DE2043144A1 - Digitale Ubertragungsstrecke mit Re generativverstarkern - Google Patents
Digitale Ubertragungsstrecke mit Re generativverstarkernInfo
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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Description
2043H4
Patentanwälte
Dlpl.-Ing. R. BEETZ sen.
Dr.-lng. R. B E E T 2 Jr
8 Manchen 22, Steinsdorfetr. 10
KRONE Kommanditgesellschaft, Berlin
Digitale Übertragungsstrecke mit Regenerativverstärkern
Die Erfindung betrifft eine digitale Übertragungsstrecke zur Übertragung von Digitalsignalen, mit zwischen
den einzelnen Übertragungsstreckenabschnitten angeordneten Regenerativveratärkern für die Regeneration der durch
die Dämpfungsverzerrung des in Übertragungsrichtung jeweils unmittelbar vorher angeordneten ÜbertragungsStreckenabschnitts
verzerrten und störungsbehafteten Digitalsignale, wobei die Regeneratiwerstärker für die ankommenden
Digitaleignale jeweils einen diese entzerrenden Entzerrer haben, dessen Ausgang an einen aus den Einzelimpulsen
des Ausgangssignals des Entzerrers bei Überschreiten
einer positiven bzw* negativen Amplitudenschwelle Impulse entsprechend den Einzelimpulsen des ungestörten Digitalsignals erzeugenden Amplitudenregenerierkreis und an einen
125-x1560-Hd-r (7)
2098U/1287
~2~ 2043H4
die Phasenfehler des Ausgangssignals des Entzerrers aufhebenden
Zeitregenerierkreis angeschlossen ist, wobei bei de Kreise einen Regenerator zur Abgabe des regenerierten
Digitalsignals steuern.
Die Digitalsignale werden normalerweise aus Analogsignalen
wie Sprachsignalen, Meßwertsignalen oder derglei chen gewonnen, da die Übertragung von Digitalsignalen
grundsätzlich störungsfreier als von Analogsignalen vorfc
genommen werden kann« Analogsignale müssen dazu in eine digitale Form gebracht werden. Dabei wird das Analogsignal
zunächst entsprechend dem Abtasttheorem abgetastete
Das Abtasttheorem besagt, daß eine bandbegrenzte Signalfunktion,
deren Fourierspektrum U(f) Null ist^ für
alle Frequenzen f ^ B exakt bestimmt ist durch ihre diskreten Abtastwerte im Abstand T ^1/2 B0 Für die Übertragungstechnik ist das Abtasttheorem von fundamentaler
Bedeutung, da es nach seiner Aussage genügt, wenn von einem bandbegrenzten Signal in äquidistanten Zeitabständen
U die Amplitude abgetastet und übertragen wird»
ψ Für die Übertragung der Abtastwerte sind bereits ver
schiedene Verfahren oder Modulationsarten bekannt.
Ein erstes Verfahren ist die Pulsamplitudenmodulation (PAM), bei der man die Amplituden von Impulsen gleichgroß macht wie die Amplituden der Abtastwerte. Ein zweites
Verfahren ist die Pulsphasenmodulation (PPM), bei der man die zeitliche Lage (Phase) der Impulse proportional zur
Größe der Abtastwerte verändert.
Eine dritte Möglichkeit 1st die Modulation der Im-
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pulsdauer, Pulsdauermodulation (PDM)· Dabei wird die Dauer
der Impulse proportional zur Amplitude der Abtastwerte moduliert.
¥eit verbreitet ist die Pulscodemodulation (PCM) (vgl. B. M. Oliver, J, R. Pierce, C, E0 Shannon, The Philosophy
of PCM, Proc. IRE, November 1948).
Bei diesem Modulationsverfahren wird ein Analogsignal zunächst einer Pulsamplitudenmodulation unterzogen.
Die so gewonnenen Abtastwerte des Analogsignals werden anschließend quantisiert und nacheinander einem Codierer
in Form eines Analog-Digital-Wandlers zugeführt. Durch den Codierer wird jedem quantisierten Abtastwert ein Codewort
zugeordnet, das aus einer Folge einer bestimmten Anzahl
von Codesymbolen besteht, die z. B. aus zwei verschiedenen Spannungs- oder Stromzuständen (Spannungen +U und -U)
üblicherweise mit "O" - und "1H-Einzelimpulsen besteht,
die zusammen das Digitalsignal bilden (vgl· Fig· Ia)0 Da
die Codesymbole nur zwei verschiedene Zustände annehmen können, bezeichnet man diese Art der Codierung als Binärcode.
Auf andere, vewandte Codes für Digitalsignale soll später eingegangen werden.
Das Digitalsignal wird dann in einen Sender eingespeist und über eine Übertragungsstrecke zu einem Empfänger
übertragen. Die Übertragungsstrecke kann z0 B0 eine
Leitung in einem elektrischen Kabel, eine Funkverbindung oder dergleichen sein.
Nach Durchlaufen der Übertragungsstrecke wird das vom
Empfänger empfangene Digitalsignal in ein Analogsignal
20431U
decodiert, das bei idealer Übertragung dem senderseitigen
Analogsignal entspricht.
Wenn man über digitale Übertragüngsstrecken in Form
z. B. längerer Leitungen (10 km und langer) sehr schnelle Digitalsignale übertragen will, die z. B0 von Pulscodemodulations(PCM)-Geräten
oder anderen Datenquellen stammen und eine Einzelimpuls- oder Symbolfolgefrequenz (Bitfrequenz
für Binärcode), im folgenden auch Taktfrequenz genannt, von einigen MHz aufweisen, muß man in den Übertragungsstrecken
Regenerativverstärker vorsehen, die die zwischenzeitlich auf der Übertragüngsstrecke verzerrten
und gestörten Signale amplituden- und phasenmäßig regenerieren, wie noch genauer erläutert werden wird (Prinzip
der regenerativen Strecke).
Fig. 1c zeigt das Prinzipschaltbild von an sich bekannten derartigen Übertragungsstrecken. Von einer ersten
Endstelle 1 geht eine eine erste Übertragungsstrecke bildende Sendeleitung 2 zu einer zweiten Endstelle 3 aus,
von der eine eine zweite Übertragüngsstrecke bildende
Empfangsleitung h zu der ersten Endstelle 1 zurückläuft.
Die Sendeleitung 2 und die Empfangsleitung k sind als
Doppelleitungen ausgebildet, was in Fig, 1c durch zwei Querstriche an den Leitungen angedeutet dato Die Bezeichnungen
Sende- bzw« Empfangsleitung sind hier auf die Endstelle
1 bezogen. In die Sendeleitung 2 und die Empfangsleitung k sind in relativ kurzen Abständen (z. B. zwischen
1 und 3 km) Regeneratiwerstärker 5 zwischengeschaltet;
die also die Leitungen bzw. Übertragungsstrekken 2 und k in Leitungs- bzw. ÜbertragüngsStreckenabschnitte
unterteilen.
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2043HA
Die Regeneratiwerstärker 5 dienen dazu, das auf dem
in Übertragungsrichtung jeweils vorhergehenden Übertragungsstreckenabschnitten
verzerrte und gestörte Digitalsignal bezüglich Amplitude und Phase zu regenerieren (in
den Zustand am Ausgang der zugehörigen sendenden Bndstelle zu bringen) und dann an den nächsten ÜbertragungsStreckenabschnitt
abzugebene
Theoretisch kann man auf diese Weise beliebig lange Übertragungsstrecken vorsehen, ohne daß die Störungen immer
größer werden. Darin ist der entscheidende Vorteil von Übertragungssystemen zur Übertragung von Digitalsignalen
gegenüber Übertragungssystemen zur Übertragung von
Analogsignalen zu sehen. Wegen einer Amplitudenschwelle
(AS in Fig. 1a) der Regeneratiwerstärker müssen insbesondere beim Binärcode die "1"-Einzelimpulse des Digitalsignals bei der Übertragung von Regeneratiwerstärker zu
Regeneratiwerstärker oberhalb dieser Amplitudenschwelle bleiben, da sie sonst fehlerhaft als "O"-Impulse regeneriert
werden.
Die Regenerativverstärker 5 beziehen ihre Speiseoder Versorgungsleistung normalerweise über die Sendeleitung,
d. h. über die gleiche Leitung, über die auch das Digitalsignal läuft. Die Speiseleistung kann zo B0
über einen Phantomkreis (vglo Steinbuch-Rupprecht, Nachrichtentechnik,
1967, Seite 261) geleitet werden»
In manchen Fällen wird angestrebt, aus Sicherheitsgründen
die zu übertragende Speiseleistung zu begrenzen.
Bei einer solchen Übertragungsstrecke ist es oft nicht
möglich, die Versorgungsspannung oder dem Versorgun^s-
2098U/I287
strom abzuschalten, wenn Instandsetzungsarbeiten vorgenommen werden müssen0 Deshalb soll die auf der Übertragungsstrecke maximal auftretende Spannung gegen Erde zo B0 60 V
nicht überschreiten und der maximal auftretende Strom zs B0
50 mA.
Im allgemeinen wird der Speisestrom für die Regeneratiwerstärker
in den Phantomkreis von den Endstellen aus als Konstantstrom mit 50 mA eingespeiste Wenn man berückfc
sichtigt, daß die maximal auftretende Spannung 60 V nicht überschreitet und man an einer Endstelle mit + 60 V und
an der anderen Endstelle mit -60 V einspeist, kann man mit einer Gesamtspannung von 120 V rechnen. Außerdem muß man
berücksichtigen9 daß infolge des ohm1sehen Widerstandes
der Übertragungsstrecke in jedem Streckenabschnitt etwa
3 V abfallen, also nicht die ganze an sich zur Verfügung stehende Spannung für die Regenerativverstärker verwendet
werden kann»
Es hat sich deshalb als zweckmäßig herausgestellt, je Regeneratiwerstärker über 5 V mit Hilfe einer Zener-Diode
abzuzweigen. Damit ist sichergestellt, daß minde- W stens zehn Verstärker in einer Strecke gespeist werden können
und jeder Verstärker 5 V und 50 mA, also 250 mW als Versorgungsleistung zur Verfügung hat, mit der man ersichtlich
sehr sparsam umgehen muß.
Wie noch erläutert werden wird, müssen in einem Regeneratiwerstärker
viele analoge Rechenoperationen und Filteroperationen durchgeführt werden, für die man in der
Elektronik normalerweise Operationsverstärker verwendet,
die allerdings einen großen Spannungs- und Strombedarf
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2CU31U
zeigeno Wegen der geringen zur Verfügung stehenden Leistung
ist man aber im Regeneratiwers tärkerbau gezwungen, diskrete Bauteile wie Transistoren, Dioden, Feldeffekttransistoren
und Übertrager zu benutzen. Deshalb sind die bekannten Regeneratiwerstärker sehr groß und unhandlich.
Das ist sehr nachteilig, weil der Fall eintreten kann, daß Hunderte von Regeneratiwers tärkern in einem Kabelschacht
untergebracht werden müssen, wo der Platz sehr begrenzt ist. Wenn die Regeneratiwerstärkergehäuse auch
noch an ein mit Druckgas überwachtes Kabel angeschlossen werden müssen, wächst mit der Größe der Regeneratiwerstärker
und mit der Größe der Regeneratiwerstärkergehäuse das Problem, diese Gehäuse absolut wasser- und gasdicht
zu bekommen.
Bin Ausschnitt aus einer beliebigen der Übertragungsstrecken von Fig. 1 mit dem Blockschaltbild des in Übertragungsrichtung
η-ten Regeneratiwerstärkers 5 und eines
Teils des (n + i)-ten Regeneratiwers tärkers 5 für in Binärcode
codiertes Digitalsignal ist in Fig. 2a zu sehen, η kann dabei irgendeinen positiven ganzzahligen Wert annehmen.
Der Fig. 2a zu entnehmende Aufbau des Regenerativverstärkers ist im wesentlichen an sich bekannt (vgl. van
der Houwen, Het PTT-Bedrijf, XVI;Nr, 2, März 1969, S. 81
ffο, insbesondere Fig. 2 und k).
An verschiedenen Punkten der Regeneratiwerstärker
von Fig. 2a auftretende Signale sind in Fig. 3 gezeigt, in der mit I das von der sendenden Endstelle abgegebene,
verzerrungs- und dämpfungsfreie Digitalsignal im Binärcode bezeichnet ist.
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- 8 " 20431U
Das zu regenerierende Digitalsignal wird vom (n-i)-ten
Regenerativverstärker (nicht abgebildet) über einen Ausgangsübertrager in den η-ten Leitungsabschnitt und von
dort in einen Eingangsübertrager 10 des η-ten Regenerativverstärkers eingespeist, der an einen Entzerrer 11 angeschlossen
ist. Im Entzerrer 1 1 des η-ten Regeneratiwerstärkers wird ein Signal II (vgl. Fig. 3) so aufbereitet,
daß die Dämpfung und die Dämpfungsverzerrung des n-ten
Übertragungsstreckenabschnitts rückgängig gemacht werden. Am Ausgang des Entzerrers 11 tritt ein Signal III (vgl.
" Fig. 3) auf, das in eine als Summationsverstärker dienende
Vorstufe 122 und einen nachgeschalteten Entscheider 123 eines Amplitudenregenerierkreises 12 eingespeist wirde
Der Entscheider 123 ist ein Schwellenwertdetektor, der bei Überschreiten seines Schwellenwerts durch das Eingangssignal
an seinem Ausgang einen "1"-Pegel, sonst jedoch einen "O"-Pegel erzeugt. Auf diese Weise ist das Digitalsignal
amplitudenmäßig regeneriert, weshalb die Stufe 12 des Regeneratiwerstärkers Amplitudenregenerierkreis
genannt wird (vgl. FIg0 2a),
Das Ausgangssignal des Entscheiders 123 liegt an eit
nein Regenerator 16 an, der eine bistabile Kippstufe sein kann und die Information erst dann übernimmt, wenn von
einem Impulsformer 1> ein Zeitfenstersignal IX kommt, dessen
Einzelimpulse zur zeltlichen Regenerierung des Digitalsignals in axakten Abständen entsprechend dessen Einzelimpulsdauer
oder Taktperiode T aufeinanderfolgen müssen.
Die transformatorische Kopplung (anstatt einer galvanischen)
des Digitalsignals vom Sender bzw. von einem der Regenerativverstärker auf die einzelnen Abschnitte
der Ubertragungsstrecke und davon auf die Regenerativ-
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" 9 " 20431U
verstärker durch die eben genannten Übertrager hat zwar folgende Vorzüge: Die einzelnen Abschnitte der Übertragungsstrecke
können erdfrei sein und dem Regenerativverstärkerwiderstand
angepaßt werden, außerdem kann die Frequenz Null für die bereits erwähnte Fernspeisung der Regenerativverstärker
reserviert werden. Jedoch fällt infolge der transformatorischen Kopplung die Amplitude insbesondere
der "1"-Einzelimpulse des verzerrungs- und dämpfungsfreien Digitalsignals zeitlich etwas ab (vgl.
Strichlinien in Fig. 1a). Wenn mehrere "1"-Einzelimpulse
unmittelbar, d. h„ ohne zwischenliegende "O"-Einzelimpulse,
aufeinanderfolgen, kann es also vorkommen, daß die
Amplitude des oder der letzten "1"-Einzelimpulse unter
den Amplitudenschwellenwert der Regeneratiwerstärker gefallen
ist, so daß diese "1"-Einzelimpulse als "O"-Einzelimpulse
regeneriert werden0 Dieser Effekt ist als Null-Linienwanderung
aus der Telegraphie bekannt· Die Null-Linienwanderung kann auch dahingehend verstanden werden,
daß das im Binärcode vorliegende Digitalsignal einen hohen Gleichstromgehalt, also eine starke Fourierkomponente
der Frequenz Null hat, so daß bei einer Übertragung von Digitalsignalen ohne Übertragungsmöglichkeit für die Frequenz
Null die die Komponente mit der Frequenz Null betreffende, beträchtliche Information verlorengehto
Im Signal III fehlen daher noch die Gleichstromkomponente
und die niederfrequenten Frequenzanteile des im Binärcode codierten Digitalsignals, die im Ausgangsübertrager
des (n-i)-ten Rgeneratiwerstärkers und im Eingangsübertrager
10 des η-ten Regeneratiwerstärkers infolge
deren Hochpaßverhaltens verlorengegangen sind. Um diese Frequenzanteile dem Signal III zuzuführen, ist ©in
Gleichstromrückgewinnungs-Filter 124 vorgesehen, das Teil
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des Amplitudenregenerierkreises 12 und vom Regenerator 16
zur Vorstufe 122 geführt ist. Die Dimensionierung des Filters 124 ist aber schwierig, weil mehrere Zeitkonstanten
zu berücksichtigen sind, zum Beispiel die des Eingangsübertragers 10 und die des Ausgangsübertragers 18 des vorhergehenden
Regenerativverstärkers. Van der Houwen (a, ao
0.) regt deshalb an, die Zeitkonstanten dieser Übertrager sehr unterschiedlich zu dimensionieren, so daß man die
größere vernachlässigen kann. Dieses Vorgehen wäre korfc rektj wenn die Übertrager unter exakten Bedingungen arbeiten
würden· Dies ist aber gerade bei den niedrigen Frequenzen, für die diese Betrachtungen (vgl. oben) gelten,
nicht der Fall, wenn über einen Übertragungsstreckenabschnitt in Form eines symmetrischen Kabels übertragen werden
soll, weil dessen Wellenwiderstand bei niedrigen Frequenzen schlecht definierbar und komplex ist.
Zur Erläuterung ist in Figo 2b das Ersatzschaltbild für ein Übertragungssystem, bestehend aus der Sendeausgangsstufe
17 (Generator mit Innenwiderstand R,), dem Ausgangsübertrager 18, dem Übertragungsstreckenabschnitt (mit Wellenwiderstand
ZT). dem Eingangsübertrager 10 und einem Ab-
»Lj
schlußwiderstand R gezeigt» Man erkennt, daß beide Über-
schlußwiderstand R gezeigt» Man erkennt, daß beide Über-
Gt
trager 18 und 10 von einer Seite mit dem Wellenwiderstand
Z beschaltet sind, der bei niedrigen Frequenzen schlecht
definierbar und nicht reell ist. Weil sich nun die Zeitkonstanten der Übertrager 18 und 10 aus den Formeln
R. . Z- . RoZ
™ i L 1 „ a L 1
1Ie-R4+Z. L1 10 R+Z- L
1 Lj
U L·
berechnen, also von ZL abhängig sind, sind diese nicht exakt für niedrige Frequenzen festzulegen.
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Das Zeitfenstersignal IX dient - wie erwähnt - zur zeitlichen Regenerierung des Digitalsignals, weshalb die
das Zeitfenstersignal IX erzeugende Teilschaltung des Regeneratiwerstärkers,
bestehend aus einer Taktgewinnungseinrichtung
14 und dem Impulsformer 17» mit Zeitregenerierkreis
(Fig. 2a) bezeichnet wird.
Das Zeitfenstersignal IX wird folgendermaßen gewonnen:
Fig. ka zeigt eine sinusförmige Annäherung des Ausgangssignals
III des Entzerrers 11, das dem unverzerrten und ungedämpften rechteckförmigen, im Binärcode codierten
Digitalsignal (kurz Binärsignal genannt) von Fig. kh entspricht.
Die Leistungsdichte S (x) als Funktion der normierten Frequenz χ = f · T (T = Einzelimpuls- oder Taktperiode)
für das sinusförmig angenäherte Binärsignal (ill) ist in Fig. kc dargestellte Dabei ist angenommen, daß alle
statistisch möglichen Folgen von M 1 ·*-und n0w-Einzelimpuls
en im Binärsignal (ill in Fig. 3) auftreten.
Aus Fig. 4c ist ersichtlich, daß die Leistungsdichte für die Einzelimpulsfolgefrequenz bzw. Bitfrequenz 1/T
verschwindet. Man kann also nicht unmittelbar aus dem Binärsignal (ill) die Einzelimpulsfolge- oder Taktfrequenz
f = 1/T herausfiltern.
Aus diesem Grund wird das Binärsignal einer Transformation unterzogen, so daß das Leistungsspektrum des
transformierten Signals ein Maximum für die halbe Einzel-Impulsfolgefrequenz
aufweist (vgl. Fig. kc), indem das Binärsignal (ill) durch einen Differentiator 131 in einer
Steuereinrichtung 13 differenziert wird. Diese Differen-
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tiation entspricht informationstheoretisch einer Codeumwandlung,
da das transformierte Signal die im Binärsignal (ill) enthaltende Information in anderer Form darstellt.
Das differenzierte Binärsignal (ill) ist gleich dem Signal IV in Fig. Ja In der Steuereinrichtung 13 ist
an den Differentiator 131 ein nichtlineares Filter 135
angeschlossen, das aus dem Signal IV Anstoßimpulse gewinnt, die das Signal V (vglo Fig. 3) bilden und die Komponente
der Einzelimpulsfolge- oder Taktfrequenz enthalten, weil durch die Nichtlinearität des Filters 135 eine
w Frequenzverdoppelung eintritt.
Die Anstoßimpulse des Anstoßsignals V sind jedoch mit Phasenfehlern behaftet, die durch Störungen, Dämpfungsverzerrung
bzwo nicht ideale Entzerrung verursacht
sein können. Diese Phasenfehler werden durch die Taktgewinnungseinrichtung
14 vermindert, wie in Kürze erläutert werden wird.
An die Taktgewinnungseinrichtung \h ist ein Schmitt-Trigger
151t der das Signal VIII aus dem Signal VII erzeugt,
und an diesen ein Differenzierglied 152 angeschlost
sen, der das Zeitfenstersignal IX gewinnt.
Die Taktgewinnurigseinrichtung \h ist so ausgelegt,
daß sie auch lange Taktpausen überwinden kann, die dadurch entstehen, daß lange "1"-Einzelimpuls-Folgen oder
"0"-Einzelimpuls-Folgen im Digitalsignal enthalten sind.
Zu diesem Zweck hat die Taktgewinnungseinrichtung Ik ein
auf die Taktfrequenz abgestimmtes Quarzfilter 142 mit
hoher Güte, das schwach gedämpfte Schwingungen erzeugt und einen Operationsverstärker mit einem Quarz als Eingangewiderstand
enthalte Wenn das Digitalsignal sehr viel
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Taktinformation, also sehr viele "1"-"0"-"1"-WeChSeI zeigt,
braucht nicht die gesamte Energie der Anstoßimpulse ausgenutzt
zu werden.
In diesem Zusammenhang ist es bereits bekannt (vgl. van der Houwen, a. a. 0«), eine solche Steuerung vorzusehen,
daß die Breite der Anstoßimpulse V für den Zeitregenerierkreis gesteuert wird, und zwar so, daß die Anstoßimpulse
V sehr schmal sind, wenn im Digitalsignal viel
Taktinformation enthalten ist, und sehr breit, wenn eine lange Taktpause zwischen "1"-Einzelimpulsen überbrückt
wurde. Eine derartige Steuerung innerhalb des nichtlinearen Filters 135 (vgl. Figo 2a) soll anhand der Fig. 2c
und 2d erläutert werden.
Das Digitalsignal, das durch den Differentiator 131
so aufbereitet ist, daß das Maximum seines Leistungsspektrums bei der halben Einzelimpulsfolgefrequenz liegt, gelangt
an die Basis eines Transistors T . Dieses Digitalsignal, das in Fig. 2d oben gezeigt ist, (£ IV in Fig. 3)
würde in der abgebildeten Form am Emitter des Transistors T auftreten, wenn sich nicht der Kondensator C„ aufladen
würde. Infolge des Kondensators C_ ist der Signalverlauf
am Emitter des Transistors T etwa gemäß der gestrichelten
Kurve in Fig. 2d. Das heißt, der Transistor T kann nur in sehr kurzen Zeitintervallen At Strom führen,
so daß am Kollektor des Transistors T die in Fig. 2d unten gezeigten schmalen Anstoßimpulse (S V in Fig. 3) für
das nachfolgende Quarzfilter 1^2 entstehen. Diese Impulse
haben also die Zeitdauer /\. t.
Wie aus dem Verlauf der gestrichelten Kurve in Figo 2d oben zu sehen ist, ist jedoch diese Breite At davon
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abhängig, wie groß der Abstand zum vorherigen Einzelinipuls
ist. D0 h. wenn dieser Abstand klein ist, werden auch die
Anstoßimpulse sehr schmal sein und wenig Energie enthalten, und wenn der Abstand groß ist, wird der erste Anstoßimpuls
sehr breit sein und dementsprechend sehr viel Energie enthalten. Damit ist eine Steuerung verwirklicht, die den
unterschiedlichen Taktgehalt ("0"-"1"-"0"-WeChSeI) des
Digitalsignals etwas ausgleicht.
^ Eine sehr feine Dosierung, die genau dem Anstoßenergiebedarf
der Taktgewinnungseinrichtung 14 angepaßt ist, ist aber damit nicht möglich, weil deren Ausgangssignal
VII nicht erfaßt wird und deshalb zur Sicherheit mit etwas Anstoßenergieüberschuß gearbeitet werden muß. Außerdem
hat diese Steuerung den Nachteil, daß nach einer langen Taktpause nur der erste Anstoßimpuls verbreitert wird und
die folgenden, wenn keine große Taktpause auftritt, schmal bleiben.
Wenn eine lange Taktpause überbrückt worden ist, wird die Ausgangsamplitude des Quarzfilters 142 schon sehr abgeklungen
sein. Nachdem das Quarzfilter 142 aber mit einer ψ hohen Güte (etwa 1OOO) arbeitet, genügt ein energiereicherer
Anstoßimpuls nicht, um die Ausgangsamplitude des Quarzfilters 1^2 wieder auf einen großen Wert zu bringen.
Deshalb muß die Taktgewinnungseinrichtung ^k mit
noch größerer überschüssiger Energie (relativ breiten Anstoßimpulsen) angesteuert werden und übernimmt dann
auch viele Phasenfehler aus dem Digitalsignal.
Am Ausgang der Taktgewinnungseinrichtung 14, die bei
der bekannten Schaltung das Quarzfilter 142 ist, sollte
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ein sinusförmiges Signal auftreten, damit daraus der nachfolgende Schmitt-Trigger 151 ein Rechtecksignal ohne Phasenfehler
bilden kann. (Phasenfehler entstehen durch veränderliche
zeitliche Lage der Flanken des Rechtecksignals). Das Quarzfilter 142 ist aber kein ideales Resonanzfilter
für die Grundfrequenz des Quarzes· Die Gründe dafür sind in den Eigenschaften des Quarzes zu suchen. Der Quarz kann
nämlich nicht nur auf seine Grundfrequenz angeregt werden, sondern auch auf Harmonische der Grundfrequenz. Noch stärker
stört die vorhandene Parallelkapazität des Quarzes, die dem Quarzfilter 1^2 differenzierende Eigenschaften
gibt (ein Operationsverstärker mit einer Kapazität als Eingangswiderstand wirkt bekanntlich als Differentiator),
weshalb am Ausgang der Taktgewinnungseinrichtung 14 durch
Spitzen verzerrte Sinusschwingungen erscheinen. Der nachfolgende Schmitt-Trigger 151 kann aus den verzerrten Sinusschwingungen
kein einwandfreies, symmetrisches Rechtecksignal machen, so daß die Flanken des Rechtecksignals
zeitlich versetzt auftreten, also ein Phasenfehler entsteht.
Das Ausgangssignal ΧΧΣΙ des Regenerators 16 ist also
nur innerhalb der oben aufgezeigten Grenzen amplituden- und zeitlich regeneriert und wird über eine Stufe 17» die
aus einem Sender und einem naohgeechalteten Sendetiefpaßfilter
besteht, um die störenden Spektralanteile oberhalb der halben Einzelimpulsfolgefrequenz zu dämpfen, an einen
Ausgangsübertrager 18 abgegeben, an dessen Ausgang ein Signal XIV auftritt, (in diesem Zusammenhang sei erwähnt,
daß nach van der Houwen der Entzerrer 11 sich nicht unmittelbar hinter dem Eingangsübertrager 10, sondiern unmittelbar
vor dem Ausgangsübertrager 18 des Regenerativverstärkers befindet.)
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" 16 " 2043 HA
Der Entzerrer 11 jedes Regenerativverstärkers dient dazu, zusammen mit dem Sendetiefpaßfilter der Stufe 17 des
in Übertragungsrichtung vorhergehenden Regenerativverstärkers und dem Übertragungsstreckenabschnitt zwischen dem
Ausgangsübertrager 18 des vorhergehenden Regeneratiwerstärkers
und dem eigenen Eingangsübertrager 10 eine für die fehlerfreie Amplitudenregenerierung des Digitalsignals
möglichst günstige Übertragungsfunktion zu bilden. Daher soll hier die Kombination von Sendetiefpaßfilter des n-ten
^ Tiefpaßfilters, des (n + i)-ten Übertragungsstreckenab-
^ Schnitts und des Entzerrers des (n +· i)-ten Regenerativverstärkers
mit n-te Übertragungseinheit bezeichnet werden, wie auch in Fig. 2a dargestellt ist.
Die Wahl des optimalen Verlaufs der Übertragungsfunktion ergibt sich durch die Betrachtung der Arten von
Störquellen. Als Störquellen sind zu berücksichtigen:
1. Störungen durch gleichartige Digitalsignale in einer benachbarten gleichartigen Übertragungsstrecke, z.
B. in einer Nachbarleitung in einem Kabel, über die sogenannte Nahnebensprechkopplung (durch Strichlinienpfeile
L· in Fig« Is) angedeutete Diese Störung wird mit steigender
Übertragungsstreckenabschnittslänge wegen des sinkenden Empfangspegels des nachfolgenden Regeneratiwerstärkers
größer. Dabei stören die hochfrequenten Spektralanteile des Digitalsignals am stärksten, weil die (vorwiegend kapazitive)
Kopplung zwischen den beiden gleichartigen Übertragungsstrecken für hohe Frequenzen am stärksten
ist.
Daraus folgt in an sich bekannter Weise (vgl. van der Houwen, Het PTT-BedriJf, XVI, Nr. k, Februar 1970,
200814/1287
" 17 " 2Q43U4
Seite 212 ff0), daß die oben definierte Übertragungseinheit
zweckmäßigerweise ein Tiefpaß ist, dessen obere
Grenzfrequenz mit steigender Übertragungsstreckenabschnittslänge nach unten verschoben werden sollte» Dadurch
entsteht aber eine Überlappung (intersymbol interference) benachbarter, ursprünglich rechteckiger Einzelimpulse
des Digitalsignals, so daß die Sicherheit gegen
Fremdstörungen geringer wird, wie van der Houwen numerisch gezeigt hat. Wenn man nur Nahnebensprechen als Störung
betrachtet, gibt es ein Optimum dieser Überlappung (vgl0
Van der Houwen, a. a. 0., Seite 213 und 214)»
Diese Überlappung ist zum Teil vorhersehbar oder -bestimmbar (vgl. van der Houwen, a. a0 0., Seiten 213»
2i4)o Was unter "nicht vorhersehbarem" und "vorhersehbarem"
Anteil der Überlappung zu verstehen ists wird anhand von Fig. 5 ersichtlich werden.
In Figo 5b ist der Fall eines einzelnen "1"-Einzelimpulses
dargestellt, der durch die als Tiefpaß wirkende Übertragungseinheit aus einem einzelnen rechteckigen M1W-Einzelimpuls
des Digitalsignals gemäß Fig. 5a gewonnen worden ist. Das heißt, es wird der einfache Fall zugrundegelegt,
daß im Digitalsignal vor und nach dem "1"-Einzelimpuls nur "O"-Einzelimpulse auftreten.
Die Schwelle in Fig. 5a und 5b bedeutet die Araplitudenschwelle
des Entscheiders im Amplitudenregenerierkreis 12. Mit t und entsprechend t 1 und t 1 sind Zeitpunkte
bezeichnet, zu denen im Zeitabstand T vom Impulsformer 15 des Zeitregenerierkreiees des Regeneratiwerstärkers
sehr schmale Einzelimpulse des Zeitfenstersignals IX geliefert werden, deren Zeitdauer vernachlässig-
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bar klein ist. Zwar wird durch den "1"-Einzelimpuls s (t)
die Amplitudenschwelle bereits vor dem Zeitpunkt t überschritten, doch findet die "Entdeckung" (vglο die vertikalen
Pfeile) des "1"-Einzelimpulses s (t) als "1"-Darstellung
erst im Zeitpunkt t statt, weil durch den im Zeitpunkt t abgegebenen Einzelimpuls des Zeitfenstersignals
IX der dem Entscheider nachgeschaltete Regenerator 16 geöffnet wird» In diesem Zeitpunkt erfaßt also der Regenerator
16, daß ein "1"-Einzelimpuls vorliegt. Aus diefc sem Umstand ergibt sich zwingend, wenn die Zeitdauer T
der rechteckförmigen Einzelimpulse des Digitalsignals
(vgl. Fig. 5a) und die Tiefpaßcharakteristik der Übertragungseinheit
vorgegeben sind, daß im Zeitpunkt t = t +T der "1"-Einzelimpuls s (t) den vorherbestimmbaren
oder vorhersehbaren Wert i_ = s (t ) hat.
Beim tatsächlichen Betrieb eines Regeneratiwerstärkers tritt jedoch nicht nur ein isolierter "1"-Einzelimpuls
s (t) auf, sondern eine ungeordnete Folge von "1"- bzw«, wO"-Einzelimpulsen des Digitalsignals (wie z. B,
in Fig. 5c)ο Das führt wegen der Verbreiterung der Einzelimpulse
von T auf mehr als 2T (vglo Fig. 5*>
und 5a) ψ durch die Tiefpaßcharakteristik der Übertragungseinheit
wie erwähnt zu einer Überlappung der Einzelimpulse wie z. B. in Fig. 5d (entsprechend dem Digitalsignal von Fig.
5c).
I2 kann also als der vorhersehbare Teil der Überlappung
angesprochen werden. Ähnlich wird die Amplitude s (t ) = s (t -T) als, bezogen auf den Zeitpunkt t ,
nicht vorhersehbarer Teil der Überlappung bezeichnet. Für den Fall des Einzelimpulses gemäß Fig. 5b gilt wegen
dessen Symmetrie i. = I2*
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In an sich bekannter Weise wird vom Zeitpunkt t bis zum Zeitpunkt t 1 vom Signal der Vorstufe 122 des
Araplitudenregenerierkreises 12 der Betrag i2 subtrahiert
(vgl. Fig. 5e» dort entsprechend s (t) in Fig. 5d mit
i2 bezeichnet) und erst wieder zugesetzt, wenn ein 11O"-Einzelimpuls
entdeckt wird. Diesem Zweck dient die Überlappungskompensatianseinrichtung
125 des Amplitudenregenerierkreises 12 im Regenerativverstärker von Fig. 2a
durch Erzeugung eines entsprechenden Kompensationssignals. Dadurch wird eine Verbesserung des Störabstands
zwischen dem Signal und evtl. Störungen erzielt, indem der Abstand des Signals von der Entscheiderschwelle erhöht
wird.
Durch diese bekannte Maßnahme wird also eine Erhöhung des Storabstände allein hinsichtlich des vorhersehbaren
Anteils der Überlappung erreicht.
2. Außer den eben erwähnten Nahnebensprechstörungen
treten sogenannte Fremdstörungen auf, die auf verschiedene Weise entstehen können. Zum Beispiel zeigen sie sich
in der Nähe der Endstellen als von Einrichtungen stammend, mit denen die jeweilige Bndstelle zusammenarbeiten muß.
Wenn z. B. eine PCM-Endsteile vorliegt, die das Digitalsignal aus einem.Nachrichtensignal erzeugt, kann sie zusammen
mit einer Fernsprech- oder Fernschreibvermittlungsstelle
arbeiten· Störquellen sind dann die Vermittlungseinrichtungen, also Relais und Wähler. Ferner können
auf der Übertragungsetrecke Fremdstörungen in Form einer Beeinflussung durch eine vorbeifuhrende Straßenbahn-,
Eisenbahn- oder Starkstromleitung auftreten« Schließlich
können unsymmetrische Wählimpulse auf benachbarten Über-
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2043UA
tragungsstrecken als Fremdstörungen überkoppeln. Die
Fremdstörungen können also in einem sehr breiten Frequenzband liegen, was ihre Unterdrückung sehr erschwert.
Die Dimensionierung des Entzerrers der einzelnen Regenerativverstärker wird ferner dadurch erheblich erschwert,
daß die Übertragungsstreckenabschnitte meist vorgegeben
und nicht gleichlang sind. Dies ist z. B. bei Fernsprechübertragungsstrecken in Form von Kabelleitungen
durch die Lage der Kabelschächte bedingt, in welche w die Regeneratiwerstärker eingebaut werden müssen, wenn
vorhandene, verlegte Kabel für die Übertragung der Digitalsignale verwendet werden sollen0 Da die Lage der Kabelschächte
den örtlichen Gegebenheiten angepaßt ist, ergeben sich zwangsläufig für einen Übertragungsstreckenabschnitt
Unterschiede von einigen 100 m bei einer zu überbrückenden Gesamtlänge der einzelnen Übertragungsstreckenabschnitte von ca. 2 km.
Wenn das zu übertragende Digitalsignal bei sehr hoher Impulsfolgefrequenz Anteile sehr hoher Frequenzen besitzt
(bis zu einigen MHz), kann die Dämpfung duroh das Kabel ^ nicht mehr als konstant für alle Frequenzen des Digitalsignals angesehen werden, was sich in einer mit der Kabellänge
zunehmenden Dampfungsverzerrung des Digitalsignals durch das Kabel äußert· Venn ein längerer Übertragungsstreckenabschnitt überbrückt werden muß, genügt es also
nicht, die Grundverstärkung des Entzerrers 11 zu erhöhen, sondern es muß zusätzlich die Verstärkung der hohen Frequenzanteile
angehoben werden. Dadurch wird jedoch auoh die Störung durch Nahnebensprechkopplung gefördert (vgl.
oben).
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In Figo 6 ist die Dämpfung a eines Ortskabels mit
0,6 mm Aderndurchmesser, nämlich als Kurve oC für 1 km,
β für 2 km und ^ für 3 km Streckenabschnittslänge, über
den Frequenzkomponenten des Digitalsignals aufgetragene
Im Hinblick auf die verschiedenen Dämpfungskurven in Abhängigkeit von der Länge der Übertragungsetreckenabschnitte
ist es bereits bekannt, für die einzelnen Strekkenabschnitte
verschiedene Entzerrer vorzusehen» Es muß dann ein Sortiment von z. B0 elf verschiedenen steckbaren
Entzerrern vorrätig sein. Das ist aber nicht nur sehr aufwendig, sondern es können auch ohne weiteres Verwechslungen
durch die mit der Elektronik wenig vertrauten Fernmeldemonteure auftreten, so daß eine falsche Zuordnung
von Entzerrer und Übertragungsstreckenabschnitt vorgenommen wird.
Bisher ist vor allem auf die Übertragung von im Binärcode
codierten DigitalSignalen eingegangen worden, der jedoch - wie oben erklärt - die Schwierigkeit der Gleichstromrückgewinnung
hat.
Dieser Nachteil des Binärcodes h*t dazu geführt, in manchen Fällen die binärcodierten Codeworte am Ausgang
des senderseitigen Codierers vor der Einspeisung in die Übertragungsstrecke in Codeworte eines höherwertigen Codes
umzusetzen, bei dem die Codeworte aus drei- oder vierwertigen Codesymbolen bestehen, während beim Binärcode
die Codesymbole nur zweiwertig sind. Die Codesymbole bzw· Einzelimpulse des Digitalsignals können in diesem Fall
also drei oder vier verschiedene Zustand· einnehmen, ·ο daß man von einem Ternär- oder Quarternärcode spricht.
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Durch die Verwendung eines Ternär- oder Quarternärcodes
anstelle des Binärcodes erreicht man die gewünschte Gleichstromfreiheit des Digitalsignals, wenn man die Redundanz
dieser Codes gegenüber dem redundanzfreien Binärcode ausnutzt und nur solche Folgen von Codesymbolen zuläßt,
deren Gleichstromanteile sich im Mittel aufheben
konstant sind.
So ist z0 B0 bereits eine PCM-Übertragungsstrecke
^ bekannt (vgl0 z. B0 M, R, Aaron, PCM-Transmission in the
Exchange Plant, Bell System Techn» Journal, Januar 19-62, S. 125f 126)j bei dem das Digitalsignal der Übertragungsstrecke im sogenannten Bipolarcode codiert ist. Der Bipolarcode
(vgl, Fig. 1b) ist ein Ternärcode, der aus dem Binärcode des Codierers folgendermaßen entsteht»
Durch Vergleich von Fig. 1a und 1b ist unmittelbar zu sehen, daß das binärcodierte Digitalsignal von Fig. 1a
in das im Bipolarcode codierte Digitalsignal -von Fig» 1b übergeht, indem die "O"-Einzelimpulse von -U auf O angehoben
werden, während jeder zweite "1"-Einzelimpuls mit der Spannung U in einen Impuls mit der Spannung -U umgefc
setzt wird» Der mittlere Gleichspannungsgehalt des im Bipolarcode
codierten Digitalsignals ist also Null, so daß die beim Binärcode auftretende Null-Llnienschwankung vermieden
wird«,
Beim Bipolarcode wird zwar die Null-Linienwanderung vermieden, jedoch entstehen durch den Verlust der niederfrequenten
Anteile des im Bipolarcode codierten Digitalsignals in den Übertragern Überschwinger in der Umgebung
der Null-Linie, die den Störabstand verschlechtern.
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Um diesen Nachteil zu vermeiden, muß die untere Grenzfrequenz der Übertragungseinheit der Regenerativ-Krerstärker
dieser bekannten PCM-Übertragungsstrecke sehr niedrig gelegt werden, was allerdings zur Folge hat, daß
sich bei der Übertragung verhältnismäßig leicht niederfrequente Fremdstörungen dem Digitalsignal überlagern können,
was den Störabstand des Digitalsignals von derartigen Störungen beträchtlich verringerte
Allerdings sind beim Bipolarcode mehr Potentialwechsel
im Digitalsignal enthalten, so daß das Maximum des Leistungsspektrums bereits bei der halben Einzelimpulsfolgefrequenz
liegt, wodurch der Differentiator 131 in
der Steuereinrichtung 13 entfällt und mehr Anstoßimpulse für den Zeitregenerierkreis auftreten. Diese Vorteile müssen
aber mit einer wesentlich geringeren Störsioherheit gegen Fremdstörungen - wie bereits erwähnt - und Nahnebensprechstörungen
bezahlt werden· Außerdem ist etwas mehr Aufwand bei der Amplitudenregenerierung und in der Sendestufe
nötig, weil zwei Entscheider und zwei Regeneratoren notwendig sind.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, bei einer digitalen Übertragungsstrecke der eingangs genannten Art dem
Regeneratiwerstärker automatisch eine solche Übertragungsfunktion
zu geben, daß der Störabstand des in Binäroder einem beliebigen Ternär- oder Quarternärcode codierten
Digitalsignals erhöht wird·
Diese Aufgabe wird daduroh gelöst, daß der Entzerrer
mindestens ein seinen Amplitudengang bestimmendes Stellglied
hat, daß die Stellglieder an den Ausgang einer mit
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204314-
- 2k -
dem Ausgang des Entzerrers verbundenen ersten Regeleinrichtung angeschlossen sind, die die Amplitude einer
charakteristischen Frequenzkomponente des Ausgangssignals des Entzerrers erfaßt und die Stellglieder so steuert,
daß der Amplitudengang des Entzerrers des jeweiligen
Regeneratiwerstärkers die Dämpfungsverzerrung des
vorhergehenden Übertragungsstreckenabschnitts kompensiert»
^ Die Erfindung ermöglicht also eine stufenlose An-
^ passung des Regeneratiwerstärkers an die Länge des in
Übertragungsrichtung jeweils vorhergehenden Übertragungsstreckenabschnitts,
so daß in jedem Fall eine einwandfreie Entzerrung und damit ein hoher Störabstand gewährleistet
ist. Dieser Vorteil wird zudem erreicht, ohne daß wie bisher ein Sortiment von Regeneratiwerstärkern notwendig
ist, das zu den eingangs erwähnten Schwierigkeiten führt.
Für ein wirksames Ansprechen der ersten Regeleinrichtung ist es zweckmäßig, daß die charakteristische
Frequenzkomponente mit Ausnahme der Frequenz Null diefc jenige Frequenz des Digitalsignals ist, bei der das Leistungsspektrum
des Digitalsignals ein Maximum hat.
Aus schaltungstechnischen Gründen ist es zweckmäßig,
daß der Entzerrer aus mehreren hintereinander geschalteten Entzerrerfiltern mit fester unterer Eckfrequenz besteht,
von der ab eine Hochpaßcharakteristik beginnt, deren obere Eckfrequenz, die das Hochpaßverhalten nicht
weiter ansteigen läßt, durch die Stellglieder variierbar ist.
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Bei einer Verschiebung der oberen Eckfrequenz, z, B0
nach oben, kann nämlich die Grundverstärkung mit angehoben
werden»
Wie bereits erläutert wurde, nimmt mit steigender Übertragungsstreckenabschnittslänge wegen des sinkenden
Empfangspegels das Nahnebensprechen zu, wobei die hochfrequenten
Spektralanteile des aus der jeweils benachbarten Leitung stammenden Digitalsignals am stärksten stören»
Eine vorteilhafte Weiterbildung der erfindungsgemäßen
Übertr^agungss trecke, bei der am Ausgang des Regenerators
jedes Regeneratiwers tärkers ein Sendetiefpaß filter
vorgesehen ist, besteht deshalb darin, uaB die n-te Übertragungseinheit
(n ganzzahlig), bestehend aus dem Sendetiefpaßfilter
des n-ten Regenerativverstärkers, dem (n + i)-ten Übertragungsstreckenabschnitt und dem Entzerrer
des (n + i)-ten Regenerativverstärkers, eine Tiefpaßcharakteristik
hat, deren obere Grenzfrequenz mit abnehmender Amplitude der charakteristischen Frequenzkomponente
des Eingangssignals des Entzerrers, d, h. mit wachsender
Länge des (n + i)-ten Übertragungsstreckenabschnitts,
durch die Stellglieder des Entherrers nach unten verschiebbar ist.
Line ausreichende Kompensation der Dämpfungsverzerrung
wird in den meisten Fällen bereits dadurch erzielt, daß der Entzerrer nur zwei Entzerrerfilter hat,
die jeweils einen Operationsverstärker enthalten, denen je ein Stellwiderstand als Stellglied vorgeschaltet istt
daß das erste Entzerrerfilter ein Hochpaßverhalten mit konstantem Amplitudengang ab einer variablen oberen Eck-
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frequenz zeigt, wobei gleichzeitig die Grundverstärkung
verschiebbar ist, und daß das zweite Entzerrerfilter ein
Hochpaßverhalten mit einer ähnlich veränderlichen oberen
Eckfrequenz und einer festen Grenzfrequenz aufweist, ab der der Amplitudengang abfällt.
Es ist ferner vorteilhaft, daß die Stell widerstände
jeweils dem invertierenden Eingang der Operationsverstärker
vorgeschaltet sind.
Der mit dem invertierenden Eingang verbundene Anschluß
des Stellwiderstands liegt dann auf nahezu konstantem
Potential (/irtuelle Erde), was die Ansteuerung
des S tellwiders tarids mit einein digitalsignaluriabhängigen
Stellsignal ermöglicht; insbesondere können deshalb mehrere, aixf dieselbe Art angeordnete und aufgebaute Stellwiderstände
mit dem gleichen Stellsignal gesteuert werden(
Ebenso ist es zweckmäßig, daß die Stellwiderstände Feldeffekttransistoren sind, deren Steuerelektrode mit
der ersten Regeleinrichtung verbunden ist0 Feldeffekttransistoren
haben nämlich eine bessere lineare Charak- ψ teristik als z. B, Dioden und bipolare Transistoren und
Lassen sich leistungslos steuern.
Wenn in vorteilhafter Weiterbildung der Erfindung
die Übertragungseinheiten als Tiefpaßfilter ausgelegt werden,
dessen (obere) Grenzfrequenz mit steigender Übertragungss treckeriabschni t tslänge erniedrigt wird, wird allerdings
auch die für die Einstellung des Entzerrers benutzte charakteristische Frequenzkomponente stärker gedämpft,
was die erste Regeleinrichtung, in die diese Fre-
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20A3HA
quenzkomponente als Istsignal eingespeist wird, zu berücksichtigen
hat, indem sie dafür sorgt, daß die Amplitude nicht konstant gehalten wird, sondern bei der Einstellung
des Entzerrers auf größere Übertragungsstreckenabschnittslängen
um den gewünschten Betrag kleiner wird.
Dieser gewünschte Betrag läßt sich dadurch leicht einstellen, daß die Verstärkung der eine Proportionalregelung
vornehmenden ersten Regeleinrichtung so gewählt ist, daß für die Amplitude der charakteristischen Frequenzkomponente
des Ausgangssignals des Entzerrers eine
bleibende Regelabweichung auftritt.
Eine besonders einfache Ausbildung der ersten Regeleinrichtung besteht darin, daß die erste Regeleinrichtung
einen Operationsverstärker hat, von dem zur Sollwerteinstellung der invertierende Eingang über einen ¥iderstand
geerdet und der nicht invertierende Eingang an eine Referenzspannungsquelle
angeschlossen ist.
Wenn das Digitalsignal im Binärcode codiert ist, ist sein Leistungsspektrum nur für die Frequenz Null maximal.
Um trotzdem eine von Null verschiedene charakteristische Frequenzkomponente zu gewinnen, muß das Digitalsignal umcodiert
werden, indem zwischen den Ausgang des Entzerrers und einen Stellsignalkreis der ersten Regeleinrichtung
ein Differentiator geschaltet ist, so daß die charakteristische Frequenzkomponente die halbe Einzelimpulsfolgeoder
Taktfrequenz des differenzierten Digital signals wird,,
Wenn die Ankopplung jedes ÜbertragungsStreckenabschnitts
an die beiden zugehörigen Regeneratiwers tärker
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20431U
durch Übertrager vorgenommen ist, ist es empfehlenswert,
daß zwischen dem Entzerrer und dem Amplitudenregenerierkreis
ein Hochpaß liegt, dessen Zeitkonstante möglichst klein gegen die möglichst groß gewählte der Übertrager
ist»
Der Einbau eines derartigen Hochpasses hat verschiedene Vorteile?
fe Wenn auf der Übertragungsstrecke, d. h„ in größerer
Entfernung von den Endstellen Fremdstörungen auftreten,
haben sie mit Sicherheit niederfrequenten Charakter, zo B,
Beeinflussung durch eine vorbeiführende Straßenbahn, Eisenbahn- oder Starkstromleitung. Fremdstörungen können
sich zwar auch als unsymmetrische Wählimpulse aus benachbarten
Übertragungsstrecken zeigen, doch sind sie wegen der überbrückten Entfernung schon stark verschlissen, so
daß sie kaum mehr Spektralanteile bei hohen Frequenzen enthalten. Der erfindungsgemäß vorgesehene Hochpaß eliminiert
daher diese Fremdstörungen, jedoch müssen die dadurch ebenfalls verlorengegangenen niederfrequenten Frequenzanteile
des Digitalsignals diesem wieder zugesetzt
ψ werden. Da der Hochpaß wegen seiner kleinen Zeitkonstanten
eine untere Grenzfrequenz hat, die wesentlich höher als die der anderen notwendigen Übertragungsglieder mit
Hochpaßcharakteristik, insbesondere der Übertrager, ist, kann man deren Einfluß vernachlässigen, so daß beim Zusetzen
der verlorengegangenen Digitalsignalfrequenzanteile nur die Zeitkonstante des Hochpasses zu berücksichtigen
ist, was sehr vorteilhaft ist, da die Zeitkonstante des Hochpasses im Gegensatz zu der Zeitkonstanten der
Übertrager (vgl0 oben, FIg0 2b) genau definiert ist» Da-
2098U/1287
durch wird die Sicherheit des Regenerativverstärkers gegen niederfrequente Störungen verbesserte.
Der Hochpaß nimmt ferner eine gleichstrommäßige Trennung des Entzerrers vom Amplitudenregenerierkreis
vor, so daß verhindert wird, daß infolge von Gleichstrompotentialschwankungen auch der Arbeitspunkt der Eingangsstufe des Amplitudenregenerierkreises variiert0 Würde eine
zusätzliche galvanische Trennung bereits in oder vor dem Entzerrer durchgeführt werden, so hätte das den Nachteil
der Einführung einer weiteren, schwer definierbaren Zeitkonstanten in den Regeneratiwerstärker»
Wenn das Digitalsignal im Binärcode codiert ist, muß - wie bereits erläutert - eine Gleichstromrückgewinnung
stattfinden« Dazu wird das regenerierte Digitalsignal am Ausgang des Regenerators über ein Filter zur Gleichstromrückgewinnung
einer vor einem Entscheider angeordneten Vorstufe, die beide zum Amplitudenregenerierkreis gehörens
zugeführt«, Diese Gleichstromrückgewinnung ist dann
einwandfrei, wenn jeder Einzelimpuls am Ausgang des Regenerators richtig erkannt erscheint. Tritt jedoch infolge
einer Störung ein Fehler auf, so bewirkt dieser Fehler ein falsches Kompensationssignal vom Filter zur Gleichstromrückgewinnung
in den Eingang der Vorstufe, das die Erkennungswahrscheinlichkeit für die folgenden Einzelimpulse
des Digitalsignals verschlechtert. Während der Zeit, in der ein derartiges falsches Kompensationssignal auftritt,
muß also mit einer verringerten Störsicherheit des Regenerativverstärkers gerechnet werden. Da andererseits
diese Zeit durch die Zeitkonstante des Filters zur Gleichstromrückgewinnung
und diese wiederum durch die Zeitkon-
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2043H4
stante des Hochpasses bestimmt wird, sollte auch in dieser Hinsicht die Zeitkonstante des Hochpasses so klein
wie möglich gewählt werden.
Wenn die erfindungsgemäße Übertragungsstrecke versehen
ist mit einer zum Amplitudenregenerierkreis jedes Regeneratiwerstärkers gehörenden, von dessen Regenerator
zum Eingang des Amplitudenregenerierkreises zurückführenden Überlappungskompensationseinrichtung zur Kompensation
fc des vorhersehbaren, an der Hinterflanke der Einzelimpulse
auftretenden Anteile der durch ein Tiefpaßverhalten der betreffenden Übertragungseinheit hervorgerufenen Überlappung
von Einzelimpulsen des Ausgangssignals des Entzerrers,
wobei die n-te Übertragungseinheit (n ganzzahlig) aus dem Sendetiefpaßfilter des η-ten Regeneratiwerstärkers t dem
(n + i)-ten ÜbertragungsStreckenabschnitt und dem Entzerrer
des (n + i)-ten Regeneratiwerstärkers besteht, ist es vorteilhaft, daß die Überlappungskompensationseinrichtung
ein Überlappungs-Stellglied aufweist, das ebenfalls an die erste Regeleinrichtung angeschlossen und so
steuerbar ist, daß die Überlappungskompensationseinrichtung erst bei Abfall der Amplitude der charakteristischen
ψ Frequenzkomponente des Eingangssignals des Entzerrers,
d. h„ mit wachsender Länge des (n + i)-ten Übertragungsstreckenabschnitts, auf einen bestimmten Wert betätigbar
ist.
Bei kurzen Längen der Übertragungsstreckenabschnitte nämlich ist eine Störung durch Nahnebensprechen ausgeschlossen.
Die Übertragungseinheit ist dann duch den einstellbaren
Entzerrer optimal eingestellt, wenn die (obere) Grenzfrequenz der Tiefpaßcharakteristik der Übertragungs-
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einheit so hoch ist, daß keine Überlappung benachbarter Einzelimpulse des Digitalsignals auftritt. Daher braucht
auch keine Kompensation einer Überlappung vorgenommen zu werden.
Eine einfache Ausführung des Überlappungs-Stellglieds besteht darin, daß das Überlappungs-Stellglied ein Stellwiderstand
in Form eines Feldeffekttransistors ist, dessen Steuerelektrode mit der ersten Regeleinrichtung verbunden
ist.
Eine andere vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung
erfolgt durch einen die niedrigen stärker als die hohen Frequenzen verzögernden Laufzeitverzerrer für eine solche
asymmetrische Formung der Einzelimpulse des Ausgangssignals
des Entzerrers, daß der vorhersehbare, an der Hinterflanke der Einzelimpulse auftretende Anteil der durch
ein Tiefpaßverhalten der betreffenden Übertragungseinheit
hervorgerufenen Überlappung zugunsten des nicht vorhersehbaren, an der Vorderflanke der Einzelimpulse auftretenden
Anteils erhöht wird.
Da der vorhersehbare Anteil der Überlappung ohnehin kompensiert wird, macht es nichts aus, wenn dieser auf
Kosten des nicht vorhersehbaren Anteils erhöht wirdo Die
Verringerung dös nicht vorhersehbaren Anteils der Überlappung, der nicht kompensiert werden kann, trägt also
ebenfalls zu einer Erhöhung des Störabstands bei.
Xn manchen Fällen reicht es sogar aus, den Laufzeitverzerrer
durch die Eigenschaften des vorhergehenden Übertragungsstreckenabschniets
wie eines Kabels bilden zu lassen, so daß kein besonderer Laufzeitverzerrer erforderlich
1st.
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Die Übertragungsstrecke, bei der der Zeitregenerierkreis
jedes Regenerativverstärkers aus einer auf die Taktoder Einzelimpulsfolgefrequenz abgestimmten Taktgewinnungseinrichtung
und einem nachgeschalteten Impulsformer
besteht, und wobei der Ausgang des Entzerrers mit dem Eingang der Taktgewinnungseinrichtung über ein nichtlineares Filter verbunden ist, das aus dem Ausgangssignal
des Entzerrers Anstoßimpulse für die Taktgewinnungseinrichtung erzeugt, wird dadurch verbessert, daß der Ausgang
der Taktgewinnungseinrichtung über eine zweite Regel-™
einrichtung zum nichtlinearen Filter rückgeführt isto
Insbesondere ist es zweckmäßig, daß durch die zweite Regeleinrichtung der Einsatzpunkt der Nichtlinearität des
nichtlinearen Filters und damit die Breite der Anstoßimpulse so steuerbar ist, daß die Energie der Anstoßimpulse
gerade ausreicht, das Ausgangssignal der Taktgewinnungseinrichtung
im wesentlichen konstant zu halten»
Die Taktgewinnungseinrichtung braucht wegen ihrer so lose wie möglich gestalteten Kopplung an das Digitalsignal also nicht mit überschüssiger Energie, d. h. rela-
L· tiv breiten Anstoßimpulsen, die aus dem Digitalsignal gewonnen
werden, angesteuert zu werden, so daß die Taktgewinnungseinrichtung auch weniger Phasenfehler aus dem Digitalsignal
übernimmt. Da die Phasenfehler durch Störungen bzw. Dämpfungsverzerrung des Digitalsignals bedingt
sind, wird durch die eben genannten Maßnahmen eine Erhöhung des Störabstands in bezug auf die zeitliche Regeneration
des Digitalsignals erzielt. Außerdem werden Phasenfehler, die durch eine mögliche Übersteuerung des LC-
und des Quarzfilters entstehen könnten, vermieden.
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Vorzugsweise ist das nichtlineare Filter ein digitaler Inverter, dessen Schwelle durch die zweite Regeleinrichtung
verschiebbar ist.
ein Meßwertuniformer den Ausgang des Entzerrers mit dem Eingang des nichtlinearen Filters verbindet, ist
es vorteilhaft, daß die zweite Regeleinrichtung einen zwischen den Ausgang der Taktgewinnungseinrichtung und einen
Eingang des Meßwertumformers geschalteten Vorspannungskreis hat, durch den der Arbeitspunkt eines zum Meßwertumformer
gehörenden Operationsverstärker einstellbar ist.
Wenn das Digitalsignal in Binärcode codiert ist, kann der Meßwertumformer in an sich bekannter Weise ein
zweiter Differentiator sein, der außerdem mit dem ersten
Differentiator, der zwischen dem Ausgang des Entzerrers
und dem Stellsignalkreis der ersten Regeleinrichtung geschaltet ist, zusammenfallen kann.
Falls das Digitalsignal in Bipolarcode codiert ist, kann der Meßwertumformer ein Pegelschieber sein»
Sofern die Taktgewinnungseinrichtung ein auf die Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz des Digitalsignals
abgestimmtes Quarzfilter aufweist, ist es zweckmäßig, daß in der Taktgewinnungseinrichtung dem Quarzfilter ein LC-Filter,
das auf die Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz des Digitalsignals abgestimmt ist, mit geringer Güte vorgeschaLtet
ist.
Da das LC-FiIter eine geringe Güte und damit auch
eine geringe Phasensteilheit hat, aiebt es aus den vom
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nichtlinearen Filter abgegebenen Anstoßimpulsens die große
Phasenfehler enthalten können, die Taktfrequenz aus und entfernt damit aus den Anstoßimpulsen die den Betrieb des
Quarzfilters in der eingangs beschriebenen Weise störenden Frequenzanteile. Das LC-FiIter erzeugt aus jedem Anstoßimpuls
eine, wenn auch stark gedämpfte, sinusförmige Schwingung.
Ferner ist es vorteilhaft, daß die in den Regenera-
ψ tivverstärkern vorgesehenen Operationsverstärker digitale
Verknüpfungsgiieder sind, die nach Art der bekannten
Schaltungen mit Operationsverstärkern entsprechende Gegenkopplungsnetzwerke aufweisen.
Auf diese Weise können außerordentlich kleine Abmessungen der Regeneratiwerstärker erreicht werden, so
daß die Regenerativverstärker bei einer durch ein bereits verlegtes Kabel gebildeten Übertragungsstrecke in einer
Kabelspleißstelle innerhalb der Muffe mit untergebracht werden können (an den Kabelspleißstellen sind die handelsüblichen
Längen der einzelnen Kabelleitungen untereinander verbunden).
Eine weitere Unterbringungsmöglichkeit der Regeneratiwerstärker
ergibt sich aufgrund folgender Überlegungens
Für die Übertragung von niederfrequenten Signalen vorgesehene Kabel sind bekanntlich mit Pupin-Spulen versehen,
die in Abständen von etwa 2 km angeordnet sind, um den Frequenzgang im Niederfrequenzbereich gleichmäßiger
zu gestalten. Durch die Pupin-Spulen wird aber der Frequenzgang im höheren Frequenzbereich der Digitalsignale
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sehr stark gedämpft, so daß die Pupin-Spulen ohnehin entfernt
werden müssen, wenn man sehr schnelle Digitalsignale mit einer Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz von einigen
MHz übertragen will. Aus diesem Grund können die Regeneratiwerstärker in die bereits für die Pupin-Spulen
vorhandenen Gehäuse eingesetzt werden, so daß die Umrüstung von bereits vorhandenen Kabelleitungen auf die
Übertragung von Digitalsignalen bedeutend erleichtert wird.
Es ist dann auch zweckmäßig, daß die digitalen Verknüpfungsglieder
integriert sind und geringe Leistungsaufnahme entsprechend einer Low-Power-TTL-Serie haben»
Auf diese Weise kommt man ohne weiteres mit der im allgemeinen je Regeneratiwerstärker zur Verfügung stehenden
geringen Versorgungsleistung aus.
Schließlich ist es bei einer Übertragungsstrecke,
wobei für jeden Regeneratiwerstärker der Amplitudenregenerierkreis
einen einen Schwellenwert zeigenden Entscheider und der Impulsformer des Zeitregenerierkreises
einen Schmitt-Trigger hat, vorteilhaft, daß der Entscheider, das nichtlineare Filter und der Schmitt-Trigger aus
digitalen Verknüpfungsgliedern aufgebaut sind, und daß deren Triggerschwelle als Referenzspannung dient.
Eine derartige Ausbildung trägt zur weiteren Verringerung der räumlichen Abmessungen und der Zuverlässigkeit
des Regeneratiwerstärkers bei.
Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
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Fig. 1a und 1b ein Digitalsignal im Binär- bzw. Bipolar
(Pseudo ternär) -Code ;
Fig. 1c das Prinzipschaltbild von an sich bekannten Übertragungsstrecken mit Regenerativverstärkern
;
Fig. 2a einen Ausschnitt aus einer der Übertragungsstrecken von Fig. 1, wobei die Regenerativ-
m verstärker einen im wesentlichen bekannten
Aufbau haben;
Fig. 2b ein Ersatzschaltbild eines Teils des Regenerativverstärkers
von Fig. 2a;
Fig. 2c ein nichtlineares Filter nach van der Houwen zur Gewinnung der Anstoßimpulse für den Zeitregenerierkreis
;
Fig. 2d die zum Filter von Figo 2c gehörenden Signale ;
^ Fig. 3 an verschiedenen Punkten der Regeneratiwer-
stärker von Fig. 2a auftretende Signale (bis auf die Signale VI und X);
Fig. ha ein sinusförmig angenähertes, binärcodiertes
Digitalsignal am Ausgang des Entzerrers;
Fig. kb das diesem (Fig. 4a) entsprechende binarcodierte
Digitalsignal j und
Figo kc die Leistungsdichte des Digitalsignals von
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Pig. ka und des differenzierten Digitalsignals
über der Frequenz;
Fig. 5a einen einzelnen Rechteckimpuls des unverzerrten
und ungedämpften Digitalsignals;
Fig. 5b den tatsächlichen Verlauf eines Einzelimpulses
des Digitalsignals, infolge der Tiefpaßwirkung der Übertragungseinheit;
Fig. 5c ein aus einer Folge von mehreren rechteckförniigen
Einzelimpulsen bestehendes ideales Digitalsignal;
Fig. 5d den tatsächlichen Verlauf des idealen Digitalsignals
von Fig. 5c, infolge der Tiefpaßwirkung
der Übertragungseinheit;
Fig. 5e das hinsichtlich Überlappungen teilweise kompensierte
Digitalsignal von Fig. 5d;
Fig. 5f die durch Laufzeitverzerrung bedingte Syiumetrieänderung
eines Einzelimpulses des Digitalsignals ;
Fig. 5g und 5h das Phasenmaß bzw0 die Laufzeit eines
realen und idealen Übertragungskabels in Abhängigkeit von der Frequenz;
Fig. 6 die Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz
für verschieden lange Übertragungsstrecken- abschnitte aus einem Ortskabel mit 0,6 mm
Aderndurchmesser sowie den Amplitudengang
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20431U
von diesen Übertragungsstreckenabschnitten zugeordneten Entzerrern des erfindungsgemäß
verwendeten Regenerativverstärkers;
Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
des erfindungsgemäß verwendeten Regenerativverstärkers
für im Binärcode codierte Digitalsignale;
™ Fig. 8a ein Ausführungsbeispiel des Entzerrers des
Regenerativverstärkers von Fig. 7»
Fig. 8b das Prinzipschaltbild eines von zwei den Entzerrer von Fig. 8a bildenden Filtern;
Fig. 8c und 8d den Amplitudengang des ersten bzw,
zweiten Entzerrerfilters;
Fig. 9a und 9b ein sogenanntes Augendiagramm am Senderausgang
bzw. nach der Übertragungseinheit;
fc Fig. 10a ein Ausführungsbeispiel der Regeleinrichtungseinheit
des Regeneratiwerstärkess von
Fig. 7 5
Fig. 10b ein regelungstechnisches Prinzipschaltbild der Regeleinrichtung von Fig. 10a;
Figo 10c und 1Od die Spannungssignalamplitude der Digitalsignalkomponente mit der halben Taktfrequenz in Abhängigkeit von der Übertragungsstreckenabachnittslänge für große bzw.
kleine Verstärkung der Regeleinrichtung;
208314/1287
" 39 " 20431U
Fig. 11a bis 11d den Verlauf von Signalen an verschiedenen
Punkten der Regeleinrichtungeeinheit
von Fig. 10a;
Figo 12 ein Ausführungsbeispiel des Zeitregenerierkreises,
do h. der Taktgewinnungseinrichtung und des Inipulsformers, des Regenerativverstärkers
von Fig. 75
Fig. 13 ein Ausführungsbeispiel des Amplitudenregenerierkreises
des Regeneratiwerstärkers von
Fig. 7J
Fig. 1 ^i ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäß
verwendeten Regenerativverstärkers für im Bipolarcode codierte Digitalsignale} und
Fig. 15 den Verlauf von Signalen an verschiedenen
Punkten des Ausführungsbeispiels von Fig.
In Fig. 71 die ein Ausführungsbeispiel des für die
erfindungsgemäße Übertragungsstrecke verwendeten Regenerativverstärkers
für im Binärcode codierte Digitalsignale
zeigt, sind mit dem Regenerativverstärker von Fig. 2a übereinstimmende Stufen mit dem gleichen Bezugszeichen
versehen, während bei Abweichungen ein "a" nachgesetzt ist.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines im Gegensatz zum bekannten Stand der Technik gemäß der Erfindung
einstellbaren Entzerrers 11a besteht gemäß Fig. 7 grundsätzlich aus zwei hintereinander geschalteten Entzerrer-
2098U/1287
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filtern 111 und 112, die den aus Fig. 8 ersichtlichen Aufbau
haben, wobei das Filter 111 Widerstände R. und R„, einen Stell- oder Regelwiderstand Rn, einen Operationsverstärker
V und einen Kondensator C aufweist, während das Filter 112 Widerstände R„ bis R_, einen Stell- oder
Regelwiderstand R0, Kondensatoren C„ und C„ sowie einen
Operationsverstärker V_ umfaßt. (Die Stellwiderstände R~
der beiden Filter 111 und 112 können verschieden sein.)
- Die Filter 111 und 112 werden also durch geeignete
^ beschaltete Operationsverstärker V bzw. V gebildete Daher
kann man für die Filter 111 und 112 das Ersatzschaltbild
von Fig. 8b annehmen, wobei UE die komplexe Eingangsspannung und U. die komplexe Ausgangsspannung bedeutet.
Wegen
VA * UE " iS
Ζ,
mit (komplexen) Z und Z„ ergibt sich für das Übertragungsverhalten
der Filter 111 bzw. 112 allgemein:
* !a = Z2A1; ua [iuJ] « F (ju>),
21
[]
UE . ^E U OJ)
wobei F (jW ) der Frequenzgang ist.
Wenn die Widerstands- bzw. Kapazitätswerte das glei che Bezugszeichen wie die zugehörigen Bauteile erhalten,
ergibt sich für den Frequenzgang der Filter 111 bzw. 112t
2098U/1287
VR1 1 + .HO R0R1
R0+R1 0I
F (,j OJ) = V UJtU(R0+R3+R5)C2 (2)
I + JCOR4C3)
Wenn man den Betrag des Frequenzgangs für rein imaginäres CU bildet, also das Verhalten der Filter bei erzwungenen
Dauerschwxngungen mittels Erregung durch eine rein
imaginäre Frequenz betrachtet, gewinnt man den sogenannten Amplitudengang0
Der Amplitudengang |f| der Filter 111 und 112 ist in
Fig. 8c und 8d als sogenanntes Bode-Diagramm zu sehen, d.
h. die Frequenz f als Abszisse und der Amplitudenbetrag |F|
als Ordinate sind Jeweils logarithmisch aufgetragen, wobei außerdem eine Approximation durch Gerade erfolgt ist, die
bei den sogenannten Eckfrequenzen aneinanderstoßen.
Aus Fig. 8c und d sind diese Eckfrequenzen f , f
f , f „ bzw,, fo' , f ', f ', f „' und EQ' erkennbar.
Die analytischen Ausdrücke lauten dafür allgemein:
f , f „ bzw,, fo' , f ', f ', f „' und EQ' erkennbar.
Die analytischen Ausdrücke lauten dafür allgemein:
fO = 2ψ R~C— (3 a)
f1 = -PfT RO+R1 (3 b)
ROR1C1
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20A3UA
fo' - 2 ir '
2tr (R0+R5)C2 (λ
V =
wobei bei den doppelt indizierten Frequenzen die zweite
Ziffer des Indexes jeweils einem bestimmten Wert des Stellwiderstands Rn zugeordnet ist.
Ziffer des Indexes jeweils einem bestimmten Wert des Stellwiderstands Rn zugeordnet ist.
In Fig. 8c und d sind jeweils drei verschiedene Amplitudengänge
dargestellt. Erfindungsgemäß gehen die verschiedenen Amplitudengänge kontinuierlich auseinander hervor, indem
jeweils der Stellwiderstand RQ durch Stell signale von
einer erfindungsgemäß anstelle der Steuereinrichtung 13 von Fig. 2*vorgesehenen Regeleinrichtungseinheit 13a (vgl. auch Fig. 7) kontinuierlich geregelt wird, um Übertragungsstrekkenabschnitten unterschiedlicher Länge zwischen z. B0 1 und 3 km zugeordnet werden zu können, was aufgrund der eingangs gemachten Überlegungen wünschenswert ist. Die Gewinnung der Stellsignale durch die Regeleinrichtungseinheit 13a wird
noch erläutert werden.
einer erfindungsgemäß anstelle der Steuereinrichtung 13 von Fig. 2*vorgesehenen Regeleinrichtungseinheit 13a (vgl. auch Fig. 7) kontinuierlich geregelt wird, um Übertragungsstrekkenabschnitten unterschiedlicher Länge zwischen z. B0 1 und 3 km zugeordnet werden zu können, was aufgrund der eingangs gemachten Überlegungen wünschenswert ist. Die Gewinnung der Stellsignale durch die Regeleinrichtungseinheit 13a wird
noch erläutert werden.
Das Filter 11I hat gemäß Fig. 8c ein bei der vom Stellwiderstand
R„ unabhängigen und damit festen unteren Eckfrequenz fn beginnendes Hochpaßverhalten entsprechend der
Zeitkonstante des Widerstands R und des Kondensators C
(vgl. Gleichung 3 a)» das nach oben durch eine variable
Eckfrequenz f 1( f „ bzw. f „ entsprechend der Zeitkon-
Zeitkonstante des Widerstands R und des Kondensators C
(vgl. Gleichung 3 a)» das nach oben durch eine variable
Eckfrequenz f 1( f „ bzw. f „ entsprechend der Zeitkon-
Il \ tZ.
I __}
stanten des Widerstands RQ und des Kondensators C1 bestimmt
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2043U4
ist (vgl. Gleichung 3 h)0 Gleichzeitig ändert die Verstellung
des Stellwiderstands R~ auch den Grundamplitudengang
von f = O bis L durch vertikale Verschiebung»
Der Amplitudengang von FIg0 8d für das Filter 112
weicht insofern wesentlich vom Amplitudengang für das Filter 111 gemäß Fig. 8c ab, als der Grundamplitudengang von
f = O bis f ' konstant bleibt und ein Tiefpaßverhalten ab der festen Grenzfrequenz f2' entsprechend der Zeitkonstanten
gemäß dem Widerstand Rr und dem Kondensator C„ auftritt
(vgl. Gleichung h c)o Die untere Eckfrequenz f '
des Hochpaßverhaltens ist bestimmt durch die Zeitkonstante
des Widerstands R„ und des Kondensators C2 (vgl. Gleichung
h a) , während die variable obere Eckfrequenz ^11* f'1?
bzw., f.. ο der Zeitkonstanten der Serienschaltung des Widerstands
R- und des Stellwiderstands R0 zusammen mit dem
Kondensator C„ äquivalent ist (vglo Gleichung k b).
Der Gesaiitamplitudengang des einstellbaren Entzerrers
11a setzt sich aus den Amplitudengängen für die Filter 111 und 112 zusammen, was eine Multiplikation der beiden Amplitudengänge
F (j CO ) nach den Gleichungen (i) und (2) bedeutet.
Diese Multiplikation entspricht jedoch im Bode-Diagramm wegen der logarithmischen Auftragung des Amplitudengangs
F (j CO ) einer Addition der jeweiligen Amplitudengänge.
Der Gesamtamplitudengang des Entzerrers 11a im Bode-Diagramm
ergibt sich also durch Addition der Amplitudengange von Fig. 8c und d. Diese Summe ist schematisch in
Fig. 6 für die hier betrachteten drei Fälle entsprechend einer Länge der Übertragungsstreckenabschnitte von 1, 2
und 3 km dargestellte
Der Gesamtfrequenzgang der η-ten, per definitionem
2098U/1287
- hk -
aus dem η-ten Sendetiefpaßfilter, dem (n+i)-ten Übertragungsstreckenabschnitt
und dem (n+i)-ten Entzerrer bestehenden Übertragungseinheit ergibt sich im Bode-Diagramm
(vgl. Fig. 6) aus der Differenz des Amplitudengangs des (n+i)-ten Entzerrers und dem Dämpfungsverlauf des (n+i)-ten
Übertragung^streckenabschnitts, wenn das n-te Sendetiefpaßfilter
außer acht gelassen i.'rd, weil dieses erst
ab der halben Taktfrequenz (hier 1 .lüiz) wirksam wird«,
fc Wenn diese Differenz über den ganzen Übertragungsfrequenzbereich nahezu gleich Null ist, also Dämpfungsund
Amplitudengangkurve in Fig, 6 fast zusammenfallen,
entsteht keine Überlappung benachbarter Einzelimpulse des Digitalsignals, weil kein Tiefpaßverhalten mit einer Grenzfrequenz,
die kleiner als die halbe Einzelimpulsfolgeoder Taktfrequenz ist, von der Übertragungseinheit gezeigt
wird. Das trifft im wesentlichen zu für den Strekkenabschnitt mit 1 km Länge. Für 2 km Länge tritt bei der
Frequenz 1 MHz (hier halbe Einzelimpulsfolgefrequenz oder Takt) schon eine deutliche Differenz auf (vgl. Fig. 6).
Es entsteht also etwas Tiefpaßverhalten und damit eine noch geringfügige Überlappung benachbarter Impulse» Für
ψ 3 km LHnge schließlich ist diese Differenz schon sehr groß,
das Tiefpaßverhalten und entsprechend die Überlappung benachbarter
Einzelimpulse des Digitalsignals sind etwa doppelt so groß. Letzterer Umstand ist also günstig, um die
mit der Länge der Übertragungsstreckenabschnitte zunehmenden, bei höheren Frequenzen auftretenden Nahnebensprechstörungen
optimal zu dämpfen.
Wenn die Übertragungsstrecken durch doppeladrige Leitungen von Kabeln gebildet werden, kann, da die Kabelschächte,
insbesondere bei der deutschen Bundespost, um
2098U/1287
etwa 300 - 500 m voneinander getrennt sind, die gewünschte
Anordnung der Regenerativverstärker in der (eingangs geschilderten) gewünschten Weise erfolgen, d. h in kürzerem
Abstand voneinander in der Nähe der Endstellen und im größeren Abstand voneinander bei größerer Entfernung
von den Endstellen.
Die Stellwiderstände Rn im einstellbaren Entzerrer
1 la v/erden zweckmäßigerweise durch Feldeffekttransistoren gebildet, deren Steuerelektrode das Stellsignal von der
Regeleinrichtungseinheit 13a als Stellspannung zugeführt
wird.
Wie eingangs erläutert wurde, ist e^ bereits bekannt,
die durch das Tiefpaßverhai ten der übertraguiißseinhei fc
bedingte Überlappung von Einzelimpulsen des Digita!signals
hinsichtlich ihres vorhersehbaren Anteils zu kompensieren
(vgl. Fig. 5a - e mit zugehöriger Beschreibung) <, Eine
Kompensation bzw. Subtraktion des nicht vorhersehbaren Anteils der Überlappung ist jedoch nicht möglicho Gegenüber
diesem bekannten Stand der Technik kann jedoch erf iiidungsgemäß der Störabstand des Digital signals dadurch
erhöht werden, daß der ohnehin später zu subtrahierende, voraussehbare Anteil, der Überlappung auf Kosten des nicht
vorhersehbaren Anteils erhöht wird, d. h. die Symmetrie der Einzelimpulse wird geändert. Die Vergrößerung des
vorhersehbaren Anteils der Überlappung ist also letzten Endes unschädliche
Diese Symmetrieänderung kann in einfacher Weise durch
Laufzeitverzerrung vorgenommen werden, bei der die Frequenzanteile
unterschiedlich verzögert werden» Figo 5f zeigt den Einfluß der Laufzeitverzerrung auf einen symme-
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2CK31U
trischen Einzelimpuls nicht vorhersehbarer Überlappung
i und vorhersehbarer Überlappung i .
Bei der praktischen Erprobung der Erfindung hat sich überraschenderweise herausgestellt, daß eine Laufzeitverzerrung
im erfindungsgemäßen Sinne bereits durch den jeweils
zu einer Übertragimgseinheit gehörenden Übertragungsstreckenabschnitt erfolgt, wenn die Übertragungsstrecke
durch Kabel gebildet wird.
Bei einem als Übertragungsstreckenabschnitt verwendeten
idealen Kabel ohne Laufzeitverzerrung steigt das
Phasenmaß β linear mit der Frequenz an, während das Phasenmaß
β eines realen KabeLs mit Laufzeitverzerrung bei sehr
niedrigen Frequenzen stark negativ ist und sich erst bei
hohen Frequenzen an die ideale Kurve annähert. Diese Verläufe sind in Fig. 5g dargestellt. Nachdem sich die Laufzeit
T" aus der Kabellänge V , aus dem Phasenmaß β und aus
der Frequenz berechnen läßt, ergibt sich aus Fig. 5g die Fig. 5h, in der die Laufzeit TT eines realen Kabels und die
Laufzeit eines idealen Kabels in Abhängigkeit von der Kreisfrequenz U) aufge tragen sind. Man sieht, daß die Lauf-
ψ zeit X* des idealen Kabels über den ganzen Frequenzbereich
konstant ist, die Laufzeit V des realen Kabels aber bei sehr niedrigen Frequenzen sehr viel größer ist und sich
erst bei höheren Frequenzen an die Laufzeit des idealen Kabels annähert. Dieses Verhalten des realen Kabels hilft
dazu, die erfindungsgeinäße Symmetrieverschiebung der Einzelimpulse
des Digitalsignals zu bewirken.
Eine Vergrößerung der durch den Übertragungsstrekkenabschnitt
allein bedingten Laufzeitverzerrung kann erreicht werden, indem in oder unmittelbar hinter den Ent-
2098U/1287
2CK3K4
zerrer 11a ein Laufzeitverzerrer 20 (vgl. Fig. 7), z, B,
Allpaß-Glieder (vgl0 Steinbuch/Rupprecht, Nachrichtentechnik,
1967, Seite 115 ff ο) geschaltet wird, der ähnlich
wie das Kabel die niedrigen Frequenzen stärker als die hohen Frequenzen verzögert. Der Laufzeitverzerrer 20 kann
aber auch im Sendetiefpaßfilter des vorhergehenden Regenerativverstärkers angeordnet sein.
Um die Überlappungskompensationseinrichtung 125 zur
Kompensation der vorhersehbaren Überlappung, von der ein
(noch zu erklärendes) Ausführungsbeispiel in Fig. 13 abgebildet ist, richtig einzustellen, muß zunächst der vorhersehbare
Anteil der Überlappung gemessen werden.
Eine erste Möglichkeit der Messung besteht darin, daß ein rechteckförmiger Einzelimpuls (vgl. Fig. 5a) der Dauer
T durch die Übertragungseinheit geschickt wird, so daß aus der Impulsantwort s(t) (vgl. Fig„ 5b) der vorhersehbare
Anteil i„ der Überlappung, insbesondere mit einem
Oszillographen, abgelesen werden kann·
Die zweite Möglichkeit der Messung macht sich das sogenannte Augendiagramm (eye pattern) zunutze, was deshalb
vorab erläutert werden soll. Das Augendiagramm wird durch eine sogenannte "worst-case"-Betrachtung gebildet,
d. h. durch die Bildung des Augendiagramms wird der ungünstigste Fall der Störsicherheit erfaßt. Zu diesem Zweck
schickt man aus einem Zufallsgenerator eine statistisch ungeordnete Folge von Einzelimpulsen über eine Übertragungseinheit
in den nachgeschalteten Amplitudenregenerierkreis
12a des betreffenden Regenerativverstärkers.
In Fig. 9 1st ein der Übersichtlichkeit wegen ein-
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2043H4
fächer Fall der Bildung des Augendiagramms dargestellt
(für binärcodiertes Digitalsignal). Fig. 9a zeigt für
den Fall, daß die durch das im Binärcode codierte Digitalsignal zu übertragenden Wörter aus drei Bits bestehen,
alle möglichen Bit-Kombinationen und damit Wörter. Diese Bit-Kombinationen oder Folgen von Einzelimpulsen des Digitalsignals
erfahren - wie erwähnt - durch die Übertragungseinheit wegen deren Tiefpaßverhaltens eine Verbreiterung,
die jeweils in Fig. 9b zu sehen ist. Die Überlagerung
aller dieser Folgen von verbreiterten Impulsen am Ausgang der Übertragungseinheit ergibt dann ein Augendiagramm,
das z. B. mit einem Oszillographen beobachtet werden kann. Das Augendiagramm hat seine Bezeichnung erhalten,
weil in der Mitte ein signalfreier Raum, das "Auge", vorhanden ist.
Es dürfte ersichtlich sein, daß im Vergleich zum Augendiagramm am Senderausgang (vgl. Fig. 9a), wo das
Auge als Grenzfall das mittlere Quadrat ist, die Augenöffnung des Augendiagramms nach der Übertragungseinheit
mit zunehmender Verbreiterung der Einzelimpulse immer kleiner wird.
Wenn man das Augendiagramm an einer solchen Stelle des Regenerativverstärkers abnimmt, an der auf das Digitalsignal
bereits die Überlappungskompensationseinrichtung 125 eingewirkt hat, kann man die optimale Einstellung der
Überlappungskompensationseinrichtung durch Wahl der größtmöglichen
Augenöffnung ermitteln. Bei dieser zweiten Möglichkeit der Messung des vorhersehbaren Anteils der Überlappung
wird also die Messung sofort in die Einstellung der Überlappungskompensationseinrichtung umgesetzt.
2098U/1287
2043H4
Es soll jetzt ein Ausführungsbeispiel der Regeleinrichtungseinheit
13a des erfindungsgemäß verwendeten Regenerativverstärkers
von Figo 7 erläutert werden.
Gemäß Fig. 7 besteht die Regeleinrichtungseinheit 13a aus vier Blocken, nämlich dem Differentiator 131 ι einem
diesen steuernden Vorspannungskreis 132, dem nichtlinearen
Filter 135 und einem Stellsigrialkreis 13^, die
beide vom Differentiator 131 gesteuert werden. Der Stellsignalkreis
134 steuert seinerseits die beiden Entzerrerfilter 111 und 112 sowie die Überlappungskompensationseinrichtung
125 des Amplifcudenregenerierkreises 12.
Gemäß dem Ausführungsbeispiel der Rege Leinrichtungseinheit
13a von Fig. IO enthält der Differentiator 13 5 einen
als Differentiator geschalteten Operationsverstärker
V , der aus dem im Binärcode vorliegenden Digitalsignal
III ein Digitalsignal U^ (vgl. Fig. 11a) bzw. IV (vgl.
Fig. 3) erzeugt, das einem anderen Code entspricht und
dessen Leistungsspektrummaximum bei der halben Einzelimpulsfolge-
oder Taktfrequenz liegt (vgLo auch Fig. 4a, 4b und 4c mit zugehöriger Er Läuterung). Am Eingang des Operatiorisverstärkers
V . liegt ein Kondensator ^ ,-. » ferner
ist ein Riickkopplungswiders tand R1., vorhandenu
Das Ausgangsruhepotential U Q (vgl« Fig. 11) des Operationsverstärkers
V wird über einen Widerstand Ii. _ des
Vorspatmungskreises 132 auf einen bestimmten Wert, z. B.
von P. V, eingestellt.
Wie oben erklärt wurde, ist es vorteilhaft, die Übertragungseinheit
als Tiefpaßfilter auszulegen, dessen
2098U/1287
2CU31U
(obere) Grenzfrequenz bei steigender Übertragungsstreckenabschnittslänge
erniedrigt wird, um Nahnebensprechstörungen
zu vermindern Dadurch wird aber die Amplitude der für die Zeitregenerierung und erfindungsgemäß auch für die
Einstellung des Entzerrers 11a zu Hilfe genommenen Frequenzkomponente
gleich der halben Einzelimpulsfolge - oder Taktfrequenz stärker gedämpft, was die Regeleinrichtungseinheit 13a, in die diese Amplitude als Istsignal eingespeist
wird, zu berücksichtigen hat, indem sie dafür sorgt, ^ λ c; daß die Amplitude nicht konstant gehalten wird, sondern
bei der Einstellung dos Entzerrers auf größere Übertragungsstreckenabschnittslängen
um den gewünschten Betrag kleiner wird. Dieser gewünschte Betrag läßt sich leicht
einstellen, wenn man eine Proportional-Regelung nimmto Γ Diese gewünschte, noch verbleibende Schwankung der Amplitude
der halben Taktfrequenz bei verschiedenen Entzerrereinstel
hingen auf entweder kürzeste oder längste Übertragungsstreckenabschnittslänge
wird durch die bleibende Regelabweichung
U, bestimmt. Die bleibende Regelabweichung ist umgekehrt proportional der Verstärkung der Regeleinrichtung,
wie noch genauer gezeigt werden wirdo
ψ Das zum Einstellen der Entzerrerfilter 111 und 112
und zur Steuerung der Überlappungskompensationseinrichtung
125 dienende Stellsignal wird folgendermaßen im Stellsignalkreis
13^ von Fig. 10a erzeugt:
Als Istgröße für die Gewinnung des Stellsignals wird die Amplitude des differenzierten binärcodierten Digitalsignals U bzw. IV verwendet, die (vgl. auch Fig. 6 mit
Erläuterung) repräsentativ für die Länge der Übertragungsstreckenabschnitte zwischen den einzelnen Regeneratiwer-
stärkern ist« Das Signal U1 wird über einen Kondensator
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- 5t - 2CU31U
C . a**f den Eingang eines invertierenden Operationsverstärkers
V gegeben, dessen Verstärkung durch Widerstände R_ und Rg eingestellt ist. Die Widerstände R-. g und
R17 sind so bemessen, daß die angestrebte Charakteristik
des Entzerrers 11a berücksichtigt ist (vgl0 unten).
Der Arbeitspunkt des invertierenden Verstärkers V „
ist durch den Widerstand R1O so bestimmt, daß seine Ausgangsruhespannung
U1Of) auf einem festen Potential von z.
B. V liegt. Der invertierende Verstärker V1 „ kann also
nur die positiven Impulse des Signals U11 auswerten, aus
denen er an seinem Ausgang negative Impulse U „ (vglo Fig.
11c) gewinnt, die über einen Kondensator C ς und zwei Dioden
D und D2 an einem Kondensator Cg eine negative
Spannung Ug (vgl. Fig. 11d) bzw. (in Fig. 7) IVa aufbauen.
Die Spannung U1/-, deren Wert also durch den Widerstand
Rg bestimmt ist, ist das gewünschte Stellsignal, das die Stellwiderstände R0 in den beiden Entzerrerfiltern
11 1 und 112 sowie den Stellwiderstand R„Q in der Überlappungskompensationseinrichtung
125 betätigt, wobei zweckmäßigerweise alle Stellwiderstände Feldeffekttransistoren
sind.
Das regelungstechnische Prinzipschaltbild der Regeleinrichtungseinheit
13a hinsichtlich ihres Zusammenwirkens mit dem einstellbaren Entzerrer 11a ist in Fig. 10b dargestellt,
aus der die regelungstechnischen Funktionen der
einzelnen Baugruppen ohne weiteres entnehmbar sind.
Für einen Regelkreis mit einer Proportional-Regeleinrichtung
gilt allgemein (vgl. Merz, Grundkurs der Regelungstechnik, 196^, S. A/52 ff.) für eine Regelungszeit
t > 00 :
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TT S ο Z 5* Έ.
d ~ 1 + V .V V s ρ ρ
mit ζ = vor der Regelung auftretende Regelabweichung
U = nach der Regelung auftretende Regelabweichung
("bleibende" Regelabweichung)
V = Verstärkung der Regelstrecke
V = Verstärkung der Regeleinrichtungo
Wenn die Verstärkung V der Regeleinrichtung und damit des Verstärkers V groß wäre, würde nach obiger Formel
der Regelkreis dafür sogen, daß bei jeder Einstellung des Entzerrers die halbe Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz
am Ausgang des Entzerrers mit gleicher Amplitude
auftritt, da für V > oo U, >
0 wird.
1 ρ d
In Fig. 10c und 1Od ist jeweils die Amplitude der halben Taktfrequenz U als Funktion der Übertragungsstreckenabschnittslänge
dargestellt. Die durchgezogene Kurve beschreibt den Verlauf am Entzerrereingang, die gestrichelte
am Entzerrerausgang,
In Fig. 10c ist der Fall einer großen Verstärkung V gezeigt, d. h0, die Amplitude der halben Taktfrequenz ist
für jede Entzerrereinstellung gleich groß. Dies ist aber unerwünscht, weil erfindungsgemnß die Ubertragungseinheit,
bestehend aus Sendestufe des vorhergehenden Regenerativverstärkers, Übertragungsstreckenabschnitt und Entzerrer
eine Tiefpaßcharakteristik haben soll, deren (obere) Grenifrequenz
bei steigender Übertragungsstreckenabschnittslänge nach unten wandern soll, um das Nahnebensprechen besser
zu unterdrücken. Die Amplitude der halben Taktfrequenz
2098U/1787
" 53 - 2043H4
wird deshalb bei der Entzerrereinstellung auf große Ab
schnittslänge (beispielsweis
Entzerrerausgang erscheinen.
Entzerrerausgang erscheinen.
schnittslänge (beispielsweise 3 km) um U vermindert am
Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß die
Regeleinrichtung mit dem Verstärker V „ eine begrenzte,
geringe Verstärkung V hat. Damit wächst sein Proportionalbereich und die bleibende Regelabweichung U auf den
gewünschten Wert (Figo 1Od).
Die Spannung U1 am Ausgang des Operationsverstärkers
V . gelangt auch in einen digitalen Inverter V (als das nichtlineare Filter 135 in Fig. 7). Der Inverter
V hat eine bestimmte Schwelle, die in FLg, 11a eingezeichnet
ist. Aus Fig. 11a ist ferner ersichtlich, daß nur die unter der SchweLLe des Inverters V Liegende Anteile
des Signals U den Inverter V ansprechen las-
il 1 tw
sen, damit er ein Signal U abgibt, das sich aus schmalen
rechteckförmigen EinzeLimpulsen zusammensetzt. Diese
ICinze !impulse dienen zum Ansteuern oder Anstoßen des
nachfolgenden Zeitregenerierkreises, der durch die Taktgewirmungseiririchtung
i'fa und den Impuls former 15 gebildet
wird, und sind daher dl ο Anstoßirnpu L so. Im übrigen
entspricht die Spannung U dem Signal V in Fig, 3 und 7 ο
Neben der Einstellung des Arbeitspuuktss des Operationsverstärkers
V durch den Widerstand R „ gibt es eine zweite Möglichkeit, djosen Arbeite pitnk t zu besinfLusssen,
nämlich über Widerstünde 1! ( , R „ und eine Diode
U ,. dea Vorspannungskreises 1Ί2. Die Diode D ist über
eine erfindungsgemäß vorgesehene Vorbindungalei tiuig an
dtm Ausgang des Quarzfilters \h2 der Taktgewinnungsölnrichtung
1^a angeschlossen. Sobald das Ausgangssignal VII
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20A3H4
des Quarzfilters 1*12 einen bestimmten Wert überschreitet,
wird die Diode D leitend, so daß sich an einem Kondensator C _ (vgl. Fig. 10a) des Vorspannungskreises 132 eine
Spannung aufbaut, die negativer als die Schwelle (vgl0
Fig. 11a) des Inverters V _ isto Dadurch wird das Ausgangsruhepotential
U des Operationsverstärkers V positiver gemacht, so daß die negativen Impulsanteile der
Spannung U1 die Schwelle des nachgeschalte ten Inverters
V nur noch berühren oder überhaupt nicht mehr erreichen» Auf diese Weise werden die Anstoßimpulse des Ausgangssignals
U des Inverters V0 immer schmäler und verschwinden
zuletzt, wie man ohne weiteres aus Fig. 11a und 11b
bei Verschiebung von U nach oben erkennen kanno
Krfindungsgemäß ist in der Taktgewinnungseinrichtung
l^a dem Quarzfilter 1^2 ein auf die Einzelitnpulsfolge-
oder Taktfrequenz abgestimmtes aktives LC-Filter i4i vorgeschaltet.
Das LC-Filter 1*1-1 hat eine geringe Güte und
damit eine geringe Phasen:; teilheit, so daß es aus den vom
Inverter V _ abgegebenen Anstoßimpulsen V die Taktfrequenz aussiebt und deshalb diu die Funktion des Quarzfilters 1^2
in der eingangs beschriebenen Weise störenden Frequenzanteile
aus den Anstoüimpulsen V entfernt, also aus jedem
Aiistoßimpuls eine, wenn auch stark gedämpfte, sinusförmige
Schwingung VI erzeugt.
Die vom Ausgang des Quarzfilters 1^2 zur Diode D
des Vorspannurigskreises 13'- erfindungsgemäß führende Verbindungslöitutig
schließt also den vom Differentiator 131
über das nlch ti irioare Filter 135 und die Taktgewinnungseinrichtung
i4a mit dem I.C-Fi L ter 1Ή und dem Quarzfilter
1^2 verlaufenden Wirkungsweg, so daß ein zweiter Regelkreis
gebildet wird. Durch diesen zweiten Regelkreis wird
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über die Erfassung des Ausgangssignals der Taktgewinnungseinrichtung
1A die Breite der Anstoßimpulse V und damit
die Energie geregelt, die vom nichtlinearen Filter 135 der Regeleinrichtungseinheit 13& in die Taktgewinnungseinrichtung
1^a und den Zeitregenerierkreis eingespeist
wird. In den Zeitregenerierkreis wird daher im Gegensatz zur eingangs geschilderten, bekannten Steuerung (vgl. van
der Houwen, a. a. 0.) der Anstoßimpulse nur so viel Energie
eingespeist, wie zur Konstanthaltung der Amplitude des Ausgangssignals VII des Quarzfilters 142 erforderlich
ist. Die noch verbleibenden AmplitudenSchwankungen des Signals VII sind unwesentlich, da der dem Quarzfilter
ih2 nachgeschaltete Schmitt-Trigger 151 des Impulsformers
15 daraus das Rechtecksignal VIII gewinnt.
Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel des Zeitregenerierkreises,
bestehend aus der Taktgewinnungseinrichtung ika und dem Impulsformer 15t anhand von Fig. 12
und der in Fig. 3 abgebildeten zugehörigen Signale genauer beschrieben werden.
Die Anstoßimpulse des Signals V, die bereits die Komponente der Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz enthalten,
gelangen vom digitalen Inverter Vp in das aktive LC-Filter 1^1, das aus einem über einen Widerstand R
gegengekoppelten Operationsverstärker V besteht, dessen
Eingangswiderstand ein gedämpfter Serienresonanzkreis ist,
der einen Widerstand R ., einen Kondensator C?1 und eine
Induktivität L .. aufweist. Am Ausgang des Operationsverstärkers
V21 treten gedämpfte Schwingungen VI mit der
Eigenfrequenz 1/T auf, die der Taktfrequenz entspricht . (vgl. Fig. 3). Ein Vergleich der Signale V und VI zeigt,
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daß die gedämpften Schwingungen VI immer wieder durch die Anstoßimpulse des Signals V angeregt werden.
Die gedämpften Schwingungen VI gelangen auf den Eingang eines zweiten (über einen Widerstand βρς) gegengekoppelten
Operationsverstärker V_2, der als Eingangewiderstand
einen Quarz Q enthält, der in Serienresonanz betrieben
wird. Der Operationsverstärker V22 bildet mit seiner
Schaltung das Quarzfilter 1*f2. Am Ausgang des Operationsverstärkers
V22 entsteht die Spannung VII, die eine
nahezu gleichförmige Sinusspannung mit der Frequenz l/T,
also der Einzelimpulsfolge- oder Taktfrequenz ist.
Das Signal VII gelangt einerseits in den Vorspannungskreis 132, wie bereits erwähnt wurde, und andererseits
in den Schmitt-Trigger 151 t der in Fig. 12 zusammengesetzt ist aus zwei Nicht-Gliedern V und V . und Widerständen
R2g und Rp7# ^®r Schmitt-Trigger 151 gewinnt aus
dem Signal VII das Rechtecksignal VIII (vgl. Fig. 3).
Das Signal VIII gelangt auf den Eingang des Differenzierglieds 152, das aus einem Operationsverstärker
V' _, dessen Rückkopplungswider stand R2q und einem Eingangskondensator
C„2 besteht. Ein Widerstand R2Q sorgt
dafür, daß der Ausgang des Differenzierglieds 152 im
Ruhezustand 0 V zeigt. Das hat den Vorteil, daß das Bifferenzierglied
152 nur die abfallenden Flanken des Signals VIII auswerten und daraus das Zeitfenstersignal IX
mit positiven Einzelimpulsen gewinnen kann. Das Zeitfenstersignal
IX wird in den Regenerator 16 (vgl. Fig. 7 und 13) eingespeist.
Fig. 13 zeigt schließlich ein Ausführungebeispiel
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des Amplitudenregenerierkreises 12a in Verbindung mit
dem Regenerator 16 des erfindungsgemäß verwendeten Regenerati
wer stärker s .
Das Entzerrerausgangssignal III (vgl. Fig. 3) wird
über einen erfindungsgemäß vorgesehenen Hochpaß 121 aus
einem Kondensator C und einem Widerstand R^1 in den
Eingang der Vorstufe 122 eingespeist, die einen über einen Widerstand R„„ gegengekoppelten, zur Summation dienenden
Operationsverstärker V^1 hat.
Der gegengekoppelte Operationsverstärker V ist gleichspannungsmäßig als nicht invertierender Verstärker
mit dem Verstärkungsfaktor Eins für seine Triggerschwellenspannung,
die gleich der des nachgeschalteten Entscheiders 123 in Form eines Operationsverstärkers V_„ ist, ausgeLegt.
Wenn (theoretisch) kein Signal am Operationsverstärker
V„ anliegt, erscheint daher an seinem Ausgang die Schwellenspannung. Dieser Ausgang liegt also auf demselben
Potential wie die Schwelle des nachgeschalteten Operationsverstärkers V„„. Wenn die Operationsverstärker
V und V„ identische Verstärker oder Inverter sind, haben
das Ausgangspotential der Vorstufe 122 und die Ein-,
gangsschwelle des Entscheiders 123 denselben Temperaturgang,
so daß der Arbeitspunkt der Vorstufe 122 in Übereinstimmung mit der Schwelle des Entscheiders 123 stabil
gehalten wird.
Diese vorstehenden Überlegungen sind jedoch nur unter der Voraussetzung richtig, daß die Vorstufe 122 gleichstrommäßig
vom Entzerrer 11a des betreffenden Regenerativ-
verstärkerβ getrennt*ist· Andernfalls würde durch Gleich
strompotentialstörungen der Arbeitspunkt der Vorstufe schwanken.
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Die erwünschte galvanische Trennung wird erfindungsgemäß
durch den Hochpaß 121, also unmittelbar vor der Vorstufe 122 vorgenommen.
Würde eine zusätzliche galvanische Trennung bereits in oder vor dem Entzerrer 11a vorgenommen werden, so hätte
das den Nachteil der Einführung einer weiteren schwer definierbaren Zeitkonstanten in den Regeneratiwerstärker»
Diese Schwierigkeit wird jedoch erfindungsgemäß durch den ^ nach dem Entzerrer 11a angeordneten Hochpaß 121 überwunden,
da der Entzerrer 11a in galvanischer Kopplung realisiert werden kann.
Auf diese Weise brauchen nur die unerläßlichen Zeitkonstanten des Ausgangsübertragers des in Übertragungsrichtung
vorhergehenden Regenerativverstärkers und des Eingangsübertragers des betreffenden Regenerati werstärkers
berücksichtigt zu werden.
Der Hochpaß 121 erlaubt ferner eine Vermeidung der bei der Fixierung der Zeitkonstanten der Übertrager 18
und 10 des bekannten Regeneratiwerstärkers auftretenden
ψ Schwierigkeiten· Erfindungsgemäß werden nämlich die Zeit*
konstanten der Übertrager 10 und 18 so groß wie möglich gewählt, während die Zeitkonstante des Hochpasses 121 klein
gegen die dieser Übertrager ist und allein bei der Gleichstromrückgewinnung berücksichtigt wird. Dieses Vorgehen
ist korrekt, da der Hochpaß 121 im Regeneratiwerstärker
genau dAmensionierbar ist, und erhöht die Sicherheit des
Regeneratiwerstärkers gegen niederfrequente Störungen·
Ein weiterer Vorteil das Hochpasses 121 zeift «ich, wenn man die angewendete Gleichstromrückgewinnung be-
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trachtet. ¥ie schon erläutert wurde, wird dabei das regenerierte Digitaleignal am Ausgang des Regenerators 16
über das Filter 124 mur Gleichstromrückgewinnung der vor
dem Entscheider 123 angeordneten Vorstufe 122 zugeführt. Diese Gleichstromrückgewinnung arbeitet dann einwandfrei,
wenn jeder Einzelimpuls am Ausgang des Regenerators 16
richtig erkannt erscheint. Tritt jedoch infolge einer Störung ein Fehler auf, so bewirkt dieser Fehler ein falsches
Signal vom Filter 1J24» welches dem Eingang der Vorstufe
122 zugeführt wird und die Erkennungswahrscheinlichkeit für die folgenden Einzelimpulse verschlechterte Während
der Zeit, in der ein solches falsches Signal wirksam ist, muß also mit einer verringerten Störsicherheit
des Regener a ti wer stärkere gerechnet werden· Diese Zeit wird aber bestimmt durch die Zeitkonstante des Filters
12k und diese wiederum durch die Zeitkonstante des Hochpasses
121. Deshalb ist es günstig, die Zeitkonstante des Hochpasses 121 möglichst klein zu wählen, wie von der Erfindung
vorgesehen ist.
Ein ähnliches Vorgehen ist im erfindungsgemäßen Regenerati wer stärker angewendet, um die vorhersehbare Überlappung
ip der Einzelimpulse des Digitalsignals zu kompensieren.
Auch in diesem Fall muß damit gerechnet werden, daß ein falsch erkannter Impuls ein fehlerhaftes Kompensationssignal
mit sich bringt, das für den folgenden Impuls die Erkennungswahrseheinlichkeit verringert und auf
diese Weise zusammen mit äußeren Störungen weitere Fehler mit sich bringen kann. Deshalb sollte für den Fall, daß
mit großen Störungen gerechnet werden muß, also z. B. in
der Nähe der Endstellen, die Überlappungskompensation nicht angewandt werden. In diesem Fall wird man den Übertragungsstreckenabschnitt
kurz halten« Deshalb wird, wie
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schon erläutert, die Charakteristik des einstellbaren Entzerrers
11b erfindungsgemäß so geregelt, daß nach der Überbrückung eines kurzen Streckenabschnitts keine Überlappung
benachbarter Impulse auftritt. Eine Kompensation dieser Überlappung ist dann auch nicht erforderlich und
wird nicht durchgeführt.
Die Vorstufe 122, der Hochpaß 121, die Überlappungskompensationseinrichtung
125 und das Filter zur Gleich-
fe stromrückgewinnung 124 bilden im AusfUhrungsbeispiel der
Erfindung eine Einheit, deren zentraler Teil der Operationsverstärker
V ist. Der Operationsverstärker V ist - wie erwähnt - als Summationsverstärker ausgeführt, mit
dem festen Rückkopplungswiderstand R„2 und einem Summationspunkt
S, an dem drei Signale erfindungsgemäß über entsprechende Bewertungsnetzwerke anliegen„ Das Bewertungsnetzwerk
für das entzerrte Digitalsignal VII ist der Hochpaß 121. Das Bewertungsnetzwerk für das (invertierte)
regenerierte Digitalsignal XIII ist das als Tiefpaß wirkende Filter 151 zur Gleichstromrückgewinnung. Wenn diese
beiden Bewertungsnetzwerke mit gleicher Zeitkonstante verwirklicht werden, ist eine gute Gleichstromrückgewinnung
ψ erreicht. Zur Kompensation der vorhersehbaren Überlappung
i„ der Einzelimpulse des Digitalsignals ist das regenerierte
Digitalsignal XIII über ein Bewertungsnetzwerk in Form der Überlappungskompensationseinrichtung 125 auf dem
Summationspunkt S geführt.
In der Überlappungskompensationseinrichtung 125 wird
das Überlappungs-Kompensationssignal aus dem regenerierten Signal XIII am Ausgang des Regenerators 16 über ein einfaches
Filter, bestehend aus einem Widerstand R^o und einem
Stell- oder Regelwiderstand R.», abgeleitet. Der Stellwi-
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derstand R„Q wird durch das Stellsignal in Form der Spannung
U1^ vom Stellsignalkreis 13^ verstellt, wobei der
Widerstand R„Q zweckmäßigerweise ein Feldeffekttransistor
ist, in dessen Steuerelektrode die Spannung Uw- eingespeist
wird.
Erfindungsgemäß wird also automatisch eine Kompensation
der Überlappung benachbarter Einzelimpulse des Digitalsignals
nur dann ausgelöst, wenn der von derselben Spannung U £ hinsichtlich seiner beiden Stellwiderstände R„
gesteuerte Entzerrer 11a (vgl. Fig. 8a) zusammen mit den übrigen Stufen der Übertragungseinheit entsprechend der
Länge des betreffenden Übertragungsstreckenabschnitts als Tiefpaß wirkt, der eine Überlappung der Einzelimpulse verursacht
(vgl. die obigen ausführlichen Erläuterungen),
In Fig. 13 ist der Regenerator 16, der allgemein eine
bistabile Kippstufe sein kann, ein JK-Flipflop mit den
Steuereingängen J und K, einem Takteingang cp und Ausgängen q und q. Das regenerierte Digitalsignal XIII tritt
am Ausgang q des Regenerators 16 aufo
An den Ausgang q ist das Filter 151 zur Gleichstrom-Rückgewinnung angeschlossen, das aus dem Invertierten regenerierten
Digitalsignal über zwei Widerstände R„(. und
Ro/: sowie einen Kondensator C__ das Gleichstromrilckgewin-3«
32
nungs-Kompeneationesignal XI gewinnt. Durch das Gleichstromrückgewinnungs-Kompensationesignal
XI werden dem Digitaleignal diejenigen niedrigen Frequenzanteile zugesetzt,
die ihm vorher durch die Übertrager und den Hochpaß 121 verlorengegangen sind.
Ein praktisch erprobtes Ausführungsbeispiel des er-
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findungsgemäß verwendeten Regeneratiwerstärkera, von Fig.
7a ist, mit Ausnahme des Senders in der Stufe 17, komplett mit digitalen TTL-Schaltkreisen ausgeführt, die aber zum
großen Teil lineare Funktionen ausführen. Dies wird erfindungsgemäß
dadurch erreicht, daß z. B0 ein digitaler Inverter (i/6 Hexinverter, z. B0 74LO4 der Firma Texas
Instruments) nach Art der bekannten Schaltungen (vgl. z, Bo W. 5$chaufelberger, Operationsverstärker und ihre ^chaltungstechnik,
Firma Kontron, München-Feldmoching) mit fc Operationsverstärkern gegengekoppelt ist, wobei berücksichtigt
ist, daß nur der (vorhandene) invertierende Eingang benutzbar und der (nicht vorhandene) nicht invertierende
Eingang an eine Spannung gelegt ist, die der digitalen Triggerschwelle (ca. 1,4 V) entspricht. Man muß
auch berücksichtigen, daß diese Verstärker keine "idealen" Operationsverstärker sind, wenn man z. B, Eingangs- und
Ausgangswiderstand und die geringe offene Verstärkung betrachtet.
Aber gerade zur Anwendung in Regenerativverstärkern,
wo es auf Geschwindigkeit bei gleichzeitig geringster
Leistungsaufnahme ankommt, sind sie sehr geeignet, insbesondere, wenn man Schaltkreise mit niedriger Leistungsaufnahme
(Low Power TTL-Schaltkreise) benutzt.
Ein derartiger Regeneratiwerstärker wurde erfolgreich
für symmetrische, paplerisolierte Leitung von 0,6 mm 0 bei Binärcode und einer Einzelimpuls- oder Taktfrequenz
von 2,0^8 Mbit/sec betrieben.
In Fig. ]k ist ein Ausführungsbeispiei des erfindungsgemäß
verwendeten Regeneratiwerstärkers für die Ver-r
arbeitung von im Bipolarcode (vgl. Figo 1b) codierten Digitalsignalen abgebildet= Dieses Ausführungsbeispiel weist
große Ähnlichkeit mit dem Ausfuhrungsbeispiel von Fig.
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auf, das - wie bereits gesagt - ein AusfUhrungsbeispiel
des erfindungsgemäß verwendeten Regeneratiwerstärkers für
im Binärcode (vgl0 Fig. 1a) codierte Digitaleignale darstellt.
An verschiedenen Punkten des Ausführungsbeispiels
von Fig. 14 auftretende Signale sind in Fig. 15 gezeigt.
Schaltungsstufen des Ausführungsbeispiels von Figo
1^, die mit Stufen des AusfUhrungsbeispiels von Fig. 7
identisch sind, haben dasselbe Bezugszeichen wie in FIg0
erhalten (mit einem Zusatz "a" bzw, "b" für die verschiedenen
Vorzeichen des Bipolarsignals), so daß insoweit auf eine Erläuterung dieser Stufen verzichtet werden kann. Ein
Strich am Bezugszeichen deutet eine (erklärte) Abweichung an« Ähnlich sind Signale an dem Ausführungsbeispiel von
Fig. 7 gleichliegenden Punkten des Ausführungsbeispiels von Fig. 14 mit derselben römischen Bezugszahl und einem
zusätzlichen Strich versehen.
Da ein im Bipolarcode codiertes Digitalsignal ein ternäres Signal ist, also in ihm theoretisch drei verschiedene
Zustände gegenüber nur zwei verschiedenen Zuständen von im Binärcode codierten Digitalsignalen auftreten, ergibt
sich im wesentlichen eine Verdoppelung der Stufen des Amplitudenregenerierkreises 12a, wie Fig. ΛΗ zu entnehmen
ist.
Ein Vergleich von Fig, 14 mit Fige 7 zeigt ferner,
daß gegenüber Fig. 7 das Filter zur Gleichstromrückgewinnung 12*1 und der Hochpaß 121 weggefallen sind, da - wie
eingangs erwähnt - im Bipolarcode codierte Digitaleignale gleichstromfrei sind. Allerdings können die beiden zuletzt
genannten Stufen dann vorgesehen werden, wenn eine erhöhte Sicherheit gegenüber niederfrequenten Störungen erzielt
werden soll.
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■ 6k " 2CU3U4
Außerdem ist gegenüber Fig. 7 eine Trennung von Sender und Sendetiefpaßfilter erfolgt, da das regenerierte
Bipolar-Digitalsignal erst im Ausgangsübertrager I81 zusammengesetzt
wird. An den Ausgangsübertrager I81 ist das
Sendetiefpaßfilter 17c angeschlossen, das unmittelbar zum
nächsten Übertragungsstreckenabschnitt führt.
Die Regeleinrichtungseinheit 13a1 von Fig. 1 ^* unterscheidet
sich von der Regeleinrichtungseinheit 13a gemäß fc Fig. 7 lediglich dadurch, daß anstelle des Differentiators
131 ein Pegelschieber 131« vorhanden ist. Eine Differentiation
zur Umcodierung des Ausgangssignals des Entzerrers
11a ist nämlich nicht notwendig, da dieses Ausgangssignal bei im Bipolarcode codierten Digitalsignal sein Leistungsspektrumsmaximum
bereits bei der halben Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz
hat.
Der Pegelschieber 13I1 bewirkt auf dieselbe Weise wie
der Differentiator 131 in Fig. 7 zusammen mit dem nichtlinearen Filter 135 eine Veränderung der Breite der Anstoßimpulse
für den Zeitregenerierkreis. Der Stellsignalkreis 13^ ist in diesem Fall direkt an den Ausgang des
ψ Entzerrers 11a angeschlossen. Dies ist möglich, weil der
Pegelschieber 1311 ohnehin keine Umcodierung vornimmt.
Der Pegelschieber 131· kann ähnlich dem Differentiator
131 gemäß Fig. 10a aufgebaut sein, wobei jedoch anstelle
des Kondensators C ein ohm1scher Widerstand vorgesehen
ist.
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Claims (1)
- " 65 "■ 20A3HAPatentansprüche1. Digitale Übertragungsstrecke zur Übertragung von Digitalsignalen, mit zwischen den einzelnen Übertragungsstreckenabschnitten angeordneten Regenerativverstärkern für die Regeneration der durch die Dämpfungsverzerrung des in Übertragungsrichtung jeweils unmittelbar vorher angeordneten Übertragungsstreckenabschnitts verzerrten und störungsbehafteten Digitalsignale, wobei die Regeneratiwerstärker für die ankommenden Digi talsignale jeweils einen diese entzerrenden Entzerrer haben, dessen Ausgang an einen aus den Einzelimpulsen des Ausgangssignals des Entzerrers bei Überschreiten einer positiven bzw. negativen Amplitudenschwelle Impulse entsprechend den Einzelimpulsen des ungestörten Digitalsignals erzeugenden Amplitudenregenerierkreis und an einen die Phasenfehler des Ausgangssignals des Entzerrers aufhebenden Zeitregenerierkreis angeschlossen ist, wobei beide Kreise einen Regenerator zur Abgabe des regenerierten Digitalsignals steuern, dadurch gekennzeichnet , daß der Entzerrer ("Ma) mindestens ein seinen Amplitudengang bestimmendes Stellglied hat, daß die Stellglieder an den Ausgang einer mit dem Ausgang des Entzerrers verbundenen ersten Regeleinrichtung (131» 1 3*H 13^') angeschlossen sind, die die Amplitude einer charakteristischen Frequenzkomponente des Ausgangssignals des Entzerrers erfaßt und die Stellglieder so steuert, daß der Amplitudengang des Entzerrers des jeweiligen Regenerativveretärkers die Dämpfungsverzerrung des vorhergehenden Übertragungsstreckenabschnitts kompensiert (Fig. 7J 1*0·2, Übertragungsstrecke nach Anspruch 1, dadurch ge-2098U/128720431Ukennzeichnet, daß die charakteristische Frequenzkomponente mit Ausnahme der Frequenz Null diejenige Frequenz des Digitalsignals ist, bei der das Leistungsspektrum des Digitalsignals ein Maximum hat.3. Übertragungsstrecke nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer (i1a) aus mehreren hintereinander geschalteten Entzerrerfiltern (111, 112) mit fester unterer Eckfrequenz besteht, von der ab eine Hochpaßcharakteristik beginnt, deren obere Eckfrequenz, die das Hochpaßverhalten nicht weiter ansteigen läßt, durch die Stellglieder variierbar ist (Fig. 7).k. Übertragungastrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei am Ausgang des Regenerators jedes Regenerativverstärkers ein Sendetiefpaßfilter vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die n-te Übertragungseinheit (n ganzzahlig), bestehend aus dem Sendetiefpaßfilter (17) des η-ten Regeneratiwerstärkers, dem (n+i)-ten ÜbertragungsStreckenabschnitt und dem Entzerrer (i1a) des (n+i)-ten Regeneratiwerstärkers, eine Tiefpaßcharakteristik hat, deren obere Grenzfrequenz mit abnehmender Amplitude der charakteristischen Frequenzkomponente des Eingangssignals des Entzerrers, d. h. mit wachsender Länge des (n+i)-ten Übertragungsstreckenabschnitts, durch die Stellglieder des Entzerrers nach unten verschiebbar ist (Fig. 2a, 7)05. Übertragungsstrecke nach Anspruch ht dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer (i1a) zwei Entzerrerfilter (111, 112) hat, die jeweils einen Operationsverstärker (V , V2) enthalten, denen Je ein Stellwiderstand (RQ)2098U/12872043U4als Stellglied vorgeschaltet ist, daß das erste Entzerrerfilter (111) ein Hochpaßverhalten mit konstantem Amplitudengang ab einer variablen oberen Eckfrequenz Cf11» f12i f..„) zeigt, wobei gleichzeitig die Grundverstärkung verschiebbar ist (Fig. 8c), und daß das zweite Entzerrerfilter (112) ein Hochpaßverhalten rait einer ähnlich veränderlichen oberen Eckfrequenz (f ', ^12'» ^o') und einer festen Grenzfrequenz (f^1) (Fig. 8d) aufweist, ab der der Amplitudengang abfällt (Fig. 7, 8a).6. Übertragungsstrecke nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Stellwiderstände (R0) jeweils dem invertierenden Eingang der Operationsverstärker (V1, V ) l vorgeschaltet sind (Fig. 8a)07. Übertragungsstrecke nach den Ansprüchen 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Stellwiderstände (Rq) Feldeffekttransistoren sind, deren Steuerelektrode mit der ersten Regeleinrichtung (13*0 verbunden ist (Fig. 7» 8a).8. Übertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkung der eine Proportionalregelung vornehmenden ersten Regeleinrichtung (13*0 so gewählt ist, daß für die Amplitude der charakteristischen Frequenzkomponente des Ausgangssignals des Entzerrers (i1a) eine bleibende Regelabweichuung (U,) auftritt (Fig. 10b, 1Od). U*»9. Übertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Regel-2098U/128720431Ueinrichtung (132O einen Operationsverstärker (V1 Ί) hat, von dem zur Sollwerteinstellung der invertierende Eingang über einen Widerstand (jR „) geerdet und der nicht invertierende Eingang an eine Referenzspannungsquelle angeschlossen ist (Fig. 10a, 10b, 1Od).10. Übertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Digitalsignal im Binärcode codiert ist, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen den Ausgang des Entzerrers (i1a) und einen Stellsignalkreis (13Ό der ersten Regeleinrichtung ein erster Differentiator (131) geschaltet ist, und daß die charakteristische Frequenzkomponente die halbe Einzelimpulsfolge- oder Taktfrequenz des Digitalsignals ist (Fig. 4c, 7).11. tJbertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche j wobei die Ankopplung jedes Übertragungsstreckenabschnitts an die beiden zugehörigen Regenerativverstärker durch Übertrager vorgenommen ist, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen dem Entzerrer (i1a) und dem Amplitudenregenerierkreis (12) ein Hochpaß (121) liegt, dessen Zeitkonstante möglichst klein gegen die möglichst groß gewählte der Übertrager (10, 18) ist (Fig. 7).12. Übertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einer zum Amplitudenregenerierkreis jedes Regenerativverstärkere gehörenden, von dessen Regenerator zum Eingang des Amplitudenregenerierkreises zurückführenden Überlappungskompensationseinrichtung zur Kompensation des vorhersehbaren, an der Hinterflanke der2098U/1287- 69 - 20431UEinzelimpulse auftretenden Anteile der durch ein Tiefpaßverhalten der betreffenden Übertragungseinheit hervorgerufenen Überlappung von Einzelimpulsen des Ausgangssignals des Entzerrers, wobei die n-te Übertragungseinheit (n ganzzahlig) aus dem Sendetiefpaßfilter des η-ten Regenerativverstärkers, dem (n+i)-ten ÜbertragungsStreckenabschnitt und dem Entzerrer des (n+i)-ten Regenerativverstärkers besteht, dadurch gekennzeichne t , daß die Überlappungskompensationseinrichtung (125) ein Überlappungs-Stellglied aufweist, das ebenfalls an die erste Regeleinrichtung (13^) angeschlossen und so steuerbar ist, daß die Überlappungskompensationseinrichtung erst bei Abfall der Amplitude der charakteristischen Frequenzkomponente des Eingangssignals des Entzerrers ("Ma), d. he mit wachsender Länge des (n+i)-ten Übertragungsstreckenabschnitts, auf einen bestimmten Wert betätigbar ist (Fig. 7)c13· Übertragungsstrecke nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Überlappungs-Stellglied ein Stellwiderstand (R„o) in Form eines Feldeffekttransistors ist, dessen Steuerelektrode mit der ersten Regeleinrichtung (13*0 verbunden ist (Fig. 7, 13).1^. Übertragungsstrecke nach einem df er vorhergehenden Ansprüche, wobei die n-te Übertragungseinheit (n ganzzahlig) aus dem Sendetiefpaßfilter des η-ten Regenerativverstärkers, dem (n+i)-ten Übertragungsstreckenabschnitfc und dem Entzerrer des (n+i)-ten Regeneratiwerstärkers besteht, gekennzeichne t durch einen die niedrigen stärker als die hohen Frequenzen verzögernden Laufzeitverzerrer (20) für eine solche asymmetrische For-2098U/128720A3U4mung der Einzelimpulse des Ausgangssignals des Entzerrers (i1a), daß der vorhersehbare, an der Hinterflanke der Einzelimpulse auftretende Anteil (i2) der durch ein Tiefpaßverhalten der betreffenden Übertragungseinheit hervorgerufenen Überlappung zugunsten des nicht vorhersehbaren, an der Vorderflanke der Einzelimpulse auftretenden Anteils (I1) erhöht wird (Fig. 5f, 7),15· Übertragungsstrecke nach Anspruch 1^, dadurch ge- ψ kennzeichnet, daß der Laufzeitverzerrer mindestens teilweise durch die Eigenschaften des vorhergehenden Übertragungsstreckenabschnitts gebildet ist (Fig. 5g» 5h).16. Übertragungsstrecke nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Zeitregenerierkreis jedes Regenerativverstärkers aus einer auf die Takt- oder Einzelimpulsfolgefrequenz abgestimmten Taktgewinnungseinrichtung und einem nachgeschalteten Impulsformer besteht, und wobeider Ausgang des Entzerrers mit dem Eingang der Taktgewinnungseinrichtung über ein nichtlineares Filter verbunden ist, das aus dem Ausgangssignal des Entzerrers Anstoß- L· impulse für die Taktgewinnungseinrichtung erzeugt, dadurch gekennzeichnet , daß der Ausgang der Taktgewinnungseinrichtung (i4a) über eine zweite Regeleinrichtung (132, 131} 1321, 131') zum nichtlinearen Filter (135) rückgeführt ist (Fig. 7, 1*0.17. Übertragungsstrecke nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß durch die zweite Regeleinrichtung (135) der Einsatzpunkt der Nichtlinearität des nichtlinearen Filters (135) und damit die Breite der Anstoßimpulse (v) so steuerbar ist, daß die Energie der Anstoß-2098U/12872CM31A4impulse gerade ausreicht, das Ausgangssignal (VIl) der Taktgewinnungseinrichtung (i^a) im wesentlichen konstant zu halten (Fig. 3, 7).18. Übertragungsstrecke nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß das nichtlineare Filter (135) ein digitaler Inverter (V12) ist, dessen Schwelle durch die zweite Regeleinrichtung (132, 131 ) verschiebbar ist (Fig. 7, 10a).19« Übertragungsstrecke nach Anspruch 18, wobei ein Meßwerturaformer den Ausgang des Entzerrers mit dem Eingang des nichtlinearen Filters verbindet, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Regeleinrichtung einen zwischen den Ausgang der Taktgewinnungseinrichtung (i^+a) und einen Eingang des Meßwertumformers (131) geschalteten Vorspannungskreis (132) hat, durch den der Arbeitspunkt eines zum Meßwertumformer (131) gehörenden Operationsverstärker (V11) einstellbar ist (Figo 10a).20. Übertragungsstrecke nach Anspruch 19* wobei das Digitalsignal im Binärcode codiert ist, dadurch gekennzeichnet ι daß der Meßwertumformer in an sich bekannter Weise ein zweiter Differentiator (131) ist (Fig. 7).21. Übertragungsstrecke nach Anspruch 10 und 20, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Differentiator (131) zusammenfallen (Fig. 7).22. Übertragungsstrecke nach Anspruch 19» wobei das Digitalsignal im Bipolarcode codiert ist, dadurch g e -2098U/128720431Uk e η η ζ ο i c Ii π e t j daß dor Messwertumformer ein Pegelschieber ( 1 Ί 1 ' ) ist (riß. lh).23. tibortraguiigsstreeke nach einem dnr Ansprüche 1< > bis 22, Λ\ίπ1)(!ϊ dio Taktgewi iirmn[;seinri cli t tmg ein auf die Takt- odei Ei π? el iinpu 1 sfol <;ei"requenz; dos Di gi t al si gnals abgestimmte.« Quarzl'dJier aufwoist, dadurch g e k e η η ζ e d c Ii η o. 1 , daß in dor Taktgewiminn/vsei nri chtuiiß (i^a) dem liuarzfiHej· (lh?) oin ani die Takt- oder Einzoldinj)ul si Olf.el'requeir/ des Di ^i tal si ßiial s abfjesi immtes LC-Filter (i'n) mi i (;eriiif;er (Jiite- vorgpscha] tnt ist (Fiß. ?).trei-ho. juich eiiKini der Ansprüche h bis ,'?3, dadurcli ß<;l< onn^ed chiiet, da < die Opern tionsverstärker dißiinln Vei'knüplnnßsßl i oder sind, die nach der Λι-t der bekam) ten S dial tunken mit Operationsverstärkern entsprechende (Jef.cnkopplun^snetzwerke aui A/ei sen..'?3< Ül)ei'trnßiiii/;HRtrecke nach Anspruch 2^5 dadurch ßekennzei ohne i , dal! die digitalen Verlcniipftuißsfjlieder inte- l'vi ei't sind und gelinge Leistungsaufnahme enisiirochend einer Low-Power-TTL-Serie haben.B^>. iJbeiti'agungsst recke nach Aiisi)ruch 2k oder 2'5| wobei für jeden Hegenerat i vvers türker der Anipl i tudonregenerierkreis einon einen Srliwel 1 enwei t 7eigenden I/iitscheider und der Jmpulsformel des Zeitiegeneriorkreises einen Schmitt-Trigger hat, dadurch gekennzeichnet, daf3 der Entscheide!· (12U), das iii chtlirieare FiI ter (1Ί5) "«id der Schmi tt-Tj'i gger (151) aus digitalen Verknüpfungsgliedern aufgebaut sind, und daß deren Triggerschwelle als Referenzspannung diente2098U/1787ORIGINAL INSPECTED
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