DE2021331C3 - Low noise, linear transistor amplifier - Google Patents

Description

liegt, die aus der hochfrequeriien Seaensehattung der Baas-Ernitterstrecke efhes weiteren Transi stors (Γ2) oder disc hoehfrequenten Serienschaltung der Basis-Enufterstrecken mehrerer weiterer Transistoren(Γ2,73) und eines Gegenkopplungswiderstandes (R) derart besteht, daß der Enutterwechselstrom jedes Transistors des Verstärkers nahezu gleich dem Basiswechselstrom des jeweils nachfolgenden Transistors ist, und je zwei aufeinanderfolgende Transistorstufen so miteinander verbunden sind, daß der Basisgleichstrom des jeweils nachfolgenden Transistors kein Bestandteil des Emittergleichstroms des jeweils vorhergehenden Transistors (Fig. 8) oder nur ein Teil des Emittergleichstroms des jeweils vorhergehenden Transistors (Fig. S) ist oder neben dem Emittergleichstrom des jeweils vorhergehenden Transistors einen zusätzlichen Gleichstrom enthält (F i g. 6), und der Emittergleichstrom des jeweils nachfolgenden Transistors größer ist als der Emittergleichstrom des jeweils vorhergehenden Transistors. lies, which consists of the high-frequency sea line of the Baas-emitter path efhes further transistors (Γ2) or disc high-frequency series connection of the base-end lines of several further transistors (Γ2,73) and a negative feedback resistor (R) in such a way that the feed alternating current of each transistor of the amplifier is almost equal to the base alternating current of the respective following transistor, and two successive transistor stages are connected to each other in such a way that the base direct current of the respective following transistor is not a component of the emitter direct current of the respective preceding transistor (Fig. 8) or only part of the emitter direct current of the respective preceding transistor (Fig. S) or contains an additional direct current in addition to the direct emitter current of the respective preceding transistor (Fig. 6), and the direct emitter current of the respective subsequent transistor is greater than the direct emitter current of the respective preceding transistor rs.

2. Verstärker nach Anspruch I. dadurch gekennzeichnet, daß zwecks voneinander unabhängiger Einstellung der Arbeitspunkie der Transistoren die hochfrequente Emitterfolgerschaltung durch zusätzliche Widerstände und zusätzliche Kondensatoren ergänzt sind, wobei diese zusätzlichen Schaltelemente so gewählt und in der Schaltung so angeordnet sind, daß sie den hoehfrequenten Vorgang nicht wesentlich beeinflussen (Fig. S bis 8). 2. Amplifier according to claim I. characterized in that for the purpose of independent setting of the work points of the transistors, the high-frequency emitter follower circuit are supplemented by additional resistors and additional capacitors, these additional switching elements being chosen and arranged in the circuit so that they control the high-frequency process do not affect significantly (Fig. S to 8).

3. Verstärker nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollektor eines Transistors und der Basis des nachfolgenden Transistors ein zusätzlicher Widerstand liegt (Fig 6).3. Amplifier according to claim 2, characterized in that that between the collector of a transistor and the base of the following transistor there is an additional resistance (Fig 6).

4 Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Emitter eines Transistor (Anschluß Γ in Fig. 5) und dem nicht nut dem Ausgangstransistor verbundenen Ende des Gegenkopplungswiderstandes (Punkt 2' in 1 ig. 5) ein zusätzlicher Widerstand liegt.4 amplifier according to claim 2, characterized in that that between the emitter of a transistor (connection Γ in Fig. 5) and not nut the end of the negative feedback resistor connected to the output transistor (point 2 'in 1 ig. 5) there is an additional resistance.

5. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zusätzlichen Maßnahmen nach den Ansprüchen 3 und 4 gleichzeitig vorhanden sind (Fig 7.).5. Amplifier according to claim 2, characterized in that that the additional measures according to claims 3 and 4 exist at the same time are (Fig 7.).

6. Verstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Emitter eines Transistors und der Basis des nachfolgenden Transistors ein zusätzlicher Trennkondensator liegt (Fig. 8).6. Amplifier according to claim 5, characterized in that between the emitter of a transistor and the base of the following transistor is an additional isolating capacitor (Fig. 8).

7. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungswiderstand (Λ) so groß gewählt ist, daß seine Rauschspannung nahezu gleich der äquivalenten Rauschspannung der übrigen Rauschquellen ist. 7. Amplifier according to claim 1, characterized in that the negative feedback resistor (Λ) is chosen so large that its noise voltage is almost equal to the equivalent noise voltage of the other noise sources .

8. Verstärker nach Anspruch I, dadurch gekenn-8. Amplifier according to claim I, characterized

__T ing betrifft einen rauscharmen und linea-_ _T ing relates to a low-noise and linearity

_T Verstärker mit bipolaren Transistoren für Emp- _T amplifier with bipolar transistors for receiving

fanssantennen mii hohem innenwiderstand, wobei der ,Eingang des Verstärkers direkt an die Antenne angeschlossen ist. Die Antenne ist vorzugsweise eine kurze Stabantenne, deren Länge klein gegen die Wellenlänge ist. In Fig. I sind 1 und 2 die Anschlußpunkte desFanss antennas with high internal resistance, the input of the amplifier being connected directly to the antenna. The antenna is preferably a short rod antenna, the length of which is small compared to the wavelength. In Fig. I, 1 and 2 are the connection points of the

*o Verstärkers an die Antenne, die als Quelle Q mit Inner.vviderstand Z, schematisch gezeichnet ist.* o amplifier to the antenna, which is shown schematically as source Q with internal resistance Z.

Die Basis des Eingangstransistors 7", ist einer der Eingangsanschlüsse des Verstärkers und daher direkt mit dem Antennenanschluß 1 verbunden.The base of the input transistor 7 ″ is one of the input connections of the amplifier and is therefore direct connected to the antenna connector 1.

»5 In Jem Aufsatz von H. Meinke, Aktive Antennen, Nachrichtentechnische Zeitschrift, Bd. 19 (1966). S 697 bis 705. ist in Bild 3 ein Empfangsantennen-Verstärker mit einer Triode beschrieben, bei dem das Gitter der Triode direkt mit einer kurzen Stabantenne verbunden ist. Im gleichen Aufsatz ist auf S. 699, Sp. I unten, beschrieben, daß das aktive Element eine Kathodenfolgestufe sein kann, die an den Wellenwiderstand des anschließenden Ausgangskabcls angepaLit ist. In diesem Fall liegt in der Kathodenzuleitung»5 In Jem essay by H. Meinke, Active Antennas, Telecommunications Journal, Vol. 19 (1966). S. 697 to 705. in Figure 3 is a receiving antenna amplifier described with a triode, in which the grid of the triode directly with a short rod antenna connected is. In the same article it is described on p. 699, Col. I below, that the active element is a Cathode follower stage, which affects the characteristic impedance of the subsequent output cable is adapted. In this case lies in the cathode lead

ein Widerstand gleich dem Wellenwiderstand der Ausgangsleitung.a resistance equal to the characteristic impedance of the output line.

Es ist bekannt, daß man Triodenschaltungen auch mit Transistoren bauen kann. Ls ist also naheliegend, eine Stabantenne direkt mit der Basis eines bipolarenIt is known that triode circuits can also be used can build with transistors. Ls is therefore obvious, a rod antenna directly with the base of a bipolar

♦° Transistors zu verbinden und einen Widerstand wie in Fig. 3a in seine Emitterleitung zu legen. Da in breitbandigen Empfangsanteniien sehr viele verschiedene Sendefrequenzen empfangen werden, ist für solche Antennen die Linearität des Antennenverstärkers eine besonders wicht'ge Forderung. Es erscheint naheliegend, den Widerstand in der Emitterleitung als Gegenkopplungswiderstand zu verwenden, um die Linearität des Verstärkers zu erzeugen. Dabei müßte dieser Widerstand allerdings erheblich größer sein als der Wellenwiderstand eines Ausgangskabels nach der Vorveröffentlichung, wenn man auf diesem Wege ausreichende Linearität erzeugen wollte. In der Zeit schrift, Der Radio-Händler, 1936, Heft 25, S. 908 bis 910, ist in Abb. 1 ein aperiodischer, zweistufiger An- ♦ ° to connect the transistor and put a resistor as in Fig. 3a in its emitter line. Since a large number of different transmission frequencies are received in broadband reception antennas, the linearity of the antenna amplifier is a particularly important requirement for such antennas. It seems obvious to use the resistor in the emitter line as a negative feedback resistor to create the linearity of the amplifier. However, this resistance would have to be considerably greater than the characteristic impedance of an output cable according to the prior publication, if one wanted to generate sufficient linearity in this way. In the magazine, Der Radio-Händler, 1936, issue 25, pp. 908 to 910, Fig. 1 shows an aperiodic, two-stage approach

tennenverstärker mit Pentoden beschrieben. Die Ein gangspentode arbeitet als Kathodenbasisstufe, und di< Ausgangsleistung wird aus der Kathode entnommen Die zweite Verstärkerstufe ist eine Kathodenfolger schaltung. Die Eingangspentode besitzt keine Gegen antenna amplifier with pentodes described. The input pentode works as a cathode base stage, and the output power is taken from the cathode. The second amplifier stage is a cathode follower circuit. The entrance pentode has no counterpart

kopplung und starke Störsender werden durch ein Re sonanzfilter ausgeblendet, das jeweils auf den Stör sender abgestimmt wird.Coupling and strong jammers are masked out by a resonance filter that responds to the interference station is tuned.

Die US-PS 2 663 806 beschreibt die mögliche! Kombinationen von zwei Transistoren, bei denen jThe US-PS 2,663,806 describes the possible! Combinations of two transistors in which j

zwei Elektroden der beiden Transistoren direkt mit einander verbunden sind und die dadurch als Köm bination wie ein einzelner Transistor wirken. Formel für die Impedanzen und die Verstärkungsfaktoretwo electrodes of the two transistors are directly connected to each other and are thus called Köm act like a single transistor. Formula for the impedances and the gain factors

öad angegeben. In der Zeitschrift, International Jour- wenn der {^mkoppiuoeswidejstand * R mn «in P of Electronics, Bd. 28 (1970), S. 237 Ws 243 ist wesentüchcs Vielfaches grater isttflfc die .Größe l/£, eine der vorher genannten Kombinationen,beider die wobei S #e Steilheit des üansistors isfe ©a das leiden Kollektoren miteinander verbunden sind and Rauschen «faies Transistors, bezogen auf seifen «Einfer Emitter des ersten Transistors nat der Basis des β gangskreis, in der <arößej»OH}aöng des Rausehens zweiten Transistors verbunden ist (Darlington-Schal- ©j^es Widerstandes lf$_t liegt, istnaiso beiM*3dßsaniesr tang), berechnet und in einemZahlenbeispiel ffir diese Gegenkopplung das Rauschen des Gegenkopplungsjfombination in Abhängigkeit vom Lastwiderstand Widerstandes Λ ia der Sdudttmgder Fig. 3, wesentlich fmd vom Inne?widerstand der speisenden Quelle die größerals das Rauschen, des .Transistors Γ,- Die einimpedanzen und Verstärkungsfaktoren angegeben. io f_ach_e Gegenkopplungsschaltung der Fig. 3 ist also Hierbei wurden die für höhere Frequenzen entschei- entweder rauscharm ohne ausidqhende Gegenköppdenden Wirkungen der Bündwiderstände der Transi- hing oder linear dusch Gegenkopplung und dann mit stören vernachlässigt. hohem Rauschen behaftet. ^! öad specified. In the journal, International Jour- if the {^ mkoppiuoeswidejstand * R mn «in P of Electronics, Vol. 28 (1970), p. 237 Ws 243 is a substantial multiple larger is the size 1 / £, one of the combinations mentioned above , both of which the steepness of the transistor isfe © a the collectors are connected to each other and noise «faies transistor, related to the soapy emitter of the first transistor at the base of the β output circuit, in which <arsizej» OH} aöng des Outside the second transistor is connected (Darlington circuit- © j ^ es resistance lf $ _t is, isnaiso at M * 3dßsaniesr tang), calculated and in a numerical example for this negative feedback the noise of the negative feedback combination as a function of the load resistance resistance Λ ia the Sdudttmg of Fig. 3 , essentially fmd from the internal resistance of the feeding source which is greater than the noise, of the .transistor Γ, - the input impedances and amplification factors indicated. io f _ac h _e negative feedback circuit of Fig. 3 is so Here, were decisive for higher frequencies noise either go without ausidqhende Gegenköppdenden effects of Bündwiderstände the transis- or linear negative feedback and then neglected shower with disturb. afflicted with high noise. ^!

In der US-PS 2 995 712 ist in Fig. 1 eine Darling- Aufgabe der Erfindung ist es, eines; Verstärker zu ton-Schaltung angegeben, die in der Emitter-Zuld- «schaffen, der rauscharm ist und gleichzeitig ausrei· tung des zweiten Transistors mit einem Widerstand chende Linearität durch Gegenkopplung besitzt. iRl versehen ist, der als Gegenkopplungswiderstand' Diese Aufgabe wird,«rfindimgsgemäß dadurch gewirkeu kann, wenn er hinreichend groß ist löst, daft in den Emiöerleitung -des. Eingangstransi-In US Pat. No. 2,995,712, FIG. 1 is a Darling object of the invention is to provide one; Amplifier too ton circuit specified, which create in the emitter-Zuld- «which is low-noise and at the same time sufficient device of the second transistor with a resistor has corresponding linearity due to negative feedback. iRl is provided, which acts as a negative feedback resistor can, if it is sufficiently large, solve this in the Emiöerleitung -des. Entrance transit

Ein Empfangsantennen-Verstärker muß aber gleich- _stors eine hochfrequente, bei der Betriebsfrequenz zeitig rauscharm sein, um schwache Signale empfangen 20 wirksame Gegenkopplung liegt, die aus der hochfre_zu können. quenten Serienschaltung der Basis-EmitterstreckeBut a receiving antenna amplifier must at the same _s gate a high frequency, low noise time be at the operating frequency, receive weak signals is 20 effective negative feedback, _{to be} able from the hochfre. quenten series connection of the base-emitter path

Zur Einstellung minimalen Rauschens ist als erste eines weiteren Transistors Tl oder der hochfrequen-Maßnahme die Einstellung eines optimalen Arbeits- ten Serienschaltung der Basis-Emitterstrecken mehpunktes des Eingangstransistors erforderlich. In dem _rerer weiterer Transistoren TZ, Γ3 und eines GeAufsatz von J. Levine, High input impedance Iran- 25 genkopplungswiderstandes R derart besteht, daß der sistor circuits, Electronics, 2. Spetember I960, S. 50 Emitterwechselstrom jedes Transistors des Verstärbis 52. ist in Fig. 4b gezeigt, daß ein Transistor bei kers nahezu gleich dem Basiswechselstrom des jehochohmieer Impedanz der ihn speisenden Quelle pin _Weils nachfolgenden Transistors ist, und je zwei auf-Rauschminium für ungewöhnlich kleine Transistor- einanderfolgende Transistorstufen so miteinander ströme besitzt. Je größer der hinenwiderstand der 30 verbunden sind, daß der Basisgleichstrom des jeweils speisenden Quelle ist, dsto kleiner ist bei bipolaren nachfolgenden Transistors kein Bestandteil des Emit-Transistoren derjenige Transistorstrom, der kleinstes tergleichstroms des jeweils vorhergehenden Transi-Rauschen ergibt, d. h. größtes Signal-Rauschverhältnis _stors (Fig. 8) oder nur ein Teil des Emittergleicham Ausgang des Transistors erzeugt. Dies ist eine be- Stroms des jeweils vorhergehenden Transistors kannte Regel. In dem genannten Aufsatz von Lewine 35 (Fig. 5) ist oder neben dem Emittergleichstrom des ist ein Verstärker beschrieben, der keine Gegen- jeweils vorhergehenden Transistors einen zusätzlichen kopplung im Sinne der vorliegenden Erfindung besitzt. Gleichstrom enthält (Fig. 6) und der Emittergleichsondcrn zwecks Erzeugung einer besonders großen _strom jedes nachfolgenden Transistors größer ist als Eingangsimpedanz eine Rückkopplung, die in bekann- der Emittergleichstrom des jeweils vorhergehenden ter Weise die Nichtlinearität des Verstärkers vergrößert. 40 Transistors.To set minimal noise, the setting of an optimal working series connection of the base-emitter path multipoint of the input transistor is required as the first of a further transistor T1 or the high-frequency measure. In the _rere r further transistors TZ, Γ3 and an article by J. Levine, High input impedance Iran- 25 gene coupling resistance R exists in such a way that the sistor circuits, Electronics, September 2, 1960, p. 50 emitter alternating current of each transistor of the amplifier 52. 4B, that a transistor in kers almost equal to the base AC of the jehochohmieer impedance of the feeding him source pin _W is Eils subsequent transistor, and two on-Rauschminium successive to unusually small transistor-transistor stages streams so each has in Fig.. The larger the terminal resistance of the 30 connected is that the base direct current of the respective supplying source is, the smaller in the case of bipolar subsequent transistors, no component of the emit transistors is the transistor current which results in the smallest direct current of the preceding transi-noise, i.e. the largest signal-to-noise ratio _s tors (Fig. 8) or only part of the emitter is generated at the output of the transistor. This is a rule that is familiar to the current of the respective preceding transistor. In the above-mentioned article by Lewine 35 (FIG. 5), or in addition to the direct emitter current of the, an amplifier is described which has no counter-respectively preceding transistor an additional coupling within the meaning of the present invention. DC includes (Fig. 6) and the Emittergleichsondcrn the purpose of generating a particularly large _s trom each subsequent transistor input impedance is greater than a feedback, which increases the non-linearity of the amplifier in a known emitter direct current of the respective previous ter manner. 40 transistor.

Die in dieser Schaltung verwendeten Widerstände die- Als hochfrequente Emitterfolgeschaltungen im SinneThe resistors used in this circuit die- As high-frequency emitter follower circuits in the sense

nen zur Erzeugung einer Rückkopplungsspannung an der Erfindung werden Schultungen bezeichnet, deren dem Punkt, an dem sich der Widerstand Ry mit den Hochfrcquenzersatzbild durch Fig. 4a nut 2 bipolaren Emitterwiderständen Ab (S. 50, 3. Sp.) trifft. Diese Transistoren bzw. Fig. 1 mit 3 bipolaren transistoren Widerstände sind »o klein, daß ihre Rauschquellen das 45 dargestellt ist. Der Emittenvechsclstrom eines Tran-Gesamtrauschen des Verstärkers nicht beeinflussen, so sistors ist dann gleich oder im praktischen Fall nahezu <laß der Verfasser zwar ausführlich das Rauschen der gleich dem Basiswechselstrom des nachfolgenden Tranelektronischen Bauelemente behandelt, aber das Rau- sistors Die Schaltung kann in bekannter Weise für die sehen der Widerstände nicht erwähnt. Diesem Verstär- Gleichstromkreise zusätzliche Widerstände und Konker fehlt also gänzlich das Problem des VCstiirkcrs 50 den>,atoren enthalten.Nines for generating a feedback voltage on the invention are called training courses whose point at which the resistor Ry meets the high-frequency equivalent image through FIG. 4a only 2 bipolar emitter resistors Ab (p. 50, 3rd column). These transistors or FIG. 1 with 3 bipolar transistor resistors are »o small that their noise sources are shown. The emitter alternating current of a tran total noise of the amplifier does not influence, so the sistor is then the same or in the practical case almost < for seeing the resistors not mentioned. This amplifying direct current circuit, additional resistors and conkers, completely lacks the problem of the VC driver 50 which contains the transformers.

nach der Erfindung, nämlich die Rauscharmut in In wenigen Fällen ei hält man eine hinsichtlichaccording to the invention, namely the low noise in a few cases ei holds one with regard to

Gegenwart einer stark lienarisierenden und dann Rauschen und Lineanl.it brauchbare Verstärkermerklich rauschenden Gegenkopplung herzustellen, schaltung, wenn die \ ig I bzw Fig. 4a auch die /ar Untersuchung des Rauschens der üegenkopp- dleichstromschaltung darstellen und keine zusätzlichen lung sind in Fig. 3 die Rauschquellen der Schaltung 55 Widerstände und Kondensatoren sorhanden sind, eingezeichnet. /. ist die angeschlossene Antenne, Jedoih benötigt man fast immer emc /usä:/liche μ die Rauschquelle der Antenne. ///; und m in I ig. 3a Möglichkeit, die Arbeitspunkte. d. h. die tileichstrome die Rauschquellen eines bipolaren Transistors, wobei Jet 1 ransistorcn unabahngig voneinander einzustellen, die Rauschstromquelle in bei gegebenem Innenwider- Die» geschieht durch zusätzliche Widerstände nach stand Z₁ auch wie in Fig. 3b als in Serie geschaltete 60 pj_g 5 bis 7, gegebenenfalls mit zusätzlichen Trenn-Rauschspannungsquellen //_;Z, dargestellt werden kann. kondensatoren C wie in Fig. 8. Auch in diesem allge- UKIt ist die Rauschspannungsquelle des Gegenkopp- meineren Fall ist das hochfrequente Verhalten der lungswiderstandes R, die also unmittelbar im Eingangs- Schaltung weiterhin durch ein Hrsutzbiid nach H ig. I kreis in Serie zu den anderen Rauschquellen liegt. Mit oder Fig. 4a gegeben, wenn die zusätzlichen Schaltwachsendem Gegehkopplungswiderstand wächst unit ⁶S elemente so dimensioniert und angeordnet sind. da(3 und daher auch der Rauschbeitrag des Gegenkopp- sie am hochfrequenten Signalvorgang nicht wesentlich lungswiderstandes zum Gesamtrauschen. Eine wirk- beteiligt sind. D. h. sie sollen das Signal nicht wesentsame Gegenkopplung tritt bekanntlich nur dann ein, lieh verändern oder schwächen und keinen wesentlichenEstablish the presence of a strong lienarisierenden and then noise and Lineanl.it useful Verstärkermerklich rushing negative feedback circuit when the \ ig I or Fig. 4a also represent / ms analysis of the noise of üegenkopp- dleichstromschaltung and no additional development are shown in Fig. 3, Noise sources of the circuit 55 resistors and capacitors are provided, shown. /. is the connected antenna, Jedoih you almost always need emc / usä: / liche μ the noise source of the antenna. ///; and m in I ig. 3a possibility of the working points. ie tileichstrome the noise sources of a bipolar transistor, said Jet 1 ransistorcn unabahngig adjust each other, the noise current source takes place in a given internal resistance The "additional resistors to stand Z ₁ also in Fig. 3b as a series-connected 60 pj _g 5 to 7 , if necessary with additional separating noise voltage sources // _; Z, can be represented. Capacitors C as in Fig. 8. In this general case, too , the noise voltage source of the negative feedback is the high-frequency behavior of the processing resistor R, which therefore continues directly in the input circuit through a Hrsutzbiid according to H ig. I circle is in series with the other noise sources. Given with or Fig. 4a, if the additional switching increases as the counter-coupling resistance increases, unit ⁶ S elements are dimensioned and arranged. Because (3 and therefore also the noise contribution of the negative feedback - they do not significantly reduce the signaling resistance to the overall noise in the high-frequency signal process. One is actually involved. That is, they should only change or weaken the signal, as is well known, not essential negative feedback, and none essential

2^02 I 33 1
5 6 2 ^ 02 I 33 1
5 6

Beitrag zum Rauschen oder zur Gegenkopplung geben. Räuschen der elektronischen Schaltung nicht merklich Der zusätzliche Trennkondensator <T soll also so groß verschlechtern soll,Contribute to the noise or to the negative feedback. Noise from the electronic circuit is not noticeable The additional separating capacitor <T should therefore deteriorate so much that

sein, daß sein Blindwiderstand bei der Signalfrequenz ϊιτϊ Folgenden wird eine vorteilhafte Ausführungsklein ist gegen den Go>aintwiderstarid des Signalstrom- form der Erfindung besohrieben, bei der die Wahl kreises;--in' dem er liegt.''Er trennt-also nur Gleich- 5 geeigneter Arbeifspunkte'bci gegebenem Gegenkoppspannungen iri bekannter Weise.¹ Die in Fig. 5 bis 8 lungswiderstandR zu größtmöglicher Linearitäi führt, gezeichneten zusätzlichen Widerstände sind wesentlich Die hier abgeleitete' Regel isV allgcmem anwendbar auf größer gewählt als der zwischen ihren Anschlußstellen alle Schaltungen, die mindestens zwei bipolare Tranliegende Gesamtwiderstand der restlichen Schaltung sistoren in hochfrequenter Emitterfolgeschaltung bebei der Signalfrequenz. * ιό sitzen. In der hochfrequenten Ersatzschaltung nachbe that its reactance at the signal frequency ϊιτϊ the following is an advantageous embodiment small against the Go> aintwiderstarid of the signal current form of the invention, in which the electoral circle; - in 'which it is.''It separates - so only equal - 5 suitable working points for given negative feedback voltages in a known manner. ¹ The in Fig. 5 to 8 development resistance R leads to the greatest possible linearity, additional resistances drawn are essential The rule derived here is generally applicable to selected greater than that between their connection points all circuits that have at least two bipolar transistors total resistance of the remaining circuit sistors in high-frequency emitter follower circuit at the signal frequency. * ιό sit. In the high-frequency equivalent circuit after

Mit Hilfe der Fig. 4 wird bewiesen, daß der mehr- Fig. 1 oder 4a verteilt sich die Eingangsspannung des stufige hochfrequente Emitterfolger mit Gegenkopp- Verstärkers wie in einer Spannungsteilerschaltung auf lung in der Emitterzuleitung des Ausgangstransistors die einzelnen Basis-Emitterstrecken der Transistoren gleiche Linearität mit geringerem Rauschen bringt als und den Gegenkopplungswiderstand. Dann wird nordie einfachere Schaltung der Fig. 3. wenn der Emitter-15 malerweise mit wachsender Eingangsspannung einer strom des nachfolgenden Transistors größer ist als der der Transistoren als erster deutliche Nichtlinearität Emitterstrom des vorhergehenden Transistors. zeigen, während die anderen noch linear arbeiten.With the help of Fig. 4 it is proven that the more- Fig. 1 or 4a distributes the input voltage of the stepped high-frequency emitter follower with negative feedback amplifier as in a voltage divider circuit ment in the emitter lead of the output transistor, the individual base-emitter paths of the transistors brings the same linearity with less noise than and the negative feedback resistance. Then nordie simpler circuit of Fig. 3. If the emitter 15 times with increasing input voltage a current of the following transistor is greater than that of the transistors as the first significant non-linearity Emitter current of the previous transistor. while the others are still working linearly.

Fig. 4a zeigt neben dem Eingangstransistor T₁ einen Wenn man dann die Spannung an dem nichtlinear weiteren Transistor T₂ in hochfrequenter Emitterfolge. arbeitenden Transistor vermindert und an den anderen Der Gegenkopplungswiderstand R liegt in der Emitter- ao Transistoren entsprechend erhöht, kann man die Nichtzuleitung des T₂. Die Antenne als Quelle, dargestellt linearität des Verstärkers insgesamt vermindern. Die durch Z/. erscheint mit dem nachgeschalteten Tran- kleinste Nichtlinearität des Verstärkers tritt ein, wenn sistor an den Punkten Γ und 2' nach Fig. 4b in die Arbeitspunkte so gewählt werden, daß alle beteibekannter Weise als neue Quelle Q' mit einem Innen- !igten Transistoren mit wachsender Eingangsamplitude widerstand Zt', der wesentlich kleiner als Zi ist und as gleichzeitig nichtlinear werden. Dies ist identisch mit näherungsweise die Größe Ζ,-'/ί, hat. /^₁ ist die Strom- der Forderung, daß alle Transistoren den gleichen verstärkung des T₁ und bei geeigneter Wahl des Beitrag zur Nichtlinearität liefern.
Transistortyps auch bei den hier verwendeten, sehr In einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfin-In addition to the input transistor T _1, FIG. 4a shows a high-frequency emitter sequence if the voltage at the non-linear further transistor _{T 2 is then used.} The negative feedback resistance R lies in the emitter ao transistors correspondingly increased, one can prevent the non-supply of the T ₂ . The antenna as the source, shown diminish the linearity of the amplifier as a whole. The through Z /. appears with the downstream transit smallest non-linearity of the amplifier occurs when sistor 'are chosen according to Fig. 4b, in the operating points so that all BETEI known manner as a new source Q' at the points Γ and 2 with an internal temperate transistors! with increasing input amplitude resisted Zt ', which is much smaller than Zi and as become non-linear at the same time. This is identical to approximately the size Ζ, - '/ ί, has. / ^ ₁ is the current requirement that all transistors deliver the same gain of T ₁ and with a suitable choice of the contribution to the non-linearity.
Transistor type also used here, very In an advantageous embodiment of the invention

kleinen Strömen des T₁ noch wesentlich größer als 1. dung werden Transistoren mit nahezu gleichen Kenn-Der kleinere Innenwiderstand Z/ führt dazu, daß der 3» ]j_nj_en verwendet. Dann zeigen die Transistoren etwa Transistor T₂ sein minimales Rauschen bei größeren gleiches nichtlineares Verhalten Die Gestaltung der Emitterströmen hat als Transistor T₁, der sich rausch- Schaltung wird einfacher und die Einstellung des mäßig an dem größeren Z, zu orientieren hat. Der nahezu gleichen nichtlinearen Verhaltens aller Tran-Emitterstrom des T₂ darf daher bei hinreichend kleinem sistoren daran erkennbar, daß an den Basis-Emitter-Rauschbeitrag dieses Transistors wesentlich größer 35 stiecken aller Transistoren etwa gleich große Teile der sein als der Emitterstrom des 7",. Deshalb kann in Eingangsspannung des Transistors auftreten.
Fig. 4 eine Gegenkopplung gleicher Wirksamkeit mit Es wird zunächst bewiesen, daß im Idealfall exaktsmall currents of T ₁ are still substantially greater than 1-making transistors with nearly same identification The smaller internal resistance Z / results in the 3 '] j _n j _s used. Then, the transistors show approximately transistor T _{2 will} be minimal noise at larger same non-linear behavior The design of the emitter currents than transistor T _1, which is the noise circuit has moderate to orient to the larger Z, easier, and the setting. The almost identical non-linear behavior of all tran-emitter currents of the T ₂ can therefore be recognized by the fact that the base-emitter noise contribution of this transistor is much larger than the emitter current of the 7 ", all transistors are about the same size as the emitter current of the T 2, Therefore, in input voltage of the transistor can occur.
Fig. 4 shows a negative feedback with the same effectiveness. It is first proven that in the ideal case exactly

wesentlich kleinerem R erfolgen als in Fig. 3 beim gleicher Transistoren und exakter Lxponentialkenn-Transistor T₁. Dadurch wird auch die im Eingangs- linien das Hintereinanderschalten der Transistoren kreis erscheinende Rauschspannung w«« des Wider- 4° nach Fig. I bzw. Fig. 4a ohne jedes zusätzliche Standes R entsprechend kleiner Eine Kombination Schaltelement bereits die Idealschaltung mit gleicher wie in Fig. 4 mit geeigneten Emitterströmen ist also Nichtlinearität aller beteiligten Transistoren ergibt. Es gleichzeitig rauscharm und linear. ist bekannt, daß bei einer Exponentialkennlinic dieMuch smaller R take place than in Fig. 3 with the same transistors and an exact Lxponentialkenn transistor T ₁ . As a result, the noise voltage w «« of the resistor appearing in the input line of the series connection of the transistors circuit according to FIG. 1 or FIG. 4a without any additional status R is correspondingly smaller 4 with suitable emitter currents there is thus non-linearity of all transistors involved. It is low-noise and linear at the same time. it is known that with an exponential characteristic the

Wenn die Gesamtverstärkung groß sein soll, kann relative Nichtlinearität, d. h. das Verhältnis des Oberes vorkommen, daß die Gesamtverstärkung in Fig. 4 *5 wellenstroms zum Grundwellenstrom bei gegebener mit 2 Transistoren nicht ausreicht. Dann kann eine Amplitude der Basis-Emitter-Wechselspannung unab-Schaltung mit mehr als 2 Transistoren in Emitter- hängig vom Arbeitspunkt ist. Die relative NichtlineafoJgeschaltung, z. 8. mit 3 Transistoren wie in Fig. I. rität hängt also nur von der angelegten Amplitude det eine brauchbare Lösung sein, wobei der Gegenkopp- Signalspannung ab, nicht von der Größe des Tran- lungswiderstand R jeweils in die Emitterzuleitung des S» sistorstroms. In einer mehrfachen Emitterfoigeschal-Ausgangstranastors geschaltet ist. Die Quelle, die tung wie in Fig. 1 ist daher bei Verwendung von 3 formal an den Eingangsklemmen 1" und 2" des Tran- gleichen Transistoren bei gegebener Eingangsspannung sistors Τ, erscheint, hat einen Innen widerstand Z₍", des Verstärkers an den Klemmen 1 und 2 die Nicht- der noch kleiner als Z₁' ist und näherungsweise den linearität aller beteiligten Transistoren dann gleich Wert ZiHftifit) hat. (t_t ist die Stromverstärkung des 5S groß, wenn jeder Transistor mit der gleichen Wechsel-Transistors T_z. Der Emittergleichstrom des T₃ darf spannung ausgesteuert wird. Im Beispiel mit 3 gleichen daher noch größer sein als derjenige des T_t und ist Transistoren nach Fig. I soll also von der an den dann wegen des niedrigeren Z," immer noch rausch- Klemmen 1 und 2 angelegten Wechselspannung ein mäßig günstig. Der größere Strom des Γ, erlaubt Teil am Widerstand R und der verbleibende Rest zu wirksame Gegenkopplung mit noch kleinerem R als ™° je einem Drittel an der Basis-Emitterstrecke jedes dei bei 2 Transistoren nach Fig. 4a. Der Rauschbeitrag Transistoren liegen, dieses R ist daher in Fig. I noch kleiner als in Fig. 4a. Der Eingangswiderstand r_EB der Basis-Emitter- If the overall gain is to be large, relative non-linearity, ie the ratio of the upper limit, can occur that the overall gain in Fig. 4 * 5 wave current to the fundamental wave current is not sufficient for a given with 2 transistors. Then an amplitude of the base-emitter alternating voltage can be switched independently with more than 2 transistors in the emitter depending on the operating point. The relative non-linear foJgeschaltung, z. 8. With 3 transistors as in Fig. I. A useful solution depends only on the applied amplitude, whereby the negative feedback signal voltage depends not on the size of the transfer resistance R into the emitter lead of the transistor current. Is connected in a multiple emitter foil output transistor. The source, the device as in Fig. 1 is therefore when using 3 formally at the input terminals 1 "and 2" of the tran- same transistors for a given input voltage sistor Τ, has an internal resistance Z ₍ ", of the amplifier to the terminals 1 and 2, the non-which is still smaller than Z ₁ 'and approximately the linearity of all the transistors concerned then equal value ZiHftifit) has. (t _t is the current gain of the 5S large when each transistor having the same AC transistor T _z . the emitter DC current of T ₃ must is modulated voltage. therefore, in the example with 3 be even greater same as one _t of the T and the transistors of FIG. I is to say from the to the then because of the lower Z, "still-noise terminals 1 and 2. The larger current of the Γ, allows part of the resistor R and the remainder to effective negative feedback with an even smaller R than ™ ° a third each at the base-emitter path each it dei with 2 transistors according to Fig. 4a. The noise contribution of transistors is, this R is therefore even smaller in Fig. I than in Fig. 4a. The input resistance r _{EB of} the base-emitter

Eine bevorzugte Wahl der Größe des R ist derart. strecke ist nach bekannten Formeln r_SB = (t/S; daß der Rauschbeitrag des R zum Ausgangsrauschen S Steilheit; /i == Stromverstärkungsfaktor. Füi ebenso groß, ist »ie der Rau«.hbcitrag der Signaiqiielle °⁵ Exponentialkennlinien ist 5 = Ιβο,Ί'τ </eo - Emitter- und der Transistoren zusammen Die* ist die größte gleichstrom. Ut Temperaturspannung) und A preferred choice of the size of the R is such. route is by known formulas, R _SB = (t / S, that the noise contribution of the R to the output noise S Slope;. /, i == current amplification factor Fuei as large "ie the Rau" .hbcitrag the Signaiqiielle ° ⁵ Exponentialkennlinien 5 = Ιβο , Ί'τ </ eo - emitter and the transistors together The * is the largest direct current. Ut temperature voltage) and raurough
erreichbare Gegenkopplung unter der Bedingung, daß flUrle» Wenn / der Basiswechselstrom des T₁ ist. is) das Rauschen des Gegenkopphingswiderstands das //f, der Emitterwechselstrom des T₁ und Basiswechsel-Achievable negative feedback under the condition that full »If / the base alternating current of the T is ₁ . is) the noise of the negative feedback resistor the // f, the alternating emitter current of the T ₁ and base alternating

(ρ(ρ

strom des T₂. Die Wechselspannung zwischen Basis der Gleichströme von der Idealschaltung aufnehmencurrent of the T ₂ . Record the AC voltage between the base of the DC currents from the ideal circuit

und Emitter des T₁ ist also müssen, sind relativ klein. Die zusätzlichen Gleieli-and the emitter of T ₁ is so must are relatively small. The additional rail

. stromwiderstände sind also relativ groß und für die. So current resistances are relatively large and for the

"/(/·;, - ir_Kit_x If_xU-I IKo_x Wechselst rom vorgänge ohne nennenswerte Bedeutung."/ (/ · ;, - ir _K it _x If _x UI IKo _x Alternating current processes of no significant significance.

Die Wechselspannung /wischen Basis und Emitter dos ⁵ , In der Schaltung der Hg. 5 verkleinert der zwischenThe alternating voltage / between base and emitter dos ⁵ , in the circuit of Hg. 5, the between

j j_st den Punkten 1 und 2 liegende Widerstand den Basis- j j _st the resistance lying at points 1 and 2 the basic

² gleichstrom des Transistors T., gegenüber dem Emitter- ² direct current of the transistor T., opposite the emitter

IHiK₂ i(i\ IKH₂ ifl_xii»L^!nlKn_s gleichstrom des Transistors T₁. In der Schaltung der IHiK ₂ i (i \ IKH ₂ ifl _x ii »L ^! _{NlKn s} direct current of the transistor T _1. In the circuit of the

... .,Γ Ii r. · ,. I ig ii vergrößert der gezeichnete Widerstand den...., Γ Ii r. ·,. I ig ii the drawn resistance increases the

Wenn be.de Spannungen gleich groß scm sollen, so _{10 Basisi}|_{cichstmm dcs} η₂ gegenüber dem Em.ttergleich-If be.de voltages are to be equal to scm, then _{10 basis i} | _{cichstmm dcs} η ₂ compared to the parent equiv

^m strom des 7",. In der Schaltung der Fig. 7 sind je nach ^m current of 7 ",. In the circuit of FIG. 7 are depending on

IfO, i'iJhoi lUiiii; Dimensionierung der Widerstände beide genannten IfO, i'iJhoi lUiiii; Dimensioning of the resistors both mentioned

Wirkungen möglich, und es tritt gleichzeitig eine ge-Effects possible, and at the same time there is a

sein. //·.·(>, ist in der Idealschaltung auch des Basis- wisse Stabilisierung der am Punkt Γ bestehenden gleichstroms Iu,i> des T.,. und die Gleichung ist somit 15 Gleichspannung ein. In der Schallung der I ig. 8 erfüllt. treten beide genannten Effekte gleichzeitig ein mit der Im praktischen Fall ungleicher Transistoren und vielseitig verwendbaren Möglichkeit, die Gleichspan-Abweichungen von der Exponentialkennlinie zeigt nung yni Emitter des 7, und die Gleichspannung an sich, daß bei Verwendung einigermaßen gleicher Tran- der Basis des T₁ getrennt einzustellen. Diese Schaltung sistoren und den üblichen geringen Abweichungen von ao hat sich besonders bewährt bei Verstärkern mit stark der Exponentialkennlinie die Vorschrift annähernd schwankender Gleiehspannungsversorgung.
gleicher Signalspannungsanteile an den Steuerstrecken Der an den Ausgang des Verstärkers anzuschlieder Transistoren der optimalen Gestaltung der hoch- ßende Empfänger ('kann wie in Eig. I an den Kollekfrequenten Emitterfolgeschaltung immer noch sehr tor des Ausgangstransistor-. (Punkt 3 in Eig. I oder nahe kommt und daher oft eine brauchbare Vorschrift as K ig. 4) oder an den Kollektor eines vorhergehenden ist. Da die hochfrequente Emitterfolgeschaltung jedoch Transistors (Punkt 3 in Fig. 9) angeschlossen werden. festlegt, daß der Emitterwechselstrom des Transistors Den letzteren Fall kann man so auffassen, als ob dei nahezu auch der Basiswechselstrom des nachfolgenden Gegenkopplungswiderstand R der Fig. 4a durch die Transistors ist. liegen dadurch Wechselströme und Serienschaltung des Transistors T_x und eines Wider-Wechselspannungen fest, sobald der Strom des Ein- 30 Standes R' dargestellt ist. Diese Darstellung bietet ein gangstransistors rauscharm festgelegt ist und die Ein- Beispiel für die Möglichkeit, einen Gegenkopplungssangs-Sicnalspannung bekannt ist. Dadurch ist auch widerstand durch eine elektronische Schaltung mit dem die Eingangsimpedanz jedes Transistors festgelegt. Ziel kleineren Rauschens oder besserer Linearität dar- und man muß durch geeignete Wahl des Arbeits- zustellen. Der Empfänger kann auch an den Gegen-Punktes die geforderte Eingangsimpedanz jedes Tran- 35 kopplungswiderstand (Punkt 4 in Fig. I) angeschlossistors einstellen. Wenn man einigermaßen gleiche sen werden, wobei jedoch der wirksame Gegenkopp-Transistoren mit angenähreten Exponentialkennlimcn lungswiderstand dann die Parallelschaltung des R und verwendet, ist man in der Nähe der idealen Schaltung, des Eingangswiderstandes des Verstärkers ist. Dei die keine zusätzlichen Widerstände enthält, und die Eingangswiderstand des Empfängers kann direkt dei C]leichströme durch die zusätzlichen Widerstände der 40 Gegenkopplungswiderstand sein, wenn R hinreichend Schaltungen der I ig. 5 bis 8, die die Abweichungen groß ist oder ganz fehlt. being. //·.· (>, is in the ideal circuit also the basic knowledge stabilization of the existing direct current Iu, i> of the T.,. At point Γ and the equation is thus 15 direct voltage. In the sound of I ig. 8 Both effects mentioned occur at the same time with the In the practical case of unequal transistors and versatile possibility, the DC voltage deviations from the exponential curve shows voltage yni emitter des 7, and the DC voltage itself that when using somewhat identical tran- the base des Set separately T _1. This circuit sistors and the usual small deviations from ao has proven particularly useful in amplifiers with a strongly exponential characteristic, the requirement of an approximately fluctuating equilibrium voltage supply.
equal signal voltage components on the control paths The transistors to be connected to the output of the amplifier of the optimal design of the high-end receiver ('can, as in Fig and is therefore often a useful rule as in K ig. 4) or to the collector of a previous one. However, since the high-frequency emitter follower circuit is connected to the transistor (point 3 in Fig. 9), it determines that the emitter alternating current of the transistor can be used so conceived as if dei is almost also the base AC of the subsequent negative feedback resistor R of FIG. 4a through the transistor are characterized alternating currents and series circuit of the transistor T _x and a resistance AC voltages determined as soon as the current of the input 30 prior R 'is shown. This illustration offers an output transistor that is set to be low-noise and the input Ex iel for the possibility of a negative feedback sang-Sicnalspannung is known. As a result, resistance is also determined by an electronic circuit with which the input impedance of each transistor is established. The aim is to achieve less noise or better linearity, and you have to make a suitable choice of the working position . The receiver can also set the required input impedance of each transcoupling resistor (point 4 in FIG. I) at the opposite point. If you are more or less the same, but the effective negative feedback transistors with approximate exponentialkennlimcn development resistance then use the parallel connection of R and , you are close to the ideal circuit, the input resistance of the amplifier. Dei contains no additional resistors, and the input resistance of the receiver can directly dei C] facilitated currents through the additional resistors 40 of the negative feedback resistor to be when R sufficiently circuits of the I ig. 5 to 8 that the deviations are large or completely absent.

Hierzu 5 Blatt ZeichnungenIn addition 5 sheets of drawings

Claims (1)

. ^s " PatentanspiSche:. ^s "patent claims: γ-"- ί. Raiischarmcf' und linearer Veistarker mit bi-%plaren Txansistoxsn far En^fangsantennea mit hohem Innenwldeistand, vorzugsweise ftf kurze Stabantennen, wobei der Eingang des Verstärkers direkt an die Antenne angeschlossen ist und die Baas des Eingangstransistore einen der Emgangsanschlnsse des Verstärkers darstellt, dadurch gekennzeichnet, daß in der Emitterlertung des Eingarigsjteansistgrs «räig*hoci%igpiien|e^ bei /ridtnet, daß die-SO gewählt: γ - "- ί. Raiischarmcf 'and linear Veistarker with bi-% plaren Txansistoxsn far end antenna with a high interior wall, preferably five short rod antennas, whereby the input of the amplifier is connected directly to the antenna and the base of the input transistor is one of the input connections of the Amplifier, characterized in that in the emitter rating of the Einarigsjteansistgrs "räig * hoci% igpiien | e ^ at / ridtnet that the-SO is chosen: beitspuokte der Transistoren Halle Tfansistoxea nahezu den _r Nid«3uiearität Befern,
9. Verstarkermeii Anspruch 8» dadurch gekennzeichnet, daß alle Transistorea annähernd gleiche Kennlinien besitzen und an ihren Basis-Emitterstpecken etwa die !gleiche Signalspannung liegt .beitspuokte the transistors hall Tfansistoxea almost the _r Nid "3uiearität Befern,
9. Verstarkermeii claim 8 »characterized in that all the transistorea have approximately the same characteristics and about the same signal voltage is at their base-emitter pins.