Vorspannungskreis 132, dem nichtlinearen Filter 135 und einem Stellsigrialkreis 13^, die beide vom Differentiator 131 gesteuert werden. Der Stellsignalkreis 134 steuert seinerseits die beiden Entzerrerfilter 111 und 112 sowie die Überlappungskompensationseinrichtung 125 des Amplifcudenregenerierkreises 12.

Gemäß dem Ausführungsbeispiel der Rege Leinrichtungseinheit 13a von Fig. IO enthält der Differentiator 13 5 einen als Differentiator geschalteten Operationsverstärker V , der aus dem im Binärcode vorliegenden Digitalsignal III ein Digitalsignal U^ (vgl. Fig. 11a) bzw. IV (vgl. Fig. 3) erzeugt, das einem anderen Code entspricht und dessen Leistungsspektrummaximum bei der halben Einzelimpulsfolge- oder Taktfrequenz liegt (vgL_o auch Fig. 4a, 4b und 4c mit zugehöriger Er Läuterung). Am Eingang des Operatiorisverstärkers V . liegt ein Kondensator ^ ,-. » ferner ist ein Riickkopplungswiders tand R₁., vorhanden_u

Das Ausgangsruhepotential U _Q (vgl« Fig. 11) des Operationsverstärkers V wird über einen Widerstand Ii. _ des Vorspatmungskreises 132 auf einen bestimmten Wert, z. B. von P. V, eingestellt.

Wie oben erklärt wurde, ist es vorteilhaft, die Übertragungseinheit als Tiefpaßfilter auszulegen, dessen

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(obere) Grenzfrequenz bei steigender Übertragungsstreckenabschnittslänge erniedrigt wird, um Nahnebensprechstörungen zu vermindern Dadurch wird aber die Amplitude der für die Zeitregenerierung und erfindungsgemäß auch für die Einstellung des Entzerrers 11a zu Hilfe genommenen Frequenzkomponente gleich der halben Einzelimpulsfolge - oder Taktfrequenz stärker gedämpft, was die Regeleinrichtungseinheit 13a, in die diese Amplitude als Istsignal eingespeist wird, zu berücksichtigen hat, indem sie dafür sorgt, ^ λ c; daß die Amplitude nicht konstant gehalten wird, sondern bei der Einstellung dos Entzerrers auf größere Übertragungsstreckenabschnittslängen um den gewünschten Betrag kleiner wird. Dieser gewünschte Betrag läßt sich leicht einstellen, wenn man eine Proportional-Regelung nimmto Γ Diese gewünschte, noch verbleibende Schwankung der Amplitude der halben Taktfrequenz bei verschiedenen Entzerrereinstel hingen auf entweder kürzeste oder längste Übertragungsstreckenabschnittslänge wird durch die bleibende Regelabweichung U, bestimmt. Die bleibende Regelabweichung ist umgekehrt proportional der Verstärkung der Regeleinrichtung, wie noch genauer gezeigt werden wirdo

ψ Das zum Einstellen der Entzerrerfilter 111 und 112

und zur Steuerung der Überlappungskompensationseinrichtung 125 dienende Stellsignal wird folgendermaßen im Stellsignalkreis 13^ von Fig. 10a erzeugt:

Als Istgröße für die Gewinnung des Stellsignals wird die Amplitude des differenzierten binärcodierten Digitalsignals U bzw. IV verwendet, die (vgl. auch Fig. 6 mit Erläuterung) repräsentativ für die Länge der Übertragungsstreckenabschnitte zwischen den einzelnen Regeneratiwer- stärkern ist« Das Signal U₁ wird über einen Kondensator

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- ^5t - 2CU31U

C . ^a**f den Eingang eines invertierenden Operationsverstärkers V gegeben, dessen Verstärkung durch Widerstände R_ und Rg eingestellt ist. Die Widerstände R_-. g und R₁₇ sind so bemessen, daß die angestrebte Charakteristik des Entzerrers 11a berücksichtigt ist (vgl₀ unten).

Der Arbeitspunkt des invertierenden Verstärkers V „ ist durch den Widerstand R₁O so bestimmt, daß seine Ausgangsruhespannung U₁Of) ^auf einem festen Potential von z.

B. V liegt. Der invertierende Verstärker V₁ „ kann also nur die positiven Impulse des Signals U₁₁ auswerten, aus denen er an seinem Ausgang negative Impulse U „ (vgl_o Fig. 11c) gewinnt, die über einen Kondensator C _ς und zwei Dioden D und D₂ an einem Kondensator Cg eine negative Spannung Ug (vgl. Fig. 11d) bzw. (in Fig. 7) IVa aufbauen. Die Spannung U₁/-, deren Wert also durch den Widerstand Rg bestimmt ist, ist das gewünschte Stellsignal, das die Stellwiderstände R₀ in den beiden Entzerrerfiltern 11 1 und 112 sowie den Stellwiderstand R„_Q in der Überlappungskompensationseinrichtung 125 betätigt, wobei zweckmäßigerweise alle Stellwiderstände Feldeffekttransistoren sind.

Das regelungstechnische Prinzipschaltbild der Regeleinrichtungseinheit 13a hinsichtlich ihres Zusammenwirkens mit dem einstellbaren Entzerrer 11a ist in Fig. 10b dargestellt, aus der die regelungstechnischen Funktionen der einzelnen Baugruppen ohne weiteres entnehmbar sind.

Für einen Regelkreis mit einer Proportional-Regeleinrichtung gilt allgemein (vgl. Merz, Grundkurs der Regelungstechnik, 196^, S. A/52 ff.) für eine Regelungszeit t > 00 :

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TT ^S ο _Z 5* Έ.

d ~ 1 + V .V V s ρ ρ

mit ζ = vor der Regelung auftretende Regelabweichung

U = nach der Regelung auftretende Regelabweichung ("bleibende" Regelabweichung)

V = Verstärkung der Regelstrecke

V = Verstärkung der Regeleinrichtungo

Wenn die Verstärkung V der Regeleinrichtung und damit des Verstärkers V groß wäre, würde nach obiger Formel der Regelkreis dafür sogen, daß bei jeder Einstellung des Entzerrers die halbe Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz am Ausgang des Entzerrers mit gleicher Amplitude

auftritt, da für V > oo U, > 0 wird.

¹ ρ d

In Fig. 10c und 1Od ist jeweils die Amplitude der halben Taktfrequenz U als Funktion der Übertragungsstreckenabschnittslänge dargestellt. Die durchgezogene Kurve beschreibt den Verlauf am Entzerrereingang, die gestrichelte am Entzerrerausgang,

In Fig. 10c ist der Fall einer großen Verstärkung V gezeigt, d. h₀, die Amplitude der halben Taktfrequenz ist für jede Entzerrereinstellung gleich groß. Dies ist aber unerwünscht, weil erfindungsgemnß die Ubertragungseinheit, bestehend aus Sendestufe des vorhergehenden Regenerativverstärkers, Übertragungsstreckenabschnitt und Entzerrer eine Tiefpaßcharakteristik haben soll, deren (obere) Grenifrequenz bei steigender Übertragungsstreckenabschnittslänge nach unten wandern soll, um das Nahnebensprechen besser zu unterdrücken. Die Amplitude der halben Taktfrequenz

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wird deshalb bei der Entzerrereinstellung auf große Ab schnittslänge (beispielsweis
Entzerrerausgang erscheinen.

schnittslänge (beispielsweise 3 km) um U vermindert am

Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß die Regeleinrichtung mit dem Verstärker V „ eine begrenzte, geringe Verstärkung V hat. Damit wächst sein Proportionalbereich und die bleibende Regelabweichung U auf den gewünschten Wert (Figo 1Od).

Die Spannung U₁ am Ausgang des Operationsverstärkers V . gelangt auch in einen digitalen Inverter V (als das nichtlineare Filter 135 in Fig. 7). Der Inverter V hat eine bestimmte Schwelle, die in FLg, 11a eingezeichnet ist. Aus Fig. 11a ist ferner ersichtlich, daß nur die unter der SchweLLe des Inverters V Liegende Anteile des Signals U den Inverter V ansprechen las-

il 1 tw

sen, damit er ein Signal U abgibt, das sich aus schmalen rechteckförmigen EinzeLimpulsen zusammensetzt. Diese ICinze !impulse dienen zum Ansteuern oder Anstoßen des nachfolgenden Zeitregenerierkreises, der durch die Taktgewirmungseiririchtung i'fa und den Impuls former 15 gebildet wird, und sind daher dl ο Anstoßirnpu L so. Im übrigen entspricht die Spannung U dem Signal V in Fig, 3 und 7 ο

Neben der Einstellung des Arbeitspuuktss des Operationsverstärkers V durch den Widerstand R „ gibt es eine zweite Möglichkeit, djosen Arbeite pitnk t zu besinfLusssen, nämlich über Widerstünde 1! ₍ , R „ und eine Diode U ,. dea Vorspannungskreises 1Ί2. Die Diode D ist über eine erfindungsgemäß vorgesehene Vorbindungalei tiuig an dtm Ausgang des Quarzfilters \h2 der Taktgewinnungsölnrichtung 1^a angeschlossen. Sobald das Ausgangssignal VII

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des Quarzfilters 1*12 einen bestimmten Wert überschreitet, wird die Diode D leitend, so daß sich an einem Kondensator C _ (vgl. Fig. 10a) des Vorspannungskreises 132 eine Spannung aufbaut, die negativer als die Schwelle (vgl₀ Fig. 11a) des Inverters V _ ist_o Dadurch wird das Ausgangsruhepotential U des Operationsverstärkers V positiver gemacht, so daß die negativen Impulsanteile der Spannung U₁ die Schwelle des nachgeschalte ten Inverters V nur noch berühren oder überhaupt nicht mehr erreichen» Auf diese Weise werden die Anstoßimpulse des Ausgangssignals U des Inverters V₀ immer schmäler und verschwinden zuletzt, wie man ohne weiteres aus Fig. 11a und 11b bei Verschiebung von U nach oben erkennen kann_o

Krfindungsgemäß ist in der Taktgewinnungseinrichtung l^a dem Quarzfilter 1^2 ein auf die Einzelitnpulsfolge- oder Taktfrequenz abgestimmtes aktives LC-Filter i4i vorgeschaltet. Das LC-Filter 1*1-1 hat eine geringe Güte und damit eine geringe Phasen:; teilheit, so daß es aus den vom Inverter V _ abgegebenen Anstoßimpulsen V die Taktfrequenz aussiebt und deshalb diu die Funktion des Quarzfilters 1^2 in der eingangs beschriebenen Weise störenden Frequenzanteile aus den Anstoüimpulsen V entfernt, also aus jedem Aiistoßimpuls eine, wenn auch stark gedämpfte, sinusförmige Schwingung VI erzeugt.

Die vom Ausgang des Quarzfilters 1^2 zur Diode D des Vorspannurigskreises 13'- erfindungsgemäß führende Verbindungslöitutig schließt also den vom Differentiator 131 über das nlch ti irioare Filter 135 und die Taktgewinnungseinrichtung i4a mit dem I.C-Fi L ter 1Ή und dem Quarzfilter 1^2 verlaufenden Wirkungsweg, so daß ein zweiter Regelkreis gebildet wird. Durch diesen zweiten Regelkreis wird

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über die Erfassung des Ausgangssignals der Taktgewinnungseinrichtung 1A die Breite der Anstoßimpulse V und damit die Energie geregelt, die vom nichtlinearen Filter 135 der Regeleinrichtungseinheit 13& in die Taktgewinnungseinrichtung 1^a und den Zeitregenerierkreis eingespeist wird. In den Zeitregenerierkreis wird daher im Gegensatz zur eingangs geschilderten, bekannten Steuerung (vgl. van der Houwen, a. a. 0.) der Anstoßimpulse nur so viel Energie eingespeist, wie zur Konstanthaltung der Amplitude des Ausgangssignals VII des Quarzfilters 142 erforderlich ist. Die noch verbleibenden AmplitudenSchwankungen des Signals VII sind unwesentlich, da der dem Quarzfilter ih2 nachgeschaltete Schmitt-Trigger 151 des Impulsformers 15 daraus das Rechtecksignal VIII gewinnt.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel des Zeitregenerierkreises, bestehend aus der Taktgewinnungseinrichtung ika und dem Impulsformer 15_t anhand von Fig. 12 und der in Fig. 3 abgebildeten zugehörigen Signale genauer beschrieben werden.

Die Anstoßimpulse des Signals V, die bereits die Komponente der Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz enthalten, gelangen vom digitalen Inverter Vp in das aktive LC-Filter 1^1, das aus einem über einen Widerstand R gegengekoppelten Operationsverstärker V besteht, dessen Eingangswiderstand ein gedämpfter Serienresonanzkreis ist, der einen Widerstand R ., einen Kondensator C_?1 und eine Induktivität L .. aufweist. Am Ausgang des Operationsverstärkers V₂₁ treten gedämpfte Schwingungen VI mit der Eigenfrequenz 1/T auf, die der Taktfrequenz entspricht . (vgl. Fig. 3). Ein Vergleich der Signale V und VI zeigt,

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daß die gedämpften Schwingungen VI immer wieder durch die Anstoßimpulse des Signals V angeregt werden.

Die gedämpften Schwingungen VI gelangen auf den Eingang eines zweiten (über einen Widerstand βρς) gegengekoppelten Operationsverstärker V_₂, der als Eingangewiderstand einen Quarz Q enthält, der in Serienresonanz betrieben wird. Der Operationsverstärker V₂₂ bildet mit seiner Schaltung das Quarzfilter 1*f2. Am Ausgang des Operationsverstärkers V₂₂ entsteht die Spannung VII, die eine nahezu gleichförmige Sinusspannung mit der Frequenz l/T, also der Einzelimpulsfolge- oder Taktfrequenz ist.

Das Signal VII gelangt einerseits in den Vorspannungskreis 132, wie bereits erwähnt wurde, und andererseits in den Schmitt-Trigger 151 t der in Fig. 12 zusammengesetzt ist aus zwei Nicht-Gliedern V und V . und Widerständen R₂g und Rp7^# ^®^r Schmitt-Trigger 151 gewinnt aus dem Signal VII das Rechtecksignal VIII (vgl. Fig. 3).

Das Signal VIII gelangt auf den Eingang des Differenzierglieds 152, das aus einem Operationsverstärker V' _, dessen Rückkopplungswider stand R_2q und einem Eingangskondensator C„₂ besteht. Ein Widerstand R₂Q sorgt dafür, daß der Ausgang des Differenzierglieds 152 im Ruhezustand 0 V zeigt. Das hat den Vorteil, daß das Bifferenzierglied 152 nur die abfallenden Flanken des Signals VIII auswerten und daraus das Zeitfenstersignal IX mit positiven Einzelimpulsen gewinnen kann. Das Zeitfenstersignal IX wird in den Regenerator 16 (vgl. Fig. 7 und 13) eingespeist.

Fig. 13 zeigt schließlich ein Ausführungebeispiel

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des Amplitudenregenerierkreises 12a in Verbindung mit dem Regenerator 16 des erfindungsgemäß verwendeten Regenerati wer stärker s .

Das Entzerrerausgangssignal III (vgl. Fig. 3) wird über einen erfindungsgemäß vorgesehenen Hochpaß 121 aus einem Kondensator C und einem Widerstand R^₁ in den Eingang der Vorstufe 122 eingespeist, die einen über einen Widerstand R„„ gegengekoppelten, zur Summation dienenden Operationsverstärker V^₁ hat.

Der gegengekoppelte Operationsverstärker V ist gleichspannungsmäßig als nicht invertierender Verstärker mit dem Verstärkungsfaktor Eins für seine Triggerschwellenspannung, die gleich der des nachgeschalteten Entscheiders 123 in Form eines Operationsverstärkers V_„ ist, ausgeLegt. Wenn (theoretisch) kein Signal am Operationsverstärker V„ anliegt, erscheint daher an seinem Ausgang die Schwellenspannung. Dieser Ausgang liegt also auf demselben Potential wie die Schwelle des nachgeschalteten Operationsverstärkers V„„. Wenn die Operationsverstärker V und V„ identische Verstärker oder Inverter sind, haben das Ausgangspotential der Vorstufe 122 und die Ein-, gangsschwelle des Entscheiders 123 denselben Temperaturgang, so daß der Arbeitspunkt der Vorstufe 122 in Übereinstimmung mit der Schwelle des Entscheiders 123 stabil gehalten wird.

Diese vorstehenden Überlegungen sind jedoch nur unter der Voraussetzung richtig, daß die Vorstufe 122 gleichstrommäßig vom Entzerrer 11a des betreffenden Regenerativ- verstärkerβ getrennt*ist· Andernfalls würde durch Gleich strompotentialstörungen der Arbeitspunkt der Vorstufe schwanken.

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Die erwünschte galvanische Trennung wird erfindungsgemäß durch den Hochpaß 121, also unmittelbar vor der Vorstufe 122 vorgenommen.

Würde eine zusätzliche galvanische Trennung bereits in oder vor dem Entzerrer 11a vorgenommen werden, so hätte das den Nachteil der Einführung einer weiteren schwer definierbaren Zeitkonstanten in den Regeneratiwerstärker» Diese Schwierigkeit wird jedoch erfindungsgemäß durch den ^ nach dem Entzerrer 11a angeordneten Hochpaß 121 überwunden, da der Entzerrer 11a in galvanischer Kopplung realisiert werden kann.

Auf diese Weise brauchen nur die unerläßlichen Zeitkonstanten des Ausgangsübertragers des in Übertragungsrichtung vorhergehenden Regenerativverstärkers und des Eingangsübertragers des betreffenden Regenerati werstärkers berücksichtigt zu werden.

Der Hochpaß 121 erlaubt ferner eine Vermeidung der bei der Fixierung der Zeitkonstanten der Übertrager 18 und 10 des bekannten Regeneratiwerstärkers auftretenden ψ Schwierigkeiten· Erfindungsgemäß werden nämlich die Zeit* konstanten der Übertrager 10 und 18 so groß wie möglich gewählt, während die Zeitkonstante des Hochpasses 121 klein gegen die dieser Übertrager ist und allein bei der Gleichstromrückgewinnung berücksichtigt wird. Dieses Vorgehen ist korrekt, da der Hochpaß 121 im Regeneratiwerstärker genau dAmensionierbar ist, und erhöht die Sicherheit des Regeneratiwerstärkers gegen niederfrequente Störungen·

Ein weiterer Vorteil das Hochpasses 121 zeift «ich, wenn man die angewendete Gleichstromrückgewinnung be-

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trachtet. ¥ie schon erläutert wurde, wird dabei das regenerierte Digitaleignal am Ausgang des Regenerators 16 über das Filter 124 mur Gleichstromrückgewinnung der vor dem Entscheider 123 angeordneten Vorstufe 122 zugeführt. Diese Gleichstromrückgewinnung arbeitet dann einwandfrei, wenn jeder Einzelimpuls am Ausgang des Regenerators 16 richtig erkannt erscheint. Tritt jedoch infolge einer Störung ein Fehler auf, so bewirkt dieser Fehler ein falsches Signal vom Filter 1J24» welches dem Eingang der Vorstufe 122 zugeführt wird und die Erkennungswahrscheinlichkeit für die folgenden Einzelimpulse verschlechterte Während der Zeit, in der ein solches falsches Signal wirksam ist, muß also mit einer verringerten Störsicherheit des Regener a ti wer stärkere gerechnet werden· Diese Zeit wird aber bestimmt durch die Zeitkonstante des Filters 12k und diese wiederum durch die Zeitkonstante des Hochpasses 121. Deshalb ist es günstig, die Zeitkonstante des Hochpasses 121 möglichst klein zu wählen, wie von der Erfindung vorgesehen ist.

Ein ähnliches Vorgehen ist im erfindungsgemäßen Regenerati wer stärker angewendet, um die vorhersehbare Überlappung ip der Einzelimpulse des Digitalsignals zu kompensieren. Auch in diesem Fall muß damit gerechnet werden, daß ein falsch erkannter Impuls ein fehlerhaftes Kompensationssignal mit sich bringt, das für den folgenden Impuls die Erkennungswahrseheinlichkeit verringert und auf diese Weise zusammen mit äußeren Störungen weitere Fehler mit sich bringen kann. Deshalb sollte für den Fall, daß mit großen Störungen gerechnet werden muß, also z. B. in der Nähe der Endstellen, die Überlappungskompensation nicht angewandt werden. In diesem Fall wird man den Übertragungsstreckenabschnitt kurz halten« Deshalb wird, wie

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schon erläutert, die Charakteristik des einstellbaren Entzerrers 11b erfindungsgemäß so geregelt, daß nach der Überbrückung eines kurzen Streckenabschnitts keine Überlappung benachbarter Impulse auftritt. Eine Kompensation dieser Überlappung ist dann auch nicht erforderlich und wird nicht durchgeführt.

Die Vorstufe 122, der Hochpaß 121, die Überlappungskompensationseinrichtung 125 und das Filter zur Gleich-

fe stromrückgewinnung 124 bilden im AusfUhrungsbeispiel der Erfindung eine Einheit, deren zentraler Teil der Operationsverstärker V ist. Der Operationsverstärker V ist - wie erwähnt - als Summationsverstärker ausgeführt, mit dem festen Rückkopplungswiderstand R„₂ und einem Summationspunkt S, an dem drei Signale erfindungsgemäß über entsprechende Bewertungsnetzwerke anliegen„ Das Bewertungsnetzwerk für das entzerrte Digitalsignal VII ist der Hochpaß 121. Das Bewertungsnetzwerk für das (invertierte) regenerierte Digitalsignal XIII ist das als Tiefpaß wirkende Filter 151 zur Gleichstromrückgewinnung. Wenn diese beiden Bewertungsnetzwerke mit gleicher Zeitkonstante verwirklicht werden, ist eine gute Gleichstromrückgewinnung

ψ erreicht. Zur Kompensation der vorhersehbaren Überlappung i„ der Einzelimpulse des Digitalsignals ist das regenerierte Digitalsignal XIII über ein Bewertungsnetzwerk in Form der Überlappungskompensationseinrichtung 125 auf dem Summationspunkt S geführt.

In der Überlappungskompensationseinrichtung 125 wird das Überlappungs-Kompensationssignal aus dem regenerierten Signal XIII am Ausgang des Regenerators 16 über ein einfaches Filter, bestehend aus einem Widerstand R^o und einem Stell- oder Regelwiderstand R.», abgeleitet. Der Stellwi-

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derstand R„_Q wird durch das Stellsignal in Form der Spannung U₁^ vom Stellsignalkreis 13^ verstellt, wobei der Widerstand R„_Q zweckmäßigerweise ein Feldeffekttransistor ist, in dessen Steuerelektrode die Spannung Uw- eingespeist wird.

Erfindungsgemäß wird also automatisch eine Kompensation der Überlappung benachbarter Einzelimpulse des Digitalsignals nur dann ausgelöst, wenn der von derselben Spannung U £ hinsichtlich seiner beiden Stellwiderstände R„ gesteuerte Entzerrer 11a (vgl. Fig. 8a) zusammen mit den übrigen Stufen der Übertragungseinheit entsprechend der Länge des betreffenden Übertragungsstreckenabschnitts als Tiefpaß wirkt, der eine Überlappung der Einzelimpulse verursacht (vgl. die obigen ausführlichen Erläuterungen),

In Fig. 13 ist der Regenerator 16, der allgemein eine bistabile Kippstufe sein kann, ein JK-Flipflop mit den Steuereingängen J und K, einem Takteingang cp und Ausgängen q und q. Das regenerierte Digitalsignal XIII tritt am Ausgang q des Regenerators 16 auf_o

An den Ausgang q ist das Filter 151 zur Gleichstrom-Rückgewinnung angeschlossen, das aus dem Invertierten regenerierten Digitalsignal über zwei Widerstände R„(. und

R_o/: sowie einen Kondensator C__ das Gleichstromrilckgewin-3« 32

nungs-Kompeneationesignal XI gewinnt. Durch das Gleichstromrückgewinnungs-Kompensationesignal XI werden dem Digitaleignal diejenigen niedrigen Frequenzanteile zugesetzt, die ihm vorher durch die Übertrager und den Hochpaß 121 verlorengegangen sind.

Ein praktisch erprobtes Ausführungsbeispiel des er-

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findungsgemäß verwendeten Regeneratiwerstärkera, von Fig. 7a ist, mit Ausnahme des Senders in der Stufe 17, komplett mit digitalen TTL-Schaltkreisen ausgeführt, die aber zum großen Teil lineare Funktionen ausführen. Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß z. B₀ ein digitaler Inverter (i/6 Hexinverter, z. B₀ 74LO4 der Firma Texas Instruments) nach Art der bekannten Schaltungen (vgl. z, Bo W. 5$chaufelberger, Operationsverstärker und ihre ^chaltungstechnik, Firma Kontron, München-Feldmoching) mit fc Operationsverstärkern gegengekoppelt ist, wobei berücksichtigt ist, daß nur der (vorhandene) invertierende Eingang benutzbar und der (nicht vorhandene) nicht invertierende Eingang an eine Spannung gelegt ist, die der digitalen Triggerschwelle (ca. 1,4 V) entspricht. Man muß auch berücksichtigen, daß diese Verstärker keine "idealen" Operationsverstärker sind, wenn man z. B, Eingangs- und Ausgangswiderstand und die geringe offene Verstärkung betrachtet. Aber gerade zur Anwendung in Regenerativverstärkern, wo es auf Geschwindigkeit bei gleichzeitig geringster Leistungsaufnahme ankommt, sind sie sehr geeignet, insbesondere, wenn man Schaltkreise mit niedriger Leistungsaufnahme (Low Power TTL-Schaltkreise) benutzt.

Ein derartiger Regeneratiwerstärker wurde erfolgreich für symmetrische, paplerisolierte Leitung von 0,6 mm 0 bei Binärcode und einer Einzelimpuls- oder Taktfrequenz von 2,0^8 Mbit/sec betrieben.

In Fig. ]k ist ein Ausführungsbeispiei des erfindungsgemäß verwendeten Regeneratiwerstärkers für die Ver-r arbeitung von im Bipolarcode (vgl. Figo 1b) codierten Digitalsignalen abgebildet= Dieses Ausführungsbeispiel weist große Ähnlichkeit mit dem Ausfuhrungsbeispiel von Fig.

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auf, das - wie bereits gesagt - ein AusfUhrungsbeispiel des erfindungsgemäß verwendeten Regeneratiwerstärkers für im Binärcode (vgl₀ Fig. 1a) codierte Digitaleignale darstellt. An verschiedenen Punkten des Ausführungsbeispiels von Fig. 14 auftretende Signale sind in Fig. 15 gezeigt.

Schaltungsstufen des Ausführungsbeispiels von Figo 1^, die mit Stufen des AusfUhrungsbeispiels von Fig. 7 identisch sind, haben dasselbe Bezugszeichen wie in FIg₀ erhalten (mit einem Zusatz "a" bzw, "b" für die verschiedenen Vorzeichen des Bipolarsignals), so daß insoweit auf eine Erläuterung dieser Stufen verzichtet werden kann. Ein Strich am Bezugszeichen deutet eine (erklärte) Abweichung an« Ähnlich sind Signale an dem Ausführungsbeispiel von Fig. 7 gleichliegenden Punkten des Ausführungsbeispiels von Fig. 14 mit derselben römischen Bezugszahl und einem zusätzlichen Strich versehen.

Da ein im Bipolarcode codiertes Digitalsignal ein ternäres Signal ist, also in ihm theoretisch drei verschiedene Zustände gegenüber nur zwei verschiedenen Zuständen von im Binärcode codierten Digitalsignalen auftreten, ergibt sich im wesentlichen eine Verdoppelung der Stufen des Amplitudenregenerierkreises 12a, wie Fig. ΛΗ zu entnehmen ist.

Ein Vergleich von Fig, 14 mit Fig_e 7 zeigt ferner, daß gegenüber Fig. 7 das Filter zur Gleichstromrückgewinnung 12*1 und der Hochpaß 121 weggefallen sind, da - wie eingangs erwähnt - im Bipolarcode codierte Digitaleignale gleichstromfrei sind. Allerdings können die beiden zuletzt genannten Stufen dann vorgesehen werden, wenn eine erhöhte Sicherheit gegenüber niederfrequenten Störungen erzielt werden soll.

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Außerdem ist gegenüber Fig. 7 eine Trennung von Sender und Sendetiefpaßfilter erfolgt, da das regenerierte Bipolar-Digitalsignal erst im Ausgangsübertrager I8¹ zusammengesetzt wird. An den Ausgangsübertrager I8¹ ist das Sendetiefpaßfilter 17c angeschlossen, das unmittelbar zum nächsten Übertragungsstreckenabschnitt führt.

Die Regeleinrichtungseinheit 13a¹ von Fig. 1 ^* unterscheidet sich von der Regeleinrichtungseinheit 13a gemäß fc Fig. 7 lediglich dadurch, daß anstelle des Differentiators 131 ein Pegelschieber 131« vorhanden ist. Eine Differentiation zur Umcodierung des Ausgangssignals des Entzerrers 11a ist nämlich nicht notwendig, da dieses Ausgangssignal bei im Bipolarcode codierten Digitalsignal sein Leistungsspektrumsmaximum bereits bei der halben Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz hat.

Der Pegelschieber 13I¹ bewirkt auf dieselbe Weise wie der Differentiator 131 in Fig. 7 zusammen mit dem nichtlinearen Filter 135 eine Veränderung der Breite der Anstoßimpulse für den Zeitregenerierkreis. Der Stellsignalkreis 13^ ist in diesem Fall direkt an den Ausgang des ψ Entzerrers 11a angeschlossen. Dies ist möglich, weil der Pegelschieber 131¹ ohnehin keine Umcodierung vornimmt. Der Pegelschieber 131· kann ähnlich dem Differentiator 131 gemäß Fig. 10a aufgebaut sein, wobei jedoch anstelle des Kondensators C ein ohm¹scher Widerstand vorgesehen ist.

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Claims

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Patentansprüche

1. Digitale Übertragungsstrecke zur Übertragung von Digitalsignalen, mit zwischen den einzelnen Übertragungsstreckenabschnitten angeordneten Regenerativverstärkern für die Regeneration der durch die Dämpfungsverzerrung des in Übertragungsrichtung jeweils unmittelbar vorher angeordneten Übertragungsstreckenabschnitts verzerrten und störungsbehafteten Digitalsignale, wobei die Regeneratiwerstärker für die ankommenden Digi talsignale jeweils einen diese entzerrenden Entzerrer haben, dessen Ausgang an einen aus den Einzelimpulsen des Ausgangssignals des Entzerrers bei Überschreiten einer positiven bzw. negativen Amplitudenschwelle Impulse entsprechend den Einzelimpulsen des ungestörten Digitalsignals erzeugenden Amplitudenregenerierkreis und an einen die Phasenfehler des Ausgangssignals des Entzerrers aufhebenden Zeitregenerierkreis angeschlossen ist, wobei beide Kreise einen Regenerator zur Abgabe des regenerierten Digitalsignals steuern, dadurch gekennzeichnet , daß der Entzerrer ("Ma) mindestens ein seinen Amplitudengang bestimmendes Stellglied hat, daß die Stellglieder an den Ausgang einer mit dem Ausgang des Entzerrers verbundenen ersten Regeleinrichtung (131» 1 3*H 13^') angeschlossen sind, die die Amplitude einer charakteristischen Frequenzkomponente des Ausgangssignals des Entzerrers erfaßt und die Stellglieder so steuert, daß der Amplitudengang des Entzerrers des jeweiligen Regenerativveretärkers die Dämpfungsverzerrung des vorhergehenden Übertragungsstreckenabschnitts kompensiert (Fig. 7J 1*0·

2, Übertragungsstrecke nach Anspruch 1, dadurch ge-

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kennzeichnet, daß die charakteristische Frequenzkomponente mit Ausnahme der Frequenz Null diejenige Frequenz des Digitalsignals ist, bei der das Leistungsspektrum des Digitalsignals ein Maximum hat.

3. Übertragungsstrecke nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer (i1a) aus mehreren hintereinander geschalteten Entzerrerfiltern (111, 112) mit fester unterer Eckfrequenz besteht, von der ab eine Hochpaßcharakteristik beginnt, deren obere Eckfrequenz, die das Hochpaßverhalten nicht weiter ansteigen läßt, durch die Stellglieder variierbar ist (Fig. 7).

k. Übertragungastrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei am Ausgang des Regenerators jedes Regenerativverstärkers ein Sendetiefpaßfilter vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die n-te Übertragungseinheit (n ganzzahlig), bestehend aus dem Sendetiefpaßfilter (17) des η-ten Regeneratiwerstärkers, dem (n+i)-ten ÜbertragungsStreckenabschnitt und dem Entzerrer (i1a) des (n+i)-ten Regeneratiwerstärkers, eine Tiefpaßcharakteristik hat, deren obere Grenzfrequenz mit abnehmender Amplitude der charakteristischen Frequenzkomponente des Eingangssignals des Entzerrers, d. h. mit wachsender Länge des (n+i)-ten Übertragungsstreckenabschnitts, durch die Stellglieder des Entzerrers nach unten verschiebbar ist (Fig. 2a, 7)0

5. Übertragungsstrecke nach Anspruch h_t dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer (i1a) zwei Entzerrerfilter (111, 112) hat, die jeweils einen Operationsverstärker (V , V₂) enthalten, denen Je ein Stellwiderstand (R_Q)

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als Stellglied vorgeschaltet ist, daß das erste Entzerrerfilter (111) ein Hochpaßverhalten mit konstantem Amplitudengang ab einer variablen oberen Eckfrequenz Cf₁₁» f₁₂i f..„) zeigt, wobei gleichzeitig die Grundverstärkung verschiebbar ist (Fig. 8c), und daß das zweite Entzerrerfilter (112) ein Hochpaßverhalten rait einer ähnlich veränderlichen oberen Eckfrequenz (f ', ^₁₂'» ^o') ^und einer festen Grenzfrequenz (f^¹) (Fig. 8d) aufweist, ab der der Amplitudengang abfällt (Fig. 7, 8a).

6. Übertragungsstrecke nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Stellwiderstände (R₀) jeweils dem invertierenden Eingang der Operationsverstärker (V₁, V ) _l vorgeschaltet sind (Fig. 8a)₀

7. Übertragungsstrecke nach den Ansprüchen 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Stellwiderstände (Rq) Feldeffekttransistoren sind, deren Steuerelektrode mit der ersten Regeleinrichtung (13*0 verbunden ist (Fig. 7» 8a).

8. Übertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkung der eine Proportionalregelung vornehmenden ersten Regeleinrichtung (13*0 so gewählt ist, daß für die Amplitude der charakteristischen Frequenzkomponente des Ausgangssignals des Entzerrers (i1a) eine bleibende Regelabweichuung (U,) auftritt (Fig. 10b, 1Od). U*»

9. Übertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Regel-

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einrichtung (13²O einen Operationsverstärker (V_{1 Ί}) hat, von dem zur Sollwerteinstellung der invertierende Eingang über einen Widerstand (jR „) geerdet und der nicht invertierende Eingang an eine Referenzspannungsquelle angeschlossen ist (Fig. 10a, 10b, 1Od).

10. Übertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Digitalsignal im Binärcode codiert ist, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen den Ausgang des Entzerrers (i1a) und einen Stellsignalkreis (13Ό der ersten Regeleinrichtung ein erster Differentiator (131) geschaltet ist, und daß die charakteristische Frequenzkomponente die halbe Einzelimpulsfolge- oder Taktfrequenz des Digitalsignals ist (Fig. 4c, 7).

11. tJbertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche j wobei die Ankopplung jedes Übertragungsstreckenabschnitts an die beiden zugehörigen Regenerativverstärker durch Übertrager vorgenommen ist, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen dem Entzerrer (i1a) und dem Amplitudenregenerierkreis (12) ein Hochpaß (121) liegt, dessen Zeitkonstante möglichst klein gegen die möglichst groß gewählte der Übertrager (10, 18) ist (Fig. 7).

12. Übertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einer zum Amplitudenregenerierkreis jedes Regenerativverstärkere gehörenden, von dessen Regenerator zum Eingang des Amplitudenregenerierkreises zurückführenden Überlappungskompensationseinrichtung zur Kompensation des vorhersehbaren, an der Hinterflanke der

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Einzelimpulse auftretenden Anteile der durch ein Tiefpaßverhalten der betreffenden Übertragungseinheit hervorgerufenen Überlappung von Einzelimpulsen des Ausgangssignals des Entzerrers, wobei die n-te Übertragungseinheit (n ganzzahlig) aus dem Sendetiefpaßfilter des η-ten Regenerativverstärkers, dem (n+i)-ten ÜbertragungsStreckenabschnitt und dem Entzerrer des (n+i)-ten Regenerativverstärkers besteht, dadurch gekennzeichne t , daß die Überlappungskompensationseinrichtung (125) ein Überlappungs-Stellglied aufweist, das ebenfalls an die erste Regeleinrichtung (13^) angeschlossen und so steuerbar ist, daß die Überlappungskompensationseinrichtung erst bei Abfall der Amplitude der charakteristischen Frequenzkomponente des Eingangssignals des Entzerrers ("Ma), d. h_e mit wachsender Länge des (n+i)-ten Übertragungsstreckenabschnitts, auf einen bestimmten Wert betätigbar ist (Fig. 7)c

13· Übertragungsstrecke nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Überlappungs-Stellglied ein Stellwiderstand (R„_o) in Form eines Feldeffekttransistors ist, dessen Steuerelektrode mit der ersten Regeleinrichtung (13*0 verbunden ist (Fig. 7, 13).

1^. Übertragungsstrecke nach einem df er vorhergehenden Ansprüche, wobei die n-te Übertragungseinheit (n ganzzahlig) aus dem Sendetiefpaßfilter des η-ten Regenerativverstärkers, dem (n+i)-ten Übertragungsstreckenabschnitfc und dem Entzerrer des (n+i)-ten Regeneratiwerstärkers besteht, gekennzeichne t durch einen die niedrigen stärker als die hohen Frequenzen verzögernden Laufzeitverzerrer (20) für eine solche asymmetrische For-

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mung der Einzelimpulse des Ausgangssignals des Entzerrers (i1a), daß der vorhersehbare, an der Hinterflanke der Einzelimpulse auftretende Anteil (i₂) der durch ein Tiefpaßverhalten der betreffenden Übertragungseinheit hervorgerufenen Überlappung zugunsten des nicht vorhersehbaren, an der Vorderflanke der Einzelimpulse auftretenden Anteils (I₁) erhöht wird (Fig. 5f, 7),

15· Übertragungsstrecke nach Anspruch 1^, dadurch ge- ψ kennzeichnet, daß der Laufzeitverzerrer mindestens teilweise durch die Eigenschaften des vorhergehenden Übertragungsstreckenabschnitts gebildet ist (Fig. 5g» 5h).

16. Übertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Zeitregenerierkreis jedes Regenerativverstärkers aus einer auf die Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz abgestimmten Taktgewinnungseinrichtung und einem nachgeschalteten Impulsformer besteht, und wobei

der Ausgang des Entzerrers mit dem Eingang der Taktgewinnungseinrichtung über ein nichtlineares Filter verbunden ist, das aus dem Ausgangssignal des Entzerrers Anstoß- L· impulse für die Taktgewinnungseinrichtung erzeugt, dadurch gekennzeichnet , daß der Ausgang der Taktgewinnungseinrichtung (i4a) über eine zweite Regeleinrichtung (132, 131} 132¹, 131') zum nichtlinearen Filter (135) rückgeführt ist (Fig. 7, 1*0.

17. Übertragungsstrecke nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß durch die zweite Regeleinrichtung (135) der Einsatzpunkt der Nichtlinearität des nichtlinearen Filters (135) und damit die Breite der Anstoßimpulse (v) so steuerbar ist, daß die Energie der Anstoß-

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impulse gerade ausreicht, das Ausgangssignal (VIl) der Taktgewinnungseinrichtung (i^a) im wesentlichen konstant zu halten (Fig. 3, 7).

18. Übertragungsstrecke nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß das nichtlineare Filter (135) ein digitaler Inverter (V₁₂) ist, dessen Schwelle durch die zweite Regeleinrichtung (132, 131 ) verschiebbar ist (Fig. 7, 10a).

19« Übertragungsstrecke nach Anspruch 18, wobei ein Meßwerturaformer den Ausgang des Entzerrers mit dem Eingang des nichtlinearen Filters verbindet, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Regeleinrichtung einen zwischen den Ausgang der Taktgewinnungseinrichtung (i^+a) und einen Eingang des Meßwertumformers (131) geschalteten Vorspannungskreis (132) hat, durch den der Arbeitspunkt eines zum Meßwertumformer (131) gehörenden Operationsverstärker (V₁₁) einstellbar ist (Figo 10a).

20. Übertragungsstrecke nach Anspruch 19* wobei das Digitalsignal im Binärcode codiert ist, dadurch gekennzeichnet ι daß der Meßwertumformer in an sich bekannter Weise ein zweiter Differentiator (131) ist (Fig. 7).

21. Übertragungsstrecke nach Anspruch 10 und 20, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Differentiator (131) zusammenfallen (Fig. 7).

22. Übertragungsstrecke nach Anspruch 19» wobei das Digitalsignal im Bipolarcode codiert ist, dadurch g e -

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k e η η ζ ο i c Ii π e t j daß dor Messwertumformer ein Pegelschieber ( 1 Ί 1 ' ) ist (riß. lh).

23. tibortraguiigsstreeke nach einem dnr Ansprüche 1< > bis 22, Λ\ίπ1)(!ϊ dio Taktgewi iirmn[;seinri cli t tmg ein auf die Takt- odei Ei π? el iinpu 1 sfol <;ei"requenz; dos Di gi t al si gnals abgestimmte.« Quarzl'dJier aufwoist, dadurch g e k e η η ζ e d c Ii η o. 1 , daß in dor Taktgewiminn/vsei nri chtuiiß (i^a) dem liuarzfiHej· (lh?) oin ani die Takt- oder Einzoldinj)ul si Olf.el'requeir/ des Di ^i tal si ßiial s abfjesi immtes LC-Filter (i'n) mi i (;eriiif;er (Jiite- vorgpscha] tnt ist (Fiß. ?).

trei-ho. juich eiiKini der Ansprüche h bis ,'?3, dadurcli ß<;l< onn^ed chiiet, da < die Opern tionsverstärker dißiinln Vei'knüplnnßsßl i oder sind, die nach der Λι-t der bekam) ten S dial tunken mit Operationsverstärkern entsprechende (Jef.cnkopplun^snetzwerke aui A/ei sen.

.'?3< Ül)ei'trnßiiii/;HRtrecke nach Anspruch 2^₅ dadurch ßekennzei ohne i , dal! die digitalen Verlcniipftuißsfjlieder inte- l'vi ei't sind und gelinge Leistungsaufnahme enisiirochend einer Low-Power-TTL-Serie haben.

B^>. iJbeiti'agungsst recke nach Aiisi)ruch 2k oder 2'5| wobei für jeden Hegenerat i vvers türker der Anipl i tudonregenerierkreis einon einen Srliwel 1 enwei t 7eigenden I/iitscheider und der Jmpulsformel des Zeitiegeneriorkreises einen Schmitt-Trigger hat, dadurch gekennzeichnet, daf3 der Entscheide!· (12U), das iii chtlirieare FiI ter (1Ί5) "«id der Schmi tt-Tj'i gger (151) aus digitalen Verknüpfungsgliedern aufgebaut sind, und daß deren Triggerschwelle als Referenzspannung diente

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ORIGINAL INSPECTED